電流電圧変換回路
【課題】オペアンプを用いた電流電圧変換回路において、動作の安定化を図ると共に接続ケーブルによる入力容量の影響を除去し、帯域の拡大や検出誤差の低減を可能にする。
【解決手段】オペアンプとして電流帰還型オペアンプＡ１Ｉを用い、その帰還回路に、回路入力端子２０２ａとオペアンプＡ１Ｉの反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスＺと、回路入力端子２０２ａとオペアンプＡ１Ｉの出力端子との間に接続された帰還抵抗ＲＦ及び位相補償コンデンサＣＣの並列回路とを備え、補償インピーダンスＺとして、低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、オペアンプＡ１Ｉのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いる。
【解決手段】オペアンプとして電流帰還型オペアンプＡ１Ｉを用い、その帰還回路に、回路入力端子２０２ａとオペアンプＡ１Ｉの反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスＺと、回路入力端子２０２ａとオペアンプＡ１Ｉの出力端子との間に接続された帰還抵抗ＲＦ及び位相補償コンデンサＣＣの並列回路とを備え、補償インピーダンスＺとして、低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、オペアンプＡ１Ｉのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば遠隔地にある測定対象物のインピーダンス測定に使用される電流電圧変換回路に関し、詳しくは、オペアンプにより入力電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１２は、従来の電流電圧変換回路を用いたインピーダンス測定装置を示しており、例えば特許文献１や特許文献２に記載されたものと同等の回路である。
図１２において、ＶＳは信号源、ＲＯは出力抵抗、ＤＵＴはインピーダンスＸを有する測定対象物、１０は電流電圧変換回路、Ａ１はオペアンプ、ＲＦは帰還抵抗、Ｂ１はアンプ、２１，２２はＡ／Ｄ変換回路、３０はＣＰＵ、４０は表示装置である。
また、２０１〜２０４は同軸ケーブル等の接続ケーブル、ＣＨＣ，ＣＬＣ，ＣＬＰ，ＣＨＰはこれらの静電容量を示している。
【０００３】
この従来技術では、信号源ＶＳから測定対象物ＤＵＴに交流電圧を印加し、その時に流れる電流を電流電圧変換回路１０により電圧に変換してＡ／Ｄ変換すると共に、測定対象物ＤＵＴの両端電圧を計装アンプＢ１により増幅してＡ／Ｄ変換し、ＣＰＵ３０がＡ／Ｄ変換回路２１，２２の出力を用いて測定対象物ＤＵＴのインピーダンスを演算している。
なお、図１３は図１２の主要部を等価的に示したものであり、図１３において、ＣＩＮは前記静電容量ＣＬＣ，ＣＬＰの合成容量として表される電流電圧変換回路１０の入力容量である。
【０００４】
さて、ＪＩＳ規格では、静電容量が１〔ｎＦ〕以下のコンデンサを測定する場合には信号源の周波数を１〔ＭＨｚ〕とするように規定されているため、例えば、測定対象物ＤＵＴとして１〔ｐＦ〕を下回る容量のコンデンサを測定する場合には、１〔ＭＨｚ〕における測定対象物ＤＵＴのインピーダンスが１６０〔ｋΩ〕にもなる。
このような場合、オペアンプＡ１の反転入力端子に流入する電流が小さくなるので、帰還抵抗ＲＦを相当程度大きくしなければ検出信号はノイズに埋もれてしまう。しかし、帰還抵抗ＲＦを大きくすると、帰還抵抗ＲＦと入力容量ＣＩＮとの直列回路により分圧されてオペアンプＡ１の反転入力端子に加わる電圧が小さくなり、誤差が大きくなって十分な検出精度を得ることができない。
【０００５】
また、入力容量ＣＩＮが大きい場合、この入力容量ＣＩＮと帰還抵抗ＲＦとの分圧点から反転入力端子に加わる帰還電圧は、オペアンプＡ１の出力電圧に対して位相が回転する。一般にオペアンプＡ１の出力電圧は、数〔ｋＨｚ〕以上で入力電圧に対して位相が９０°遅れているので、この遅れに上述した帰還電圧による遅れが加わると、位相遅れは１８０°にも達して発振（正帰還）に至ってしまい、回路の動作が不安定になる。
【０００６】
上述したような入力容量ＣＩＮに起因する回路の不安定動作等を補償するために、帰還抵抗ＲＦに並列に位相補償コンデンサを接続することが従来から行われている。例えば、図１４は、非特許文献１に記載された回路と同等の従来技術であり、１１は電圧帰還型オペアンプＡ１を用いた電流電圧変換回路、ＣＣは帰還抵抗ＲＦに並列に接続された位相補償コンデンサである。
このように帰還回路に位相補償コンデンサＣＣを付加して入力容量ＣＩＮと直列に接続することにより、位相余裕を十分に確保して回路の安定動作を可能にしている。
【０００７】
なお、図１４に記載された回路は、オペアンプＡ１として電流帰還型のものを用いた電流電圧変換回路にもそのまま適用可能であるが、電流帰還型オペアンプでは反転入力端子のインピーダンスが非常に小さいため、反転動作で使用する場合には入力容量ＣＩＮの影響をほとんど受けることがない。
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−２９４２６９号公報（段落［００１８］〜［００２０］、図２等）
【特許文献２】特許第２９６００９５号公報（第２頁左欄第３行〜右欄第２５行、第３図等）
【非特許文献１】「ＯＰアンプの歴史と回路技術の基礎知識（ＯＰアンプ大全第１巻）」，第６章，６−４ 高速の電流−電圧変換器と反転入力端子の入力容量の影響，ｐ.２４５〜ｐ.２４９，ＣＱ出版社，２００３年１２月１日発行
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ここで、例えば図１４における帰還抵抗ＲＦ＝１００〔ｋΩ〕、入力容量ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕、オペアンプＡ１のＧＢＰ（利得帯域幅積）周波数ｆＧＢＰ＝１００〔ＭＨｚ〕とした場合、非特許文献１によれば、位相補償コンデンサＣＣの容量は、オペアンプＡ１が電流帰還型であれば２．８〔ｐＦ〕、電圧帰還型であれば２．４〔ｐＦ〕となる。この場合、帰還抵抗ＲＦ及び位相補償コンデンサＣＣによるコーナー周波数はそれぞれ５７０〔ｋＨｚ〕，６７０〔ｋＨｚ〕となり、何れにしても周波数帯域が狭くなるという問題がある。
なお、位相補償コンデンサＣＣの容量は、入力容量ＣＩＮに応じて大きな値となる。
【００１０】
また、位相補償コンデンサＣＣと入力容量ＣＩＮとによる分圧電圧がオペアンプＡ１の反転入力端子に入力される結果、ＣＩＮ＝０〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがない状態）と、ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがある状態）とでは、図１５に示す如く、信号源ＶＳによる測定周波数が１〔ＭＨｚ〕の時に電流電圧変換回路のトランスインピーダンスが約３０％も異なる。すなわち、接続ケーブルの長さによってインピーダンス測定値が左右されるという問題もあった。
【００１１】
更に、電流帰還型オペアンプＡ１を使用した場合、例えば１〔ｎＦ〕の入力容量ＣＩＮを補償するためには数〔ｐＦ〕の位相補償コンデンサＣＣを用いる必要があるが、接続ケーブルが短くなって入力容量ＣＩＮが小さくなると、測定周波数の高周波数領域において帰還電流が増加するという特有の問題がある。
また、測定対象物ＤＵＴがコンデンサである場合には、このコンデンサと帰還抵抗ＲＦとの直列回路が微分回路を構成するので、帯域を制限するために位相補償コンデンサＣＣをある程度大きくする必要があるが、その場合にも高周波数領域において帰還電流が増加する。このように帰還電流が大きくなると、回路動作が不安定になる。
加えて、一般に電流帰還型オペアンプのトランスインピーダンスは１〔ＭＨｚ〕で１００〔ｋΩ〕程度であるが、帰還抵抗を１００〔ｋΩ〕とした場合、ループゲインは１しか得られず、全く精度が出ないという問題があった。
【００１２】
なお、高周波数領域において接続ケーブルの入力容量による影響を低減することを目的としたインピーダンス測定装置として、特開２００４−３１７３４５号公報、同２００４−３１７３９１号公報等に記載された公知技術が存在するが、何れも帰還系を安定させるために数〔ｍｓ〕の時間を要するため、高速測定には向かないものであった。
【００１３】
そこで、本発明の解決課題は、動作の安定化を図ると共に接続ケーブルによる入力容量の影響を除去し、しかも周波数帯域の拡大や検出誤差の低減を可能にした電流電圧変換回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記帰還抵抗及び位相補償コンデンサの並列回路と、を備え、
前記補償インピーダンスとして、低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いるものである。
【００１５】
請求項２に係る発明は、出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備え、
前記補償インピーダンスとして、低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いるものである。
【００１６】
請求項３に係る発明は、出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電圧帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、前記入力電流が流入する回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備えるものである。
【００１７】
請求項４に係る発明は、請求項１において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたものである。
【００１８】
請求項５に係る発明は、請求項２において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたものである。
【００１９】
請求項６に係る発明は、請求項３において、
前記回路入力端子と前記オペアンプの反転入力端子及び非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続される直流カット用のコンデンサと、前記反転入力端子に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、前記回路入力端子と前記非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたものである。
【００２０】
請求項７に係る発明は、請求項５または６において、
前記帰還抵抗と前記位相補償コンデンサとの接続点と、前記アンプの入力端子との間に、前記オペアンプの出力電圧を前記回路入力端子側に帰還して前記回路入力端子の電圧をほぼゼロに維持するための電圧帰還回路を接続したものである。
【００２１】
請求項８に係る発明は、請求項４〜７の何れか１項において、
前記オペアンプのバイアス電流に比べて、前記直流サーボ回路の積分回路を構成するオペアンプのバイアス電流が十分に小さいことを特徴とする。
【００２２】
請求項９に係る発明は、請求項１〜８の何れか１項に記載した電流電圧変換回路が、前記回路入力端子に同軸ケーブルを介して接続された遠隔地の測定対象物のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置として構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
請求項１に係る発明によれば、電流帰還型オペアンプの反転入力端子に所定の特性を持った補償インピーダンスを挿入することにより、位相余裕を十分に確保して回路の安定動作を可能にし、また、接続ケーブルの長さによって測定値が左右されない電流電圧変換回路を実現することができる。
【００２４】
請求項２に係る発明によれば、電流帰還型オペアンプの出力側に所定の利得を有するアンプを挿入することにより、請求項１の発明の効果に加えて、電流帰還型オペアンプの等価的なトランスインピーダンスを増加させることができ、帰還抵抗を大きくした場合でも検出誤差を低減させることが可能である。
【００２５】
請求項３に係る発明によれば、電圧帰還型オペアンプの出力側に所定の利得を有するアンプを挿入することにより、従来よりも周波数帯域を大幅に拡げると共に検出誤差を低減させることができる。
【００２６】
請求項４〜６，８に係る発明によれば、電流帰還型または電圧帰還型オペアンプの入力側に直流サーボ回路を接続したことにより、オペアンプのバイアス電流に起因して過大な直流オフセット電圧が出力されるのを防止することができる。
【００２７】
請求項７に係る発明によれば、電流帰還型または電圧帰還型オペアンプの出力側に電圧帰還回路を接続したことにより、直流サーボ回路の入力電圧をほぼゼロに維持し、過大な入力電圧による直流サーボ回路の異常動作を防止してオペアンプの基準電圧を所定のレベルに保つことが可能である。
【００２８】
なお、請求項９に記載するように、本発明は、遠隔地にある測定対象物のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置として用いると好適である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、請求項１に係る本発明の第１実施形態をインピーダンス測定装置に適用した場合の回路図である。図１において、電流電圧変換回路１０１以外の構成は図１２と同一であるため、同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では電流電圧変換回路１０１の構成を中心に説明する。
【００３０】
すなわち、電流電圧変換回路１０１において、Ａ１Ｉは電流帰還型オペアンプであり、その出力端子と反転入力端子との間の帰還回路には、補償インピーダンスＺと、帰還抵抗ＲＦと位相補償コンデンサＣＣとの並列回路とが直列に接続されている。オペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子には、グラウンドの基準電圧が与えられている。また、帰還抵抗ＲＦと位相補償コンデンサＣＣとの並列回路と補償インピーダンスＺとの接続点すなわち回路入力端子２０２ａは、静電容量ＣＬＣを有する同軸ケーブル等の接続ケーブル２０２を介して、例えば遠隔地にある測定対象物ＤＵＴの一端に接続されている。
オペアンプＡ１Ｉの出力端子は、回路出力端子２０２ｂを介して、図１２と同様にＡ／Ｄ変換回路２１に接続されている。
【００３１】
ここで、補償インピーダンスＺは、後述する如く、接続ケーブル２０２の長さの影響を低減するために、低周波数領域では低インピーダンスになり、高周波数領域では高インピーダンスになると共に、回路の安定性向上を目的として、オペアンプＡ１Ｉのループゲインが小さくなる周波数領域では入出力の位相差が０°に近い値になるような素子によって構成される。
【００３２】
なお、第１実施形態によるインピーダンスの測定動作は、基本的に図１２の従来技術と同様である。すなわち、信号源ＶＳからの交流電圧により測定対象物ＤＵＴを流れる電流を電流電圧変換回路１０１により電圧に変換し、他方、測定対象物ＤＵＴの両端電圧を計装アンプＢ１により増幅し、これら両電圧をＡ／Ｄ変換後にＣＰＵ３０にて演算処理することにより、測定対象物ＤＵＴのインピーダンスを測定する。
第２実施形態以降の電流電圧変換回路を用いてインピーダンスを測定する場合の動作も、上記と同様である。
【００３３】
次に、第１実施形態の電流電圧変換回路１０１の安定性について考察する。
図１６は、比較のために、従来技術として説明した図１４におけるオペアンプＡ１として電流帰還型オペアンプＡ１Ｉを用いた場合の電流電圧変換回路１１を示しており、周波数帯域は例えば３〔ＭＨｚ〕に設定されている。
【００３４】
図１６において、ＲＦ＝１〔ｋΩ〕，ＣＣ＝５０〔ｐＦ〕として入力容量ＣＩＮを５０〔ｐＦ〕，５００〔ｐＦ〕としたときの電流増幅率及び位相の周波数特性を図１７に示す。
この図１７によれば、ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕における位相余裕は約３０°あるが、ＣＩＮ＝５０〔ｐＦ〕における位相余裕はほぼ０°であり、接続ケーブルの長さが変わって入力容量ＣＩＮが変化することで回路が不安定になることが判る。
【００３５】
一方、図２は、図１の実施形態の主要部を示した回路図であり、この回路を対象として安定性を評価してみる。
図３は、図２におけるＲＦ＝１〔ｋΩ〕，ＣＣ＝５０〔ｐＦ〕とし、補償インピーダンスＺとして１〔ｋΩ〕の抵抗と２０〔μＨ〕のインダクタンスとの並列回路を用いた場合に、入力容量ＣＩＮを５０〔ｐＦ〕，５００〔ｐＦ〕としたときの電流増幅率及び位相の周波数特性を示している。
図３によれば、ＣＩＮ＝５０〔ｐＦ〕における位相余裕は約６０°であり、ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕においても約４５°の位相余裕が確保されているため、接続ケーブル２０２の長さに関わらず回路が安定であることが判る。
【００３６】
次いで、補償インピーダンスＺの大きさが電流電圧変換回路１０１の出力電圧に与える影響について考察する。ここでは、測定周波数の低周波数領域について考えるものとし、図１，図２における位相補償コンデンサＣＣの影響を無視するものとする。
この場合、図２における電流電圧変換回路１０１の出力電圧ＶＯは、数式１によって与えられる。なお、数式１において、ＩＩＮは電流電圧変換回路１０１に流れ込む電流（検出電流）、ＴはオペアンプＡ１Ｉのトランスインピーダンス、ｓはラプラス演算子である。
【００３７】
【数１】
【００３８】
数式１によれば、低周波数領域において補償インピーダンスＺが十分に小さければ、接続ケーブルの長さが変わって入力容量ＣＩＮが変化しても、測定値に及ぼす影響が少ないことが判る。
このように接続ケーブルの影響を小さくしつつ回路の安定性を確保するために、前述した如く、補償インピーダンスＺは、低周波数領域では低インピーダンスであって高周波数領域では高インピーダンスとなり、オペアンプＡ１Ｉのループゲインが小さくなる周波数領域では入出力の位相差が０°に近くなるような素子、例えば、抵抗とインダクタンスとの並列回路やフェライトビーズによって構成することが好ましい。
【００３９】
以上のように第１実施形態によれば、電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの反転入力端子に所定の特性の補償インピーダンスＺを接続することにより、位相余裕を十分に確保して回路の安定動作を可能にし、接続ケーブルの長さの影響を受けない電流電圧変換回路を実現することができる。
【００４０】
次に、請求項２に係る本発明の第２実施形態を説明する。図４は、この実施形態の構成を示す回路図であり、図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図４と図１との相違点は、電流電圧変換回路１０２において、電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの出力端子と回路出力端子２０２ｂとの間に利得Ｋ（Ｋ＞１）のアンプＡ２を接続した点にあり、その他の構成は図１と同一である。
【００４１】
図１の第１実施形態では、前記数式１から明らかなように、低周波数領域において帰還抵抗ＲＦの値を大きくすると数式１の右辺分母の第１項が大きくなり、これが検出誤差を増大させるおそれがある。
これに対し、第２実施形態では、位相補償コンデンサＣＣが有効に作用しない低周波数領域では、オペアンプＡ１ＩのトランスインピーダンスＴが等価的にアンプＡ２の利得によってＫ倍されることになり、ループゲインを大きくして検出誤差を小さくすることができる。
【００４２】
次いで、請求項３に係る本発明の第３実施形態を説明する。図５は、この実施形態の構成を示す回路図である。
この実施形態は、電流電圧変換回路１０３として電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖを使用すると共に、図４における補償インピーダンスＺを除去してオペアンプＡ１Ｖの反転入力端子を回路入力端子２０２ａに接続したものであり、オペアンプＡ１Ｖの後段のアンプＡ２を含む帰還回路の構成は図４と同一である。
【００４３】
本実施形態は、オペアンプＡ１Ｖの帰還回路に利得ＫのアンプＡ２、位相補償コンデンサＣＣ及び帰還抵抗ＲＦを含む点で図４と共通するが、アンプＡ２は、主として周波数帯域の拡大と接続ケーブル２０２の入力容量による影響低減のために挿入されている。
【００４４】
図５において、回路が安定であるためには、回路全体の利得が１となる周波数で４５°以上の位相余裕を確保できればよいことから、位相補償コンデンサの容量ＣＣについて以下の数式２が得られる。なお、数式２において、ｆＧＢＰはオペアンプＡ１ＶのＧＢＰ（利得帯域幅積）周波数である。
【００４５】
【数２】
【００４６】
ここで、図１４（アンプＡ２を有しない従来技術）に関して説明したのと同様に、帰還抵抗ＲＦ＝１００〔ｋΩ〕、入力容量ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕、ＧＢＰ周波数ｆＧＢＰ＝１００〔ＭＨｚ〕とし、図５におけるアンプＡ２の利得Ｋ＝１００とした場合、安定性を確保するための位相補償コンデンサの容量ＣＣは、数式３により求められる。
【００４７】
【数３】
【００４８】
また、このときのコーナー周波数ｆＣは、数式４によって表される。
【００４９】
【数４】
【００５０】
この数式４から、本実施形態によれば、図１４において電圧帰還型のオペアンプを使用した場合のコーナー周波数である６７０〔ｋＨｚ〕に対して、周波数帯域を１０倍（＝√Ｋ倍）に拡大することができ、利得Ｋを大きくするほど周波数帯域を拡げることが可能である。
【００５１】
図６は、ＣＩＮ＝０〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがない状態）、及びＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがある状態）のトランスインピーダンスの周波数特性図である。図１５との比較から明らかなように、本実施形態では、測定周波数が１〔ＭＨｚ〕の時にトランスインピーダンスの差が３％以内となっており、接続ケーブルの長さが測定値に及ぼす影響もほとんどなくなっている。
【００５２】
次に、図７は、前後するが請求項５に係る本発明の第４実施形態を示す回路図である。
一般的に、電流帰還型オペアンプの反転入力端子には数〔μＡ〕のバイアス電流が流れる。このため、検出感度を上げる目的で帰還抵抗ＲＦに１００〔ｋΩ〕というような大きな値を選ぶと、図４の実施形態ではアンプＡ２の出力に大きな直流オフセット電圧が現れて測定値の指示が振り切れてしまい、測定不能になるおそれがある。
【００５３】
そこで、本実施形態では、図７に示すように電流電圧変換回路１０２の入力側に直流サーボ回路５０を追加し、その出力によってオペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子に与えるバイアス電圧のレベルを補正することにより、オペアンプＡ１Ｉのバイアス電流に起因して電流電圧変換回路１０２から過大な直流オフセット電圧が出力されるのを防止するようにした。
なお、この実施形態において、電流電圧変換回路１０２及び直流サーボ回路５０を組み合わせた回路全体についても電流電圧変換回路ということとし、その符号を１０４とする。
【００５４】
図７において、直流サーボ回路５０は、回路入力端子２０２ａと補償インピーダンスＺの一端との間に接続された直流カット用のコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１と、積分回路を構成するオペアンプＡ３、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２とからなっており、オペアンプＡ３の出力端子は電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子に接続されていると共に、オペアンプＡ３の非反転入力端子はグラウンドに接続されている。
このような構成において、オペアンプＡ３によってａ点の電位とグラウンド電位との誤差電圧が積分され、その積分値がオペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子にバイアス電圧として加わることになり、前記誤差電圧がゼロになるように、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧、ひいてはアンプＡ２から出力される直流オフセット電圧が抑制される。
ここで、直流サーボ回路５０内のオペアンプＡ３としては、オペアンプＡ１Ｉに比べてバイアス電流が十分に小さいものを選ぶことが必要である。
【００５５】
この実施形態における直流サーボ回路５０の動作を、更に詳述する。
（１）直流サーボ回路５０内のコンデンサＣ１により、オペアンプＡ１Ｉのバイアス電流は帰還抵抗ＲＦを流れなくなる。
（２）いま、オペアンプＡ１Ｉの反転入力端子からバイアス電流が抵抗Ｒ１に流れ出ると仮定すると、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧は負側に振れる。オペアンプＡ１Ｉの後段のアンプＡ２の利得Ｋは正であるため、アンプＡ２の出力電圧、つまり図７のａ点の電圧も負側に振れる。
【００５６】
（３）このとき、直流サーボ回路５０内のオペアンプＡ３の出力電圧、つまりオペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子の電圧は正側に振れるので、その出力電圧及びアンプＡ２の出力電圧も正側に振れる。
このため、アンプＡ２の出力電圧は正負が相殺されるので、その直流オフセット電圧はほぼゼロになる。より詳細には、ａ点の電圧は、オペアンプＡ３の入力オフセット電圧と、オペアンプＡ３の小さなバイアス電流による抵抗Ｒ２の電圧降下との和以下の値に抑え込まれる。
よって、帰還抵抗ＲＦが大きい場合でも、オペアンプＡ１Ｉのバイアス電流による過大な直流オフセット電圧の発生を防止することができる。
【００５７】
なお、上述した着想は図１の第１実施形態にも適用可能である。
すなわち、図８は請求項４に係る本発明の第５実施形態を示す回路図であり、第１実施形態の電流電圧変換回路１０１の入力側に直流サーボ回路５０を追加し、この回路全体を電流電圧変換回路１０５として構成した例である。
この実施形態の動作は基本的に図７と同様であり、オペアンプＡ１Ｉの直流オフセット電圧及びａ点の電圧をほぼゼロに保つことができる。
【００５８】
次に、図９は、請求項６に係る本発明の第６実施形態を示す回路図である。
図５に示した第３実施形態において、測定周波数を高く（例えば１〔ＭＨｚ〕に）する場合には、電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖとして広帯域かつ低雑音のものを使用する必要がある。しかし、一般にこの種の電圧帰還型オペアンプには数〔μＡ〕のバイアス電流が流れるため、図７の電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの場合と同様の問題を生じる。
【００５９】
そこで、図９に示す第６実施形態では、図７と同様に電流電圧変換回路１０３の入力側に直流サーボ回路５０を追加し、その回路全体を電流電圧変換回路１０６として構成した。
この実施形態における直流サーボ回路５０の動作は図７と同様であるため、重複を避けるために説明を省略する。
本実施形態においても、電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖのバイアス電流に起因する直流オフセット電圧及びａ点の電圧をほぼゼロに維持することができる。
【００６０】
次いで、図１０は、請求項７に係る本発明の第７実施形態を示す回路図である。
この実施形態は、図７の回路において直流サーボ回路５０に過大な電圧が入力された際の異常動作を防止するためのものである。
【００６１】
図１０において、図７と異なるのは、回路入力端子２０２ａとオペアンプＡ１Ｉの出力端子との間に、ダイオードＤ１，Ｄ３の直列回路とダイオードＤ２，Ｄ４の直列回路とを逆並列に接続し、各直列回路の内部接続点を一括して抵抗Ｒ３を介しグラウンドに接続した点である。なお、これらのダイオードＤ１〜Ｄ４及び抵抗Ｒ３からなる回路を、ここでは電圧帰還回路と呼ぶこととする。
また、この実施形態では、上記電流電圧変換回路１０７及び直流サーボ回路５０からなる回路全体を電流電圧変換回路１０８としてある。
【００６２】
以下、本実施形態の動作について説明する。
まず、前述した図７の回路において、測定対象物ＤＵＴとして１〔ｐＦ〕のコンデンサを１〔ＭＨｚ〕の周波数で測定する場合、コンデンサのインピーダンスは１６０〔ｋΩ〕と大きな値になるため、帰還抵抗ＲＦとしては、例えば１００〔ｋΩ〕のものが使用される。
【００６３】
このとき、コンデンサが残留電荷によって１０〔ｍＶ〕に充電されていたとすると、その残留電荷は電流電圧変換回路１０２を介して放電される。しかし、放電電流を制限するのは信号源ＶＳ側の出力抵抗Ｒ０（一般に５０〔Ω〕）だけであるため、アンプＡ２の出力電圧は、
１０〔ｍＶ〕×（ＲＦ／Ｒ０）
＝１０〔ｍＶ〕×（１００〔ｋΩ〕／５０〔Ω〕）＝２０〔Ｖ〕
まで振れようとし、実質的には電源電圧付近の値でクリップされる。つまり、図７におけるａ点の電圧はゼロにならないため、直流サーボ回路５０の出力電圧（オペアンプＡ１Ｉの基準電圧）が所望の直流レベルからずれてしまう。このように一旦、直流レベルがずれると、直流サーボ回路５０内のコンデンサや抵抗の時定数により、所定レベルに回復するまでに相当の時間を要してしまい、測定動作に支障をきたすことになる。
このような問題は、測定対象物ＤＵＴであるコンデンサが短絡していた場合にも起こり得るものである。
【００６４】
そこで、本実施形態では、図１０に示す如く、オペアンプＡ１Ｉの出力側にダイオードＤ１〜Ｄ４及び抵抗Ｒ３からなる電圧帰還回路１１１を挿入し、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧を上記ダイオードＤ１〜Ｄ４を介してａ点に帰還させることでａ点の電圧をほぼゼロに保つようにした。
すなわち、仮に測定対象物ＤＵＴとして残留電荷があるコンデンサが接続されると、そのコンデンサの電圧が入力される直流サーボ回路５０の出力によって図１０のオペアンプＡ１Ｉの出力電圧はある大きさになる。しかし、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧が電圧帰還回路１１１内のダイオードＤ１，Ｄ３の直列回路、またはダイオードＤ２，Ｄ４の直列回路のオン電圧を超えると、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧は電圧帰還回路１１１を介してａ点に帰還されることになり、ａ点の電圧はゼロに維持される。
【００６５】
このため、直流サーボ回路５０が過大な入力電圧によって異常動作するのを防止することができ、オペアンプＡ１Ｉの基準電圧が所定のレベルからずれてしまう不都合を回避することができる。
なお、電圧帰還回路１１１内の抵抗Ｒ３は帰還抵抗ＲＦに比べて十分に小さい値であり、ダイオードＤ１〜Ｄ４からの漏れ電流をグラウンド側に流す作用を果たしている。
【００６６】
最後に、図１１は、請求項７に係る本発明の第８実施形態の主要部を示す回路図である。
本実施形態は、図９に示した如く電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖを有する回路に電圧帰還回路１１１を追加して電流電圧変換回路１０９を構成した例であり、この電流電圧変換回路１０９及び直流サーボ回路５０からなる回路全体を電流電圧変換回路１１０として示してある。
なお、その動作は図１０と同様であるため、説明を省略する。
この実施形態においても、過大な入力電圧による直流サーボ回路５０の異常動作を防止し、オペアンプＡ１Ｖの基準電圧を所定のレベルに保つことができる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明の第１実施形態が適用されるインピーダンス測定装置の回路図である。
【図２】本発明の第１実施形態の回路図である。
【図３】図２の回路における電流増幅率，位相の周波数特性図である。
【図４】本発明の第２実施形態が適用されるインピーダンス測定装置の回路図である。
【図５】本発明の第３実施形態が適用されるインピーダンス測定装置の回路図である。
【図６】図５におけるトランスインピーダンスの周波数特性図である。
【図７】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【図８】本発明の第５実施形態を示す回路図である。
【図９】本発明の第６実施形態を示す回路図である。
【図１０】本発明の第７実施形態を示す回路図である。
【図１１】本発明の第８実施形態を示す回路図である。
【図１２】従来技術が適用されるインピーダンス測定装置の回路図である。
【図１３】図１２の主要部を等価的に示した回路図である。
【図１４】他の従来技術を示す回路図である。
【図１５】図１４におけるトランスインピーダンスの周波数特性図である。
【図１６】電流帰還型オペアンプを用いた電流電圧変換回路の回路図である。
【図１７】図１６の回路における電流増幅率，位相の周波数特性図である。
【符号の説明】
【００６８】
２１，２２：Ａ／Ｄ変換回路
３０：ＣＰＵ
４０：表示装置
５０：直流サーボ回路
１０１〜１１０：電流電圧変換回路
１１１：電圧帰還回路
２０１〜２０４：接続ケーブル
２０２ａ：回路入力端子
２０２ｂ：回路出力端子
ＶＳ：信号源
ＲＯ：出力抵抗
Ｒ１〜Ｒ３：抵抗
ＣＨＣ，ＣＬＣ，ＣＨＰ，ＣＬＰ：静電容量
ＣＩＮ：入力容量
ＣＣ：位相補償コンデンサ
ＲＦ：帰還抵抗
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４：ダイオード
ＤＵＴ：測定対象物
Ｘ：インピーダンス
Ｚ：補償インピーダンス
Ａ１，Ａ１Ｉ，Ａ１Ｖ，Ａ３：オペアンプ
Ａ２：アンプ
Ｂ１：計装アンプ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば遠隔地にある測定対象物のインピーダンス測定に使用される電流電圧変換回路に関し、詳しくは、オペアンプにより入力電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１２は、従来の電流電圧変換回路を用いたインピーダンス測定装置を示しており、例えば特許文献１や特許文献２に記載されたものと同等の回路である。
図１２において、ＶＳは信号源、ＲＯは出力抵抗、ＤＵＴはインピーダンスＸを有する測定対象物、１０は電流電圧変換回路、Ａ１はオペアンプ、ＲＦは帰還抵抗、Ｂ１はアンプ、２１，２２はＡ／Ｄ変換回路、３０はＣＰＵ、４０は表示装置である。
また、２０１〜２０４は同軸ケーブル等の接続ケーブル、ＣＨＣ，ＣＬＣ，ＣＬＰ，ＣＨＰはこれらの静電容量を示している。
【０００３】
この従来技術では、信号源ＶＳから測定対象物ＤＵＴに交流電圧を印加し、その時に流れる電流を電流電圧変換回路１０により電圧に変換してＡ／Ｄ変換すると共に、測定対象物ＤＵＴの両端電圧を計装アンプＢ１により増幅してＡ／Ｄ変換し、ＣＰＵ３０がＡ／Ｄ変換回路２１，２２の出力を用いて測定対象物ＤＵＴのインピーダンスを演算している。
なお、図１３は図１２の主要部を等価的に示したものであり、図１３において、ＣＩＮは前記静電容量ＣＬＣ，ＣＬＰの合成容量として表される電流電圧変換回路１０の入力容量である。
【０００４】
さて、ＪＩＳ規格では、静電容量が１〔ｎＦ〕以下のコンデンサを測定する場合には信号源の周波数を１〔ＭＨｚ〕とするように規定されているため、例えば、測定対象物ＤＵＴとして１〔ｐＦ〕を下回る容量のコンデンサを測定する場合には、１〔ＭＨｚ〕における測定対象物ＤＵＴのインピーダンスが１６０〔ｋΩ〕にもなる。
このような場合、オペアンプＡ１の反転入力端子に流入する電流が小さくなるので、帰還抵抗ＲＦを相当程度大きくしなければ検出信号はノイズに埋もれてしまう。しかし、帰還抵抗ＲＦを大きくすると、帰還抵抗ＲＦと入力容量ＣＩＮとの直列回路により分圧されてオペアンプＡ１の反転入力端子に加わる電圧が小さくなり、誤差が大きくなって十分な検出精度を得ることができない。
【０００５】
また、入力容量ＣＩＮが大きい場合、この入力容量ＣＩＮと帰還抵抗ＲＦとの分圧点から反転入力端子に加わる帰還電圧は、オペアンプＡ１の出力電圧に対して位相が回転する。一般にオペアンプＡ１の出力電圧は、数〔ｋＨｚ〕以上で入力電圧に対して位相が９０°遅れているので、この遅れに上述した帰還電圧による遅れが加わると、位相遅れは１８０°にも達して発振（正帰還）に至ってしまい、回路の動作が不安定になる。
【０００６】
上述したような入力容量ＣＩＮに起因する回路の不安定動作等を補償するために、帰還抵抗ＲＦに並列に位相補償コンデンサを接続することが従来から行われている。例えば、図１４は、非特許文献１に記載された回路と同等の従来技術であり、１１は電圧帰還型オペアンプＡ１を用いた電流電圧変換回路、ＣＣは帰還抵抗ＲＦに並列に接続された位相補償コンデンサである。
このように帰還回路に位相補償コンデンサＣＣを付加して入力容量ＣＩＮと直列に接続することにより、位相余裕を十分に確保して回路の安定動作を可能にしている。
【０００７】
なお、図１４に記載された回路は、オペアンプＡ１として電流帰還型のものを用いた電流電圧変換回路にもそのまま適用可能であるが、電流帰還型オペアンプでは反転入力端子のインピーダンスが非常に小さいため、反転動作で使用する場合には入力容量ＣＩＮの影響をほとんど受けることがない。
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−２９４２６９号公報（段落［００１８］〜［００２０］、図２等）
【特許文献２】特許第２９６００９５号公報（第２頁左欄第３行〜右欄第２５行、第３図等）
【非特許文献１】「ＯＰアンプの歴史と回路技術の基礎知識（ＯＰアンプ大全第１巻）」，第６章，６−４ 高速の電流−電圧変換器と反転入力端子の入力容量の影響，ｐ.２４５〜ｐ.２４９，ＣＱ出版社，２００３年１２月１日発行
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ここで、例えば図１４における帰還抵抗ＲＦ＝１００〔ｋΩ〕、入力容量ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕、オペアンプＡ１のＧＢＰ（利得帯域幅積）周波数ｆＧＢＰ＝１００〔ＭＨｚ〕とした場合、非特許文献１によれば、位相補償コンデンサＣＣの容量は、オペアンプＡ１が電流帰還型であれば２．８〔ｐＦ〕、電圧帰還型であれば２．４〔ｐＦ〕となる。この場合、帰還抵抗ＲＦ及び位相補償コンデンサＣＣによるコーナー周波数はそれぞれ５７０〔ｋＨｚ〕，６７０〔ｋＨｚ〕となり、何れにしても周波数帯域が狭くなるという問題がある。
なお、位相補償コンデンサＣＣの容量は、入力容量ＣＩＮに応じて大きな値となる。
【００１０】
また、位相補償コンデンサＣＣと入力容量ＣＩＮとによる分圧電圧がオペアンプＡ１の反転入力端子に入力される結果、ＣＩＮ＝０〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがない状態）と、ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがある状態）とでは、図１５に示す如く、信号源ＶＳによる測定周波数が１〔ＭＨｚ〕の時に電流電圧変換回路のトランスインピーダンスが約３０％も異なる。すなわち、接続ケーブルの長さによってインピーダンス測定値が左右されるという問題もあった。
【００１１】
更に、電流帰還型オペアンプＡ１を使用した場合、例えば１〔ｎＦ〕の入力容量ＣＩＮを補償するためには数〔ｐＦ〕の位相補償コンデンサＣＣを用いる必要があるが、接続ケーブルが短くなって入力容量ＣＩＮが小さくなると、測定周波数の高周波数領域において帰還電流が増加するという特有の問題がある。
また、測定対象物ＤＵＴがコンデンサである場合には、このコンデンサと帰還抵抗ＲＦとの直列回路が微分回路を構成するので、帯域を制限するために位相補償コンデンサＣＣをある程度大きくする必要があるが、その場合にも高周波数領域において帰還電流が増加する。このように帰還電流が大きくなると、回路動作が不安定になる。
加えて、一般に電流帰還型オペアンプのトランスインピーダンスは１〔ＭＨｚ〕で１００〔ｋΩ〕程度であるが、帰還抵抗を１００〔ｋΩ〕とした場合、ループゲインは１しか得られず、全く精度が出ないという問題があった。
【００１２】
なお、高周波数領域において接続ケーブルの入力容量による影響を低減することを目的としたインピーダンス測定装置として、特開２００４−３１７３４５号公報、同２００４−３１７３９１号公報等に記載された公知技術が存在するが、何れも帰還系を安定させるために数〔ｍｓ〕の時間を要するため、高速測定には向かないものであった。
【００１３】
そこで、本発明の解決課題は、動作の安定化を図ると共に接続ケーブルによる入力容量の影響を除去し、しかも周波数帯域の拡大や検出誤差の低減を可能にした電流電圧変換回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記帰還抵抗及び位相補償コンデンサの並列回路と、を備え、
前記補償インピーダンスとして、低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いるものである。
【００１５】
請求項２に係る発明は、出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備え、
前記補償インピーダンスとして、低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いるものである。
【００１６】
請求項３に係る発明は、出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電圧帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、前記入力電流が流入する回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備えるものである。
【００１７】
請求項４に係る発明は、請求項１において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたものである。
【００１８】
請求項５に係る発明は、請求項２において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたものである。
【００１９】
請求項６に係る発明は、請求項３において、
前記回路入力端子と前記オペアンプの反転入力端子及び非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続される直流カット用のコンデンサと、前記反転入力端子に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、前記回路入力端子と前記非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたものである。
【００２０】
請求項７に係る発明は、請求項５または６において、
前記帰還抵抗と前記位相補償コンデンサとの接続点と、前記アンプの入力端子との間に、前記オペアンプの出力電圧を前記回路入力端子側に帰還して前記回路入力端子の電圧をほぼゼロに維持するための電圧帰還回路を接続したものである。
【００２１】
請求項８に係る発明は、請求項４〜７の何れか１項において、
前記オペアンプのバイアス電流に比べて、前記直流サーボ回路の積分回路を構成するオペアンプのバイアス電流が十分に小さいことを特徴とする。
【００２２】
請求項９に係る発明は、請求項１〜８の何れか１項に記載した電流電圧変換回路が、前記回路入力端子に同軸ケーブルを介して接続された遠隔地の測定対象物のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置として構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
請求項１に係る発明によれば、電流帰還型オペアンプの反転入力端子に所定の特性を持った補償インピーダンスを挿入することにより、位相余裕を十分に確保して回路の安定動作を可能にし、また、接続ケーブルの長さによって測定値が左右されない電流電圧変換回路を実現することができる。
【００２４】
請求項２に係る発明によれば、電流帰還型オペアンプの出力側に所定の利得を有するアンプを挿入することにより、請求項１の発明の効果に加えて、電流帰還型オペアンプの等価的なトランスインピーダンスを増加させることができ、帰還抵抗を大きくした場合でも検出誤差を低減させることが可能である。
【００２５】
請求項３に係る発明によれば、電圧帰還型オペアンプの出力側に所定の利得を有するアンプを挿入することにより、従来よりも周波数帯域を大幅に拡げると共に検出誤差を低減させることができる。
【００２６】
請求項４〜６，８に係る発明によれば、電流帰還型または電圧帰還型オペアンプの入力側に直流サーボ回路を接続したことにより、オペアンプのバイアス電流に起因して過大な直流オフセット電圧が出力されるのを防止することができる。
【００２７】
請求項７に係る発明によれば、電流帰還型または電圧帰還型オペアンプの出力側に電圧帰還回路を接続したことにより、直流サーボ回路の入力電圧をほぼゼロに維持し、過大な入力電圧による直流サーボ回路の異常動作を防止してオペアンプの基準電圧を所定のレベルに保つことが可能である。
【００２８】
なお、請求項９に記載するように、本発明は、遠隔地にある測定対象物のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置として用いると好適である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、請求項１に係る本発明の第１実施形態をインピーダンス測定装置に適用した場合の回路図である。図１において、電流電圧変換回路１０１以外の構成は図１２と同一であるため、同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では電流電圧変換回路１０１の構成を中心に説明する。
【００３０】
すなわち、電流電圧変換回路１０１において、Ａ１Ｉは電流帰還型オペアンプであり、その出力端子と反転入力端子との間の帰還回路には、補償インピーダンスＺと、帰還抵抗ＲＦと位相補償コンデンサＣＣとの並列回路とが直列に接続されている。オペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子には、グラウンドの基準電圧が与えられている。また、帰還抵抗ＲＦと位相補償コンデンサＣＣとの並列回路と補償インピーダンスＺとの接続点すなわち回路入力端子２０２ａは、静電容量ＣＬＣを有する同軸ケーブル等の接続ケーブル２０２を介して、例えば遠隔地にある測定対象物ＤＵＴの一端に接続されている。
オペアンプＡ１Ｉの出力端子は、回路出力端子２０２ｂを介して、図１２と同様にＡ／Ｄ変換回路２１に接続されている。
【００３１】
ここで、補償インピーダンスＺは、後述する如く、接続ケーブル２０２の長さの影響を低減するために、低周波数領域では低インピーダンスになり、高周波数領域では高インピーダンスになると共に、回路の安定性向上を目的として、オペアンプＡ１Ｉのループゲインが小さくなる周波数領域では入出力の位相差が０°に近い値になるような素子によって構成される。
【００３２】
なお、第１実施形態によるインピーダンスの測定動作は、基本的に図１２の従来技術と同様である。すなわち、信号源ＶＳからの交流電圧により測定対象物ＤＵＴを流れる電流を電流電圧変換回路１０１により電圧に変換し、他方、測定対象物ＤＵＴの両端電圧を計装アンプＢ１により増幅し、これら両電圧をＡ／Ｄ変換後にＣＰＵ３０にて演算処理することにより、測定対象物ＤＵＴのインピーダンスを測定する。
第２実施形態以降の電流電圧変換回路を用いてインピーダンスを測定する場合の動作も、上記と同様である。
【００３３】
次に、第１実施形態の電流電圧変換回路１０１の安定性について考察する。
図１６は、比較のために、従来技術として説明した図１４におけるオペアンプＡ１として電流帰還型オペアンプＡ１Ｉを用いた場合の電流電圧変換回路１１を示しており、周波数帯域は例えば３〔ＭＨｚ〕に設定されている。
【００３４】
図１６において、ＲＦ＝１〔ｋΩ〕，ＣＣ＝５０〔ｐＦ〕として入力容量ＣＩＮを５０〔ｐＦ〕，５００〔ｐＦ〕としたときの電流増幅率及び位相の周波数特性を図１７に示す。
この図１７によれば、ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕における位相余裕は約３０°あるが、ＣＩＮ＝５０〔ｐＦ〕における位相余裕はほぼ０°であり、接続ケーブルの長さが変わって入力容量ＣＩＮが変化することで回路が不安定になることが判る。
【００３５】
一方、図２は、図１の実施形態の主要部を示した回路図であり、この回路を対象として安定性を評価してみる。
図３は、図２におけるＲＦ＝１〔ｋΩ〕，ＣＣ＝５０〔ｐＦ〕とし、補償インピーダンスＺとして１〔ｋΩ〕の抵抗と２０〔μＨ〕のインダクタンスとの並列回路を用いた場合に、入力容量ＣＩＮを５０〔ｐＦ〕，５００〔ｐＦ〕としたときの電流増幅率及び位相の周波数特性を示している。
図３によれば、ＣＩＮ＝５０〔ｐＦ〕における位相余裕は約６０°であり、ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕においても約４５°の位相余裕が確保されているため、接続ケーブル２０２の長さに関わらず回路が安定であることが判る。
【００３６】
次いで、補償インピーダンスＺの大きさが電流電圧変換回路１０１の出力電圧に与える影響について考察する。ここでは、測定周波数の低周波数領域について考えるものとし、図１，図２における位相補償コンデンサＣＣの影響を無視するものとする。
この場合、図２における電流電圧変換回路１０１の出力電圧ＶＯは、数式１によって与えられる。なお、数式１において、ＩＩＮは電流電圧変換回路１０１に流れ込む電流（検出電流）、ＴはオペアンプＡ１Ｉのトランスインピーダンス、ｓはラプラス演算子である。
【００３７】
【数１】
【００３８】
数式１によれば、低周波数領域において補償インピーダンスＺが十分に小さければ、接続ケーブルの長さが変わって入力容量ＣＩＮが変化しても、測定値に及ぼす影響が少ないことが判る。
このように接続ケーブルの影響を小さくしつつ回路の安定性を確保するために、前述した如く、補償インピーダンスＺは、低周波数領域では低インピーダンスであって高周波数領域では高インピーダンスとなり、オペアンプＡ１Ｉのループゲインが小さくなる周波数領域では入出力の位相差が０°に近くなるような素子、例えば、抵抗とインダクタンスとの並列回路やフェライトビーズによって構成することが好ましい。
【００３９】
以上のように第１実施形態によれば、電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの反転入力端子に所定の特性の補償インピーダンスＺを接続することにより、位相余裕を十分に確保して回路の安定動作を可能にし、接続ケーブルの長さの影響を受けない電流電圧変換回路を実現することができる。
【００４０】
次に、請求項２に係る本発明の第２実施形態を説明する。図４は、この実施形態の構成を示す回路図であり、図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図４と図１との相違点は、電流電圧変換回路１０２において、電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの出力端子と回路出力端子２０２ｂとの間に利得Ｋ（Ｋ＞１）のアンプＡ２を接続した点にあり、その他の構成は図１と同一である。
【００４１】
図１の第１実施形態では、前記数式１から明らかなように、低周波数領域において帰還抵抗ＲＦの値を大きくすると数式１の右辺分母の第１項が大きくなり、これが検出誤差を増大させるおそれがある。
これに対し、第２実施形態では、位相補償コンデンサＣＣが有効に作用しない低周波数領域では、オペアンプＡ１ＩのトランスインピーダンスＴが等価的にアンプＡ２の利得によってＫ倍されることになり、ループゲインを大きくして検出誤差を小さくすることができる。
【００４２】
次いで、請求項３に係る本発明の第３実施形態を説明する。図５は、この実施形態の構成を示す回路図である。
この実施形態は、電流電圧変換回路１０３として電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖを使用すると共に、図４における補償インピーダンスＺを除去してオペアンプＡ１Ｖの反転入力端子を回路入力端子２０２ａに接続したものであり、オペアンプＡ１Ｖの後段のアンプＡ２を含む帰還回路の構成は図４と同一である。
【００４３】
本実施形態は、オペアンプＡ１Ｖの帰還回路に利得ＫのアンプＡ２、位相補償コンデンサＣＣ及び帰還抵抗ＲＦを含む点で図４と共通するが、アンプＡ２は、主として周波数帯域の拡大と接続ケーブル２０２の入力容量による影響低減のために挿入されている。
【００４４】
図５において、回路が安定であるためには、回路全体の利得が１となる周波数で４５°以上の位相余裕を確保できればよいことから、位相補償コンデンサの容量ＣＣについて以下の数式２が得られる。なお、数式２において、ｆＧＢＰはオペアンプＡ１ＶのＧＢＰ（利得帯域幅積）周波数である。
【００４５】
【数２】
【００４６】
ここで、図１４（アンプＡ２を有しない従来技術）に関して説明したのと同様に、帰還抵抗ＲＦ＝１００〔ｋΩ〕、入力容量ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕、ＧＢＰ周波数ｆＧＢＰ＝１００〔ＭＨｚ〕とし、図５におけるアンプＡ２の利得Ｋ＝１００とした場合、安定性を確保するための位相補償コンデンサの容量ＣＣは、数式３により求められる。
【００４７】
【数３】
【００４８】
また、このときのコーナー周波数ｆＣは、数式４によって表される。
【００４９】
【数４】
【００５０】
この数式４から、本実施形態によれば、図１４において電圧帰還型のオペアンプを使用した場合のコーナー周波数である６７０〔ｋＨｚ〕に対して、周波数帯域を１０倍（＝√Ｋ倍）に拡大することができ、利得Ｋを大きくするほど周波数帯域を拡げることが可能である。
【００５１】
図６は、ＣＩＮ＝０〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがない状態）、及びＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがある状態）のトランスインピーダンスの周波数特性図である。図１５との比較から明らかなように、本実施形態では、測定周波数が１〔ＭＨｚ〕の時にトランスインピーダンスの差が３％以内となっており、接続ケーブルの長さが測定値に及ぼす影響もほとんどなくなっている。
【００５２】
次に、図７は、前後するが請求項５に係る本発明の第４実施形態を示す回路図である。
一般的に、電流帰還型オペアンプの反転入力端子には数〔μＡ〕のバイアス電流が流れる。このため、検出感度を上げる目的で帰還抵抗ＲＦに１００〔ｋΩ〕というような大きな値を選ぶと、図４の実施形態ではアンプＡ２の出力に大きな直流オフセット電圧が現れて測定値の指示が振り切れてしまい、測定不能になるおそれがある。
【００５３】
そこで、本実施形態では、図７に示すように電流電圧変換回路１０２の入力側に直流サーボ回路５０を追加し、その出力によってオペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子に与えるバイアス電圧のレベルを補正することにより、オペアンプＡ１Ｉのバイアス電流に起因して電流電圧変換回路１０２から過大な直流オフセット電圧が出力されるのを防止するようにした。
なお、この実施形態において、電流電圧変換回路１０２及び直流サーボ回路５０を組み合わせた回路全体についても電流電圧変換回路ということとし、その符号を１０４とする。
【００５４】
図７において、直流サーボ回路５０は、回路入力端子２０２ａと補償インピーダンスＺの一端との間に接続された直流カット用のコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１と、積分回路を構成するオペアンプＡ３、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２とからなっており、オペアンプＡ３の出力端子は電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子に接続されていると共に、オペアンプＡ３の非反転入力端子はグラウンドに接続されている。
このような構成において、オペアンプＡ３によってａ点の電位とグラウンド電位との誤差電圧が積分され、その積分値がオペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子にバイアス電圧として加わることになり、前記誤差電圧がゼロになるように、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧、ひいてはアンプＡ２から出力される直流オフセット電圧が抑制される。
ここで、直流サーボ回路５０内のオペアンプＡ３としては、オペアンプＡ１Ｉに比べてバイアス電流が十分に小さいものを選ぶことが必要である。
【００５５】
この実施形態における直流サーボ回路５０の動作を、更に詳述する。
（１）直流サーボ回路５０内のコンデンサＣ１により、オペアンプＡ１Ｉのバイアス電流は帰還抵抗ＲＦを流れなくなる。
（２）いま、オペアンプＡ１Ｉの反転入力端子からバイアス電流が抵抗Ｒ１に流れ出ると仮定すると、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧は負側に振れる。オペアンプＡ１Ｉの後段のアンプＡ２の利得Ｋは正であるため、アンプＡ２の出力電圧、つまり図７のａ点の電圧も負側に振れる。
【００５６】
（３）このとき、直流サーボ回路５０内のオペアンプＡ３の出力電圧、つまりオペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子の電圧は正側に振れるので、その出力電圧及びアンプＡ２の出力電圧も正側に振れる。
このため、アンプＡ２の出力電圧は正負が相殺されるので、その直流オフセット電圧はほぼゼロになる。より詳細には、ａ点の電圧は、オペアンプＡ３の入力オフセット電圧と、オペアンプＡ３の小さなバイアス電流による抵抗Ｒ２の電圧降下との和以下の値に抑え込まれる。
よって、帰還抵抗ＲＦが大きい場合でも、オペアンプＡ１Ｉのバイアス電流による過大な直流オフセット電圧の発生を防止することができる。
【００５７】
なお、上述した着想は図１の第１実施形態にも適用可能である。
すなわち、図８は請求項４に係る本発明の第５実施形態を示す回路図であり、第１実施形態の電流電圧変換回路１０１の入力側に直流サーボ回路５０を追加し、この回路全体を電流電圧変換回路１０５として構成した例である。
この実施形態の動作は基本的に図７と同様であり、オペアンプＡ１Ｉの直流オフセット電圧及びａ点の電圧をほぼゼロに保つことができる。
【００５８】
次に、図９は、請求項６に係る本発明の第６実施形態を示す回路図である。
図５に示した第３実施形態において、測定周波数を高く（例えば１〔ＭＨｚ〕に）する場合には、電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖとして広帯域かつ低雑音のものを使用する必要がある。しかし、一般にこの種の電圧帰還型オペアンプには数〔μＡ〕のバイアス電流が流れるため、図７の電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの場合と同様の問題を生じる。
【００５９】
そこで、図９に示す第６実施形態では、図７と同様に電流電圧変換回路１０３の入力側に直流サーボ回路５０を追加し、その回路全体を電流電圧変換回路１０６として構成した。
この実施形態における直流サーボ回路５０の動作は図７と同様であるため、重複を避けるために説明を省略する。
本実施形態においても、電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖのバイアス電流に起因する直流オフセット電圧及びａ点の電圧をほぼゼロに維持することができる。
【００６０】
次いで、図１０は、請求項７に係る本発明の第７実施形態を示す回路図である。
この実施形態は、図７の回路において直流サーボ回路５０に過大な電圧が入力された際の異常動作を防止するためのものである。
【００６１】
図１０において、図７と異なるのは、回路入力端子２０２ａとオペアンプＡ１Ｉの出力端子との間に、ダイオードＤ１，Ｄ３の直列回路とダイオードＤ２，Ｄ４の直列回路とを逆並列に接続し、各直列回路の内部接続点を一括して抵抗Ｒ３を介しグラウンドに接続した点である。なお、これらのダイオードＤ１〜Ｄ４及び抵抗Ｒ３からなる回路を、ここでは電圧帰還回路と呼ぶこととする。
また、この実施形態では、上記電流電圧変換回路１０７及び直流サーボ回路５０からなる回路全体を電流電圧変換回路１０８としてある。
【００６２】
以下、本実施形態の動作について説明する。
まず、前述した図７の回路において、測定対象物ＤＵＴとして１〔ｐＦ〕のコンデンサを１〔ＭＨｚ〕の周波数で測定する場合、コンデンサのインピーダンスは１６０〔ｋΩ〕と大きな値になるため、帰還抵抗ＲＦとしては、例えば１００〔ｋΩ〕のものが使用される。
【００６３】
このとき、コンデンサが残留電荷によって１０〔ｍＶ〕に充電されていたとすると、その残留電荷は電流電圧変換回路１０２を介して放電される。しかし、放電電流を制限するのは信号源ＶＳ側の出力抵抗Ｒ０（一般に５０〔Ω〕）だけであるため、アンプＡ２の出力電圧は、
１０〔ｍＶ〕×（ＲＦ／Ｒ０）
＝１０〔ｍＶ〕×（１００〔ｋΩ〕／５０〔Ω〕）＝２０〔Ｖ〕
まで振れようとし、実質的には電源電圧付近の値でクリップされる。つまり、図７におけるａ点の電圧はゼロにならないため、直流サーボ回路５０の出力電圧（オペアンプＡ１Ｉの基準電圧）が所望の直流レベルからずれてしまう。このように一旦、直流レベルがずれると、直流サーボ回路５０内のコンデンサや抵抗の時定数により、所定レベルに回復するまでに相当の時間を要してしまい、測定動作に支障をきたすことになる。
このような問題は、測定対象物ＤＵＴであるコンデンサが短絡していた場合にも起こり得るものである。
【００６４】
そこで、本実施形態では、図１０に示す如く、オペアンプＡ１Ｉの出力側にダイオードＤ１〜Ｄ４及び抵抗Ｒ３からなる電圧帰還回路１１１を挿入し、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧を上記ダイオードＤ１〜Ｄ４を介してａ点に帰還させることでａ点の電圧をほぼゼロに保つようにした。
すなわち、仮に測定対象物ＤＵＴとして残留電荷があるコンデンサが接続されると、そのコンデンサの電圧が入力される直流サーボ回路５０の出力によって図１０のオペアンプＡ１Ｉの出力電圧はある大きさになる。しかし、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧が電圧帰還回路１１１内のダイオードＤ１，Ｄ３の直列回路、またはダイオードＤ２，Ｄ４の直列回路のオン電圧を超えると、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧は電圧帰還回路１１１を介してａ点に帰還されることになり、ａ点の電圧はゼロに維持される。
【００６５】
このため、直流サーボ回路５０が過大な入力電圧によって異常動作するのを防止することができ、オペアンプＡ１Ｉの基準電圧が所定のレベルからずれてしまう不都合を回避することができる。
なお、電圧帰還回路１１１内の抵抗Ｒ３は帰還抵抗ＲＦに比べて十分に小さい値であり、ダイオードＤ１〜Ｄ４からの漏れ電流をグラウンド側に流す作用を果たしている。
【００６６】
最後に、図１１は、請求項７に係る本発明の第８実施形態の主要部を示す回路図である。
本実施形態は、図９に示した如く電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖを有する回路に電圧帰還回路１１１を追加して電流電圧変換回路１０９を構成した例であり、この電流電圧変換回路１０９及び直流サーボ回路５０からなる回路全体を電流電圧変換回路１１０として示してある。
なお、その動作は図１０と同様であるため、説明を省略する。
この実施形態においても、過大な入力電圧による直流サーボ回路５０の異常動作を防止し、オペアンプＡ１Ｖの基準電圧を所定のレベルに保つことができる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明の第１実施形態が適用されるインピーダンス測定装置の回路図である。
【図２】本発明の第１実施形態の回路図である。
【図３】図２の回路における電流増幅率，位相の周波数特性図である。
【図４】本発明の第２実施形態が適用されるインピーダンス測定装置の回路図である。
【図５】本発明の第３実施形態が適用されるインピーダンス測定装置の回路図である。
【図６】図５におけるトランスインピーダンスの周波数特性図である。
【図７】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【図８】本発明の第５実施形態を示す回路図である。
【図９】本発明の第６実施形態を示す回路図である。
【図１０】本発明の第７実施形態を示す回路図である。
【図１１】本発明の第８実施形態を示す回路図である。
【図１２】従来技術が適用されるインピーダンス測定装置の回路図である。
【図１３】図１２の主要部を等価的に示した回路図である。
【図１４】他の従来技術を示す回路図である。
【図１５】図１４におけるトランスインピーダンスの周波数特性図である。
【図１６】電流帰還型オペアンプを用いた電流電圧変換回路の回路図である。
【図１７】図１６の回路における電流増幅率，位相の周波数特性図である。
【符号の説明】
【００６８】
２１，２２：Ａ／Ｄ変換回路
３０：ＣＰＵ
４０：表示装置
５０：直流サーボ回路
１０１〜１１０：電流電圧変換回路
１１１：電圧帰還回路
２０１〜２０４：接続ケーブル
２０２ａ：回路入力端子
２０２ｂ：回路出力端子
ＶＳ：信号源
ＲＯ：出力抵抗
Ｒ１〜Ｒ３：抵抗
ＣＨＣ，ＣＬＣ，ＣＨＰ，ＣＬＰ：静電容量
ＣＩＮ：入力容量
ＣＣ：位相補償コンデンサ
ＲＦ：帰還抵抗
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４：ダイオード
ＤＵＴ：測定対象物
Ｘ：インピーダンス
Ｚ：補償インピーダンス
Ａ１，Ａ１Ｉ，Ａ１Ｖ，Ａ３：オペアンプ
Ａ２：アンプ
Ｂ１：計装アンプ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記帰還抵抗及び位相補償コンデンサの並列回路と、を備え、
前記補償インピーダンスとして、
低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項２】
出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備え、
前記補償インピーダンスとして、
低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項３】
出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電圧帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項４】
請求項１に記載した電流電圧変換回路において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項５】
請求項２に記載した電流電圧変換回路において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項６】
請求項３に記載した電流電圧変換回路において、
前記回路入力端子と前記オペアンプの反転入力端子及び非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記反転入力端子に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項７】
請求項５または６に記載した電流電圧変換回路において、
前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に、前記オペアンプの出力電圧を前記回路入力端子側に帰還して前記回路入力端子の電圧をほぼゼロに維持するための電圧帰還回路を接続したことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項８】
請求項４〜７の何れか１項に記載した電流電圧変換回路において、
前記オペアンプのバイアス電流に比べて、前記直流サーボ回路の積分回路を構成するオペアンプのバイアス電流が十分に小さいことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項９】
請求項１〜８の何れか１項に記載した電流電圧変換回路が、前記回路入力端子に同軸ケーブルを介して接続された遠隔地の測定対象物のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置として構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１】
出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記帰還抵抗及び位相補償コンデンサの並列回路と、を備え、
前記補償インピーダンスとして、
低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項２】
出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備え、
前記補償インピーダンスとして、
低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項３】
出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電圧帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項４】
請求項１に記載した電流電圧変換回路において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項５】
請求項２に記載した電流電圧変換回路において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項６】
請求項３に記載した電流電圧変換回路において、
前記回路入力端子と前記オペアンプの反転入力端子及び非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記反転入力端子に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項７】
請求項５または６に記載した電流電圧変換回路において、
前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に、前記オペアンプの出力電圧を前記回路入力端子側に帰還して前記回路入力端子の電圧をほぼゼロに維持するための電圧帰還回路を接続したことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項８】
請求項４〜７の何れか１項に記載した電流電圧変換回路において、
前記オペアンプのバイアス電流に比べて、前記直流サーボ回路の積分回路を構成するオペアンプのバイアス電流が十分に小さいことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項９】
請求項１〜８の何れか１項に記載した電流電圧変換回路が、前記回路入力端子に同軸ケーブルを介して接続された遠隔地の測定対象物のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置として構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２００９−５０１４（Ｐ２００９−５０１４Ａ）
【公開日】平成２１年１月８日（２００９．１．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１６３０１１（Ｐ２００７−１６３０１１）
【出願日】平成１９年６月２０日（２００７．６．２０）
【出願人】（０００２２７１８０）日置電機株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１月８日（２００９．１．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年６月２０日（２００７．６．２０）
【出願人】（０００２２７１８０）日置電機株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
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