電力変換装置
【課題】直流母線の過電圧抑制手段を小型低コスト化する電力変換装置を得る。
【解決手段】直流母線ＰＮに、ダイオード１４と大容量の電解コンデンサ１５からなる直列回路を接続する。ダイオード１４のアノード及びカソード間に第１の抵抗１６が接続し、第１の抵抗１６に第２の抵抗１７を直列に接続する。第２の抵抗１７は、コンタクタ４の補助ｂ接点１８に接続する。この補助ｂ接点１８が閉となることで電解コンデンサ１５の電荷を直流母線ＰＮに放電する。このため、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２の殆どを、大容量である電解コンデンサ１５が充電する。これにより、直流母線ＰＮの直流電圧は、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子の耐電圧よりも、かなり低い電圧にリミットされる。
【解決手段】直流母線ＰＮに、ダイオード１４と大容量の電解コンデンサ１５からなる直列回路を接続する。ダイオード１４のアノード及びカソード間に第１の抵抗１６が接続し、第１の抵抗１６に第２の抵抗１７を直列に接続する。第２の抵抗１７は、コンタクタ４の補助ｂ接点１８に接続する。この補助ｂ接点１８が閉となることで電解コンデンサ１５の電荷を直流母線ＰＮに放電する。このため、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２の殆どを、大容量である電解コンデンサ１５が充電する。これにより、直流母線ＰＮの直流電圧は、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子の耐電圧よりも、かなり低い電圧にリミットされる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、ダイオード整流回路を有する電力変換装置に係るものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、商用周波数の交流系統から受電する電力変換装置では、交流系統からの交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを組み合わせて用いている。インバータ回路は、負荷に交流電力を供給する交流電源であって、半導体スイッチング素子からなり、高効率で、保守性も良好である。このため、インバータ回路は、モータの駆動源をはじめ変圧器を介して交流の高圧高周波電力を供給する電源、あるいは、変圧器の二次側を整流してＥＶなどのバッテリーを充電する充電装置などに広く応用されている。
【０００３】
整流回路は、インバータ回路に直流電圧を供給する直流電源であって、交流入力の力率を高める観点から、スイッチング素子を備えたものが主流となっている。中でも、直流電圧の一定制御が可能であるＰＷＭコンバータ等が、整流回路として近年多用されている。ただし、スイッチング素子を備えた整流回路は、通常コストが高く、電圧の損失が多いため効率が低いといった短所がある。
【０００４】
そこで、コストの低減化と効率の向上を図るべく、ダイオード素子のみから構成したダイオード整流回路が用いられている。しかし、ダイオード整流回路は、アクティブな素子を用いた場合に比べて力率の低下は否めない。また、ダイオード整流回路の欠点としては、回路の出力する直流電圧が変動し易い点が指摘されている。このため、交流を供給する送電端側に負荷としては、直流電圧の変動の影響を受け難いオゾン発生器などに採用されることが多い。
【０００５】
すなわち、ダイオード整流回路に対しては、力率の向上と直流電圧の安定化が求められている。このうち、高力率の改善を達成するためには、整流後の平滑度を向上させ、交流側のピーク電流を低くする必要がある。そこで、整流後の平滑度を向上させるべく、多相整流回路の採用が有効となっている。また、直流電圧の安定化は困難なため、電圧変動を受け難い負荷に利用されている。
【０００６】
ここで、ダイオード整流回路を備えた電力変換装置の従来例について、図６の回路図を用いて、具体的に説明する。図６に示すように、電力変換装置Ａにおいて、交流を受け取る受電端側に商用周波数の三相の交流系統１が接続され、交流を供給する送電端側に負荷９（ここではオゾン発生器）が接続されている。
【０００７】
電力変換装置Ａは、三相のダイオード整流回路として機能するダイオードブリッジ５と、インバータ回路たるインバータブリッジ６に加えて、高周波変圧器７と、リアクトル８と、直流母線ＰＮと、変圧器３と、コンタクタ４と、コンデンサ１０が設けられている。このうち、変圧器３は電力変換装置Ａの受電端に設置され、交流系統１に接続されている。なお、交流系統１と変圧器３の間には、配線によるインダクタンスなどに起因する浮遊インダクタンス２が存在する。また、変圧器３に交流を入り切りするコンタクタ４が接続されている。
【０００８】
コンタクタ４にダイオードブリッジ５が接続されている。ダイオードブリッジ５は直流母線ＰＮ間に接続されている。直流母線ＰＮ間において、ダイオードブリッジ５の後段には、小容量のコンデンサ１０並びにインバータブリッジ６が設けられている。インバータブリッジ６は、直流母線ＰＮに流れる直流電圧を交流電力に変換し、これを負荷９へと供給する。インバータブリッジ６には、高周波変圧器７が接続されており、さらに高周波変圧器７にはリアクトル８が接続されている。リアクトル８にはインバータブリッジ６が変換した交流電圧を供給する負荷９が接続されている。
【０００９】
以上の構成を有する電力変換装置Ａにおいて、交流系統１から三相交流電圧を受電すると、変圧器３が所望の電圧値に変換した上で、コンタクタ４が交流電圧をダイオードブリッジ５に出力する。ダイオードブリッジ５は三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、この直流電圧を直流母線ＰＮに出力する。ダイオードブリッジ５の出力では位相６０°おきに凹凸を繰りかえす波形が得られる。このような波形を一般に６相整流と呼ぶ。
【００１０】
コンデンサ１０は、ダイオードブリッジ５から直流母線ＰＮに出力された直流電圧のサージを吸収し、インバータブリッジ６は、直流母線ＰＮに流れる直流電圧を交流電圧に変換して高周波変圧器７に出力する。高周波変圧器７はインバータブリッジ６が変換した交流電圧を上昇させ、リアクトル８を介して負荷９に電力を注入する。
【００１１】
前述したように、ダイオード整流回路では力率の低い点が課題となっているが、コンデンサ１０の容量が大きいと、直流母線ＰＮのコンデンサ容量が高くなり、交流側のピーク電流が高くなって力率が低下する。このため、コンデンサ１０の容量を極力小さくすることが望まれている。
【００１２】
また、ダイオード整流回路のもう一つの欠点である直流電圧の変動し易さについては、負荷９の動作に影響を与えることはもちろんであるが、さらに深刻な問題となるのは、直流電圧の急上昇がインバータブリッジ６の半導体スイッチング素子を劣化させる場合である。この点について、図６を用いて説明する。
【００１３】
電力変換装置Ａでは通常、負荷９又は高周波変圧器７やインバータブリッジ６に異常が発生して直流母線ＰＮに過電流が流れた場合に、当該過電流を検出してインバータブリッジ６のゲートを遮断する保護を行っている。ゲート遮断によりインバータブリッジ６が急停止すると、直流母線ＰＮからインバータブリッジ６へ供給される電流はゼロになる。
【００１４】
このとき、交流系統１から電力変換装置の受電端までは、先に述べたように、浮遊インダクタンス２が存在している。この浮遊インダクタンス２は通常動作時に流れていた電流によるエネルギーを保有している。このエネルギーは、直流母線ＰＮからインバータブリッジ６へ電流が供給されなくなったことで、行き場が無くなる。そのため、インバータブリッジ６前段のコンデンサ１０に流れ込むことになる。
【００１５】
しかし、コンデンサ１０は、力率を確保する点から小容量に設定しているので、浮遊インダクタンス２のエネルギーを十分に吸収することができない。その結果、直流母線ＰＮの直流電圧が急激に上昇することになる。この上昇した電圧値が、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子の耐電圧を超えてしまうと、当該素子を劣化させることになる。
【００１６】
インバータブリッジ６のゲート遮断時に、直流母線ＰＮの直流電圧を過度に上昇させないようにするには、コンデンサ１０の容量を増加させることが考えられる。しかし、コンデンサ１０の容量を増やせば、直流母線ＰＮのコンデンサ容量も高くなるので、交流側のピーク電流は高くなって、力率の低下は避けられない。それでなくともダイオードブリッジ５を用いた電力変換装置Ａでは力率は低いため、高力率を追求する要請は強く、コンデンサ１０の容量増加は現実的ではない。
【００１７】
そこで、コンデンサ１０の容量を増加させるのではなく、浮遊インダクタンス２のエネルギーを吸収する電圧クランプ回路をコンデンサ１０に並列に接続することで、直流母線ＰＮの過電圧を抑制する技術が提案されている（例えば特許文献１）。
【００１８】
以下、電圧クランプ回路の具体例を図６に示す。すなわち、電圧クランプ回路は、互いに直列に接続された放電抵抗１１及びパワースイッチング素子１２から構成される。また、パワースイッチング素子１２には直流母線ＰＮの電圧を検出する電圧検出回路１３が接続されている。
【００１９】
このような電圧クランプ回路は、直流母線ＰＮの電圧が上昇した場合、電圧検出回路１３がこれを検出し、パワースイッチング素子１２がＯＮ（閉路）となって、放電抵抗１１を直流母線ＰＮに投入する。したがって、ゲート遮断によりインバータブリッジ６が急停止した場合でも、浮遊インダクタンス２に蓄積された電流によるエネルギーを、放電抵抗１１が十分に吸収することができる。これにより、直流母線ＰＮの過電圧を抑制することができ、直流母線ＰＮの直流電圧値がインバータブリッジ６の半導体スイッチング素子の耐電圧を超えるおそれがなく、安全である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開２０１０−２３９７３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
ところで、直流母線ＰＮの過電流検出は定格電流の１５０〜１８０％程度に設定されている。したがって、それだけでも直流母線ＰＮに流れる電流は通常時よりは多い上に、仮に過電流の検出が遅れたとなると、更に直流母線ＰＮに流れる電流が増加することになる。つまり、放電抵抗１１は、過電流検出の遅れにより増加した大きなエネルギーも吸収する必要がある。その結果、放電抵抗１１とパワースイッチング素子１２の電流定格が大きくなっていた。
【００２２】
すなわち、放電抵抗１１とパワースイッチング素子１２の定格電流を、直流母線ＰＮの定格電流値以上の値を選ばなくては、直流母線ＰＮの過電圧を確実に防ぐことが困難となっていた。そのため、電圧クランプ回路は大形化し、コストが高くなるといった問題が生じた。特にコスト高に関しては、ダイオード整流回路を用いた電力変換装置は低コストが利点なので、これを減殺してしまうことになり、早急な解決が待たれていた。
【００２３】
本実施形態の電力変換装置は、上記の課題を解決するために提案されたものであり、ダイオード整流回路を備えた電力変換装置において、直流母線の過電圧抑制手段を小型低コスト化する電力変換装置を得ることを目的としたものである。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記の目的を達成するために、実施形態の電力変換装置は、次の点を特徴とする。
（１）ダイオード素子からなり商用周波数の交流系統電圧を整流して直流母線に出力する整流回路と、半導体スイッチング素子からなり前記直流母線の電圧を交流に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路とを有する。
（２）前記直流母線には、ダイオード及びコンデンサからなる直列回路が接続されている。前記コンデンサは交流系統のインダクタンスに蓄積されたエネルギーを過渡的に吸収可能に構成されている。
（３）前記ダイオードのアノード及びカソード間には第１の抵抗が接続され、この第１の抵抗には前記直流母線間に投入されることで前記コンデンサの電荷を放電する第２の抵抗が接続されている。
（４）前記インバータ回路の過電流あるいは停止を検出して前記第２の抵抗を投入する抵抗投入手段が設けられている。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図２】第２の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図３】第３の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図４】第４の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図５】第５の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図６】従来の電力変換装置の回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、実施形態である電力変換装置について、図１〜図５を参照して具体的に説明する。なお、図６に示した従来例と同一の部材に関しては同一符号を付して説明は省略する。
【００２７】
（１）第１の実施形態
［構成］
第１の実施形態に係る電力変換装置Ａ１について、図１を用いて説明する。第１の実施形態の基本構成は、図６に示した従来例と同様である。ただし、第１の実施形態では、コンタクタ４に機械的接点として補助ｂ接点１８が設けられている。コンタクタ４のｂ接点１８は、通常動作時は開なので直流母線ＰＮに注入される浮遊インダクタンス２のエネルギーは、小容量のコンデンサ１０によって少し平滑化されるのみである。したがって、通常動作時の直流母線ＰＮの直流電圧は３相全波波形に近い状態にある。
【００２８】
第１の実施形態の構成上の特徴は、直流母線ＰＮに対し、ダイオード１４と大容量の電解コンデンサ１５からなる直列回路が接続された点にある。この直列回路は小容量のコンデンサ１０と共に、直流母線ＰＮにおけるクランプ回路を構成することになる。電解コンデンサ１５の容量は、小容量のコンデンサ１０の容量に比べて、数十倍程度になっている。また、ダイオード１４には第１の抵抗１６が並列に接続され、さらに第１の抵抗１６には第２の抵抗１７が直列に接続されている。
【００２９】
（電解コンデンサ１５）
まず、電解コンデンサ１５の容量Ｃ（Ｆ）について説明する。電解コンデンサ１５の容量Ｃ（Ｆ）は、電解コンデンサ１５に蓄積されるエネルギーは、浮遊インダクタンス２に蓄積されるエネルギーよりも大きくなるように設定される。このような設定により、電解コンデンサ１５は浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーを吸収可能となっている。
【００３０】
電解コンデンサ１５に蓄積されるエネルギーは、下記の式１から求められる。式１において、ＶＨ（Ｖ）はインバータブリッジ６の最大許容電圧（ただし、インバータブリッジ６における実際の半導体スイッチング素子に印加される電圧はこの電圧にスイッチングサージが加算される）、ＶＲ（Ｖ）はインバータブリッジ６の常用電圧、Ｉ（Ａ）は直流母線ＰＮに流れる過電流の最大電流値である。
【００３１】
この時、電解コンデンサ１５に蓄積されるエネルギーは、
（数１）
１/２×Ｃ（ＶＨ２−ＶＲ２）…式１
となる。
【００３２】
浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーは、次の式２から求められる。３相各相の浮遊インダクタンス２をＬ（Ｈ）、浮遊インダクタンス２に流れた電流をＩ（Ａ）とする。３相ブリッジの電流は１２０°通電となり、電流は２相に流れているので、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２は、
（数２）
１/２×ＬＩ２×２＝ＬＩ２…式２
となる。
【００３３】
電解コンデンサ１５の容量は、電解コンデンサ１５に蓄積されるエネルギー（式１）が、浮遊インダクタンス２に蓄積されるエネルギーＬＩ２（式２）よりも大きくなるように設定すれば良いのであるから、
（数３）
ＬＩ２≦１/２×Ｃ（ＶＨ２−ＶＲ２）…式３
となる。
【００３４】
したがって、電解コンデンサ１５の容量Ｃ（Ｆ）は、
（数４）
Ｃ≧２ＬＩ２／ＶＨ２−ＶＲ２…式４
という値を選定すれば、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２を吸収可能になる。なお、電解コンデンサ１５の放電時定数は、ダイオードブリッジ５の出力電圧リプルの周波数に対して充分に長く設定されている。
【００３５】
（第１の抵抗１６）
一方、第１の抵抗１６は、前記ダイオード１４のアノード及びカソード間に接続されている。第１の抵抗１６は、比較的高い抵抗からなり、通常の動作時に、電解コンデンサ１５の電荷を直流母線ＰＮにゆるやかに放電するようになっている。また、第１の抵抗１６の放電時定数は、ダイオードブリッジ５の出力電圧リプルの周波数に対して充分に長く設定されている。
【００３６】
（第２の抵抗１７）
さらに、第２の抵抗１７は、第１の抵抗１６に直列に接続されている。第２の抵抗１７は、第１の抵抗１６よりも高い抵抗からなる。第２の抵抗１７はコンタクタ４の補助ｂ接点１８に接続されている。コンタクタ４の補助ｂ接点１８は、後述するコンタクタ４の駆動回路２３と共に、当該第２の抵抗１７を直流母線ＰＮに投入させる抵抗投入手段となっている。すなわち、第２の抵抗１７は、補助ｂ接点１８が閉となることで直流母線ＰＮに投入され、電解コンデンサ１５の電荷を直流母線ＰＮに放電するようになっている。
【００３７】
高周波変圧器７には電流検出器１９及び検出回路２０が接続されている。検出回路２０は直流母線ＰＮに流れる過電流を検出する回路である。検出回路２０にはインバータブリッジ６を制御するロジック回路２１と、コンタクタ４を駆動する駆動回路２３が接続されている。
【００３８】
ロジック回路２１は、負荷９の異常を知らせる信号やインバータブリッジ６に流れる過電流を知らせる信号など、各種検出信号を入力すると共に、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子に制御信号を出力する回路である。また、駆動回路２３は、検出回路２０が直流母線ＰＮに流れる過電流を検出する時、あるいはロジック回路２１がインバータブリッジ６を停止させる時、コンタクタ４を開とするように構成されている。
【００３９】
［作用］
以上の構成を有する電力変換装置Ａ１において、インバータブリッジ６の出力に短絡事故等が発生した場合、高周波変圧器７に接続された電流検出器１９の出力が急に大きくなり、検出回路２０は過電流が発生したことを検出する。検出回路２０の検出結果を受けて、ロジック回路２１はインバータブリッジ６のゲート遮断を行う信号を出力し、インバータブリッジ６は動作を停止する。
【００４０】
このように、検出回路２０が過電流を検出した時、ロジック回路２１がインバータブリッジ６のゲートを遮断するが、ゲート遮断には１０〜２０μｓ程度の時間がかかる。このため、過電流検出を定格電流の１５０％に設定しても、電流のピーク値は１８０％〜２００％程度になる。
【００４１】
インバータブリッジ６が停止したことで、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２は、ダイオードブリッジ５を通ってコンデンサ１０に流れると同時に、ダイオード１４から大容量の電解コンデンサ１５に流れて充電し、直流母線ＰＮの直流電圧は上昇する。
【００４２】
この時、コンデンサ１０は、インバータブリッジ６の定常スイッチングに伴うリプルを吸収する程度であるが、これに比べて電解コンデンサ１５の容量は数十倍程度である。したがって、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２の殆どは、大容量である電解コンデンサ１５を充電することになる。これにより、直流母線ＰＮの直流電圧は、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子の耐電圧よりも、かなり低い電圧にリミットされることになる。かくして、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子は劣化のおそれが無く、安全である。
【００４３】
また、ロジック回路２１がインバータブリッジ６の動作を停止させる時、駆動回路２３はコンタクタ４を開動作に移行し、コンタクタ４の補助ｂ接点１８は閉となり、第２の抵抗１７が直流母線ＰＮに投入される。このため、電解コンデンサ１５の電荷は第２の抵抗１７を通って放電される。ただし、インバータブリッジ６は停止しているので、電解コンデンサ１５は急いで放電する必要は無い。したがって、第２の抵抗１７は電解コンデンサ１５を長時間にわたってゆっくり放電することができる。
【００４４】
［効果］
以上のような第１の実施形態では、ゲート遮断によりインバータブリッジ６が急停止した場合、浮遊インダクタンス２に蓄積された電流によるエネルギーＬＩ２は、電解コンデンサ１５を充電することになる。これにより、直流母線ＰＮの過電圧を確実に抑制することができる。すなわち、前記エネルギーＬＩ２の流入により直流母線ＰＮの直流電圧が急激に上昇することがなく、インバータブリッジ６における半導体スイッチング素子の耐電圧を超えることが無い。
【００４５】
また、通常動作時では、電解コンデンサ１５は、第１の抵抗１６によって、僅かに放電されるのみである。このため、直流母線ＰＮのコンデンサ容量に電解コンデンサ１５の容量が加味されることは殆どなく、直流母線ＰＮにおいて電解コンデンサ１５の容量は無きに等しい状態となっている。したがって、直流母線ＰＮのコンデンサ容量は小容量を維持することができ、交流側のピーク電流を低く抑えることが可能なので、力率を悪化させるおそれが無い。これにより、力率の改善と直流母線の過電圧抑制を両立させることができる。
【００４６】
上記の第１の実施形態によれば、ダイオード１４と大容量の電解コンデンサ１５を直列回路にして直流母線ＰＮに接続するといった簡単な構成によって、直流母線ＰＮに過電流が流れてインバータブリッジ６のゲート遮断を実施しても、大容量の電解コンデンサ１５が浮遊インダクタンス２のエネルギーＬＩ２を過渡的に十分に吸収することができる。そのため、より安価で信頼性が高く、しかも高力率及び高効率な電力変換装置Ａ１を提供することができる。
【００４７】
さらに、第１の実施形態においては、直流母線ＰＮの過電圧を抑制する手段として、電流定格の大きい回路は不要である。このため、構成のコンパクト化と低コスト化を達成することが可能である。ダイオードブリッジ５を用いた電力変換装置Ａ１は、低コスト化の観点から採用されるので、コストの低減効果は極めて有効である。
【００４８】
また、直流母線ＰＮの過電圧抑制手段における構成のコンパクト化について詳しくみると、第１の実施形態におけるダイオード１４は、サージ電流が短い時間流れるのみなので、冷却フィン等は不要であり、小形のもので済む。しかも、ダイオード１４は小容量であっても安全である。大容量の電解コンデンサ１５もサージ耐量があれば十分であり、その小形化は容易である。したがって、本実施形態において直流母線ＰＮに接続された直列回路は、非常にコンパクトな構成となる。さらに、第２の抵抗１７についても、高インピーダンスのため、小形で安価である。
【００４９】
また、第１の実施形態では、電解コンデンサ１５及び第１の抵抗１６の放電時定数を、ダイオードブリッジ５の出力電圧リプルの周波数に対して充分に長く設定している。このため、定常時は電解コンデンサ１５に流れるリプルを十分に小さくすることができ、安定性を高めることが可能である。
【００５０】
（２）第２の実施形態
［構成］
続いて、第２の実施形態に係る電力変換装置Ａ２について、図２を用いて説明する。第２の実施形態は、図６に示した従来例と比較してコンタクタ４を無くし、第２の抵抗１７の投入手段の構成要素であるコンタクタ４の補助ｂ接点１８及び駆動回路２３を無くした場合の形態である。第２の実施形態では、第２の抵抗１７の投入手段として、検出回路２０が直流母線ＰＮに流れる過電流を検出する時に閉となるリレー１８Ａが、第２の抵抗１７に接続されている。
【００５１】
図２に示すように、電流検出器１９はインバータブリッジ６の直流母線ＰＮに設置されており、電流検出器１９に接続された検出回路２０にはリレー１８Ａが接続されている。リレー１８Ａは、検出回路２０が直流母線ＰＮに流れる過電流を検出する時、オフとなって、第２の抵抗１７を直流母線ＰＮ間に投入するようになっている。第２の抵抗１７が直流母線ＰＮ間に投入されると、第１の抵抗１６及び第２の抵抗１７が直列回路となってコンデンサ１５の電荷を放電する。なお、リレー１８Ａは半導体スイッチであっても機械的接点であっても良い。
【００５２】
［作用効果］
以上のような第２の実施形態は、上記第１の実施形態が持つ作用効果に加えて、次のような独自の作用効果がある。すなわち、前記第１の実施形態に比べて、コンタクタ４やその駆動回路２３は不要となり、構成をより簡略化することができ、コストの低減化をいっそう進めることができる。
【００５３】
（３）他の実施形態
なお、本明細書においては、本発明に係る複数の実施形態を説明したが、上記の実施形態は例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図していない。
【００５４】
すなわち、上記の実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【００５５】
例えば、上記実施形態では、容量の異なる２つのコンデンサを備えているが、インバータ回路のゲート遮断時に浮遊インダクタンスに蓄積されたエネルギーを吸収可能なコンデンサを備えることが不可欠であって、インバータ回路の定常スイッチングに伴うリプルを吸収するといった責務を持つ小容量のコンデンサの設置は適宜変更可能である。
【００５６】
また、上記ダイオードブリッジ５では、６相整流を行っているので、電圧変化に応じてコンデンサ１０へのインプット電流が流れると、受電の力率は芳しくないといえる。そこで、整流後の平滑度を高め、受電力率を向上させるために、多相整流回路が有効である。
【００５７】
（３−１）第３の実施形態
図３に示した第３の実施形態では、ダイオード整流回路として、１２相整流回路であるダイオードブリッジ５Ａ、５Ｂを適用している。すなわち、変圧器３の２次側の巻線を２つにし、それぞれで位相を３０°ずらすことで、整流後の凹凸を互いに３０°ずらす。これらを足し合わせると、３０°ごとに凹凸を繰り返す波形となる。
【００５８】
（３−２）第４の実施形態
図４に示す第４の実施形態では、大変圧器３の２次巻線の数を３つに増やし、１８相整流回路であるダイオードブリッジ５Ａ、５Ｂ、５Ｃとしている。第４の実施形態にように１８相整流の場合は２次巻線を、±２０°ずらして出力する。この場合は、整流後の電圧を足し合わせたあとの凹凸の周期が２０°ごとになる。
【００５９】
（３−３）第５の実施形態
図５に示す第５の実施形態では、変圧器３の２次巻線の数を５つに増やして、２４相整流回路であるダイオードブリッジ５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄとしている。第５の実施形態にように２４相整流の場合は各２次巻線の位相は、０°、＋３０°、−１５°、＋１５°であり、ダイオードブリッジ５Ａ〜５Ｄの電圧を全て足し合わせると、電圧の凹凸は１５°ごとになる。なお、図５に示した第５の実施形態では、ダイオードブリッジ５Ａ及び５Ｂと、ダイオードブリッジ５Ｃ及び５Ｄに対して、別々に、コンデンサ１０、ダイオード１４、電解コンデンサ１５、第１の抵抗１６、第２の抵抗１７及びリレー１８Ａが組み込まれている。
【００６０】
上記のように整流回路の相数を増やせば、電力変換装置の平滑度および力率はさらに向上する。しかし、整流回路の相数を増やした分だけ、変圧器３の構造が複雑になる。したがって、実用可能な範囲は、２４相整流までである。
【符号の説明】
【００６１】
１…交流系統
２…浮遊インダクタンス
３…変圧器
４…コンタクタ
５、５Ａ〜５Ｄ…ダイオードブリッジ
６…インバータブリッジ
７…高周波変圧器
８…リアクトル
９…負荷
１０…小容量のコンデンサ
１１…放電抵抗
１２…パワースイッチング素子
１３…電圧検出回路
１４…ダイオード
１５…大容量の電解コンデンサ
１６…第１の抵抗
１７…第２の抵抗
１８…コンタクタの補助ｂ接点
１８Ａ…リレー
１９…電流検出器
２０…検出回路
２１…ロジック回路
２３…駆動回路
ＰＮ…直流母線
Ａ、Ａ１、Ａ２…電力変換装置
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、ダイオード整流回路を有する電力変換装置に係るものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、商用周波数の交流系統から受電する電力変換装置では、交流系統からの交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを組み合わせて用いている。インバータ回路は、負荷に交流電力を供給する交流電源であって、半導体スイッチング素子からなり、高効率で、保守性も良好である。このため、インバータ回路は、モータの駆動源をはじめ変圧器を介して交流の高圧高周波電力を供給する電源、あるいは、変圧器の二次側を整流してＥＶなどのバッテリーを充電する充電装置などに広く応用されている。
【０００３】
整流回路は、インバータ回路に直流電圧を供給する直流電源であって、交流入力の力率を高める観点から、スイッチング素子を備えたものが主流となっている。中でも、直流電圧の一定制御が可能であるＰＷＭコンバータ等が、整流回路として近年多用されている。ただし、スイッチング素子を備えた整流回路は、通常コストが高く、電圧の損失が多いため効率が低いといった短所がある。
【０００４】
そこで、コストの低減化と効率の向上を図るべく、ダイオード素子のみから構成したダイオード整流回路が用いられている。しかし、ダイオード整流回路は、アクティブな素子を用いた場合に比べて力率の低下は否めない。また、ダイオード整流回路の欠点としては、回路の出力する直流電圧が変動し易い点が指摘されている。このため、交流を供給する送電端側に負荷としては、直流電圧の変動の影響を受け難いオゾン発生器などに採用されることが多い。
【０００５】
すなわち、ダイオード整流回路に対しては、力率の向上と直流電圧の安定化が求められている。このうち、高力率の改善を達成するためには、整流後の平滑度を向上させ、交流側のピーク電流を低くする必要がある。そこで、整流後の平滑度を向上させるべく、多相整流回路の採用が有効となっている。また、直流電圧の安定化は困難なため、電圧変動を受け難い負荷に利用されている。
【０００６】
ここで、ダイオード整流回路を備えた電力変換装置の従来例について、図６の回路図を用いて、具体的に説明する。図６に示すように、電力変換装置Ａにおいて、交流を受け取る受電端側に商用周波数の三相の交流系統１が接続され、交流を供給する送電端側に負荷９（ここではオゾン発生器）が接続されている。
【０００７】
電力変換装置Ａは、三相のダイオード整流回路として機能するダイオードブリッジ５と、インバータ回路たるインバータブリッジ６に加えて、高周波変圧器７と、リアクトル８と、直流母線ＰＮと、変圧器３と、コンタクタ４と、コンデンサ１０が設けられている。このうち、変圧器３は電力変換装置Ａの受電端に設置され、交流系統１に接続されている。なお、交流系統１と変圧器３の間には、配線によるインダクタンスなどに起因する浮遊インダクタンス２が存在する。また、変圧器３に交流を入り切りするコンタクタ４が接続されている。
【０００８】
コンタクタ４にダイオードブリッジ５が接続されている。ダイオードブリッジ５は直流母線ＰＮ間に接続されている。直流母線ＰＮ間において、ダイオードブリッジ５の後段には、小容量のコンデンサ１０並びにインバータブリッジ６が設けられている。インバータブリッジ６は、直流母線ＰＮに流れる直流電圧を交流電力に変換し、これを負荷９へと供給する。インバータブリッジ６には、高周波変圧器７が接続されており、さらに高周波変圧器７にはリアクトル８が接続されている。リアクトル８にはインバータブリッジ６が変換した交流電圧を供給する負荷９が接続されている。
【０００９】
以上の構成を有する電力変換装置Ａにおいて、交流系統１から三相交流電圧を受電すると、変圧器３が所望の電圧値に変換した上で、コンタクタ４が交流電圧をダイオードブリッジ５に出力する。ダイオードブリッジ５は三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、この直流電圧を直流母線ＰＮに出力する。ダイオードブリッジ５の出力では位相６０°おきに凹凸を繰りかえす波形が得られる。このような波形を一般に６相整流と呼ぶ。
【００１０】
コンデンサ１０は、ダイオードブリッジ５から直流母線ＰＮに出力された直流電圧のサージを吸収し、インバータブリッジ６は、直流母線ＰＮに流れる直流電圧を交流電圧に変換して高周波変圧器７に出力する。高周波変圧器７はインバータブリッジ６が変換した交流電圧を上昇させ、リアクトル８を介して負荷９に電力を注入する。
【００１１】
前述したように、ダイオード整流回路では力率の低い点が課題となっているが、コンデンサ１０の容量が大きいと、直流母線ＰＮのコンデンサ容量が高くなり、交流側のピーク電流が高くなって力率が低下する。このため、コンデンサ１０の容量を極力小さくすることが望まれている。
【００１２】
また、ダイオード整流回路のもう一つの欠点である直流電圧の変動し易さについては、負荷９の動作に影響を与えることはもちろんであるが、さらに深刻な問題となるのは、直流電圧の急上昇がインバータブリッジ６の半導体スイッチング素子を劣化させる場合である。この点について、図６を用いて説明する。
【００１３】
電力変換装置Ａでは通常、負荷９又は高周波変圧器７やインバータブリッジ６に異常が発生して直流母線ＰＮに過電流が流れた場合に、当該過電流を検出してインバータブリッジ６のゲートを遮断する保護を行っている。ゲート遮断によりインバータブリッジ６が急停止すると、直流母線ＰＮからインバータブリッジ６へ供給される電流はゼロになる。
【００１４】
このとき、交流系統１から電力変換装置の受電端までは、先に述べたように、浮遊インダクタンス２が存在している。この浮遊インダクタンス２は通常動作時に流れていた電流によるエネルギーを保有している。このエネルギーは、直流母線ＰＮからインバータブリッジ６へ電流が供給されなくなったことで、行き場が無くなる。そのため、インバータブリッジ６前段のコンデンサ１０に流れ込むことになる。
【００１５】
しかし、コンデンサ１０は、力率を確保する点から小容量に設定しているので、浮遊インダクタンス２のエネルギーを十分に吸収することができない。その結果、直流母線ＰＮの直流電圧が急激に上昇することになる。この上昇した電圧値が、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子の耐電圧を超えてしまうと、当該素子を劣化させることになる。
【００１６】
インバータブリッジ６のゲート遮断時に、直流母線ＰＮの直流電圧を過度に上昇させないようにするには、コンデンサ１０の容量を増加させることが考えられる。しかし、コンデンサ１０の容量を増やせば、直流母線ＰＮのコンデンサ容量も高くなるので、交流側のピーク電流は高くなって、力率の低下は避けられない。それでなくともダイオードブリッジ５を用いた電力変換装置Ａでは力率は低いため、高力率を追求する要請は強く、コンデンサ１０の容量増加は現実的ではない。
【００１７】
そこで、コンデンサ１０の容量を増加させるのではなく、浮遊インダクタンス２のエネルギーを吸収する電圧クランプ回路をコンデンサ１０に並列に接続することで、直流母線ＰＮの過電圧を抑制する技術が提案されている（例えば特許文献１）。
【００１８】
以下、電圧クランプ回路の具体例を図６に示す。すなわち、電圧クランプ回路は、互いに直列に接続された放電抵抗１１及びパワースイッチング素子１２から構成される。また、パワースイッチング素子１２には直流母線ＰＮの電圧を検出する電圧検出回路１３が接続されている。
【００１９】
このような電圧クランプ回路は、直流母線ＰＮの電圧が上昇した場合、電圧検出回路１３がこれを検出し、パワースイッチング素子１２がＯＮ（閉路）となって、放電抵抗１１を直流母線ＰＮに投入する。したがって、ゲート遮断によりインバータブリッジ６が急停止した場合でも、浮遊インダクタンス２に蓄積された電流によるエネルギーを、放電抵抗１１が十分に吸収することができる。これにより、直流母線ＰＮの過電圧を抑制することができ、直流母線ＰＮの直流電圧値がインバータブリッジ６の半導体スイッチング素子の耐電圧を超えるおそれがなく、安全である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開２０１０−２３９７３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
ところで、直流母線ＰＮの過電流検出は定格電流の１５０〜１８０％程度に設定されている。したがって、それだけでも直流母線ＰＮに流れる電流は通常時よりは多い上に、仮に過電流の検出が遅れたとなると、更に直流母線ＰＮに流れる電流が増加することになる。つまり、放電抵抗１１は、過電流検出の遅れにより増加した大きなエネルギーも吸収する必要がある。その結果、放電抵抗１１とパワースイッチング素子１２の電流定格が大きくなっていた。
【００２２】
すなわち、放電抵抗１１とパワースイッチング素子１２の定格電流を、直流母線ＰＮの定格電流値以上の値を選ばなくては、直流母線ＰＮの過電圧を確実に防ぐことが困難となっていた。そのため、電圧クランプ回路は大形化し、コストが高くなるといった問題が生じた。特にコスト高に関しては、ダイオード整流回路を用いた電力変換装置は低コストが利点なので、これを減殺してしまうことになり、早急な解決が待たれていた。
【００２３】
本実施形態の電力変換装置は、上記の課題を解決するために提案されたものであり、ダイオード整流回路を備えた電力変換装置において、直流母線の過電圧抑制手段を小型低コスト化する電力変換装置を得ることを目的としたものである。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記の目的を達成するために、実施形態の電力変換装置は、次の点を特徴とする。
（１）ダイオード素子からなり商用周波数の交流系統電圧を整流して直流母線に出力する整流回路と、半導体スイッチング素子からなり前記直流母線の電圧を交流に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路とを有する。
（２）前記直流母線には、ダイオード及びコンデンサからなる直列回路が接続されている。前記コンデンサは交流系統のインダクタンスに蓄積されたエネルギーを過渡的に吸収可能に構成されている。
（３）前記ダイオードのアノード及びカソード間には第１の抵抗が接続され、この第１の抵抗には前記直流母線間に投入されることで前記コンデンサの電荷を放電する第２の抵抗が接続されている。
（４）前記インバータ回路の過電流あるいは停止を検出して前記第２の抵抗を投入する抵抗投入手段が設けられている。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図２】第２の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図３】第３の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図４】第４の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図５】第５の実施形態である電力変換装置の回路図。
【図６】従来の電力変換装置の回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、実施形態である電力変換装置について、図１〜図５を参照して具体的に説明する。なお、図６に示した従来例と同一の部材に関しては同一符号を付して説明は省略する。
【００２７】
（１）第１の実施形態
［構成］
第１の実施形態に係る電力変換装置Ａ１について、図１を用いて説明する。第１の実施形態の基本構成は、図６に示した従来例と同様である。ただし、第１の実施形態では、コンタクタ４に機械的接点として補助ｂ接点１８が設けられている。コンタクタ４のｂ接点１８は、通常動作時は開なので直流母線ＰＮに注入される浮遊インダクタンス２のエネルギーは、小容量のコンデンサ１０によって少し平滑化されるのみである。したがって、通常動作時の直流母線ＰＮの直流電圧は３相全波波形に近い状態にある。
【００２８】
第１の実施形態の構成上の特徴は、直流母線ＰＮに対し、ダイオード１４と大容量の電解コンデンサ１５からなる直列回路が接続された点にある。この直列回路は小容量のコンデンサ１０と共に、直流母線ＰＮにおけるクランプ回路を構成することになる。電解コンデンサ１５の容量は、小容量のコンデンサ１０の容量に比べて、数十倍程度になっている。また、ダイオード１４には第１の抵抗１６が並列に接続され、さらに第１の抵抗１６には第２の抵抗１７が直列に接続されている。
【００２９】
（電解コンデンサ１５）
まず、電解コンデンサ１５の容量Ｃ（Ｆ）について説明する。電解コンデンサ１５の容量Ｃ（Ｆ）は、電解コンデンサ１５に蓄積されるエネルギーは、浮遊インダクタンス２に蓄積されるエネルギーよりも大きくなるように設定される。このような設定により、電解コンデンサ１５は浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーを吸収可能となっている。
【００３０】
電解コンデンサ１５に蓄積されるエネルギーは、下記の式１から求められる。式１において、ＶＨ（Ｖ）はインバータブリッジ６の最大許容電圧（ただし、インバータブリッジ６における実際の半導体スイッチング素子に印加される電圧はこの電圧にスイッチングサージが加算される）、ＶＲ（Ｖ）はインバータブリッジ６の常用電圧、Ｉ（Ａ）は直流母線ＰＮに流れる過電流の最大電流値である。
【００３１】
この時、電解コンデンサ１５に蓄積されるエネルギーは、
（数１）
１/２×Ｃ（ＶＨ２−ＶＲ２）…式１
となる。
【００３２】
浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーは、次の式２から求められる。３相各相の浮遊インダクタンス２をＬ（Ｈ）、浮遊インダクタンス２に流れた電流をＩ（Ａ）とする。３相ブリッジの電流は１２０°通電となり、電流は２相に流れているので、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２は、
（数２）
１/２×ＬＩ２×２＝ＬＩ２…式２
となる。
【００３３】
電解コンデンサ１５の容量は、電解コンデンサ１５に蓄積されるエネルギー（式１）が、浮遊インダクタンス２に蓄積されるエネルギーＬＩ２（式２）よりも大きくなるように設定すれば良いのであるから、
（数３）
ＬＩ２≦１/２×Ｃ（ＶＨ２−ＶＲ２）…式３
となる。
【００３４】
したがって、電解コンデンサ１５の容量Ｃ（Ｆ）は、
（数４）
Ｃ≧２ＬＩ２／ＶＨ２−ＶＲ２…式４
という値を選定すれば、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２を吸収可能になる。なお、電解コンデンサ１５の放電時定数は、ダイオードブリッジ５の出力電圧リプルの周波数に対して充分に長く設定されている。
【００３５】
（第１の抵抗１６）
一方、第１の抵抗１６は、前記ダイオード１４のアノード及びカソード間に接続されている。第１の抵抗１６は、比較的高い抵抗からなり、通常の動作時に、電解コンデンサ１５の電荷を直流母線ＰＮにゆるやかに放電するようになっている。また、第１の抵抗１６の放電時定数は、ダイオードブリッジ５の出力電圧リプルの周波数に対して充分に長く設定されている。
【００３６】
（第２の抵抗１７）
さらに、第２の抵抗１７は、第１の抵抗１６に直列に接続されている。第２の抵抗１７は、第１の抵抗１６よりも高い抵抗からなる。第２の抵抗１７はコンタクタ４の補助ｂ接点１８に接続されている。コンタクタ４の補助ｂ接点１８は、後述するコンタクタ４の駆動回路２３と共に、当該第２の抵抗１７を直流母線ＰＮに投入させる抵抗投入手段となっている。すなわち、第２の抵抗１７は、補助ｂ接点１８が閉となることで直流母線ＰＮに投入され、電解コンデンサ１５の電荷を直流母線ＰＮに放電するようになっている。
【００３７】
高周波変圧器７には電流検出器１９及び検出回路２０が接続されている。検出回路２０は直流母線ＰＮに流れる過電流を検出する回路である。検出回路２０にはインバータブリッジ６を制御するロジック回路２１と、コンタクタ４を駆動する駆動回路２３が接続されている。
【００３８】
ロジック回路２１は、負荷９の異常を知らせる信号やインバータブリッジ６に流れる過電流を知らせる信号など、各種検出信号を入力すると共に、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子に制御信号を出力する回路である。また、駆動回路２３は、検出回路２０が直流母線ＰＮに流れる過電流を検出する時、あるいはロジック回路２１がインバータブリッジ６を停止させる時、コンタクタ４を開とするように構成されている。
【００３９】
［作用］
以上の構成を有する電力変換装置Ａ１において、インバータブリッジ６の出力に短絡事故等が発生した場合、高周波変圧器７に接続された電流検出器１９の出力が急に大きくなり、検出回路２０は過電流が発生したことを検出する。検出回路２０の検出結果を受けて、ロジック回路２１はインバータブリッジ６のゲート遮断を行う信号を出力し、インバータブリッジ６は動作を停止する。
【００４０】
このように、検出回路２０が過電流を検出した時、ロジック回路２１がインバータブリッジ６のゲートを遮断するが、ゲート遮断には１０〜２０μｓ程度の時間がかかる。このため、過電流検出を定格電流の１５０％に設定しても、電流のピーク値は１８０％〜２００％程度になる。
【００４１】
インバータブリッジ６が停止したことで、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２は、ダイオードブリッジ５を通ってコンデンサ１０に流れると同時に、ダイオード１４から大容量の電解コンデンサ１５に流れて充電し、直流母線ＰＮの直流電圧は上昇する。
【００４２】
この時、コンデンサ１０は、インバータブリッジ６の定常スイッチングに伴うリプルを吸収する程度であるが、これに比べて電解コンデンサ１５の容量は数十倍程度である。したがって、浮遊インダクタンス２に蓄積されたエネルギーＬＩ２の殆どは、大容量である電解コンデンサ１５を充電することになる。これにより、直流母線ＰＮの直流電圧は、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子の耐電圧よりも、かなり低い電圧にリミットされることになる。かくして、インバータブリッジ６の半導体スイッチング素子は劣化のおそれが無く、安全である。
【００４３】
また、ロジック回路２１がインバータブリッジ６の動作を停止させる時、駆動回路２３はコンタクタ４を開動作に移行し、コンタクタ４の補助ｂ接点１８は閉となり、第２の抵抗１７が直流母線ＰＮに投入される。このため、電解コンデンサ１５の電荷は第２の抵抗１７を通って放電される。ただし、インバータブリッジ６は停止しているので、電解コンデンサ１５は急いで放電する必要は無い。したがって、第２の抵抗１７は電解コンデンサ１５を長時間にわたってゆっくり放電することができる。
【００４４】
［効果］
以上のような第１の実施形態では、ゲート遮断によりインバータブリッジ６が急停止した場合、浮遊インダクタンス２に蓄積された電流によるエネルギーＬＩ２は、電解コンデンサ１５を充電することになる。これにより、直流母線ＰＮの過電圧を確実に抑制することができる。すなわち、前記エネルギーＬＩ２の流入により直流母線ＰＮの直流電圧が急激に上昇することがなく、インバータブリッジ６における半導体スイッチング素子の耐電圧を超えることが無い。
【００４５】
また、通常動作時では、電解コンデンサ１５は、第１の抵抗１６によって、僅かに放電されるのみである。このため、直流母線ＰＮのコンデンサ容量に電解コンデンサ１５の容量が加味されることは殆どなく、直流母線ＰＮにおいて電解コンデンサ１５の容量は無きに等しい状態となっている。したがって、直流母線ＰＮのコンデンサ容量は小容量を維持することができ、交流側のピーク電流を低く抑えることが可能なので、力率を悪化させるおそれが無い。これにより、力率の改善と直流母線の過電圧抑制を両立させることができる。
【００４６】
上記の第１の実施形態によれば、ダイオード１４と大容量の電解コンデンサ１５を直列回路にして直流母線ＰＮに接続するといった簡単な構成によって、直流母線ＰＮに過電流が流れてインバータブリッジ６のゲート遮断を実施しても、大容量の電解コンデンサ１５が浮遊インダクタンス２のエネルギーＬＩ２を過渡的に十分に吸収することができる。そのため、より安価で信頼性が高く、しかも高力率及び高効率な電力変換装置Ａ１を提供することができる。
【００４７】
さらに、第１の実施形態においては、直流母線ＰＮの過電圧を抑制する手段として、電流定格の大きい回路は不要である。このため、構成のコンパクト化と低コスト化を達成することが可能である。ダイオードブリッジ５を用いた電力変換装置Ａ１は、低コスト化の観点から採用されるので、コストの低減効果は極めて有効である。
【００４８】
また、直流母線ＰＮの過電圧抑制手段における構成のコンパクト化について詳しくみると、第１の実施形態におけるダイオード１４は、サージ電流が短い時間流れるのみなので、冷却フィン等は不要であり、小形のもので済む。しかも、ダイオード１４は小容量であっても安全である。大容量の電解コンデンサ１５もサージ耐量があれば十分であり、その小形化は容易である。したがって、本実施形態において直流母線ＰＮに接続された直列回路は、非常にコンパクトな構成となる。さらに、第２の抵抗１７についても、高インピーダンスのため、小形で安価である。
【００４９】
また、第１の実施形態では、電解コンデンサ１５及び第１の抵抗１６の放電時定数を、ダイオードブリッジ５の出力電圧リプルの周波数に対して充分に長く設定している。このため、定常時は電解コンデンサ１５に流れるリプルを十分に小さくすることができ、安定性を高めることが可能である。
【００５０】
（２）第２の実施形態
［構成］
続いて、第２の実施形態に係る電力変換装置Ａ２について、図２を用いて説明する。第２の実施形態は、図６に示した従来例と比較してコンタクタ４を無くし、第２の抵抗１７の投入手段の構成要素であるコンタクタ４の補助ｂ接点１８及び駆動回路２３を無くした場合の形態である。第２の実施形態では、第２の抵抗１７の投入手段として、検出回路２０が直流母線ＰＮに流れる過電流を検出する時に閉となるリレー１８Ａが、第２の抵抗１７に接続されている。
【００５１】
図２に示すように、電流検出器１９はインバータブリッジ６の直流母線ＰＮに設置されており、電流検出器１９に接続された検出回路２０にはリレー１８Ａが接続されている。リレー１８Ａは、検出回路２０が直流母線ＰＮに流れる過電流を検出する時、オフとなって、第２の抵抗１７を直流母線ＰＮ間に投入するようになっている。第２の抵抗１７が直流母線ＰＮ間に投入されると、第１の抵抗１６及び第２の抵抗１７が直列回路となってコンデンサ１５の電荷を放電する。なお、リレー１８Ａは半導体スイッチであっても機械的接点であっても良い。
【００５２】
［作用効果］
以上のような第２の実施形態は、上記第１の実施形態が持つ作用効果に加えて、次のような独自の作用効果がある。すなわち、前記第１の実施形態に比べて、コンタクタ４やその駆動回路２３は不要となり、構成をより簡略化することができ、コストの低減化をいっそう進めることができる。
【００５３】
（３）他の実施形態
なお、本明細書においては、本発明に係る複数の実施形態を説明したが、上記の実施形態は例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図していない。
【００５４】
すなわち、上記の実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【００５５】
例えば、上記実施形態では、容量の異なる２つのコンデンサを備えているが、インバータ回路のゲート遮断時に浮遊インダクタンスに蓄積されたエネルギーを吸収可能なコンデンサを備えることが不可欠であって、インバータ回路の定常スイッチングに伴うリプルを吸収するといった責務を持つ小容量のコンデンサの設置は適宜変更可能である。
【００５６】
また、上記ダイオードブリッジ５では、６相整流を行っているので、電圧変化に応じてコンデンサ１０へのインプット電流が流れると、受電の力率は芳しくないといえる。そこで、整流後の平滑度を高め、受電力率を向上させるために、多相整流回路が有効である。
【００５７】
（３−１）第３の実施形態
図３に示した第３の実施形態では、ダイオード整流回路として、１２相整流回路であるダイオードブリッジ５Ａ、５Ｂを適用している。すなわち、変圧器３の２次側の巻線を２つにし、それぞれで位相を３０°ずらすことで、整流後の凹凸を互いに３０°ずらす。これらを足し合わせると、３０°ごとに凹凸を繰り返す波形となる。
【００５８】
（３−２）第４の実施形態
図４に示す第４の実施形態では、大変圧器３の２次巻線の数を３つに増やし、１８相整流回路であるダイオードブリッジ５Ａ、５Ｂ、５Ｃとしている。第４の実施形態にように１８相整流の場合は２次巻線を、±２０°ずらして出力する。この場合は、整流後の電圧を足し合わせたあとの凹凸の周期が２０°ごとになる。
【００５９】
（３−３）第５の実施形態
図５に示す第５の実施形態では、変圧器３の２次巻線の数を５つに増やして、２４相整流回路であるダイオードブリッジ５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄとしている。第５の実施形態にように２４相整流の場合は各２次巻線の位相は、０°、＋３０°、−１５°、＋１５°であり、ダイオードブリッジ５Ａ〜５Ｄの電圧を全て足し合わせると、電圧の凹凸は１５°ごとになる。なお、図５に示した第５の実施形態では、ダイオードブリッジ５Ａ及び５Ｂと、ダイオードブリッジ５Ｃ及び５Ｄに対して、別々に、コンデンサ１０、ダイオード１４、電解コンデンサ１５、第１の抵抗１６、第２の抵抗１７及びリレー１８Ａが組み込まれている。
【００６０】
上記のように整流回路の相数を増やせば、電力変換装置の平滑度および力率はさらに向上する。しかし、整流回路の相数を増やした分だけ、変圧器３の構造が複雑になる。したがって、実用可能な範囲は、２４相整流までである。
【符号の説明】
【００６１】
１…交流系統
２…浮遊インダクタンス
３…変圧器
４…コンタクタ
５、５Ａ〜５Ｄ…ダイオードブリッジ
６…インバータブリッジ
７…高周波変圧器
８…リアクトル
９…負荷
１０…小容量のコンデンサ
１１…放電抵抗
１２…パワースイッチング素子
１３…電圧検出回路
１４…ダイオード
１５…大容量の電解コンデンサ
１６…第１の抵抗
１７…第２の抵抗
１８…コンタクタの補助ｂ接点
１８Ａ…リレー
１９…電流検出器
２０…検出回路
２１…ロジック回路
２３…駆動回路
ＰＮ…直流母線
Ａ、Ａ１、Ａ２…電力変換装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイオード素子からなり商用周波数の交流系統電圧を整流して直流母線に出力する整流回路と、半導体スイッチング素子からなり前記直流母線の電圧を交流に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路とを有する電力変換装置において、
前記直流母線には、ダイオード及びコンデンサからなる直列回路が接続され、
前記コンデンサは交流系統のインダクタンスに蓄積されたエネルギーを過渡的に吸収可能に構成され、
前記ダイオードのアノード及びカソード間には第１の抵抗が接続され、この第１の抵抗には前記直流母線間に投入されることで前記コンデンサの電荷を放電する第２の抵抗が接続され、
前記インバータ回路の過電流あるいは停止を検出して前記第２の抵抗を投入する抵抗投入手段が設けられたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記整流回路には交流を入り切りするコンタクタが接続され、
前記抵抗投入手段は、前記コンタクタの開放を検出して前記第２の抵抗を投入するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記抵抗投入手段は、前記インバータ回路の過電流あるいは停止を検出して前記第２の抵抗を投入するリレーであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記交流系統が３相交流系統の場合、前記整流回路は前記直流母線に１２相以上の多相整流を出力する多相整流回路から構成されたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１の抵抗及び前記コンデンサの放電時定数は、前記整流回路の出力電圧リプルの周波数に対して充分に長く設定されたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記直流母線における前記インバータ回路の前段に、前記コンデンサよりも小容量のコンデンサが接続されたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１】
ダイオード素子からなり商用周波数の交流系統電圧を整流して直流母線に出力する整流回路と、半導体スイッチング素子からなり前記直流母線の電圧を交流に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路とを有する電力変換装置において、
前記直流母線には、ダイオード及びコンデンサからなる直列回路が接続され、
前記コンデンサは交流系統のインダクタンスに蓄積されたエネルギーを過渡的に吸収可能に構成され、
前記ダイオードのアノード及びカソード間には第１の抵抗が接続され、この第１の抵抗には前記直流母線間に投入されることで前記コンデンサの電荷を放電する第２の抵抗が接続され、
前記インバータ回路の過電流あるいは停止を検出して前記第２の抵抗を投入する抵抗投入手段が設けられたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記整流回路には交流を入り切りするコンタクタが接続され、
前記抵抗投入手段は、前記コンタクタの開放を検出して前記第２の抵抗を投入するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記抵抗投入手段は、前記インバータ回路の過電流あるいは停止を検出して前記第２の抵抗を投入するリレーであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記交流系統が３相交流系統の場合、前記整流回路は前記直流母線に１２相以上の多相整流を出力する多相整流回路から構成されたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１の抵抗及び前記コンデンサの放電時定数は、前記整流回路の出力電圧リプルの周波数に対して充分に長く設定されたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記直流母線における前記インバータ回路の前段に、前記コンデンサよりも小容量のコンデンサが接続されたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１２−２０５４９２（Ｐ２０１２−２０５４９２Ａ）
【公開日】平成２４年１０月２２日（２０１２．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−７１１０２（Ｐ２０１１−７１１０２）
【出願日】平成２３年３月２８日（２０１１．３．２８）
【出願人】（３９１０１７５４０）東芝ＩＴコントロールシステム株式会社 (107)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月２２日（２０１２．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月２８日（２０１１．３．２８）
【出願人】（３９１０１７５４０）東芝ＩＴコントロールシステム株式会社 (107)
【Ｆターム（参考）】
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