送受信器
【課題】レーダで主流となるパルススイッチとホモダイン検波の組み合わせにおいて、キャリア信号のリークを低減した送信器を提供する。また、バイポーラパルスをデジタル回路で正確かつ迅速に受信できる受信器を提供する。
【解決手段】本発明の送受信器は、デジタル回路部２、送信回路部３、送信アンテナ４、受信回路部５、受信アンテナ６、及び高周波発信器７から構成される。送信回路部３は、内部にミキサ１２とスイッチ１３を有している。スイッチ１３を開閉することでキャリア信号８の漏れを抑制している。受信回路部５は、ＩＱ復調器３１、２つを１組とした２組のＡＤ変換器３７，３８と３９、４０、及び遅延時間設定部４１、４２からなる。各々２つずつのＡＤ変換器でバイポーラパルスのＩ成分５２及びＱ成分５３をサンプリングさせるようにしている。
【解決手段】本発明の送受信器は、デジタル回路部２、送信回路部３、送信アンテナ４、受信回路部５、受信アンテナ６、及び高周波発信器７から構成される。送信回路部３は、内部にミキサ１２とスイッチ１３を有している。スイッチ１３を開閉することでキャリア信号８の漏れを抑制している。受信回路部５は、ＩＱ復調器３１、２つを１組とした２組のＡＤ変換器３７，３８と３９、４０、及び遅延時間設定部４１、４２からなる。各々２つずつのＡＤ変換器でバイポーラパルスのＩ成分５２及びＱ成分５３をサンプリングさせるようにしている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、距離測定や通信等に用いられる送信回路及び受信回路に関わるものであり、特に高周波数帯域のインパルス信号を用いた送信回路及び受信回路の技術分野に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、数ＧＨｚの高周波数帯を適用した超広帯域無線システムであるＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）を利用した通信やレーダの開発が進められている。特に、２３〜３１ＧＨｚの準ミリ波帯や、７９ＧＨｚ付近のミリ波帯において４〜６ＧＨｚ程度の広帯域が、数十ｍの近距離を高精度に測定するための車載レーダ用の帯域としてに利用されようとしている。
【０００３】
ＵＷＢレーダに用いるインパルス信号は、高速スイッチ、広帯域ミキサ等を用いて比較的低コストで発生する技術がある。
【０００４】
ミキサにより生成した短パルスをレーダに用いる場合の送信回路の模式図を図７に示す。ミキサ７４によるパルス発生には、デジタル回路７２からのインパルス信号７３（ベースバンド帯域）を用いる。所望のキャリア信号７６を高周波発振器７５で生成し、インパルス信号７３を所望の周波数帯域で使用するためにアップコンバートした信号を送信していた。
【０００５】
インパルス信号７３には、通常ユニポーラ信号が用いられており、特に通信に用いられる受信回路では、極性を判定するテンプレートを適用するために、凸のパルス（以下では山という）と下に凸のパルス（以下では谷という）の両方をサンプリングする必要がある。そのために、一方の前記山又は谷のサンプリング・タイミングに対し他方の谷又は山のサンプリングを前記山と谷との時間差分（以下では遅延時間と呼ぶ）だけ遅らせて行う必要がある。この遅延時間は、所定の受信信号に対応して決められた固定値であり、前記ＵＷＢに適用される前記ユニポーラパルスではたかだか1ns程度である。
【０００６】
従来は、前記遅延時間を実現するために、例えば、遅延回路として２本のマイクロストリップラインを用い、一方のマイクロストリップラインを他方よりも所定の距離だけ長くして時間差を実現するといったアナログ的な遅延回路を用いていた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来の送受信器では、以下のような問題があった。
すなわち、前記ミキサが高い性能のアイソレーションを有しない場合には、前記高周波発信器の前記キャリア信号が前記ミキサを経由して送信アンテナ側に漏れ、前記送信アンテナから放出されてしまっていた。そのため、前記インパルス信号が出力されていない間もリーク信号が送信され、受信器はこのリーク信号も受信していた。前記リーク信号が前記受信器で受信されてその情報が蓄積されると、前記インパルス信号が対象物で反射されて前記受信器で受信される本来の信号が、前記リーク信号でマスクされて検出することができなくなるといった問題があった。
【０００８】
また、前記問題を解決するために、前記高周波発信器の電源を前記インパルス信号が出力されない期間だけＯＦＦにするといった手段も考えられるが、この場合には前記高周波発信器のＯＮ／ＯＦＦによる過渡応答が前記インパルス信号に悪影響を与える恐れがあった。さらには、前記高周波発信器のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことで、前記高周波発信器が破損する恐れもあった。
【０００９】
一方受信回路に関しては、従来は前記遅延時間を実現するためにアナログ的な遅延回路を用いていたが、アナログ的な方法では前記遅延時間を正確に実現するのが困難であった。例えば、遅延回路として２本のマイクロストリップラインを用い、一方のマイクロストリップラインを他方よりも所定の距離だけ長くして時間差を実現していたが、このような遅延回路ではマイクロストリップラインを伝送する際、パルスの形状も減衰や反射により劣化してしまい、受信信号の検出性能が劣化する、という問題があった。
【００１０】
そこで、本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、レーダで主流となるパルススイッチと、ホモダイン検波の組み合わせにおいて、キャリア信号のリークを低減した送信器を提供することを目的とする。
また、前記遅延時間をデジタル回路で正確に実現した受信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明の送受信器の第１の態様は、デジタル回路で生成した所定のインパルス信号を所定の高周波数帯域にアップコンバートして送信アンテナから送信させる送信回路と、受信アンテナで受信した前記インパルス信号をサンプリングする受信回路からなる送受信器であって、前記所定の高周波数帯域のキャリア信号を発生させる高周波発信器を備え、前記送信回路は、前記インパルス信号列を前記キャリア信号によりアップコンバートさせるミキサと、前記高周波発信器と前記ミキサとの間に設けられ前記デジタル回路からの制御により開閉するスイッチとからなるとともに、前記受信回路は、前記受信アンテナで受信した受信信号を前記キャリア信号によりダウンコンバートさせる別のミキサと、前記別のミキサでダウンコンバートされた前記受信信号の波形を整形するＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）と、前記ＬＰＦで整形された前記受信信号を前記デジタル回路から入力したタイミングでサンプリングしてＡＤ変換する第一のＡＤ変換器と、前記デジタル回路から入力した前記タイミングを所定の時間だけ遅らせる遅延時間設定部と、前記ＬＰＦで整形された前記受信信号を前記遅延時間設定手段から入力したタイミングでサンプリングしてＡＤ変換する第二のＡＤ変換器とからなることを特徴とする送受信器である。
【００１２】
第２の態様は、前記送信回路の前記スイッチは、前記ミキサと前記送信アンテナの間に設けられることを特徴とする送受信器である。
【００１３】
第３の態様は、前記受信回路において、前記別のミキサと前記ＬＰＦに代えてＩＱ復調器を用いると共に、前記ＩＱ復調器から出力されるＩ成分またはＱ成分を前記第一のＡＤ変換器及び前記第二のＡＤ変換器に入力する一方、他方の前記Ｑ成分または前記Ｉ成分を前記デジタル回路から入力したタイミング及び前記遅延時間設定手段から入力したタイミングでそれぞれサンプリングしてＡＤ変換する第三のＡＤ変換器及び第四のＡＤ変換器と、からなることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の送受信器である。
【００１４】
第４の態様は、前記受信回路にレーダ復調部を追加し、前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、前記レーダ復調部が所定の対象物を検出したときのサンプリング周期を用いて決定されることを特徴とする送受信器である。
【００１５】
第５の態様は、前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、所定の時間幅内で順次変更して更新される周期に基づいて決定され、前記受信信号から所定の対象物が検出された後は前記周期を固定して決定される、ことを特徴とする送受信器である。
【００１６】
第６の様態は、前記所定の対象物が移動したことが、前記レーダ復調部により検知された場合は、固定した前記周期を再度設定することを特徴とする送受信器である。
【００１７】
第７の態様は、前記受信回路は、前記高周波発信器と前記別のミキサあるいは前記ＩＱ復調器との間に別のスイッチを追加したことを特徴とする送受信器である。
【００１８】
第８の態様は、前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、前記送信回路から送信されるインパルス信号を生成するタイミングを基に決定されることを特徴とする送受信器である。
【００１９】
第９の態様は、前記高周波発信器は準ミリ波、例えば２６ＧＨｚ帯や、ミリ波、例えば７９ＧＨｚ帯の前記キャリア信号を発生させ、前記送信アンテナから送信されるインパルス信号の帯域は４ＧＨｚ以上であることを特徴とする送受信器である。
【発明の効果】
【００２０】
以上説明したように本発明によれば、前記スイッチを設けることにより、前記インパルス信号が送信されていない期間に前記キャリア信号が前記ミキサから漏洩して送信アンテナから送信されるのを大幅に低減することが可能な送信回路を提供することができる。また、前記スイッチの制御を適切に行うことにより、前記スイッチのアイソレーションを高めることができるだけでなく、安価なスイッチを用いることができるという優れた効果が得られる。
【００２１】
一方、所定の時間遅れを持たせた２つのＡＤ変換器を組み合わせて用いることで、前記インパルス信号の2つの極性を精度良くサンプリングさせることができる受信回路を提供することができる。また、前記バイポーラパルスの２つのピークを別々にサンプリングさせるようにすることで、安価なＡＤ変換器を用いることができるという優れた効果が得られる。
【００２２】
上記の通り、本発明の前記送信回路と前記受信回路からなる送受信器では、低ノイズの送信と精度が高く処理の速い受信を低コストで実現できるといった優れた効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の好ましい実施の形態を図面に基づいて説明する。本実施形態に係る送信回路及び受信回路は、バイポーラパルスからなる高周波帯域のインパルス信号に係るものである。
【００２４】
図１は、本発明の実施形態である送受信器１の全体構成を示す概略図である。送受信器１は、デジタル回路部２、送信回路部３、送信アンテナ４、受信回路部５、受信アンテナ６、及び高周波発信器７から構成されている。
【００２５】
デジタル回路部２は、送信回路部３及び受信回路部５の制御や信号処理等を行うものであり、例えばＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）を用いることができる。また、デジタル回路部２にはパルス生成部１１が内設され、所定の周期で所定のパルス幅のインパルス信号を生成するためのパルスパターン２１を作成してパルス生成部１１に提供している。
【００２６】
パルス生成部１１で用いられるパルスパターン２１及びパルス生成部１１で生成されるインパルス信号２２の一実施例を図２に示す。パルスパターン２１からインパルス信号２２を生成するために、パルス生成部１１として例えばＬＶＤＳを用いることができる。
【００２７】
図２では、インパルス信号２２としてバイポーラパルスを用いている。当該バイポーラパルスは、上に凸のパルス（山）と下に凸のパルス（谷）を組み合せた波形をしており、前記山の後に前記谷を組み合わせたものと前記谷の後に前記山を組み合わせたものの２種類がある。
【００２８】
高周波発信器７は、所定の高周波数帯域で送受信を行わせるためのキャリア信号８を発信するものである。前記所定の高周波数帯域として、例えば２４ＧＨｚ帯が用いられる。
【００２９】
以下ではまず、送信回路部３について説明する。
送信回路部３は、内部にミキサ１２とスイッチ１３を有する構成としている。
ミキサ１２は、パルス生成部１１から出力されるインパルス信号２２と高周波発信器７から出力されるキャリア信号８とを掛け合わせることで、インパルス信号２２を所定の周波数帯にアップコンバートするためのものである。アップコンバートされたインパルス信号２２は、送信アンテナ４から外部に送信される。
【００３０】
本発明の送信回路部３では、高周波発信器７とミキサ１２との間にスイッチ１３を設けることを特徴とする。
【００３１】
図７に示すような従来の送信回路では、ミキサ７４のアイソレーション性能が十分に高いものでないと、インパルス信号７３が出力されていない期間に高周波発信器７５から出力されているキャリア信号７６がミキサ７４から漏洩して送信アンテナ７７から外部に送信されてしまう恐れがあった。高周波帯域の信号に対するアイソレーション性能を高めたミキサも開発されているが、極めて高価なため送信回路のコストが高くなるという問題があった。
【００３２】
図２に示すインパルス信号２２が、例えば２４ＧＨｚ帯において４ＧＨｚ以上の広帯域を利用する場合には、インパルス信号２２のパルス幅２３は５００ｐｓ程度となる。このようなインパルス信号２２を１００ＭＨｚかそれ以下の頻度で発信させると、インパルス信号２２間の時間間隔２４が１０ｎｓ以上となる。すなわち、インパルス信号２２が発信されていない時間は、インパルス信号２２が発信されている時間に比べて数十倍以上長いことになる。
【００３３】
キャリア信号８がミキサ１２から漏洩して送信アンテナ４から出力されている場合には、インパルス信号２２が発信されている期間に比べてはるかに長い期間、漏洩したキャリア信号８が送信アンテナ４から出力されその一部が受信アンテナ６で受信されることになる。その結果、インパルス信号２２が反射して受信される本来の信号が、漏洩したキャリア信号８が反射して受信される信号によってマスクされてしまうという問題があった。
【００３４】
そこで、本発明の送信回路部３では、高周波発信器７とミキサ１２との間にスイッチ１３を設け、インパルス信号２２が出力される期間のみスイッチ１３を閉にしてキャリア信号８がミキサ１２に出力されるようにし、インパルス信号２２が出力されていない期間はスイッチ１３を開にしてキャリア信号８がミキサ１２に出力されない構成としている。これにより、インパルス信号２２が出力されていない期間に、キャリア信号８がミキサ１２を漏洩して送信アンテナ４から送信されるのを回避することが可能となる。
【００３５】
スイッチ１３を開閉させるための制御用信号２５は、デジタル回路部２においてパルス生成部１１に提供するパルスパターン２１に合わせて作成され、スイッチ１３に出力される。スイッチ１３を開閉させるための制御用信号２５及びスイッチ１３の開閉動作の応答の一実施例を、パルス生成部１１で生成されるインパルス信号２２と対応させて図３に示す。図３において、グラフ２６は制御用信号２５に従って開閉するスイッチ１３の閉状態の割合を示している。
【００３６】
スイッチ１３は、少なくともインパルス信号２２が出力されている期間は十分に閉となっているのが望ましい。従って、スイッチ１３の応答性を考慮して、制御用信号２５は図３に示すようなステップ状の信号とするのが好ましい。スイッチ１３のアイソレーション特性の一実施例を図４に示すが、スイッチ１３のアイソレーション特性２７は、開閉の応答時間が長いほどアイソレーション性能が高くなり、応答時間を短くするに従って低下していく。
【００３７】
レーダ等に用いられる送信回路３では、上記の通りキャリア信号８の漏洩を回避することが重要である。従って、スイッチ１３のアイソレーション性能が高ければ高いほど望ましいことになる。
【００３８】
しかしながら、アイソレーション性能を高めるために応答時間を必要以上に長くすると、過渡時を含めたスイッチ１３の閉時間がインパルス信号２２のパルス幅に比べて大幅に長くなってしまう。その結果、スイッチ１３の前記閉時間のうちインパルス信号２２が出力されていない時間が長くなり、その間キャリア信号８がミキサ１２に出力され続け、ミキサ１２から漏洩して送信アンテナ４から送信された信号の影響が大きくなってしまう。
【００３９】
そこで、本発明の送信回路部３では、スイッチ１３の応答時間を適切に選ぶことで、キャリア信号８がミキサ１２に出力されるのを抑制している。すなわち、例えばインパルス信号２２のパルス幅が５００ｐｓの場合には、スイッチ１３の応答時間を１〜３ｎｓ程度にするのが好ましい。この程度の期間、ミキサ１２からキャリア信号８が漏洩して送信アンテナ４から送信されたとしても、その程度の漏洩はレーダの分解能に悪影響を与えることは無い。
【００４０】
むしろ、スイッチ１３の応答時間を１〜３ｎｓ程度にすることで、スイッチ１３のアイソレーションを高めることができるだけでなく、安価なスイッチを用いることができるという優れた効果が得られる。
【００４１】
なお、本実施形態では、スイッチ１３を高周波発信器７とミキサ１２間に設けたが、別の実施形態として、ミキサ１２の下流側にスイッチ１３を設けることも可能である。インパルス信号２２が出力されていない期間、ミキサ１２からキャリア信号８が漏洩するのを抑制できるものであれば、インパルス信号２２の波形等に悪影響を与えない限り、スイッチ１３の設置位置を上記実施形態に限るものではない。
【００４２】
次に、本発明の受信回路の好ましい実施形態を、図面に基づいて説明する。
送信アンテナ４から送信された信号は、車両、人等の対象物で反射され受信アンテナ６で受信される。図１の受信回路部５において、受信信号５１はＩＱ復調器３１に送られ、ＩＱ復調器３１で再びベースバンド帯域に戻されるとともにＩ成分５２とＱ成分５３に分離される。
【００４３】
ＩＱ復調器３１は、受信アンテナ６で受信した受信信号５１を分岐して２つのミキサ３２、３３に入力する一方、高周波発信器７からキャリア信号８をそれぞれのミキサ３２、３３に入力して受信信号５１を再びベースバンド帯域にダウンコンバートする。この際、ミキサ３３には、キャリア信号８の位相を位相調整部３４でπ／２だけずらしたものを入力する。
【００４４】
これにより、位相のずれに起因する受信信号５１のＩ成分及びＱ成分を、それぞれのミキサ３２、３３で分離して抽出することができる。抽出された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分は、それぞれＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３５、３６で整形された後、Ｉ成分５２、Ｑ成分５３としてＩＱ復調器３１から出力される。
【００４５】
ＩＱ復調器３１から出力されるＩ成分５２は分岐されて２つのＡＤ変換器３７，３８に入力される一方、Ｑ成分５３は分岐されて２つＡＤ変換器３９、４０に入力される。
【００４６】
図１に示す本発明の受信回路５の実施形態では、バイポーラパルスの山と谷を正確に捉えるために、２つのＡＤ変換器を１組とした２組４つのＡＤ変換器３７、３８、３９、４０を用いている。前記バイポーラパルスの山と谷を１つのＡＤ変換器でサンプリングさせることも可能ではあるが、そのためには４ＧＨｚの帯域に対応できるＡＤを用いる必要がある。しかしながら、４ＧＨｚ対応のＡＤ変換器は高価なため、コスト面で大きな問題となる。
【００４７】
これに対し、本発明の受信回路５のように２つのＡＤ変換器を用いて前記バイポーラパルスの山と谷を別々にサンプリングさせるようにすることにより、４０ＭＨｚ程度に対応できるＡＤ変換器を使用することが可能となり、コストを大幅に低減することが可能となる。さらに、デジタル回路部２における信号処理も迅速に行えるようになる。
【００４８】
各々２つずつのＡＤ変換器の組み合わせにおいて、一方のＡＤ変換器３７及び３９は、デジタル回路部２から与えられるタイミング５４でＩ成分５２及びＱ成分５３のサンプリングを行っている。これに対し、他方のＡＤ変換器３８及び４０は、それぞれ遅延時間設定部４１及び４２においてデジタル回路部２から与えられるタイミング５４を前記遅延時間分だけ遅らせたタイミングを求め、前記遅延時間分だけ遅らせたタイミングでＩ成分５２及びＱ成分５３をサンプリングするようにしている。
【００４９】
本発明の送信回路部３で生成され送信されるインパルス信号２２は、デジタル回路部２のクロックにより作成されたものであり、インパルス信号２２の波形である前記バイポーラパルスの山と谷との時間差、すなわち前記遅延時間は前記クロックの周期に相当する。当該クロック周期はデジタル回路部２にデジタル値で記憶されていることから、前記遅延時間を遅延時間設定部４１、４２に正確に設定することが可能である。これにより、従来困難であった前記遅延時間の実現が、本発明の受信回路部５では遅延時間設定部４１、４２で正確に設定できるようになる。
【００５０】
Ｉ成分５２及びＱ成分５３のサンプリングを行うタイミング５４は、デジタル回路部２において所定の時刻を基準に所定の周期Ｔ毎に設定されてＡＤ変換器３７、３９及び遅延時間設定部４１、４２に出力される。前記所定の時刻は、送信回路３からインパルス信号２２が送信されるタイミングとすることができる。また、周期Ｔは、所定の距離にある対象物と通信するために一定とすることも可能であるし、レーダとして測距も行う場合には可変とすることができる。
【００５１】
また、前記遅延時間をτ１としたとき、ＡＤ変換器３８、４０は、デジタル回路部２から出力されるタイミング５４より遅延時間τ１だけ遅延させたタイミングでサンプリングを行う。ＡＤ変換器３７、３８、３９、４０で前記バイポーラパルスの山と谷をサンプリングするタイミングを、模式的に図５に示す。
【００５２】
図５に示す通り、Ｉ成分５２に対しては、前記バイポーラパルスの前のピークがＡＤ変換器３７でサンプリングされ、前記バイポーラパルスの後ろのピークがＡＤ変換器３８でサンプリングされる。同様に、Ｑ成分５３に対しては、前記バイポーラパルスの前のピークがＡＤ変換器３９でサンプリングされ、前記バイポーラパルスの後ろのピークがＡＤ変換器４０でサンプリングされる。
【００５３】
図１に示す受信回路５では、バイポーラパルスの山と谷の両方をサンプリングするために、２台のＡＤ変換器を１組としてサンプリングを行わせるようにしたが、測距用としてレーダ復調のみを行う場合には１台のＡＤ変換器でも可能である。すなわち、レーダ復調のみを行う場合は、バイポーラパルスの２つのピークをとらえる必要は必ずしも無く、インパルス信号２２を受信したことがわかればよい。さらに、レーダ復調のみを行う場合は、送信波形はバイポーラパルスである必要は必ずしも無く、ユニポーラパルスでもよい。
【００５４】
また、受信信号５１の位相情報を保持するために図１ではＩＱ復調器３１を用いたが、必ずしもＩＱ復調器を用いる必要は無く、特にレーダ用に測距のみを行う場合にはこれを用いないことも可能である。ＩＱ復調器を用いない場合は、それに代わって受信信号５１をダウンコンバートするためのミキサとＬＰＦを設ける必要がある。また、通信用としてデータ復調を行う場合には２台のＡＤ変換器が必要であるが、レーダ復調のみを行う場合には１台のＡＤ変換器でよい。
【００５５】
図１では、受信回路部５にもスイッチ４３を設けている。これは、デジタル回路部２から与えられるタイミング５４で受信信号５１のサンプリングを行うとき以外は、キャリア信号８がミキサ３２、３３から漏洩してサンプリング処理に何らかの悪影響を与えるのを回避するためである。
【００５６】
本発明の受信回路の別の実施形態を図面を用いて以下に説明する。
図６では、図１の受信回路部５に測距用に受信信号５１を処理するレーダ復調部６２が追加されている。また、図１に示された受信回路部５は、本実施形態では通信用のデータ復調部６３としている。従って、本実施形態の受信回路部６１は、レーダ復調部６２とデータ復調部６３から構成されている。
【００５７】
レーダ復調部６２は、ＩＱ復調器６４と２つのＡＤ変換器６５、６６から構成されている。また、受信信号５１をサンプリングするとき以外はキャリア信号８の入力を遮断するためのスイッチ６７を設けてもよい。ＡＤ変換器６５、６６は、デジタル回路部２から与えられるタイミング６８でサンプリングを行う。
【００５８】
測距用のレーダ送受信器では、対象物までの距離を測定するために、送信アンテナから信号が送信され、前記信号が前記対象物で反射され、反射された前記信号が受信アンテナで受信されサンプリングされるまでの時間差で対象物までの距離を測定している。具体的には送信信号６９を送信してからサンプリングされるまでの時間（サンプリング周期）を所定の時間幅τ２で順次変更しながら送受信を繰り返し、前記対象物で反射された信号が検出されたときのサンプリング周期を求めている。
【００５９】
図６に示す本実施形態では、送信回路部３から送信される信号を測距用と通信用に兼用することができ、例えばレーダ復調部で受信信号５１を処理して前記対象物を検知させ、前記対象物が検知されたときのサンプリング周期をデータ復調部のサンプリング周期に設定することにより、前記対象物からの信号を受信できるようにすることが可能である。
【００６０】
また、図１に示す実施形態においては、受信回路５を測距用としてサンプリング周期Ｔを順次変更して対象物を検知させ、対象物が検知された後はサンプリング周期Ｔを固定して対象物との通信を行わせることも可能である。さらに、前記対象物が移動したことが、前記レーダ復調部により検知された場合は、固定した前記周期Tを再度設定し、前記対象物と持続的に通信を行わせることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】図１は、本発明の実施形態である送受信器の全体構成を示す概略図である。
【図２】図２はパルス生成部１１で用いられるパルスパターン２１及びパルス生成部１１で生成されるインパルス信号２２の一実施例を示す。
【図３】図３は、インパルス信号とスイッチを開閉させるための制御用信号及びスイッチの開閉動作の応答の一実施例を示す。
【図４】図４は、スイッチのアイソレーション特性の一実施例を示す。
【図５】図５は、ＡＤ変換器でバイポーラパルスの山と谷をサンプリングするタイミングを模式的に示す。
【図６】図６は、本発明の別の実施形態であるレーダ復調部を追加した送受信器の全体構成を示す概略図である。
【図７】図７は、ミキサにより生成した短パルスをレーダに用いる場合の従来の送路の模式図を示す。
【符号の説明】
【００６２】
１・・・送受信器
２、７２・・・デジタル回路部
３・・・送信回路部
４、７７・・・送信アンテナ
５、６１・・・受信回路部
６・・・受信アンテナ
７、７５・・・高周波発信器
８、７６・・・キャリア信号
１１・・・パルス生成部
１２、３２，３３、７４・・・ミキサ
１３、６７・・・スイッチ
２１・・・パルスパターン
２２、７３・・・インパルス信号
２３・・・パルス幅
２４・・・インパルス信号間の時間間隔
２５・・・制御用信号
２６・・・スイッチの閉状態の割合
２７・・・アイソレーション特性
３１、６４・・・ＩＱ復調器
３４・・・位相調整部
３５、３６・・・ＬＰＦ
３７、３８、３９、４０、６５、６６・・・ＡＤ変換器
４１、４２・・・遅延時間設定部
５１・・・受信信号
５２・・・Ｉ成分
５３・・・Ｑ成分
５４、６８・・・タイミング
６２・・・レーダ復調部
６３・・・データ復調部
６９…送信信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、距離測定や通信等に用いられる送信回路及び受信回路に関わるものであり、特に高周波数帯域のインパルス信号を用いた送信回路及び受信回路の技術分野に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、数ＧＨｚの高周波数帯を適用した超広帯域無線システムであるＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）を利用した通信やレーダの開発が進められている。特に、２３〜３１ＧＨｚの準ミリ波帯や、７９ＧＨｚ付近のミリ波帯において４〜６ＧＨｚ程度の広帯域が、数十ｍの近距離を高精度に測定するための車載レーダ用の帯域としてに利用されようとしている。
【０００３】
ＵＷＢレーダに用いるインパルス信号は、高速スイッチ、広帯域ミキサ等を用いて比較的低コストで発生する技術がある。
【０００４】
ミキサにより生成した短パルスをレーダに用いる場合の送信回路の模式図を図７に示す。ミキサ７４によるパルス発生には、デジタル回路７２からのインパルス信号７３（ベースバンド帯域）を用いる。所望のキャリア信号７６を高周波発振器７５で生成し、インパルス信号７３を所望の周波数帯域で使用するためにアップコンバートした信号を送信していた。
【０００５】
インパルス信号７３には、通常ユニポーラ信号が用いられており、特に通信に用いられる受信回路では、極性を判定するテンプレートを適用するために、凸のパルス（以下では山という）と下に凸のパルス（以下では谷という）の両方をサンプリングする必要がある。そのために、一方の前記山又は谷のサンプリング・タイミングに対し他方の谷又は山のサンプリングを前記山と谷との時間差分（以下では遅延時間と呼ぶ）だけ遅らせて行う必要がある。この遅延時間は、所定の受信信号に対応して決められた固定値であり、前記ＵＷＢに適用される前記ユニポーラパルスではたかだか1ns程度である。
【０００６】
従来は、前記遅延時間を実現するために、例えば、遅延回路として２本のマイクロストリップラインを用い、一方のマイクロストリップラインを他方よりも所定の距離だけ長くして時間差を実現するといったアナログ的な遅延回路を用いていた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来の送受信器では、以下のような問題があった。
すなわち、前記ミキサが高い性能のアイソレーションを有しない場合には、前記高周波発信器の前記キャリア信号が前記ミキサを経由して送信アンテナ側に漏れ、前記送信アンテナから放出されてしまっていた。そのため、前記インパルス信号が出力されていない間もリーク信号が送信され、受信器はこのリーク信号も受信していた。前記リーク信号が前記受信器で受信されてその情報が蓄積されると、前記インパルス信号が対象物で反射されて前記受信器で受信される本来の信号が、前記リーク信号でマスクされて検出することができなくなるといった問題があった。
【０００８】
また、前記問題を解決するために、前記高周波発信器の電源を前記インパルス信号が出力されない期間だけＯＦＦにするといった手段も考えられるが、この場合には前記高周波発信器のＯＮ／ＯＦＦによる過渡応答が前記インパルス信号に悪影響を与える恐れがあった。さらには、前記高周波発信器のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことで、前記高周波発信器が破損する恐れもあった。
【０００９】
一方受信回路に関しては、従来は前記遅延時間を実現するためにアナログ的な遅延回路を用いていたが、アナログ的な方法では前記遅延時間を正確に実現するのが困難であった。例えば、遅延回路として２本のマイクロストリップラインを用い、一方のマイクロストリップラインを他方よりも所定の距離だけ長くして時間差を実現していたが、このような遅延回路ではマイクロストリップラインを伝送する際、パルスの形状も減衰や反射により劣化してしまい、受信信号の検出性能が劣化する、という問題があった。
【００１０】
そこで、本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、レーダで主流となるパルススイッチと、ホモダイン検波の組み合わせにおいて、キャリア信号のリークを低減した送信器を提供することを目的とする。
また、前記遅延時間をデジタル回路で正確に実現した受信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明の送受信器の第１の態様は、デジタル回路で生成した所定のインパルス信号を所定の高周波数帯域にアップコンバートして送信アンテナから送信させる送信回路と、受信アンテナで受信した前記インパルス信号をサンプリングする受信回路からなる送受信器であって、前記所定の高周波数帯域のキャリア信号を発生させる高周波発信器を備え、前記送信回路は、前記インパルス信号列を前記キャリア信号によりアップコンバートさせるミキサと、前記高周波発信器と前記ミキサとの間に設けられ前記デジタル回路からの制御により開閉するスイッチとからなるとともに、前記受信回路は、前記受信アンテナで受信した受信信号を前記キャリア信号によりダウンコンバートさせる別のミキサと、前記別のミキサでダウンコンバートされた前記受信信号の波形を整形するＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）と、前記ＬＰＦで整形された前記受信信号を前記デジタル回路から入力したタイミングでサンプリングしてＡＤ変換する第一のＡＤ変換器と、前記デジタル回路から入力した前記タイミングを所定の時間だけ遅らせる遅延時間設定部と、前記ＬＰＦで整形された前記受信信号を前記遅延時間設定手段から入力したタイミングでサンプリングしてＡＤ変換する第二のＡＤ変換器とからなることを特徴とする送受信器である。
【００１２】
第２の態様は、前記送信回路の前記スイッチは、前記ミキサと前記送信アンテナの間に設けられることを特徴とする送受信器である。
【００１３】
第３の態様は、前記受信回路において、前記別のミキサと前記ＬＰＦに代えてＩＱ復調器を用いると共に、前記ＩＱ復調器から出力されるＩ成分またはＱ成分を前記第一のＡＤ変換器及び前記第二のＡＤ変換器に入力する一方、他方の前記Ｑ成分または前記Ｉ成分を前記デジタル回路から入力したタイミング及び前記遅延時間設定手段から入力したタイミングでそれぞれサンプリングしてＡＤ変換する第三のＡＤ変換器及び第四のＡＤ変換器と、からなることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の送受信器である。
【００１４】
第４の態様は、前記受信回路にレーダ復調部を追加し、前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、前記レーダ復調部が所定の対象物を検出したときのサンプリング周期を用いて決定されることを特徴とする送受信器である。
【００１５】
第５の態様は、前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、所定の時間幅内で順次変更して更新される周期に基づいて決定され、前記受信信号から所定の対象物が検出された後は前記周期を固定して決定される、ことを特徴とする送受信器である。
【００１６】
第６の様態は、前記所定の対象物が移動したことが、前記レーダ復調部により検知された場合は、固定した前記周期を再度設定することを特徴とする送受信器である。
【００１７】
第７の態様は、前記受信回路は、前記高周波発信器と前記別のミキサあるいは前記ＩＱ復調器との間に別のスイッチを追加したことを特徴とする送受信器である。
【００１８】
第８の態様は、前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、前記送信回路から送信されるインパルス信号を生成するタイミングを基に決定されることを特徴とする送受信器である。
【００１９】
第９の態様は、前記高周波発信器は準ミリ波、例えば２６ＧＨｚ帯や、ミリ波、例えば７９ＧＨｚ帯の前記キャリア信号を発生させ、前記送信アンテナから送信されるインパルス信号の帯域は４ＧＨｚ以上であることを特徴とする送受信器である。
【発明の効果】
【００２０】
以上説明したように本発明によれば、前記スイッチを設けることにより、前記インパルス信号が送信されていない期間に前記キャリア信号が前記ミキサから漏洩して送信アンテナから送信されるのを大幅に低減することが可能な送信回路を提供することができる。また、前記スイッチの制御を適切に行うことにより、前記スイッチのアイソレーションを高めることができるだけでなく、安価なスイッチを用いることができるという優れた効果が得られる。
【００２１】
一方、所定の時間遅れを持たせた２つのＡＤ変換器を組み合わせて用いることで、前記インパルス信号の2つの極性を精度良くサンプリングさせることができる受信回路を提供することができる。また、前記バイポーラパルスの２つのピークを別々にサンプリングさせるようにすることで、安価なＡＤ変換器を用いることができるという優れた効果が得られる。
【００２２】
上記の通り、本発明の前記送信回路と前記受信回路からなる送受信器では、低ノイズの送信と精度が高く処理の速い受信を低コストで実現できるといった優れた効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の好ましい実施の形態を図面に基づいて説明する。本実施形態に係る送信回路及び受信回路は、バイポーラパルスからなる高周波帯域のインパルス信号に係るものである。
【００２４】
図１は、本発明の実施形態である送受信器１の全体構成を示す概略図である。送受信器１は、デジタル回路部２、送信回路部３、送信アンテナ４、受信回路部５、受信アンテナ６、及び高周波発信器７から構成されている。
【００２５】
デジタル回路部２は、送信回路部３及び受信回路部５の制御や信号処理等を行うものであり、例えばＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）を用いることができる。また、デジタル回路部２にはパルス生成部１１が内設され、所定の周期で所定のパルス幅のインパルス信号を生成するためのパルスパターン２１を作成してパルス生成部１１に提供している。
【００２６】
パルス生成部１１で用いられるパルスパターン２１及びパルス生成部１１で生成されるインパルス信号２２の一実施例を図２に示す。パルスパターン２１からインパルス信号２２を生成するために、パルス生成部１１として例えばＬＶＤＳを用いることができる。
【００２７】
図２では、インパルス信号２２としてバイポーラパルスを用いている。当該バイポーラパルスは、上に凸のパルス（山）と下に凸のパルス（谷）を組み合せた波形をしており、前記山の後に前記谷を組み合わせたものと前記谷の後に前記山を組み合わせたものの２種類がある。
【００２８】
高周波発信器７は、所定の高周波数帯域で送受信を行わせるためのキャリア信号８を発信するものである。前記所定の高周波数帯域として、例えば２４ＧＨｚ帯が用いられる。
【００２９】
以下ではまず、送信回路部３について説明する。
送信回路部３は、内部にミキサ１２とスイッチ１３を有する構成としている。
ミキサ１２は、パルス生成部１１から出力されるインパルス信号２２と高周波発信器７から出力されるキャリア信号８とを掛け合わせることで、インパルス信号２２を所定の周波数帯にアップコンバートするためのものである。アップコンバートされたインパルス信号２２は、送信アンテナ４から外部に送信される。
【００３０】
本発明の送信回路部３では、高周波発信器７とミキサ１２との間にスイッチ１３を設けることを特徴とする。
【００３１】
図７に示すような従来の送信回路では、ミキサ７４のアイソレーション性能が十分に高いものでないと、インパルス信号７３が出力されていない期間に高周波発信器７５から出力されているキャリア信号７６がミキサ７４から漏洩して送信アンテナ７７から外部に送信されてしまう恐れがあった。高周波帯域の信号に対するアイソレーション性能を高めたミキサも開発されているが、極めて高価なため送信回路のコストが高くなるという問題があった。
【００３２】
図２に示すインパルス信号２２が、例えば２４ＧＨｚ帯において４ＧＨｚ以上の広帯域を利用する場合には、インパルス信号２２のパルス幅２３は５００ｐｓ程度となる。このようなインパルス信号２２を１００ＭＨｚかそれ以下の頻度で発信させると、インパルス信号２２間の時間間隔２４が１０ｎｓ以上となる。すなわち、インパルス信号２２が発信されていない時間は、インパルス信号２２が発信されている時間に比べて数十倍以上長いことになる。
【００３３】
キャリア信号８がミキサ１２から漏洩して送信アンテナ４から出力されている場合には、インパルス信号２２が発信されている期間に比べてはるかに長い期間、漏洩したキャリア信号８が送信アンテナ４から出力されその一部が受信アンテナ６で受信されることになる。その結果、インパルス信号２２が反射して受信される本来の信号が、漏洩したキャリア信号８が反射して受信される信号によってマスクされてしまうという問題があった。
【００３４】
そこで、本発明の送信回路部３では、高周波発信器７とミキサ１２との間にスイッチ１３を設け、インパルス信号２２が出力される期間のみスイッチ１３を閉にしてキャリア信号８がミキサ１２に出力されるようにし、インパルス信号２２が出力されていない期間はスイッチ１３を開にしてキャリア信号８がミキサ１２に出力されない構成としている。これにより、インパルス信号２２が出力されていない期間に、キャリア信号８がミキサ１２を漏洩して送信アンテナ４から送信されるのを回避することが可能となる。
【００３５】
スイッチ１３を開閉させるための制御用信号２５は、デジタル回路部２においてパルス生成部１１に提供するパルスパターン２１に合わせて作成され、スイッチ１３に出力される。スイッチ１３を開閉させるための制御用信号２５及びスイッチ１３の開閉動作の応答の一実施例を、パルス生成部１１で生成されるインパルス信号２２と対応させて図３に示す。図３において、グラフ２６は制御用信号２５に従って開閉するスイッチ１３の閉状態の割合を示している。
【００３６】
スイッチ１３は、少なくともインパルス信号２２が出力されている期間は十分に閉となっているのが望ましい。従って、スイッチ１３の応答性を考慮して、制御用信号２５は図３に示すようなステップ状の信号とするのが好ましい。スイッチ１３のアイソレーション特性の一実施例を図４に示すが、スイッチ１３のアイソレーション特性２７は、開閉の応答時間が長いほどアイソレーション性能が高くなり、応答時間を短くするに従って低下していく。
【００３７】
レーダ等に用いられる送信回路３では、上記の通りキャリア信号８の漏洩を回避することが重要である。従って、スイッチ１３のアイソレーション性能が高ければ高いほど望ましいことになる。
【００３８】
しかしながら、アイソレーション性能を高めるために応答時間を必要以上に長くすると、過渡時を含めたスイッチ１３の閉時間がインパルス信号２２のパルス幅に比べて大幅に長くなってしまう。その結果、スイッチ１３の前記閉時間のうちインパルス信号２２が出力されていない時間が長くなり、その間キャリア信号８がミキサ１２に出力され続け、ミキサ１２から漏洩して送信アンテナ４から送信された信号の影響が大きくなってしまう。
【００３９】
そこで、本発明の送信回路部３では、スイッチ１３の応答時間を適切に選ぶことで、キャリア信号８がミキサ１２に出力されるのを抑制している。すなわち、例えばインパルス信号２２のパルス幅が５００ｐｓの場合には、スイッチ１３の応答時間を１〜３ｎｓ程度にするのが好ましい。この程度の期間、ミキサ１２からキャリア信号８が漏洩して送信アンテナ４から送信されたとしても、その程度の漏洩はレーダの分解能に悪影響を与えることは無い。
【００４０】
むしろ、スイッチ１３の応答時間を１〜３ｎｓ程度にすることで、スイッチ１３のアイソレーションを高めることができるだけでなく、安価なスイッチを用いることができるという優れた効果が得られる。
【００４１】
なお、本実施形態では、スイッチ１３を高周波発信器７とミキサ１２間に設けたが、別の実施形態として、ミキサ１２の下流側にスイッチ１３を設けることも可能である。インパルス信号２２が出力されていない期間、ミキサ１２からキャリア信号８が漏洩するのを抑制できるものであれば、インパルス信号２２の波形等に悪影響を与えない限り、スイッチ１３の設置位置を上記実施形態に限るものではない。
【００４２】
次に、本発明の受信回路の好ましい実施形態を、図面に基づいて説明する。
送信アンテナ４から送信された信号は、車両、人等の対象物で反射され受信アンテナ６で受信される。図１の受信回路部５において、受信信号５１はＩＱ復調器３１に送られ、ＩＱ復調器３１で再びベースバンド帯域に戻されるとともにＩ成分５２とＱ成分５３に分離される。
【００４３】
ＩＱ復調器３１は、受信アンテナ６で受信した受信信号５１を分岐して２つのミキサ３２、３３に入力する一方、高周波発信器７からキャリア信号８をそれぞれのミキサ３２、３３に入力して受信信号５１を再びベースバンド帯域にダウンコンバートする。この際、ミキサ３３には、キャリア信号８の位相を位相調整部３４でπ／２だけずらしたものを入力する。
【００４４】
これにより、位相のずれに起因する受信信号５１のＩ成分及びＱ成分を、それぞれのミキサ３２、３３で分離して抽出することができる。抽出された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分は、それぞれＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３５、３６で整形された後、Ｉ成分５２、Ｑ成分５３としてＩＱ復調器３１から出力される。
【００４５】
ＩＱ復調器３１から出力されるＩ成分５２は分岐されて２つのＡＤ変換器３７，３８に入力される一方、Ｑ成分５３は分岐されて２つＡＤ変換器３９、４０に入力される。
【００４６】
図１に示す本発明の受信回路５の実施形態では、バイポーラパルスの山と谷を正確に捉えるために、２つのＡＤ変換器を１組とした２組４つのＡＤ変換器３７、３８、３９、４０を用いている。前記バイポーラパルスの山と谷を１つのＡＤ変換器でサンプリングさせることも可能ではあるが、そのためには４ＧＨｚの帯域に対応できるＡＤを用いる必要がある。しかしながら、４ＧＨｚ対応のＡＤ変換器は高価なため、コスト面で大きな問題となる。
【００４７】
これに対し、本発明の受信回路５のように２つのＡＤ変換器を用いて前記バイポーラパルスの山と谷を別々にサンプリングさせるようにすることにより、４０ＭＨｚ程度に対応できるＡＤ変換器を使用することが可能となり、コストを大幅に低減することが可能となる。さらに、デジタル回路部２における信号処理も迅速に行えるようになる。
【００４８】
各々２つずつのＡＤ変換器の組み合わせにおいて、一方のＡＤ変換器３７及び３９は、デジタル回路部２から与えられるタイミング５４でＩ成分５２及びＱ成分５３のサンプリングを行っている。これに対し、他方のＡＤ変換器３８及び４０は、それぞれ遅延時間設定部４１及び４２においてデジタル回路部２から与えられるタイミング５４を前記遅延時間分だけ遅らせたタイミングを求め、前記遅延時間分だけ遅らせたタイミングでＩ成分５２及びＱ成分５３をサンプリングするようにしている。
【００４９】
本発明の送信回路部３で生成され送信されるインパルス信号２２は、デジタル回路部２のクロックにより作成されたものであり、インパルス信号２２の波形である前記バイポーラパルスの山と谷との時間差、すなわち前記遅延時間は前記クロックの周期に相当する。当該クロック周期はデジタル回路部２にデジタル値で記憶されていることから、前記遅延時間を遅延時間設定部４１、４２に正確に設定することが可能である。これにより、従来困難であった前記遅延時間の実現が、本発明の受信回路部５では遅延時間設定部４１、４２で正確に設定できるようになる。
【００５０】
Ｉ成分５２及びＱ成分５３のサンプリングを行うタイミング５４は、デジタル回路部２において所定の時刻を基準に所定の周期Ｔ毎に設定されてＡＤ変換器３７、３９及び遅延時間設定部４１、４２に出力される。前記所定の時刻は、送信回路３からインパルス信号２２が送信されるタイミングとすることができる。また、周期Ｔは、所定の距離にある対象物と通信するために一定とすることも可能であるし、レーダとして測距も行う場合には可変とすることができる。
【００５１】
また、前記遅延時間をτ１としたとき、ＡＤ変換器３８、４０は、デジタル回路部２から出力されるタイミング５４より遅延時間τ１だけ遅延させたタイミングでサンプリングを行う。ＡＤ変換器３７、３８、３９、４０で前記バイポーラパルスの山と谷をサンプリングするタイミングを、模式的に図５に示す。
【００５２】
図５に示す通り、Ｉ成分５２に対しては、前記バイポーラパルスの前のピークがＡＤ変換器３７でサンプリングされ、前記バイポーラパルスの後ろのピークがＡＤ変換器３８でサンプリングされる。同様に、Ｑ成分５３に対しては、前記バイポーラパルスの前のピークがＡＤ変換器３９でサンプリングされ、前記バイポーラパルスの後ろのピークがＡＤ変換器４０でサンプリングされる。
【００５３】
図１に示す受信回路５では、バイポーラパルスの山と谷の両方をサンプリングするために、２台のＡＤ変換器を１組としてサンプリングを行わせるようにしたが、測距用としてレーダ復調のみを行う場合には１台のＡＤ変換器でも可能である。すなわち、レーダ復調のみを行う場合は、バイポーラパルスの２つのピークをとらえる必要は必ずしも無く、インパルス信号２２を受信したことがわかればよい。さらに、レーダ復調のみを行う場合は、送信波形はバイポーラパルスである必要は必ずしも無く、ユニポーラパルスでもよい。
【００５４】
また、受信信号５１の位相情報を保持するために図１ではＩＱ復調器３１を用いたが、必ずしもＩＱ復調器を用いる必要は無く、特にレーダ用に測距のみを行う場合にはこれを用いないことも可能である。ＩＱ復調器を用いない場合は、それに代わって受信信号５１をダウンコンバートするためのミキサとＬＰＦを設ける必要がある。また、通信用としてデータ復調を行う場合には２台のＡＤ変換器が必要であるが、レーダ復調のみを行う場合には１台のＡＤ変換器でよい。
【００５５】
図１では、受信回路部５にもスイッチ４３を設けている。これは、デジタル回路部２から与えられるタイミング５４で受信信号５１のサンプリングを行うとき以外は、キャリア信号８がミキサ３２、３３から漏洩してサンプリング処理に何らかの悪影響を与えるのを回避するためである。
【００５６】
本発明の受信回路の別の実施形態を図面を用いて以下に説明する。
図６では、図１の受信回路部５に測距用に受信信号５１を処理するレーダ復調部６２が追加されている。また、図１に示された受信回路部５は、本実施形態では通信用のデータ復調部６３としている。従って、本実施形態の受信回路部６１は、レーダ復調部６２とデータ復調部６３から構成されている。
【００５７】
レーダ復調部６２は、ＩＱ復調器６４と２つのＡＤ変換器６５、６６から構成されている。また、受信信号５１をサンプリングするとき以外はキャリア信号８の入力を遮断するためのスイッチ６７を設けてもよい。ＡＤ変換器６５、６６は、デジタル回路部２から与えられるタイミング６８でサンプリングを行う。
【００５８】
測距用のレーダ送受信器では、対象物までの距離を測定するために、送信アンテナから信号が送信され、前記信号が前記対象物で反射され、反射された前記信号が受信アンテナで受信されサンプリングされるまでの時間差で対象物までの距離を測定している。具体的には送信信号６９を送信してからサンプリングされるまでの時間（サンプリング周期）を所定の時間幅τ２で順次変更しながら送受信を繰り返し、前記対象物で反射された信号が検出されたときのサンプリング周期を求めている。
【００５９】
図６に示す本実施形態では、送信回路部３から送信される信号を測距用と通信用に兼用することができ、例えばレーダ復調部で受信信号５１を処理して前記対象物を検知させ、前記対象物が検知されたときのサンプリング周期をデータ復調部のサンプリング周期に設定することにより、前記対象物からの信号を受信できるようにすることが可能である。
【００６０】
また、図１に示す実施形態においては、受信回路５を測距用としてサンプリング周期Ｔを順次変更して対象物を検知させ、対象物が検知された後はサンプリング周期Ｔを固定して対象物との通信を行わせることも可能である。さらに、前記対象物が移動したことが、前記レーダ復調部により検知された場合は、固定した前記周期Tを再度設定し、前記対象物と持続的に通信を行わせることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】図１は、本発明の実施形態である送受信器の全体構成を示す概略図である。
【図２】図２はパルス生成部１１で用いられるパルスパターン２１及びパルス生成部１１で生成されるインパルス信号２２の一実施例を示す。
【図３】図３は、インパルス信号とスイッチを開閉させるための制御用信号及びスイッチの開閉動作の応答の一実施例を示す。
【図４】図４は、スイッチのアイソレーション特性の一実施例を示す。
【図５】図５は、ＡＤ変換器でバイポーラパルスの山と谷をサンプリングするタイミングを模式的に示す。
【図６】図６は、本発明の別の実施形態であるレーダ復調部を追加した送受信器の全体構成を示す概略図である。
【図７】図７は、ミキサにより生成した短パルスをレーダに用いる場合の従来の送路の模式図を示す。
【符号の説明】
【００６２】
１・・・送受信器
２、７２・・・デジタル回路部
３・・・送信回路部
４、７７・・・送信アンテナ
５、６１・・・受信回路部
６・・・受信アンテナ
７、７５・・・高周波発信器
８、７６・・・キャリア信号
１１・・・パルス生成部
１２、３２，３３、７４・・・ミキサ
１３、６７・・・スイッチ
２１・・・パルスパターン
２２、７３・・・インパルス信号
２３・・・パルス幅
２４・・・インパルス信号間の時間間隔
２５・・・制御用信号
２６・・・スイッチの閉状態の割合
２７・・・アイソレーション特性
３１、６４・・・ＩＱ復調器
３４・・・位相調整部
３５、３６・・・ＬＰＦ
３７、３８、３９、４０、６５、６６・・・ＡＤ変換器
４１、４２・・・遅延時間設定部
５１・・・受信信号
５２・・・Ｉ成分
５３・・・Ｑ成分
５４、６８・・・タイミング
６２・・・レーダ復調部
６３・・・データ復調部
６９…送信信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル回路で生成した所定のインパルス信号を所定の高周波数帯域にアップコンバートして送信アンテナから送信させる送信回路と、受信アンテナで受信した前記インパルス信号をサンプリングする受信回路からなる送受信器であって、
前記所定の高周波数帯域のキャリア信号を発生させる高周波発信器を備え、
前記送信回路は、
前記インパルス信号列を前記キャリア信号によりアップコンバートさせるミキサと、
前記高周波発信器と前記ミキサとの間に設けられ前記デジタル回路からの制御により開閉するスイッチと
からなるとともに、前記受信回路は、
前記受信アンテナで受信した受信信号を前記キャリア信号によりダウンコンバートさせる別のミキサと、
前記別のミキサでダウンコンバートされた前記受信信号の波形を整形するＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）と、
前記ＬＰＦで整形された前記受信信号を前記デジタル回路から入力したタイミングでサンプリングしてＡＤ変換する第一のＡＤ変換器と、
前記デジタル回路から入力した前記タイミングを所定の時間だけ遅らせる遅延時間設定部と、
前記ＬＰＦで整形された前記受信信号を前記遅延時間設定手段から入力したタイミングでサンプリングしてＡＤ変換する第二のＡＤ変換器と
からなることを特徴とする送受信器。
【請求項２】
前記送信回路の前記スイッチは、
前記ミキサと前記送信アンテナの間に設けられる
ことを特徴とする請求項１に記載の送受信器。
【請求項３】
前記受信回路において、
前記別のミキサと前記ＬＰＦに代えてＩＱ復調器を用いると共に、
前記ＩＱ復調器から出力されるＩ成分またはＱ成分を前記第一のＡＤ変換器及び前記第二のＡＤ変換器に入力する一方、
他方の前記Ｑ成分または前記Ｉ成分を前記デジタル回路から入力したタイミング及び前記遅延時間設定手段から入力したタイミングでそれぞれサンプリングしてＡＤ変換する第三のＡＤ変換器及び第四のＡＤ変換器と、
からなることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の送受信器。
【請求項４】
前記受信回路にレーダ復調部を追加し、
前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、前記レーダ復調部が所定の対象物を検出したときのサンプリング周期を用いて決定される
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の送受信器。
【請求項５】
前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、
所定の時間幅内で順次変更して更新される周期に基づいて決定され、
前記受信信号から所定の対象物が検出された後は前記周期を固定して決定される、
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の送受信器。
【請求項６】
前記所定の対象物が移動したことが、前記レーダ復調部により検知された場合は、固定した前記周期を再度設定することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか1項に記載の送受信器。
【請求項７】
前記受信回路は、
前記高周波発信器と前記別のミキサあるいは前記ＩＱ復調器との間に別のスイッチを追加した
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の送受信器。
【請求項８】
前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、
前記送信回路から送信されるインパルス信号を生成するタイミングを基に決定される
ことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の送受信器。
【請求項９】
前記高周波発信器は準ミリ波帯、又はミリ波帯の前記キャリア信号を発生させ、
前記送信アンテナから送信されるインパルス信号の帯域は４ＧＨｚ以上である
ことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の送受信器。
【請求項１】
デジタル回路で生成した所定のインパルス信号を所定の高周波数帯域にアップコンバートして送信アンテナから送信させる送信回路と、受信アンテナで受信した前記インパルス信号をサンプリングする受信回路からなる送受信器であって、
前記所定の高周波数帯域のキャリア信号を発生させる高周波発信器を備え、
前記送信回路は、
前記インパルス信号列を前記キャリア信号によりアップコンバートさせるミキサと、
前記高周波発信器と前記ミキサとの間に設けられ前記デジタル回路からの制御により開閉するスイッチと
からなるとともに、前記受信回路は、
前記受信アンテナで受信した受信信号を前記キャリア信号によりダウンコンバートさせる別のミキサと、
前記別のミキサでダウンコンバートされた前記受信信号の波形を整形するＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）と、
前記ＬＰＦで整形された前記受信信号を前記デジタル回路から入力したタイミングでサンプリングしてＡＤ変換する第一のＡＤ変換器と、
前記デジタル回路から入力した前記タイミングを所定の時間だけ遅らせる遅延時間設定部と、
前記ＬＰＦで整形された前記受信信号を前記遅延時間設定手段から入力したタイミングでサンプリングしてＡＤ変換する第二のＡＤ変換器と
からなることを特徴とする送受信器。
【請求項２】
前記送信回路の前記スイッチは、
前記ミキサと前記送信アンテナの間に設けられる
ことを特徴とする請求項１に記載の送受信器。
【請求項３】
前記受信回路において、
前記別のミキサと前記ＬＰＦに代えてＩＱ復調器を用いると共に、
前記ＩＱ復調器から出力されるＩ成分またはＱ成分を前記第一のＡＤ変換器及び前記第二のＡＤ変換器に入力する一方、
他方の前記Ｑ成分または前記Ｉ成分を前記デジタル回路から入力したタイミング及び前記遅延時間設定手段から入力したタイミングでそれぞれサンプリングしてＡＤ変換する第三のＡＤ変換器及び第四のＡＤ変換器と、
からなることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の送受信器。
【請求項４】
前記受信回路にレーダ復調部を追加し、
前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、前記レーダ復調部が所定の対象物を検出したときのサンプリング周期を用いて決定される
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の送受信器。
【請求項５】
前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、
所定の時間幅内で順次変更して更新される周期に基づいて決定され、
前記受信信号から所定の対象物が検出された後は前記周期を固定して決定される、
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の送受信器。
【請求項６】
前記所定の対象物が移動したことが、前記レーダ復調部により検知された場合は、固定した前記周期を再度設定することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか1項に記載の送受信器。
【請求項７】
前記受信回路は、
前記高周波発信器と前記別のミキサあるいは前記ＩＱ復調器との間に別のスイッチを追加した
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の送受信器。
【請求項８】
前記受信信号をサンプリングする前記タイミングは、
前記送信回路から送信されるインパルス信号を生成するタイミングを基に決定される
ことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の送受信器。
【請求項９】
前記高周波発信器は準ミリ波帯、又はミリ波帯の前記キャリア信号を発生させ、
前記送信アンテナから送信されるインパルス信号の帯域は４ＧＨｚ以上である
ことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の送受信器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００６−２０３７１８（Ｐ２００６−２０３７１８Ａ）
【公開日】平成１８年８月３日（２００６．８．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１５０４４（Ｐ２００５−１５０４４）
【出願日】平成１７年１月２４日（２００５．１．２４）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年８月３日（２００６．８．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１月２４日（２００５．１．２４）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]