電力変換装置
【課題】従来の構成では交流電圧の整流後電圧よりも低い電圧には制御不能であるため、モータの低速運転時には最適な電圧を与えることができないという課題を有していた。本発明は、前記従来の課題を解決するもので、モータの低速時にも最適なフラットな電圧を供給することを目的とする。
【解決手段】コンデンサ容量とインバータ出力電流、出力電圧からリップル電圧の大きさを推定し、この計算結果に同期したＰＷＭ制御による降圧チョッパ制御を行い交流電圧の整流電圧より低意電圧を与えるとともに、フラットな電圧を生成する。
【解決手段】コンデンサ容量とインバータ出力電流、出力電圧からリップル電圧の大きさを推定し、この計算結果に同期したＰＷＭ制御による降圧チョッパ制御を行い交流電圧の整流電圧より低意電圧を与えるとともに、フラットな電圧を生成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動に使用される電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の技術の一実施例を図５、図６に示す。
【０００３】
図５において、交流電源（１００Ｖ）１０ｌはリアクトル１１０を介してＩＧＢＴ１１１、ＩＧＢＴ１１２およびダイオード１０２ａ、ダイオード１０２ｂから成る昇圧チョッパに供給される。
【０００４】
マイクロプロセッサ１０８は温度センサ１０７の出力に応じてインバータ周波数基準をＰＷＭ回路１０９へ与えると共に、直流電圧基準を電圧制御回路１１３に入力し、コンデンサ１０４の電圧と比較増幅して電流基準を出力し、この電流基準と変流器１１６の出力とを電流制御回路１１４で比較増幅し、ＰＷＭ回路１１５を介して昇圧チョッパのＩＧＢＴ１１１、ＩＧＢＴ１１２をＰＷＭ制御する。
【０００５】
すなわち、電圧制御回路１１３、電流制御回路１１４、ＰＷＭ回路１１５、リアクトル１１０、変流器１１６、ＩＧＢＴ１１１、ＩＧＢ１１２、ダイオード１０２ａ、ダイオード１０２ｂ、およびコンデンサ１０４によって昇圧コンバータを形成し、交流入力電流を正弦波にＰＷＭ制御し、直流出力電圧（コンデンサ１０４両端子間電圧）を一定に制御する。
【０００６】
交流入力電圧１００ＶＡＣに対して直流出力電圧は約２８０ＶＤＣに制御され、これによってインバータ出力は交流２００Ｖに制御される。またインバータ周波数を変えるときは、上記直流出力電圧およびインバータ出力電圧は図６のように制御される。
【０００７】
一般に、インバータ電圧ＶＡＣと直流入力電圧ＶＤＣ、変調率Ｍ（１以下）との間にはｋを定数として、数１で示す関係がある。
【０００８】
【数１】
【０００９】
本発明ではインバータ周波数がｂの点で直流電圧を定格値（２８０Ｖ）にし、ＰＷＭ変調率量高にしてインバータ電圧を最高にする。
【００１０】
インバータ周波数がｂ→ａの間はＰＷＭ変調率量高にしたまま、直流電圧をインバータ周波数に比例しで制御し、インバータ電圧を直線的に変化させる。インバータ周波数がａ以下では、直流電圧を一定とし、ＰＷＭ変調率を下げてインバータ電圧を低下させる。また直流電圧の最低値は、交流入力電圧のピーク値より少し高い値（約１５０Ｖ程度、これ以下では制御不能）に設定される。
【００１１】
以上のように、インバータの広い周波数範囲でＰＷＭ変調率量高に保持することによって入力力率が１で電流歪のほとんど無い良質の出力が得られ、またインバータ周波数の低い範囲では直流電圧を下げてＰＷＭを行っているのでリップル電流に起因する電動機騒音を著しく減少させることができる。
【００１２】
電動機のリップル電流は、直流電圧が一定の場合は変調率Ｍ＝０．５附近が最高になり、Ｍ＝０．４の付近は少なくなる。Ｍが一定の場合は、直流電圧にほぼ比例して増加する。一般に家庭用のエアコンでは、夜間は安眠運転として冷却作用を弱めるので、インバータの周波数は図６のａ附近となり、電動機の騒音は著しく低減される。
【００１３】
なお、図６では直流電圧をａ−ｂ間で直線的に変化させているが段階的に変化させることも可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平４−１４５８９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら，前記従来の構成では交流電圧の整流後電圧よりも低い電圧には制御不能であるため、モータの低速運転時には最適な電圧を与えることができないという課題を有していた。
【００１６】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、モータの低速時にも最適なフラットな電圧を供給することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
前記従来の課題を解決するために，本発明の電力変換装置は、リップル電圧の大きさに同期したＰＷＭ制御による降圧チョッパ制御を行い交流電圧の整流後電圧より低い電圧を与えるとともに、フラットな電圧を生成するものである。
【００１８】
また、前記従来の課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、コンデンサ容量とインバータ出力電流、出力電圧からリップル電圧の大きさを推定し、この計算結果に同期したＰＷＭ制御による降圧チョッパ制御を行い交流電圧の整流電圧より低意電圧を与えるとともに、フラットな電圧を生成するものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の電力変換装置は，整流後電圧よりも低い電圧を出力可能とし、さらにリップル電圧を改善することで低速運転時に適したフラットな低電圧を出力できることにより、モータの運転時に発生するリップル電圧の影響による騒音、振動の改善を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施例１における回路ブロック図
【図２】本発明の実施例１における電圧波形を示す図
【図３】本発明の実施例１における電圧波形を示す図
【図４】本発明の実施例２における回路ブロック図
【図５】従来の実施例における回路ブロック図
【図６】従来の実施例における制御パラメータの関係図
【発明を実施するための形態】
【００２１】
第一の発明は、降圧チョッパ回路を用い、整流後電圧よりも低い電圧を出力可能とし、リップル電圧を補正することで低速運転時に適した低電圧出力を得ることが出来るものである。
【００２２】
（実施の形態１）
図１、図２、図３を用いて本発明の実施の形態を説明する。
【００２３】
図１に示すように、交流電源１を全波整流するダイオードをブリッジ接続して構成された整流回路２と、整流回路２の負荷側の２線に並列に接続されたコンデンサ３と、コンデンサ３の負荷側に直列に接続されたスイッチング素子５と、スイッチング素子５の負荷側の２線に並列に接続されたフライホイールダイオード６と、スイッチング素子５の出力側に直列に接続されたリアクトル７と、リアクトル７の負荷側の電圧を検出する電圧検出回路８と、リアクトル７の負荷側に接続されたコンデンサ９と、スイッチング素子５をスイッチング素子５やインバータ回路１１を制御する制御手段１０と、コンデンサ９の負荷側に並列に接続されたインバータ回路１１と、インバータ回路１１の出力によって駆動されるモータ１２が接続される。
【００２４】
スイッチング素子５とフライホイールダイオード６とリアクトル７によって降圧チョッパ回路が構成される。
【００２５】
図２に示すように、交流電源１の電圧ＶＡＣとコンデンサ３の電圧ＶＤＣ３がＶＡＣ＞ＶＤＣ３（実際は整流回路２による順方向電圧と配線抵抗による電圧降下を含む）の関係となる場合にだけ電流が流れるため、負荷電流による放電とが組み合わさった充放電によってコンデンサ３にはリップル電圧が発生する。制御手段１０のＰＷＭ制御によって、スイッチング素子５は駆動され、スイッチング素子５のオン時間で決まる電圧がコンデンサ９に供給されるため、コンデンサ９の電圧ＶＤＣ９にもリップル電圧が発生する。
【００２６】
このリップル電圧がインバータ回路１１で交流出力に変換され負荷へ出力されると、インバータ出力電圧にもリップル電圧が重畳されたものとなり、モータの騒音、振動の原因の一つとなる。
【００２７】
これを改善するために制御手段１０は図３に示すように電圧検出回路８の出力を検出し、以下のようにオン時比率を決定する。
【００２８】
制御手段１０内部で持つ交流電源周波数に対して十分大きい任意の周波数の比較用三角波は、目標電圧Ｖｒとピーク電圧Ｖｐの比をＶｒ／Ｖｐ＝Ｒｖとすると、三角波をＶｐと比較したときのオン時比率をＲｖ％、目標電圧Ｖｒと比較したときオン時比率１００％となるように計算され、スイッチング素子５へのＰＷＭ駆動信号の時比率が決定される。
【００２９】
このとき、実際出力して目標電圧対し過不足がある場合は、一般に既知のＰＩ制御を行い時比率を調整することで目標電圧を達成する。
【００３０】
また、リアクトル７とコンデンサ９により電流の遅れ、進みがあるため一定の時定数を持たせて駆動することで、コンデンサ９の電圧が一定になるように制御する。
【００３１】
この制御により、モータの低速時にも最適な大きさで安定したＶＤＣ９を得ることが出来るものである。
【００３２】
（実施の形態２）
第二の発明は第一の発明のオン時比率決定をインバータの出力電力と関連付けて行うものであり、同様に降圧チョッパ回路を用い、整流後電圧よりも低い電圧を出力可能とし、リップル電圧を補正することで低速運転時に適した低電圧出力を得ることが出来るものである。
【００３３】
図４を用いて本発明の実施の形態を説明する。ただし、第一の発明と同じ箇所は説明を
省略する。
【００３４】
図４に示すように、図１の構成に加え、インバータ出力電流を検出する電流検出手段１３、電流検出手段１４を備えるものである。モータ１２をベクトル制御で駆動する場合においては内部で各相の出力電圧を算出しており、電流検出手段１３、電流検出手段１４と各相出力電圧から出力電力を算出することが可能である。
【００３５】
この出力電力によってコンデンサ９の放電量が決まるため、出力電力量にオン時比率を比例させることで、第一の発明と同様に、モータ低速時にも最適な大きさで安定したＶＤＣ９を得ることが出来るものである。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明は、電力変換装置に幅広く適用できるものである。
【符号の説明】
【００３７】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ コンデンサ
５ スイッチング素子
６ フライホイールダイオード
７ リアクトル
８ 電圧検出回路
９ コンデンサ
１０ 制御手段
１１ インバータ回路
１２ モータ
１３ 電流検出手段
１４ 電流検出手段
１０２ａ ダイオード
１０２ｂ ダイオード
１０４ コンデンサ
１０７ 温度センサ
１０８ マイクロプロセッサ
１０９ ＰＷＭ回路
１１５ ＰＷＭ回路
１１０ リアクトル
１１１ ＩＧＢＴ
１１２ ＩＧＢＴ
１１３ 電圧制御回路
１１４ 電流制御回路
１１６ 変流器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動に使用される電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の技術の一実施例を図５、図６に示す。
【０００３】
図５において、交流電源（１００Ｖ）１０ｌはリアクトル１１０を介してＩＧＢＴ１１１、ＩＧＢＴ１１２およびダイオード１０２ａ、ダイオード１０２ｂから成る昇圧チョッパに供給される。
【０００４】
マイクロプロセッサ１０８は温度センサ１０７の出力に応じてインバータ周波数基準をＰＷＭ回路１０９へ与えると共に、直流電圧基準を電圧制御回路１１３に入力し、コンデンサ１０４の電圧と比較増幅して電流基準を出力し、この電流基準と変流器１１６の出力とを電流制御回路１１４で比較増幅し、ＰＷＭ回路１１５を介して昇圧チョッパのＩＧＢＴ１１１、ＩＧＢＴ１１２をＰＷＭ制御する。
【０００５】
すなわち、電圧制御回路１１３、電流制御回路１１４、ＰＷＭ回路１１５、リアクトル１１０、変流器１１６、ＩＧＢＴ１１１、ＩＧＢ１１２、ダイオード１０２ａ、ダイオード１０２ｂ、およびコンデンサ１０４によって昇圧コンバータを形成し、交流入力電流を正弦波にＰＷＭ制御し、直流出力電圧（コンデンサ１０４両端子間電圧）を一定に制御する。
【０００６】
交流入力電圧１００ＶＡＣに対して直流出力電圧は約２８０ＶＤＣに制御され、これによってインバータ出力は交流２００Ｖに制御される。またインバータ周波数を変えるときは、上記直流出力電圧およびインバータ出力電圧は図６のように制御される。
【０００７】
一般に、インバータ電圧ＶＡＣと直流入力電圧ＶＤＣ、変調率Ｍ（１以下）との間にはｋを定数として、数１で示す関係がある。
【０００８】
【数１】
【０００９】
本発明ではインバータ周波数がｂの点で直流電圧を定格値（２８０Ｖ）にし、ＰＷＭ変調率量高にしてインバータ電圧を最高にする。
【００１０】
インバータ周波数がｂ→ａの間はＰＷＭ変調率量高にしたまま、直流電圧をインバータ周波数に比例しで制御し、インバータ電圧を直線的に変化させる。インバータ周波数がａ以下では、直流電圧を一定とし、ＰＷＭ変調率を下げてインバータ電圧を低下させる。また直流電圧の最低値は、交流入力電圧のピーク値より少し高い値（約１５０Ｖ程度、これ以下では制御不能）に設定される。
【００１１】
以上のように、インバータの広い周波数範囲でＰＷＭ変調率量高に保持することによって入力力率が１で電流歪のほとんど無い良質の出力が得られ、またインバータ周波数の低い範囲では直流電圧を下げてＰＷＭを行っているのでリップル電流に起因する電動機騒音を著しく減少させることができる。
【００１２】
電動機のリップル電流は、直流電圧が一定の場合は変調率Ｍ＝０．５附近が最高になり、Ｍ＝０．４の付近は少なくなる。Ｍが一定の場合は、直流電圧にほぼ比例して増加する。一般に家庭用のエアコンでは、夜間は安眠運転として冷却作用を弱めるので、インバータの周波数は図６のａ附近となり、電動機の騒音は著しく低減される。
【００１３】
なお、図６では直流電圧をａ−ｂ間で直線的に変化させているが段階的に変化させることも可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平４−１４５８９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら，前記従来の構成では交流電圧の整流後電圧よりも低い電圧には制御不能であるため、モータの低速運転時には最適な電圧を与えることができないという課題を有していた。
【００１６】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、モータの低速時にも最適なフラットな電圧を供給することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
前記従来の課題を解決するために，本発明の電力変換装置は、リップル電圧の大きさに同期したＰＷＭ制御による降圧チョッパ制御を行い交流電圧の整流後電圧より低い電圧を与えるとともに、フラットな電圧を生成するものである。
【００１８】
また、前記従来の課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、コンデンサ容量とインバータ出力電流、出力電圧からリップル電圧の大きさを推定し、この計算結果に同期したＰＷＭ制御による降圧チョッパ制御を行い交流電圧の整流電圧より低意電圧を与えるとともに、フラットな電圧を生成するものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の電力変換装置は，整流後電圧よりも低い電圧を出力可能とし、さらにリップル電圧を改善することで低速運転時に適したフラットな低電圧を出力できることにより、モータの運転時に発生するリップル電圧の影響による騒音、振動の改善を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施例１における回路ブロック図
【図２】本発明の実施例１における電圧波形を示す図
【図３】本発明の実施例１における電圧波形を示す図
【図４】本発明の実施例２における回路ブロック図
【図５】従来の実施例における回路ブロック図
【図６】従来の実施例における制御パラメータの関係図
【発明を実施するための形態】
【００２１】
第一の発明は、降圧チョッパ回路を用い、整流後電圧よりも低い電圧を出力可能とし、リップル電圧を補正することで低速運転時に適した低電圧出力を得ることが出来るものである。
【００２２】
（実施の形態１）
図１、図２、図３を用いて本発明の実施の形態を説明する。
【００２３】
図１に示すように、交流電源１を全波整流するダイオードをブリッジ接続して構成された整流回路２と、整流回路２の負荷側の２線に並列に接続されたコンデンサ３と、コンデンサ３の負荷側に直列に接続されたスイッチング素子５と、スイッチング素子５の負荷側の２線に並列に接続されたフライホイールダイオード６と、スイッチング素子５の出力側に直列に接続されたリアクトル７と、リアクトル７の負荷側の電圧を検出する電圧検出回路８と、リアクトル７の負荷側に接続されたコンデンサ９と、スイッチング素子５をスイッチング素子５やインバータ回路１１を制御する制御手段１０と、コンデンサ９の負荷側に並列に接続されたインバータ回路１１と、インバータ回路１１の出力によって駆動されるモータ１２が接続される。
【００２４】
スイッチング素子５とフライホイールダイオード６とリアクトル７によって降圧チョッパ回路が構成される。
【００２５】
図２に示すように、交流電源１の電圧ＶＡＣとコンデンサ３の電圧ＶＤＣ３がＶＡＣ＞ＶＤＣ３（実際は整流回路２による順方向電圧と配線抵抗による電圧降下を含む）の関係となる場合にだけ電流が流れるため、負荷電流による放電とが組み合わさった充放電によってコンデンサ３にはリップル電圧が発生する。制御手段１０のＰＷＭ制御によって、スイッチング素子５は駆動され、スイッチング素子５のオン時間で決まる電圧がコンデンサ９に供給されるため、コンデンサ９の電圧ＶＤＣ９にもリップル電圧が発生する。
【００２６】
このリップル電圧がインバータ回路１１で交流出力に変換され負荷へ出力されると、インバータ出力電圧にもリップル電圧が重畳されたものとなり、モータの騒音、振動の原因の一つとなる。
【００２７】
これを改善するために制御手段１０は図３に示すように電圧検出回路８の出力を検出し、以下のようにオン時比率を決定する。
【００２８】
制御手段１０内部で持つ交流電源周波数に対して十分大きい任意の周波数の比較用三角波は、目標電圧Ｖｒとピーク電圧Ｖｐの比をＶｒ／Ｖｐ＝Ｒｖとすると、三角波をＶｐと比較したときのオン時比率をＲｖ％、目標電圧Ｖｒと比較したときオン時比率１００％となるように計算され、スイッチング素子５へのＰＷＭ駆動信号の時比率が決定される。
【００２９】
このとき、実際出力して目標電圧対し過不足がある場合は、一般に既知のＰＩ制御を行い時比率を調整することで目標電圧を達成する。
【００３０】
また、リアクトル７とコンデンサ９により電流の遅れ、進みがあるため一定の時定数を持たせて駆動することで、コンデンサ９の電圧が一定になるように制御する。
【００３１】
この制御により、モータの低速時にも最適な大きさで安定したＶＤＣ９を得ることが出来るものである。
【００３２】
（実施の形態２）
第二の発明は第一の発明のオン時比率決定をインバータの出力電力と関連付けて行うものであり、同様に降圧チョッパ回路を用い、整流後電圧よりも低い電圧を出力可能とし、リップル電圧を補正することで低速運転時に適した低電圧出力を得ることが出来るものである。
【００３３】
図４を用いて本発明の実施の形態を説明する。ただし、第一の発明と同じ箇所は説明を
省略する。
【００３４】
図４に示すように、図１の構成に加え、インバータ出力電流を検出する電流検出手段１３、電流検出手段１４を備えるものである。モータ１２をベクトル制御で駆動する場合においては内部で各相の出力電圧を算出しており、電流検出手段１３、電流検出手段１４と各相出力電圧から出力電力を算出することが可能である。
【００３５】
この出力電力によってコンデンサ９の放電量が決まるため、出力電力量にオン時比率を比例させることで、第一の発明と同様に、モータ低速時にも最適な大きさで安定したＶＤＣ９を得ることが出来るものである。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明は、電力変換装置に幅広く適用できるものである。
【符号の説明】
【００３７】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ コンデンサ
５ スイッチング素子
６ フライホイールダイオード
７ リアクトル
８ 電圧検出回路
９ コンデンサ
１０ 制御手段
１１ インバータ回路
１２ モータ
１３ 電流検出手段
１４ 電流検出手段
１０２ａ ダイオード
１０２ｂ ダイオード
１０４ コンデンサ
１０７ 温度センサ
１０８ マイクロプロセッサ
１０９ ＰＷＭ回路
１１５ ＰＷＭ回路
１１０ リアクトル
１１１ ＩＧＢＴ
１１２ ＩＧＢＴ
１１３ 電圧制御回路
１１４ 電流制御回路
１１６ 変流器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源を整流する整流回路と，前記整流回路の負荷側に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の負荷側に並列に接続されたダイオードと、前記スイッチング素子と直列に接続されたリアクトルと、前記リアクトルの負荷側に接続された電圧検出手段と、前記電圧検出手段と並列に接続されたコンデンサと、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段と、前記コンデンサの負荷側に接続された３相フルブリッジ回路で構成されたインバータとを備え、前記コンデンサのリップル電圧を基に前記スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
インバータ出力電流を検出する電流検出手段を持つ請求項１に記載の電力変換装置において、前記電流検出手段で検出された電流値と、前記インバータの出力電圧から算出した消費電力を前記スイッチング素子の制御に利用することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源を整流する整流回路と，前記整流回路の負荷側に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の負荷側に並列に接続されたダイオードと、前記スイッチング素子と直列に接続されたリアクトルと、前記リアクトルの負荷側に接続された電圧検出手段と、前記電圧検出手段と並列に接続されたコンデンサと、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段と、前記コンデンサの負荷側に接続された３相フルブリッジ回路で構成されたインバータとを備え、前記コンデンサのリップル電圧を基に前記スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
インバータ出力電流を検出する電流検出手段を持つ請求項１に記載の電力変換装置において、前記電流検出手段で検出された電流値と、前記インバータの出力電圧から算出した消費電力を前記スイッチング素子の制御に利用することを特徴とする電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１２−８５４１１（Ｐ２０１２−８５４１１Ａ）
【公開日】平成２４年４月２６日（２０１２．４．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２２８２８５（Ｐ２０１０−２２８２８５）
【出願日】平成２２年１０月８日（２０１０．１０．８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年４月２６日（２０１２．４．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１０月８日（２０１０．１０．８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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