無線中継装置及び無線中継方法
【課題】ＭＩＭＯ通信において回り込み波をキャンセル可能な無線中継装置を提供する。
【解決手段】無線中継装置５００は、Ｍ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号をＭ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得るキャンセル部１１０と、Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々がＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出するウェイト算出部２２０と、Ｍ個の第２のベースバンド信号にＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、キャンセル部１１０に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得るウェイト乗算部１３０とを具備する。
【解決手段】無線中継装置５００は、Ｍ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号をＭ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得るキャンセル部１１０と、Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々がＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出するウェイト算出部２２０と、Ｍ個の第２のベースバンド信号にＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、キャンセル部１１０に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得るウェイト乗算部１３０とを具備する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線中継装置における回り込み波のキャンセル技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線中継装置（リピータ）は、中継元（親局）からの受信信号を増幅し、中継先（子局）に送信する。リピータからの送信信号は、中継先だけでなくリピータ自身によっても受信される。このリピータから送信されてリピータ自身によって受信される信号は、回り込み波と呼ばれる。回り込み波がリピータによって繰り返し増幅されると、系が発振するという問題がある。この問題は、周波数利用効率を高めるために同一の周波数帯で受信及び送信（中継）を行う場合に顕著である。
【０００３】
従来、例えば特許文献１記載の回り込みキャンセラ及び特許文献２記載の回り込みキャンセル装置が、回り込み波の対策として活用されている。特許文献１記載の回り込みキャンセラは、１つの受信アンテナによって受信した信号から回り込み波をキャンセルし、１つの送信アンテナによって送信する。また、特許文献２記載の回り込みキャンセル装置は、複数の受信アンテナによって受信した信号群から回り込み波を夫々キャンセルし、これらを合成して１つの送信アンテナによって送信する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−３５５１６０号公報
【特許文献２】特開２００３−８４８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
リピータを利用する無線通信システムは、典型的には、地上デジタル放送システム、２Ｇ／３Ｇシステムなどである。これらの無線通信システムは、いずれも単一ストリーム上で信号を伝送する。一方、近い将来にサービス開始が予定されている３ＧＰＰ−ＬＴＥ（Long Term Evolution）は、複数ストリーム上で信号を伝送できる。本願明細書において、単一ストリーム上での無線通信をＳＩＳＯ（Single Input Single Output）通信と称する。一方、本願明細書において、複数ストリーム上での無線通信をＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）通信と称する。
【０００６】
特許文献１記載の回り込みキャンセラ及び特許文献２記載の回り込みキャンセル装置は、いずれもＭＩＭＯ通信システムにおける利用を想定していない。仮に、これらを組み込んだ複数のリピータを配列してＭＩＭＯ通信システムにおける各ストリームの中継を試みたとしても、各リピータは自身の回り込み波をキャンセルできるかもしれないが、他のリピータからの回り込み波をキャンセルできない。即ち、従来のリピータは、ＭＩＭＯ通信の中継において回り込み波を十分にキャンセルすることができず、系が発振するおそれがある。
【０００７】
従って、本発明の一観点は、ＭＩＭＯ通信において回り込み波をキャンセル可能な無線中継装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様に係る無線中継装置は、第１の無線通信装置からＭ個（Ｍ≧２）のストリームを持つ対象信号をＭ個の受信アンテナを介して受信し、第２の無線通信装置にＮ個（Ｎ＞Ｍ）の送信アンテナを介して送信するための無線中継装置において、前記Ｍ個の受信アンテナから供給されるＭ個の第１のＲＦ信号に基づいてＭ個の第１のベースバンド信号を生成する受信部と、前記Ｍ個の受信アンテナにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号を前記Ｍ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得るキャンセル部と、前記Ｍ個の第２のベースバンド信号をＮ個の第３のベースバンド信号にマッピングするマッピング部と、前記Ｎ個の第３のベースバンド信号に基づいてＮ個の第２のＲＦ信号を生成し、前記Ｎ個の送信アンテナに供給する送信部と、前記Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々が前記Ｍ個の受信アンテナの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出するウェイト算出部と、前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に前記Ｍ個の受信アンテナの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、前記キャンセル部に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得るウェイト乗算部とを具備する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の一観点によれば、ＭＩＭＯ通信において回り込み波をキャンセル可能な無線中継装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態に係る無線中継装置を示すブロック図。
【図２】図１の無線中継装置を含む無線通信システムを示す図。
【図３】図１のウェイト算出部を示すブロック図。
【図４】図１のウェイト乗算部を示すブロック図。
【図５】第２の実施形態に係るウェイト算出部を示すブロック図。
【図６】３ＧＰＰ−ＬＴＥのフレームフォーマットを示す図。
【図７】第４の実施形態に係る無線中継装置を示すブロック図。
【図８】図７のウェイト算出部を示すブロック図。
【図９】図７の合成重み算出部を示すブロック図。
【図１０】第５の実施形態に係る無線中継装置を示すブロック図。
【図１１】図１０のウェイト算出部を示すブロック図。
【図１２】図１０のウェイト乗算部を示すブロック図。
【図１３】第６の実施形態に係る無線中継装置を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。尚、以降の説明において符号ＸＸＸによって参照される構成要素が複数存在する場合には、符号ＸＸＸ−Ａのように添え字Ａによって個別の構成要素を参照したり、単に符号ＸＸＸによって係る構成要素を総称したりする。
【００１２】
（第１の実施形態）
図１に示すように、本発明の第１の実施形態に係る無線中継装置１００は、Ｍ個のアンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍ（Ｍは２以上の整数）、受信ＲＦ（radio frequency）部１０２、Ｍ個のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１０３−１，・・・，１０３−Ｍ、Ｍ個の受信フィルタ１０４−１，・・・，１０４−Ｍ、回り込み波キャンセル部１１０、ウェイト算出部１２０、ウェイト乗算部１３０、Ｍ個の送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｍ、Ｍ個のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１４２−１，・・・，１４２−Ｍ、送信ＲＦ部１４３、Ｍ個の送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍを有する。
【００１３】
図２に示すように、無線中継装置１００は、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、伝搬路２０を介して親局（中継元）１０からの信号を受信し、伝搬路５０を介して子局（中継先）６０に信号を送信する。親局１０は、例えば基地局、放送局などの無線通信装置である。子局６０は、例えばＵＥ（User Equipment）などの無線通信装置である。本実施形態において、親局１０は、無線中継装置１００の受信アンテナ１０１と同じ数（即ち、Ｍ個）のストリーム上で信号を送信する。
【００１４】
受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍは、親局１０からのＭストリームの信号を伝搬路２０を介して夫々受信する。尚、無線中継装置１００が中継を行っている間、受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍは、送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍからの回り込み波も回り込み伝搬路４０を介して受信する。即ち、受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍによる受信信号には、親局１０からの信号と送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍからの回り込み波との両方が含まれている。
【００１５】
受信ＲＦ部１０２は、受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−ＭによるＭ個の受信信号を夫々調整（フィルタリング、低雑音増幅など）し、ダウンコンバートしてＭ個のベースバンド信号を生成する。
【００１６】
ＡＤＣ１０３−１，・・・，１０３−Ｍは、受信ＲＦ部１０２からのベースバンド信号（アナログ信号）を夫々デジタル信号に変換する。受信フィルタ１０４−１，・・・，１０４−Ｍは、ＡＤＣ１０３−１，・・・，１０３−Ｍからのデジタル信号に所定のフィルタリング処理（ダウンサンプルなど）を夫々施す。
【００１７】
回り込み波キャンセル部１１０は、受信フィルタ１０４−１，・・・，１０４−Ｍの出力信号から、受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍにおける回り込み波を模した信号（以降、模擬信号と称する）を夫々減算することにより、回り込み波のキャンセルを実現する。尚、模擬信号の詳細は後述する。回り込み波キャンセル部１１０のＭ個の出力信号は、送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｍに夫々供給されると共に、ウェイト算出部１２０及びウェイト乗算部１３０にも供給される。
【００１８】
送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｍは、回り込み波キャンセル部１１０のＭ個の出力信号に所定のフィルタリング処理を夫々施す。ＤＡＣ１４２−１，・・・，１４２−Ｍは、送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｍの出力信号（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。
【００１９】
送信ＲＦ部１４３は、ＤＡＣ１４２−１，・・・，１４２−ＭからのＭ個のアナログ信号を調整（フィルタリング、電力増幅など）し、アップコンバートしてＭ個のＲＦ信号を生成する。
【００２０】
送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍは、送信ＲＦ部１４３からのＭ個のＲＦ信号を夫々送信する。この送信信号は、伝搬路５０を介して子局６０によって受信されると共に、回り込み伝搬路４０を介して受信アンテナ１４１−１，・・・，１４１−Ｍによっても受信される。
【００２１】
ウェイト算出部１２０は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号に基づいて、Ｍ×Ｍ個のウェイトを算出する。これらＭ×Ｍ個のウェイトは、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号の各々がＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応する。
【００２２】
ウェイト乗算部１３０は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号に、ウェイト算出部１２０からのＭ×Ｍ個のウェイトをＭ個ずつ乗算してから合成（加算）することによりＭ個の模擬信号を夫々得る。即ち、ウェイト乗算部１３０は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号にＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、回り込み波キャンセル部１１０に供給するＭ個の模擬信号の各々を得る。
【００２３】
以下、本実施形態における回り込み波のキャンセルの原理の理解を容易にするために数式を用いて説明する。尚、以降の解析は、各信号を等価的にベースバンド信号として扱っている。親局１０からの送信信号をＸ（ｚ）と定義する。送信信号Ｘ（ｚ）は、Ｍ行１列のベクトルである。以降の説明では、行数×列数の形式でベクトルまたは行列を表現する。また、ｚ−１はＺ変換における遅延素子を表す。伝搬路２０の伝搬路行列をＢ（ｚ）と定義する。送信信号Ｘ（ｚ）は、伝搬路２０の通過により伝搬路行列Ｂ（ｚ）を乗算されて、受信アンテナ１０１によって受信される。回り込み伝搬路４０の伝搬路行列をＲ（ｚ）、ウェイト乗算部１３０によって乗算されるウェイトをＷ（ｚ）と夫々定義する。これら伝搬路行列Ｂ（ｚ）、伝搬路行列Ｒ（ｚ）及びウェイトＷ（ｚ）はいずれもＭ×Ｍの行列である。回り込み波キャンセル部１１０からの出力信号、即ち、観測点３０における観測信号をＹ（ｚ）と定義する。観測信号Ｙ（ｚ）は、Ｍ×１のベクトルである。送信ＲＦ部１４３内の電力増幅器の特性をＫと定義する。Ｋは、Ｍ×Ｍの対角行列である。ここで、観測信号Ｙ（ｚ）は、次の数式（１）によって表現できる。
【数１】
【００２４】
数式（１）の右辺の第１項は、親局１０からの送信信号に基づく成分を表している。数式（１）の右辺の第２項は、送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍからの回り込み波に基づく成分を表している。数式（１）の右辺の第３項は、無線中継装置１００内で付加される雑音成分を表しており、Ｑ（ｚ）はＭ×１のベクトルである。数式（１）の右辺の第４項は、回り込み波キャンセル部１１０によってキャンセルされる模擬信号の成分を表している。Ｍ×Ｍの単位行列をＩと定義すると、数式（１）は次の数式（２）に変形できる。
【数２】
【００２５】
一方、観測点３０における系全体の伝搬路応答をＨ（ｚ）と定義すると、観測信号Ｙ（ｚ）は次の数式（３）によっても表現できる。
【数３】
【００２６】
数式（２）において、無線中継装置のSN比（信号対雑音電力比）が十分に高いと仮定すると、B(z)X(z)に対してQ(z)が十分に小さいため、Ｑ（ｚ）が零ベクトルであると仮定することができる。この場合、数式（２）及び数式（３）に基づいて、伝搬路応答Ｈ（ｚ）は次の数式（４）によっても表現できる。
【数４】
【００２７】
ここで、数式（４）は逆行列を含んでいるが、この逆行列が存在しないようなウェイトＷ（ｚ）を使用すると発振が生じてしまう。この逆行列が存在することを保証にするために、ウェイトＷ（ｚ）に関して次の数式（５）が成立させることが望ましい。
【数５】
【００２８】
数式（５）が成立することは、次の数式（６）によって定義する誤差行列Ｅ（ｚ）が零行列となることと等価である。
【数６】
【００２９】
伝搬路応答Ｈ（ｚ）は、送信信号Ｘ（ｚ）が参照信号（パイロット信号などの既知信号）であるときの観測信号Ｙ（ｚ）から導出できる。また、伝搬路行列Ｂ（ｚ）は、中継開始前、中継停止期間などにおいて送信信号Ｘ（ｚ）が参照信号であるときの観測信号Ｙ（ｚ）から導出できる。従って、ウェイトＷ（ｚ）は、例えば数式（６）によって導出した誤差行列Ｅ（ｚ）と、次の数式（７）とを用いて更新できる。
【数７】
【００３０】
数式（７）においてｎはシンボル番号を表し、μは忘却係数を表す。初期のウェイトＷ０（ｚ）は、零行列であってもよいが、例えば適したウェイトが既知であるならばその既知ウェイトを使用してもよい。
【００３１】
ウェイト算出部１２０は、数式（６）及び数式（７）に関する演算を行う。具体的には、図３に示すように、ウェイト算出部１２０は、伝搬路推定部１２１、ウェイト誤差算出部１２２及びウェイト更新部１２３を有する。伝搬路推定部１２１は、送信信号Ｘ（ｚ）が参照信号であるときの観測信号Ｙ（ｚ）に基づいて伝搬路応答Ｈ（ｚ）を推定する。ウェイト誤差算出部１２２は、中継開始前、中継停止期間などにおいて送信信号Ｘ（ｚ）が参照信号であるときの観測信号Ｙ（ｚ）に基づいて予め推定されている伝搬路行列Ｂ（ｚ）と、伝搬路推定部１２１からの伝搬路応答Ｈ（ｚ）とを用いて、数式（６）に従って誤差行列Ｅ（ｚ）を算出する。尚、伝搬路行列Ｂ（ｚ）は、伝搬路推定部１２１によって推定されてもよいし、図示されない他の構成要素によって推定されてもよい。また、伝搬路行列Ｂ（ｚ）は、固定されてもよいし、中継停止期間において更新されてもよい。ウェイト更新部１２３は、ウェイト誤差算出部１２２からの誤差行列Ｅ（ｚ）を用いて、数式（７）に従ってウェイトＷ（ｚ）を更新し、ウェイト乗算部１３０に入力する。尚、ウェイト更新部１２３は、過去に算出したウェイトＷ（ｚ）を保持するための記憶機能を備えていてもよいし、過去に算出したウェイトＷ（ｚ）を保持する図示されない記憶手段にアクセスする機能を備えていてもよい。
【００３２】
ウェイト乗算部１３０は、数式（１）の右辺の第４項に関する演算を行う。具体的には、図４に示すように、ウェイト乗算部１３０は、Ｍ×Ｍ個のＦＩＲフィルタとＭ個の合成器（加算器）とを含む。これらＭ×Ｍ個のＦＩＲフィルタの各々は、観測信号Ｙ（ｚ）の要素のうちのいずれか１つに、ウェイトＷ（ｚ）の要素のうちのいずれか１つを乗算する。図４において、係数ｗｉｊは、ウェイトＷ（ｚ）における第ｉ行第ｊ列の要素を表している。ここで、ｉ及びｊはいずれもＭ以下の任意の自然数である。合成器は、ウェイトＷ（ｚ）における第ｉ行の各列の要素の乗算を行うＦＩＲフィルタからの出力信号を合成して、観測信号Ｙ（ｚ）の第ｉ行の要素に対応する模擬信号（受信アンテナ１０１−ｉにおける模擬信号）を得る。即ち、観測信号Ｙ（ｚ）の第ｉ行の要素に対応する模擬信号を得るために、ウェイト乗算部１３０は観測信号Ｙ（ｚ）の各行の要素にウェイトＷ（ｚ）の第ｉ行の各列の要素（ｗｉ１，・・・，ｗｉＭ）を夫々乗算してから合成する。
【００３３】
以上説明したように、本実施形態に係る無線中継装置は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号の各々がＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路を考慮して回り込み波の模擬信号を生成している。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、ＭＩＭＯ通信システムにおいて回り込み波を十分に抑圧し、発振を予防できる。即ち、本実施形態に係る無線中継装置によれば、ＭＩＭＯ通信システムにおいて安定した中継を実現できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００３４】
（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る無線中継装置は、ウェイトを周波数領域で算出する点において前述の第１の実施形態に係る無線中継装置１００と異なる。以降の説明では、本実施形態において第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。尚、以降の各実施形態において、説明の具体化のために、ウェイトを周波数領域で算出することを前提とするが、ウェイトを時間領域で算出しても勿論よい。
【００３５】
本実施形態に係るウェイト算出部２２０を図５に示す。ウェイト算出部２２０は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２２４、伝搬路推定部２２１、ウェイト誤差算出部２２２、ウェイト更新部２２３及びＩＦＦＴ(Inverse FFT)部２２５を有する。
【００３６】
ＦＦＴ部２２４は、回り込み波キャンセル部１１０からの出力信号、即ち、観測信号Ｙ（ｚ）にＦＦＴを施す。具体的には、ＦＦＴ部２２４は、時間領域の信号（観測信号Ｙ（ｚ））のサンプルを所定数蓄積するためのバッファ機能を有し、この蓄積された所定数のサンプルにＦＦＴを施す。即ち、ＦＦＴ部２２４は、観測信号Ｙ（ｚ）を周波数領域の観測信号Ｙ（ｆｋ）に変換する。尚、以降の説明において、ｋは周波数領域におけるサンプル番号を表す。ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）に関して、ｋはサブキャリア番号と等価である。
【００３７】
伝搬路推定部２２１は、ＦＦＴ部２２４からの周波数領域の観測信号Ｙ（ｆｋ）に基づいて、周波数領域の伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）を推定する。ここで、Ｚ変換の性質上、前述の数式（１）−数式（７）においてｚにexp（j2πfT）を代入することにより、周波数領域での解析を実施できる。ここで、ｊは虚数単位を表し、ｆは周波数を表し、Ｔはサンプリング間隔を表す。例えば、数式（３）は、周波数領域に関して次の数式（８）に書き換えることができる。
【数８】
【００３８】
ところで、３ＧＰＰ−ＬＴＥは、図６に示すフレームフォーマットを使用する。図６において、アンテナポート１用の参照信号及びアンテナポート２用の参照信号は特定の（相対的な）時間及び周波数において常に送信されており、アンテナポート３用の参照信号、アンテナポート４用の参照信号及びユーザ固有の参照信号は必要に応じて送信される。図６から明らかなように、ＬＴＥのフレームフォーマットでは、参照信号（ＲＳ）は時間方向及び周波数方向に間引かれている。このようなフレームフォーマットが適用される場合、伝搬路推定部２２１は参照信号から導出した伝搬路推定値を用いて、参照信号の存在しない時間及び周波数における伝搬路推定値を補完する機能を持つものとする。
【００３９】
ウェイト誤差算出部２２２は、予め推定されている伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）と、伝搬路推定部２２１からの伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）とを用いて、次の数式（９）に従って誤差行列Ｅ（ｆｋ）を算出する。
【数９】
【００４０】
数式（９）は、数式（６）を書き換えることにより導出できる。尚、伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）は、伝搬路推定部２２１によって推定されてもよいし、図示されない他の構成要素によって推定されてもよい。また、伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）は、固定されてもよいし、更新されてもよい。
【００４１】
ウェイト更新部２２３は、ウェイト誤差算出部２２２からの誤差行列Ｅ（ｚ）を用いて、次の数式（１０）に従ってウェイトＷ（ｆｋ）を更新する。
【数１０】
【００４２】
数式（１０）は、数式（７）を書き換えることにより導出できる。
【００４３】
ＩＦＦＴ部２２５は、ウェイト更新部２２３からのウェイトＷ（ｆｋ）にＩＦＦＴを施す。即ち、ＩＦＦＴ部２２５は、周波数領域のウェイトＷ（ｆｋ）を時間領域のウェイトに変換する。尚、ＩＦＦＴ部２２５が行うＩＦＦＴのサイズの増大に伴って、時間領域のウェイトのサイズ（フィルタ長）が増大するので、処理遅延が問題となるおそれがある。故に、必要に応じて、ＩＦＦＴの出力信号を間引いたり、打ち切ったりすることにより時間領域のウェイトのサイズを小さくしてもよい。ＩＦＦＴ部２２５は、時間領域のウェイトをウェイト乗算部１３０に入力する。
【００４４】
以上説明したように、本実施形態に係る無線中継装置は、ウェイトを周波数領域で算出している。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、例えばＯＦＤＭを使用するシステム、周波数領域での処理を前提とするシステム（ＬＴＥの上りリンクなど）などにおいて回り込み波をより効果的にキャンセルし、発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００４５】
（第３の実施形態）
前述の実施形態は、いずれも親局１０の送信ストリームの数と、無線中継装置の受信アンテナの数と、無線中継装置の送信アンテナの数とが全て同一であることを想定している。本発明の第３の実施形態は、親局１０の送信ストリーム数（Ｎ≧１）が、無線中継装置の受信アンテナの数（Ｍ）及び無線中継装置の送信アンテナの数（Ｍ）よりも小さい場合を想定する。即ち、以降の説明において、Ｎ＜Ｍが成立する。尚、後述するように、本実施形態に係る無線中継装置は、前述の第１の実施形態に係る無線中継装置１００または第２の実施形態に係る無線中継装置と同一または類似の構成を利用できる。従って、以降の説明では、本実施形態において前述の各実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
【００４６】
本実施形態において、前述の数式（１）と同じ解析から次の数式（１１）が導出できる。
【数１１】
【００４７】
但し、数式（１１）は、周波数領域での解析であり、かつ、雑音成分を無視（即ち、Ｑ（ｆｋ）を零行列と仮定）している。ここで、前述の各実施形態に比べて本実施形態では送信ストリーム数がＭからＮに変更されているので、送信信号Ｘ（ｆｋ）はＮ×１のベクトルを表し、伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）はＭ×Ｎの行列を表す。本実施形態において、｛Ｉ−Ｒ（ｆｋ）・Ｋ＋Ｗ（ｆｋ）｝はＭ×Ｍの正方行列なので、Ｗ（ｆｋ）次第で逆行列が存在し得る。即ち、数式（１１）は、次の数式（１２）に書き換えることができる。
【数１２】
【００４８】
数式（１２）から明らかなように、本実施形態においても前述の各実施形態と同様に、逆行列の存在を保証するために、誤差行列Ｅ（ｆｋ）（＝Ｗ（ｆｋ）−Ｒ（ｆｋ）・Ｋ）が零行列となるようにウェイトＷ（ｆｋ）を算出することが望ましい。但し、本実施形態において、伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）はＭ×Ｎ行列（非正方行列）なので、逆行列が存在しない。故に、次の数式（１３）に示すように、ウェイト誤差算出部２２２は誤差行列Ｅ（ｆｋ）を直接的に導出することはできない。
【数１３】
【００４９】
尚、伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）の要素及び伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）は、前述の各実施形態と同様の手法で導出可能である。以下、簡単化のために、数式（１３）においてＮ＝１，Ｍ＝２を仮定して得られる数式（１４）を考察する。
【数１４】
【００５０】
数式（１４）において、未知数はｅ１１（ｆｋ），・・・，ｅ２２（ｆｋ）の４つである。一方、数式（１４）から導出可能な方程式は２つである。故に、これら２つの方程式を満たすｅ１１（ｆｋ），・・・，ｅ２２（ｆｋ）を一意に導出できない。しかしながら、この問題は、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の自由度が高いことに起因している。故に、ウェイト誤差算出部２２２は、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の要素のうち冗長な要素に零を設定すれば、残りの要素を一意に導出できる。例えば、数式（１４）に関して、ウェイト誤差算出部２２２が誤差行列Ｅ（ｆｋ）の非対角成分に零を設定することにより、次の数式（１５）に示すように、誤差行列Ｅ（ｆｋ）を一意に導出できる。
【数１５】
【００５１】
一方、数式（１４）に関して、ウェイト誤差算出部２２２が誤差行列Ｅ（ｆｋ）の対角成分に零を設定することにより、次の数式（１６）に示すように、誤差行列Ｅ（ｆｋ）を一意に導出できる。
【数１６】
【００５２】
誤差行列Ｅ（ｆｋ）の冗長な要素に零を設定することは、ウェイトＷ（ｆｋ）における対応する要素を更新しないことと等価である。従って、初期のウェイトＷ０（ｆｋ）が零行列であるならば、ウェイトＷ（ｆｋ）において係る要素は零に固定される。尚、ウェイトが零に固定される場合、ウェイト乗算部１３０において対応するＦＩＲフィルタは実際に零を乗算してもよいし、対応するＦＩＲフィルタの入力または出力を例えばセレクタを用いて無効にしてもよい。
【００５３】
尚、誤差行列Ｅ（ｆｋ）において零を設定する要素は、制約条件付きで任意に選択できる。この制約条件は、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の各要素を一意に導出できることを保証する。即ち、制約条件を満たすことにより、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の少なくとも１つの要素が複数の解を持ったり、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の少なくとも１つの要素が解を持たなかったりする事態が回避される。具体的には、「誤差行列Ｅ（ｆｋ）の各行において送信ストリーム数と同数の未知数を残すこと（換言すれば、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の各行において受信アンテナ数と送信ストリーム数との間の差と同数の要素に零を設定すること）」を制約条件として採用できる。この制約条件を簡易に満たすことを目的とするならば、Ｍ−Ｎ＝１のときにウェイト誤差算出部２２２は誤差行列Ｅ（ｆｋ）の対角成分に零を設定すればよいし、Ｎ＝１のときにウェイト誤差算出部２２２は誤差行列Ｅ（ｆｋ）の非対角成分全てに零を設定すればよい。
【００５４】
以上説明したように、本実施形態に係る無線中継装置は、送信ストリーム数が受信アンテナ数及び送信アンテナ数よりも小さい場合において誤差行列の冗長な要素に零を設定することにより、残りの要素を一意に導出する。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、送信ストリーム数が受信アンテナ数及び送信アンテナ数よりも小さい場合においても、前述の各実施形態に係る無線中継装置と同一または類似の構成によって、回り込み波をキャンセルし、発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００５５】
また、上記説明では、送信ストリーム数が固定であるかのように説明したが、例えば３ＧＰＰ−ＬＴＥのようなＭＩＭＯを前提とするシステムは、伝搬路状況に応じてＭＩＭＯモード／ＳＩＳＯモードを切り替えたり、送信ストリーム数を増減させたりすることが予想される。従って、ウェイト誤差算出部２２２は、送信ストリーム数の増減に応じて、誤差行列Ｅ（ｆｋ）における冗長な要素を選択し、零を設定する機能を有することが望ましい。ウェイト誤差算出部２２２がこのような機能を備えるならば、本実施形態に係る無線中継装置は、送信ストリーム数が可変のＭＩＭＯ通信システムにおいても回り込み波を効果的にキャンセルできる。
【００５６】
尚、送信ストリーム数Ｎが受信アンテナ数Ｍ及び送信アンテナ数Ｍよりも小さい場合に、（Ｍ−Ｎ）個の余剰の送受信系統を稼働させないという手法も考えられる。この場合には、前述の各実施形態と実質的に等価の効果を期待できる。しかしながら、この手法は、稼働するＮ個の送受信系統に電力を集中させるので、同じエリアをカバーするために必要な電力増幅器の線形性が本実施形態に比べて高くなる。一方、本実施形態に係る無線中継装置は、Ｎ個よりも多くの送受信系統を稼働させるので、電力増幅器の負担を抑えることができる。
【００５７】
（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態は、無線中継装置の受信アンテナの数（Ｍ）が、親局１０の送信ストリームの数（Ｎ）及び無線中継装置の送信アンテナの数（Ｎ）よりも大きい場合を想定する。即ち、以降の説明において、Ｎ＜Ｍが成立する。以降の説明では、本実施形態において前述の各実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
【００５８】
図７に示すように、本実施形態に係る無線中継装置３００は、前述の無線中継装置１００において送信系統の数をＮ個に変更し、ウェイト算出部１２０をウェイト算出部３２０に置き換え、合成重み算出部３５０及び重み付け合成部３６０を追加した構成に相当する。
【００５９】
重み付け合成部３６０は、合成重み算出部３５０からの合成重みを使用して、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号、即ち、Ｍ個の観測信号を重み付け合成し、Ｎ個の信号を生成する。合成重みはＮ×Ｍの行列である。合成重み算出部３５０は、重み付け合成を実現するために、例えばＮ×Ｍ個のＦＩＲフィルタ及びＮ個の合成器を含む。尚、合成重み算出部３５０の詳細は後述する。
【００６０】
本実施形態において、前述の数式（１１）は、次の数式（１７）に書き換えることができる。
【数１７】
【００６１】
数式（１７）は、回り込み波に基づく成分を表す右辺第２項において観測信号Ｙ（ｆｋ）に合成重みＧ（ｆｋ）が乗じられ、模擬信号に基づく成分を表す右辺第３項においても観測信号Ｙ（ｆｋ）に合成重みＧ（ｆｋ）が乗じられている点で数式（１１）と異なる。また、数式（１７）は、伝搬路行列Ｒ（ｆｋ）及びウェイトＷ（ｆｋ）がＭ×Ｎの行列であり、電力増幅器の特性ＫがＮ×Ｎの対角行列である点でも数式（１１）と異なる。数式（１７）は、次の数式（１８）に書き換えることができる。
【数１８】
【００６２】
数式（１８）を、前述の各実施形態と同様に誤差行列Ｅ（ｆｋ）について解くと、次の数式（１９）を導出できる。
【数１９】
【００６３】
数式（１９）において、誤差行列Ｅ（ｆｋ）及び伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）はＭ×Ｎの行列である。
図８に示すように、ウェイト算出部３２０は、前述のウェイト算出部２２０においてＦＦＴ部２２４、伝搬路推定部２２１、ウェイト誤差算出部２２２、ウェイト更新部２２３及びＩＦＦＴ部２２５をＦＦＴ部３２４、伝搬路推定部３２１、ウェイト誤差算出部３２２、ウェイト更新部３２３及びＩＦＦＴ部３２５に夫々置き換えた構成に相当する。尚、ウェイト算出部３２０の各構成要素と、ウェイト算出部２２０の各構成要素とは類似しているので、同一の部分を省略し、異なる部分を中心に説明する。
【００６４】
ＦＦＴ部３２４は、重み付け合成部３６０からのＮ個の出力信号にＦＦＴを施す。即ち、ＦＦＴ部３２４は、重み付け合成部３６０からのＮ個の出力信号をＮ個の周波数領域の信号（Ｇ（ｆｋ）・Ｙ（ｆｋ）に相当）に変換する。
【００６５】
伝搬路推定部３２１は、ＦＦＴ部３２４からのＮ個の周波数領域の信号に基づいて、周波数領域の伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）を推定する。尚、伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）の推定は、例えば前述の各実施形態における推定手法を応用することにより実現できる。伝搬路推定部３２１は、伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）をウェイト誤差算出部３２２及び合成重み算出部３５０の両方に入力する。
【００６６】
ウェイト誤差算出部３２２は、予め推定されている伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）と、伝搬路推定部３２１からの伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）とを用いて、数式（１９）に従って誤差行列Ｅ（ｆｋ）を算出する。
【００６７】
ウェイト更新部３２３は、ウェイト誤差算出部３２２からの誤差行列Ｅ（ｆｋ）を用いて、数式（１０）に従ってウェイトＷ（ｆｋ）を更新する。尚、本実施形態において、数式（１０）における各項はＭ×Ｎの行列である。
【００６８】
ＩＦＦＴ部３２５は、ウェイト更新部３２３からのウェイトＷ（ｆｋ）にＩＦＦＴを施す。即ち、ＩＦＦＴ部３２５は、周波数領域のウェイトＷ（ｆｋ）を時間領域のウェイトに変換する。この時間領域のウェイトは、ウェイト乗算部１３０に入力される。
【００６９】
合成重み算出部３５０は、図９に示すように、重み算出部３５１及びＩＦＦＴ部３５２を有する。重み算出部３５１は、伝搬路推定部３２１からの伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）に基づいて合成重みＧ（ｆｋ）を算出する。重み算出部３５１は、例えば最大比合成基準などの基準に基づいて受信利得が向上するような合成重みＧ（ｆｋ）を算出する。ＩＦＦＴ部３５２は、重み算出部３５１からの合成重みＧ（ｆｋ）にＩＦＦＴを施す。即ち、ＩＦＦＴ部３５２は、周波数領域の合成重みＧ（ｆｋ）を時間領域の合成重みに変換する。尚、ＩＦＦＴ部３５２が行うＩＦＦＴのサイズの増大に伴って、時間領域の合成重みのサイズ（フィルタ長）が増大するので、処理遅延が問題となるおそれがある。故に、必要に応じて、ＩＦＦＴの出力信号を間引いたり、打ち切ったりすることにより時間領域の合成重みのサイズを小さくしてもよい。ＩＦＦＴ部３５２は、時間領域の合成重みを重み付け合成部３６０に入力する。
【００７０】
以上説明したように、本実施形態は、送信アンテナ数よりも受信アンテナ数が大きい構成を採用する場合における回り込み波のキャンセルを提供する。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、受信ダイバーシチの利得を得つつ、発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００７１】
（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態に係る無線中継装置は、無線中継装置の受信アンテナの数及び送信アンテナの数が２個であり、親局１０の送信ストリームの数が２個または１個である場合を想定する。より具体的には、本実施形態は、主に３ＧＰＰ−ＬＴＥを想定している但し、本実施形態に係る無線中継装置は、３ＧＰＰ−ＬＴＥ以外の無線通信システムにも勿論適用できる。以降の説明では、本実施形態において前述の各実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
【００７２】
図１０に示すように、本実施形態に係る無線中継装置４００は、前述の無線中継装置１００において送受信系統の数を２個に設定し、ウェイト算出部１２０をウェイト算出部４２０に置き換え、タイミング同期部４７１、セルＩＤ検出部４７２及び参照信号パターン生成部４７３を追加した構成に相当する。
【００７３】
タイミング同期部４７１は、同期タイミングを検出し、検出した同期タイミングをウェイト算出部４２０に通知する。具体的には、タイミング同期部４７１は、無線中継装置４００が親局１０からの電波を受信してから中継を開始する前に、同期タイミングを検出する。尚、図１０は、タイミング同期部４７１が回り込み波キャンセル部１１０の出力信号に基づいて同期タイミングを検出する例を示している。しかしながら、同期タイミングは中継の開始前に検出されるので、この時点では回り込み波が発生しておらず、回り込み波キャンセル部１１０の入力信号と出力信号とは実質的に同じである。故に、タイミング同期部４７１は、回り込み波キャンセル部１１０の入力信号に基づいて同期タイミングを検出しても勿論よい。また、３ＧＰＰ−ＬＴＥの仕様によれば、タイミング同期部４７１は、同期タイミングと共にセルＩＤの関連情報を検出できる。タイミング同期部４７１は、セルＩＤの関連情報をセルＩＤ検出部４７２に通知する。
【００７４】
セルＩＤ検出部４７２は、タイミング同期部４７１からのセルＩＤの関連情報と、回り込み波キャンセル部１１０の出力信号（または、前述の通り入力信号でもよい）とに基づいてセルＩＤを検出する。セルＩＤは、無線中継装置４００が中継の対象とするセルを識別する。セルＩＤ検出部４７２は、検出したセルＩＤを参照信号パターン生成部４７３に通知する。
【００７５】
参照信号パターン生成部４７３は、セルＩＤ検出部４７２からのセルＩＤに応じた参照信号のパターンを生成し、ウェイト算出部４２０に入力する。具体的には、参照信号パターン生成部４７３は、前述の図６に示される参照信号部分に関して、そのパターンを生成する。
【００７６】
図１１に示すように、ウェイト算出部４２０は、ＦＦＴ部４２４、ストリーム数判定部４２６、伝搬路推定部４２１、ウェイト誤差算出部４２２、ウェイト更新部２２３及びＩＦＦＴ部２２５を有する。ウェイト算出部４２０は、時間領域のウェイトを算出し、ウェイト乗算部１３０に入力する。尚、ウェイト乗算部１３０は、図４においてＭ＝２に設定した場合の構成である。即ち、ウェイト乗算部１３０は、図１２に示すように、２×２個のＦＩＲフィルタと２個の合成器とを含む。
【００７７】
ＦＦＴ部４２４は、前述のＦＦＴ部２２４と基本的に同じ動作をする。但し、ＦＦＴ部４２４によるＦＦＴの実行タイミングは、タイミング同期部４７１からの同期タイミングによって制御される。
【００７８】
ストリーム数判定部４２６は、参照信号パターン生成部４７３からの参照信号のパターンに基づいて送信ストリーム数を判定し、判定したストリーム数を伝搬路推定部４２１及びウェイト誤差算出部４２２に通知する。ＭＩＭＯ通信システムは、伝搬路状況に応じてＭＩＭＯモード／ＳＩＳＯモードを切り替えたり、送信ストリーム数を増減させたりすることが予想される。ストリーム数判定部４２６によれば、送信ストリーム数の変更を伝搬路推定部４２１及びウェイト誤差算出部４２２に通知し、これらによる処理の切り替えを制御できる。尚、送信ストリーム数が既知であって、かつ、固定であるＭＩＭＯ通信システムが中継対象である場合には、ストリーム数判定部４２６は省略されてもよい。
【００７９】
伝搬路推定部４２１は、ストリーム数判定部４２６から通知される送信ストリーム数に応じて伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）の要素の数を決定する。具体的には、ストリーム数＝２ならば伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）は２×２の行列で表現され、ストリーム数＝１ならば伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）は２×１のベクトルで表現される。そして、伝搬路推定部４２１は、ＦＦＴ部４２４からの周波数領域の観測信号Ｙ（ｆｋ）と、参照信号パターン生成部４７３からの参照信号のパターンとに基づいて、周波数領域の伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）を推定する。
【００８０】
ウェイト誤差算出部４２２は、予め推定されている伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）と、伝搬路推定部４２１からの伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）とを用いて、前述の数式（９）または数式（１３）に従って誤差行列Ｅ（ｆｋ）を算出する。ウェイト誤差算出部４２２は、ストリーム数判定部４２６からの送信ストリーム数に応じて、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の算出手法を切り替える。ウェイト誤差算出部４２２は、送信ストリーム数＝２ならば伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）が２×２の行列（正方行列）なので数式（９）に従って誤差行列Ｅ（ｆｋ）を算出する。一方、ウェイト誤差算出部４２２は、送信ストリーム数＝１ならば伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）が２×１のベクトル（非正方行列）なので数式（１３）に従って、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の冗長な要素（例えば対角成分または非対角成分）に零を設定してから残りの要素を算出する。
【００８１】
以上説明したように、本実施形態は、主に３ＧＰＰ−ＬＴＥを想定した場合における、回り込み波のキャンセル手法の詳細を開示している。本実施形態に係る無線中継装置によれば、３ＧＰＰ−ＬＴＥに代表される種々のＭＩＭＯ通信システムにおいて発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００８２】
（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態は、無線中継装置の送信アンテナの数（Ｎ）が、親局１０の送信ストリームの数（Ｍ）及び無線中継装置の受信アンテナの数（Ｍ）よりも大きい場合を想定する。即ち、以降の説明において、Ｍ＜Ｎが成立する。以降の説明では、本実施形態において前述の各実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
【００８３】
図１３に示すように、本実施形態に係る無線中継装置５００は、前述の無線中継装置１００において送信系統の数をＮ個に変更し、空間マッピング部５８０を追加した構成に相当する。
【００８４】
空間マッピング部５８０は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号、即ち、観測信号をＮ個の信号にマッピングし、送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｎに夫々入力する。具体的には、空間マッピング部５８０は、観測信号Ｙにマッピング行列Ｖを乗算する。マッピング行列ＶはＮ×Ｍの行列である。
【００８５】
本実施形態において、前述の数式（１１）は、次の数式（２０）に書き換えることができる。
【数２０】
【００８６】
数式（２０）は、回り込み波に基づく成分を表す右辺第２項において観測信号Ｙ（ｆｋ）にマッピング行列Ｖ（ｆｋ）が乗じられている点で数式（１１）と異なる。また、数式（２０）は、伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）がＭ×Ｍの行列であり、送信信号Ｘ（ｆｋ）がＭ×１のベクトルであり、伝搬路行列Ｒ（ｆｋ）がＭ×Ｎの行列であり、電力増幅器の特性ＫがＮ×Ｎの対角行列である点でも数式（１１）と異なる。数式（２０）は、次の数式（２１）に書き換えることができる。
【数２１】
【００８７】
数式（２１）を、前述の各実施形態と同様に誤差行列Ｅ（ｆｋ）について解くと、次の数式（２２）を導出できる。
【数２２】
【００８８】
数式（２２）において、誤差行列Ｅ（ｆｋ）及び伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）はＭ×Ｍの行列である。数式（２２）から明らかなように、誤差行列Ｅ（ｆｋ）は、マッピング行列Ｖ（ｆｋ）に依存しない。例えば、マッピング行列Ｖは、無線中継装置５００から子局（中継先）６０までの伝搬路６０に基づいて決定されてもよいし、周波数依存性のない固定の行列であってもよい。
【００８９】
以上説明したように、本実施形態は、受信アンテナ数よりも送信アンテナ数が大きい構成を採用する場合における回り込み波のキャンセルを提供する。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、送信ダイバーシチの利得を得つつ、発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００９０】
尚、各実施形態は、リレー局、ギャップフィラーなどの中継を前提とする種々の無線通信装置として実装できる。また、各実施形態は、３ＧＰＰ−ＬＴＥに限らず種々のＭＩＭＯ通信システムに適用できる。例えば、各実施形態は、ＷｉＭＡＸ、次世代ＰＨＳ（ＸＧＰ）、cdma2000 EV-DO Advancedなどに適用できる。
【００９１】
また、本発明は各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また各実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、各実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【００９２】
例えば、各実施形態の処理を実現するプログラムを、コンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納して提供することも可能である。記憶媒体としては、磁気ディスク、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−Ｒ、ＤＶＤ等）、光磁気ディスク（ＭＯ等）、半導体メモリなど、プログラムを記憶でき、かつ、コンピュータが読み取り可能な記憶媒体であれば、その記憶形式はいずれの形態であってもよい。
【００９３】
また、各実施形態の処理を実現するプログラムを、インターネットなどのネットワークに接続されたコンピュータ（サーバ）上に格納し、ネットワーク経由でコンピュータ（クライアント）にダウンロードさせてもよい。
【符号の説明】
【００９４】
１０・・・親局
２０・・・伝搬路
３０・・・観測点
４０・・・回り込み伝搬路
５０・・・伝搬路
６０・・・子局
１００，３００，４００，５００・・・無線中継装置
１０１・・・受信アンテナ
１０２・・・受信ＲＦ部
１０３・・・ＡＤＣ
１０４・・・受信フィルタ
１１０・・・回り込み波キャンセル部
１２０，２２０，３２０，４２０・・・ウェイト算出部
１２１，２２１，３２１，４２１・・・伝搬路推定部
１２２，２２２，３２２，４２２・・・ウェイト誤差算出部
１２３，２２３，３２３・・・ウェイト更新部
２２４，３２４・・・ＦＦＴ部
２２５，３２５・・・ＩＦＦＴ部
４２６・・・ストリーム数判定部
１３０・・・ウェイト乗算部
１４１・・・送信フィルタ
１４２・・・ＤＡＣ
１４３・・・送信ＲＦ部
１４４・・・送信アンテナ
３５０・・・合成重み算出部
３５１・・・重み算出部
３５２・・・ＩＦＦＴ部
３６０・・・重み付け合成部
４７１・・・タイミング同期部
４７２・・・セルＩＤ検出部
４７３・・・参照信号パターン生成部
５８０・・・空間マッピング部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線中継装置における回り込み波のキャンセル技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線中継装置（リピータ）は、中継元（親局）からの受信信号を増幅し、中継先（子局）に送信する。リピータからの送信信号は、中継先だけでなくリピータ自身によっても受信される。このリピータから送信されてリピータ自身によって受信される信号は、回り込み波と呼ばれる。回り込み波がリピータによって繰り返し増幅されると、系が発振するという問題がある。この問題は、周波数利用効率を高めるために同一の周波数帯で受信及び送信（中継）を行う場合に顕著である。
【０００３】
従来、例えば特許文献１記載の回り込みキャンセラ及び特許文献２記載の回り込みキャンセル装置が、回り込み波の対策として活用されている。特許文献１記載の回り込みキャンセラは、１つの受信アンテナによって受信した信号から回り込み波をキャンセルし、１つの送信アンテナによって送信する。また、特許文献２記載の回り込みキャンセル装置は、複数の受信アンテナによって受信した信号群から回り込み波を夫々キャンセルし、これらを合成して１つの送信アンテナによって送信する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−３５５１６０号公報
【特許文献２】特開２００３−８４８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
リピータを利用する無線通信システムは、典型的には、地上デジタル放送システム、２Ｇ／３Ｇシステムなどである。これらの無線通信システムは、いずれも単一ストリーム上で信号を伝送する。一方、近い将来にサービス開始が予定されている３ＧＰＰ−ＬＴＥ（Long Term Evolution）は、複数ストリーム上で信号を伝送できる。本願明細書において、単一ストリーム上での無線通信をＳＩＳＯ（Single Input Single Output）通信と称する。一方、本願明細書において、複数ストリーム上での無線通信をＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）通信と称する。
【０００６】
特許文献１記載の回り込みキャンセラ及び特許文献２記載の回り込みキャンセル装置は、いずれもＭＩＭＯ通信システムにおける利用を想定していない。仮に、これらを組み込んだ複数のリピータを配列してＭＩＭＯ通信システムにおける各ストリームの中継を試みたとしても、各リピータは自身の回り込み波をキャンセルできるかもしれないが、他のリピータからの回り込み波をキャンセルできない。即ち、従来のリピータは、ＭＩＭＯ通信の中継において回り込み波を十分にキャンセルすることができず、系が発振するおそれがある。
【０００７】
従って、本発明の一観点は、ＭＩＭＯ通信において回り込み波をキャンセル可能な無線中継装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様に係る無線中継装置は、第１の無線通信装置からＭ個（Ｍ≧２）のストリームを持つ対象信号をＭ個の受信アンテナを介して受信し、第２の無線通信装置にＮ個（Ｎ＞Ｍ）の送信アンテナを介して送信するための無線中継装置において、前記Ｍ個の受信アンテナから供給されるＭ個の第１のＲＦ信号に基づいてＭ個の第１のベースバンド信号を生成する受信部と、前記Ｍ個の受信アンテナにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号を前記Ｍ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得るキャンセル部と、前記Ｍ個の第２のベースバンド信号をＮ個の第３のベースバンド信号にマッピングするマッピング部と、前記Ｎ個の第３のベースバンド信号に基づいてＮ個の第２のＲＦ信号を生成し、前記Ｎ個の送信アンテナに供給する送信部と、前記Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々が前記Ｍ個の受信アンテナの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出するウェイト算出部と、前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に前記Ｍ個の受信アンテナの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、前記キャンセル部に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得るウェイト乗算部とを具備する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の一観点によれば、ＭＩＭＯ通信において回り込み波をキャンセル可能な無線中継装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態に係る無線中継装置を示すブロック図。
【図２】図１の無線中継装置を含む無線通信システムを示す図。
【図３】図１のウェイト算出部を示すブロック図。
【図４】図１のウェイト乗算部を示すブロック図。
【図５】第２の実施形態に係るウェイト算出部を示すブロック図。
【図６】３ＧＰＰ−ＬＴＥのフレームフォーマットを示す図。
【図７】第４の実施形態に係る無線中継装置を示すブロック図。
【図８】図７のウェイト算出部を示すブロック図。
【図９】図７の合成重み算出部を示すブロック図。
【図１０】第５の実施形態に係る無線中継装置を示すブロック図。
【図１１】図１０のウェイト算出部を示すブロック図。
【図１２】図１０のウェイト乗算部を示すブロック図。
【図１３】第６の実施形態に係る無線中継装置を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。尚、以降の説明において符号ＸＸＸによって参照される構成要素が複数存在する場合には、符号ＸＸＸ−Ａのように添え字Ａによって個別の構成要素を参照したり、単に符号ＸＸＸによって係る構成要素を総称したりする。
【００１２】
（第１の実施形態）
図１に示すように、本発明の第１の実施形態に係る無線中継装置１００は、Ｍ個のアンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍ（Ｍは２以上の整数）、受信ＲＦ（radio frequency）部１０２、Ｍ個のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１０３−１，・・・，１０３−Ｍ、Ｍ個の受信フィルタ１０４−１，・・・，１０４−Ｍ、回り込み波キャンセル部１１０、ウェイト算出部１２０、ウェイト乗算部１３０、Ｍ個の送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｍ、Ｍ個のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１４２−１，・・・，１４２−Ｍ、送信ＲＦ部１４３、Ｍ個の送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍを有する。
【００１３】
図２に示すように、無線中継装置１００は、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、伝搬路２０を介して親局（中継元）１０からの信号を受信し、伝搬路５０を介して子局（中継先）６０に信号を送信する。親局１０は、例えば基地局、放送局などの無線通信装置である。子局６０は、例えばＵＥ（User Equipment）などの無線通信装置である。本実施形態において、親局１０は、無線中継装置１００の受信アンテナ１０１と同じ数（即ち、Ｍ個）のストリーム上で信号を送信する。
【００１４】
受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍは、親局１０からのＭストリームの信号を伝搬路２０を介して夫々受信する。尚、無線中継装置１００が中継を行っている間、受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍは、送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍからの回り込み波も回り込み伝搬路４０を介して受信する。即ち、受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍによる受信信号には、親局１０からの信号と送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍからの回り込み波との両方が含まれている。
【００１５】
受信ＲＦ部１０２は、受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−ＭによるＭ個の受信信号を夫々調整（フィルタリング、低雑音増幅など）し、ダウンコンバートしてＭ個のベースバンド信号を生成する。
【００１６】
ＡＤＣ１０３−１，・・・，１０３−Ｍは、受信ＲＦ部１０２からのベースバンド信号（アナログ信号）を夫々デジタル信号に変換する。受信フィルタ１０４−１，・・・，１０４−Ｍは、ＡＤＣ１０３−１，・・・，１０３−Ｍからのデジタル信号に所定のフィルタリング処理（ダウンサンプルなど）を夫々施す。
【００１７】
回り込み波キャンセル部１１０は、受信フィルタ１０４−１，・・・，１０４−Ｍの出力信号から、受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍにおける回り込み波を模した信号（以降、模擬信号と称する）を夫々減算することにより、回り込み波のキャンセルを実現する。尚、模擬信号の詳細は後述する。回り込み波キャンセル部１１０のＭ個の出力信号は、送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｍに夫々供給されると共に、ウェイト算出部１２０及びウェイト乗算部１３０にも供給される。
【００１８】
送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｍは、回り込み波キャンセル部１１０のＭ個の出力信号に所定のフィルタリング処理を夫々施す。ＤＡＣ１４２−１，・・・，１４２−Ｍは、送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｍの出力信号（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。
【００１９】
送信ＲＦ部１４３は、ＤＡＣ１４２−１，・・・，１４２−ＭからのＭ個のアナログ信号を調整（フィルタリング、電力増幅など）し、アップコンバートしてＭ個のＲＦ信号を生成する。
【００２０】
送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍは、送信ＲＦ部１４３からのＭ個のＲＦ信号を夫々送信する。この送信信号は、伝搬路５０を介して子局６０によって受信されると共に、回り込み伝搬路４０を介して受信アンテナ１４１−１，・・・，１４１−Ｍによっても受信される。
【００２１】
ウェイト算出部１２０は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号に基づいて、Ｍ×Ｍ個のウェイトを算出する。これらＭ×Ｍ個のウェイトは、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号の各々がＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応する。
【００２２】
ウェイト乗算部１３０は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号に、ウェイト算出部１２０からのＭ×Ｍ個のウェイトをＭ個ずつ乗算してから合成（加算）することによりＭ個の模擬信号を夫々得る。即ち、ウェイト乗算部１３０は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号にＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、回り込み波キャンセル部１１０に供給するＭ個の模擬信号の各々を得る。
【００２３】
以下、本実施形態における回り込み波のキャンセルの原理の理解を容易にするために数式を用いて説明する。尚、以降の解析は、各信号を等価的にベースバンド信号として扱っている。親局１０からの送信信号をＸ（ｚ）と定義する。送信信号Ｘ（ｚ）は、Ｍ行１列のベクトルである。以降の説明では、行数×列数の形式でベクトルまたは行列を表現する。また、ｚ−１はＺ変換における遅延素子を表す。伝搬路２０の伝搬路行列をＢ（ｚ）と定義する。送信信号Ｘ（ｚ）は、伝搬路２０の通過により伝搬路行列Ｂ（ｚ）を乗算されて、受信アンテナ１０１によって受信される。回り込み伝搬路４０の伝搬路行列をＲ（ｚ）、ウェイト乗算部１３０によって乗算されるウェイトをＷ（ｚ）と夫々定義する。これら伝搬路行列Ｂ（ｚ）、伝搬路行列Ｒ（ｚ）及びウェイトＷ（ｚ）はいずれもＭ×Ｍの行列である。回り込み波キャンセル部１１０からの出力信号、即ち、観測点３０における観測信号をＹ（ｚ）と定義する。観測信号Ｙ（ｚ）は、Ｍ×１のベクトルである。送信ＲＦ部１４３内の電力増幅器の特性をＫと定義する。Ｋは、Ｍ×Ｍの対角行列である。ここで、観測信号Ｙ（ｚ）は、次の数式（１）によって表現できる。
【数１】
【００２４】
数式（１）の右辺の第１項は、親局１０からの送信信号に基づく成分を表している。数式（１）の右辺の第２項は、送信アンテナ１４４−１，・・・，１４４−Ｍからの回り込み波に基づく成分を表している。数式（１）の右辺の第３項は、無線中継装置１００内で付加される雑音成分を表しており、Ｑ（ｚ）はＭ×１のベクトルである。数式（１）の右辺の第４項は、回り込み波キャンセル部１１０によってキャンセルされる模擬信号の成分を表している。Ｍ×Ｍの単位行列をＩと定義すると、数式（１）は次の数式（２）に変形できる。
【数２】
【００２５】
一方、観測点３０における系全体の伝搬路応答をＨ（ｚ）と定義すると、観測信号Ｙ（ｚ）は次の数式（３）によっても表現できる。
【数３】
【００２６】
数式（２）において、無線中継装置のSN比（信号対雑音電力比）が十分に高いと仮定すると、B(z)X(z)に対してQ(z)が十分に小さいため、Ｑ（ｚ）が零ベクトルであると仮定することができる。この場合、数式（２）及び数式（３）に基づいて、伝搬路応答Ｈ（ｚ）は次の数式（４）によっても表現できる。
【数４】
【００２７】
ここで、数式（４）は逆行列を含んでいるが、この逆行列が存在しないようなウェイトＷ（ｚ）を使用すると発振が生じてしまう。この逆行列が存在することを保証にするために、ウェイトＷ（ｚ）に関して次の数式（５）が成立させることが望ましい。
【数５】
【００２８】
数式（５）が成立することは、次の数式（６）によって定義する誤差行列Ｅ（ｚ）が零行列となることと等価である。
【数６】
【００２９】
伝搬路応答Ｈ（ｚ）は、送信信号Ｘ（ｚ）が参照信号（パイロット信号などの既知信号）であるときの観測信号Ｙ（ｚ）から導出できる。また、伝搬路行列Ｂ（ｚ）は、中継開始前、中継停止期間などにおいて送信信号Ｘ（ｚ）が参照信号であるときの観測信号Ｙ（ｚ）から導出できる。従って、ウェイトＷ（ｚ）は、例えば数式（６）によって導出した誤差行列Ｅ（ｚ）と、次の数式（７）とを用いて更新できる。
【数７】
【００３０】
数式（７）においてｎはシンボル番号を表し、μは忘却係数を表す。初期のウェイトＷ０（ｚ）は、零行列であってもよいが、例えば適したウェイトが既知であるならばその既知ウェイトを使用してもよい。
【００３１】
ウェイト算出部１２０は、数式（６）及び数式（７）に関する演算を行う。具体的には、図３に示すように、ウェイト算出部１２０は、伝搬路推定部１２１、ウェイト誤差算出部１２２及びウェイト更新部１２３を有する。伝搬路推定部１２１は、送信信号Ｘ（ｚ）が参照信号であるときの観測信号Ｙ（ｚ）に基づいて伝搬路応答Ｈ（ｚ）を推定する。ウェイト誤差算出部１２２は、中継開始前、中継停止期間などにおいて送信信号Ｘ（ｚ）が参照信号であるときの観測信号Ｙ（ｚ）に基づいて予め推定されている伝搬路行列Ｂ（ｚ）と、伝搬路推定部１２１からの伝搬路応答Ｈ（ｚ）とを用いて、数式（６）に従って誤差行列Ｅ（ｚ）を算出する。尚、伝搬路行列Ｂ（ｚ）は、伝搬路推定部１２１によって推定されてもよいし、図示されない他の構成要素によって推定されてもよい。また、伝搬路行列Ｂ（ｚ）は、固定されてもよいし、中継停止期間において更新されてもよい。ウェイト更新部１２３は、ウェイト誤差算出部１２２からの誤差行列Ｅ（ｚ）を用いて、数式（７）に従ってウェイトＷ（ｚ）を更新し、ウェイト乗算部１３０に入力する。尚、ウェイト更新部１２３は、過去に算出したウェイトＷ（ｚ）を保持するための記憶機能を備えていてもよいし、過去に算出したウェイトＷ（ｚ）を保持する図示されない記憶手段にアクセスする機能を備えていてもよい。
【００３２】
ウェイト乗算部１３０は、数式（１）の右辺の第４項に関する演算を行う。具体的には、図４に示すように、ウェイト乗算部１３０は、Ｍ×Ｍ個のＦＩＲフィルタとＭ個の合成器（加算器）とを含む。これらＭ×Ｍ個のＦＩＲフィルタの各々は、観測信号Ｙ（ｚ）の要素のうちのいずれか１つに、ウェイトＷ（ｚ）の要素のうちのいずれか１つを乗算する。図４において、係数ｗｉｊは、ウェイトＷ（ｚ）における第ｉ行第ｊ列の要素を表している。ここで、ｉ及びｊはいずれもＭ以下の任意の自然数である。合成器は、ウェイトＷ（ｚ）における第ｉ行の各列の要素の乗算を行うＦＩＲフィルタからの出力信号を合成して、観測信号Ｙ（ｚ）の第ｉ行の要素に対応する模擬信号（受信アンテナ１０１−ｉにおける模擬信号）を得る。即ち、観測信号Ｙ（ｚ）の第ｉ行の要素に対応する模擬信号を得るために、ウェイト乗算部１３０は観測信号Ｙ（ｚ）の各行の要素にウェイトＷ（ｚ）の第ｉ行の各列の要素（ｗｉ１，・・・，ｗｉＭ）を夫々乗算してから合成する。
【００３３】
以上説明したように、本実施形態に係る無線中継装置は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号の各々がＭ個の受信アンテナ１０１−１，・・・，１０１−Ｍの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路を考慮して回り込み波の模擬信号を生成している。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、ＭＩＭＯ通信システムにおいて回り込み波を十分に抑圧し、発振を予防できる。即ち、本実施形態に係る無線中継装置によれば、ＭＩＭＯ通信システムにおいて安定した中継を実現できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００３４】
（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る無線中継装置は、ウェイトを周波数領域で算出する点において前述の第１の実施形態に係る無線中継装置１００と異なる。以降の説明では、本実施形態において第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。尚、以降の各実施形態において、説明の具体化のために、ウェイトを周波数領域で算出することを前提とするが、ウェイトを時間領域で算出しても勿論よい。
【００３５】
本実施形態に係るウェイト算出部２２０を図５に示す。ウェイト算出部２２０は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２２４、伝搬路推定部２２１、ウェイト誤差算出部２２２、ウェイト更新部２２３及びＩＦＦＴ(Inverse FFT)部２２５を有する。
【００３６】
ＦＦＴ部２２４は、回り込み波キャンセル部１１０からの出力信号、即ち、観測信号Ｙ（ｚ）にＦＦＴを施す。具体的には、ＦＦＴ部２２４は、時間領域の信号（観測信号Ｙ（ｚ））のサンプルを所定数蓄積するためのバッファ機能を有し、この蓄積された所定数のサンプルにＦＦＴを施す。即ち、ＦＦＴ部２２４は、観測信号Ｙ（ｚ）を周波数領域の観測信号Ｙ（ｆｋ）に変換する。尚、以降の説明において、ｋは周波数領域におけるサンプル番号を表す。ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）に関して、ｋはサブキャリア番号と等価である。
【００３７】
伝搬路推定部２２１は、ＦＦＴ部２２４からの周波数領域の観測信号Ｙ（ｆｋ）に基づいて、周波数領域の伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）を推定する。ここで、Ｚ変換の性質上、前述の数式（１）−数式（７）においてｚにexp（j2πfT）を代入することにより、周波数領域での解析を実施できる。ここで、ｊは虚数単位を表し、ｆは周波数を表し、Ｔはサンプリング間隔を表す。例えば、数式（３）は、周波数領域に関して次の数式（８）に書き換えることができる。
【数８】
【００３８】
ところで、３ＧＰＰ−ＬＴＥは、図６に示すフレームフォーマットを使用する。図６において、アンテナポート１用の参照信号及びアンテナポート２用の参照信号は特定の（相対的な）時間及び周波数において常に送信されており、アンテナポート３用の参照信号、アンテナポート４用の参照信号及びユーザ固有の参照信号は必要に応じて送信される。図６から明らかなように、ＬＴＥのフレームフォーマットでは、参照信号（ＲＳ）は時間方向及び周波数方向に間引かれている。このようなフレームフォーマットが適用される場合、伝搬路推定部２２１は参照信号から導出した伝搬路推定値を用いて、参照信号の存在しない時間及び周波数における伝搬路推定値を補完する機能を持つものとする。
【００３９】
ウェイト誤差算出部２２２は、予め推定されている伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）と、伝搬路推定部２２１からの伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）とを用いて、次の数式（９）に従って誤差行列Ｅ（ｆｋ）を算出する。
【数９】
【００４０】
数式（９）は、数式（６）を書き換えることにより導出できる。尚、伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）は、伝搬路推定部２２１によって推定されてもよいし、図示されない他の構成要素によって推定されてもよい。また、伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）は、固定されてもよいし、更新されてもよい。
【００４１】
ウェイト更新部２２３は、ウェイト誤差算出部２２２からの誤差行列Ｅ（ｚ）を用いて、次の数式（１０）に従ってウェイトＷ（ｆｋ）を更新する。
【数１０】
【００４２】
数式（１０）は、数式（７）を書き換えることにより導出できる。
【００４３】
ＩＦＦＴ部２２５は、ウェイト更新部２２３からのウェイトＷ（ｆｋ）にＩＦＦＴを施す。即ち、ＩＦＦＴ部２２５は、周波数領域のウェイトＷ（ｆｋ）を時間領域のウェイトに変換する。尚、ＩＦＦＴ部２２５が行うＩＦＦＴのサイズの増大に伴って、時間領域のウェイトのサイズ（フィルタ長）が増大するので、処理遅延が問題となるおそれがある。故に、必要に応じて、ＩＦＦＴの出力信号を間引いたり、打ち切ったりすることにより時間領域のウェイトのサイズを小さくしてもよい。ＩＦＦＴ部２２５は、時間領域のウェイトをウェイト乗算部１３０に入力する。
【００４４】
以上説明したように、本実施形態に係る無線中継装置は、ウェイトを周波数領域で算出している。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、例えばＯＦＤＭを使用するシステム、周波数領域での処理を前提とするシステム（ＬＴＥの上りリンクなど）などにおいて回り込み波をより効果的にキャンセルし、発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００４５】
（第３の実施形態）
前述の実施形態は、いずれも親局１０の送信ストリームの数と、無線中継装置の受信アンテナの数と、無線中継装置の送信アンテナの数とが全て同一であることを想定している。本発明の第３の実施形態は、親局１０の送信ストリーム数（Ｎ≧１）が、無線中継装置の受信アンテナの数（Ｍ）及び無線中継装置の送信アンテナの数（Ｍ）よりも小さい場合を想定する。即ち、以降の説明において、Ｎ＜Ｍが成立する。尚、後述するように、本実施形態に係る無線中継装置は、前述の第１の実施形態に係る無線中継装置１００または第２の実施形態に係る無線中継装置と同一または類似の構成を利用できる。従って、以降の説明では、本実施形態において前述の各実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
【００４６】
本実施形態において、前述の数式（１）と同じ解析から次の数式（１１）が導出できる。
【数１１】
【００４７】
但し、数式（１１）は、周波数領域での解析であり、かつ、雑音成分を無視（即ち、Ｑ（ｆｋ）を零行列と仮定）している。ここで、前述の各実施形態に比べて本実施形態では送信ストリーム数がＭからＮに変更されているので、送信信号Ｘ（ｆｋ）はＮ×１のベクトルを表し、伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）はＭ×Ｎの行列を表す。本実施形態において、｛Ｉ−Ｒ（ｆｋ）・Ｋ＋Ｗ（ｆｋ）｝はＭ×Ｍの正方行列なので、Ｗ（ｆｋ）次第で逆行列が存在し得る。即ち、数式（１１）は、次の数式（１２）に書き換えることができる。
【数１２】
【００４８】
数式（１２）から明らかなように、本実施形態においても前述の各実施形態と同様に、逆行列の存在を保証するために、誤差行列Ｅ（ｆｋ）（＝Ｗ（ｆｋ）−Ｒ（ｆｋ）・Ｋ）が零行列となるようにウェイトＷ（ｆｋ）を算出することが望ましい。但し、本実施形態において、伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）はＭ×Ｎ行列（非正方行列）なので、逆行列が存在しない。故に、次の数式（１３）に示すように、ウェイト誤差算出部２２２は誤差行列Ｅ（ｆｋ）を直接的に導出することはできない。
【数１３】
【００４９】
尚、伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）の要素及び伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）は、前述の各実施形態と同様の手法で導出可能である。以下、簡単化のために、数式（１３）においてＮ＝１，Ｍ＝２を仮定して得られる数式（１４）を考察する。
【数１４】
【００５０】
数式（１４）において、未知数はｅ１１（ｆｋ），・・・，ｅ２２（ｆｋ）の４つである。一方、数式（１４）から導出可能な方程式は２つである。故に、これら２つの方程式を満たすｅ１１（ｆｋ），・・・，ｅ２２（ｆｋ）を一意に導出できない。しかしながら、この問題は、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の自由度が高いことに起因している。故に、ウェイト誤差算出部２２２は、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の要素のうち冗長な要素に零を設定すれば、残りの要素を一意に導出できる。例えば、数式（１４）に関して、ウェイト誤差算出部２２２が誤差行列Ｅ（ｆｋ）の非対角成分に零を設定することにより、次の数式（１５）に示すように、誤差行列Ｅ（ｆｋ）を一意に導出できる。
【数１５】
【００５１】
一方、数式（１４）に関して、ウェイト誤差算出部２２２が誤差行列Ｅ（ｆｋ）の対角成分に零を設定することにより、次の数式（１６）に示すように、誤差行列Ｅ（ｆｋ）を一意に導出できる。
【数１６】
【００５２】
誤差行列Ｅ（ｆｋ）の冗長な要素に零を設定することは、ウェイトＷ（ｆｋ）における対応する要素を更新しないことと等価である。従って、初期のウェイトＷ０（ｆｋ）が零行列であるならば、ウェイトＷ（ｆｋ）において係る要素は零に固定される。尚、ウェイトが零に固定される場合、ウェイト乗算部１３０において対応するＦＩＲフィルタは実際に零を乗算してもよいし、対応するＦＩＲフィルタの入力または出力を例えばセレクタを用いて無効にしてもよい。
【００５３】
尚、誤差行列Ｅ（ｆｋ）において零を設定する要素は、制約条件付きで任意に選択できる。この制約条件は、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の各要素を一意に導出できることを保証する。即ち、制約条件を満たすことにより、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の少なくとも１つの要素が複数の解を持ったり、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の少なくとも１つの要素が解を持たなかったりする事態が回避される。具体的には、「誤差行列Ｅ（ｆｋ）の各行において送信ストリーム数と同数の未知数を残すこと（換言すれば、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の各行において受信アンテナ数と送信ストリーム数との間の差と同数の要素に零を設定すること）」を制約条件として採用できる。この制約条件を簡易に満たすことを目的とするならば、Ｍ−Ｎ＝１のときにウェイト誤差算出部２２２は誤差行列Ｅ（ｆｋ）の対角成分に零を設定すればよいし、Ｎ＝１のときにウェイト誤差算出部２２２は誤差行列Ｅ（ｆｋ）の非対角成分全てに零を設定すればよい。
【００５４】
以上説明したように、本実施形態に係る無線中継装置は、送信ストリーム数が受信アンテナ数及び送信アンテナ数よりも小さい場合において誤差行列の冗長な要素に零を設定することにより、残りの要素を一意に導出する。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、送信ストリーム数が受信アンテナ数及び送信アンテナ数よりも小さい場合においても、前述の各実施形態に係る無線中継装置と同一または類似の構成によって、回り込み波をキャンセルし、発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００５５】
また、上記説明では、送信ストリーム数が固定であるかのように説明したが、例えば３ＧＰＰ−ＬＴＥのようなＭＩＭＯを前提とするシステムは、伝搬路状況に応じてＭＩＭＯモード／ＳＩＳＯモードを切り替えたり、送信ストリーム数を増減させたりすることが予想される。従って、ウェイト誤差算出部２２２は、送信ストリーム数の増減に応じて、誤差行列Ｅ（ｆｋ）における冗長な要素を選択し、零を設定する機能を有することが望ましい。ウェイト誤差算出部２２２がこのような機能を備えるならば、本実施形態に係る無線中継装置は、送信ストリーム数が可変のＭＩＭＯ通信システムにおいても回り込み波を効果的にキャンセルできる。
【００５６】
尚、送信ストリーム数Ｎが受信アンテナ数Ｍ及び送信アンテナ数Ｍよりも小さい場合に、（Ｍ−Ｎ）個の余剰の送受信系統を稼働させないという手法も考えられる。この場合には、前述の各実施形態と実質的に等価の効果を期待できる。しかしながら、この手法は、稼働するＮ個の送受信系統に電力を集中させるので、同じエリアをカバーするために必要な電力増幅器の線形性が本実施形態に比べて高くなる。一方、本実施形態に係る無線中継装置は、Ｎ個よりも多くの送受信系統を稼働させるので、電力増幅器の負担を抑えることができる。
【００５７】
（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態は、無線中継装置の受信アンテナの数（Ｍ）が、親局１０の送信ストリームの数（Ｎ）及び無線中継装置の送信アンテナの数（Ｎ）よりも大きい場合を想定する。即ち、以降の説明において、Ｎ＜Ｍが成立する。以降の説明では、本実施形態において前述の各実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
【００５８】
図７に示すように、本実施形態に係る無線中継装置３００は、前述の無線中継装置１００において送信系統の数をＮ個に変更し、ウェイト算出部１２０をウェイト算出部３２０に置き換え、合成重み算出部３５０及び重み付け合成部３６０を追加した構成に相当する。
【００５９】
重み付け合成部３６０は、合成重み算出部３５０からの合成重みを使用して、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号、即ち、Ｍ個の観測信号を重み付け合成し、Ｎ個の信号を生成する。合成重みはＮ×Ｍの行列である。合成重み算出部３５０は、重み付け合成を実現するために、例えばＮ×Ｍ個のＦＩＲフィルタ及びＮ個の合成器を含む。尚、合成重み算出部３５０の詳細は後述する。
【００６０】
本実施形態において、前述の数式（１１）は、次の数式（１７）に書き換えることができる。
【数１７】
【００６１】
数式（１７）は、回り込み波に基づく成分を表す右辺第２項において観測信号Ｙ（ｆｋ）に合成重みＧ（ｆｋ）が乗じられ、模擬信号に基づく成分を表す右辺第３項においても観測信号Ｙ（ｆｋ）に合成重みＧ（ｆｋ）が乗じられている点で数式（１１）と異なる。また、数式（１７）は、伝搬路行列Ｒ（ｆｋ）及びウェイトＷ（ｆｋ）がＭ×Ｎの行列であり、電力増幅器の特性ＫがＮ×Ｎの対角行列である点でも数式（１１）と異なる。数式（１７）は、次の数式（１８）に書き換えることができる。
【数１８】
【００６２】
数式（１８）を、前述の各実施形態と同様に誤差行列Ｅ（ｆｋ）について解くと、次の数式（１９）を導出できる。
【数１９】
【００６３】
数式（１９）において、誤差行列Ｅ（ｆｋ）及び伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）はＭ×Ｎの行列である。
図８に示すように、ウェイト算出部３２０は、前述のウェイト算出部２２０においてＦＦＴ部２２４、伝搬路推定部２２１、ウェイト誤差算出部２２２、ウェイト更新部２２３及びＩＦＦＴ部２２５をＦＦＴ部３２４、伝搬路推定部３２１、ウェイト誤差算出部３２２、ウェイト更新部３２３及びＩＦＦＴ部３２５に夫々置き換えた構成に相当する。尚、ウェイト算出部３２０の各構成要素と、ウェイト算出部２２０の各構成要素とは類似しているので、同一の部分を省略し、異なる部分を中心に説明する。
【００６４】
ＦＦＴ部３２４は、重み付け合成部３６０からのＮ個の出力信号にＦＦＴを施す。即ち、ＦＦＴ部３２４は、重み付け合成部３６０からのＮ個の出力信号をＮ個の周波数領域の信号（Ｇ（ｆｋ）・Ｙ（ｆｋ）に相当）に変換する。
【００６５】
伝搬路推定部３２１は、ＦＦＴ部３２４からのＮ個の周波数領域の信号に基づいて、周波数領域の伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）を推定する。尚、伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）の推定は、例えば前述の各実施形態における推定手法を応用することにより実現できる。伝搬路推定部３２１は、伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）をウェイト誤差算出部３２２及び合成重み算出部３５０の両方に入力する。
【００６６】
ウェイト誤差算出部３２２は、予め推定されている伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）と、伝搬路推定部３２１からの伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）とを用いて、数式（１９）に従って誤差行列Ｅ（ｆｋ）を算出する。
【００６７】
ウェイト更新部３２３は、ウェイト誤差算出部３２２からの誤差行列Ｅ（ｆｋ）を用いて、数式（１０）に従ってウェイトＷ（ｆｋ）を更新する。尚、本実施形態において、数式（１０）における各項はＭ×Ｎの行列である。
【００６８】
ＩＦＦＴ部３２５は、ウェイト更新部３２３からのウェイトＷ（ｆｋ）にＩＦＦＴを施す。即ち、ＩＦＦＴ部３２５は、周波数領域のウェイトＷ（ｆｋ）を時間領域のウェイトに変換する。この時間領域のウェイトは、ウェイト乗算部１３０に入力される。
【００６９】
合成重み算出部３５０は、図９に示すように、重み算出部３５１及びＩＦＦＴ部３５２を有する。重み算出部３５１は、伝搬路推定部３２１からの伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）に基づいて合成重みＧ（ｆｋ）を算出する。重み算出部３５１は、例えば最大比合成基準などの基準に基づいて受信利得が向上するような合成重みＧ（ｆｋ）を算出する。ＩＦＦＴ部３５２は、重み算出部３５１からの合成重みＧ（ｆｋ）にＩＦＦＴを施す。即ち、ＩＦＦＴ部３５２は、周波数領域の合成重みＧ（ｆｋ）を時間領域の合成重みに変換する。尚、ＩＦＦＴ部３５２が行うＩＦＦＴのサイズの増大に伴って、時間領域の合成重みのサイズ（フィルタ長）が増大するので、処理遅延が問題となるおそれがある。故に、必要に応じて、ＩＦＦＴの出力信号を間引いたり、打ち切ったりすることにより時間領域の合成重みのサイズを小さくしてもよい。ＩＦＦＴ部３５２は、時間領域の合成重みを重み付け合成部３６０に入力する。
【００７０】
以上説明したように、本実施形態は、送信アンテナ数よりも受信アンテナ数が大きい構成を採用する場合における回り込み波のキャンセルを提供する。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、受信ダイバーシチの利得を得つつ、発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００７１】
（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態に係る無線中継装置は、無線中継装置の受信アンテナの数及び送信アンテナの数が２個であり、親局１０の送信ストリームの数が２個または１個である場合を想定する。より具体的には、本実施形態は、主に３ＧＰＰ−ＬＴＥを想定している但し、本実施形態に係る無線中継装置は、３ＧＰＰ−ＬＴＥ以外の無線通信システムにも勿論適用できる。以降の説明では、本実施形態において前述の各実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
【００７２】
図１０に示すように、本実施形態に係る無線中継装置４００は、前述の無線中継装置１００において送受信系統の数を２個に設定し、ウェイト算出部１２０をウェイト算出部４２０に置き換え、タイミング同期部４７１、セルＩＤ検出部４７２及び参照信号パターン生成部４７３を追加した構成に相当する。
【００７３】
タイミング同期部４７１は、同期タイミングを検出し、検出した同期タイミングをウェイト算出部４２０に通知する。具体的には、タイミング同期部４７１は、無線中継装置４００が親局１０からの電波を受信してから中継を開始する前に、同期タイミングを検出する。尚、図１０は、タイミング同期部４７１が回り込み波キャンセル部１１０の出力信号に基づいて同期タイミングを検出する例を示している。しかしながら、同期タイミングは中継の開始前に検出されるので、この時点では回り込み波が発生しておらず、回り込み波キャンセル部１１０の入力信号と出力信号とは実質的に同じである。故に、タイミング同期部４７１は、回り込み波キャンセル部１１０の入力信号に基づいて同期タイミングを検出しても勿論よい。また、３ＧＰＰ−ＬＴＥの仕様によれば、タイミング同期部４７１は、同期タイミングと共にセルＩＤの関連情報を検出できる。タイミング同期部４７１は、セルＩＤの関連情報をセルＩＤ検出部４７２に通知する。
【００７４】
セルＩＤ検出部４７２は、タイミング同期部４７１からのセルＩＤの関連情報と、回り込み波キャンセル部１１０の出力信号（または、前述の通り入力信号でもよい）とに基づいてセルＩＤを検出する。セルＩＤは、無線中継装置４００が中継の対象とするセルを識別する。セルＩＤ検出部４７２は、検出したセルＩＤを参照信号パターン生成部４７３に通知する。
【００７５】
参照信号パターン生成部４７３は、セルＩＤ検出部４７２からのセルＩＤに応じた参照信号のパターンを生成し、ウェイト算出部４２０に入力する。具体的には、参照信号パターン生成部４７３は、前述の図６に示される参照信号部分に関して、そのパターンを生成する。
【００７６】
図１１に示すように、ウェイト算出部４２０は、ＦＦＴ部４２４、ストリーム数判定部４２６、伝搬路推定部４２１、ウェイト誤差算出部４２２、ウェイト更新部２２３及びＩＦＦＴ部２２５を有する。ウェイト算出部４２０は、時間領域のウェイトを算出し、ウェイト乗算部１３０に入力する。尚、ウェイト乗算部１３０は、図４においてＭ＝２に設定した場合の構成である。即ち、ウェイト乗算部１３０は、図１２に示すように、２×２個のＦＩＲフィルタと２個の合成器とを含む。
【００７７】
ＦＦＴ部４２４は、前述のＦＦＴ部２２４と基本的に同じ動作をする。但し、ＦＦＴ部４２４によるＦＦＴの実行タイミングは、タイミング同期部４７１からの同期タイミングによって制御される。
【００７８】
ストリーム数判定部４２６は、参照信号パターン生成部４７３からの参照信号のパターンに基づいて送信ストリーム数を判定し、判定したストリーム数を伝搬路推定部４２１及びウェイト誤差算出部４２２に通知する。ＭＩＭＯ通信システムは、伝搬路状況に応じてＭＩＭＯモード／ＳＩＳＯモードを切り替えたり、送信ストリーム数を増減させたりすることが予想される。ストリーム数判定部４２６によれば、送信ストリーム数の変更を伝搬路推定部４２１及びウェイト誤差算出部４２２に通知し、これらによる処理の切り替えを制御できる。尚、送信ストリーム数が既知であって、かつ、固定であるＭＩＭＯ通信システムが中継対象である場合には、ストリーム数判定部４２６は省略されてもよい。
【００７９】
伝搬路推定部４２１は、ストリーム数判定部４２６から通知される送信ストリーム数に応じて伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）の要素の数を決定する。具体的には、ストリーム数＝２ならば伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）は２×２の行列で表現され、ストリーム数＝１ならば伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）は２×１のベクトルで表現される。そして、伝搬路推定部４２１は、ＦＦＴ部４２４からの周波数領域の観測信号Ｙ（ｆｋ）と、参照信号パターン生成部４７３からの参照信号のパターンとに基づいて、周波数領域の伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）を推定する。
【００８０】
ウェイト誤差算出部４２２は、予め推定されている伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）と、伝搬路推定部４２１からの伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）とを用いて、前述の数式（９）または数式（１３）に従って誤差行列Ｅ（ｆｋ）を算出する。ウェイト誤差算出部４２２は、ストリーム数判定部４２６からの送信ストリーム数に応じて、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の算出手法を切り替える。ウェイト誤差算出部４２２は、送信ストリーム数＝２ならば伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）が２×２の行列（正方行列）なので数式（９）に従って誤差行列Ｅ（ｆｋ）を算出する。一方、ウェイト誤差算出部４２２は、送信ストリーム数＝１ならば伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）が２×１のベクトル（非正方行列）なので数式（１３）に従って、誤差行列Ｅ（ｆｋ）の冗長な要素（例えば対角成分または非対角成分）に零を設定してから残りの要素を算出する。
【００８１】
以上説明したように、本実施形態は、主に３ＧＰＰ−ＬＴＥを想定した場合における、回り込み波のキャンセル手法の詳細を開示している。本実施形態に係る無線中継装置によれば、３ＧＰＰ−ＬＴＥに代表される種々のＭＩＭＯ通信システムにおいて発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００８２】
（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態は、無線中継装置の送信アンテナの数（Ｎ）が、親局１０の送信ストリームの数（Ｍ）及び無線中継装置の受信アンテナの数（Ｍ）よりも大きい場合を想定する。即ち、以降の説明において、Ｍ＜Ｎが成立する。以降の説明では、本実施形態において前述の各実施形態と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
【００８３】
図１３に示すように、本実施形態に係る無線中継装置５００は、前述の無線中継装置１００において送信系統の数をＮ個に変更し、空間マッピング部５８０を追加した構成に相当する。
【００８４】
空間マッピング部５８０は、回り込み波キャンセル部１１０からのＭ個の出力信号、即ち、観測信号をＮ個の信号にマッピングし、送信フィルタ１４１−１，・・・，１４１−Ｎに夫々入力する。具体的には、空間マッピング部５８０は、観測信号Ｙにマッピング行列Ｖを乗算する。マッピング行列ＶはＮ×Ｍの行列である。
【００８５】
本実施形態において、前述の数式（１１）は、次の数式（２０）に書き換えることができる。
【数２０】
【００８６】
数式（２０）は、回り込み波に基づく成分を表す右辺第２項において観測信号Ｙ（ｆｋ）にマッピング行列Ｖ（ｆｋ）が乗じられている点で数式（１１）と異なる。また、数式（２０）は、伝搬路行列Ｂ（ｆｋ）がＭ×Ｍの行列であり、送信信号Ｘ（ｆｋ）がＭ×１のベクトルであり、伝搬路行列Ｒ（ｆｋ）がＭ×Ｎの行列であり、電力増幅器の特性ＫがＮ×Ｎの対角行列である点でも数式（１１）と異なる。数式（２０）は、次の数式（２１）に書き換えることができる。
【数２１】
【００８７】
数式（２１）を、前述の各実施形態と同様に誤差行列Ｅ（ｆｋ）について解くと、次の数式（２２）を導出できる。
【数２２】
【００８８】
数式（２２）において、誤差行列Ｅ（ｆｋ）及び伝搬路応答Ｈ（ｆｋ）はＭ×Ｍの行列である。数式（２２）から明らかなように、誤差行列Ｅ（ｆｋ）は、マッピング行列Ｖ（ｆｋ）に依存しない。例えば、マッピング行列Ｖは、無線中継装置５００から子局（中継先）６０までの伝搬路６０に基づいて決定されてもよいし、周波数依存性のない固定の行列であってもよい。
【００８９】
以上説明したように、本実施形態は、受信アンテナ数よりも送信アンテナ数が大きい構成を採用する場合における回り込み波のキャンセルを提供する。従って、本実施形態に係る無線中継装置によれば、送信ダイバーシチの利得を得つつ、発振を予防できる。尚、実際の回り込み波とＦＩＲフィルタの出力である模擬信号とのタイミングをあわせるために、送信フィルタの手前に遅延素子を設けてもよい。
【００９０】
尚、各実施形態は、リレー局、ギャップフィラーなどの中継を前提とする種々の無線通信装置として実装できる。また、各実施形態は、３ＧＰＰ−ＬＴＥに限らず種々のＭＩＭＯ通信システムに適用できる。例えば、各実施形態は、ＷｉＭＡＸ、次世代ＰＨＳ（ＸＧＰ）、cdma2000 EV-DO Advancedなどに適用できる。
【００９１】
また、本発明は各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また各実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、各実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【００９２】
例えば、各実施形態の処理を実現するプログラムを、コンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納して提供することも可能である。記憶媒体としては、磁気ディスク、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−Ｒ、ＤＶＤ等）、光磁気ディスク（ＭＯ等）、半導体メモリなど、プログラムを記憶でき、かつ、コンピュータが読み取り可能な記憶媒体であれば、その記憶形式はいずれの形態であってもよい。
【００９３】
また、各実施形態の処理を実現するプログラムを、インターネットなどのネットワークに接続されたコンピュータ（サーバ）上に格納し、ネットワーク経由でコンピュータ（クライアント）にダウンロードさせてもよい。
【符号の説明】
【００９４】
１０・・・親局
２０・・・伝搬路
３０・・・観測点
４０・・・回り込み伝搬路
５０・・・伝搬路
６０・・・子局
１００，３００，４００，５００・・・無線中継装置
１０１・・・受信アンテナ
１０２・・・受信ＲＦ部
１０３・・・ＡＤＣ
１０４・・・受信フィルタ
１１０・・・回り込み波キャンセル部
１２０，２２０，３２０，４２０・・・ウェイト算出部
１２１，２２１，３２１，４２１・・・伝搬路推定部
１２２，２２２，３２２，４２２・・・ウェイト誤差算出部
１２３，２２３，３２３・・・ウェイト更新部
２２４，３２４・・・ＦＦＴ部
２２５，３２５・・・ＩＦＦＴ部
４２６・・・ストリーム数判定部
１３０・・・ウェイト乗算部
１４１・・・送信フィルタ
１４２・・・ＤＡＣ
１４３・・・送信ＲＦ部
１４４・・・送信アンテナ
３５０・・・合成重み算出部
３５１・・・重み算出部
３５２・・・ＩＦＦＴ部
３６０・・・重み付け合成部
４７１・・・タイミング同期部
４７２・・・セルＩＤ検出部
４７３・・・参照信号パターン生成部
５８０・・・空間マッピング部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の無線通信装置からＭ個（Ｍ≧２）のストリームを持つ対象信号をＭ個の受信アンテナを介して受信し、第２の無線通信装置にＮ個（Ｎ＞Ｍ）の送信アンテナを介して送信するための無線中継装置において、
前記Ｍ個の受信アンテナから供給されるＭ個の第１のＲＦ信号に基づいてＭ個の第１のベースバンド信号を生成する受信部と、
前記Ｍ個の受信アンテナにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号を前記Ｍ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得るキャンセル部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号をＮ個の第３のベースバンド信号にマッピングするマッピング部と、
前記Ｎ個の第３のベースバンド信号に基づいてＮ個の第２のＲＦ信号を生成し、前記Ｎ個の送信アンテナに供給する送信部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々が前記Ｍ個の受信アンテナの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出するウェイト算出部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に前記Ｍ個の受信アンテナの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、前記キャンセル部に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得るウェイト乗算部と
を具備する無線中継装置。
【請求項２】
前記ウェイト算出部は、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施してＭ個の周波数領域の信号を得るＦＦＴ部と、
前記Ｍ個の周波数領域の信号と、既知の参照信号とに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、
過去に算出したＭ×Ｍ個のウェイトの理想的なＭ×Ｍ個のウェイトに対するＭ×Ｍ個の誤差を前記伝搬路推定の結果に基づいて算出する誤差算出部と、
前記Ｍ×Ｍ個の誤差の各々が零に近づくように、前記過去に算出したＭ×Ｍ個のウェイトを更新し、更新されたＭ×Ｍ個のウェイトを得る更新部と、
前記更新されたＭ×Ｍ個のウェイトに高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施して時間領域のＭ×Ｍ個のウェイトを得て、前記ウェイト乗算部に供給するＩＦＦＴ部と
を含む、請求項１に記載の無線中継装置。
【請求項３】
第１の無線通信装置からＭ個（Ｍ≧２）のストリームを持つ対象信号をＭ個の受信アンテナを介して受信し、第２の無線通信装置にＮ個（Ｎ＞Ｍ）の送信アンテナを介して送信するための無線中継方法において、
前記Ｍ個の受信アンテナから供給されるＭ個の第１のＲＦ信号に基づいてＭ個の第１のベースバンド信号を生成することと、
キャンセル部が、前記Ｍ個の受信アンテナにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号を前記Ｍ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得ることと、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号をＮ個の第３のベースバンド信号にマッピングすることと、
前記Ｎ個の第３のベースバンド信号に基づいてＮ個の第２のＲＦ信号を生成し、前記Ｎ個の送信アンテナに供給することと、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々が前記Ｍ個の受信アンテナの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出することと、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に前記Ｍ個の受信アンテナの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、前記キャンセル部に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得ることと
を具備する無線中継方法。
【請求項４】
第１の無線通信装置と、
第２の無線通信装置と、
前記第１の無線通信装置からＭ個（Ｍ≧２）のストリームを持つ対象信号をＭ個の受信アンテナを介して受信し、前記第２の無線通信装置にＮ個（Ｎ＞Ｍ）の送信アンテナを介して送信するための無線中継装置と
を具備し、
前記無線中継装置は、
前記Ｍ個の受信アンテナから供給されるＭ個の第１のＲＦ信号に基づいてＭ個の第１のベースバンド信号を生成する受信部と、
前記Ｍ個の受信アンテナにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号を前記Ｍ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得るキャンセル部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号をＮ個の第３のベースバンド信号にマッピングするマッピング部と、
前記Ｎ個の第３のベースバンド信号に基づいてＮ個の第２のＲＦ信号を生成し、前記Ｎ個の送信アンテナに供給する送信部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々が前記Ｍ個の受信アンテナの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出するウェイト算出部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に前記Ｍ個の受信アンテナの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、前記キャンセル部に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得るウェイト乗算部と
を具備する、
無線中継システム。
【請求項１】
第１の無線通信装置からＭ個（Ｍ≧２）のストリームを持つ対象信号をＭ個の受信アンテナを介して受信し、第２の無線通信装置にＮ個（Ｎ＞Ｍ）の送信アンテナを介して送信するための無線中継装置において、
前記Ｍ個の受信アンテナから供給されるＭ個の第１のＲＦ信号に基づいてＭ個の第１のベースバンド信号を生成する受信部と、
前記Ｍ個の受信アンテナにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号を前記Ｍ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得るキャンセル部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号をＮ個の第３のベースバンド信号にマッピングするマッピング部と、
前記Ｎ個の第３のベースバンド信号に基づいてＮ個の第２のＲＦ信号を生成し、前記Ｎ個の送信アンテナに供給する送信部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々が前記Ｍ個の受信アンテナの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出するウェイト算出部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に前記Ｍ個の受信アンテナの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、前記キャンセル部に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得るウェイト乗算部と
を具備する無線中継装置。
【請求項２】
前記ウェイト算出部は、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施してＭ個の周波数領域の信号を得るＦＦＴ部と、
前記Ｍ個の周波数領域の信号と、既知の参照信号とに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、
過去に算出したＭ×Ｍ個のウェイトの理想的なＭ×Ｍ個のウェイトに対するＭ×Ｍ個の誤差を前記伝搬路推定の結果に基づいて算出する誤差算出部と、
前記Ｍ×Ｍ個の誤差の各々が零に近づくように、前記過去に算出したＭ×Ｍ個のウェイトを更新し、更新されたＭ×Ｍ個のウェイトを得る更新部と、
前記更新されたＭ×Ｍ個のウェイトに高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施して時間領域のＭ×Ｍ個のウェイトを得て、前記ウェイト乗算部に供給するＩＦＦＴ部と
を含む、請求項１に記載の無線中継装置。
【請求項３】
第１の無線通信装置からＭ個（Ｍ≧２）のストリームを持つ対象信号をＭ個の受信アンテナを介して受信し、第２の無線通信装置にＮ個（Ｎ＞Ｍ）の送信アンテナを介して送信するための無線中継方法において、
前記Ｍ個の受信アンテナから供給されるＭ個の第１のＲＦ信号に基づいてＭ個の第１のベースバンド信号を生成することと、
キャンセル部が、前記Ｍ個の受信アンテナにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号を前記Ｍ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得ることと、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号をＮ個の第３のベースバンド信号にマッピングすることと、
前記Ｎ個の第３のベースバンド信号に基づいてＮ個の第２のＲＦ信号を生成し、前記Ｎ個の送信アンテナに供給することと、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々が前記Ｍ個の受信アンテナの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出することと、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に前記Ｍ個の受信アンテナの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、前記キャンセル部に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得ることと
を具備する無線中継方法。
【請求項４】
第１の無線通信装置と、
第２の無線通信装置と、
前記第１の無線通信装置からＭ個（Ｍ≧２）のストリームを持つ対象信号をＭ個の受信アンテナを介して受信し、前記第２の無線通信装置にＮ個（Ｎ＞Ｍ）の送信アンテナを介して送信するための無線中継装置と
を具備し、
前記無線中継装置は、
前記Ｍ個の受信アンテナから供給されるＭ個の第１のＲＦ信号に基づいてＭ個の第１のベースバンド信号を生成する受信部と、
前記Ｍ個の受信アンテナにおける回り込み波を模したＭ個の模擬信号を前記Ｍ個の第１のベースバンド信号から夫々キャンセルし、Ｍ個の第２のベースバンド信号を得るキャンセル部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号をＮ個の第３のベースバンド信号にマッピングするマッピング部と、
前記Ｎ個の第３のベースバンド信号に基づいてＮ個の第２のＲＦ信号を生成し、前記Ｎ個の送信アンテナに供給する送信部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号の各々が前記Ｍ個の受信アンテナの各々に回り込むＭ×Ｍ個の伝搬路に対応するＭ×Ｍ個のウェイトを算出するウェイト算出部と、
前記Ｍ個の第２のベースバンド信号に前記Ｍ個の受信アンテナの各々に対応するＭ個のウェイトを夫々乗算してから合成することにより、前記キャンセル部に供給するためのＭ個の模擬信号の各々を得るウェイト乗算部と
を具備する、
無線中継システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１２−１７０１１５（Ｐ２０１２−１７０１１５Ａ）
【公開日】平成２４年９月６日（２０１２．９．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−８８７９１（Ｐ２０１２−８８７９１）
【出願日】平成２４年４月９日（２０１２．４．９）
【分割の表示】特願２０１０−２８１１４（Ｐ２０１０−２８１１４）の分割
【原出願日】平成２２年２月１０日（２０１０．２．１０）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年９月６日（２０１２．９．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年４月９日（２０１２．４．９）
【分割の表示】特願２０１０−２８１１４（Ｐ２０１０−２８１１４）の分割
【原出願日】平成２２年２月１０日（２０１０．２．１０）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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