防爆電子機器の電源回路
【課題】防爆電子機器の負荷に流れる電流が変動する場合にも，負荷にかかる電圧を安定化させ，かつ，負荷の電圧と電流を精度よく制限する。
【解決手段】電源１に昇圧回路１２を接続し，昇圧回路１２から抵抗４，５を介して負荷１０に電流を供給する。このとき負荷１０にかかる電圧を使って昇圧回路１２の昇圧電圧を制御することにより，負荷１０にかかる電圧を安定化させる。ツェナーダイオード６，７が，負荷１０に並列に接続され，負荷１０にかかる電圧を所定の値に制限する。昇圧回路１２，抵抗４，５，ツェナーダイオード６，７によって，負荷１０にかかる電圧，負荷１０に流れる電流を精度よく制限することができる。
【解決手段】電源１に昇圧回路１２を接続し，昇圧回路１２から抵抗４，５を介して負荷１０に電流を供給する。このとき負荷１０にかかる電圧を使って昇圧回路１２の昇圧電圧を制御することにより，負荷１０にかかる電圧を安定化させる。ツェナーダイオード６，７が，負荷１０に並列に接続され，負荷１０にかかる電圧を所定の値に制限する。昇圧回路１２，抵抗４，５，ツェナーダイオード６，７によって，負荷１０にかかる電圧，負荷１０に流れる電流を精度よく制限することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，引火・爆発の危険がある薬品や溶剤等が扱われる環境下で使用される防爆電子機器の電源回路に関する。本発明の電源回路は，特に，多くのＩＣ，電子デバイス類を使用する無線端末等で，負荷の電流が変動する場合にも，安定した電源電圧を必要とする場合に適している。
【背景技術】
【０００２】
防爆が必要な爆発性雰囲気で使用される電気機械器具に対して，安全性を確保するための規格が定められており，非特許文献１に記載されている。
【０００３】
この規格では，防爆電子機器に使われる電源回路は，負荷の電力をある値以下に抑えるように定められている。すなわち，負荷に異常な電圧がかかったり，過剰な電流が流れて，発熱，発火することを防止する手段を講じることが義務づけられている。そのために，電源端子と負荷の間に複数の抵抗または電流制限回路を直列に接続して過剰な電流を抑えるとともに，負荷には複数のツェナーダイオードを並列に接続して電圧が必要以上高くならない方法が一般に使用されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】爆発性雰囲気で使用する電気機械器具，第０部：一般要件，第１１部：本質安全防爆構造“ｉ”，第２５部：本質安全システム，日本工業規格，ＪＩＳ Ｃ６００７９−１，ＪＩＳ Ｃ６００７９−１１，ＪＩＳ Ｃ６００７９−２５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
負荷にかかる電圧をＶ，負荷に流れる電流をＩとし，負荷抵抗をＲとすると，負荷の消費電力Ｐは，
Ｐ＝ＩＶ＝Ｉ2 Ｒ＝Ｖ2 / Ｒ （１）
で計算される。防爆電子機器において，負荷にかかる電力Ｐを，ある一定の値以下に抑えるには，電圧Ｖと電流Ｉを制限する必要がある。
【０００６】
図７は，防爆電子機器に使われる従来の電源回路の例を示している。この電源回路について説明すると，電池等の電源１０１の出力端子１０２，１０３間の電圧Ｖａは，２つの抵抗１０４，１０５および２つのツェナーダイオード１０６，１０７によって，負荷１１０の消費電力が制限される。
【０００７】
負荷１１０に何らかの不具合が発生して短絡状態になった場合，抵抗１０４，１０５によって電流が制限され，負荷側での発熱が抑えられるため，防爆としての性能を得ている。抵抗１０４，１０５を用いる代わりに，電流制限回路が使用されることもある。
【０００８】
また，図７では，ツェナーダイオード１０６，１０７によって，端子１０８，１０９間の電圧Ｖｂがある値以上，負荷１１０にかからないようにしている。ツェナーダイオード１０６，１０７は，負荷１１０を流れる電流が少なくなったときに，負荷１１０に必要以上の電圧がかからないようにするだけでなく，大本の電源電圧Ｖａが高い値になったときにも，電圧Ｖｂが異常に高くなることを防止している。
【０００９】
電流を制限するための抵抗として，２つの抵抗１０４，１０５を使用している理由は，一方の抵抗が導通状態になる不具合が発生しても，他方の抵抗で負荷に流れる電流をある程度抑えるためである。同様に，ツェナーダイオード１０６，１０７についても，一方が障害により遮断状態になっても他方でＶｂの電圧を抑えることができるように，複数個並列に接続されている。
【００１０】
図７の電源回路では，負荷１１０で消費される電流が変動する場合，その変動に伴って，電圧Ｖｂの値が変動することになり，安定した電源供給が必ずしもできないという不具合があった。特に，負荷１１０としてシグナルプロセッサ等の集積部品を多く含む無線端末を使用する場合，負荷１１０の全体にかかる電圧変動は，無線端末のスプリアス特性等の性能面についても大きな問題になっていた。
【００１１】
これら，負荷１１０にかかる電圧変動の問題は，抵抗１０４，１０５をそれぞれ電流制限回路に置き換えても同様であり，問題解決にはなっていなかった。
【００１２】
本発明の課題は，非特許文献１の規格に基づく防爆対策を行った上で，負荷の消費電流に変動がある場合にも，安定した電圧を負荷側に供給することを可能にし，負荷の電気的特性を大きく改善することである。
【００１３】
さらに，（１）式の意味は，電圧または電流の制限が不正確であると，電力の制限は，電圧または電流を“２乗”するために，より大きな誤差を伴うことを意味するが，本発明は，これらの制限をより正確に行うことによって，従来より精度よく負荷の消費電力を制限する手段を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の防爆電子機器の電源回路は，上記課題を解決するため，電源の２極間の電圧を昇圧する昇圧回路と前記昇圧回路の出力側の少なくとも一方の端子に１つ以上の抵抗を直列に接続して負荷に電流を供給する回路構成とし，さらに，前記負荷にかかる電圧がある値以上の電圧にならないように，１つ以上のツェナーダイオードが前記負荷に並列に設けられており，前記昇圧回路は，前記負荷にかかる電圧を使って昇圧の値を所定の値に制御する構成になっている。また，前記抵抗の代わりに，電流制限回路を使用することもできる。
【００１５】
本発明に使用される昇圧回路として，インダクタを用いる場合と比べて正確で，軽い負荷に対して高い効率が得られるチャージポンプ回路の方が適している。すなわち，本発明の防爆用電源に用いる昇圧回路の一例として，電源の第１の端子から順に第１のダイオードと第２のダイオードを直列に接続して第１の直列回路を設け，さらに，電源の第１の端子から順に第１の電子スイッチと第２の電子スイッチを直列に接続して第２の直列回路を設け，第１のダイオードと第２のダイオードの電気的結合部分と前記第１の電子スイッチと第２の電子スイッチの電気的結合部分を第１のコンデンサを介して接続し，第２の直列回路の終端は，第２のコンデンサを介して前記第１の直列回路の終端と接続するとともに，電源の第２の端子と接続した構成となっている。さらに，この昇圧回路は，第１の電子スイッチと第２の電子スイッチの開閉をコントロールするためにスイッチ開閉信号発生手段を有し，このスイッチ開閉信号発生手段からは，前記第１の電子スイッチの開閉をコントロールするために第１のＯＮ/ ＯＦＦ信号を発生するとともに，前記第２の電子スイッチの開閉をコントロールするために第２のＯＮ/ ＯＦＦ信号を発生して，それぞれ前記第１の電子スイッチと前記第２の電子スイッチは，同時にＯＮにならないようにコントロールし，また，前記負荷にかかる電圧がある一定の値以上であれば，前記第１および第２の電子スイッチの両方ともＯＦＦになるようにコントロールする。
【００１６】
また，本発明は，負荷に過大な電流が流れないように電流値を抑制する抵抗の代わりに電流制限回路を用いる場合，電流制限回路は，負荷に供給される電流値を正確にある基準値と比較する方法を用いて，その基準値に達したら供給を制限している。
【００１７】
この電流制限回路の一例としては，その入力端子から順に第１の抵抗，電流制限用スイッチ回路を介して負荷へ電流を供給するとともに，前記入力端子からツェナーダイオードと第２の抵抗を直列に接続することにより入力端子の電圧より定まった値の電圧を減じて第１の基準電圧を発生し，前記入力端子と前記第１の基準電圧の間を第３の抵抗と第４の抵抗を用いて抵抗分圧することにより第２の基準電圧を発生し，前記第１の抵抗と前記電流制限用スイッチ回路間の電気的結合部分の電圧と，前記第２の基準電圧を比較手段を用いて比較し，前記比較手段で比較して得た出力によって前記電流制限用スイッチ回路の電流量をコントロールする回路を用いることができる。ここで使用する電流制限用スイッチ回路としては，一般のバイポーラトランジスタに限らず，ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）も含まれる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明では，負荷に対して直列に接続される抵抗または電流制限回路と，負荷に対して並列に接続されるツェナーダイオードとによって，負荷での消費電力を制限する防爆電子機器の電源回路において，電源の出力端子側に昇圧回路を設けて，負荷にかかる電圧でその昇圧回路の昇圧値を制御することによって，負荷にかかる電圧を一定の値に安定化させているので，負荷の消費電流が変動する場合にも，負荷に対して安定した電源電圧の供給が可能である。また，負荷にかかる電圧が安定化すれば，負荷にかかる電圧を精度よく制限する効果もある。
【００１９】
また，本発明では，昇圧回路としてチャージポンプ回路を使用すれば，インダクタを用いる場合と比べて，回路の小型化が図れるとともに，負荷が軽い場合に，高い効率で使用可能であるとともに，負荷として無線機器を使用する場合にも，誘導性雑音等による無線特性への影響を大幅に軽減することができる。
【００２０】
さらに，チャージポンプ回路を使用することにより，インダクタを用いる場合と比べて精度のよい昇圧電圧を得ることができる。
【００２１】
さらに，昇圧回路と負荷の間の電流制限回路についても，本発明の回路を使用することにより，負荷に流れる電流量を正確に測定して，定まった値の電流に精度よく制限することが可能である。すなわち，電流制限回路として，電源の電圧からツェナーダイオードを介して，電源電圧との差が一定になる基準電圧を求め，その基準電圧と負荷に流れる電流を抵抗に流して得た電圧を比較することによって，電源電圧が変動する場合にも，正確に精度よく電流の制限を行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す図である。
【図４】本発明で使用する昇圧回路の構成例を示す図である。
【図５】昇圧回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図６】本発明で使用する電流制限回路の構成例を示す図である。
【図７】防爆電子機器に使われる従来の電源回路の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下，図面を参照しながら，本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００２４】
〔第１の実施例〕
図１は，本発明の第１の実施例を示す図である。第１の実施例は，図１に示すように，電源１の２極間の電圧Ｖａを入力して昇圧する昇圧回路１２と，昇圧回路１２の出力側の端子１３（端子１４でもよい）に直列に接続される２つの抵抗４，５とを有し，抵抗５の終端と昇圧回路１２の端子１４間の電圧が負荷１０に印加され，また，負荷１０に対して並列に接続されるツェナーダイオード６，７とを有する構成になっている。
【００２５】
昇圧回路１２には，負荷１０の入力端子８，９間の電圧Ｖｂが入力され，昇圧回路１２は，この電圧Ｖｂを使って昇圧の値を所定の値に制御している。
【００２６】
図１に示す回路の作用を説明する。電源１の出力端子２，３間の電圧Ｖａは，昇圧回路１２によってＶｃの値に昇圧されて，２つの抵抗４，５および２つのツェナーダイオード６，７によって電圧と電流が制限され，端子８，９間の出力Ｖｂの電圧として負荷１０に加えられる。図１では，負荷にかかる電圧Ｖｂは，昇圧回路１２の昇圧の値をコントロールするためにも使われ，電圧Ｖｂの値がある基準電圧より下がりそうになると，昇圧回路１２は，出力の平均電圧を高い値に昇圧し，電圧Ｖｂの値が高い方向に向おうとすると，出力の平均電圧を低い値にコントロールする。
【００２７】
ツェナーダイオード６，７によって，ある値以上の電圧が負荷１０にかからないように電圧が制限され，また，負荷１０に何らかの不具合が発生して短絡状態になった場合，抵抗４，５によって電流が制限され，負荷１０側での発熱が抑えられる。このため，防爆としての性能を得るだけでなく，負荷にかかる電圧Ｖｂが，常に一定になるように，安定化する。
【００２８】
第１の実施例では，負荷１０にかかる電圧を正確に一定になるようにコントロールしているので，負荷の電圧が安定化するだけでなく，その精度も十分な値にすることができる。
【００２９】
〔第２の実施例〕
図２は，本発明の第２の実施例を示す図である。第２の実施例は，図２に示すように，図１の抵抗４，５を，それぞれ電流制限回路１５，１６に置き換えた構成になっている。第２の実施例では，電流制限回路１５，１６で，負荷１０に流れる電流を正確な値に制限することにより，図１に示す第１の実施例と比べて，負荷１０の消費電力をより厳密に制限することができる。
【００３０】
〔第３の実施例〕
図３は，本発明の第３の実施例を示す図である。原理的には，図３に示すような回路構成も考えられる。負荷１０自身の電源端子８，９を昇圧回路１２側の端子１３，１４に対して独立させた場合である。第３の実施例として，単に抵抗４，５による電流制限効果だけでなく，例えば，昇圧回路１２側に周波数の高い雑音源が含まれて，それが端子１３側からだけでなく，端子１４側からも負荷１０に影響を与えるような場合に，抵抗４，５と負荷１０側の浮遊容量あるいは負荷１０に含まれるコンデンサ等の雑音軽減効果によって，図３の構成にすることも考えられる。図３の例では，端子８の電圧を，昇圧回路１２側電源に対して安定化させることができる。また，図３において，抵抗４，５を電流制限回路に置き換えた場合も，周波数の高い雑音に対する負荷１０側の影響が軽減されるようであれば，同じ効果が期待される。このような場合も，本発明の技術的範囲に含まれる。
【００３１】
〔昇圧回路の構成例〕
図４に，第１，第２，または第３の実施例で用いられる昇圧回路の構成例を示す。図５は，図４の昇圧回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【００３２】
図４において，電圧Ｖａ，Ｖｃ，Ｖｄ，Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚ，Ｖ24は，いずれも端子３に対する電圧である。昇圧回路１２において，端子３と端子１４は，電気的に接続されている。
【００３３】
端子２から順にダイオード２０とダイオード２１が直列に接続されて第１の直列回路が構成され，さらに，端子２から順に電子スイッチ１８と電子スイッチ１９が直列に接続されて第２の直列回路が構成されている。
【００３４】
ダイオード２０とダイオード２１との中間部分と，電子スイッチ１８と電子スイッチ１９との中間部分とが，コンデンサ２２を介して接続され，第１の直列回路と第２の直列回路のそれぞれ出力側が，コンデンサ２３を介して接続されている。電子スイッチ１９とコンデンサ２３との中間部分は，端子１４と接続されている。
【００３５】
また，電子スイッチ１８と電子スイッチ１９の開閉をコントロールするために，スイッチ開閉信号発生手段としてスイッチコントロール回路１７が設けられ，スイッチコントロール回路１７からは，電子スイッチ１８の開閉をコントロールするためのＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ18が電子スイッチ１８に入力され，電子スイッチ１９の開閉をコントロールするためのＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ19が電子スイッチ１９に入力されている。
【００３６】
スイッチコントロール回路１７は，それぞれ電子スイッチ１８と電子スイッチ１９が，同時にＯＮにならないようにコントロールするとともに，負荷にかかる電圧がある一定の値以上であれば，電子スイッチ１８，１９の両方ともＯＦＦになるようにコントロールしている。この場合，端子２の電圧Ｖａは十分高い値であるため，電子スイッチ１８，１９がともにＯＦＦの状態であっても，ダイオード２０およびダイオード２１を介して，端子１３へ十分な電流を供給することができる。
【００３７】
スイッチコントロール回路１７は，比較器２５へ負荷にかかる電圧Ｖｂを入力し，この電圧Ｖｂと，抵抗２６およびツェナーダイオード２７を使って得た基準電圧Ｖｘとを比較器２５により比較して，比較器３２の基準電圧Ｖｙと比較器３３の基準電圧Ｖｚを発生させている。Ｖｂが十分高い電圧であれば，Ｖｙは高い電圧になり，Ｖｚは低い電圧になる。比較器３２と比較器３３は，三角波発生回路２４から三角波Ｖ24を得て，それぞれＶｙ，Ｖｚと比較することによって，ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ18とＳ19を得ている。
【００３８】
ＶｂがＶｘより高い電圧であれば，Ｖｙは高い値であり，Ｓ18はＯＦＦの信号になり，このときＶｚは低い値で，Ｓ19もＯＦＦの信号を出力する。しかしながら，ＶｂがＶｘより低い値であれば，Ｖｙは三角波Ｖ24の中間電圧より少し高めであり，かつＶｚは三角波Ｖ24の中間電圧より少し低めの電圧になるように設定されており，Ｓ18とＳ19には，パルス性の波形が出力される。
【００３９】
図５は，この様子をタイムチャートとして図示したものである。Ｖｂが基準電圧Ｖｘ以上であれば，Ｖｙは三角波Ｖ24の最も高い値より上にあり，Ｖｚは三角波Ｖ24の最も低い値より下にあるため，ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ18，Ｓ19はともに，低い値（ＯＦＦの状態）になる。Ｖｂが，下がってきて，Ｖｘ以下になると，ＶｙやＶｚは，ともに三角波Ｖ24の中心電圧付近になる。このとき，Ｖｙは，三角波Ｖ24の中心電圧付近よりやや高めに，Ｖｚは，三角波Ｖ24の中心電圧付近よりやや低めになるように，抵抗２８，２９および抵抗３０，３１の抵抗値が定められている。
【００４０】
三角波Ｖ24の波形がＶｚより下では，Ｓ19が立ち上がり，Ｖｙより上では，Ｓ18が立ち上がる。Ｓ19が立ち上がっているとき（ＯＮの状態）には，コンデンサ２２の一方は端子３に対して放電するために，Ｖｄは高い電圧になることができないので，Ｖａに近い値のままである。Ｓ19が低い値（ＯＦＦの状態）になって，Ｓ18が高い値（ＯＮの状態）になると，電子スイッチ１８を通して，コンデンサ２２にＶａが加算充電される結果，Ｖｄは，Ｖａの２倍の電圧（２Ｖａ）に近い値になる。その結果，２Ｖａ付近の電圧Ｖｄが，ダイオード２１を通して，コンデンサ２３へかかるので，コンデンサ２３には，２Ｖａ付近の電圧が維持される。
【００４１】
図４に示した，昇圧回路は，原理的にチャージポンプ回路の一例であり，負荷が軽い場合には，インダクタンスを用いた場合と比べて，効率の良い昇圧が可能なだけでなく，昇圧する値も，精度のよい正確な値にすることができる。
【００４２】
〔電流制限回路の構成例〕
図６に，第２の実施例で用いられる電流制限回路の構成例を示す。図６の電流制限回路は，図２では，端子番号の位置関係に関して，電流制限回路１５に相当する。回路構成および動作に関して，電流制限回路１５と電流制限回路１６は，全く同様である。
【００４３】
図６は，電流制限用スイッチ回路として，トランジスタ４２が使用された場合である。トランジスタ４２をどのようにＯＮ／ＯＦＦするかについて以下に示す。
【００４４】
図６に記載の各部の電圧Ｖｃ，Ｖｐ，Ｖｑ，Ｖｓは，それぞれ端子１４に対する電圧である。電圧Ｖ34は，ツェナーダイオード３４の両端の電圧差である。抵抗３７と抵抗３８の間のＰ点の電圧Ｖｐは，入力端子１３の電圧Ｖｃから，Ｖ34だけ減じた値であるから，Ｖｐ＝Ｖｃ−Ｖ34と計算される。
【００４５】
また，抵抗３６，３７のそれぞれの抵抗値をＲ36，Ｒ37とし，抵抗３６を流れる電流をＩ36とすると，端子１３からＰ点までの間の電圧差は，ツェナーダイオード３４によって定められ，常にＶ34の値であるので，Ｉ36＝Ｖ34／（Ｒ36＋Ｒ37）の値になる。すなわち，電源電圧の変動によってＶｃの値が変動する場合にも，電流Ｉ36は，常に一定の値に定められる。
【００４６】
そこで，抵抗３６と抵抗３７の間のＳ点の電圧Ｖｓは，Ｖｓ＝Ｖｃ−Ｒ36×Ｉ36と計算されるが，Ｖｃが変動した場合にも電流Ｉ36が一定であるため，Ｖｓの値は，常に，端子１３の電圧Ｖｃから，一定値（Ｒ36×Ｉ36）を減じた値になる。
【００４７】
他方，抵抗３５の抵抗値をＲ35，抵抗３５を流れる電流をＩ35とすると，Ｒ35とトランジスタ４２の間のＱ点の電圧は，Ｖｑ＝Ｖｃ−Ｒ35×Ｉ35で計算される。
【００４８】
トランジスタ４２は，端子１１へ流れる電流を通過または遮断させるために用いられている。比較器３９は，Ｓ点の電圧ＶｓとＱ点の電圧Ｖｑとを比較して，Ｖｓ＞Ｖｑであれば，トランジスタ４２のベース電圧を上げて，トランジスタ４２を流れる電流を遮断し，Ｖｓ＜Ｖｑであれば，トランジスタ４２のベース電圧を下げて，トランジスタ４２を流れる電流を通過させる。
【００４９】
抵抗４０，４１は，比較器３９の出力電圧が高い電圧であれば，トランジスタ４２をＯＦＦにして端子１１へ流れる電流を遮断し，比較器３９の出力電圧が低い値であれば，トランジスタ４２をＯＮにして端子１１へ流れる電流を通過させるような値に選ばれる。
【００５０】
比較器３９は，ＶｓとＶｑを比較することによって，出力を得ている。Ｖｓ−Ｖｑ＞０であれば，高い電圧を，Ｖｓ−Ｖｑ＜０であれば，低い電圧を出力する。
【００５１】
電圧Ｖｓと電圧Ｖｑとの差は，
Ｖｓ−Ｖｑ＝（Ｖｃ−Ｒ36×Ｉ36）−（Ｖｃ−Ｒ35×Ｉ35）
＝Ｒ35×Ｉ35−Ｒ36×Ｉ36
＝Ｒ35×Ｉ35−（Ｖｃに影響されない一定の電圧）
であるため，電源電圧が変動して，Ｖｃの値が変わっても，Ｖｓ−Ｖｑは，電源電圧変動の影響を受けないことが分る。
【００５２】
すなわち，図６に示す電流制限回路は，電源電圧変動の影響を受けずに，抵抗３５を流れる電流Ｉ35によって生じる電圧の値を測定することによって，トランジスタ４２の通過と遮断を決めることができる。このことは，電源電圧に変動がある場合にも，抵抗３５に流れる電流によってトランジスタ４２の通過と遮断を決めることを意味する。
【００５３】
図６は，電流制限用スイッチ回路として，ＰＮＰタイプのトランジスタを用いた場合の例であるが，ＮＰＮタイプのトランジスタを使用しても実現することができる。ＮＰＮタイプのトランジスタを用いる場合には，比較器３９の極性を反対にし，トランジスタ４２のエミッタとコレクタを逆にして，エミッタ側が端子１１の方になるように接続する。一般のＮＰＮやＰＮＰタイプのバイポーラトランジスタに限らず，ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を使用して回路を構成することも可能である。
【００５４】
図６に示す電流制限回路は一例であり，図２に示す電流制限回路１５，１６として，同様な機能を持つ他の回路構成のものを用いることもできる。
【符号の説明】
【００５５】
１，１０１ 電源
２，３，８，９，１１，１３，１４，１０２，１０３，１０８，１０９，１１１ 端子
４，５，２６，２８〜３１，３５〜３８，４０，４１，１０４，１０５ 抵抗
６，７，２７，３４，１０６，１０７ ツェナーダイオード
１０，１１０ 負荷
１２ 昇圧回路
１５，１６ 電流制限回路
１７ スイッチコントロール回路
１８，１９ 電子スイッチ
２０，２１ ダイオード
２２，２３ コンデンサ
２４ 三角波発生回路
２５，３２，３３，３９ 比較器
４２ トランジスタ
【技術分野】
【０００１】
本発明は，引火・爆発の危険がある薬品や溶剤等が扱われる環境下で使用される防爆電子機器の電源回路に関する。本発明の電源回路は，特に，多くのＩＣ，電子デバイス類を使用する無線端末等で，負荷の電流が変動する場合にも，安定した電源電圧を必要とする場合に適している。
【背景技術】
【０００２】
防爆が必要な爆発性雰囲気で使用される電気機械器具に対して，安全性を確保するための規格が定められており，非特許文献１に記載されている。
【０００３】
この規格では，防爆電子機器に使われる電源回路は，負荷の電力をある値以下に抑えるように定められている。すなわち，負荷に異常な電圧がかかったり，過剰な電流が流れて，発熱，発火することを防止する手段を講じることが義務づけられている。そのために，電源端子と負荷の間に複数の抵抗または電流制限回路を直列に接続して過剰な電流を抑えるとともに，負荷には複数のツェナーダイオードを並列に接続して電圧が必要以上高くならない方法が一般に使用されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】爆発性雰囲気で使用する電気機械器具，第０部：一般要件，第１１部：本質安全防爆構造“ｉ”，第２５部：本質安全システム，日本工業規格，ＪＩＳ Ｃ６００７９−１，ＪＩＳ Ｃ６００７９−１１，ＪＩＳ Ｃ６００７９−２５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
負荷にかかる電圧をＶ，負荷に流れる電流をＩとし，負荷抵抗をＲとすると，負荷の消費電力Ｐは，
Ｐ＝ＩＶ＝Ｉ2 Ｒ＝Ｖ2 / Ｒ （１）
で計算される。防爆電子機器において，負荷にかかる電力Ｐを，ある一定の値以下に抑えるには，電圧Ｖと電流Ｉを制限する必要がある。
【０００６】
図７は，防爆電子機器に使われる従来の電源回路の例を示している。この電源回路について説明すると，電池等の電源１０１の出力端子１０２，１０３間の電圧Ｖａは，２つの抵抗１０４，１０５および２つのツェナーダイオード１０６，１０７によって，負荷１１０の消費電力が制限される。
【０００７】
負荷１１０に何らかの不具合が発生して短絡状態になった場合，抵抗１０４，１０５によって電流が制限され，負荷側での発熱が抑えられるため，防爆としての性能を得ている。抵抗１０４，１０５を用いる代わりに，電流制限回路が使用されることもある。
【０００８】
また，図７では，ツェナーダイオード１０６，１０７によって，端子１０８，１０９間の電圧Ｖｂがある値以上，負荷１１０にかからないようにしている。ツェナーダイオード１０６，１０７は，負荷１１０を流れる電流が少なくなったときに，負荷１１０に必要以上の電圧がかからないようにするだけでなく，大本の電源電圧Ｖａが高い値になったときにも，電圧Ｖｂが異常に高くなることを防止している。
【０００９】
電流を制限するための抵抗として，２つの抵抗１０４，１０５を使用している理由は，一方の抵抗が導通状態になる不具合が発生しても，他方の抵抗で負荷に流れる電流をある程度抑えるためである。同様に，ツェナーダイオード１０６，１０７についても，一方が障害により遮断状態になっても他方でＶｂの電圧を抑えることができるように，複数個並列に接続されている。
【００１０】
図７の電源回路では，負荷１１０で消費される電流が変動する場合，その変動に伴って，電圧Ｖｂの値が変動することになり，安定した電源供給が必ずしもできないという不具合があった。特に，負荷１１０としてシグナルプロセッサ等の集積部品を多く含む無線端末を使用する場合，負荷１１０の全体にかかる電圧変動は，無線端末のスプリアス特性等の性能面についても大きな問題になっていた。
【００１１】
これら，負荷１１０にかかる電圧変動の問題は，抵抗１０４，１０５をそれぞれ電流制限回路に置き換えても同様であり，問題解決にはなっていなかった。
【００１２】
本発明の課題は，非特許文献１の規格に基づく防爆対策を行った上で，負荷の消費電流に変動がある場合にも，安定した電圧を負荷側に供給することを可能にし，負荷の電気的特性を大きく改善することである。
【００１３】
さらに，（１）式の意味は，電圧または電流の制限が不正確であると，電力の制限は，電圧または電流を“２乗”するために，より大きな誤差を伴うことを意味するが，本発明は，これらの制限をより正確に行うことによって，従来より精度よく負荷の消費電力を制限する手段を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の防爆電子機器の電源回路は，上記課題を解決するため，電源の２極間の電圧を昇圧する昇圧回路と前記昇圧回路の出力側の少なくとも一方の端子に１つ以上の抵抗を直列に接続して負荷に電流を供給する回路構成とし，さらに，前記負荷にかかる電圧がある値以上の電圧にならないように，１つ以上のツェナーダイオードが前記負荷に並列に設けられており，前記昇圧回路は，前記負荷にかかる電圧を使って昇圧の値を所定の値に制御する構成になっている。また，前記抵抗の代わりに，電流制限回路を使用することもできる。
【００１５】
本発明に使用される昇圧回路として，インダクタを用いる場合と比べて正確で，軽い負荷に対して高い効率が得られるチャージポンプ回路の方が適している。すなわち，本発明の防爆用電源に用いる昇圧回路の一例として，電源の第１の端子から順に第１のダイオードと第２のダイオードを直列に接続して第１の直列回路を設け，さらに，電源の第１の端子から順に第１の電子スイッチと第２の電子スイッチを直列に接続して第２の直列回路を設け，第１のダイオードと第２のダイオードの電気的結合部分と前記第１の電子スイッチと第２の電子スイッチの電気的結合部分を第１のコンデンサを介して接続し，第２の直列回路の終端は，第２のコンデンサを介して前記第１の直列回路の終端と接続するとともに，電源の第２の端子と接続した構成となっている。さらに，この昇圧回路は，第１の電子スイッチと第２の電子スイッチの開閉をコントロールするためにスイッチ開閉信号発生手段を有し，このスイッチ開閉信号発生手段からは，前記第１の電子スイッチの開閉をコントロールするために第１のＯＮ/ ＯＦＦ信号を発生するとともに，前記第２の電子スイッチの開閉をコントロールするために第２のＯＮ/ ＯＦＦ信号を発生して，それぞれ前記第１の電子スイッチと前記第２の電子スイッチは，同時にＯＮにならないようにコントロールし，また，前記負荷にかかる電圧がある一定の値以上であれば，前記第１および第２の電子スイッチの両方ともＯＦＦになるようにコントロールする。
【００１６】
また，本発明は，負荷に過大な電流が流れないように電流値を抑制する抵抗の代わりに電流制限回路を用いる場合，電流制限回路は，負荷に供給される電流値を正確にある基準値と比較する方法を用いて，その基準値に達したら供給を制限している。
【００１７】
この電流制限回路の一例としては，その入力端子から順に第１の抵抗，電流制限用スイッチ回路を介して負荷へ電流を供給するとともに，前記入力端子からツェナーダイオードと第２の抵抗を直列に接続することにより入力端子の電圧より定まった値の電圧を減じて第１の基準電圧を発生し，前記入力端子と前記第１の基準電圧の間を第３の抵抗と第４の抵抗を用いて抵抗分圧することにより第２の基準電圧を発生し，前記第１の抵抗と前記電流制限用スイッチ回路間の電気的結合部分の電圧と，前記第２の基準電圧を比較手段を用いて比較し，前記比較手段で比較して得た出力によって前記電流制限用スイッチ回路の電流量をコントロールする回路を用いることができる。ここで使用する電流制限用スイッチ回路としては，一般のバイポーラトランジスタに限らず，ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）も含まれる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明では，負荷に対して直列に接続される抵抗または電流制限回路と，負荷に対して並列に接続されるツェナーダイオードとによって，負荷での消費電力を制限する防爆電子機器の電源回路において，電源の出力端子側に昇圧回路を設けて，負荷にかかる電圧でその昇圧回路の昇圧値を制御することによって，負荷にかかる電圧を一定の値に安定化させているので，負荷の消費電流が変動する場合にも，負荷に対して安定した電源電圧の供給が可能である。また，負荷にかかる電圧が安定化すれば，負荷にかかる電圧を精度よく制限する効果もある。
【００１９】
また，本発明では，昇圧回路としてチャージポンプ回路を使用すれば，インダクタを用いる場合と比べて，回路の小型化が図れるとともに，負荷が軽い場合に，高い効率で使用可能であるとともに，負荷として無線機器を使用する場合にも，誘導性雑音等による無線特性への影響を大幅に軽減することができる。
【００２０】
さらに，チャージポンプ回路を使用することにより，インダクタを用いる場合と比べて精度のよい昇圧電圧を得ることができる。
【００２１】
さらに，昇圧回路と負荷の間の電流制限回路についても，本発明の回路を使用することにより，負荷に流れる電流量を正確に測定して，定まった値の電流に精度よく制限することが可能である。すなわち，電流制限回路として，電源の電圧からツェナーダイオードを介して，電源電圧との差が一定になる基準電圧を求め，その基準電圧と負荷に流れる電流を抵抗に流して得た電圧を比較することによって，電源電圧が変動する場合にも，正確に精度よく電流の制限を行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す図である。
【図４】本発明で使用する昇圧回路の構成例を示す図である。
【図５】昇圧回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図６】本発明で使用する電流制限回路の構成例を示す図である。
【図７】防爆電子機器に使われる従来の電源回路の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下，図面を参照しながら，本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００２４】
〔第１の実施例〕
図１は，本発明の第１の実施例を示す図である。第１の実施例は，図１に示すように，電源１の２極間の電圧Ｖａを入力して昇圧する昇圧回路１２と，昇圧回路１２の出力側の端子１３（端子１４でもよい）に直列に接続される２つの抵抗４，５とを有し，抵抗５の終端と昇圧回路１２の端子１４間の電圧が負荷１０に印加され，また，負荷１０に対して並列に接続されるツェナーダイオード６，７とを有する構成になっている。
【００２５】
昇圧回路１２には，負荷１０の入力端子８，９間の電圧Ｖｂが入力され，昇圧回路１２は，この電圧Ｖｂを使って昇圧の値を所定の値に制御している。
【００２６】
図１に示す回路の作用を説明する。電源１の出力端子２，３間の電圧Ｖａは，昇圧回路１２によってＶｃの値に昇圧されて，２つの抵抗４，５および２つのツェナーダイオード６，７によって電圧と電流が制限され，端子８，９間の出力Ｖｂの電圧として負荷１０に加えられる。図１では，負荷にかかる電圧Ｖｂは，昇圧回路１２の昇圧の値をコントロールするためにも使われ，電圧Ｖｂの値がある基準電圧より下がりそうになると，昇圧回路１２は，出力の平均電圧を高い値に昇圧し，電圧Ｖｂの値が高い方向に向おうとすると，出力の平均電圧を低い値にコントロールする。
【００２７】
ツェナーダイオード６，７によって，ある値以上の電圧が負荷１０にかからないように電圧が制限され，また，負荷１０に何らかの不具合が発生して短絡状態になった場合，抵抗４，５によって電流が制限され，負荷１０側での発熱が抑えられる。このため，防爆としての性能を得るだけでなく，負荷にかかる電圧Ｖｂが，常に一定になるように，安定化する。
【００２８】
第１の実施例では，負荷１０にかかる電圧を正確に一定になるようにコントロールしているので，負荷の電圧が安定化するだけでなく，その精度も十分な値にすることができる。
【００２９】
〔第２の実施例〕
図２は，本発明の第２の実施例を示す図である。第２の実施例は，図２に示すように，図１の抵抗４，５を，それぞれ電流制限回路１５，１６に置き換えた構成になっている。第２の実施例では，電流制限回路１５，１６で，負荷１０に流れる電流を正確な値に制限することにより，図１に示す第１の実施例と比べて，負荷１０の消費電力をより厳密に制限することができる。
【００３０】
〔第３の実施例〕
図３は，本発明の第３の実施例を示す図である。原理的には，図３に示すような回路構成も考えられる。負荷１０自身の電源端子８，９を昇圧回路１２側の端子１３，１４に対して独立させた場合である。第３の実施例として，単に抵抗４，５による電流制限効果だけでなく，例えば，昇圧回路１２側に周波数の高い雑音源が含まれて，それが端子１３側からだけでなく，端子１４側からも負荷１０に影響を与えるような場合に，抵抗４，５と負荷１０側の浮遊容量あるいは負荷１０に含まれるコンデンサ等の雑音軽減効果によって，図３の構成にすることも考えられる。図３の例では，端子８の電圧を，昇圧回路１２側電源に対して安定化させることができる。また，図３において，抵抗４，５を電流制限回路に置き換えた場合も，周波数の高い雑音に対する負荷１０側の影響が軽減されるようであれば，同じ効果が期待される。このような場合も，本発明の技術的範囲に含まれる。
【００３１】
〔昇圧回路の構成例〕
図４に，第１，第２，または第３の実施例で用いられる昇圧回路の構成例を示す。図５は，図４の昇圧回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【００３２】
図４において，電圧Ｖａ，Ｖｃ，Ｖｄ，Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚ，Ｖ24は，いずれも端子３に対する電圧である。昇圧回路１２において，端子３と端子１４は，電気的に接続されている。
【００３３】
端子２から順にダイオード２０とダイオード２１が直列に接続されて第１の直列回路が構成され，さらに，端子２から順に電子スイッチ１８と電子スイッチ１９が直列に接続されて第２の直列回路が構成されている。
【００３４】
ダイオード２０とダイオード２１との中間部分と，電子スイッチ１８と電子スイッチ１９との中間部分とが，コンデンサ２２を介して接続され，第１の直列回路と第２の直列回路のそれぞれ出力側が，コンデンサ２３を介して接続されている。電子スイッチ１９とコンデンサ２３との中間部分は，端子１４と接続されている。
【００３５】
また，電子スイッチ１８と電子スイッチ１９の開閉をコントロールするために，スイッチ開閉信号発生手段としてスイッチコントロール回路１７が設けられ，スイッチコントロール回路１７からは，電子スイッチ１８の開閉をコントロールするためのＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ18が電子スイッチ１８に入力され，電子スイッチ１９の開閉をコントロールするためのＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ19が電子スイッチ１９に入力されている。
【００３６】
スイッチコントロール回路１７は，それぞれ電子スイッチ１８と電子スイッチ１９が，同時にＯＮにならないようにコントロールするとともに，負荷にかかる電圧がある一定の値以上であれば，電子スイッチ１８，１９の両方ともＯＦＦになるようにコントロールしている。この場合，端子２の電圧Ｖａは十分高い値であるため，電子スイッチ１８，１９がともにＯＦＦの状態であっても，ダイオード２０およびダイオード２１を介して，端子１３へ十分な電流を供給することができる。
【００３７】
スイッチコントロール回路１７は，比較器２５へ負荷にかかる電圧Ｖｂを入力し，この電圧Ｖｂと，抵抗２６およびツェナーダイオード２７を使って得た基準電圧Ｖｘとを比較器２５により比較して，比較器３２の基準電圧Ｖｙと比較器３３の基準電圧Ｖｚを発生させている。Ｖｂが十分高い電圧であれば，Ｖｙは高い電圧になり，Ｖｚは低い電圧になる。比較器３２と比較器３３は，三角波発生回路２４から三角波Ｖ24を得て，それぞれＶｙ，Ｖｚと比較することによって，ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ18とＳ19を得ている。
【００３８】
ＶｂがＶｘより高い電圧であれば，Ｖｙは高い値であり，Ｓ18はＯＦＦの信号になり，このときＶｚは低い値で，Ｓ19もＯＦＦの信号を出力する。しかしながら，ＶｂがＶｘより低い値であれば，Ｖｙは三角波Ｖ24の中間電圧より少し高めであり，かつＶｚは三角波Ｖ24の中間電圧より少し低めの電圧になるように設定されており，Ｓ18とＳ19には，パルス性の波形が出力される。
【００３９】
図５は，この様子をタイムチャートとして図示したものである。Ｖｂが基準電圧Ｖｘ以上であれば，Ｖｙは三角波Ｖ24の最も高い値より上にあり，Ｖｚは三角波Ｖ24の最も低い値より下にあるため，ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ18，Ｓ19はともに，低い値（ＯＦＦの状態）になる。Ｖｂが，下がってきて，Ｖｘ以下になると，ＶｙやＶｚは，ともに三角波Ｖ24の中心電圧付近になる。このとき，Ｖｙは，三角波Ｖ24の中心電圧付近よりやや高めに，Ｖｚは，三角波Ｖ24の中心電圧付近よりやや低めになるように，抵抗２８，２９および抵抗３０，３１の抵抗値が定められている。
【００４０】
三角波Ｖ24の波形がＶｚより下では，Ｓ19が立ち上がり，Ｖｙより上では，Ｓ18が立ち上がる。Ｓ19が立ち上がっているとき（ＯＮの状態）には，コンデンサ２２の一方は端子３に対して放電するために，Ｖｄは高い電圧になることができないので，Ｖａに近い値のままである。Ｓ19が低い値（ＯＦＦの状態）になって，Ｓ18が高い値（ＯＮの状態）になると，電子スイッチ１８を通して，コンデンサ２２にＶａが加算充電される結果，Ｖｄは，Ｖａの２倍の電圧（２Ｖａ）に近い値になる。その結果，２Ｖａ付近の電圧Ｖｄが，ダイオード２１を通して，コンデンサ２３へかかるので，コンデンサ２３には，２Ｖａ付近の電圧が維持される。
【００４１】
図４に示した，昇圧回路は，原理的にチャージポンプ回路の一例であり，負荷が軽い場合には，インダクタンスを用いた場合と比べて，効率の良い昇圧が可能なだけでなく，昇圧する値も，精度のよい正確な値にすることができる。
【００４２】
〔電流制限回路の構成例〕
図６に，第２の実施例で用いられる電流制限回路の構成例を示す。図６の電流制限回路は，図２では，端子番号の位置関係に関して，電流制限回路１５に相当する。回路構成および動作に関して，電流制限回路１５と電流制限回路１６は，全く同様である。
【００４３】
図６は，電流制限用スイッチ回路として，トランジスタ４２が使用された場合である。トランジスタ４２をどのようにＯＮ／ＯＦＦするかについて以下に示す。
【００４４】
図６に記載の各部の電圧Ｖｃ，Ｖｐ，Ｖｑ，Ｖｓは，それぞれ端子１４に対する電圧である。電圧Ｖ34は，ツェナーダイオード３４の両端の電圧差である。抵抗３７と抵抗３８の間のＰ点の電圧Ｖｐは，入力端子１３の電圧Ｖｃから，Ｖ34だけ減じた値であるから，Ｖｐ＝Ｖｃ−Ｖ34と計算される。
【００４５】
また，抵抗３６，３７のそれぞれの抵抗値をＲ36，Ｒ37とし，抵抗３６を流れる電流をＩ36とすると，端子１３からＰ点までの間の電圧差は，ツェナーダイオード３４によって定められ，常にＶ34の値であるので，Ｉ36＝Ｖ34／（Ｒ36＋Ｒ37）の値になる。すなわち，電源電圧の変動によってＶｃの値が変動する場合にも，電流Ｉ36は，常に一定の値に定められる。
【００４６】
そこで，抵抗３６と抵抗３７の間のＳ点の電圧Ｖｓは，Ｖｓ＝Ｖｃ−Ｒ36×Ｉ36と計算されるが，Ｖｃが変動した場合にも電流Ｉ36が一定であるため，Ｖｓの値は，常に，端子１３の電圧Ｖｃから，一定値（Ｒ36×Ｉ36）を減じた値になる。
【００４７】
他方，抵抗３５の抵抗値をＲ35，抵抗３５を流れる電流をＩ35とすると，Ｒ35とトランジスタ４２の間のＱ点の電圧は，Ｖｑ＝Ｖｃ−Ｒ35×Ｉ35で計算される。
【００４８】
トランジスタ４２は，端子１１へ流れる電流を通過または遮断させるために用いられている。比較器３９は，Ｓ点の電圧ＶｓとＱ点の電圧Ｖｑとを比較して，Ｖｓ＞Ｖｑであれば，トランジスタ４２のベース電圧を上げて，トランジスタ４２を流れる電流を遮断し，Ｖｓ＜Ｖｑであれば，トランジスタ４２のベース電圧を下げて，トランジスタ４２を流れる電流を通過させる。
【００４９】
抵抗４０，４１は，比較器３９の出力電圧が高い電圧であれば，トランジスタ４２をＯＦＦにして端子１１へ流れる電流を遮断し，比較器３９の出力電圧が低い値であれば，トランジスタ４２をＯＮにして端子１１へ流れる電流を通過させるような値に選ばれる。
【００５０】
比較器３９は，ＶｓとＶｑを比較することによって，出力を得ている。Ｖｓ−Ｖｑ＞０であれば，高い電圧を，Ｖｓ−Ｖｑ＜０であれば，低い電圧を出力する。
【００５１】
電圧Ｖｓと電圧Ｖｑとの差は，
Ｖｓ−Ｖｑ＝（Ｖｃ−Ｒ36×Ｉ36）−（Ｖｃ−Ｒ35×Ｉ35）
＝Ｒ35×Ｉ35−Ｒ36×Ｉ36
＝Ｒ35×Ｉ35−（Ｖｃに影響されない一定の電圧）
であるため，電源電圧が変動して，Ｖｃの値が変わっても，Ｖｓ−Ｖｑは，電源電圧変動の影響を受けないことが分る。
【００５２】
すなわち，図６に示す電流制限回路は，電源電圧変動の影響を受けずに，抵抗３５を流れる電流Ｉ35によって生じる電圧の値を測定することによって，トランジスタ４２の通過と遮断を決めることができる。このことは，電源電圧に変動がある場合にも，抵抗３５に流れる電流によってトランジスタ４２の通過と遮断を決めることを意味する。
【００５３】
図６は，電流制限用スイッチ回路として，ＰＮＰタイプのトランジスタを用いた場合の例であるが，ＮＰＮタイプのトランジスタを使用しても実現することができる。ＮＰＮタイプのトランジスタを用いる場合には，比較器３９の極性を反対にし，トランジスタ４２のエミッタとコレクタを逆にして，エミッタ側が端子１１の方になるように接続する。一般のＮＰＮやＰＮＰタイプのバイポーラトランジスタに限らず，ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を使用して回路を構成することも可能である。
【００５４】
図６に示す電流制限回路は一例であり，図２に示す電流制限回路１５，１６として，同様な機能を持つ他の回路構成のものを用いることもできる。
【符号の説明】
【００５５】
１，１０１ 電源
２，３，８，９，１１，１３，１４，１０２，１０３，１０８，１０９，１１１ 端子
４，５，２６，２８〜３１，３５〜３８，４０，４１，１０４，１０５ 抵抗
６，７，２７，３４，１０６，１０７ ツェナーダイオード
１０，１１０ 負荷
１２ 昇圧回路
１５，１６ 電流制限回路
１７ スイッチコントロール回路
１８，１９ 電子スイッチ
２０，２１ ダイオード
２２，２３ コンデンサ
２４ 三角波発生回路
２５，３２，３３，３９ 比較器
４２ トランジスタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力が制限された防爆電子機器を含む負荷に電流を供給する電源回路であって，
電源と，
前記電源の２極間の電圧を昇圧する昇圧回路と，
前記昇圧回路の出力端子と前記負荷との間に，前記負荷と直列に接続される１つ以上の抵抗または電流制限回路と，
前記負荷にかかる電圧がある値以上の電圧にならないように，前記負荷に並列に接続される１つ以上のツェナーダイオードとを有し，
前記昇圧回路は，前記負荷にかかる電圧を入力し，入力した電圧に基づいて該昇圧回路からの出力電圧が所定値になるように昇圧の値を制御する
ことを特徴とする防爆電子機器の電源回路。
【請求項２】
請求項１記載の防爆電子機器の電源回路において，
前記昇圧回路は，少なくとも複数のコンデンサと複数の電子スイッチとから構成されるチャージポンプ回路であり，前記入力した負荷にかかる電圧と，前記電源の２極間の電圧から生成した基準電圧とを比較し，前記入力した負荷にかかる電圧が前記基準電圧より小さい場合に，前記電源の２極間の電圧をチャージポンプにより昇圧して出力し，そうでない場合に，前記電源の２極間の電圧を昇圧しないで出力する
ことを特徴とする防爆電子機器の電源回路。
【請求項３】
請求項２記載の防爆電子機器の電源回路において， 前記昇圧回路は，
前記電源の第１の端子から順に第１のダイオードと第２のダイオードとを直列に接続した第１の直列回路を有し，
さらに，前記電源の第１の端子から順に第１の電子スイッチと第２の電子スイッチとを直列に接続した第２の直列回路を有し，
前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの電気的結合部分と，前記第１の電子スイッチと前記第２の電子スイッチの電気的結合部分とが，第１のコンデンサを介して接続され，
前記第２の直列回路の終端は，第２のコンデンサを介して前記第１の直列回路の終端と接続されるとともに，前記電源の第２の端子と接続され，
前記第１の電子スイッチと前記第２の電子スイッチの開閉をコントロールするためのスイッチ開閉信号発生手段を有し，
前記スイッチ開閉信号発生手段は，前記第１の電子スイッチの開閉をコントロールする第１のＯＮ／ＯＦＦ信号を発生するとともに，前記第２の電子スイッチの開閉をコントロールするために第２のＯＮ／ＯＦＦ信号を発生し，それぞれ前記第１の電子スイッチと前記第２の電子スイッチは，同時にＯＮにならないようにコントロールするとともに，前記負荷にかかる電圧がある一定の値以上であれば，前記第１の電子スイッチおよび前記第２の電子スイッチの両方ともＯＦＦになるようにコントロールする
ことを特徴とする防爆電子機器の電源回路。
【請求項４】
請求項１，請求項２または請求項３記載の防爆電子機器の電源回路において，
前記電流制限回路は，
その入力端子から順に第１の抵抗，電流制限用スイッチ回路を介して前記負荷へ電流を供給するとともに，
前記入力端子からツェナーダイオードと第２の抵抗を直列に接続することにより，該入力端子の電圧より定まった値の電圧を減じて第１の基準電圧を発生し，
前記入力端子と前記第１の基準電圧の間を第３の抵抗と第４の抵抗を用いて抵抗分圧することにより第２の基準電圧を発生し，
前記第１の抵抗と前記電流制限用スイッチ回路間の電気的結合部分の電圧と，前記第２の基準電圧を比較手段を用いて比較し，前記比較手段で比較して得た出力によって前記電流制限用スイッチ回路の電流量をコントロールする回路である
ことを特徴とする防爆電子機器の電源回路。
【請求項１】
電力が制限された防爆電子機器を含む負荷に電流を供給する電源回路であって，
電源と，
前記電源の２極間の電圧を昇圧する昇圧回路と，
前記昇圧回路の出力端子と前記負荷との間に，前記負荷と直列に接続される１つ以上の抵抗または電流制限回路と，
前記負荷にかかる電圧がある値以上の電圧にならないように，前記負荷に並列に接続される１つ以上のツェナーダイオードとを有し，
前記昇圧回路は，前記負荷にかかる電圧を入力し，入力した電圧に基づいて該昇圧回路からの出力電圧が所定値になるように昇圧の値を制御する
ことを特徴とする防爆電子機器の電源回路。
【請求項２】
請求項１記載の防爆電子機器の電源回路において，
前記昇圧回路は，少なくとも複数のコンデンサと複数の電子スイッチとから構成されるチャージポンプ回路であり，前記入力した負荷にかかる電圧と，前記電源の２極間の電圧から生成した基準電圧とを比較し，前記入力した負荷にかかる電圧が前記基準電圧より小さい場合に，前記電源の２極間の電圧をチャージポンプにより昇圧して出力し，そうでない場合に，前記電源の２極間の電圧を昇圧しないで出力する
ことを特徴とする防爆電子機器の電源回路。
【請求項３】
請求項２記載の防爆電子機器の電源回路において， 前記昇圧回路は，
前記電源の第１の端子から順に第１のダイオードと第２のダイオードとを直列に接続した第１の直列回路を有し，
さらに，前記電源の第１の端子から順に第１の電子スイッチと第２の電子スイッチとを直列に接続した第２の直列回路を有し，
前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの電気的結合部分と，前記第１の電子スイッチと前記第２の電子スイッチの電気的結合部分とが，第１のコンデンサを介して接続され，
前記第２の直列回路の終端は，第２のコンデンサを介して前記第１の直列回路の終端と接続されるとともに，前記電源の第２の端子と接続され，
前記第１の電子スイッチと前記第２の電子スイッチの開閉をコントロールするためのスイッチ開閉信号発生手段を有し，
前記スイッチ開閉信号発生手段は，前記第１の電子スイッチの開閉をコントロールする第１のＯＮ／ＯＦＦ信号を発生するとともに，前記第２の電子スイッチの開閉をコントロールするために第２のＯＮ／ＯＦＦ信号を発生し，それぞれ前記第１の電子スイッチと前記第２の電子スイッチは，同時にＯＮにならないようにコントロールするとともに，前記負荷にかかる電圧がある一定の値以上であれば，前記第１の電子スイッチおよび前記第２の電子スイッチの両方ともＯＦＦになるようにコントロールする
ことを特徴とする防爆電子機器の電源回路。
【請求項４】
請求項１，請求項２または請求項３記載の防爆電子機器の電源回路において，
前記電流制限回路は，
その入力端子から順に第１の抵抗，電流制限用スイッチ回路を介して前記負荷へ電流を供給するとともに，
前記入力端子からツェナーダイオードと第２の抵抗を直列に接続することにより，該入力端子の電圧より定まった値の電圧を減じて第１の基準電圧を発生し，
前記入力端子と前記第１の基準電圧の間を第３の抵抗と第４の抵抗を用いて抵抗分圧することにより第２の基準電圧を発生し，
前記第１の抵抗と前記電流制限用スイッチ回路間の電気的結合部分の電圧と，前記第２の基準電圧を比較手段を用いて比較し，前記比較手段で比較して得た出力によって前記電流制限用スイッチ回路の電流量をコントロールする回路である
ことを特徴とする防爆電子機器の電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−１８２８７５（Ｐ２０１２−１８２８７５Ａ）
【公開日】平成２４年９月２０日（２０１２．９．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−４２５０７（Ｐ２０１１−４２５０７）
【出願日】平成２３年２月２８日（２０１１．２．２８）
【出願人】（０００００４１２３）ＪＦＥエンジニアリング株式会社 (1,044)
【出願人】（５９３１４３５１１）株式会社宮木電機製作所 (7)
【出願人】（５９７０５９４６５）東京レーダー株式会社 (7)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年９月２０日（２０１２．９．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月２８日（２０１１．２．２８）
【出願人】（０００００４１２３）ＪＦＥエンジニアリング株式会社 (1,044)
【出願人】（５９３１４３５１１）株式会社宮木電機製作所 (7)
【出願人】（５９７０５９４６５）東京レーダー株式会社 (7)
【Ｆターム（参考）】
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