昇圧充電回路及びそれを用いたキセノンランプ点灯装置
【課題】キセノンランプ点灯装置の昇圧充電回路において、充電終了直前の回路電力を軽減する。
【解決手段】本発明の昇圧充電回路は、入力電圧を昇圧するスイッチング昇圧手段、スイッチング昇圧手段の出力を整流平滑する充電手段、充電手段の充電状態を検出する検出手段、及び検出手段からの信号に基づいてスイッチング昇圧手段の出力を制御する制御手段を備える。検出手段が充電手段の充電電圧の分圧値を検出する電圧検出部及び充電手段の充電電流を検出する電流検出部からなり、分圧値と、充電電流に対応する電圧値との和が一定となるように制御手段がスイッチング昇圧手段を制御する構成とした。
【解決手段】本発明の昇圧充電回路は、入力電圧を昇圧するスイッチング昇圧手段、スイッチング昇圧手段の出力を整流平滑する充電手段、充電手段の充電状態を検出する検出手段、及び検出手段からの信号に基づいてスイッチング昇圧手段の出力を制御する制御手段を備える。検出手段が充電手段の充電電圧の分圧値を検出する電圧検出部及び充電手段の充電電流を検出する電流検出部からなり、分圧値と、充電電流に対応する電圧値との和が一定となるように制御手段がスイッチング昇圧手段を制御する構成とした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概略として昇圧充電回路及びそれを用いたキセノンランプ点灯装置に関し、特に、擬似太陽光を照射する擬似太陽光照射装置に用いるキセノンランプ点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池の光電変換特性などの各種太陽エネルギー利用機器の性能測定のために、自然太陽光のスペクトル分布を再現する擬似太陽光を被照射体に照射する擬似太陽光照射装置が知られている。この種の擬似太陽光照射装置においては、キセノンランプからなる光源が箱体内に設置され、光源からの光が光学フィルタを介して照射されることで放射面から擬似太陽光が放射される。
【０００３】
本装置では、例えば、発光長が１０００ｍｍ以上のキセノンランプ（以下、「ランプ」という）が用いられ、直流のランプ電流が通電され、そのランプ電流値を点灯装置によって調整することにより照射面の照度が制御される。一般的には、点灯時のランプ電流は数十アンペア（例えば７０Ａ）、ランプ電圧は数百ボルト（例えば５００Ｖ）程度であり、このランプ電流／電圧が、１回の点灯あたり数十ｍＳｅｃから数百ｍＳｅｃにわたって通電／印加される。この出力状態が定電流又は定電力で制御され、点灯期間中に被照射体の性能が測定される。
【０００４】
上記の場合、ランプ電力が３５ｋＷとなり、瞬時（例えば１００ｍＳｅｃ）とはいえ、この電力を商用電源から直接供給すると、同じ商用電源の系統の周辺機器に障害を及ぼすことや、商用電源と照射装置の間に容量の大きい接点及び配線が必要となることが問題なる。そこで一般には、照射装置内に点灯装置を設け、点灯装置において電力を蓄積し、点灯指令に応じてその蓄積された電力をランプに供給する構成が採用される。
【０００５】
図６に従来の点灯装置を示す。整流器２及び平滑コンデンサ３で構成される直流電源回路１００で交流電源１が直流電圧に変換され、その直流電圧が昇圧充電回路４００に供給される。昇圧充電回路４００はトランジスタ４、５、６及び７からなるインバータ３０を含む。ＰＷＭ制御回路８によってトランジスタ４、７及びトランジスタ５、６の導通時間が制御され、高周波で交互に導通される。これによりトランス９の１次巻線に交流電圧が発生するとともに、トランス９の２次巻線に昇圧比に応じた電圧が発生する。トランス９の２次巻線に発生した電圧は整流器１０で整流され、コイル１１で平滑されて大容量の電解コンデンサ１３に充電される。ここで、電流検出抵抗１２で検出される充電電流に比例した電圧（即ち、Ｂ−Ｇ間の電圧）と基準電圧１５とが誤差増幅器１４に入力され、両者が等しくなるようにＰＷＭ制御回路８によってトランジスタ４〜７の導通時間がＰＷＭ制御される。これにより、大容量の電解コンデンサ１３は設定された電流値で定電流充電されていく。電解コンデンサ１３がランプ電圧よりも充分に高い電圧（例えば、９００Ｖ）に充電されると、ＰＷＭ制御回路８はインバータ３０の動作を一旦停止（又は充電電圧を保持）し、スタンバイ状態となる。
【０００６】
図７に、コンデンサ１３の充電電圧に対する充電電流及びそれに対応するインバータ３０の出力電力（以下、「インバータ出力電力」という）を示す。図示するように、充電電流は充電電圧にかかわらず一定である。
図８に、コンデンサ１３の充電電圧及び充電電流のタイムチャートを示す。図示するように、例えば、動作開始後１５秒で充電電圧が設定値に到達する場合、充電電流は動作開始後１５秒までは一定であり、その後０Ａとなる。
【０００７】
次に、ランプ点灯指令が発せられると、電流制限回路３００が動作を開始する。電流制限回路３００は降圧チョッパ回路からなり、降圧チョッパ回路は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ１６、ダイオード１７、コイル１８、コンデンサ１９、電流検出抵抗２０、半導体スイッチ１６の導通時間を制御するＰＷＭ制御回路２１、誤差増幅器２２、基準電圧２３及び帰還素子２７で構成される。この時点で、ランプ２５の両端に電解コンデンサ１３の電圧とほぼ等しい直流電圧（９００Ｖ）が直ちに印加される。その後、イグナイタ（不図示）のパルストランス２４によってパルス電圧が上記直流電圧に重畳され、ランプ２５の絶縁破壊が起こる。
【０００８】
ランプ２５が絶縁破壊を起こすと、コンデンサ１３の充電電圧を電源として電流制限回路３００からの制限された電流がランプ２５に投入される。電流制限回路３００において、電流検知抵抗２０に流れる電流に比例する電圧信号（検出電圧）と基準電圧２３からの電圧信号（基準電圧）が誤差増幅器２２に入力され、両者が等しくなるように、ＰＷＭ制御回路２１によって半導体スイッチ１６の導通時間がＰＷＭ制御される。これにより、コンデンサ１３を電源とするランプ２５の直流点灯が設定電流値で定電流制御される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、上記の構成では、充電電圧が上昇するとインバータ出力電力もそれに比例して上昇するため、充電設定電圧付近でインバータ出力電力がピークに達する。図７及び図９に示すように、設定電圧を９００Ｖ、充電電流を３.２Ａとすると、充電終了直前のピーク電力は２８８０Ｗとなる。従って、直流電源回路１００及び昇圧充電回路４００を、この２８８０Ｗのインバータ出力電力に耐えられる電力容量のものとする必要がある。そのため、直流電源回路１００及び昇圧充電回路４００が大型化し、コストアップしてしまう。
また、一定とする充電電流値を低くすれば上記の問題は軽減できるが、充電に長時間を要することとなり、点灯時間間隔をそれに対応して長くする必要が生じるため、キセノンランプ点灯装置としての使い勝手が悪くなってしまう。
【００１０】
そこで、本発明は、充電時間を長くすることなく、充電終了直前の回路電力を軽減する昇圧充電回路及びそれを用いたキセノンランプ点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の側面は、昇圧充電回路であって、入力電圧を昇圧するスイッチング昇圧手段、スイッチング昇圧手段の出力を整流平滑する充電手段、充電手段の充電状態を検出する検出手段、及び検出手段からの信号に基づいてスイッチング昇圧手段の出力を制御する制御手段を備え、検出手段が充電手段の充電電圧の分圧値を検出する電圧検出部及び充電手段の充電電流を検出する電流検出部からなり、分圧値と、充電電流に対応する電圧値との和が一定となるように、制御手段がスイッチング昇圧手段を制御するように構成された昇圧充電回路である。
【００１２】
上記において、充電手段が充電コンデンサ（１３）を含み、電圧検出部が充電コンデンサに並列に接続された高電圧側の第１の抵抗（２６）及び低電圧側の第２の抵抗（２７）からなり、電流検出部が充電コンデンサ及び第２の抵抗に直列接続された第３の抵抗（１２）からなり、制御手段において、第２の抵抗と第３の抵抗の直列回路の両端に発生する電圧が入力され、入力が基準電圧（１５）に等しくなるようにスイッチング昇圧手段が制御される構成とした。
【００１３】
本発明の第２の側面は、直流電源回路（１００）、直流電源回路からの電圧を受ける上記第１の側面の昇圧充電回路（２００）、及び昇圧充電回路からの電流を制限してキセノンランプに投入する電流制限回路（３００）を備えたキセノンランプ点灯装置である。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明のキセノンランプ点灯装置の回路構成を示す図である。
【図２】本発明の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図３】本発明の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図４】本発明の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図５】本発明の変形例を示す図である。
【図６】従来のキセノンランプ点灯装置の回路構成を示す図である。
【図７】従来の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図８】従来の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図９】従来の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
図１に本発明のキセノンランプ点灯装置の回路構成を示す。図において、直流電源回路１００、電流制限回路３００及び不図示のイグナイタ回路は、図６に示す従来例と同様であるので説明を省略する。本発明は昇圧充電回路２００の構成が従来例の昇圧充電回路４００と異なる。
【００１６】
昇圧充電回路２００は、直流電源回路１００からの入力電圧を昇圧するスイッチング昇圧手段、スイッチング昇圧手段の出力を整流平滑する充電手段、充電手段の充電状態を検出する検出手段、及び検出手段からの信号に基づいてスイッチング昇圧手段の出力を制御する制御手段を備える。
【００１７】
スイッチング昇圧手段はトランジスタ４、５、６及び７からなるインバータ３０並びにトランス９を含み、ＰＷＭ制御回路８によってトランジスタ４、７及びトランジスタ５、６の導通時間が制御され、高周波で交互に導通される。これによりトランス９の１次巻線に交流電圧が発生するとともに、トランス９の２次巻線に昇圧比に応じた電圧が発生する。
なお、スイッチング昇圧手段はインバータ３０のようなフルブリッジ型のものに限られず、例えば、プッシュプル型、フライバック型等、他の周知の昇圧回路であってもよい。
【００１８】
充電手段は整流器１０、コイル１１及び大容量の電解コンデンサ１３を含む。トランス９の２次巻線に発生した電圧は整流器１０で整流され、コイル１１で平滑されて大容量の電解コンデンサ１３（充電コンデンサ１３）に充電される。
【００１９】
検出手段はコンデンサ１３の充電電圧の分圧値を検出する電圧検出部及びコンデンサ１３の充電電流を検出する電流検出部からなる。
電圧検出部はコンデンサ１３に並列に接続された高電圧側の分圧抵抗２６及び低電圧側の分圧抵抗２７からなる。なお、説明の便宜上、分圧抵抗２６を単一の抵抗で示してあるが、多数の直列抵抗で構成して抵抗１つ当たりの耐圧を下げるようにすることが好ましい。電流検出部はコンデンサ１３及び分圧抵抗２７に直列接続された電流検出抵抗１２からなる。
【００２０】
なお、分圧抵抗２７の抵抗値は分圧抵抗２６の抵抗値の数百分の１程度であればよい。また、図５に示すように、電圧検出部はコンデンサ１３の電圧を分圧検出できる何らかのインピーダンス素子であればよく、例えば、コンデンサ１３に並列に接続された分圧コンデンサ３６及び分圧コンデンサ３７としてもよい。ここで、分圧コンデンサ３７の容量は分圧コンデンサ３６の容量の数百倍程度であればよい。
【００２１】
制御手段は誤差増幅器１４及びＰＷＭ制御回路８を含み、誤差増幅器１４には、分圧抵抗２７と電流検出抵抗１２の直列回路の両端に発生する電圧（即ち、Ｃ−Ｇ間電圧）が入力される。この入力が基準電圧１５に等しくなるように誤差増幅器１４が動作し、誤差増幅器１４の出力に基づいてＰＷＭ制御回路８がトランジスタ４〜７の導通時間をＰＷＭ制御する。
即ち、分圧抵抗２７で検出される充電電圧の分圧値と電流検出抵抗１２で検出される充電電流に対応する電圧値の和が一定となるように、制御手段がスイッチング昇圧手段をフィードバック制御する。
これにより、スイッチング昇圧手段からは、低い充電電圧の期間には高い充電電流が出力され、高い充電電圧の期間には低い充電電流が出力されることになる。
【００２２】
ＰＷＭ制御回路８には点Ａの電圧（又はその分圧値）も入力され、コンデンサ１３がランプ電圧よりも充分に高い電圧（例えば、９００Ｖ）に充電されたことが検出されると、ＰＷＭ制御回路８はインバータ３０の動作を一旦停止（又は充電電圧を保持）し、スタンバイ状態となる。なお、点Ａを点Ｃと同一の点としてもよい。
【００２３】
図２に、コンデンサ１３の充電電圧に対する充電電流及びそれに対応するインバータ出力電力を示す。図示するように、充電電流は充電電圧の上昇とともに直線的に低下する。なお、インバータ出力電力のピークは充電電圧のピークに一致するとは限らない。
【００２４】
図３に、コンデンサ１３の充電電圧及び充電電流のタイムチャートを示す。図示するように、例えば、動作開始後１５秒で充電電圧が設定値に到達する場合、充電電流は充電が進むにつれて低下し、充電終了時に０Ａとなる。また、充電電圧のカーブは充電電流と対称的な態様で上昇する。
【００２５】
図４に昇圧充電回路２００におけるインバータ出力電力のタイムチャートを示す。このグラフは図３の充電電流と充電電圧を乗じて得られるものである。図示するように、インバータ電力のピーク電力は１９６０Ｗとなり、即ち、回路電力は従来例の２８８０Ｗの約７０％に抑えられた。
なお、分圧抵抗２７の抵抗値と電流検出抵抗１２の抵抗値の比を変えることにより、各図に示す特性カーブ又は直線の態様を変更することができる。
【００２６】
以上の構成により、充電終了直前の回路電力を軽減することができ、昇圧充電回路及びそれを用いたキセノンランプ点灯装置の小型化及びコストダウンが可能となる。また、回路電力を軽減しつつも充電時間を長くする必要がないのでキセノンランプ点灯装置の使用性も損なわれない。
なお、本発明の昇圧充電回路は、大容量のコンデンサに数〜数十秒で高電圧を充電する必要があるキセノンランプ点灯装置に特に適しているが、大容量のコンデンサに高電圧の充電電圧を充電するためのあらゆる回路に適用可能である。
【符号の説明】
【００２７】
４〜７．トランジスタ
８．ＰＷＭ制御回路
９．トランス
１０．整流器
１１．コイル
１２．電流検出抵抗
１３．コンデンサ
１４．誤差増幅器
１５．基準電圧
２６、２７．分圧抵抗
３０．インバータ
１００．直流電源回路
２００．昇圧充電回路
３００．電流制限回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は概略として昇圧充電回路及びそれを用いたキセノンランプ点灯装置に関し、特に、擬似太陽光を照射する擬似太陽光照射装置に用いるキセノンランプ点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池の光電変換特性などの各種太陽エネルギー利用機器の性能測定のために、自然太陽光のスペクトル分布を再現する擬似太陽光を被照射体に照射する擬似太陽光照射装置が知られている。この種の擬似太陽光照射装置においては、キセノンランプからなる光源が箱体内に設置され、光源からの光が光学フィルタを介して照射されることで放射面から擬似太陽光が放射される。
【０００３】
本装置では、例えば、発光長が１０００ｍｍ以上のキセノンランプ（以下、「ランプ」という）が用いられ、直流のランプ電流が通電され、そのランプ電流値を点灯装置によって調整することにより照射面の照度が制御される。一般的には、点灯時のランプ電流は数十アンペア（例えば７０Ａ）、ランプ電圧は数百ボルト（例えば５００Ｖ）程度であり、このランプ電流／電圧が、１回の点灯あたり数十ｍＳｅｃから数百ｍＳｅｃにわたって通電／印加される。この出力状態が定電流又は定電力で制御され、点灯期間中に被照射体の性能が測定される。
【０００４】
上記の場合、ランプ電力が３５ｋＷとなり、瞬時（例えば１００ｍＳｅｃ）とはいえ、この電力を商用電源から直接供給すると、同じ商用電源の系統の周辺機器に障害を及ぼすことや、商用電源と照射装置の間に容量の大きい接点及び配線が必要となることが問題なる。そこで一般には、照射装置内に点灯装置を設け、点灯装置において電力を蓄積し、点灯指令に応じてその蓄積された電力をランプに供給する構成が採用される。
【０００５】
図６に従来の点灯装置を示す。整流器２及び平滑コンデンサ３で構成される直流電源回路１００で交流電源１が直流電圧に変換され、その直流電圧が昇圧充電回路４００に供給される。昇圧充電回路４００はトランジスタ４、５、６及び７からなるインバータ３０を含む。ＰＷＭ制御回路８によってトランジスタ４、７及びトランジスタ５、６の導通時間が制御され、高周波で交互に導通される。これによりトランス９の１次巻線に交流電圧が発生するとともに、トランス９の２次巻線に昇圧比に応じた電圧が発生する。トランス９の２次巻線に発生した電圧は整流器１０で整流され、コイル１１で平滑されて大容量の電解コンデンサ１３に充電される。ここで、電流検出抵抗１２で検出される充電電流に比例した電圧（即ち、Ｂ−Ｇ間の電圧）と基準電圧１５とが誤差増幅器１４に入力され、両者が等しくなるようにＰＷＭ制御回路８によってトランジスタ４〜７の導通時間がＰＷＭ制御される。これにより、大容量の電解コンデンサ１３は設定された電流値で定電流充電されていく。電解コンデンサ１３がランプ電圧よりも充分に高い電圧（例えば、９００Ｖ）に充電されると、ＰＷＭ制御回路８はインバータ３０の動作を一旦停止（又は充電電圧を保持）し、スタンバイ状態となる。
【０００６】
図７に、コンデンサ１３の充電電圧に対する充電電流及びそれに対応するインバータ３０の出力電力（以下、「インバータ出力電力」という）を示す。図示するように、充電電流は充電電圧にかかわらず一定である。
図８に、コンデンサ１３の充電電圧及び充電電流のタイムチャートを示す。図示するように、例えば、動作開始後１５秒で充電電圧が設定値に到達する場合、充電電流は動作開始後１５秒までは一定であり、その後０Ａとなる。
【０００７】
次に、ランプ点灯指令が発せられると、電流制限回路３００が動作を開始する。電流制限回路３００は降圧チョッパ回路からなり、降圧チョッパ回路は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ１６、ダイオード１７、コイル１８、コンデンサ１９、電流検出抵抗２０、半導体スイッチ１６の導通時間を制御するＰＷＭ制御回路２１、誤差増幅器２２、基準電圧２３及び帰還素子２７で構成される。この時点で、ランプ２５の両端に電解コンデンサ１３の電圧とほぼ等しい直流電圧（９００Ｖ）が直ちに印加される。その後、イグナイタ（不図示）のパルストランス２４によってパルス電圧が上記直流電圧に重畳され、ランプ２５の絶縁破壊が起こる。
【０００８】
ランプ２５が絶縁破壊を起こすと、コンデンサ１３の充電電圧を電源として電流制限回路３００からの制限された電流がランプ２５に投入される。電流制限回路３００において、電流検知抵抗２０に流れる電流に比例する電圧信号（検出電圧）と基準電圧２３からの電圧信号（基準電圧）が誤差増幅器２２に入力され、両者が等しくなるように、ＰＷＭ制御回路２１によって半導体スイッチ１６の導通時間がＰＷＭ制御される。これにより、コンデンサ１３を電源とするランプ２５の直流点灯が設定電流値で定電流制御される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、上記の構成では、充電電圧が上昇するとインバータ出力電力もそれに比例して上昇するため、充電設定電圧付近でインバータ出力電力がピークに達する。図７及び図９に示すように、設定電圧を９００Ｖ、充電電流を３.２Ａとすると、充電終了直前のピーク電力は２８８０Ｗとなる。従って、直流電源回路１００及び昇圧充電回路４００を、この２８８０Ｗのインバータ出力電力に耐えられる電力容量のものとする必要がある。そのため、直流電源回路１００及び昇圧充電回路４００が大型化し、コストアップしてしまう。
また、一定とする充電電流値を低くすれば上記の問題は軽減できるが、充電に長時間を要することとなり、点灯時間間隔をそれに対応して長くする必要が生じるため、キセノンランプ点灯装置としての使い勝手が悪くなってしまう。
【００１０】
そこで、本発明は、充電時間を長くすることなく、充電終了直前の回路電力を軽減する昇圧充電回路及びそれを用いたキセノンランプ点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の側面は、昇圧充電回路であって、入力電圧を昇圧するスイッチング昇圧手段、スイッチング昇圧手段の出力を整流平滑する充電手段、充電手段の充電状態を検出する検出手段、及び検出手段からの信号に基づいてスイッチング昇圧手段の出力を制御する制御手段を備え、検出手段が充電手段の充電電圧の分圧値を検出する電圧検出部及び充電手段の充電電流を検出する電流検出部からなり、分圧値と、充電電流に対応する電圧値との和が一定となるように、制御手段がスイッチング昇圧手段を制御するように構成された昇圧充電回路である。
【００１２】
上記において、充電手段が充電コンデンサ（１３）を含み、電圧検出部が充電コンデンサに並列に接続された高電圧側の第１の抵抗（２６）及び低電圧側の第２の抵抗（２７）からなり、電流検出部が充電コンデンサ及び第２の抵抗に直列接続された第３の抵抗（１２）からなり、制御手段において、第２の抵抗と第３の抵抗の直列回路の両端に発生する電圧が入力され、入力が基準電圧（１５）に等しくなるようにスイッチング昇圧手段が制御される構成とした。
【００１３】
本発明の第２の側面は、直流電源回路（１００）、直流電源回路からの電圧を受ける上記第１の側面の昇圧充電回路（２００）、及び昇圧充電回路からの電流を制限してキセノンランプに投入する電流制限回路（３００）を備えたキセノンランプ点灯装置である。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明のキセノンランプ点灯装置の回路構成を示す図である。
【図２】本発明の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図３】本発明の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図４】本発明の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図５】本発明の変形例を示す図である。
【図６】従来のキセノンランプ点灯装置の回路構成を示す図である。
【図７】従来の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図８】従来の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【図９】従来の昇圧充電回路の出力特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
図１に本発明のキセノンランプ点灯装置の回路構成を示す。図において、直流電源回路１００、電流制限回路３００及び不図示のイグナイタ回路は、図６に示す従来例と同様であるので説明を省略する。本発明は昇圧充電回路２００の構成が従来例の昇圧充電回路４００と異なる。
【００１６】
昇圧充電回路２００は、直流電源回路１００からの入力電圧を昇圧するスイッチング昇圧手段、スイッチング昇圧手段の出力を整流平滑する充電手段、充電手段の充電状態を検出する検出手段、及び検出手段からの信号に基づいてスイッチング昇圧手段の出力を制御する制御手段を備える。
【００１７】
スイッチング昇圧手段はトランジスタ４、５、６及び７からなるインバータ３０並びにトランス９を含み、ＰＷＭ制御回路８によってトランジスタ４、７及びトランジスタ５、６の導通時間が制御され、高周波で交互に導通される。これによりトランス９の１次巻線に交流電圧が発生するとともに、トランス９の２次巻線に昇圧比に応じた電圧が発生する。
なお、スイッチング昇圧手段はインバータ３０のようなフルブリッジ型のものに限られず、例えば、プッシュプル型、フライバック型等、他の周知の昇圧回路であってもよい。
【００１８】
充電手段は整流器１０、コイル１１及び大容量の電解コンデンサ１３を含む。トランス９の２次巻線に発生した電圧は整流器１０で整流され、コイル１１で平滑されて大容量の電解コンデンサ１３（充電コンデンサ１３）に充電される。
【００１９】
検出手段はコンデンサ１３の充電電圧の分圧値を検出する電圧検出部及びコンデンサ１３の充電電流を検出する電流検出部からなる。
電圧検出部はコンデンサ１３に並列に接続された高電圧側の分圧抵抗２６及び低電圧側の分圧抵抗２７からなる。なお、説明の便宜上、分圧抵抗２６を単一の抵抗で示してあるが、多数の直列抵抗で構成して抵抗１つ当たりの耐圧を下げるようにすることが好ましい。電流検出部はコンデンサ１３及び分圧抵抗２７に直列接続された電流検出抵抗１２からなる。
【００２０】
なお、分圧抵抗２７の抵抗値は分圧抵抗２６の抵抗値の数百分の１程度であればよい。また、図５に示すように、電圧検出部はコンデンサ１３の電圧を分圧検出できる何らかのインピーダンス素子であればよく、例えば、コンデンサ１３に並列に接続された分圧コンデンサ３６及び分圧コンデンサ３７としてもよい。ここで、分圧コンデンサ３７の容量は分圧コンデンサ３６の容量の数百倍程度であればよい。
【００２１】
制御手段は誤差増幅器１４及びＰＷＭ制御回路８を含み、誤差増幅器１４には、分圧抵抗２７と電流検出抵抗１２の直列回路の両端に発生する電圧（即ち、Ｃ−Ｇ間電圧）が入力される。この入力が基準電圧１５に等しくなるように誤差増幅器１４が動作し、誤差増幅器１４の出力に基づいてＰＷＭ制御回路８がトランジスタ４〜７の導通時間をＰＷＭ制御する。
即ち、分圧抵抗２７で検出される充電電圧の分圧値と電流検出抵抗１２で検出される充電電流に対応する電圧値の和が一定となるように、制御手段がスイッチング昇圧手段をフィードバック制御する。
これにより、スイッチング昇圧手段からは、低い充電電圧の期間には高い充電電流が出力され、高い充電電圧の期間には低い充電電流が出力されることになる。
【００２２】
ＰＷＭ制御回路８には点Ａの電圧（又はその分圧値）も入力され、コンデンサ１３がランプ電圧よりも充分に高い電圧（例えば、９００Ｖ）に充電されたことが検出されると、ＰＷＭ制御回路８はインバータ３０の動作を一旦停止（又は充電電圧を保持）し、スタンバイ状態となる。なお、点Ａを点Ｃと同一の点としてもよい。
【００２３】
図２に、コンデンサ１３の充電電圧に対する充電電流及びそれに対応するインバータ出力電力を示す。図示するように、充電電流は充電電圧の上昇とともに直線的に低下する。なお、インバータ出力電力のピークは充電電圧のピークに一致するとは限らない。
【００２４】
図３に、コンデンサ１３の充電電圧及び充電電流のタイムチャートを示す。図示するように、例えば、動作開始後１５秒で充電電圧が設定値に到達する場合、充電電流は充電が進むにつれて低下し、充電終了時に０Ａとなる。また、充電電圧のカーブは充電電流と対称的な態様で上昇する。
【００２５】
図４に昇圧充電回路２００におけるインバータ出力電力のタイムチャートを示す。このグラフは図３の充電電流と充電電圧を乗じて得られるものである。図示するように、インバータ電力のピーク電力は１９６０Ｗとなり、即ち、回路電力は従来例の２８８０Ｗの約７０％に抑えられた。
なお、分圧抵抗２７の抵抗値と電流検出抵抗１２の抵抗値の比を変えることにより、各図に示す特性カーブ又は直線の態様を変更することができる。
【００２６】
以上の構成により、充電終了直前の回路電力を軽減することができ、昇圧充電回路及びそれを用いたキセノンランプ点灯装置の小型化及びコストダウンが可能となる。また、回路電力を軽減しつつも充電時間を長くする必要がないのでキセノンランプ点灯装置の使用性も損なわれない。
なお、本発明の昇圧充電回路は、大容量のコンデンサに数〜数十秒で高電圧を充電する必要があるキセノンランプ点灯装置に特に適しているが、大容量のコンデンサに高電圧の充電電圧を充電するためのあらゆる回路に適用可能である。
【符号の説明】
【００２７】
４〜７．トランジスタ
８．ＰＷＭ制御回路
９．トランス
１０．整流器
１１．コイル
１２．電流検出抵抗
１３．コンデンサ
１４．誤差増幅器
１５．基準電圧
２６、２７．分圧抵抗
３０．インバータ
１００．直流電源回路
２００．昇圧充電回路
３００．電流制限回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
昇圧充電回路であって、
入力電圧を昇圧するスイッチング昇圧手段、該スイッチング昇圧手段の出力を整流平滑する充電手段、該充電手段の充電状態を検出する検出手段、及び該検出手段からの信号に基づいて該スイッチング昇圧手段の出力を制御する制御手段を備え、
前記検出手段が前記充電手段の充電電圧の分圧値を検出する電圧検出部及び該充電手段の充電電流を検出する電流検出部からなり、
前記分圧値と、前記充電電流に対応する電圧値との和が一定となるように、前記制御手段が前記スイッチング昇圧手段を制御するように構成された昇圧充電回路。
【請求項２】
請求項１の昇圧充電回路であって、
前記充電手段が充電コンデンサ（１３）を含み、
前記電圧検出部が前記充電コンデンサに並列に接続された高電圧側の第１の抵抗（２６）及び低電圧側の第２の抵抗（２７）からなり、
前記電流検出部が前記充電コンデンサ及び前記第２の抵抗に直列接続された第３の抵抗（１２）からなり、
前記制御手段において、前記第２の抵抗と第３の抵抗の直列回路の両端に発生する電圧が入力され、該入力が基準電圧（１５）に等しくなるように前記スイッチング昇圧手段が制御される、昇圧充電回路。
【請求項３】
直流電源回路（１００）、該直流電源回路から電圧を受ける請求項１又は２記載の昇圧充電回路（２００）、及び該昇圧充電回路から電流を制限してキセノンランプに投入する電流制限回路（３００）を備えたキセノンランプ点灯装置。
【請求項１】
昇圧充電回路であって、
入力電圧を昇圧するスイッチング昇圧手段、該スイッチング昇圧手段の出力を整流平滑する充電手段、該充電手段の充電状態を検出する検出手段、及び該検出手段からの信号に基づいて該スイッチング昇圧手段の出力を制御する制御手段を備え、
前記検出手段が前記充電手段の充電電圧の分圧値を検出する電圧検出部及び該充電手段の充電電流を検出する電流検出部からなり、
前記分圧値と、前記充電電流に対応する電圧値との和が一定となるように、前記制御手段が前記スイッチング昇圧手段を制御するように構成された昇圧充電回路。
【請求項２】
請求項１の昇圧充電回路であって、
前記充電手段が充電コンデンサ（１３）を含み、
前記電圧検出部が前記充電コンデンサに並列に接続された高電圧側の第１の抵抗（２６）及び低電圧側の第２の抵抗（２７）からなり、
前記電流検出部が前記充電コンデンサ及び前記第２の抵抗に直列接続された第３の抵抗（１２）からなり、
前記制御手段において、前記第２の抵抗と第３の抵抗の直列回路の両端に発生する電圧が入力され、該入力が基準電圧（１５）に等しくなるように前記スイッチング昇圧手段が制御される、昇圧充電回路。
【請求項３】
直流電源回路（１００）、該直流電源回路から電圧を受ける請求項１又は２記載の昇圧充電回路（２００）、及び該昇圧充電回路から電流を制限してキセノンランプに投入する電流制限回路（３００）を備えたキセノンランプ点灯装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１１−２３４４３２（Ｐ２０１１−２３４４３２Ａ）
【公開日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−９９８０８（Ｐ２０１０−９９８０８）
【出願日】平成２２年４月２３日（２０１０．４．２３）
【出願人】（００００００１９２）岩崎電気株式会社 (533)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年４月２３日（２０１０．４．２３）
【出願人】（００００００１９２）岩崎電気株式会社 (533)
【Ｆターム（参考）】
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