ＡＣ−ＤＣコンバータ
【課題】複数種類の入力電源の利用を可能とした上で回路構成の簡素化を実現させるＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】リレー回路Ｒｙｌは、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを低値に設定させ、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを低減させる。一方、入力電圧Ｖｏｕｔの実効値が低いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを高値に切換え、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。即ち、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときの出力電圧Ｖｏｕｔと低いときの出力電圧Ｖｏｕｔは、リレー回路Ｒｙｌの動作によって其の電圧値の差が低減されるように制御される。
【解決手段】リレー回路Ｒｙｌは、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを低値に設定させ、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを低減させる。一方、入力電圧Ｖｏｕｔの実効値が低いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを高値に切換え、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。即ち、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときの出力電圧Ｖｏｕｔと低いときの出力電圧Ｖｏｕｔは、リレー回路Ｒｙｌの動作によって其の電圧値の差が低減されるように制御される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、電気自動車等に搭載される車載用充電装置として用いる際に好適のものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、バッテリ容量に関する技術の進歩に伴い、高電力及び長時間の使用に耐え得るバッテリの製品化が進められている。これを受けて、例えば、自動車業界にあっては、かかるバッテリ製品を利用することにより、電動モータを用いた長距離走行を実現させ、この開発成果として、ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）及びＥＶ（Electric
Vehicle）を商品化させるに至っている。
【０００３】
ＥＶ（Electric Vehicle）は、走行用の電動モータと車載バッテリと車載用充電装置と電力供給用コネクタとが設けられている。車載用充電装置は、商用電力用のプラグ又は急速充電用のプラグが電力供給用コネクタに接続されると、入力される電力を変換させ車載バッテリを充電させるための供給電力を制御する。そして、車載バッテリでは、前段の車載用充電装置から電力が供給され、充電が行われることとなる。
【０００４】
一方、ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）にあっても、ＥＶと同様な充電システムを搭載させ、商用電力等から車載バッテリを充電させるものが製品化されている。かかるＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）は、更に、内燃機関による動力系統を備え、電動モータから駆動力を得る場合には車載バッテリの電気エネルギーを消費させ、内燃機関から駆動力を得る場合には化石燃料による熱エネルギーを利用し、これら双方の駆動系の利点を活かすことにより、低燃費走行を実現させている。
【０００５】
以下、上述したＥＶ（Electric Vehicle）又はＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）のように、商用電力を車体に接続させて車載バッテリを充電させるシステムをプラグイン式充電システムと呼ぶこととする。また、当該プラグイン式充電システムを搭載させた車両をプラグイン式電気自動車と呼ぶこととする。
【０００６】
特開平１１−３５６０４３号公報（特許文献１）では、回路構成が上述した充電装置に類似するスイッチング電源装置について紹介されている。図１３に示す如く、スイッチング電源装置ＢＣＳ０は、単相交流電源ＡＣｍに接続されるＡＣコネクタｔｉｎと、単相の交流電圧を整流化させる単相ダイオードブリッジＤｂｒ０と、単相ダイオードブリッジＤｂｒ０の後段に接続される平滑コンデンサＣ１と、一次コイル側に中間タップｔｓを設けたトランスＴｃと、トランスＴｃの中間タップｔｓ及び第１の端点ｔａに接続され電力の供給経路を切換えるスイッチ回路Ｒｃ（特許請求の範囲における切換回路）と、第２の端点ｔｂに接続されたスイッチング素子Ｔ５を備え一次コイルＬ１に流れる一次電流を変動させるドライブ回路Ｄｒと、二次コイルＴ２での誘導起電力を平滑させる平滑回路Ｓｆと、入力電圧Ｖｉｎの検出信号Ｓｖｉｎに基づいてスイッチ回路Ｒｃを切換える電圧判定回路ＣＮＴｒと、出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号Ｓｖに基づいてドライブ回路を制御させる制御回路ＣＮＴｄとから構成される。
【０００７】
スイッチング電源装置ＢＣＳ０は、単相ダイオードブリッジＤｒｂ０の直後に平滑コンデンサＣ１が設けられるところ、所謂、コンデンサ・インプット式の回路構成を成すものである。当該スイッチング電源装置ＢＣＳ０は、単相交流電源ＡＣｍが接続されると、単相ダイオードブリッジＤｂｒ０にて単相の交流電圧を全波整流波Ｖｄへ変換させ（図１４ａ参照）、後段の平滑回路Ｃ１で電荷を蓄積させることにより安定した入力電圧Ｖｉｎを得る（図１４ｂ参照）。この入力電圧Ｖｉｎは、スイッチ回路Ｒｃを介してトランスＴｃの一次コイルＬ１に印加される。
【０００８】
ドライブ回路Ｄｒは、制御回路ＣＮＴｄによって駆動されると、一次コイルＬ１に流れる一次電流を断続的に発生させる。このとき、二次コイルＬ２は、一次電流の変動に応じて鉄心の磁束が変動するため、この変動に応じて誘導起電力を発生させる。この誘導起電力は、一次電流の通電又は遮断に応じて発生するところ、其の波形は交流又は発振状態とされる。
【０００９】
平滑回路Ｓｆは、ダイオードブリッジＤ１〜Ｄ４，及び、リアクトルＬ３，平滑コンデンサＣ２，ダイオードＤ５から構成されている。当該平滑回路Ｓｆは、発振状態の誘導起電力を全波整流させ、その後、直流状態の電力へと変換する。平滑回路Ｓｆから出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、制御回路ＣＮＴｄで其の電圧値が認識され、当該制御回路ＣＮＴｄがドライブ回路Ｄｒの動作を制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値が適宜に調整されることとなる。
【００１０】
また、特許文献１に係るスイッチング電源装置ＢＣＳ０は、ＡＣコネクタｔｉｎへ供給される電力が異なる場合、以下の如くスイッチ回路Ｒｃを機能させて、双方の出力電圧Ｖｏｕｔに違いが生じないよう制御する。
【００１１】
例えば、ＡＣコネクタｔｉｎに商用電源(ＡＣ１００〔Ｖ〕）が接続される場合、電圧判定回路ＣＮＴｒでは、検出回路（図示なし）を介して入力電圧Ｖｉｎを認識し、ＡＣ１００〔Ｖ〕が印加されている旨の信号Ｓｒを出力させる。このとき、スイッチ回路Ｒｃでは、信号Ｓｒに基づいてスイッチを端子ｔａに導通させる。従って、一次コイルＬ１では、端子ｔａ〜端子ｔｂの区間に一次電流が流れることとなる。尚、ＡＣ１００〔Ｖ〕を整流化させた場合、入力電圧Ｖｉｎは１４０〔Ｖ〕とされる。
【００１２】
これに対し、ＡＣコネクタｔｉｎに車載バッテリ(ＤＣ１４〔Ｖ〕）が接続される場合、電圧判定回路ＣＮＴｒでは、ＤＣ１４〔Ｖ〕が印加されている旨の信号Ｓｒを出力させる。このとき、スイッチ回路Ｒｃでは、信号Ｓｒに基づいてスイッチを中間タップｔｓに導通させる。この中間タップｔｓは、一次電流の流れる区間をｔｓ〜ｔｂの間に設定するものであり、区間ｔｓ〜ｔｂにおける一次コイルＬ１の巻数は、区間ｔａ〜ｔｂにおける一次コイルの巻数の１／１０程度に設定されている。
【００１３】
従って、ＤＣ１４〔Ｖ〕が入力される場合の巻線比ＲＮ２（二次巻線Ｎ２／一次巻線Ｎ１）はＡＣ１００〔Ｖ〕時の巻線比ＲＮ１の１０倍程度となるため、スイッチング電源装置ＢＣＳ０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣ１４〔Ｖ〕又はＡＣ１００〔Ｖ〕の何の電力が与えられても、略同値若しくは同様の状態に制御される。
【００１４】
かかるスイッチング電源装置は、前述したプラグイン式電気自動車の充電装置に適用させることが可能である。この場合の車載用充電装置は、車体の電力供給用コネクタへ異なる電力が供給されても、トランスＴｃの巻線比ＲＮを適宜に設定することで、何れの場合にも出力電圧Ｖｏｕｔに違いを与えずして、車載バッテリＢｍを好適に充電させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開平１１−３５６０４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、特許文献１に係る技術では、図１４（ｃ）に示す如く、全波整流波Ｖｄにおけるピーク値の近傍で、平滑コンデンサＣ１に流れる電流Ｉｉｎが瞬時的に発生する。このような入力電流Ｉｉｎは、高調波の発生原因とされ、交流電源Ａｃｍに接続される電気機器の動作を不安定にさせるとの問題が生じる。
【００１７】
また、このようなコンデンサ・インプット式の電力変換回路は、入力電流Ｉｉｎがによって、力率の低下を招くこととなる。このため、当該電力変換回路は、所望の電力を出力させるため、力率低下を補うよう入力電流Ｉｉｎを大きくさせる回路設計が要求される。従って、ダイオード，スイッチング素子，平滑コンデンサＣ２として用いられる電解コンデンサ，この他の回路素子について、定格電流の高い素子を選択しなければならず、回路装置の大型化及び高コスト化を招くとの問題が生じる。
【００１８】
更に、このような電力変換回路を車載用充電装置として用いる場合、高調波の発生に応じて周辺の車載電装機器へ悪影響を及ぼすことが懸念される。特に、ＡＣコネクタからの供給電源をセンシングしているＥＣＵ（Elctric Control
Unit）等では、其の悪影響による被害が甚大となり得る。
【００１９】
このため、高調波による弊害を回避すべく、力率を改善させることを企図した電力変換回路が提案されている。図１５は其の一例が示されており、具体的には、単相ダイオードブリッジＤｂｒと平滑コンデンサＣ１との間に力率改善回路ＰＦＣが追加構成される。また、力率改善回路ＰＦＣにおけるスイッチング素子Ｔｐの制御を行う制御マイコンＣＮＴｐが追加されている。かかる電力変換回路によれば、スイッチング素子Ｔｐの通電電流を適宜に制御させると、入力電圧（全波整流波）と相似形の入力電流Ｉｉｎが生成されるため、力率が改善され、これにより、周辺の電気機器への悪影響は一定の範囲で改善される。しかし、このような電力変換回路では、力率改善回路ＰＦＣを追加構成させなければならないので、回路の複雑化を招き、結局、装置の大型化及び高コスト化を招いてしまう。
【００２０】
更に、図１３及び図１５の何れの電力変換回路にあっても、平滑コンデンサＣ１が必ず設けられることとなる。当該平滑コンデンサＣ１は、入力電圧の大きさに応じてキャパシタンスが設定されるため、一般的には素子体格の大きい電解コンデンサが使用される。従って、車載用充電装置にあっては、数百ボルトオーダーの使用に耐える電解コンデンサを選定しなければならず、これを満たす電解コンデンサを用いれば、素子体格の肥大化を招いて、レイアウト上の困難を極める。
【００２１】
加えて、昨今の自動車は、複数の国を対象として製造・販売等が行なわれている。この場合、プラグイン式電気自動車の使用が予定されている国Ａ〜Ｃのうち、商用電源の電圧値が高い国Ａに合わせて平滑コンデンサＣ１（電解コンデンサ）を選定しなければならない。従って、或るプラグイン式電気自動車について言えば、商用電源の電圧値が大きい国Ａで使用されないにも関わらず、当該国Ａに対応させたスペックの充電装置を搭載させなければならないという問題も生じる。
【００２２】
本発明は上記課題に鑑み、複数種類の入力電源の利用を可能とした上で回路構成の簡素化を実現させるＡＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記課題を解決するため、第１の発明では次のようなＡＣ−ＤＣコンバータの構成とする。即ち、多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御する第１のスイッチング素子を有し当該第１のスイッチング素子の動作に応じて前記一次電流の電流値を変動させるドライブ回路と、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に接続され且つ前記複数の接点箇所の何れかを選択的に通電させることにより前記一次電流が前記一次コイルを流れる通電区間を切換える切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備えることとする。
【００２４】
また、第２の発明では次のようなＡＣ−ＤＣコンバータの構成としても良い。即ち、多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に対応して設けられた第２のスイッチング素子を有する切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備え、
前記切換回路は、前記第２のスイッチング素子の何れかを選択的に駆動させることにより前記一次電流の通電区間を切換え、且つ、前記第２のスイッチング素子のうち選択的に駆動させるスイッチング素子について前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御することとする。
【００２５】
これらの発明について好ましくは、前記切換回路は、実効値の高い第１の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を長く設定し、実効値の低い第２の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を短く設定することとする。
【００２６】
より好ましくは、前記第１の多相交流電圧の実効値をＶ１ｒｍｓとし、前記第２の多相交流電圧の実効値をＶ２ｒｍｓとし、前記切換回路によって前記第１の多相交流電圧のために設定された第１の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ａとし、前記切換回路によって前記第２の多相交流電圧のために設定された第２の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ｓとすると、これらの値は、Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ，の関係を充足することとする。
【００２７】
また、前記第１の多相交流電圧の実効値が前記第２の多相交流電圧の実効値の約２倍とされる関係が予定される場合において、
前記トランスの一次コイルは、一端の接点箇所に導通される第１の端点と、他端の接点箇所に導通される第２の端点と、前記第１の端点から前記第２の端点までの巻線を等分させる接点箇所に導通されるセンタータップとを有することとしても良い。
【００２８】
上述した全ての発明について好ましくは、商用電力の入力が可能なプラグイン式電気自動車に搭載され、前記商用電力に基づいて車載バッテリを充電する車載用充電装置として用いられることとする。このとき、前記商用電力は３相交流電源から供給されることとするのが良い。
【発明の効果】
【００２９】
本発明に係るＡＣ−ＤＣコンバータは、３相交流電源から電力を取得し、各相電圧を全波整流させることで入力電圧に平滑作用を与え、入力側での平滑コンデンサを省略可能とさせ、以って、回路構成の簡素化・装置の低コスト化が図られるという利点を利用するものである。
【００３０】
そして、このような平滑作用をワン・コンバータ方式の電力変換回路で実現させ、併せて、入力電圧の値に応じてトランスの巻線比を切換える機能を付加させている。これにより、異なる値の入力電源に対して使用可能なＡＣ−ＤＣコンバータは、ワン・コンバータ方式の回路を採用することで、力率改善回路を用いずして高調波を解消させる効果、及び、回路構成を簡素化させる効果、の双方の効果が奏されることとなる。また、当該ＡＣ−ＤＣコンバータは、回路構成の簡素化が図られることにより、装置の小型化及び低コスト化に資するものとなる。
【００３１】
特に、ＡＣ−ＤＣコンバータが車載用充電装置とされ、当該装置を搭載させるプラグイン式電気自動車の使用予定国が複数国に跨り且つ各国での商用電源の値が異なる条件であっても、先に説明したように、本発明に係る車載用充電装置は、入力側の平滑コンデンサが省略されることとなるため、商用電源の電圧値（入力値）に影響されることなく、当該装置の体格を自由に設計することが可能となる。また、かかる車載用充電装置にあっては、高調波の発生を解消させているので、プラグイン式電気自動車へ搭載されている車載電装機器・ＥＣＵ等の安定動作を保障することとなる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】実施の形態に係る車載用充電装置の回路構成を示す図。
【図２】３相交流電圧及び其の全波整流後の波形を示すタイムチャート。
【図３】入力電圧検出回路の構成例を示す図。
【図４】実施の形態に係る車載用充電装置の他の回路構成を示す図。
【図５】平滑回路の構成例を示す図。
【図６】平滑回路の構成例を示す図。
【図７】切換回路の構成例を示す図。
【図８】切換回路の構成例を示す図。
【図９】切換回路の構成例を示す図。
【図１０】実施例に係る切換回路及びトランスでの動作を示す図。
【図１１】実施例に係る切換回路及びトランスでの動作を示す図。
【図１２】実施例に係る入力電圧と出力電圧との関係を示す図。
【図１３】従来例に係る車載用充電装置の回路構成を示す図。
【図１４】従来例における入力電圧と入力電流とを示すタイムチャート。
【図１５】他の従来例に係る車載用充電装置の構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１に示す如く、本実施の形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータＢＣＳ１は、以下の如く、ワン・コンバータ方式の電力変換回路が用いられている。具体的には、多相ダイオードブリッジＤｂｒとドライブ回路Ｄｒと切換回路ＲｃとトランスＴｃと平滑回路Ｓｆと電圧検出回路ＩＮＳｖと電流検出回路ＩＮＳｉと信号処理装置ＣＮＴ１とから構成される。尚、ＡＣ−ＤＣコンバータは、本実施の形態においてプラグイン式自動車に搭載される充電装置であるところ、以下、車載用充電装置ＢＣＳ１と呼ぶこととする。また、当該車載用充電装置ＢＣＳ１は、入力コネクタｔｉｎと出力端子ｔｏｕｔとが設けられ、入力コネクタｔｉｎには、３相の商用電源ＡＣｔを印加させる電源プラグが接続され、出力端子ｔｉｏｕｔには、車載バッテリＢｍが接続される。
【００３４】
商用電源ＡＣｔは、３相の交流電源（ｒ相／ｓ相／ｔ相）が用いられる点で従来技術と異なる。かかる３相の商用電源ＡＣｔは、例えば、日本国の場合、ＡＣ２００〔Ｖ〕，ＡＣ４００〔Ｖ〕が供給され、欧州の場合、ＡＣ３８０〔Ｖ〕，ＡＣ４００〔Ｖ〕が供給され、その他の国にあっても、各電力会社によって、其の電圧値（多相交流電圧）が多種多様に設定されている。尚、これらの電圧値は実効値を示すものとする。
【００３５】
入力コネクタｔｉｎは、上述した複数種類の商用電源（３相交流電源）が印加されるよう、複数種類のプラグ形状に対応した端子が形成される。当該入力コネクタｔｉｎは、この他、急速充電プラグ用のコネクタを別途設けるようにしても良い。
【００３６】
出力端子ｔｏｕｔは、図示の如く、車載用充電装置ＢＣＳ１の後段側に設けられ、平滑回路Ｓｆの出力電圧Ｖｏｕｔが印加されるように配線されている。かかる出力端子ｔｏｕｔは、更に、後段部に電源ラインが接続され、出力電圧Ｖｏｕｔが電源ラインを介して車載バッテリＢｍへ印加されるよう配線されている。以下、車載用充電装置について、車載バッテリＢｍが接続される方向を出力側と呼び、商用電力ＡＣｔが接続される方向を入力側と呼ぶことがある。
【００３７】
車載バッテリＢｍは、リチウムイオン電池等のバッテリセルがバッテリモジュール内に複数配設され、総じて４００〔Ｖ〕程度の直流電圧を発生させる。車載バッテリＢｍから出力される電力は、バッテリ電力から３相交流電力を生成させるメインインバータ装置と、車載電装機器及びサブバッテリ（ＤＣ１２〔Ｖ〕程度）へ電力を供給させるＤＣ−ＤＣコンバータとに分配される。そして、インバータ回路では、車載バッテリＢｍの直流電力を３相交流電力へと変換させ、駆動モータ（３相同期モータ，３相誘導モータ等）へ３相交流電力を供給する。このとき、駆動モータは、入力された電力に応じてトルクを発生させ、駆動輪にトルクを伝えることで、車両の静動または車速のコントロールを適宜に行なう。
【００３８】
多相ダイオードブリッジＤｂｒは、ダイオードＤａ〜Ｄｆによってブリッジ状に配線され、これらの構成によって各相電圧（ｒ相電圧／ｓ相電圧／ｔ相電圧）に対応するア−ムが形成される。このアームでは、３相交流電圧Ｖａｃｔが印加されると（図２ａ参照）、各相に対応する相電圧（Ｖｒ／Ｖｓ／Ｖｔ）を全波整流させる（図２ｂ参照）。従って、多相ダイオードブリッジＤｒｂは、全波整流された各相電圧（Ｖｒ／Ｖｓ／Ｖｔ）を順次出力させるので、これによって現われる出力電圧Ｖｉｎは、図２（ｃ）に示す如く、一定の範囲ΔＶにて変動するに止まり、これにより、平滑作用を受けることとなる。
【００３９】
仮に、ＡＣ２００〔Ｖ〕の単相交流電圧が印加される場合について検討すると、単相の場合の出力電圧は、各々の整流波が位相差πとされるので、２８２〔Ｖ〕〜０〔Ｖ〕の範囲で変動することとなってしまう。しかし、本実施の形態のように平衡３相交流電源を採用することにより、出力電圧Ｖｉｎは、変動範囲が２８２〔Ｖ〕〜２４５〔Ｖ〕の範囲内に収まるという効果が奏される。即ち、入力電源が単相から３相へ変更されることで、出力電圧Ｖｉｎの変動範囲が約１３％に抑えられることとなる。また、本実施の形態では入力電源として３相交流電源を取り扱っているが、これに限らず、更に多相の電源を用いることにより、此処に説明した平滑作用がより顕著なものとなる。
【００４０】
また、本実施の形態にあっては、ワン・コンバータ方式の電力変換回路が採用されているので、コンデンサ・インプット方式で用いられる入力側の平滑回路が省略される。従って、装置自体の小型化が図られ、また、高調波の発生も解消される。
【００４１】
車載用充電装置ＢＣＳ１には、入力電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出回路（図示なし）が設けられる。当該電圧検出回路は、図２（ａ）に示す如く、抵抗Ｒｍ及びＲｎから成る分圧抵抗とし、分圧点から入力電圧Ｖｉｎに関する検出信号Ｓｖｉｎを出力するようにしても良い。また、図２（ｂ）に示す如く、入力コネクタｔｉｎと多相ダイオードブリッジＤｂｒとの間にセンサ回路ＳＣＮ２を設け、各々の電源ラインから相電圧に関する検出信号Ｓｖｉｎ（ｒ），Ｓｖｉｎ（ｓ），Ｓｖｉｎ（ｔ）を出力させるようにしても良い。尚、入力電圧Ｖｉｎを検出するための回路については、同図では単に一例として挙げているに過ぎず、現時点において公知の技術を適宜利用することが可能である。
【００４２】
トランスＴｃは、鉄心を具備し、当該鉄心について一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とが巻回されている。このうち、本実施の形態に係る一次コイルＬ１は、端点ｔａ及び中間タップｔｓ及び端点ｔｂを具備している。中間タップｔｓは、一次コイルＬ１のワイヤー線の途中の接点箇所へ電気的に接続されている端子であって、端点ｔａ〜中間タップｔｓ，又は，端点ｔｂ〜中間タップｔｓの巻線Ｎを決定するものである。また、端点ｔａ及び端点ｔｂは、一次コイルＬ１の各端部における接点箇所に導通される。一方、二次コイルＬ２は、本実施の形態の場合、中間タップを具備しない通常のコイルが用いられる。かかるトランスＴｃでは、一次コイルＬ１に流れる一次電流が変動すると、鉄心を貫通する磁束が変動する。このとき、二次コイルＬ２では、磁束変化に応じて誘導起電力を発生させることとなる。先に説明したように、ドライブ回路Ｄｒから印加される電圧は交流状態とされるので、一次電流及び誘導起電力についても、時間経過に応じて其の極性が変化することとなる。
【００４３】
ここで、一次コイルＬ１における区間ｔａ〜ｔｓまでの巻数をＮ１ａとし、一次コイルにおける全区間ｔａ〜ｔｂの巻数（全巻数）をＮ１ｂとし、二次コイルＬ２にける全巻数をＮ２とする。このとき、区間ｔａ〜ｔｓにのみ一次電流が流れる場合、トランスＴｃの巻線比ＲＮａは、ＲＮａ＝Ｎ２／Ｎ１ａ，で現される。一方、全区間ｔａ〜ｔｂに一次電流が流れる場合、このときの巻線比ＲＮ２は、ＲＮ２＝Ｎ２／Ｎ１ｂで現される。
【００４４】
切換回路Ｒｃは、入力端子と第１の出力端子と第２の出力端子とスイッチ手段とを備えている。本実施の形態の場合、入力端子はドライブ回路Ｄｒの一方のアームに接続され、第１の出力端子は一次コイルＬ１の端点ｔａに接続され、第２の出力端子は一次コイルＬ１の中間タップｔｓに接続される。そして、切換回路Ｒｃは、スイッチ手段によって、第１の出力端子又は第２の出力端子の何れか一方を選択し、選択された方の出力端子を入力端子に導通させ、これにより、電力の供給ルートを切換える。
【００４５】
かかる切換回路Ｒｃは、一方の出力端子が端点ｔａに接続され他方の出力端子が中間タップｔｓに接続されているので、スイッチ手段によって電力の供給ルートを変更させると、一次コイルＬ１における一次電流の通電区間は、区間ｔａ〜ｔｓ，又は，区間ｔａ〜ｔｂ，の何れかに切換えられることとなる。即ち、切換回路Ｒｃは、入力端子に導通させる出力端子を切換えることで、一次電流の通電区間を適宜に切換える役割を担う。尚、切換回路Ｒｃに設けられるスイッチ手段については、その形態が種々改変され得るものであり、その具体例については追って詳述する。
【００４６】
本実施の形態で用いられるドライブ回路Ｄｒは、パワートランジスタＴ１〜Ｔ４（特許請求の範囲における第１のスイッチング素子）から成るフルブリッジ回路が採用されている。かかるドライブ回路Ｄｒは、両サイドの電源ラインを介して多相ダイオードブリッジＤｂｒに接続されている。また、パワートランジスタＴ１及びＴ２の接点は、切換回路Ｒｃの入力端子に接続され、パワートランジスタＴ３及びＴ４の接点は、トランスＴｃの端点ｔｂに接続されている。また、各々のトランジスタＴ１〜Ｔ４は、ゲート部が信号処理装置ＣＮＴ１に接続され、当該信号処理装置ＣＮＴ１から出力される駆動信号Ｓｄによって、各々がＯＮ／ＯＦＦ制御される。従って、当該ドライブ回路Ｄｒは、信号処理装置ＣＮＴ１から駆動信号Ｓｄを受信すると、各々のパワートランジスタが所定のデューティ比にて駆動され、切換回路Ｒｃと端点ｔｂとの間に断続的な電圧を印加させる。
【００４７】
この断続的に発生する電圧は、切換回路Ｒｃを介して一次コイルＬ１へ印加されるので、切換回路Ｒｃによって選択された一次コイルＬ１の通電区間では、其の区間において、高い周波数で一次電流の通電又は遮断が繰返される。即ち、パワートランジスタＴ１〜Ｔ４が駆動されると、この動作に応じて一次電流の電流値が変動することとなる。従って、トランスＴｃでは、このような断続的な制御により一次電流の電流値が変動し、これにより、誘導起電力Ｖ２を発生させている。
【００４８】
尚、図１に示す如く、フルブリッジ回路の端部にシャント抵抗Ｒｋを設け、信号処理装置ＣＮＴ１にてドライブ回路Ｄｒの電流値Ｓｋを監視するようにしても良い。この場合、パワートランジスタＴ１〜Ｔ４の動作異常を検知することが可能となる。
【００４９】
また、図１のドライブ回路Ｄｒはフルブリッジ回路が採用されているが、当該ドライブ回路Ｄｒは、かかる形態に限定されるものではない。例えば、図４に示す如く、単体のパワートランジスタＴ５（特許請求の範囲における第１のスイッチング素子）によってドライブ回路Ｄｒを構成させても良い。同図でのパワートランジスタＴ５は、端点ｔｂと多相ダイオードブリッジ回路Ｄｂｒとの間に介挿され、信号処理装置ＣＮＴ１から受けた駆動信号Ｓｄに応じて通電／遮断を繰返し、これにより、一次コイルＬ１に一次電流を発生させる。また、当該ドライブ回路Ｄｒは端点ｔａ側に接続させても良い。この場合、切換回路Ｒｃは、入力端子が他方側の電源ラインに接続され、出力端子の各々は、中間タップｔｓ及び端点ｔｂへ接続されることとなる。
【００５０】
平滑回路Ｓｆは、トランスＴｃの二次コイルＬ２へ接続され、当該二次コイルから出力された誘導起電力Ｖ２を平滑させ、直流状態に変換された出力電圧Ｖｏｕｔを後段の出力端子Ｖｏｕｔへ印加する。
【００５１】
図５は、平滑回路Ｓｆの構成例が示されている。例えば、図５（ａ）に示される平滑回路Ｓｆは、ダイオードＤｐ及びＤｑとリアクトルＬ３と平滑コンデンサＣ２とから構成される。ダイオードＤｐ及びＤｑのアノードは、各々が二次コイルＬ２の端点に接続される。また、双方のダイオードＤｐ及びＤｑは、カソード側が互いに接続され、其の接点は、リアクトルＬ３の入力側に接続されている。かかるリアクトルＬ３は、電源ラインに介挿されるように配線される。そして、平滑コンデンサＣ２は、リアクトルＬ３の後段にて、二次コイルＬ２に対して並列接続される。かかる平滑コンデンサＣ２は、数百Ｖオーダーの電圧を出力させることが要求されるところ、一般には電解コンデンサ等が用いられる。
【００５２】
また、図５（ｂ）に示されるような平滑回路Ｓｆとしても良い。この場合、二次コイルＬ２にセンタータップが設けられる。そして、当該二次コイルＬ２の端点にダイオードＤｐ及びＤｑのカソードが各々接続され、当該ダイオードＤｐ及びＤｑのアノードは、互いに接続される。この接点は、平滑コンデンサＣ２の陰極側に接続される。また、平滑コンデンサＣ２の陽極側は、リアクトルＬ３を介して二次コイルＬ２のセンタータップに接続される。
【００５３】
これらの平滑回路Ｓｆは、共に、極性が素早く変動するような交流状態の誘導起電力Ｖ２が印加されると、これに応じて生じる電荷を平滑コンデンサＣ２へ蓄積させ、力流電力を発生させる。但し、このような平滑回路については、既に周知の技術とされているため、動作等の説明を省略することとする。
【００５４】
図６は、平滑回路の他の構成例が示されている。図６（ａ）の平滑回路Ｓｆは、ダイオードＤｈ〜ＤｋとパワートランジスタＴｊ及びＴｋとリアクトルＬ３と平滑回路Ｃ２とから構成される。ダイオードＤｈ〜Ｄｋはブリッジ状に配線され、併せて、図示の如く、パワートランジスタＴｊ及びＴｋが接続されている。かかる平滑回路Ｓｆは、パワートランジスタＴｊ及びＴｋが制御されることで、平滑コンデンサＣ２へ流れる電流の制限が行なわれる。先に説明したドライブ回路Ｄｒにあっても、パワートランジスタの駆動デューティを調整することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値に調整することは可能である。但し、このような機能を平滑回路Ｓｆに追加させることで、より正確に出力電圧Ｖｏｕｔを調整させることが可能となる。また、例えば、ドライブ回路Ｄｒ側の駆動デューティを固定値とし、平滑回路Ｓｆ側の駆動デューティを制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを調整するようにしても良い。
【００５５】
図６（ｂ）の平滑回路Ｓｆは、上述したダイオードブリッジＤｈ〜ＤｋがパワートランジスタＴｈ〜Ｔｋへ置換えられている。一般に、ダイオードでの電圧降下と比較してトランジスタでの電圧降下は低く抑えられるので、かかる構成とした場合、出力効率の向上が図られる。尚、ここに紹介した平滑回路Ｓｆは、例示的なものに過ぎず、この他、現時点における公知の技術を適宜取入れることが可能である。
【００５６】
電圧検出回路ＩＮＳｖは、例えば、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２によって構成され、この回路の分圧点から出力電圧Ｖｏｕｔに関する検出信号Ｓｖを出力させる。
【００５７】
電流検出回路ＩＮＳｉは、例えば、シャント抵抗Ｒ３及びオペアンプＡＭＰとから構成され、シャント抵抗Ｒ３で検出した電流値に比例する検出信号Ｓｉを出力させる。
【００５８】
信号処理装置ＣＮＴ１は、図１に示す如く、第１の制御回路ＣＮＴｄと第２の制御回路ＣＮＴｒとから構成される。当該信号処理装置ＣＮＴ１は、ＣＰＵ及びメモリ回路及びＡＤ変換回路，この他、所定の信号を生成・出力させるために必要な回路が構成される。尚、信号処理装置ＣＮＴ１については、ワンチップされているか否か又はＣＰＵの数など、その回路構成を問うものではない。かかる信号処理装置ＣＮＴ１には、入力電圧Ｖｉｎを示すＳｖｉｎ，出力電圧Ｖｏｕｔを示す検出信号Ｓｖ，充電装置内の二次側の電源ラインを流れる電流値を示す検出信号Ｓｉが入力される。そして、第１の制御回路ＣＮＴｄでは、検出信号Ｓｉ及び検出信号Ｓｖに基づいてパワートランジスタＴ１〜Ｔ４の駆動デューティを規定し、これに即した駆動信号を各々出力させる。かかる制御回路ＣＮＴｄは、充電装置の出力電力が定電圧または定電流となるように適宜にモードを設定し、これにより、充電装置の出力電圧Ｖｏｕｔ又は出力電流を制御する。
【００５９】
一方、第２の制御回路ＣＮＴｒは、入力電圧Ｖｉｎの値に基づいて切換信号Ｓｒを出力させる。具体的に説明すると、入力電圧Ｖｉｎを示すＳｖｉｎが所定の閾値より高い場合、入力電圧Ｖｉｎが高い旨の信号（以下、切換信号Ｓｒａと呼ぶ）を出力させる。これに対し、入力電圧Ｖｉｎを示すＳｖｉｎが所定の閾値より低い場合、入力電圧Ｖｉｎが低い旨の信号（以下、切換信号Ｓｒｂと呼ぶ）を出力させる。
【００６０】
図７（ａ）は、切換回路Ｒｃの一形態とされるリレー回路Ｒｙｌが示されている。当該リレー回路Ｒｙｌは、入力端子ｔｅと第１の出力端子ｔ１と第２の出力端子ｔ２とが設けられ、スイッチ機構ＳＷ及びソレノイドコイルＣｏから成るスイッチ手段を備えている。スイッチ機構は、従動端子を備え、ソレノイドコイルＣｏの極性に応じて動作する。ソレノイドコイルＣｏは、切換信号Ｓｒａが入力されると、従動端子へ斥力を与え、入力端子ｔｅと第１の出力端子ｔ１とを導通させる。また、切換信号Ｓｒｂが入力されると、従動端子を引き寄せ、入力端子ｔｅと第２の出力端子ｔ２とを導通させる。
【００６１】
従って、充電装置ＢＣＳ１へ閾値より高い多相交流電源が接続されると、リレー回路Ｒｙｌは、信号処理装置ＣＮＴ１から切換信号Ｓｒａを受け、これにより、入力端子ｔｅと第１の出力端子ｔａとを導通させる。この場合、ドライブ回路Ｄｒからの印加電圧は通電区間ｔａ〜ｔｂに加えられることとなり、当該リレー回路Ｒｙｌは、一次電流を流す通電区間を長く設定することとなる。
【００６２】
また、充電装置ＢＣＳ１へ閾値より低い多相交流電源が接続されると、リレー回路Ｒｙｌは、信号処理装置ＣＮＴ１から切換信号Ｓｒｂを受け、これにより、入力端子ｔｅと第２の出力端子ｔｓとを導通させる。この場合、ドライブ回路Ｄｒからの印加電圧は通電区間ｔｓ〜ｔｂに加えられることとなり、当該リレー回路Ｒｙｌは、一次電流を流す通電区間を短く設定することとなる。
【００６３】
このような制御が行われると、リレー回路Ｒｙｌは、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを低値に設定させ、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを低減させる。一方、入力電圧Ｖｏｕｔの実効値が低いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを高値に切換え、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。即ち、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときの出力電圧Ｖｏｕｔと低いときの出力電圧Ｖｏｕｔは、リレー回路Ｒｙｌの動作によって其の電圧値の差が低減されるように制御される。
【００６４】
本実施の形態では、車載用充電装置ＢＣＳ１に２種類の商用電源が接続されるものとし、このうち、一方の商用電源ＡＣｔ１が接続された場合、このときの電圧（第１の多相交流電圧）の実効値をＶ１ｒｍｓとする。また、他方の商用電源ＡＣｔ２が接続された場合、このときの電圧（第２の多相交流電圧）の実効値をＶ２ｒｍｓとする。但し、実効値Ｖ１ｒｍｓ＞実効値Ｖ２ｒｍｓ，とする。
【００６５】
また、一次コイルＬ１における通電区間ｔａ〜ｔｂ（全区間）は、商用電源ＡＣｔ１が接続されたときに設定される区間であって、当該区間における巻数はＮ１ａとする。また、一次コイルＬ１における通電区間ｔｓ〜ｔｂ（一部区間）は、商用電源ＡＣｔ２が接続されたときに設定される区間であって、当該区間における巻数はＮ１ｓとする。
【００６６】
本実施の形態に係る一次コイルＬ１は、中間タップｔｓが，Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ，の関係を充足するように、当該中間タップｔｓとの接点箇所が設定されている。このため、商用電源ＡＣｔ１を接続した場合の誘導起電力Ｖ２（１）は、二次コイルＬ２の巻数をＮ２とすると、Ｖ２（１）＝（Ｎ２／Ｎ１ａ）・Ｖ１ｒｍｓ，と表現される。一方、商用電源ＡＣｔ２を接続した場合の誘導起電力Ｖ２（２）は、Ｖ２（１）＝（Ｎ２／Ｎ１ｓ）・Ｖ２ｒｍｓ，と表現される。従って、双方の場合の誘導起電力は、「Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ」の関係を有するところ、共に、同じ電圧値とされる。然るに、平滑回路Ｓｆからの出力電圧Ｖｏｕｔは、商用電源ＡＣｔ１又は商用電源ＡＣｔ２の何れが接続されても同一の電圧値を出力させることとなる。
【００６７】
故に、後段の車載バッテリＢｍは、商用電源ＡＣｔ１又は商用電源ＡＣｔ２の何れが接続されても、其の接続される電源に関わり無く、同じ電圧値で充電されることとなる。従って、かかる充電装置によると、充電時における詳細な制御、例えば、過充電保護に関する制御の実効が図られることとなる。
【００６８】
上述の如く、本実施の形態に係る車載用充電装置ＢＣＳ１は、３相交流電源から電力を取得し、各相電圧を全波整流させることで入力電圧に平滑作用を与え、入力側での平滑コンデンサを省略可能とさせ、以って、回路構成の簡素化・装置の低コスト化が図られるという利点を利用するものである。
【００６９】
そして、このような平滑作用をワン・コンバータ方式の電力変換回路で実現させ、併せて、入力電圧の値に応じてトランスＴｃの巻線比ＲＮを切換える機能を付加させている。これにより、異なる値の入力電源に対して使用可能な車載用充電装置ＢＣＳ１は、ワン・コンバータ方式の回路を採用することで、力率改善回路を用いずして高調波を解消させる効果、及び、回路構成を簡素化させる効果、の双方の効果が奏されることとなる。また、当該ＡＣ−ＤＣコンバータは、回路構成の簡素化が図られることにより、装置の小型化及び低コスト化に資するものとなる。
【００７０】
また、かかる車載用充電装置にあっては、高調波の発生を解消させているので、プラグイン式電気自動車へ搭載されている車載電装機器・ＥＣＵ等の安定動作を保障することとなる。
【００７１】
尚、リレー回路Ｒｙｌは、其の配線方法が上述した態様に限定されるものでない。例えば、図７（ｂ）に示す如く、ドライブ回路Ｄｒのもう一方の電源ラインに入力端子ｔｅを接続させ、第１の出力端子ｔ１を中間タップに接続させ、第２の出力端子ｔ２を端点ｔｂに接続させても良い。このような態様でリレー回路Ｒｙｌを切換制御させても、上述同様の効果が得られる。
【００７２】
また、図８（ａ）は、切換回路の更なる改変例が示されている。当該切換回路Ｓｃ１は、２つのサイリスタ（特許請求の範囲における第２のスイッチング素子）によって構成され、双方のサイリスタのアノード側は入力端子ｔｅへ接続される。また、一方のカソード側は第１の出力端子ｔ１へ接続され、他方のカソード側は第２の出力端子ｔ２へ接続される。そして、各々のゲートには、信号処理装置ＣＮＴ１から駆動信号Ｓｒ１及びＳｒ２が送られる。かかる切換回路Ｓｃ１は、第１の出力端子ｔ１に接続されるサイリスタを通電状態にさせることで、一次コイルＬ１での通電区間をｔａ〜ｔｂの全区間に設定する。一方、第２の出力端子ｔ２に接続されるサイリスタを通電状態にさせることで、通電区間をｔｓ〜ｔｂの区間に設定する。即ち、同図の切換回路Ｓｃ１は、通電状態とさせるサイリスタを選択することで、電力の供給ルートを変更させ、通電区間の設定動作を行なう。
【００７３】
ここでの駆動信号Ｓｒ１及びＳｒ２は、サイリスタが自己消弧できないため、通電指令（点弧）と遮断指令（消弧）との双方をゲートへ与える必要がある。尚、これらのサイリスタの替わりに、自己消弧可能なスイッチング素子へ置き換えることも可能である。かかるスイッチング素子は、ＩＧＢＴまたはＭＯＦＥＴ等のパワートランジスタが好ましい。また、此処でのスイッチング素子に限らず、本明細書で記される全てのスイッチング素子について、このようなパワートランジスタが使用可能であることは言うまでもない。
【００７４】
図８（ｂ）は、切換回路の更なる改変例が示されている。当該切換回路Ｓｃ２は、２つのスイッチング素子Ｔｙ及びＴｚ（特許請求の範囲における第２のスイッチング素子）によって構成され、スイッチング素子Ｔｙは、出力端子ｔ１へ接続され、通電区間を区間ｔａ〜ｔｓ（一部区間）に設定する機能を担う。また、スイッチング素子Ｔｚは、出力端子ｔ２へ接続され、通電区間を区間ｔａ〜ｔｂ（全区間）に設定する機能を担う。
【００７５】
従って、切換回路Ｓｃ２についても、スイッチング素子Ｔｙ又はＴｚの何れかを選択的に駆動させ、一次電流の通電区間を切換える。また、同図における切換回路Ｓｃ２にあっては、選択されたスイッチング素子について、一次電流の通電又は遮断を断続的させる制御が行われる。このスイッチング素子の動作は、信号処理装置ＣＮＴ１から送られる駆動信号Ｓｒ１又はＳｒ２が高周波パルスとされ、これにより実現されるものである。そして、駆動対象としてスイッチング素子Ｔｙが選択される場合、信号処理装置ＣＮＴ１から駆動信号Ｓｒ１が入力され、スイッチング素子Ｔｙは、通電区間ｔａ〜ｔｓについて、断続的な一次電流を発生させる。また、駆動対象としてスイッチング素子Ｔｚが選択される場合、駆動信号Ｓｒ２が入力され、スイッチング素子Ｔｚは、通電区間ｔａ〜ｔｂについて、断続的な一次電流を発生させる。
【００７６】
即ち、切換回路Ｓｃ２は、通電経路を切換える本来的な機能を担うと共に、上述したドライブ回路ＤｒのようなトランスＴｃを駆動させる機能を併せて備える回路である。このため、切換回路Ｓｃ２を有する車載用充電装置ＢＣＳは、ドライブ回路を別途設ける必要がないため、回路構成が非常に簡素化される。
【００７７】
図９（ａ）は、切換回路の更なる変更例が示されている。当該切換回路Ｒｃ３は、複数のスイッチング手段Ｓｗ１〜Ｓｗ４が組み込まれ、１つの入力端子ｔｅと複数の出力端子ｔ１〜ｔ４とが設けられている。このうち、スイッチ手段Ｓｗ１は入力端子ｔｅと出力端子ｔ１との間に介挿され、スイッチ手段Ｓｗ２は入力端子ｔｅと出力端子ｔ２との間に介挿され、その他のスイッチング手段についても同様な配線が施される。かかる切換回路Ｒｃ３は、駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ４に応じて、電力の導通経路を複数の種類（ｔｅ〜ｔ１，ｔｅ〜ｔ２，ｔｅ〜ｔ３，ｔｅ〜ｔ４）に切換えることが可能となる。
【００７８】
トランスＴｃの一次コイルＬ１は、中間タップｔｓ１〜ｔｓ３が設けられ、総じて５箇所の接点箇所を備えている。同図の一次コイルＬ１は、端点ｔａが第１の出力端子ｔ１に接続され、中間タップｔｓ１が第２の出力端子ｔ２に接続され、中間タップｔｓ２が第３の出力端子ｔ３に接続され、中間タップｔｓ３が第４の出力端子ｔ４に接続され、端点ｔｂがドライブ回路ｄｒに接続される。
【００７９】
同図における車載用充電装置ＢＣＳは、電力供給ルートが切換回路Ｒｃ３によって複数のルートに選択され得るので、その電力供給ルートの数に応じて、一次電流の通電区間を複数設定することが可能となる。従って、このような構成を備える車載用充電装置ＢＣＳは、２種類に限らず更に多くの種類の商用電源の使用が予定されていても、中間タップｔｓ１〜ｔｓ３で設定される巻数が其の入力電源の実効値に対応していれば、当該充電装置からの出力電圧Ｖｏｕｔを同値とする制御が可能となり、車載バッテリを好適に充電させることが可能となる。
【００８０】
図９（ｂ）は、切換回路の更なる変更例が示されている。当該切換回路Ｒｃ４は、複数の入力端子ｔ１〜ｔ４が設けられ、この入力端子の各々に対応してスイッチ手段Ｓｗ１〜Ｓｗ４が接続されている。当該スイッチ手段Ｓｗ１〜Ｓｗ４は、入力端子ｔ１〜ｔ４を介して一次コイルＬ１の中間タップｔｓ１〜ｔｓ３，端点ｔｂに適宜に接続される。
【００８１】
かかる構成を具備する車載用充電装置ＢＣＳは、図９（ａ）と同様、３種類以上の異なる入力電源が用いられる各場面において、車載バッテリを好適に充電させることが可能となる。また、図９（ｂ）における切換回路Ｒｃ４は、一次電流の通電区間を設定する機能と、トランスＴｃを駆動させる機能とを並存させているため、車載用充電装置ＢＣＳの回路構成を簡素化させ得る。
【００８２】
尚、ここで示されるスイッチ手段Ｓｗ１〜Ｓｗ４は、先にも説明したように、リレー回路のような機構的な装置であっても良く、パワートランジスタ等の半導体素子を用いても良い。また、これら切換回路は、図７（ａ）及び（ｂ）で説明したように、その接続位置及び配線について適宜変更が成されることを予定している。
【実施例】
【００８３】
以下、車載用充電装置ＢＣＳ１の使用例について具体的に説明する。本実施例では、プラグイン式電気自動車が日本国又は欧州の何れかで使用されることが予定されているものとする。また、プラグイン式電気自動車の充電装置ＢＣＳ１には、日本で使用する場合、３相のＡＣ２００〔Ｖ〕によって商用電力が供給され、欧州で使用する場合、３相のＡＣ４００〔Ｖ〕によって商用電力が供給されるものとする。
【００８４】
本実施例の場合、トランスＴｃの一次コイルＬ１は、コイルの巻数を等分させる接点箇所に、センタータップｔｇが接続されている。また、一次コイルＬ１の一端側の接点箇所は端点ｔａ（第１の端点）に導通され、他端側の接点箇所は端点ｔｂ（第２の端点）に接続されている。かかるトランスＴｃは、リレー回路Ｒｙｌの切換動作に応じて、巻線比ＲＮが１００％または５０％の何れか一方に切換られる。
【００８５】
先ず、プラグイン式電気自動車が欧州で使用される場合、車載用充電装置ＢＣＳ１の入力コネクタｔｉｎへは、ＡＣ４００〔Ｖ〕の商用電源プラグが接続される（図１０参照）。この場合、図１２（ａ１）に示す如く、商用電源ＡＣｔ１の印加電圧は、ブリッジ回路Ｄｒｂによって平滑され、入力電圧Ｖｉｎを得る。この場合の入力電圧Ｖｉｎは、約５６４〔Ｖ〕〜４９０〔Ｖ〕の範囲内で変動することとなる。以下、同図における入力電圧Ｖｉｎの実効値をＶ１ｒｍｓとする。
【００８６】
この場合、信号処理装置ＣＮＴ１では、ドライブ回路Ｄｒを所定のモードで駆動させると共に、ＡＣ４００〔Ｖ〕に係る入力電圧Ｖｉｎを認識し、リレー回路Ｒｙｌの通電経路を出力端子ｔ１の方へ切換える。従って、一次コイルＬ１では、通電区間がｔａ〜ｔｂの全区間に設定され、これにより、トランスＴｃでは、巻線比ＲＮが５０％に設定される。そして、車載用充電装置ＢＣＳ１は、直流電圧Ｖ１ｒｍｓ及び巻線比ＲＮ＝５０％の条件に応じて、出力端子ｔｏｕｔから４００〔Ｖ〕の充電電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を出力させる（図１２−ａ２参照）。
【００８７】
これに対し、プラグイン式電気自動車が日本国で使用される場合、車載用充電装置ＢＣＳ１の入力コネクタｔｉｎへは、ＡＣ２００〔Ｖ〕の商用電源プラグが接続される（図１１参照）。この場合、図１２（ｂ１）に示す如く、商用電源ＡＣｔ２の印加電圧は、約２８２〔Ｖ〕〜２４５〔Ｖ〕で変動する入力電圧Ｖｉｎへと平滑される。以下、同図における入力電圧Ｖｉｎの実効値をＶ２ｒｍｓとする。
【００８８】
この場合、信号処理装置ＣＮＴ１では、ドライブ回路Ｄｒを所定のモードで駆動させると共に、ＡＣ２００〔Ｖ〕に係る入力電圧Ｖｉｎを認識し、リレー回路Ｒｙｌの通電経路を出力端子ｔ２の方へ切換える。従って、一次コイルＬ１では、通電区間が巻線を半分にさせる区間（ｔｓ〜ｔｂ）に設定され、これにより、トランスＴｃでは、巻線比ＲＮが１００％に設定される。そして、車載用充電装置ＢＣＳ１は、直流電圧Ｖ２ｒｍｓ及び巻線比ＲＮ＝１００％の条件に応じて、充電電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を出力させる。かかる充電電圧は、入力電圧Ｖｉｎの実効値に比例し且つ巻線比ＲＮに反比例するところ、其の出力電圧Ｖｏｕｔについても４００〔Ｖ〕に制御されることとなる（図１２−ｂ２参照）。
【００８９】
このように、プラグイン式電気自動車が欧州及び日本国の双方で使用される可能性がある場合、トランスＴｃにセンタータップＴｇを設けることで、プラグイン式電気自動車をこの何れの国でも充電することが可能となる。
【００９０】
また、世界各国では３相の交流電力を供給する電力会社が数多く存在するところ、本実施例のように、３相整流ブリッジを配する車載用充電装置ＢＣＳ１は、各国での使用にあたり、非常に実用性の高いものとなる。
【００９１】
更に、従来技術にあっては、コンデンサ・インプット方式の回路構成を採用する場合、ＡＣ４００〔Ｖ〕及びＡＣ２００〔Ｖ〕の双方の商用電源を入力できるように設計するためには、入力側の平滑コンデンサをＡＣ４００〔Ｖ〕に合わせて選択しなければならず、装置の大型化を招き、コストの高騰を招来させていた。
【００９２】
これに対し、本実施例に係る車載用充電装置ＢＣＳ１によると、ワン・コンバータ方式の回路構成の採用により、入力側の平滑コンデンサが省略されることとなる。従って、ＡＣ４００〔Ｖ〕及びＡＣ２００〔Ｖ〕の双方の商用電源を入力できるように設計する場合であっても、商用電源の電圧値（入力値）に影響されることなく、当該装置の体格を自由に設計することが可能となる。即ち、本実施例に係る車載用充電装置は、かかる技術的側面からも、装置の小型化が可能と成り、コストを低く抑えることが可能となる。また、入力側の平滑コンデンサが省略されるので、高調波の問題が解消され、力率改善回路又はアクティブフィルタ等の複雑な回路構成が不要となる。
【００９３】
以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記された技術的思想の範囲内において、種々の変更が可能である。例えば、上述した車載用充電装置では、一次コイルＬ１の巻線数を正確に定めることにより、異なる入力電源に対して同一の充電電圧Ｖｏｕｔを得るようにしている。しかし、この一次コイルＬ１の巻数を厳格に定めなくとも、一方の入力電源から変換される充電電圧Ｖｏｕｔ１と他方の入力電源から変換される充電電圧Ｖｏｕｔ２とが所定の範囲まで近づくように制御されれば足りる。但し、このような場合、ドライブ回路Ｄｒ等による補完的な制御が必要とされ、これにより、車載用充電装置では、双方の出力電圧Ｖｏｕｔ１及びＶｏｕｔ２を一致させ、商用電源の種類に影響されない充電制御を実現させる。
【００９４】
また、本明細書では、ＡＣ−ＤＣコンバータの代表例として車載用充電装置を詳細に説明してきたが、特許請求の範囲に記されるＡＣ−ＤＣコンバータは、当該充電装置に限定されるものでなく、種々の技術分野において適宜形態を変えて広く適用され得るものである。
【００９５】
最後に、本発明の旨とするところは、従来技術では回路構成が複雑化されていた課題について、切換可能なトランスをワン・コンバータ方式に適用させ、かかる簡潔な構成にして、高調波又は装置のサイズ等の問題を一挙に解決へ導くところにある。即ち、その技術的思想は、ここで用いられるトランス及びワン・コンバータ方式の回路構成を単に組合せた内容に止まるものでなく、当業者の想定を超える内容に企及する。
【符号の説明】
【００９６】
ＢＣＳ１，ＢＣＳ２ 車載用充電装置（ＡＣ−ＤＣコンバータ）
Ｄｂｒ 多相ダイオードブリッジ
Ｔｃ トランス
Ｌ１ 一次コイル
Ｌ２ 二次コイル
Ｄｒ ドライブ回路
Ｔ１〜Ｔ４，Ｔ５ 第１のスイッチング素子
Ｒｃ（Ｒｙｌ，Ｓｃ１，Ｓｃ２） 切換回路
Ｔｙ，Ｔｚ 第２のスイッチング素子
Ｓｆ 平滑回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、電気自動車等に搭載される車載用充電装置として用いる際に好適のものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、バッテリ容量に関する技術の進歩に伴い、高電力及び長時間の使用に耐え得るバッテリの製品化が進められている。これを受けて、例えば、自動車業界にあっては、かかるバッテリ製品を利用することにより、電動モータを用いた長距離走行を実現させ、この開発成果として、ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）及びＥＶ（Electric
Vehicle）を商品化させるに至っている。
【０００３】
ＥＶ（Electric Vehicle）は、走行用の電動モータと車載バッテリと車載用充電装置と電力供給用コネクタとが設けられている。車載用充電装置は、商用電力用のプラグ又は急速充電用のプラグが電力供給用コネクタに接続されると、入力される電力を変換させ車載バッテリを充電させるための供給電力を制御する。そして、車載バッテリでは、前段の車載用充電装置から電力が供給され、充電が行われることとなる。
【０００４】
一方、ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）にあっても、ＥＶと同様な充電システムを搭載させ、商用電力等から車載バッテリを充電させるものが製品化されている。かかるＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）は、更に、内燃機関による動力系統を備え、電動モータから駆動力を得る場合には車載バッテリの電気エネルギーを消費させ、内燃機関から駆動力を得る場合には化石燃料による熱エネルギーを利用し、これら双方の駆動系の利点を活かすことにより、低燃費走行を実現させている。
【０００５】
以下、上述したＥＶ（Electric Vehicle）又はＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）のように、商用電力を車体に接続させて車載バッテリを充電させるシステムをプラグイン式充電システムと呼ぶこととする。また、当該プラグイン式充電システムを搭載させた車両をプラグイン式電気自動車と呼ぶこととする。
【０００６】
特開平１１−３５６０４３号公報（特許文献１）では、回路構成が上述した充電装置に類似するスイッチング電源装置について紹介されている。図１３に示す如く、スイッチング電源装置ＢＣＳ０は、単相交流電源ＡＣｍに接続されるＡＣコネクタｔｉｎと、単相の交流電圧を整流化させる単相ダイオードブリッジＤｂｒ０と、単相ダイオードブリッジＤｂｒ０の後段に接続される平滑コンデンサＣ１と、一次コイル側に中間タップｔｓを設けたトランスＴｃと、トランスＴｃの中間タップｔｓ及び第１の端点ｔａに接続され電力の供給経路を切換えるスイッチ回路Ｒｃ（特許請求の範囲における切換回路）と、第２の端点ｔｂに接続されたスイッチング素子Ｔ５を備え一次コイルＬ１に流れる一次電流を変動させるドライブ回路Ｄｒと、二次コイルＴ２での誘導起電力を平滑させる平滑回路Ｓｆと、入力電圧Ｖｉｎの検出信号Ｓｖｉｎに基づいてスイッチ回路Ｒｃを切換える電圧判定回路ＣＮＴｒと、出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号Ｓｖに基づいてドライブ回路を制御させる制御回路ＣＮＴｄとから構成される。
【０００７】
スイッチング電源装置ＢＣＳ０は、単相ダイオードブリッジＤｒｂ０の直後に平滑コンデンサＣ１が設けられるところ、所謂、コンデンサ・インプット式の回路構成を成すものである。当該スイッチング電源装置ＢＣＳ０は、単相交流電源ＡＣｍが接続されると、単相ダイオードブリッジＤｂｒ０にて単相の交流電圧を全波整流波Ｖｄへ変換させ（図１４ａ参照）、後段の平滑回路Ｃ１で電荷を蓄積させることにより安定した入力電圧Ｖｉｎを得る（図１４ｂ参照）。この入力電圧Ｖｉｎは、スイッチ回路Ｒｃを介してトランスＴｃの一次コイルＬ１に印加される。
【０００８】
ドライブ回路Ｄｒは、制御回路ＣＮＴｄによって駆動されると、一次コイルＬ１に流れる一次電流を断続的に発生させる。このとき、二次コイルＬ２は、一次電流の変動に応じて鉄心の磁束が変動するため、この変動に応じて誘導起電力を発生させる。この誘導起電力は、一次電流の通電又は遮断に応じて発生するところ、其の波形は交流又は発振状態とされる。
【０００９】
平滑回路Ｓｆは、ダイオードブリッジＤ１〜Ｄ４，及び、リアクトルＬ３，平滑コンデンサＣ２，ダイオードＤ５から構成されている。当該平滑回路Ｓｆは、発振状態の誘導起電力を全波整流させ、その後、直流状態の電力へと変換する。平滑回路Ｓｆから出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、制御回路ＣＮＴｄで其の電圧値が認識され、当該制御回路ＣＮＴｄがドライブ回路Ｄｒの動作を制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値が適宜に調整されることとなる。
【００１０】
また、特許文献１に係るスイッチング電源装置ＢＣＳ０は、ＡＣコネクタｔｉｎへ供給される電力が異なる場合、以下の如くスイッチ回路Ｒｃを機能させて、双方の出力電圧Ｖｏｕｔに違いが生じないよう制御する。
【００１１】
例えば、ＡＣコネクタｔｉｎに商用電源(ＡＣ１００〔Ｖ〕）が接続される場合、電圧判定回路ＣＮＴｒでは、検出回路（図示なし）を介して入力電圧Ｖｉｎを認識し、ＡＣ１００〔Ｖ〕が印加されている旨の信号Ｓｒを出力させる。このとき、スイッチ回路Ｒｃでは、信号Ｓｒに基づいてスイッチを端子ｔａに導通させる。従って、一次コイルＬ１では、端子ｔａ〜端子ｔｂの区間に一次電流が流れることとなる。尚、ＡＣ１００〔Ｖ〕を整流化させた場合、入力電圧Ｖｉｎは１４０〔Ｖ〕とされる。
【００１２】
これに対し、ＡＣコネクタｔｉｎに車載バッテリ(ＤＣ１４〔Ｖ〕）が接続される場合、電圧判定回路ＣＮＴｒでは、ＤＣ１４〔Ｖ〕が印加されている旨の信号Ｓｒを出力させる。このとき、スイッチ回路Ｒｃでは、信号Ｓｒに基づいてスイッチを中間タップｔｓに導通させる。この中間タップｔｓは、一次電流の流れる区間をｔｓ〜ｔｂの間に設定するものであり、区間ｔｓ〜ｔｂにおける一次コイルＬ１の巻数は、区間ｔａ〜ｔｂにおける一次コイルの巻数の１／１０程度に設定されている。
【００１３】
従って、ＤＣ１４〔Ｖ〕が入力される場合の巻線比ＲＮ２（二次巻線Ｎ２／一次巻線Ｎ１）はＡＣ１００〔Ｖ〕時の巻線比ＲＮ１の１０倍程度となるため、スイッチング電源装置ＢＣＳ０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣ１４〔Ｖ〕又はＡＣ１００〔Ｖ〕の何の電力が与えられても、略同値若しくは同様の状態に制御される。
【００１４】
かかるスイッチング電源装置は、前述したプラグイン式電気自動車の充電装置に適用させることが可能である。この場合の車載用充電装置は、車体の電力供給用コネクタへ異なる電力が供給されても、トランスＴｃの巻線比ＲＮを適宜に設定することで、何れの場合にも出力電圧Ｖｏｕｔに違いを与えずして、車載バッテリＢｍを好適に充電させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開平１１−３５６０４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、特許文献１に係る技術では、図１４（ｃ）に示す如く、全波整流波Ｖｄにおけるピーク値の近傍で、平滑コンデンサＣ１に流れる電流Ｉｉｎが瞬時的に発生する。このような入力電流Ｉｉｎは、高調波の発生原因とされ、交流電源Ａｃｍに接続される電気機器の動作を不安定にさせるとの問題が生じる。
【００１７】
また、このようなコンデンサ・インプット式の電力変換回路は、入力電流Ｉｉｎがによって、力率の低下を招くこととなる。このため、当該電力変換回路は、所望の電力を出力させるため、力率低下を補うよう入力電流Ｉｉｎを大きくさせる回路設計が要求される。従って、ダイオード，スイッチング素子，平滑コンデンサＣ２として用いられる電解コンデンサ，この他の回路素子について、定格電流の高い素子を選択しなければならず、回路装置の大型化及び高コスト化を招くとの問題が生じる。
【００１８】
更に、このような電力変換回路を車載用充電装置として用いる場合、高調波の発生に応じて周辺の車載電装機器へ悪影響を及ぼすことが懸念される。特に、ＡＣコネクタからの供給電源をセンシングしているＥＣＵ（Elctric Control
Unit）等では、其の悪影響による被害が甚大となり得る。
【００１９】
このため、高調波による弊害を回避すべく、力率を改善させることを企図した電力変換回路が提案されている。図１５は其の一例が示されており、具体的には、単相ダイオードブリッジＤｂｒと平滑コンデンサＣ１との間に力率改善回路ＰＦＣが追加構成される。また、力率改善回路ＰＦＣにおけるスイッチング素子Ｔｐの制御を行う制御マイコンＣＮＴｐが追加されている。かかる電力変換回路によれば、スイッチング素子Ｔｐの通電電流を適宜に制御させると、入力電圧（全波整流波）と相似形の入力電流Ｉｉｎが生成されるため、力率が改善され、これにより、周辺の電気機器への悪影響は一定の範囲で改善される。しかし、このような電力変換回路では、力率改善回路ＰＦＣを追加構成させなければならないので、回路の複雑化を招き、結局、装置の大型化及び高コスト化を招いてしまう。
【００２０】
更に、図１３及び図１５の何れの電力変換回路にあっても、平滑コンデンサＣ１が必ず設けられることとなる。当該平滑コンデンサＣ１は、入力電圧の大きさに応じてキャパシタンスが設定されるため、一般的には素子体格の大きい電解コンデンサが使用される。従って、車載用充電装置にあっては、数百ボルトオーダーの使用に耐える電解コンデンサを選定しなければならず、これを満たす電解コンデンサを用いれば、素子体格の肥大化を招いて、レイアウト上の困難を極める。
【００２１】
加えて、昨今の自動車は、複数の国を対象として製造・販売等が行なわれている。この場合、プラグイン式電気自動車の使用が予定されている国Ａ〜Ｃのうち、商用電源の電圧値が高い国Ａに合わせて平滑コンデンサＣ１（電解コンデンサ）を選定しなければならない。従って、或るプラグイン式電気自動車について言えば、商用電源の電圧値が大きい国Ａで使用されないにも関わらず、当該国Ａに対応させたスペックの充電装置を搭載させなければならないという問題も生じる。
【００２２】
本発明は上記課題に鑑み、複数種類の入力電源の利用を可能とした上で回路構成の簡素化を実現させるＡＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記課題を解決するため、第１の発明では次のようなＡＣ−ＤＣコンバータの構成とする。即ち、多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御する第１のスイッチング素子を有し当該第１のスイッチング素子の動作に応じて前記一次電流の電流値を変動させるドライブ回路と、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に接続され且つ前記複数の接点箇所の何れかを選択的に通電させることにより前記一次電流が前記一次コイルを流れる通電区間を切換える切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備えることとする。
【００２４】
また、第２の発明では次のようなＡＣ−ＤＣコンバータの構成としても良い。即ち、多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に対応して設けられた第２のスイッチング素子を有する切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備え、
前記切換回路は、前記第２のスイッチング素子の何れかを選択的に駆動させることにより前記一次電流の通電区間を切換え、且つ、前記第２のスイッチング素子のうち選択的に駆動させるスイッチング素子について前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御することとする。
【００２５】
これらの発明について好ましくは、前記切換回路は、実効値の高い第１の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を長く設定し、実効値の低い第２の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を短く設定することとする。
【００２６】
より好ましくは、前記第１の多相交流電圧の実効値をＶ１ｒｍｓとし、前記第２の多相交流電圧の実効値をＶ２ｒｍｓとし、前記切換回路によって前記第１の多相交流電圧のために設定された第１の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ａとし、前記切換回路によって前記第２の多相交流電圧のために設定された第２の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ｓとすると、これらの値は、Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ，の関係を充足することとする。
【００２７】
また、前記第１の多相交流電圧の実効値が前記第２の多相交流電圧の実効値の約２倍とされる関係が予定される場合において、
前記トランスの一次コイルは、一端の接点箇所に導通される第１の端点と、他端の接点箇所に導通される第２の端点と、前記第１の端点から前記第２の端点までの巻線を等分させる接点箇所に導通されるセンタータップとを有することとしても良い。
【００２８】
上述した全ての発明について好ましくは、商用電力の入力が可能なプラグイン式電気自動車に搭載され、前記商用電力に基づいて車載バッテリを充電する車載用充電装置として用いられることとする。このとき、前記商用電力は３相交流電源から供給されることとするのが良い。
【発明の効果】
【００２９】
本発明に係るＡＣ−ＤＣコンバータは、３相交流電源から電力を取得し、各相電圧を全波整流させることで入力電圧に平滑作用を与え、入力側での平滑コンデンサを省略可能とさせ、以って、回路構成の簡素化・装置の低コスト化が図られるという利点を利用するものである。
【００３０】
そして、このような平滑作用をワン・コンバータ方式の電力変換回路で実現させ、併せて、入力電圧の値に応じてトランスの巻線比を切換える機能を付加させている。これにより、異なる値の入力電源に対して使用可能なＡＣ−ＤＣコンバータは、ワン・コンバータ方式の回路を採用することで、力率改善回路を用いずして高調波を解消させる効果、及び、回路構成を簡素化させる効果、の双方の効果が奏されることとなる。また、当該ＡＣ−ＤＣコンバータは、回路構成の簡素化が図られることにより、装置の小型化及び低コスト化に資するものとなる。
【００３１】
特に、ＡＣ−ＤＣコンバータが車載用充電装置とされ、当該装置を搭載させるプラグイン式電気自動車の使用予定国が複数国に跨り且つ各国での商用電源の値が異なる条件であっても、先に説明したように、本発明に係る車載用充電装置は、入力側の平滑コンデンサが省略されることとなるため、商用電源の電圧値（入力値）に影響されることなく、当該装置の体格を自由に設計することが可能となる。また、かかる車載用充電装置にあっては、高調波の発生を解消させているので、プラグイン式電気自動車へ搭載されている車載電装機器・ＥＣＵ等の安定動作を保障することとなる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】実施の形態に係る車載用充電装置の回路構成を示す図。
【図２】３相交流電圧及び其の全波整流後の波形を示すタイムチャート。
【図３】入力電圧検出回路の構成例を示す図。
【図４】実施の形態に係る車載用充電装置の他の回路構成を示す図。
【図５】平滑回路の構成例を示す図。
【図６】平滑回路の構成例を示す図。
【図７】切換回路の構成例を示す図。
【図８】切換回路の構成例を示す図。
【図９】切換回路の構成例を示す図。
【図１０】実施例に係る切換回路及びトランスでの動作を示す図。
【図１１】実施例に係る切換回路及びトランスでの動作を示す図。
【図１２】実施例に係る入力電圧と出力電圧との関係を示す図。
【図１３】従来例に係る車載用充電装置の回路構成を示す図。
【図１４】従来例における入力電圧と入力電流とを示すタイムチャート。
【図１５】他の従来例に係る車載用充電装置の構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１に示す如く、本実施の形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータＢＣＳ１は、以下の如く、ワン・コンバータ方式の電力変換回路が用いられている。具体的には、多相ダイオードブリッジＤｂｒとドライブ回路Ｄｒと切換回路ＲｃとトランスＴｃと平滑回路Ｓｆと電圧検出回路ＩＮＳｖと電流検出回路ＩＮＳｉと信号処理装置ＣＮＴ１とから構成される。尚、ＡＣ−ＤＣコンバータは、本実施の形態においてプラグイン式自動車に搭載される充電装置であるところ、以下、車載用充電装置ＢＣＳ１と呼ぶこととする。また、当該車載用充電装置ＢＣＳ１は、入力コネクタｔｉｎと出力端子ｔｏｕｔとが設けられ、入力コネクタｔｉｎには、３相の商用電源ＡＣｔを印加させる電源プラグが接続され、出力端子ｔｉｏｕｔには、車載バッテリＢｍが接続される。
【００３４】
商用電源ＡＣｔは、３相の交流電源（ｒ相／ｓ相／ｔ相）が用いられる点で従来技術と異なる。かかる３相の商用電源ＡＣｔは、例えば、日本国の場合、ＡＣ２００〔Ｖ〕，ＡＣ４００〔Ｖ〕が供給され、欧州の場合、ＡＣ３８０〔Ｖ〕，ＡＣ４００〔Ｖ〕が供給され、その他の国にあっても、各電力会社によって、其の電圧値（多相交流電圧）が多種多様に設定されている。尚、これらの電圧値は実効値を示すものとする。
【００３５】
入力コネクタｔｉｎは、上述した複数種類の商用電源（３相交流電源）が印加されるよう、複数種類のプラグ形状に対応した端子が形成される。当該入力コネクタｔｉｎは、この他、急速充電プラグ用のコネクタを別途設けるようにしても良い。
【００３６】
出力端子ｔｏｕｔは、図示の如く、車載用充電装置ＢＣＳ１の後段側に設けられ、平滑回路Ｓｆの出力電圧Ｖｏｕｔが印加されるように配線されている。かかる出力端子ｔｏｕｔは、更に、後段部に電源ラインが接続され、出力電圧Ｖｏｕｔが電源ラインを介して車載バッテリＢｍへ印加されるよう配線されている。以下、車載用充電装置について、車載バッテリＢｍが接続される方向を出力側と呼び、商用電力ＡＣｔが接続される方向を入力側と呼ぶことがある。
【００３７】
車載バッテリＢｍは、リチウムイオン電池等のバッテリセルがバッテリモジュール内に複数配設され、総じて４００〔Ｖ〕程度の直流電圧を発生させる。車載バッテリＢｍから出力される電力は、バッテリ電力から３相交流電力を生成させるメインインバータ装置と、車載電装機器及びサブバッテリ（ＤＣ１２〔Ｖ〕程度）へ電力を供給させるＤＣ−ＤＣコンバータとに分配される。そして、インバータ回路では、車載バッテリＢｍの直流電力を３相交流電力へと変換させ、駆動モータ（３相同期モータ，３相誘導モータ等）へ３相交流電力を供給する。このとき、駆動モータは、入力された電力に応じてトルクを発生させ、駆動輪にトルクを伝えることで、車両の静動または車速のコントロールを適宜に行なう。
【００３８】
多相ダイオードブリッジＤｂｒは、ダイオードＤａ〜Ｄｆによってブリッジ状に配線され、これらの構成によって各相電圧（ｒ相電圧／ｓ相電圧／ｔ相電圧）に対応するア−ムが形成される。このアームでは、３相交流電圧Ｖａｃｔが印加されると（図２ａ参照）、各相に対応する相電圧（Ｖｒ／Ｖｓ／Ｖｔ）を全波整流させる（図２ｂ参照）。従って、多相ダイオードブリッジＤｒｂは、全波整流された各相電圧（Ｖｒ／Ｖｓ／Ｖｔ）を順次出力させるので、これによって現われる出力電圧Ｖｉｎは、図２（ｃ）に示す如く、一定の範囲ΔＶにて変動するに止まり、これにより、平滑作用を受けることとなる。
【００３９】
仮に、ＡＣ２００〔Ｖ〕の単相交流電圧が印加される場合について検討すると、単相の場合の出力電圧は、各々の整流波が位相差πとされるので、２８２〔Ｖ〕〜０〔Ｖ〕の範囲で変動することとなってしまう。しかし、本実施の形態のように平衡３相交流電源を採用することにより、出力電圧Ｖｉｎは、変動範囲が２８２〔Ｖ〕〜２４５〔Ｖ〕の範囲内に収まるという効果が奏される。即ち、入力電源が単相から３相へ変更されることで、出力電圧Ｖｉｎの変動範囲が約１３％に抑えられることとなる。また、本実施の形態では入力電源として３相交流電源を取り扱っているが、これに限らず、更に多相の電源を用いることにより、此処に説明した平滑作用がより顕著なものとなる。
【００４０】
また、本実施の形態にあっては、ワン・コンバータ方式の電力変換回路が採用されているので、コンデンサ・インプット方式で用いられる入力側の平滑回路が省略される。従って、装置自体の小型化が図られ、また、高調波の発生も解消される。
【００４１】
車載用充電装置ＢＣＳ１には、入力電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出回路（図示なし）が設けられる。当該電圧検出回路は、図２（ａ）に示す如く、抵抗Ｒｍ及びＲｎから成る分圧抵抗とし、分圧点から入力電圧Ｖｉｎに関する検出信号Ｓｖｉｎを出力するようにしても良い。また、図２（ｂ）に示す如く、入力コネクタｔｉｎと多相ダイオードブリッジＤｂｒとの間にセンサ回路ＳＣＮ２を設け、各々の電源ラインから相電圧に関する検出信号Ｓｖｉｎ（ｒ），Ｓｖｉｎ（ｓ），Ｓｖｉｎ（ｔ）を出力させるようにしても良い。尚、入力電圧Ｖｉｎを検出するための回路については、同図では単に一例として挙げているに過ぎず、現時点において公知の技術を適宜利用することが可能である。
【００４２】
トランスＴｃは、鉄心を具備し、当該鉄心について一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とが巻回されている。このうち、本実施の形態に係る一次コイルＬ１は、端点ｔａ及び中間タップｔｓ及び端点ｔｂを具備している。中間タップｔｓは、一次コイルＬ１のワイヤー線の途中の接点箇所へ電気的に接続されている端子であって、端点ｔａ〜中間タップｔｓ，又は，端点ｔｂ〜中間タップｔｓの巻線Ｎを決定するものである。また、端点ｔａ及び端点ｔｂは、一次コイルＬ１の各端部における接点箇所に導通される。一方、二次コイルＬ２は、本実施の形態の場合、中間タップを具備しない通常のコイルが用いられる。かかるトランスＴｃでは、一次コイルＬ１に流れる一次電流が変動すると、鉄心を貫通する磁束が変動する。このとき、二次コイルＬ２では、磁束変化に応じて誘導起電力を発生させることとなる。先に説明したように、ドライブ回路Ｄｒから印加される電圧は交流状態とされるので、一次電流及び誘導起電力についても、時間経過に応じて其の極性が変化することとなる。
【００４３】
ここで、一次コイルＬ１における区間ｔａ〜ｔｓまでの巻数をＮ１ａとし、一次コイルにおける全区間ｔａ〜ｔｂの巻数（全巻数）をＮ１ｂとし、二次コイルＬ２にける全巻数をＮ２とする。このとき、区間ｔａ〜ｔｓにのみ一次電流が流れる場合、トランスＴｃの巻線比ＲＮａは、ＲＮａ＝Ｎ２／Ｎ１ａ，で現される。一方、全区間ｔａ〜ｔｂに一次電流が流れる場合、このときの巻線比ＲＮ２は、ＲＮ２＝Ｎ２／Ｎ１ｂで現される。
【００４４】
切換回路Ｒｃは、入力端子と第１の出力端子と第２の出力端子とスイッチ手段とを備えている。本実施の形態の場合、入力端子はドライブ回路Ｄｒの一方のアームに接続され、第１の出力端子は一次コイルＬ１の端点ｔａに接続され、第２の出力端子は一次コイルＬ１の中間タップｔｓに接続される。そして、切換回路Ｒｃは、スイッチ手段によって、第１の出力端子又は第２の出力端子の何れか一方を選択し、選択された方の出力端子を入力端子に導通させ、これにより、電力の供給ルートを切換える。
【００４５】
かかる切換回路Ｒｃは、一方の出力端子が端点ｔａに接続され他方の出力端子が中間タップｔｓに接続されているので、スイッチ手段によって電力の供給ルートを変更させると、一次コイルＬ１における一次電流の通電区間は、区間ｔａ〜ｔｓ，又は，区間ｔａ〜ｔｂ，の何れかに切換えられることとなる。即ち、切換回路Ｒｃは、入力端子に導通させる出力端子を切換えることで、一次電流の通電区間を適宜に切換える役割を担う。尚、切換回路Ｒｃに設けられるスイッチ手段については、その形態が種々改変され得るものであり、その具体例については追って詳述する。
【００４６】
本実施の形態で用いられるドライブ回路Ｄｒは、パワートランジスタＴ１〜Ｔ４（特許請求の範囲における第１のスイッチング素子）から成るフルブリッジ回路が採用されている。かかるドライブ回路Ｄｒは、両サイドの電源ラインを介して多相ダイオードブリッジＤｂｒに接続されている。また、パワートランジスタＴ１及びＴ２の接点は、切換回路Ｒｃの入力端子に接続され、パワートランジスタＴ３及びＴ４の接点は、トランスＴｃの端点ｔｂに接続されている。また、各々のトランジスタＴ１〜Ｔ４は、ゲート部が信号処理装置ＣＮＴ１に接続され、当該信号処理装置ＣＮＴ１から出力される駆動信号Ｓｄによって、各々がＯＮ／ＯＦＦ制御される。従って、当該ドライブ回路Ｄｒは、信号処理装置ＣＮＴ１から駆動信号Ｓｄを受信すると、各々のパワートランジスタが所定のデューティ比にて駆動され、切換回路Ｒｃと端点ｔｂとの間に断続的な電圧を印加させる。
【００４７】
この断続的に発生する電圧は、切換回路Ｒｃを介して一次コイルＬ１へ印加されるので、切換回路Ｒｃによって選択された一次コイルＬ１の通電区間では、其の区間において、高い周波数で一次電流の通電又は遮断が繰返される。即ち、パワートランジスタＴ１〜Ｔ４が駆動されると、この動作に応じて一次電流の電流値が変動することとなる。従って、トランスＴｃでは、このような断続的な制御により一次電流の電流値が変動し、これにより、誘導起電力Ｖ２を発生させている。
【００４８】
尚、図１に示す如く、フルブリッジ回路の端部にシャント抵抗Ｒｋを設け、信号処理装置ＣＮＴ１にてドライブ回路Ｄｒの電流値Ｓｋを監視するようにしても良い。この場合、パワートランジスタＴ１〜Ｔ４の動作異常を検知することが可能となる。
【００４９】
また、図１のドライブ回路Ｄｒはフルブリッジ回路が採用されているが、当該ドライブ回路Ｄｒは、かかる形態に限定されるものではない。例えば、図４に示す如く、単体のパワートランジスタＴ５（特許請求の範囲における第１のスイッチング素子）によってドライブ回路Ｄｒを構成させても良い。同図でのパワートランジスタＴ５は、端点ｔｂと多相ダイオードブリッジ回路Ｄｂｒとの間に介挿され、信号処理装置ＣＮＴ１から受けた駆動信号Ｓｄに応じて通電／遮断を繰返し、これにより、一次コイルＬ１に一次電流を発生させる。また、当該ドライブ回路Ｄｒは端点ｔａ側に接続させても良い。この場合、切換回路Ｒｃは、入力端子が他方側の電源ラインに接続され、出力端子の各々は、中間タップｔｓ及び端点ｔｂへ接続されることとなる。
【００５０】
平滑回路Ｓｆは、トランスＴｃの二次コイルＬ２へ接続され、当該二次コイルから出力された誘導起電力Ｖ２を平滑させ、直流状態に変換された出力電圧Ｖｏｕｔを後段の出力端子Ｖｏｕｔへ印加する。
【００５１】
図５は、平滑回路Ｓｆの構成例が示されている。例えば、図５（ａ）に示される平滑回路Ｓｆは、ダイオードＤｐ及びＤｑとリアクトルＬ３と平滑コンデンサＣ２とから構成される。ダイオードＤｐ及びＤｑのアノードは、各々が二次コイルＬ２の端点に接続される。また、双方のダイオードＤｐ及びＤｑは、カソード側が互いに接続され、其の接点は、リアクトルＬ３の入力側に接続されている。かかるリアクトルＬ３は、電源ラインに介挿されるように配線される。そして、平滑コンデンサＣ２は、リアクトルＬ３の後段にて、二次コイルＬ２に対して並列接続される。かかる平滑コンデンサＣ２は、数百Ｖオーダーの電圧を出力させることが要求されるところ、一般には電解コンデンサ等が用いられる。
【００５２】
また、図５（ｂ）に示されるような平滑回路Ｓｆとしても良い。この場合、二次コイルＬ２にセンタータップが設けられる。そして、当該二次コイルＬ２の端点にダイオードＤｐ及びＤｑのカソードが各々接続され、当該ダイオードＤｐ及びＤｑのアノードは、互いに接続される。この接点は、平滑コンデンサＣ２の陰極側に接続される。また、平滑コンデンサＣ２の陽極側は、リアクトルＬ３を介して二次コイルＬ２のセンタータップに接続される。
【００５３】
これらの平滑回路Ｓｆは、共に、極性が素早く変動するような交流状態の誘導起電力Ｖ２が印加されると、これに応じて生じる電荷を平滑コンデンサＣ２へ蓄積させ、力流電力を発生させる。但し、このような平滑回路については、既に周知の技術とされているため、動作等の説明を省略することとする。
【００５４】
図６は、平滑回路の他の構成例が示されている。図６（ａ）の平滑回路Ｓｆは、ダイオードＤｈ〜ＤｋとパワートランジスタＴｊ及びＴｋとリアクトルＬ３と平滑回路Ｃ２とから構成される。ダイオードＤｈ〜Ｄｋはブリッジ状に配線され、併せて、図示の如く、パワートランジスタＴｊ及びＴｋが接続されている。かかる平滑回路Ｓｆは、パワートランジスタＴｊ及びＴｋが制御されることで、平滑コンデンサＣ２へ流れる電流の制限が行なわれる。先に説明したドライブ回路Ｄｒにあっても、パワートランジスタの駆動デューティを調整することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値に調整することは可能である。但し、このような機能を平滑回路Ｓｆに追加させることで、より正確に出力電圧Ｖｏｕｔを調整させることが可能となる。また、例えば、ドライブ回路Ｄｒ側の駆動デューティを固定値とし、平滑回路Ｓｆ側の駆動デューティを制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを調整するようにしても良い。
【００５５】
図６（ｂ）の平滑回路Ｓｆは、上述したダイオードブリッジＤｈ〜ＤｋがパワートランジスタＴｈ〜Ｔｋへ置換えられている。一般に、ダイオードでの電圧降下と比較してトランジスタでの電圧降下は低く抑えられるので、かかる構成とした場合、出力効率の向上が図られる。尚、ここに紹介した平滑回路Ｓｆは、例示的なものに過ぎず、この他、現時点における公知の技術を適宜取入れることが可能である。
【００５６】
電圧検出回路ＩＮＳｖは、例えば、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２によって構成され、この回路の分圧点から出力電圧Ｖｏｕｔに関する検出信号Ｓｖを出力させる。
【００５７】
電流検出回路ＩＮＳｉは、例えば、シャント抵抗Ｒ３及びオペアンプＡＭＰとから構成され、シャント抵抗Ｒ３で検出した電流値に比例する検出信号Ｓｉを出力させる。
【００５８】
信号処理装置ＣＮＴ１は、図１に示す如く、第１の制御回路ＣＮＴｄと第２の制御回路ＣＮＴｒとから構成される。当該信号処理装置ＣＮＴ１は、ＣＰＵ及びメモリ回路及びＡＤ変換回路，この他、所定の信号を生成・出力させるために必要な回路が構成される。尚、信号処理装置ＣＮＴ１については、ワンチップされているか否か又はＣＰＵの数など、その回路構成を問うものではない。かかる信号処理装置ＣＮＴ１には、入力電圧Ｖｉｎを示すＳｖｉｎ，出力電圧Ｖｏｕｔを示す検出信号Ｓｖ，充電装置内の二次側の電源ラインを流れる電流値を示す検出信号Ｓｉが入力される。そして、第１の制御回路ＣＮＴｄでは、検出信号Ｓｉ及び検出信号Ｓｖに基づいてパワートランジスタＴ１〜Ｔ４の駆動デューティを規定し、これに即した駆動信号を各々出力させる。かかる制御回路ＣＮＴｄは、充電装置の出力電力が定電圧または定電流となるように適宜にモードを設定し、これにより、充電装置の出力電圧Ｖｏｕｔ又は出力電流を制御する。
【００５９】
一方、第２の制御回路ＣＮＴｒは、入力電圧Ｖｉｎの値に基づいて切換信号Ｓｒを出力させる。具体的に説明すると、入力電圧Ｖｉｎを示すＳｖｉｎが所定の閾値より高い場合、入力電圧Ｖｉｎが高い旨の信号（以下、切換信号Ｓｒａと呼ぶ）を出力させる。これに対し、入力電圧Ｖｉｎを示すＳｖｉｎが所定の閾値より低い場合、入力電圧Ｖｉｎが低い旨の信号（以下、切換信号Ｓｒｂと呼ぶ）を出力させる。
【００６０】
図７（ａ）は、切換回路Ｒｃの一形態とされるリレー回路Ｒｙｌが示されている。当該リレー回路Ｒｙｌは、入力端子ｔｅと第１の出力端子ｔ１と第２の出力端子ｔ２とが設けられ、スイッチ機構ＳＷ及びソレノイドコイルＣｏから成るスイッチ手段を備えている。スイッチ機構は、従動端子を備え、ソレノイドコイルＣｏの極性に応じて動作する。ソレノイドコイルＣｏは、切換信号Ｓｒａが入力されると、従動端子へ斥力を与え、入力端子ｔｅと第１の出力端子ｔ１とを導通させる。また、切換信号Ｓｒｂが入力されると、従動端子を引き寄せ、入力端子ｔｅと第２の出力端子ｔ２とを導通させる。
【００６１】
従って、充電装置ＢＣＳ１へ閾値より高い多相交流電源が接続されると、リレー回路Ｒｙｌは、信号処理装置ＣＮＴ１から切換信号Ｓｒａを受け、これにより、入力端子ｔｅと第１の出力端子ｔａとを導通させる。この場合、ドライブ回路Ｄｒからの印加電圧は通電区間ｔａ〜ｔｂに加えられることとなり、当該リレー回路Ｒｙｌは、一次電流を流す通電区間を長く設定することとなる。
【００６２】
また、充電装置ＢＣＳ１へ閾値より低い多相交流電源が接続されると、リレー回路Ｒｙｌは、信号処理装置ＣＮＴ１から切換信号Ｓｒｂを受け、これにより、入力端子ｔｅと第２の出力端子ｔｓとを導通させる。この場合、ドライブ回路Ｄｒからの印加電圧は通電区間ｔｓ〜ｔｂに加えられることとなり、当該リレー回路Ｒｙｌは、一次電流を流す通電区間を短く設定することとなる。
【００６３】
このような制御が行われると、リレー回路Ｒｙｌは、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを低値に設定させ、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを低減させる。一方、入力電圧Ｖｏｕｔの実効値が低いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを高値に切換え、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。即ち、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときの出力電圧Ｖｏｕｔと低いときの出力電圧Ｖｏｕｔは、リレー回路Ｒｙｌの動作によって其の電圧値の差が低減されるように制御される。
【００６４】
本実施の形態では、車載用充電装置ＢＣＳ１に２種類の商用電源が接続されるものとし、このうち、一方の商用電源ＡＣｔ１が接続された場合、このときの電圧（第１の多相交流電圧）の実効値をＶ１ｒｍｓとする。また、他方の商用電源ＡＣｔ２が接続された場合、このときの電圧（第２の多相交流電圧）の実効値をＶ２ｒｍｓとする。但し、実効値Ｖ１ｒｍｓ＞実効値Ｖ２ｒｍｓ，とする。
【００６５】
また、一次コイルＬ１における通電区間ｔａ〜ｔｂ（全区間）は、商用電源ＡＣｔ１が接続されたときに設定される区間であって、当該区間における巻数はＮ１ａとする。また、一次コイルＬ１における通電区間ｔｓ〜ｔｂ（一部区間）は、商用電源ＡＣｔ２が接続されたときに設定される区間であって、当該区間における巻数はＮ１ｓとする。
【００６６】
本実施の形態に係る一次コイルＬ１は、中間タップｔｓが，Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ，の関係を充足するように、当該中間タップｔｓとの接点箇所が設定されている。このため、商用電源ＡＣｔ１を接続した場合の誘導起電力Ｖ２（１）は、二次コイルＬ２の巻数をＮ２とすると、Ｖ２（１）＝（Ｎ２／Ｎ１ａ）・Ｖ１ｒｍｓ，と表現される。一方、商用電源ＡＣｔ２を接続した場合の誘導起電力Ｖ２（２）は、Ｖ２（１）＝（Ｎ２／Ｎ１ｓ）・Ｖ２ｒｍｓ，と表現される。従って、双方の場合の誘導起電力は、「Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ」の関係を有するところ、共に、同じ電圧値とされる。然るに、平滑回路Ｓｆからの出力電圧Ｖｏｕｔは、商用電源ＡＣｔ１又は商用電源ＡＣｔ２の何れが接続されても同一の電圧値を出力させることとなる。
【００６７】
故に、後段の車載バッテリＢｍは、商用電源ＡＣｔ１又は商用電源ＡＣｔ２の何れが接続されても、其の接続される電源に関わり無く、同じ電圧値で充電されることとなる。従って、かかる充電装置によると、充電時における詳細な制御、例えば、過充電保護に関する制御の実効が図られることとなる。
【００６８】
上述の如く、本実施の形態に係る車載用充電装置ＢＣＳ１は、３相交流電源から電力を取得し、各相電圧を全波整流させることで入力電圧に平滑作用を与え、入力側での平滑コンデンサを省略可能とさせ、以って、回路構成の簡素化・装置の低コスト化が図られるという利点を利用するものである。
【００６９】
そして、このような平滑作用をワン・コンバータ方式の電力変換回路で実現させ、併せて、入力電圧の値に応じてトランスＴｃの巻線比ＲＮを切換える機能を付加させている。これにより、異なる値の入力電源に対して使用可能な車載用充電装置ＢＣＳ１は、ワン・コンバータ方式の回路を採用することで、力率改善回路を用いずして高調波を解消させる効果、及び、回路構成を簡素化させる効果、の双方の効果が奏されることとなる。また、当該ＡＣ−ＤＣコンバータは、回路構成の簡素化が図られることにより、装置の小型化及び低コスト化に資するものとなる。
【００７０】
また、かかる車載用充電装置にあっては、高調波の発生を解消させているので、プラグイン式電気自動車へ搭載されている車載電装機器・ＥＣＵ等の安定動作を保障することとなる。
【００７１】
尚、リレー回路Ｒｙｌは、其の配線方法が上述した態様に限定されるものでない。例えば、図７（ｂ）に示す如く、ドライブ回路Ｄｒのもう一方の電源ラインに入力端子ｔｅを接続させ、第１の出力端子ｔ１を中間タップに接続させ、第２の出力端子ｔ２を端点ｔｂに接続させても良い。このような態様でリレー回路Ｒｙｌを切換制御させても、上述同様の効果が得られる。
【００７２】
また、図８（ａ）は、切換回路の更なる改変例が示されている。当該切換回路Ｓｃ１は、２つのサイリスタ（特許請求の範囲における第２のスイッチング素子）によって構成され、双方のサイリスタのアノード側は入力端子ｔｅへ接続される。また、一方のカソード側は第１の出力端子ｔ１へ接続され、他方のカソード側は第２の出力端子ｔ２へ接続される。そして、各々のゲートには、信号処理装置ＣＮＴ１から駆動信号Ｓｒ１及びＳｒ２が送られる。かかる切換回路Ｓｃ１は、第１の出力端子ｔ１に接続されるサイリスタを通電状態にさせることで、一次コイルＬ１での通電区間をｔａ〜ｔｂの全区間に設定する。一方、第２の出力端子ｔ２に接続されるサイリスタを通電状態にさせることで、通電区間をｔｓ〜ｔｂの区間に設定する。即ち、同図の切換回路Ｓｃ１は、通電状態とさせるサイリスタを選択することで、電力の供給ルートを変更させ、通電区間の設定動作を行なう。
【００７３】
ここでの駆動信号Ｓｒ１及びＳｒ２は、サイリスタが自己消弧できないため、通電指令（点弧）と遮断指令（消弧）との双方をゲートへ与える必要がある。尚、これらのサイリスタの替わりに、自己消弧可能なスイッチング素子へ置き換えることも可能である。かかるスイッチング素子は、ＩＧＢＴまたはＭＯＦＥＴ等のパワートランジスタが好ましい。また、此処でのスイッチング素子に限らず、本明細書で記される全てのスイッチング素子について、このようなパワートランジスタが使用可能であることは言うまでもない。
【００７４】
図８（ｂ）は、切換回路の更なる改変例が示されている。当該切換回路Ｓｃ２は、２つのスイッチング素子Ｔｙ及びＴｚ（特許請求の範囲における第２のスイッチング素子）によって構成され、スイッチング素子Ｔｙは、出力端子ｔ１へ接続され、通電区間を区間ｔａ〜ｔｓ（一部区間）に設定する機能を担う。また、スイッチング素子Ｔｚは、出力端子ｔ２へ接続され、通電区間を区間ｔａ〜ｔｂ（全区間）に設定する機能を担う。
【００７５】
従って、切換回路Ｓｃ２についても、スイッチング素子Ｔｙ又はＴｚの何れかを選択的に駆動させ、一次電流の通電区間を切換える。また、同図における切換回路Ｓｃ２にあっては、選択されたスイッチング素子について、一次電流の通電又は遮断を断続的させる制御が行われる。このスイッチング素子の動作は、信号処理装置ＣＮＴ１から送られる駆動信号Ｓｒ１又はＳｒ２が高周波パルスとされ、これにより実現されるものである。そして、駆動対象としてスイッチング素子Ｔｙが選択される場合、信号処理装置ＣＮＴ１から駆動信号Ｓｒ１が入力され、スイッチング素子Ｔｙは、通電区間ｔａ〜ｔｓについて、断続的な一次電流を発生させる。また、駆動対象としてスイッチング素子Ｔｚが選択される場合、駆動信号Ｓｒ２が入力され、スイッチング素子Ｔｚは、通電区間ｔａ〜ｔｂについて、断続的な一次電流を発生させる。
【００７６】
即ち、切換回路Ｓｃ２は、通電経路を切換える本来的な機能を担うと共に、上述したドライブ回路ＤｒのようなトランスＴｃを駆動させる機能を併せて備える回路である。このため、切換回路Ｓｃ２を有する車載用充電装置ＢＣＳは、ドライブ回路を別途設ける必要がないため、回路構成が非常に簡素化される。
【００７７】
図９（ａ）は、切換回路の更なる変更例が示されている。当該切換回路Ｒｃ３は、複数のスイッチング手段Ｓｗ１〜Ｓｗ４が組み込まれ、１つの入力端子ｔｅと複数の出力端子ｔ１〜ｔ４とが設けられている。このうち、スイッチ手段Ｓｗ１は入力端子ｔｅと出力端子ｔ１との間に介挿され、スイッチ手段Ｓｗ２は入力端子ｔｅと出力端子ｔ２との間に介挿され、その他のスイッチング手段についても同様な配線が施される。かかる切換回路Ｒｃ３は、駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ４に応じて、電力の導通経路を複数の種類（ｔｅ〜ｔ１，ｔｅ〜ｔ２，ｔｅ〜ｔ３，ｔｅ〜ｔ４）に切換えることが可能となる。
【００７８】
トランスＴｃの一次コイルＬ１は、中間タップｔｓ１〜ｔｓ３が設けられ、総じて５箇所の接点箇所を備えている。同図の一次コイルＬ１は、端点ｔａが第１の出力端子ｔ１に接続され、中間タップｔｓ１が第２の出力端子ｔ２に接続され、中間タップｔｓ２が第３の出力端子ｔ３に接続され、中間タップｔｓ３が第４の出力端子ｔ４に接続され、端点ｔｂがドライブ回路ｄｒに接続される。
【００７９】
同図における車載用充電装置ＢＣＳは、電力供給ルートが切換回路Ｒｃ３によって複数のルートに選択され得るので、その電力供給ルートの数に応じて、一次電流の通電区間を複数設定することが可能となる。従って、このような構成を備える車載用充電装置ＢＣＳは、２種類に限らず更に多くの種類の商用電源の使用が予定されていても、中間タップｔｓ１〜ｔｓ３で設定される巻数が其の入力電源の実効値に対応していれば、当該充電装置からの出力電圧Ｖｏｕｔを同値とする制御が可能となり、車載バッテリを好適に充電させることが可能となる。
【００８０】
図９（ｂ）は、切換回路の更なる変更例が示されている。当該切換回路Ｒｃ４は、複数の入力端子ｔ１〜ｔ４が設けられ、この入力端子の各々に対応してスイッチ手段Ｓｗ１〜Ｓｗ４が接続されている。当該スイッチ手段Ｓｗ１〜Ｓｗ４は、入力端子ｔ１〜ｔ４を介して一次コイルＬ１の中間タップｔｓ１〜ｔｓ３，端点ｔｂに適宜に接続される。
【００８１】
かかる構成を具備する車載用充電装置ＢＣＳは、図９（ａ）と同様、３種類以上の異なる入力電源が用いられる各場面において、車載バッテリを好適に充電させることが可能となる。また、図９（ｂ）における切換回路Ｒｃ４は、一次電流の通電区間を設定する機能と、トランスＴｃを駆動させる機能とを並存させているため、車載用充電装置ＢＣＳの回路構成を簡素化させ得る。
【００８２】
尚、ここで示されるスイッチ手段Ｓｗ１〜Ｓｗ４は、先にも説明したように、リレー回路のような機構的な装置であっても良く、パワートランジスタ等の半導体素子を用いても良い。また、これら切換回路は、図７（ａ）及び（ｂ）で説明したように、その接続位置及び配線について適宜変更が成されることを予定している。
【実施例】
【００８３】
以下、車載用充電装置ＢＣＳ１の使用例について具体的に説明する。本実施例では、プラグイン式電気自動車が日本国又は欧州の何れかで使用されることが予定されているものとする。また、プラグイン式電気自動車の充電装置ＢＣＳ１には、日本で使用する場合、３相のＡＣ２００〔Ｖ〕によって商用電力が供給され、欧州で使用する場合、３相のＡＣ４００〔Ｖ〕によって商用電力が供給されるものとする。
【００８４】
本実施例の場合、トランスＴｃの一次コイルＬ１は、コイルの巻数を等分させる接点箇所に、センタータップｔｇが接続されている。また、一次コイルＬ１の一端側の接点箇所は端点ｔａ（第１の端点）に導通され、他端側の接点箇所は端点ｔｂ（第２の端点）に接続されている。かかるトランスＴｃは、リレー回路Ｒｙｌの切換動作に応じて、巻線比ＲＮが１００％または５０％の何れか一方に切換られる。
【００８５】
先ず、プラグイン式電気自動車が欧州で使用される場合、車載用充電装置ＢＣＳ１の入力コネクタｔｉｎへは、ＡＣ４００〔Ｖ〕の商用電源プラグが接続される（図１０参照）。この場合、図１２（ａ１）に示す如く、商用電源ＡＣｔ１の印加電圧は、ブリッジ回路Ｄｒｂによって平滑され、入力電圧Ｖｉｎを得る。この場合の入力電圧Ｖｉｎは、約５６４〔Ｖ〕〜４９０〔Ｖ〕の範囲内で変動することとなる。以下、同図における入力電圧Ｖｉｎの実効値をＶ１ｒｍｓとする。
【００８６】
この場合、信号処理装置ＣＮＴ１では、ドライブ回路Ｄｒを所定のモードで駆動させると共に、ＡＣ４００〔Ｖ〕に係る入力電圧Ｖｉｎを認識し、リレー回路Ｒｙｌの通電経路を出力端子ｔ１の方へ切換える。従って、一次コイルＬ１では、通電区間がｔａ〜ｔｂの全区間に設定され、これにより、トランスＴｃでは、巻線比ＲＮが５０％に設定される。そして、車載用充電装置ＢＣＳ１は、直流電圧Ｖ１ｒｍｓ及び巻線比ＲＮ＝５０％の条件に応じて、出力端子ｔｏｕｔから４００〔Ｖ〕の充電電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を出力させる（図１２−ａ２参照）。
【００８７】
これに対し、プラグイン式電気自動車が日本国で使用される場合、車載用充電装置ＢＣＳ１の入力コネクタｔｉｎへは、ＡＣ２００〔Ｖ〕の商用電源プラグが接続される（図１１参照）。この場合、図１２（ｂ１）に示す如く、商用電源ＡＣｔ２の印加電圧は、約２８２〔Ｖ〕〜２４５〔Ｖ〕で変動する入力電圧Ｖｉｎへと平滑される。以下、同図における入力電圧Ｖｉｎの実効値をＶ２ｒｍｓとする。
【００８８】
この場合、信号処理装置ＣＮＴ１では、ドライブ回路Ｄｒを所定のモードで駆動させると共に、ＡＣ２００〔Ｖ〕に係る入力電圧Ｖｉｎを認識し、リレー回路Ｒｙｌの通電経路を出力端子ｔ２の方へ切換える。従って、一次コイルＬ１では、通電区間が巻線を半分にさせる区間（ｔｓ〜ｔｂ）に設定され、これにより、トランスＴｃでは、巻線比ＲＮが１００％に設定される。そして、車載用充電装置ＢＣＳ１は、直流電圧Ｖ２ｒｍｓ及び巻線比ＲＮ＝１００％の条件に応じて、充電電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を出力させる。かかる充電電圧は、入力電圧Ｖｉｎの実効値に比例し且つ巻線比ＲＮに反比例するところ、其の出力電圧Ｖｏｕｔについても４００〔Ｖ〕に制御されることとなる（図１２−ｂ２参照）。
【００８９】
このように、プラグイン式電気自動車が欧州及び日本国の双方で使用される可能性がある場合、トランスＴｃにセンタータップＴｇを設けることで、プラグイン式電気自動車をこの何れの国でも充電することが可能となる。
【００９０】
また、世界各国では３相の交流電力を供給する電力会社が数多く存在するところ、本実施例のように、３相整流ブリッジを配する車載用充電装置ＢＣＳ１は、各国での使用にあたり、非常に実用性の高いものとなる。
【００９１】
更に、従来技術にあっては、コンデンサ・インプット方式の回路構成を採用する場合、ＡＣ４００〔Ｖ〕及びＡＣ２００〔Ｖ〕の双方の商用電源を入力できるように設計するためには、入力側の平滑コンデンサをＡＣ４００〔Ｖ〕に合わせて選択しなければならず、装置の大型化を招き、コストの高騰を招来させていた。
【００９２】
これに対し、本実施例に係る車載用充電装置ＢＣＳ１によると、ワン・コンバータ方式の回路構成の採用により、入力側の平滑コンデンサが省略されることとなる。従って、ＡＣ４００〔Ｖ〕及びＡＣ２００〔Ｖ〕の双方の商用電源を入力できるように設計する場合であっても、商用電源の電圧値（入力値）に影響されることなく、当該装置の体格を自由に設計することが可能となる。即ち、本実施例に係る車載用充電装置は、かかる技術的側面からも、装置の小型化が可能と成り、コストを低く抑えることが可能となる。また、入力側の平滑コンデンサが省略されるので、高調波の問題が解消され、力率改善回路又はアクティブフィルタ等の複雑な回路構成が不要となる。
【００９３】
以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記された技術的思想の範囲内において、種々の変更が可能である。例えば、上述した車載用充電装置では、一次コイルＬ１の巻線数を正確に定めることにより、異なる入力電源に対して同一の充電電圧Ｖｏｕｔを得るようにしている。しかし、この一次コイルＬ１の巻数を厳格に定めなくとも、一方の入力電源から変換される充電電圧Ｖｏｕｔ１と他方の入力電源から変換される充電電圧Ｖｏｕｔ２とが所定の範囲まで近づくように制御されれば足りる。但し、このような場合、ドライブ回路Ｄｒ等による補完的な制御が必要とされ、これにより、車載用充電装置では、双方の出力電圧Ｖｏｕｔ１及びＶｏｕｔ２を一致させ、商用電源の種類に影響されない充電制御を実現させる。
【００９４】
また、本明細書では、ＡＣ−ＤＣコンバータの代表例として車載用充電装置を詳細に説明してきたが、特許請求の範囲に記されるＡＣ−ＤＣコンバータは、当該充電装置に限定されるものでなく、種々の技術分野において適宜形態を変えて広く適用され得るものである。
【００９５】
最後に、本発明の旨とするところは、従来技術では回路構成が複雑化されていた課題について、切換可能なトランスをワン・コンバータ方式に適用させ、かかる簡潔な構成にして、高調波又は装置のサイズ等の問題を一挙に解決へ導くところにある。即ち、その技術的思想は、ここで用いられるトランス及びワン・コンバータ方式の回路構成を単に組合せた内容に止まるものでなく、当業者の想定を超える内容に企及する。
【符号の説明】
【００９６】
ＢＣＳ１，ＢＣＳ２ 車載用充電装置（ＡＣ−ＤＣコンバータ）
Ｄｂｒ 多相ダイオードブリッジ
Ｔｃ トランス
Ｌ１ 一次コイル
Ｌ２ 二次コイル
Ｄｒ ドライブ回路
Ｔ１〜Ｔ４，Ｔ５ 第１のスイッチング素子
Ｒｃ（Ｒｙｌ，Ｓｃ１，Ｓｃ２） 切換回路
Ｔｙ，Ｔｚ 第２のスイッチング素子
Ｓｆ 平滑回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御する第１のスイッチング素子を有し当該第１のスイッチング素子の動作に応じて前記一次電流の電流値を変動させるドライブ回路と、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に接続され且つ前記複数の接点箇所の何れかを選択的に通電させることにより前記一次電流が前記一次コイルを流れる通電区間を切換える切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備えることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に対応して設けられた第２のスイッチング素子を有する切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備え、
前記切換回路は、
前記第２のスイッチング素子の何れかを選択的に駆動させることにより前記一次電流の通電区間を切換え、且つ、前記第２のスイッチング素子のうち選択的に駆動させるスイッチング素子について前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御することを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記切換回路は、実効値の高い第１の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を長く設定し、実効値の低い第２の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を短く設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第１の多相交流電圧の実効値をＶ１ｒｍｓとし、前記第２の多相交流電圧の実効値をＶ２ｒｍｓとし、前記切換回路によって前記第１の多相交流電圧のために設定された第１の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ａとし、前記切換回路によって前記第２の多相交流電圧のために設定された第２の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ｓとすると、
これらの値は、Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ，の関係を充足することを特徴とする請求項３に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１の多相交流電圧の実効値が前記第２の多相交流電圧の実効値の約２倍とされる関係が予定される場合において、
前記トランスの一次コイルは、一端の接点箇所に導通される第１の端点と、他端の接点箇所に導通される第２の端点と、前記第１の端点から前記第２の端点までの巻線を等分させる接点箇所に導通されるセンタータップとを有することを特徴とする請求項３に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
商用電力の入力が可能なプラグイン式電気自動車に搭載され、前記商用電力に基づいて車載バッテリを充電する車載用充電装置として用いられることを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記商用電力は３相交流電源から供給されることを特徴とする請求項６に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御する第１のスイッチング素子を有し当該第１のスイッチング素子の動作に応じて前記一次電流の電流値を変動させるドライブ回路と、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に接続され且つ前記複数の接点箇所の何れかを選択的に通電させることにより前記一次電流が前記一次コイルを流れる通電区間を切換える切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備えることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に対応して設けられた第２のスイッチング素子を有する切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備え、
前記切換回路は、
前記第２のスイッチング素子の何れかを選択的に駆動させることにより前記一次電流の通電区間を切換え、且つ、前記第２のスイッチング素子のうち選択的に駆動させるスイッチング素子について前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御することを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記切換回路は、実効値の高い第１の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を長く設定し、実効値の低い第２の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を短く設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第１の多相交流電圧の実効値をＶ１ｒｍｓとし、前記第２の多相交流電圧の実効値をＶ２ｒｍｓとし、前記切換回路によって前記第１の多相交流電圧のために設定された第１の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ａとし、前記切換回路によって前記第２の多相交流電圧のために設定された第２の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ｓとすると、
これらの値は、Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ，の関係を充足することを特徴とする請求項３に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１の多相交流電圧の実効値が前記第２の多相交流電圧の実効値の約２倍とされる関係が予定される場合において、
前記トランスの一次コイルは、一端の接点箇所に導通される第１の端点と、他端の接点箇所に導通される第２の端点と、前記第１の端点から前記第２の端点までの巻線を等分させる接点箇所に導通されるセンタータップとを有することを特徴とする請求項３に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
商用電力の入力が可能なプラグイン式電気自動車に搭載され、前記商用電力に基づいて車載バッテリを充電する車載用充電装置として用いられることを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記商用電力は３相交流電源から供給されることを特徴とする請求項６に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
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【図１０】
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【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１２−８５４４７（Ｐ２０１２−８５４４７Ａ）
【公開日】平成２４年４月２６日（２０１２．４．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２２９７４１（Ｐ２０１０−２２９７４１）
【出願日】平成２２年１０月１２日（２０１０．１０．１２）
【出願人】（０００１０９０９３）ダイヤモンド電機株式会社 (387)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年４月２６日（２０１２．４．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１０月１２日（２０１０．１０．１２）
【出願人】（０００１０９０９３）ダイヤモンド電機株式会社 (387)
【Ｆターム（参考）】
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