ＯＦＤＭ信号受信におけるマルチパス歪み等化装置および受信装置
【課題】ＯＦＤＭ信号受信時に、遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合でもマルチパス歪みを等化する。
【解決手段】マルチパス歪み等化装置１は、マルチパス波から電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定手段３０と、マルチパス波からＳＰを抽出し、ＳＰの周波数における伝達関数を生成する第１伝達関数生成手段１０と、「ＳＰの周波数における伝達関数−１」を「遅延時間の回転子」でそれぞれ除して複素遅延波レベルを求める複素遅延波レベル生成手段２１と、各複素遅延波レベルの周波数に対する偏差を算出し、その大小比較から真の遅延時間を特定する遅延時間決定手段２２と、真の遅延時間とその複素遅延波レベルとを用いて各周波数における伝達関数を生成する伝達関数算出手段４０と、マルチパス波をＦＦＴした信号を各周波数における伝達関数で除した結果をＩＦＦＴする等化手段３とを備える。
【解決手段】マルチパス歪み等化装置１は、マルチパス波から電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル測定手段３０と、マルチパス波からＳＰを抽出し、ＳＰの周波数における伝達関数を生成する第１伝達関数生成手段１０と、「ＳＰの周波数における伝達関数−１」を「遅延時間の回転子」でそれぞれ除して複素遅延波レベルを求める複素遅延波レベル生成手段２１と、各複素遅延波レベルの周波数に対する偏差を算出し、その大小比較から真の遅延時間を特定する遅延時間決定手段２２と、真の遅延時間とその複素遅延波レベルとを用いて各周波数における伝達関数を生成する伝達関数算出手段４０と、マルチパス波をＦＦＴした信号を各周波数における伝達関数で除した結果をＩＦＦＴする等化手段３とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ方式：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の電波を受信する場合にマルチパスによる歪みを補償するマルチパス歪み等化装置および受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、無線伝送路では、１つの送信アンテナから出た電波が建物や山などで反射した反射波と直接波とを受信する場合がある。このように伝搬経路が異なるため到来時間に差がある複数の同じ信号の電波をマルチパス波という。
【０００３】
従来、国内の地上デジタルテレビジョン放送では、ＯＦＤＭ方式と呼ばれる変調方式を基本にしたＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services of Digital Broadcasting Terrestrial）方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式の電波を受信する場合、マルチパス波となる場合がある。ＯＦＤＭ方式の地上デジタルテレビジョン放送では、単一周波数網（ＳＦＮ：Single Frequency Network）により、複数の送信所又は中継所から同一の周波数を用いて同一内容の信号を送信する。つまり、複数の送信アンテナから送信される電波は、その到来経路が異なるため到来時間に差があり、マルチパス波となる。
【０００４】
受信したマルチパス波（受信波）のうち最もレベルが大きいものを主波（希望波）と呼び、マルチパス波の主波以外の到来波（希望波以外のその他の電波）を遅延波と呼ぶ。また、主波の到来時間を基準として、主波の到来時間と遅延波の到来時間との差を遅延時間と呼ぶことにする。なお、遅延時間には極性（遅れ、または、進み）があり、遅延時間の符号がプラスの場合は“遅れ”を示し、遅延時間の符号がマイナスの場合は“進み”を意味する。
【０００５】
受信装置や等化器が復調したマルチパス波にマルチパス歪みが発生し、遅延波のレベルが所定値を越えると、復調した信号のビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Ratio）の限度を越え、受信不能となる場合がある。
【０００６】
このような事態を改善し、マルチパス波であっても受信を可能にするため、信号方式でガードインターバルを付加した方式が採用されている。この方式では、受信時には、信号の一部に挿入されているスキャッタードパイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）を用いてマルチパス歪みを等化し、ＢＥＲが増大することなく、正常な受信が可能となる。そのため、この方式では、遅延時間がガードインターバル以下の状態では問題ない。
【０００７】
ここで、マルチパス歪みの等化を次のように数式で表す。なお、簡便のため、遅延波が１つの場合（１遅延波の場合）を想定する。まず、遅延波の伝搬路の伝達関数Ｈ（ｆ）は式（１）で表される。
【０００８】
【数１】
【０００９】
ただし、式（１）において、Ｒは遅延波レベル／主波レベル（遅延波振幅／主波振幅）、ｔdはサンプリング間隔で基準化した遅延時間、αは主波と遅延波の高周波位相差、ｆは基本周波数で基準化した周波数（変数）、Ｎは解析対象とするデータ総数を示す。なお、解析対象とするデータ総数を含む時間を、解析における周期と呼ぶことにする。
【００１０】
このうち、データ総数Ｎは、時間領域においては、サンプリング間隔で基準化した周期に相当する。具体的には、有効シンボル長Ｔuを解析における周期として、サンプリング間隔を△ｔとすると、Ｔu＝Ｎ△ｔの関係がある。
また、このデータ総数Ｎは、周波数領域においては、基本周波数で基準化したサンプリング周波数に相当する。具体的には、基本周波数ｆ0と、サンプリング周波数ｆsとを用いると、ｆs＝Ｎｆ0の関係がある。
なお、式（１）は、遅延無し（ｔd＝０）の場合には、Ｈ（ｆ）＝１となる。つまり、右辺第１項が主波を表す項を示し、第２項が遅延を表す項を示している。
【００１１】
マルチパス波の受信波は、式（ｌ）に示す伝達関数Ｈ（ｆ）を用いて式（２）で表される。
【数２】
【００１２】
ここで、Ｃmは主波（Main Wave）、Ｃrは受信波（Received Wave：主波と遅延波の和）を示す。マルチパス歪みの等化とは、受信波を等化し、主波を得ることである。そのため、式（２）を変形して得られる式（３）が、マルチパス歪みの等化を表すことになる。なお、ここでの受信波は周波数領域の信号に変換したキャリヤを示す。
【００１３】
【数３】
【００１４】
すなわち、遅延歪みであるマルチパス歪みの等化を行うためには、伝達関数をなんらかの手段で得る必要がある。伝達関数は、式（３）を変形した式（４）で表される。
【数４】
【００１５】
式（４）において、右辺の分母を示す主波Ｃm（ｆ）は、一般的には、周波数ｆの変化に対して明確に求めることはできないが、所定の間隔で挿入されているＳＰを利用すれば可能である。周波数方向の多数のキャリヤ（識別番号０，１，２，…）において、例えば０本目のキャリヤ、３本目のキャリヤ、６本目のキャリヤ…にＳＰが配置されているとすると、ＳＰはＬ本（３本）に1本のキャリヤに配置されている。これをキャリヤＬ本間隔（キャリヤ３本間隔）ということにする。なお、国内で採用されている方式（モード３）では、Ｌ＝３であるが、これに限らず、例えばＬ＝６等を採用することも可能である。要するに、ＳＰは、基本周波数で基準化した周波数ｆ（変数）の変化に対して所定の間隔で挿入されていることになる。また、セグメント構成においてＳＰの配置を示すＳＰの値は規格で定められている。したがって、例えば、周波数ｆ（変数）のうち、所定間隔で配置されたＳＰの周波数においては、前記した式（４）を用いて伝達関数をそれぞれ得ることができる。
【００１６】
入力するマルチパス波は、受信中は無限に続くデータ列なので、この受信信号からＳＰを得るためには、まず、有限のデータを用いて離散値処理によるフーリエ変換での解析に供するデータの数を取得する（データを切り取る）。このとき、有効シンボルに同期させて切り出す。なお、切り取ったデータ数（例えばデータ総数Ｎ）とサンプリング間隔Δｔとの積が示す時間が周期（例えばＴu）となる。そして、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）等の変換により周波数領域の信号に変換し、シンボル（シンボル番号をｓとする）ごとにキャリヤを復調する。ただし、このようにＳＰを抽出する場合の信号は、周波数ｆだけの１元の変数で表すのではなく、シンボル番号ｓと周波数ｆとの２元の変数で表す。この場合、前記した式（４）は式（５）のように書き換えられる。
【００１７】
【数５】
【００１８】
このようにＳＰのデータを用いた場合には、周波数領域におけるデータの間隔（周波数間隔）は、１ずつの間隔であったものがＬずつの間隔へと広がることになる。したがって、データ総数をＮとすると、周波数領域のデータ総数ＮSPはＮ／Ｌとなる。同様に、有効シンボル長をＴuとすると、時間領域の信号の周期Ｔspは、Ｔu／Ｌとなる。
【００１９】
サンプリング定理は、周波数領域で折り返しなく再現できる周波数がサンプリング周波数ｆsの１／２以内であることを示す。つまり、周波数がｆs／２を越えたｆs／２＋δの周波数では、折り返しが生じ、−ｆs／２＋δの周波数に再現される。このサンプリング定理を時間領域で言い表すと、再現できる時間は周期の１／２以内であると言える。
【００２０】
時間領域の場合、遅延時間などの「事象の時間」の増加に対する“表される時間”の変化の仕方は、「事象の時間」がその周期Ｔの１／２（Ｔ／２）を越えると、“表される時間”は、−Ｔ／２に折り返し、「事象の時間」の増加分と等しい関係で増加するというものである。このように「事象の時間」がＴ／２を越えた場合の“表される時間”のことを折り返し時間という。なお、「事象の時間」が−Ｔ／２を越える場合も折り返し時間を同様に定義できる。
【００２１】
前記した式（５）に示すＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）は、前記した式（１）のように、Ｒ、ｔd、αをそれぞれ含む。この式（５）の伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）に含まれるＲ、ｔd、αは、この伝達関数を、例えば、ＩＦＦＴ（Inverse FFT)により逆フーリエ変換して求めることができる。このときの逆フーリエ変換の計算式は、式（６）で表される。
【００２２】
【数６】
【００２３】
ここで、ｈ（ｔ）は、マルチパス波における到来時間ｔに対する到来電波の強度のレベルを表すので、遅延プロファイルという。式（６）の遅延プロファイルｈ（ｔ）において、ｔ＝０における積分値は、主波のレベルを示し、ｈ（０）＝Ｎであるインパルスとなる。また、ｔ＝ｔdにおける積分値は、遅延波のレベルを示し、ｈ（ｔd）＝ＲｅjαＮであるインパルスとなる。これらの主波レベルおよび遅延波レベルの数式を両辺でそれぞれ割算すると、次の式（７）が成立する。式（７）の左辺は、主波のレベルを基準とした遅延波のレベルの相対値を複素数で表したものであり、複素遅延波レベルという。
【００２４】
【数７】
【００２５】
したがって、遅延プロファイルｈ（ｔ）を測定すれば、前記した式（５）の伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）に含まれるＲ、ｔd、αを求めることができる。
【００２６】
遅延プロファイルを得る手段としては、伝達関数をＩＦＦＴする方法と、マルチパス波の電力スペクトルをＩＦＦＴする方法（電力スペクトル法：特許文献１および非特許文献１参照）とが知られている。伝達関数をＩＦＦＴする方法による遅延プロファイル測定においては、折り返しを伴わない“周期／２”が測定可能な遅延時間となる。一方、電力スペクトル法の長所は、ＳＰなどの基準とする信号が不要であり、測定可能な遅延時間には、原理的な制約がないことである。具体的には、信号周期を長くし、折り返し時間を測定目標の時間より長くすることにより、測定可能な遅延時間を長くすることができる。この電力スペクトル法の短所は、電力スペクトルのＩＦＦＴ出力には、遅延波を表すものとその共役複素数も現れる点である。すなわち、遅延波のインパルスは、“±遅延時間”に現れてしまう。
【００２７】
遅延歪み（マルチパス歪み）の等化は、ＳＰの周波数以外の周波数に配置されたキャリヤ（情報キャリヤ）について行う必要がある。一方、伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）は、ＳＰの周波数における伝達関数であって、Ｒ、ｔd、αを求めるためのものである。そのため、式（３）を用いて等化を行う前に、受信信号に所定の間隔で挿入されているＳＰとＳＰとの間のすべての周波数（ただし情報キャリヤの周波数）に対する伝達関数を生成し、これを等化に用いる必要がある。
【００２８】
この等化に用いる伝達関数は次のように生成する。すなわち、遅延プロファイルｈ（ｔ）の測定と、前記した式（７）とから得たＲ、ｔd、αを、前記した式（１）に代入した上で、情報キャリヤの周波数を示すすべての周波数ｆについて右辺をそれぞれ計算する。その結果、伝達関数として総数Ｎ個のデータが生成される。これらの伝達関数を前記した式（３）に代入すると、マルチパス歪みがない主波Ｃm（ｆ）を得ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２９】
【特許文献１】特開２００５−２６８８３１号公報
【非特許文献】
【００３０】
【非特許文献１】来山和彦、外３名、“SFN環境下における長距離遅延プロファイル測定装置の開発"、映像情報メディア学会誌、2007年、vol.61、No.7、p.990-996
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
しかしながら、キャリヤＬ本間隔のＳＰのデータを用いたときに、受信信号の時間領域の信号の周期を、有効シンボル長Ｔuより短い周期のＴsp（＝Ｔu／Ｌ）であるものとすると、「事象の時間」である遅延時間ｔdが、Ｔsp／２を越えた場合には、サンプリング定理により折り返し時間の問題が生じる。
【００３２】
前記した式（６）において、遅延波のレベルを表すインパルスの時間は、「事象の時間」の増加に対する“表される時間”に相当する。Ｔsp／２を越えた場合には、式（６）において遅延波のレベルを表すインパルスの時間はｔdとは異なる時間となる。この時間をｔerrとする。遅延時間ｔdがＴsp／２を越えた場合にＳＰの周波数における伝達関数を生成すると、式（８）に示す伝達関数Ｈerr（ｓ，ｆ）が生成される。
【００３３】
【数８】
【００３４】
また、遅延時間ｔdがＴsp／２を越えた場合に、式（３）と同様な等化を表す式は式（９）で表されることになる。
【００３５】
【数９】
【００３６】
ここで、Ｃerr（ｓ，ｆ）は、Ｈerr（ｓ，ｆ）に対応した主波のレベルを示し、Ｃ（ｓ，ｆ）は、Ｈ（ｓ，ｆ）に対応した主波のレベルを示す。式（９）において、右辺の分母で示すＨerr（ｓ，ｆ）の遅延時間ｔerrと、右辺の分子で示すＨ（ｓ，ｆ）の遅延時間ｔdとは異なる。そのため、式（９）の左辺Ｃerr（ｓ，ｆ）からは、主波のレベルＣ（ｓ，ｆ）を得ることができない。
【００３７】
このように、理論的には、遅延時間ｔdがＴsp／２を越えた場合に折り返し時間の問題が生じる。また、実際には、受信装置において、遅延時間ｔdが±Ｔsp（＝±Ｔu／Ｌ）の範囲を越えると、検出する遅延波の到来時間を折り返し時間に誤るため、マルチパス歪みを等化することができなくなるという問題があった。例えば、デジタル地上テレビ放送ではＳＦＮ方式が採用されており、設置される中継放送所の増加に伴って、遅延時間が例えば±Ｔsp（＝±Ｔu／Ｌ）の範囲を越えて遅延波が到来することで、良好な受信を妨害したり、受信不能となったりするケースも増大している。要するに、ＳＰを利用するマルチパス歪みの等化では、ＳＰの配置条件のため、検出できる遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）以下に限られている。つまり、ＯＦＤＭ信号受信においては、有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）以下の値を有した遅延時間までの受信波しか等化することができない。
【００３８】
そこで、本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ信号受信において、遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化することを課題としている。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
前記目的を達成するために、本発明の請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置は、ＯＦＤＭ方式の電波として到来する主波と遅延波とを含む受信波を示すマルチパス波から等化対象とする周波数における伝達関数を生成する伝達関数生成手段と、入力するマルチパス波から所定の周期で切り出された時間領域のデータを前記周期毎にフーリエ変換により周波数領域の信号に変換し、変換された周波数領域の信号を前記伝達関数でそれぞれ除算した結果を逆フーリエ変換することで、主波の時間領域の信号を生成する等化手段とを備えたＯＦＤＭ信号受信におけるマルチパス歪み等化装置であって、伝達関数生成手段が、第１伝達関数生成手段と、第２伝達関数生成手段とを備えることとした。
【００４０】
かかる構成によれば、マルチパス歪み等化装置は、伝達関数生成手段において、第１伝達関数生成手段によって、入力するマルチパス波から抽出したスキャッタードパイロットのデータと、予め格納されたスキャッタードパイロットの規格値とから遅延波の伝搬路についてのスキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を生成する。ここで、スキャッタードパイロットの値は規格で定められているので、マルチパス波のスキャッタードパイロットの値とスキャッタードパイロットの規格値との比からスキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を得ることができる。
【００４１】
そして、第２伝達関数生成手段は、遅延プロファイル測定手段を有している。遅延プロファイル測定手段は、入力するマルチパス波から所定の周期で切り出された時間領域のデータから前記周期毎に、電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定し、遅延波のレベルと主波のレベルとの比と遅延時間とを求める。電力スペクトル法は、測定目標の遅延時間に合わせて信号周期を自由に長くすることができる手法である。そのため、電力スペクトル法では、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数で遅延時間を求めたときに測定可能な時間幅よりも長い時間幅を有した長い遅延時間を検出することができる。したがって、電力スペクトル法により検出した遅延時間には、折り返しによる誤差が生じることがない。ここで、電力スペクトル法では遅延波に２つの遅延時間が検出されるので真の遅延時間を特定する必要がある。
【００４２】
そのために、第２伝達関数生成手段は、遅延プロファイルから主波と遅延波との高周波位相差を求め、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を含む周波数および時間領域の関数に、遅延プロファイルの測定から求めた極性の異なる２つの遅延時間をそれぞれ代入したときに、前記周波数および時間領域の関数の周波数平均が理論的に０になる方と０にならない方のうち、０とならない方の遅延時間を真の遅延時間として特定する。そして、第２伝達関数生成手段は、特定した真の遅延時間と、遅延波のレベルと主波のレベルとの比と、高周波位相差とを用いて、遅延波の伝搬路についての等化対象とする周波数における伝達関数を生成する。この伝達関数は例えば前記した式（１）で表される。したがって、マルチパス歪み等化装置は、等化対象とする周波数における伝達関数として、真の遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合にも対応した伝達関数を生成することが可能となる。そして、マルチパス歪み等化装置は、等化手段によって、この伝達関数を用いてマルチパス波を等化する。その結果、マルチパス歪み等化装置は、遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化することができる。
【００４３】
また、請求項２に記載のマルチパス歪み等化装置は、請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置において、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数および等化対象とする周波数における伝達関数が、主波を表す項と、遅延波のレベルと主波のレベルとの比の成分と、主波と遅延波との高周波位相差成分と、遅延時間を示す時間成分との積により遅延波を表す項とを含み、第２伝達関数生成手段が、複素遅延波レベル生成手段と、遅延時間決定手段と、伝達関数算出手段と、を備えることとした。ここで、これらの伝達関数は例えば前記した式（１）で表される。
【００４４】
かかる構成によれば、マルチパス歪み等化装置は、第２伝達関数生成手段の複素遅延波レベル生成手段によって、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数に含まれる遅延波を表す項を、遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延時間毎に、当該遅延時間を示す時間成分で除算することで、遅延に起因したレベル低下を示す複素遅延波レベルを、周波数および時間領域の関数としてそれぞれ生成する。そして、マルチパス歪み等化装置は、遅延時間決定手段によって、生成された各複素遅延波レベルの等化対象とする周波数に対する平均を少なくとも含む統計量をそれぞれ算出し、算出した複素遅延波レベルの周波数平均が理論的に０にならない方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間として特定する。
【００４５】
ここで、複素遅延波レベルの定義から、理論的には、真の遅延時間においては複素遅延波レベルの平均値は０とならず、折り返しによる誤りが生じてしまうような遅延時間においては複素遅延波レベルの平均値は０となる。また、算出する統計量としては、遅延プロファイルの測定から理論的に２つ求まる遅延時間から真の遅延時間を１つだけ特定することができるのであれば、複素遅延波レベルの平均に加えて、その平均を用いた分散等の統計量であってもよい。そして、マルチパス歪み等化装置は、伝達関数算出手段によって、特定した真の遅延時間と、この真の遅延時間を生成した複素遅延波レベルとを用いて、遅延波の伝搬路についての等化対象とする周波数における伝達関数を算出する。ここで、この伝達関数は例えば前記した式（１）で表される。
【００４６】
また、請求項３に記載のマルチパス歪み等化装置は、請求項２に記載のマルチパス歪み等化装置において、遅延時間決定手段が、平均算出手段と、偏差算出手段と、比較手段と、を備えることとした。
【００４７】
かかる構成によれば、マルチパス歪み等化装置は、遅延時間決定手段の平均算出手段によって、等化対象とする周波数の変化に対する複素遅延波レベルの平均を、複素遅延波レベル毎に算出する。そして、マルチパス歪み等化装置は、偏差算出手段によって、平均算出手段でそれぞれ算出された複素遅延波レベルの平均を用いて、当該複素遅延波レベルを生成した遅延時間に応じた偏差をそれぞれ算出する。そして、マルチパス歪み等化装置は、比較手段によって、偏差算出手段でそれぞれ求められた２つの偏差の大小を比較し、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間であるものとして特定する。
【００４８】
また、請求項４に記載のマルチパス歪み等化装置は、請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置において、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数および等化対象とする周波数における伝達関数が、主波を表す項と、当該主波に対して遅れまたは進みを有した複数の遅延波毎に遅延波のレベルと主波のレベルとの比の成分と、主波および遅延波の高周波位相差成分と、遅延時間を示す時間成分との積によりそれぞれの遅延波を表す項とを含み、第２伝達関数生成手段が、初期位相差算出手段と、遅延時間極性判定手段と、伝達関数算出手段と、を備えることとした。
【００４９】
かかる構成によれば、マルチパス歪み等化装置は、第２伝達関数生成手段の初期位相差算出手段によって、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数から主波を表す項を差し引いてから、遅延波について検出された遅延時間の絶対値を示す時間成分で除算して各スキャッタードパイロットの周波数毎に目的関数を周波数および時間領域の関数として生成し、目的関数を各スキャッタードパイロットの周波数について加算した総和を周波数平均として求め、この求めた総和から、当該遅延波の高周波位相差として、主波のキャリヤ中心周波数の位相を基準とした当該遅延波の位相を示す初期位相差を算出する。そして、マルチパス歪み等化装置は、遅延時間極性判定手段によって、目的関数の総和の値が０であるかを判別し、当該値が０とならない場合に、遅延時間の極性が真の極性であると判定し、当該値が０となる場合に真の極性ではないと判定する。そして、マルチパス歪み等化装置は、伝達関数算出手段によって、遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延波のレベルと主波のレベルとの比の成分および当該遅延波の遅延時間の絶対値と、当該遅延波について算出された初期位相差および遅延時間極性判定手段の判定結果と、を用いて、遅延波の伝搬路についての等化対象とする周波数における伝達関数を算出する。
【００５０】
また、前記目的を達成するために、本発明の請求項５に記載の受信装置は、請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載のマルチパス歪み等化装置を複数備えた受信装置であって、前記各マルチパス歪み等化装置に入力するマルチパス波から時間領域のデータを切り出す周期は有効シンボル長の３以上の整数倍であり、各マルチパス歪み等化装置毎に切り出すタイミングが異なり、前記受信装置が、受信可能信号抽出手段と、受信可能信号合成手段とを備えることとした。
【００５１】
かかる構成によれば、受信装置は、受信可能信号抽出手段によって、各マルチパス歪み等化装置の等化手段で生成された主波の時間領域の信号を前記周期毎に取得し、有効シンボル長の整数倍の周期の主波の信号のうち、予め定められた受信可能信号レベルを満たさない周期の初めの部分と終わりの部分を除いて中間に位置する受信可能信号レベルを満たす所定数の有効シンボル長部分を、マルチパス歪み等化装置毎に抽出する。そして、受信装置は、受信可能信号合成手段を備えているので、受信可能信号抽出手段によってマルチパス歪み等化装置毎に抽出された主波の信号の所定数の有効シンボル長部分を連続させて前記周期の主波の信号を復元することができる。一般に、マルチパス波において、遅延時間が比較的長く、かつ遅延波レベルが主波レベルに近い場合には、周波数領域の信号を時間領域信号に戻したときシンボル間干渉により最初と最後の方のシンボルについてはＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）が劣化することがある。しかしながら、この受信装置において、マルチパス歪み等化装置に入力するマルチパス波は、有効シンボル長の整数倍の周期で切り取られており、かつ、各マルチパス歪み等化装置が等化した信号のうち、受信可能信号レベルを満たす有効シンボル長部分を合成するので、この合成した信号からは、低ＣＮＲ信号が除去される。
【発明の効果】
【００５２】
請求項１に係るマルチパス歪み等化装置によれば、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数で測定可能な時間幅よりも長い遅延時間を電力スペクトル法で検出し、この長い遅延時間とスキャッタードパイロットの周波数における伝達関数とを用いて極性を決定した遅延時間に対応した伝達関数を用いてマルチパス波を等化する。したがって、ＯＦＤＭ信号受信において、遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化することができる。
【００５３】
請求項２に係るマルチパス歪み等化装置によれば、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数と遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延時間とを用いて複素遅延波レベルを求め、この複素遅延波レベルを統計的に処理することで真の遅延時間を決定した上で伝達関数を推定し、等化を行うことができる。
【００５４】
請求項３に係るマルチパス歪み等化装置によれば、遅延プロファイルを測定するときに検出される２つの遅延時間から真の遅延時間を決定する際に、複素遅延波レベルの平均に加えてその平均から求めた偏差を用いるので、マルチパス波に雑音が含まれていても真の遅延時間を正しく求めることができる。
【００５５】
請求項４に係るマルチパス歪み等化装置によれば、電力スペクトル法により主波レベルと遅延波レベルとの比および遅延時間を求め、スキャッタードパイロットを用いた遅延プロファイル測定法により遅延時間の極性と高周波位相差とを求め、これらを用いて伝達関数を推定することにより等化を行うことができる。
【００５６】
請求項５に係る受信装置によれば、受信したＯＦＤＭ信号の遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化しつつ、そのＣＮＲを高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１実施形態に係るマルチパス歪み等化装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】有効シンボル長を模式的に示す図である。
【図４】１セグメント当たりのＳＰの配置を模式的に示す図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係るマルチパス歪み等化装置の構成を示すブロック図である。
【図６】１３セグメント当たりのＳＰの配置を模式的に示す図である。
【図７】本発明の実施形態に係る受信装置の変形例の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明に係るマルチパス歪み等化装置で検出した初期位相差を示すグラフであって、（ａ）は遅延時間が20μsの場合、（ｂ）は遅延時間が300μsの場合についてそれぞれ示している。
【図９】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて20μsの遅延時間の１遅延波の条件で測定したコンスタレーションを示すグラフであって、（ａ）は等化前、（ｂ）は等化後をそれぞれ示している。
【図１０】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて600μsの遅延時間の１遅延波の条件で測定したコンスタレーションを示すグラフであって、（ａ）は等化前、（ｂ）は等化後をそれぞれ示している。
【図１１】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて２遅延波の条件で測定したコンスタレーションを示すグラフであって、（ａ）は等化前、（ｂ）は等化後をそれぞれ示している。
【図１２】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて遅れの遅延時間の条件で測定した等化後のＣＮＲを示すグラフである。
【図１３】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて進みの遅延時間の条件で測定した等化後のＣＮＲを示すグラフである。
【図１４】本発明のマルチパス歪み等化装置を２台用いて受信可能な信号出力を得る方法を概念的に示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００５８】
図面を参照して本発明のマルチパス歪み等化装置および受信装置を実施するための形態について詳細に説明する。以下では、第１実施形態に係るマルチパス歪み等化装置、受信装置、第２実施形態に係るマルチパス歪み等化装置について順次説明する。なお、背景技術や発明の概要で説明した数式（式（１）〜式（９））を適宜援用して説明することとする。
【００５９】
（第１実施形態）
［マルチパス歪み等化装置の構成］
マルチパス歪み等化装置１は、ＯＦＤＭ信号受信におけるマルチパスによる歪みを補償するものであり、図１に示すように、大別して、伝達関数生成手段２と、等化手段３とを備えている。図１に示したマルチパス歪み等化装置１は、図２に示す受信装置１００の構成部分のみを示したものであり、図１では省略した受信アンテナ等の受信部を含んでもよい。なお、受信装置１００については後記する。
【００６０】
伝達関数生成手段２は、等化手段３によってマルチパス波を等化するために用いる伝達関数を生成するものであり、大別して、第１伝達関数生成手段１０と、第２伝達関数生成手段２０とを備えている。
【００６１】
＜第１伝達関数生成手段＞
第１伝達関数生成手段１０は、等化手段３で用いる伝達関数を生成するために、スキャッタードパイロット（ＳＰ）の周波数における伝達関数を生成するものである。この第１伝達関数生成手段１０は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）から抽出したＳＰのデータから遅延波の伝搬路についてのＳＰの周波数における伝達関数を生成する。本実施形態では、第１伝達関数生成手段１０は、図１に示すように、切り取り部１１と、ＦＦＴ１２と、ＳＰ抽出部１３と、ＳＰ規格値格納部１４と、除算部１５と、伝達関数格納部１６とを備えている。
【００６２】
切り取り部１１は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を、有効シンボルに同期させ切り取って、ＦＦＴ１２に出力するものである。ここで入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）は、時間領域の同期検波波形の同相成分と直交成分のＡ／Ｄ変換後のデータ列であり、例えば、図２に示す受信装置１００の同期検波部１２０で生成されるものである。このマルチパス波Ｖr（ｔ）は、等化手段３および第２伝達関数生成手段２０の遅延プロファイル測定手段３０にも同様に入力する。
【００６３】
切り取り部１１は、図３に示すような有効シンボルとガードインターバルとが交互に現れる信号から、有効シンボル分だけ切り取り、ＦＦＴ１２に出力する。切り取り時間は、例えば、約１［ｍｓ］である。なお、図３では、有効シンボル（シンボル番号０、１）の有効シンボル長Ｔuと、ガードインターバル（図３のハッチング部分）の長さＴgとの比は、８対１とした（１シンボル長は有効シンボル長の９／８倍の長さ）。同様に、等化手段３および遅延プロファイル測定手段３０も、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を切り取る切り取り部（図示を省略する）を備えているが、切り取り周期は異なって長くなっている。その詳細については後記する。
【００６４】
ＦＦＴ１２は、切り取り部１１で切り取ったマルチパス波の時間領域のデータを高速フーリエ変換し、ＳＰ抽出部１３に出力する。すると、復調したキャリヤＣr（ｓ，ｆ）が得られる（式（２）参照）。復調したキャリヤＣr（ｓ，ｆ）には、情報キャリヤとＳＰが含まれる。ＳＰは、周波数ｆの変化に対して所定の間隔（キャリヤＬ本に１本）で配置されている。
ＳＰ抽出部１３は、ＦＦＴ１２により得られる全体のキャリヤ（ＳＰシンボルとデータシンボル）の中からＳＰ（ＳＰシンボル）だけを抽出し、除算部１５に出力する。この抽出したＳＰをマルチパス波のデータとして用いる。
【００６５】
ＳＰ規格値格納部１４は、ＳＰ規格値を格納するものであり、例えば一般的なメモリ等から構成される。具体例として、モード３における１セグメント当たりのＳＰの配置を図４に示す。図４において、空白のマス目のシンボルはデータシンボル、マス目に「ＳＰ」と記載したシンボルは、パイロットシンボル（ＳＰシンボル）を示している。図４に示すように、列で示される縦長の帯状のキャリヤが横方向に並んでいる。並んだ３本に１本のキャリヤにはＳＰが含まれており、残りの３本に２本のキャリヤにはＳＰが含まれていない。また、ＳＰが含まれているキャリヤにおいては、４シンボルに１つのＳＰが含まれている。このため、３本に１本のキャリヤにより４シンボル期間に１回の割合でＳＰが伝送される。また、別の観点からは、行で示される各シンボル期間において、１２本に１本のキャリヤによってＳＰが伝送される。ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、キャリヤのセグメント数は１３、１フレームは２０４シンボルで構成されている。モード３の場合、キャリヤ総数は５６１７、有効シンボル長が１００８［μｓ］、１セグメント当たりのキャリヤ数は４３２となる。この４３２のうち、ＳＰと、制御信号であるＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration and Control）およびＡＣ（Auxiliary Channel）とを除いた３８４が情報キャリヤである。
【００６６】
除算部１５は、前記した式（５）に示した除算を行い、除算結果を伝達関数格納部１６に格納するものである。具体的には、式（５）の演算において、右辺分子には、ＳＰ抽出部１３で抽出したＳＰについての復調したキャリヤＣr（ｓ，ｆ）を用いる。また、この式（５）の演算において、右辺分母には、ＳＰ規格値格納部１４に格納されているＳＰの規格値を用いる。除算部１５による除算結果が、式（５）の左辺である伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）となる。伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）の周波数間隔（データ間隔）は、ＳＰと同じくキャリヤ間隔のＬ倍である（図４において横方向に相当する）。そのため、ここでの伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）の周期は、有効シンボル長ＴuのＬ分の１（Ｔsp＝Ｔu／Ｌ）となる（図４において縦方向に相当する）。
伝達関数格納部１６は、除算部１５の除算結果である伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）を格納するものであり、例えば一般的なメモリ等から構成される。
【００６７】
＜第２伝達関数生成手段＞
第２伝達関数生成手段２０は、第１伝達関数生成手段１０で生成されるＳＰの周波数における伝達関数を利用して、等化手段３で用いる伝達関数を生成するものである。この第２伝達関数生成手段２０は、遅延プロファイルから、主波と遅延波との高周波位相差（α）を求め、ＳＰの周波数における伝達関数（Ｈ（ｓ，ｆ））を含む周波数および時間の関数に、遅延プロファイルの測定から求めた極性の異なる２つの遅延時間をそれぞれ代入したときに、これら周波数および時間領域の関数の周波数平均が０とならない方の遅延時間を真の遅延時間として特定し、特定した真の遅延時間と、遅延波のレベルと主波のレベルとの比（Ｒ）と、高周波位相差（α）とを用いて伝達関数を生成する。
【００６８】
第１実施形態では、第２伝達関数生成手段２０は、図１に示すように、複素遅延波レベル生成手段２１と、遅延時間決定手段２２と、遅延プロファイル測定手段３０と、伝達関数算出手段４０とを備えている。ここでは、説明の都合上、遅延プロファイル測定手段３０、複素遅延波レベル生成手段２１および遅延時間決定手段２２の概要を説明してから、複素遅延波レベル生成手段２１、遅延時間決定手段２２および伝達関数算出手段４０の詳細について数式を用いて説明する。
【００６９】
＜遅延プロファイル測定手段＞
遅延プロファイル測定手段３０は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）から電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定し、遅延波のレベルと主波のレベルとの比（Ｒ）と遅延時間とを求めるものである。この遅延プロファイル測定手段３０は、例えば、特許文献１に記載された地上デジタルＳＦＮ波測定装置の処理手段により構成することができる。この電力スペクトル法によると、遅延波を表すインパルスには、共役複素数のものも現れるので、遅延時間として、極性（遅れ、または、進み）の異なる正負の遅延時間が検出される。なお、正の遅延時間は“遅れ”を示し、負の遅延時間は“進み”を意味する。
【００７０】
遅延プロファイル測定手段３０は、図示を省略するが、切り取り部１１と同様な切り取り部が設けられている。ただし、この図示しない切り取り部は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）の切り出しの長さ（所定の周期）を、１有効シンボル長の整数倍の長さとする長周期の切り取り部である。つまり、図３に示すように、有効シンボルとガードインターバルとが交互に現れる信号を切り出す。遅延プロファイル測定手段３０は、このように図示しない長周期の切り取り部で切り出した周期を一括して、該当データにＦＦＴなどのフーリエ変換処理を行い、遅延プロファイルを測定する。
【００７１】
なお、Ｔsp／２を越えた遅延時間の場合、ＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）をＩＦＦＴする方法で得られる遅延プロファイルから検出される遅延時間は、折り返した時間となる。そのため、従来の方法ですべての周波数に対応した伝達関数を生成した場合に、前記した式（８）に示したように、折り返しによる誤りが生じてしまうような遅延時間を用いたものとなるので、マルチパス歪みを等化することができない。
【００７２】
＜複素遅延波レベル生成手段および遅延時間決定手段の概要＞
複素遅延波レベル生成手段２１は、ＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）に含まれる遅延波を表す項を、遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延時間毎に、当該遅延時間を示す時間成分で除算することで、遅延に起因したレベル低下を示す複素遅延波レベルを周波数および時間領域の関数としてそれぞれ生成するものである。
【００７３】
遅延時間決定手段２２は、複素遅延波レベル生成手段２１で生成された２つの複素遅延波レベルの等化対象とする周波数に対する平均を含む統計量をそれぞれ算出する。複素遅延波レベルを用いて周波数平均を求めると、一方は理論的に０となり、他方は理論的に０とならない。そして、遅延時間決定手段２２は、理論的に０にならない方（他方の）の複素遅延波レベルを選択し、この選択した（他方の）複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間として特定するものである。
【００７４】
本実施形態では、複素遅延波レベル生成手段２１は、後記する式（１１）により、複素遅延波レベルを求めることとした。また、本実施形態では、遅延時間決定手段２２は、各複素遅延波レベルの周波数に対する平均から算出した偏差をそれぞれ求め、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間として決定することとした。
【００７５】
＜複素遅延波レベル生成手段の詳細＞
ここでは、まず、数式を用いて、複索遅延波レベルを生成する原理について説明する。
複素遅延波レベルとは、Ｒｅjαのことである。前記した式（１）において、遅延を表す第２項を左辺に移動して時間成分（遅延時間の回転子）で除算すると、式（１０）のように、複素遅延波レベルＲｅjαが得られる。
【００７６】
【数１０】
【００７７】
したがって、式（１０）の右辺が示すように、「伝達関数−１」を、遅延時間ｔdの回転子で除算すれば、複素遅延波レベルを生成することができる。しかし、複素遅延波レベル生成手段２１による処理の段階では、真の遅延時間ｔdは不明であり、かつ、遅延プロファイル測定手段３０で検出された極性を有した２つの遅延時間がその候補となっている。そこで、式（１０）を援用して、以下の方法で、２つの遅延時間に対応した２つの複素遅延波レベルを生成する。
【００７８】
まず、式（１０）の右辺の分子に示す伝達関数に対して、Ｈ（ｓ，ｆ）を用いる。
また、回転子の時間については、遅延時間に対応させつつ、任意の値をとるものとして、ｔと表記する。また、遅延プロファイル測定手段３０で検出された極性を有した２つの遅延時間をｔ1，ｔ2と表記して区別する。さらに、式（１０）の除算により、複素遅延波レベルとして得られる複素数を、式（１１）の左辺に示すように、回転子の時間ｔおよび周波数ｆの２元の関数形で表すことにする。
【００７９】
【数１１】
【００８０】
この式（１１）に示す複素数を２つの遅延時間ｔ1，ｔ2に対応させると、Ｒ（ｔ1，ｆ）とＲ（ｔ2，ｆ）とが得られる。ここで、真の遅延時間をｔdとし、ｔ1＝ｔdと仮定すれば、ｔ2＝−ｔdとなる。また、式（１１）の右辺の分子は
【数１２】
となる。したがって、２つの複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）は、それぞれ式（１２）、式（１３）のように表せる。
【００８１】
【数１３】
【００８２】
式（１２）は、真の遅延時間を回転子に与えた場合を示している。この場合には、周波数ｆの変化に関わらず、Ｒ（ｔ1，ｆ）は、定数となる。一方、式（１３）は、回転子に、折り返しによる誤りが生じてしまうような時間を与えた場合を示している。この場合には、Ｒ（ｔ2，ｆ）は、周波数ｆの変化により回転するベクトルとなる。
【００８３】
前記の方法で２つの複素遅延波レベルを生成するために、複素遅延波レベル生成手段２１は、図１に示すように、減算値格納部２３と、回転子格納部２４と、除算部２５とを備えている。
【００８４】
減算値格納部２３は、第１伝達関数生成手段１０で生成されたＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）から「１」を減算した減算値を格納するものであり、例えば一般的なメモリ等から構成される。なお、「Ｈ（ｓ，ｆ）−１」は、前記した式（１１）の右辺の分子を示す。
【００８５】
回転子格納部２４は、信号の周波数ｆを変化させる回転子ｅ-j２πｆｔ／Ｎを格納するものであり、例えば一般的なメモリ等から構成される。ここで、回転子格納部２４は、遅延プロファイル測定手段３０で検出された極性を有した２つの遅延時間ｔ1，ｔ2を格納する。
【００８６】
除算部２５は、減算値格納部２３に格納された減算値を、回転子格納部２４に格納された２つの回転子でそれぞれ同様に除算するものである。つまり、除算部２５は、前記した式（１２）、式（１３）の演算を行う。得られた商および２つの複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）は、遅延時間決定手段２２に送られる。
【００８７】
＜遅延時間決定手段の詳細＞
遅延時間決定手段２２は、複素遅延波レベルの周波数の平均から算出した偏差の大小比較により遅延時間を決定するために、図１に示すように、平均算出部２６と、偏差算出部２７と、比較部２８とを備えている。
【００８８】
ここで、複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）は、遅延時間に応じて異なるので、遅延時間（ｔ1またはｔ2）を表す一般化した遅延時間をｔiで表記することとする（ｉ＝１，２）。遅延時間決定手段２２は、前記した式（１２）および式（１３）を利用して、ｔ1とｔ2のどちらが真の遅延時間であるかを特定する。
【００８９】
平均算出部２６は、周波数の変化に対する複素遅延波レベルの平均を算出するものである。本実施形態では、平均算出部２６は、周波数ｆの変化に対する複素遅延波レベルの平均Ａiを式（１４）により、遅延時間ｔi毎にそれぞれ求める。
【００９０】
【数１４】
【００９１】
ここで、ｎはデータ番号、ＬはＳＰのキャリヤ間隔、ｆ0はキャリヤ幅を示す。すなわち、周波数ｆとの間に、ｆ＝ｎＬｆ0の関係がある。なお、データ総数をＮとすると、周波数領域のデータ総数ＮSPはＮ／Ｌとなる。
【００９２】
周波数ｆ＝ｎＬｆ0の変化に対するＲ(ｔ1，ｆ)の平均は、前記した式（１２）に示すようにＲｅjαであり、Ｒ(ｔ2，ｆ)の平均は、前記した式（１３）に示すように０となる。したがって、この違いから真の遅延時間を特定することも可能である。ただし、実際には雑音があるため、明確な判定が難しい場合もある。そこで、本実施形態では、この平均から偏差を求めることとした。
【００９３】
偏差算出部２７は、平均算出部２６で算出されたそれぞれの平均Ａiを用いて、遅延時間ｔiに応じた偏差Ｄiを式（１５）によりそれぞれ求めるものである。なお、標準偏差の代わりに平均偏差を用いることもできる。
【００９４】
【数１５】
【００９５】
比較部２８は、遅延時間ｔiについて式（１５）からそれぞれ求められる２つの偏差（Ｄ1，Ｄ2とする）の大小を比較し、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間ｔdであるものとして特定する。一方、偏差が大きい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間は、折り返しによる誤りが生じてしまうような時間であることになる。この誤りが生じてしまうような時間側の偏差は、雑音よりはるかに大きい。したがって、本実施形態によれば、雑音がある場合でも、２つの偏差の差異は明確であり、大小の比較判定は容易であり、判定を誤ることはない。
【００９６】
また、遅延時間決定手段２２は、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを、複素遅延波レベルと決定する。この遅延時間決定手段２２で決定した真の遅延時間ｔdと、複素遅延波レベルとは伝達関数算出手段４０に出力される。
【００９７】
＜伝達関数算出手段＞
伝達関数算出手段４０は、遅延時間決定手段２２により特定した真の遅延時間と、この真の遅延時間を生成した複素遅延波レベルとを用いて、遅延波の伝搬路についての各周波数における伝達関数Ｈ（ｆ）を算出するものである。本実施形態では、伝達関数算出手段４０は、偏差が小さい方の複素遅延波レベルＲｅjαと、その複素遅延波レベルを生成した遅延時間（真の遅延時間ｔd）とを用いて伝達関数を前記した式（１）右辺の演算により生成することとした。周波数ｆごとに生成された伝達関数Ｈ（ｆ）は、等化手段３に出力される。
【００９８】
＜等化手段＞
等化手段３は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を周波数領域の信号に変換し、変換された周波数領域の信号Ｃr（ｆ）を、伝達関数算出手段４０で生成された伝達関数Ｈ（ｆ）でそれぞれ除した結果を逆フーリエ変換し、マルチパス波の主波の時間領域の信号Ｃm（ｆ）を生成するものである。本実施形態では、等化手段３は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を、所定の周期Ｔcutで切り出し、切り出した時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するためにＦＦＴを行い、その逆フーリエ変換をＩＦＦＴにより行うこととした。
【００９９】
等化手段３は、図１に示すように、ＦＦＴ５１と、除算部５２と、ＩＦＦＴ５３とを備える。なお、図示を省略するが、ＦＦＴ５１の前段には、切り取り部１１と同様な切り取り部が設けられている。ただし、この図示しない切り取り部は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）の切り出しの長さ（所定の周期）を、１有効シンボル長の整数倍の長さとする長周期の切り取り部である。つまり、図３に示すように、有効シンボルとガードインターバルとが交互に現れる信号を切り出す。等化手段３は、このように図示しない長周期の切り取り部で切り出した周期を一括して、該当データにＦＦＴなどの処理を行い、マルチパス歪みの等化を行う。
【０１００】
この場合の切り出し周期を、１有効シンボル長のｐ倍とすると、基本周波数がｆ0のときに、スペクトルの周波数間隔はｆ0／ｐとなる。ここで、整数ｐの値は、前後を除去して中間を残す意味から、少なくとも３以上の任意の整数である。例えばモード３の信号の場合、有効シンボル長は、１００８［μｓ］であり、ｐ＝３２として約３２［ｍｓ］の切り出し長さとすると、高ＣＮＲの信号を得ることが期待できる。
【０１０１】
このようにシンボルを多数連結することが好ましい理由は、次の通りである。遅延時間が１［ｍｓ］程度のように比較的長く、かつ、遅延波のレベルが主波のレベルに近い場合には、周波数領域の信号を時間領域信号に戻したときに、シンボル間干渉により最初と最後の方のシンボルについてはＣＮＲが劣化する場合がある。しかしながら、有効シンボル長の３２倍とすれば、残りのシンボルでは良好な信号を得ることができるため、本方式を複数用いれば連続した高ＣＮＲの信号を得る方法が可能となるからである。なお、遅延波のレベル／主波のレベルの比の誤差を無視するためには１６倍以上であることが好ましい。以下では、等化手段３における切り出し長さをＴcut（＝ｐ×Ｔu）と表記する。なお、遅延プロファイル測定手段３０も、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を、等化手段３と同様な周期で切り取る図示しない切り取り部を備えている。
【０１０２】
ＦＦＴ５１は、周期Ｔcutで切り出したマルチパス波をＦＦＴしてスペクトルに変換し、前記した式（３）における分子を示す受信波Ｃr（ｆ）を出力する。
【０１０３】
除算部５２は、前記した式（３）の演算を行う。具体的には、除算部５２は、式（３）の右辺分子には、ＦＦＴ５１から出力されるＣr（ｆ）を用い、式（３）の右辺分母には、伝達関数算出手段４０で生成された伝達関数Ｈ（ｆ）を用いる。これにより、除算の商として、マルチパス歪みを等化した主波と等価なスペクトルＣm（ｆ）が得られる。
【０１０４】
ＩＦＦＴ５３は、除算の商であるスペクトルＣm（ｆ）をＩＦＦＴして、入力と同じ周期（周期Ｔcut）の時間領域信号に戻し、マルチパス歪み等化信号Ｖeq（ｔ）を出力する。
【０１０５】
なお、前記した第１伝達関数生成手段１０、第２伝達関数生成手段２０および等化手段３は、例えば半導体メモリや電気回路によって構成することができ、また、プログラムを処理することによって実現することもできる。
【０１０６】
［マルチパス歪み等化装置の動作］
次に、マルチパス歪み等化装置の動作の流れについて図１を参照して説明する。
マルチパス歪み等化装置１は、第１伝達関数生成手段１０において、切り取り部１１によって、時間領域の同期検波波形の同相成分と直交成分のＡ／Ｄ変換後のデータ列として入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を有効シンボルに同期させて切り取る（短周期）。ＦＦＴ１２は、切り取ったデータを高速フーリエ変換し、復調したキャリヤＣr（ｓ，ｆ)）を出力し、ＳＰ抽出部１３は、全体のキャリヤの中からＳＰだけを抽出する。除算部１５は、前記した式（５）に基づいて、ＳＰ抽出部１３で抽出されたＳＰのＣr（ｓ，ｆ)をＳＰ規格値で除算することで伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ)を得る。
【０１０７】
一方、マルチパス歪み等化装置１は、第２伝達関数生成手段２０の遅延プロファイル測定手段３０によって、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）から有効シンボル長の整数倍の周期（長周期）で切り取ったデータを用いて電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定し、極性を有した２つの遅延時間ｔ1，ｔ2をそれぞれ検出する。なお、遅延波ごとに、２つの遅延時間ｔ1，ｔ2をそれぞれ検出する。
【０１０８】
そして、マルチパス歪み等化装置１は、複素遅延波レベル生成手段２１によって、２つの遅延時間ｔ1，ｔ2に対応した複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）をそれぞれ求める。ここで、複素遅延波レベル生成手段２１は、前記した式（１２）、式（１３）に基づいて、除算部２５によって、減算値格納部２３に格納された減算値を、回転子格納部２４に格納された２つの回転子でそれぞれ同様に除算する。
【０１０９】
続いて、マルチパス歪み等化装置１は、遅延時間決定手段２２によって、複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）から、２つの遅延時間ｔ1，ｔ2のうちのいずれかを真の遅延時間ｔdとして特定する。ここで、遅延時間決定手段２２は、平均算出部２６によって、前記した式（１４）に基づいて、周波数の変化に対する複素遅延波レベルの平均Ａiを算出する。そして、偏差算出部２７によって、前記した式（１５）に基づいて、それぞれの平均Ａiを用いて、遅延時間ｔiに応じた偏差Ｄiを求める。さらに、比較部２８によって、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間ｔdと特定する。
【０１１０】
次いで、マルチパス歪み等化装置１は、伝達関数算出手段４０によって、偏差が小さい方の複素遅延波レベルＲｅjαと、真の遅延時間ｔdとを用いて、前記した式（１）右辺を周波数ｆごとに演算することにより伝達関数Ｈ（ｆ）を生成し、等化手段３に出力する。
【０１１１】
そして、マルチパス歪み等化装置１は、等化手段３において、マルチパス波Ｖr（ｔ）から有効シンボル長の整数倍の周期（長周期）で切り取ったデータを用いてＦＦＴ５１によって得られる受信波Ｃr（ｆ）と、伝達関数算出手段４０で生成された伝達関数Ｈ（ｆ）とを用いて、除算部５２によって、前記した式（３）の演算を行い、ＩＦＦＴ５３によって、逆フーリエ変換する。以上の動作の結果、マルチパス歪み等化装置１は、マルチパス波Ｖr（ｔ）からマルチパス歪みを等化する。
【０１１２】
［受信装置］
図２に示す受信装置１００は、例えば、地上デジタルテレビジョン放送を受信するものであり、マルチパス歪み等化装置１と、その前段に受信部として設けられた周波数変換部１１０および同期検波部１２０と、後段に設けられた受像機１３０とを主に備えている。
【０１１３】
周波数変換部１１０は、受信アンテナ１４０からのアンテナ受信信号が供給されると、選択されたチャンネルのＯＦＤＭ信号（マルチパス波）を、中間周波数の信号（ＩＦ（Intermediate Frequency）信号）にダウンコンバージョンするものである。
【０１１４】
同期検波部１２０は、周波数変換部１１０で変換されたＩＦ信号を直交同期検波し、得られた時間領域の同期検波波形の同相成分と直交成分とをＡ／Ｄ変換したデータ列を、マルチパス波の入力データＶr（ｔ）として、マルチパス歪み等化装置１に入力するものである。なお、Ａ／Ｄ変換したデータ列の同相成分は、シンボル（キャリヤシンボル）の実数軸成分（Ｉデータ）を示し、直交成分はシンボルの虚数軸成分（Ｑデータ）を示す。
【０１１５】
受像機１３０は、マルチパス歪み等化装置１により復調および等化されたマルチパス歪み等化信号Ｖeq（ｔ）を復号し、復号した映像信号および音声信号を表示するものである。
【０１１６】
本実施形態のマルチパス歪み等化装置１および受信装置１００によれば、ＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）で測定可能な時間幅よりも長い遅延時間ｔ1，ｔ2を電力スペクトル法で検出し、この長い遅延時間ｔ1，ｔ2とＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）とを用いて極性を決定した遅延時間ｔdに対応した伝達関数Ｈ（ｆ）を用いてマルチパス波を等化する。したがって、ＯＦＤＭ信号受信において、遅延時間ｔdが有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化することができる。
【０１１７】
そして、電力スペクトル法の遅延プロファイル測定では、非特許文献１に記載のように、遅延時間が±１［ｍｓ］の範囲を超えても遅延時間の絶対値と遅延波レベルの測定が可能である。したがって、本実施形態のマルチパス歪み等化装置１は、例えば、１［ｍｓ］程度のマルチパス波を受信した場合でも、遅延波のレベルにかかわらずマルチパス歪み等化が可能であり、良好な受信ができる。これは、ＩＳＤＢ−Ｔ方式において、有効シンボル長Ｔuの３分の１（トータルで336［μs］：±168［μs］）の範囲を大きく越えている。
【０１１８】
（第２実施形態）
前記実施形態では、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で行うものとしたが、スピードを重要視しない場合には離散フーリエ変換（ＤＦＴ：discrete Fourier transform）で行うことも可能である。また、前記実施形態では、簡便のため、主波に対して１つの遅延波について定式化して説明したが、複数の遅延波についても同様に定式化することができる。さらに、受信波に雑音を含めて解析することもできる。以下では、このような場合を第２実施形態として説明する。
【０１１９】
［マルチパス歪み等化装置の構成の概要］
第２実施形態のマルチパス歪み等化装置１Ａの構成を図５に示す。なお、図１に示したマルチパス歪み等化装置１と同様な構成は、同じ符号を付して説明を適宜省略し、相違点を説明することとする。このマルチパス歪み等化装置１Ａがマルチパス波として受信する受信波（ｖr（ｔ））は、主波（以下では希望波という）、複数の遅延波、および加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise、以下ではガウス雑音という）から成っている。
【０１２０】
マルチパス歪み等化装置１Ａは、図５に示すように、大別して、伝達関数生成手段２Ａと、等化手段３Ａと、長周期切り取り部７０とを備えている。長周期切り取り部７０は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を、１有効シンボル長の整数倍の長さ（長周期）で切り取り、伝達関数生成手段２Ａおよび等化手段３Ａとに出力する。具体的には、実際に運用されているモード３におけるＯＦＤＭ信号の場合、有効シンボル長（1.008［ｍｓ］）の32倍（約32［ｍｓ］）で切り取る。なお、第１実施形態のように、長周期切り取り部７０を伝達関数生成手段２Ａおよび等化手段３Ａの内部に個別に設けてもよい。また、図５に示したマルチパス歪み等化装置１Ａは、図２に示す受信装置１００の構成部分のみを示したものであり、図５では省略した受信アンテナ等の受信部を含んでもよい。
【０１２１】
伝達関数生成手段２Ａは、等化手段３Ａによってマルチパス波を等化するために用いる伝達関数を生成するものであり、大別して、第１伝達関数生成手段１０Ａと、第２伝達関数生成手段２０Ａとを備えている。
【０１２２】
第２実施形態では、第１伝達関数生成手段１０Ａは、図５に示すように、離散フーリエ変換を行うＤＦＴ１２Ａを備えている点が異なっているが、他は同様なので説明を省略する。一方、第２伝達関数生成手段２０Ａは、図５に示すように、遅延プロファイル測定手段３０と、伝達関数算出手段４０Ａと、伝達関数解析手段６０とを備えている。
【０１２３】
＜伝達関数解析手段＞
伝達関数解析手段６０は、第１伝達関数生成手段１０Ａで抽出されたＳＰデータとＳＰの規格値を用いて初期位相差を検出すると共に、遅延時間の極性の判別を行うものであり、初期位相差検出手段６１と、遅延時間極性判定手段６２とを備えている。
【０１２４】
初期位相差検出手段６１は、ＳＰデータから、希望波と遅延波のキャリヤ中心周波数での位相差（以下では初期位相差という）を検出し、伝達関数算出手段４０Ａに出力する。
遅延時間極性判定手段６２は、ＳＰデータから、遅延時間の極性が、遅れまたは進みのいずれであるのか判定し、判定結果を遅延時間極性として伝達関数算出手段４０Ａに出力する。
【０１２５】
遅延プロファイル測定手段３０は、電力スペクトル法により測定した、遅延波レベルと希望波レベルとの比（遅延波レベル／希望波レベル）と、遅延時間の絶対値とを伝達関数算出手段４０Ａに出力する。
【０１２６】
伝達関数算出手段４０Ａは、初期位相差と、遅延時間極性と、遅延波レベル／希望波レベルと、遅延時間の絶対値とを組み合わせて伝達関数（Ｈ（ｆ））を生成する。
【０１２７】
＜等化手段＞
第２実施形態では、等化手段３Ａは、図５に示すように、離散フーリエ変換を行うＤＦＴ５１Ａと、除算部５２Ａと、逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ５３Ａとを備える。モード３におけるＯＦＤＭ信号の場合、等化手段３Ａは、有効シンボル長（1.008［ｍｓ］）の32倍で切り取られた受信波ｖr（ｔ）をＤＦＴ（離散フーリエ変換）した後、この信号Ｃr（f）を、伝達関数算出手段４０Ａで求めた伝達関数Ｈ（ｆ）で除算し、さらにこの信号Ｃeq（f）をＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）することにより、等化された時間領域の希望波ｖcq（ｔ）を得る。
【０１２８】
［マルチパス歪み等化装置の等化の原理］
実際に運用されているモード３におけるＯＦＤＭ信号の具体例と、数式（式（２１）〜式（２４））とを用いて、第２実施形態のマルチパス歪み等化装置１Ａの等化の原理について説明する。
【０１２９】
図３に示したように、モード３におけるＯＦＤＭ信号の有効シンボル長（Ｔu）は1.008［ｍｓ］、有効シンボルのデータ数（Ｎu）は8192である。以下では、有効シンボルのデータ数をＮuと表記することとする。また、サンプリング間隔は約0.123［μs］（＝Ｔu／Ｎu）、ガードインターバル長（Ｔg）は126［μs］である。なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、実効的にＳＰが周波数方向に３本に１本の割合（Ｌ＝３）で配置されており、±168［μs］（トータルで336［μs］、マイナスは進みを意味する）までの遅延時間であれば、問題は生じない。
【０１３０】
等化手段３Ａは、等化を周波数領域で行っており、周波数領域の受信波を得るための切り取り時間は、有効シンボル長の整数倍（例えば、ｐ＝32倍）としている。したがって、この切り取り時間におけるデータ総数はｐ×Ｎuである。
【０１３１】
図５において、希望波＋遅延波（複数）の時間領域信号をｖi（ｔ）とすれば、ＤＦＴ後の周波数領域の受信信号（Ｃr（ｆ））は式（２１）で表される。
【０１３２】
【数１６】
【０１３３】
ここで、ｔはサンプリング間隔で基準化した時間を示す。具体的には、ｔは、時間／サンプリング間隔（Ｔu／Ｎu）で表される。また、ｆは、キャリヤを区別するキャリヤ番号であって、離散周波数間隔で基準化した周波数、つまり、周波数／離散周波数間隔で定義される。具体的には、有効シンボル長を1.008［ｍｓ］、かつ、ｐ＝３２とした場合には、有効シンボル長の逆数は約0.992［ｋＨｚ］なので、この場合には、離散周波数間隔は、約0.992［ｋＨｚ］／32で表される。なお、ｐ＝１としたならば、離散周波数間隔は、約0.992［ｋＨｚ］で表される。
【０１３４】
また、式（２１）において、Ｎw（ｆ）は、ガウス雑音、および遅延時間がガードインターバルを超えることにより生じるシンボル間干渉による雑音電圧、の周波数領域信号である。なお、シンボル間干渉については、非特許文献１に記載されている。
【０１３５】
一方、Ｍ個の遅延波（識別番号ｍ＝１，２，…，Ｍ）が到来するときの伝達関数（Ｈ（ｆ））は、前記した式（１）を拡張することで、式（２２）で表される。ここで、Ｒmは、ｍ番目の遅延波レベル／希望波レベルを示す。また、ｔdmは、ｍ番目の遅延波について、サンプリング間隔で基準化した遅延時間を示す。具体的には、ｔdmは、遅延時間／サンプリング間隔（Ｔu／Ｎu）で表される。さらに、αmは、希望波とｍ番目の遅延波との初期位相差を示す。
【０１３６】
【数１７】
【０１３７】
等化された周波数領域の希望波（Ｃeq（ｆ））は、Ｃr（ｆ）をＨ（ｆ）で除算すれば求められ、前記した式（３）と同様に、式（２３）で表される。
【０１３８】
【数１８】
【０１３９】
等化後の時間領域の希望波（ｖcq（ｔ））は、式（２３）をＩＤＦＴすれば得られ、式（２４）で表される。
【０１４０】
【数１９】
【０１４１】
ここで、ｎw（ｔ）は、等化後の時間領域の希望波（ｖcq（ｔ））に含まれる雑音電圧である。式（２４）に示すように、等化後の時間領域においても雑音ｎw（ｔ）が存在する。ところが、雑音ｎw（ｔ）のビット誤り率への影響がガウス雑音と同じとすれば、信号電力の比（ＳＮ比）が２１［ｄＢ］以上であれば、判定処理と誤り訂正により、ビット誤りのない受信が可能であることが知られている。ここで、ＳＮ比は、「ｖ（ｔ）の電力／ｎw（ｔ）の電力」で表される。このＳＮ比が２１［ｄＢ］以上の条件は、ハイビジョン放送用として運用されている６４ＱＡＭ変調時にビタビ復号のビット誤り率が２×１０-4となるＣＮＲの条件のことを示す（ＮＨＫ受信技術センター編「テレビ新時代 知っておきたい 地上デジタル放送」48頁参照）。
【０１４２】
ただし、式（２２）から明らかなように、Ｍ個の遅延波の到来時の伝達関数Ｈ（ｆ）を求めるためには、各遅延波（識別番号ｍ）についてＲm、ｔdm、αmを知る必要がある。しかしながら、ＳＰを用いた遅延プロファイル測定では、±168［μs］を超えた遅延時間は測定できない。一方、電力スペクトル法の遅延プロファイル測定では、遅延時間が±１［ｍｓ］の範囲を超えても遅延時間の絶対値と遅延波レベルの測定は可能である。そこで、知る必要があるパラメータのうち、Ｒm、｜ｔdm｜については、電力スペクトル法のアルゴリズムにより求め、残りのαmおよび遅延時間の極性（遅れ、または、進み）とについては後記する方法で求めた。
【０１４３】
［希望波と遅延波の初期位相差の検出方法］
次に、マルチパス歪み等化装置１Ａの初期位相差検出手段６１の解析原理として、Ｍ個の遅延波の内、任意のｍ番目の遅延波における初期位相差の検出方法について、数式（式（２５）〜式（３４））を用いて説明する。
【０１４４】
＜初期位相差の検出方法＞
初期位相差（αm）は、ＳＰを用いて求める。ＳＰは、図６に示すように、周波数方向に12シンボルに１本、時間シンボル方向には４シンボルに１本の割合で間欠的に配置されている。ここで、Ｋは5616（キャリヤ総数（5617）−1）であり、−Ｋ／2≦ｋ≦Ｋ／2は帯域を表す。Ｎuはデータ総数であると同時にサンプリング周波数／離散周波数間隔である。なお、図３では１セグメントを表したが、図６では１３セグメントを表している。
【０１４５】
ここでは、時間方向のシンボル番号をあらためてｎで表し、周波数方向のキャリヤ番号をｋ（離散周波数間隔＝0.992［ｋＨｚ］）で表すこととする。この場合に、受信波の任意のシンボルにおける周波数領域信号（Ｓr（ｎ，ｋ））は式（２５）で表される。なお、前記した式（２１）では、キャリヤ番号にｆ（離散周波数間隔＝0.992［ｋＨｚ］／32）を用いたが、ここでは、短周期の切り取り時間が有効シンボル長（1.008［ｍｓ］）であるため、キャリヤ番号をｋとした。
【０１４６】
【数２０】
【０１４７】
式（２５）において、例えばモード３においてＮu＝8192である。また、シンボル番号ｎ＝０，１，２，…に対して、ｔ0＝ｎ×（9Ｎu／8）である。ここで、係数9／8は、ガードインターバルを含めたシンボル長が有効シンボル長の9／8倍であることを表している。また、式（２５）に示すＳr（ｎ，ｋ）は、任意のシンボルにおける周波数領域信号なので、式（２５）に示す信号には、データシンボルとＳＰシンボルとが含まれている。しかしながら、初期位相差（αm）の検出にはＳＰだけを用いる。したがって、以下の数式におけるｋは、ＳＰが存在するｋだけで扱うこととする。例えば、ｋについての和（シグマ）は、ＳＰシンボルについてのみ行うことを意味する。
【０１４８】
伝達関数を得るためには受信波のＳＰに加えて希望波のＳＰも必要である。希望波（主波）のＳＰシンボルの周波数領域信号をＳ（ｎ，ｋ）、ガウス雑音電圧およびシンボル間干渉により生じる雑音電圧の和をＮ（ｎ，ｋ）とすれば、式（２６）が成り立つ。
【０１４９】
【数２１】
【０１５０】
ここで、Ｒrmは、遅延時間の遅れあるいは進みにより生じるシンボル間干渉により低下する遅延波レベルである。また、ｔdmは、サンプリング間隔で基準化したｍ番目の遅延波の遅延時間である。
【０１５１】
式（２６）に示すＳr（ｎ，ｋ）をＳ（ｎ，ｋ）で除したＳr（ｎ，ｋ）／Ｓ（ｎ，ｋ）は、ＳＰを用いて検出した伝達関数であり、これをＨr（ｋ）と表記すれば、式（２７）で表される。このＨr（ｋ）は、図５に示す第１伝達関数生成手段１０の出力に対応する。なお、希望波のＳＰシンボルの周波数領域信号Ｓ（ｎ，ｋ）が、ＳＰ規格値格納部１４に格納されている。
【０１５２】
【数２２】
【０１５３】
式（２７）から、Ｒrmｅjαmを求める場合には、雑音項（ｎ，ｋの関数）があるため、ｋにおける値だけでは精度よく求めることができない。そこで、以下のように平均化することにより、雑音項による誤差を除去して、Ｒrmｅjαmを求める。
【０１５４】
具体的には、Ｍ個の遅延波のうち任意のｑ番目の遅延波のＲrqｅjαqを求める場合について説明する。この場合、式（２７）の関係式を用いて、式（２７）に示す伝達関数Ｈr（ｋ）から１を減じた後で、さらに
【数２３】
で除算した周波数（ｋ）および時間領域の関数を生成し、これを式（２８）に示す目的関数Ａm（ｋ）として定義する。
【０１５５】
【数２４】
【０１５６】
すべてキャリヤを加算したＡm（ｋ）の総和（周波数平均）は式（２９）で表される。
【０１５７】
【数２５】
【０１５８】
式（２９）の右辺カッコ内の第１項において、
【数２６】
は、ｋの変化に対して、複素平面上で半径１の円周上を回転する。したがって、この第１項のｋについての和のうち、ｔdm≠ｔdqの場合の平均（加算の結果）は０となる。一方、式（２９）の右辺カッコ内の第１項のｋについての和をとるときに、ｔdm＝ｔdqの場合の
【数２７】
は、すべてのｋにおいて１となる。また、式（２９）の右辺カッコ内の第２項においては、ｔdqは０ではない。そのため、第１項のｔdm≠ｔdqの場合と同様に、第２項のｋについての和は常に０となる。以上のことから、式（３０）の関係が得られる。なお、式（３０）において、ｍ＝ｑである。
【０１５９】
【数２８】
【０１６０】
ここで、式（３０）の最右辺において総和の係数がＫ／１２となっているのは、加算をＳＰだけで行っており、ＳＰは周波数方向に１２本に１本配置されているためである。この式（３０）を変形すれば、式（３１）が得られる。なお、前記した式（２８）に示す目的関数Ａm（ｋ）が観測値および規定値で求められるので、Ｒｅ（実部）およびＩｍ（虚部）は具体的な複素数として求められている。
【０１６１】
【数２９】
【０１６２】
式（３１）から、初期位相差αmは式（３２）で得ることができる。
【０１６３】
【数３０】
【０１６４】
次に、初期位相差αmが検出可能な遅延時間を求める。ここで、サンプリング間隔で基準化したシンボル間干渉（異シンボル混入）の時間（ｔi）は式（３３）で表される。
【０１６５】
【数３１】
【０１６６】
ここで、ｔgはサンプリング間隔で基準化したガードインターバル長、ｔdmはサンプリング間隔で基準化したｍ番目の遅延波の遅延時間である。
【０１６７】
Ｎuを有効シンボル期間のサンプリング数とすれば、ｍ番目の遅延波レベル／希望波レベル（Ｒrm）は式（３４）で表される（非特許文献１参照）。なお、Ｒmは、遅延プロファイル測定手段３０で求められる測定値であり、シンボル間干渉により低下する遅延波レベルＲrm自体は、シンボル間干渉が起こる領域において、Ｒmの一部分に相当する。
【０１６８】
【数３２】
【０１６９】
初期位相差αmが検出可能な遅延時間の範囲は、式（３４）から、１−ｔi／Ｎu＞０となる。このとき、遅延時間が“遅れ”を示す場合には、前記した式（３３）の上の式および式（３４）から、ｔdm＜Ｎu＋ｔgとなる。すなわち、Ｎu＋ｔg未満の遅延時間であれば、初期位相差αmが検出可能である。
【０１７０】
同様に、遅延時間が“進み”を示す場合には、初期位相差αmが検出可能な遅延時間の範囲は、前記した式（３３）の下の式および式（３４）から、１−ｔdm／Ｎu＞０となる。この条件から、ｔdm＜Ｎuとなる。すなわち、Ｎu未満の遅延時間であれば、初期位相差αmが検出可能である。
【０１７１】
［遅延時間の極性検出方法］
次に、マルチパス歪み等化装置１Ａの遅延時間極性判定手段６２の解析原理として、Ｍ個の遅延波の内、任意のｍ番目の遅延波における遅延時間の極性（遅れ、進み）の検出方法について説明する。
【０１７２】
遅延時間極性判定手段６２は、遅延時間ｔdmの極性（遅れ／進み）を判別するものである。その原理は、次の通りである。
前記した式（２９）に示すＡm（ｋ）の総和式において、ｑ番目の遅延波の遅延時間ｔdqが真の極性の場合（ｔdm＝ｔdqの場合）、このＡm（ｋ）の総和式は、前記した式（３０）に示す値をもつ。
一方、逆極性の遅延時間の場合（ｔdm＝−ｔdq）、このＡm（ｋ）の総和式は０となる。
したがって、例えば、±ｔdqの２つのケースについて前記した式（２９）の計算を行い、計算結果を比較すれば判別を行うことができる。
【０１７３】
［マルチパス歪み等化装置の動作の流れ］
第２実施形態のマルチパス歪み等化装置１Ａの動作の流れは、マルチパス歪み等化装置１の動作の流れと同様である。ただし、主に次の（１）〜（３）の動作が異なっている。
【０１７４】
（１）初期位相差検出手段６１は、ＳＰの周波数における伝達関数から主波を表す項を差し引いてから、遅延波について検出された遅延時間の絶対値を示す時間成分で除算して各ＳＰの周波数毎に目的関数を生成し、目的関数を各ＳＰの周波数について加算した総和を求め、この求めた総和から、当該遅延波の高周波位相差として、初期位相差を算出する。
【０１７５】
（２）遅延時間極性判定手段６２は、目的関数の総和の値が０であるかを判別し、当該値が０とならない場合に、遅延時間の極性が真の極性であると判定し、当該値が０となる場合に真の極性ではないと判定する。
【０１７６】
（３）伝達関数算出手段４０Ａは、遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延波のレベルと主波のレベルとの比の成分（Ｒ）および当該遅延波の遅延時間の絶対値（｜ｔd｜）と、当該遅延波について算出された初期位相差（α）および遅延時間極性判定手段６２の判定結果（真の極性）と、を用いて、遅延波の伝搬路についての等化対象とする周波数における伝達関数を算出する。
【０１７７】
第２実施形態によれば、電力スペクトル法を用いて得た遅延波レベル／希望波レベルおよび遅延時間の絶対値と、希望波と遅延波との初期位相差および遅延時間の極性（遅れ、進み）とを組み合わせて伝達関数を生成し、受信波を除算することにより、マルチパス歪みを等化することができる。
【０１７８】
また、従来の受信方法では遅延時間がガードインターバル長あるいは±168［μｓ］を超えると受信が困難あるいは受信不能な状況が発生するが、第２実施形態によれば、後記する実施例に示すとおり、遅延時間が１［ｍｓ］程度で、かつ希望波レベル／遅延波レベルが３［ｄＢ］程度の遅延波（複数）が混入した場合でも受信が可能なので、今後のＳＦＮ局の増加に伴う混信の改善に非常に有効である。
【０１７９】
（変形例）
以上、各実施形態について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、その趣旨を変えない範囲で様々に実施することができる。例えば、受信装置１００は、単独のマルチパス歪み等化装置１（または１Ａ）を含むものとして説明したが、複数のマルチパス歪み等化装置を含むように構成してもよい。図７は、２つのマルチパス歪み等化装置１Ａ（１ａ，１ｂ）を並列に設けた場合を示しており、受信装置１００Ｂは、これら２つのマルチパス歪み等化装置１ａ，１ｂを備えている。ここで、各マルチパス歪み等化装置１ａ，１ｂに入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）から時間領域のデータを周期Ｔcut（＝）で切り出すタイミングは異なっている。マルチパス歪み等化装置１ａが、例えば「ｔ＝０，３２，６４，…」のタイミングで切り出すとすると、マルチパス歪み等化装置１ｂは、例えば「ｔ＝１６，４８，８０，…」のタイミングで切り出す。
【０１８０】
このように複数台設ける理由は次の通りである。各実施形態で説明したようにマルチパス波を有効シンボル長の整数倍の周期で切り出すと、有効シンボルと、ガードインターバルとが交互に現れる信号となる。受信装置が受信するマルチパス波において、遅延時間が比較的長く、かつ遅延波レベルが主波レベルに近い場合には、等化手段３Ａ（図５参照）のＩＤＦＴ５３Ａによって、周波数領域の信号を時間領域信号に戻したときシンボル間干渉により最初と最後の方のシンボルについてはＣＮＲが劣化することがある。つまり、マルチパス歪み等化装置１Ａから出力されるマルチパス歪み等化信号Ｖeq（ｔ）の各周期（＝Ｔu×ｐ＝約32［ｍｓ］）のうち最初と最後の方はＣＮＲが劣化することがある。
【０１８１】
そこで、この変形例では、受信装置１００Ｂは、マルチパス歪み等化装置１Ａ（１ａ，１ｂ）と、受像機１３０との間に、受信可能信号抽出部１５０と、受信可能信号合成部１６０とを備えることとした。
【０１８２】
受信可能信号抽出部（受信可能信号抽出手段）１５０は、各マルチパス歪み等化装置１Ａで生成された信号Ｖeq（ｔ）を周期Ｔcut毎に取得し、周期Ｔcutの信号Ｖeq（ｔ）のうち、予め定められた受信可能信号レベルを満たさない初めの部分と終わりの部分を除いて中間に位置する受信可能信号レベルを満たす所定数の有効シンボル長部分を、マルチパス歪み等化装置１Ａ毎に抽出し、受信可能信号合成部１６０に出力する。ここで、受信可能信号レベルは、ＣＮＲが２０［ｄＢ］よりも大きいレベルを指す。
【０１８３】
受信可能信号合成部（受信可能信号合成手段）１６０は、受信可能信号抽出部１５０によって抽出されたそれぞれの受信可能信号レベルを満たす信号が連続するように合成し、受像器１３０に出力する。具体的には、各マルチパス歪み等化装置１ａ，１ｂを、受信装置内の等化器１および等化器２と呼ぶ場合に、受信可能信号合成部１６０は、等化器１が出力する受信可能信号レベルを満たす信号（図１４にて“ａ”で示す部分）の次に、等化器２が出力する受信可能信号レベルを満たす信号（図１４にて“ｂ”で示す部分）が連続するように合成し、さらに、“ａ”で示す部分と、“ｂ”で示す部分とを交互に合成する。これにより、すべてのシンボルについてＣＮＲが受信可能の連続信号を得ることができる。
【０１８４】
なお、受信装置内１００Ｂのマルチパス歪み等化装置１Ａの台数は、受信装置１００Ｂに入力するマルチパス波を長周期で切り取るタイミングをずらして合成可能であれば、３台以上であってもよい。また、マルチパス歪み等化装置１Ａの代わりに、受信装置内１００Ｂ内にマルチパス歪み等化装置１を複数台備える構成としてもよい。
【実施例】
【０１８５】
本発明による効果を確認するために、本発明のマルチパス歪み等化装置の性能を検証するコンピュータシミュレーションを行った。ここでは、第２実施形態に係るマルチパス歪み等化装置１Ａについて、大別して３つの実験（実験１、実験２、実験３）を行った。実験１は初期位相差（αm）の検出性能を検証する実験、実験２は等化前後のコンスタレーションを測定する実験、実験３は等化後のＣＮＲを測定する実験である。なお、実験結果のグラフには、遅延波が１波の場合と２波の場合について適宜条件を変えながら実験を行ったうちの実験結果の代表例のみを示す。
【０１８６】
（各実験で前提とする実験条件）
切り取り時間（ｐＴu）は、有効シンボル長の32倍（約32［ｍｓ］）とした。
１シンボルの長さは有効シンボル長の9／8倍であるから、32［ｍｓ］の切り取り時間から得られるシンボル数は27となる。
【０１８７】
（実験１：初期位相差（αm）の検出）
＜実験条件＞
遅延波が１波で、遅延時間が20［μs］の条件として、キャリヤ番号（ｋ）を変化させた場合に、前記した式（２８）に示す目的関数Ａm（ｋ）の瞬時値と、前記した式（３１）に示す複素遅延波レベルＲrmｅjαm（平均値）とを求める実験を行った。
また、遅延時間を300［μs］の条件に変更して、同様に実験した。
【０１８８】
このとき、入力信号のＣＮＲは50［ｄＢ］である。
遅延波が１波の場合の信号条件は、次の通りである。
Ｒ1（遅延波レベル／希望波レベル）＝−6［ｄＢ］
α1（希望波と遅延波の初期位相差）＝45°
【０１８９】
＜実験結果＞
遅延時間が20［μs］の場合の実験結果を複素平面上に示したものが図８（ａ）である。また、図８（ｂ）は、遅延時間が300［μs］の場合の実験結果を示したものである。なお、各グラフの横軸は実軸、縦軸は虚軸をそれぞれ示している。
【０１９０】
遅延時間が20［μs］の場合には、シンボル間干渉による雑音がないため、前記した式（２９）右辺のカッコにおける第２項の雑音成分の項は、すべてのｋにおいてほぼO（入力信号のガウス雑音のみ）である。したがって、図８（ａ）に示すように、キャリヤ番号（ｋ）を変化させても、Ａm（ｋ）（瞬時値）は、ほぼ同じ値となっている。また、Ａm（ｋ）（瞬時値）は、Ｒrmｅjαm（平均値）とほぼ一致している。
【０１９１】
一方、遅延時間が300［μs］（ガードインターバル超え）の場合には、シンボル間干渉による雑音の影響が生じる。したがって、図８（ｂ）に示すように、Ａm（ｋ）の瞬時値は、平均値（Ｒrmｅjαm）を中心に分布し、Ｒrmｅjαm（平均値）のレベルは、信号条件のＲ1＝−6［ｄＢ］に比べて低い値となっている。しかしながら、図８（ｂ）に示すように、Ａm（ｋ）のＲrmｅjαm（平均値）から検出した複素数の位相角は、与えた信号条件である、希望波と遅延波の初期位相差（45度）とよく一致している。
【０１９２】
（実験２：等化前および等化後のコンスタレーション）
実験２−１：遅延波が１波の場合
＜実験条件＞
遅延波が１波で、遅延時間が20［μs］の条件の場合について、マルチパス歪み等化装置１Ａによる等化を行う前の出力におけるコンスタレーションと、等化後の出力におけるコンスタレーションを測定した。また、遅延時間を600［μs］（ガードインターバル長および±168［μs］を超えた値）の条件に変更して、同様に実験した。
【０１９３】
＜実験結果＞
遅延時間が20［μs］の場合について、等化前の実験結果を図９（ａ）に示し、等化後の実験結果を図９（ｂ）に示す。図９（ａ）および図９（ｂ）には、切り取った27シンボルのうちほぼ中央部にあたる12番目のシンボルを示す。また、遅延時間が600［μs］（ガードインターバル長および±168［μs］を超えた値）の場合について、同様に等化前後の実験結果を図１０（ａ）および図１０（ｂ）にそれぞれ示す。
図９および図１０に示すように、いずれの遅延時間であっても、マルチパス歪みが良好（シンボル誤りがない）に等化されていることが分かる。
【０１９４】
実験２−２：遅延波が２波の場合
＜実験条件＞
遅延波が２波の場合にも同様の実験を行った。
ただし、２波のうち１番目の遅延波の条件は、次の通りである。
Ｒ1（遅延波レベル／希望波レベル）＝−6［ｄＢ］
遅延時間（Ｔd1）＝150［μs］
２波のうち２番目の遅延波の条件は、次の通りである。
Ｒ2（遅延波レベル／希望波レベル）＝−10［ｄＢ］
遅延時間（Ｔd1）＝900［μs］
【０１９５】
＜実験結果＞
遅延波が２波の場合のコンスタレーションについて、等化前の実験結果を図１１（ａ）に示し、等化後の実験結果を図１１（ｂ）に示す。両遅延波とも、遅延時間はガードインターバル長あるいは±168μsを超えているが、図１１に示すように、遅延波が１波の場合と同様に良好に等化されていることが分かる。
【０１９６】
（実験３：各シンボル番号における等化後のＣＮＲ）
良好な等化性能を得るためには判定処理後のシンボルにおいてシンボル誤りを生じさせないことが必要である。このためには遅延波によって生じる不要成分（変調誤差）が、位相平面上の各枠内（信号間距離の１／２）以下であることが条件となり、ハイビジョン放送用として運用されている６４ＱＡＭでは、希望波（到来波の中で最もレベルが高い波）レベルがこれらの値に対して２０［ｄＢ］以上であることが必要となる。
【０１９７】
実験３−１：遅延時間が遅れの場合
＜実験条件＞
遅延波が１波の場合に、遅延時間（Ｔd）をパラメータとして、シンボル番号（ｎ）に対する等化後のＣＮＲを求める実験を行った。
このとき、入力信号のＣＮＲ（Ｃ／Ｎ）は60［ｄＢ］である。
遅延波が１波の場合の信号条件は、次の通りである。
Ｒ1（遅延波レベル／希望波レベル）＝−3［ｄＢ］
【０１９８】
＜実験結果＞
遅れの場合のシンボル番号（ｎ）に対する等化後のＣＮＲの実験結果を図１２に示す。図１２のグラフの横軸はシンボル番号（ｎ）を示し、縦軸は出力Ｃ／Ｎを示す。シンボル数は２７なので、シンボル番号（ｎ）は０〜２６である。遅延時間（ここではＴd）を種々の値に変化させて実験を行った。このうち、Ｔd＝20［μｓ］，100［μｓ］，600［μｓ］，900［μｓ］，1.1［ｍｓ］における結果をグラフに示す。
【０１９９】
本発明の方式において、前記した式（３３）および式（３４）の考察から、初期位相差αmが検出可能な範囲は、遅延時間が“遅れ”を示す場合の理論的限界値はＮu＋ｔgであった。すなわち、実際の時間では、Ｔu（有効シンボル長）＋Ｔg（ガードインターバル長）が理論的な限界となる。この和は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、（9／8）Ｔuである。この値に近いＴd＝1.1［ｍｓ］では、図１２に示すように、シンボル番号11以降においてもＣＮＲは30［ｄＢ］以上確保されている。また、Ｔd＝1.1［ｍｓ］では、7〜10番目のシンボルにおいても、ＣＮＲは21［ｄＢ］（６４ＱＡＭ変調時にビタビ復号のビット誤り率が２×１０-4となるＣＮＲ）以上となっており、受信が可能である。
【０２００】
実験３−２：遅延時間が進みの場合
＜実験条件＞
遅延時間が遅れの場合と同様な信号条件とした。
【０２０１】
＜実験結果＞
進みの場合のシンボル番号（ｎ）に対する等化後のＣＮＲの実験結果を図１３に示す。図１３のグラフの縦軸及び横軸は図１２のグラフと同様である。遅延時間（ここではＴd）を種々の値に変化させて実験を行った。このうち、Ｔd＝−20［μｓ］，−100［μｓ］，−600［μｓ］，−900［μｓ］，−1.1［ｍｓ］における結果をグラフに示す。
【０２０２】
本発明の方式において、前記した式（３３）および式（３４）の考察から、初期位相差αmが検出可能な範囲は、遅延時間が“進み”を示す場合の理論的限界値はＮuであった。すなわち、実際の時間では、Ｔu（有効シンボル長）が理論的な限界となる。この値に近い遅延時間である−900［μs］では、図１３に示すように、０〜21番目のシンボルが使用可能である（ＣＮＲ≧21［ｄＢ］）。なお、この実験はある種のばらつきのある現象についての実験であり、図示は省略したが、−950［μs］程度でも、同様に、０〜21番目のシンボルが使用可能であることが分かった。
【０２０３】
図１２および図１３の結果から、歩留まりが低くなる場合がある。しかしながら、図１４に示すように複数台の等化器（等化器１、等化器２）を用いて、それぞれの等化器から、２７シンボルのうち、前後に位置するシンボルを除いて中間に位置する受信可能信号レベルを満たす１５シンボルをそれぞれ抽出して連続するように合成すれば、低ＣＮＲのシンボルを除去した連続信号を生成することが可能である。この場合には、歩留まりを向上させることができる。
【０２０４】
具体的には、等化器１および等化器２が、図１２の結果に基づいて０〜６番目のシンボルを除去し、かつ、図１３の結果に基づいて22〜26番目のシンボルも除去し、７〜21番目のシンボルのみをそれぞれ出力する。そして、例えば、等化器１が出力する７〜21番目のシンボル群（図１４にて“ａ”で示す部分）の次に、等化器２が出力する７〜21番目のシンボル群（図１４にて“ｂ”で示す部分）が連続するように合成することにより、すべてのシンボルについてＣＮＲが21［ｄＢ］以上（受信可能）の連続信号を得ることができる。
【符号の説明】
【０２０５】
１，１Ａ マルチパス歪み等化装置
２，２Ａ 伝達関数生成手段
３，３Ａ 等化手段
１０ 第１伝達関数生成手段
１１ 切り取り部
１２ ＦＦＴ
１３ ＳＰ抽出部
１４ ＳＰ規格値格納部
１５ 除算部
１６ 伝達関数格納部
２０，２０Ａ 第２伝達関数生成手段
２１ 複素遅延波レベル生成手段
２２ 遅延時間決定手段
２３ 減算値格納部
２４ 回転子格納部
２５ 除算部
２６ 平均算出部
２７ 偏差算出部
２８ 比較部
３０ 遅延プロファイル測定手段
４０，４０Ａ 伝達関数算出手段
５１ ＦＦＴ
５２ 除算部
５３ ＩＦＦＴ
５１Ａ ＤＦＴ
５２Ａ 除算部
５３Ａ ＩＤＦＴ
６１ 初期位相差算出手段
６２ 遅延時間極性判定手段
７０ 長周期切り取り部
１００，１００Ｂ 受信装置
１１０ 周波数変換部
１２０ 同期検波部
１３０ 受像機
１４０ アンテナ
１５０ 受信可能信号抽出部（受信可能信号抽出手段）
１６０ 受信可能信号合成部（受信可能信号合成手段）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ方式：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の電波を受信する場合にマルチパスによる歪みを補償するマルチパス歪み等化装置および受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、無線伝送路では、１つの送信アンテナから出た電波が建物や山などで反射した反射波と直接波とを受信する場合がある。このように伝搬経路が異なるため到来時間に差がある複数の同じ信号の電波をマルチパス波という。
【０００３】
従来、国内の地上デジタルテレビジョン放送では、ＯＦＤＭ方式と呼ばれる変調方式を基本にしたＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services of Digital Broadcasting Terrestrial）方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式の電波を受信する場合、マルチパス波となる場合がある。ＯＦＤＭ方式の地上デジタルテレビジョン放送では、単一周波数網（ＳＦＮ：Single Frequency Network）により、複数の送信所又は中継所から同一の周波数を用いて同一内容の信号を送信する。つまり、複数の送信アンテナから送信される電波は、その到来経路が異なるため到来時間に差があり、マルチパス波となる。
【０００４】
受信したマルチパス波（受信波）のうち最もレベルが大きいものを主波（希望波）と呼び、マルチパス波の主波以外の到来波（希望波以外のその他の電波）を遅延波と呼ぶ。また、主波の到来時間を基準として、主波の到来時間と遅延波の到来時間との差を遅延時間と呼ぶことにする。なお、遅延時間には極性（遅れ、または、進み）があり、遅延時間の符号がプラスの場合は“遅れ”を示し、遅延時間の符号がマイナスの場合は“進み”を意味する。
【０００５】
受信装置や等化器が復調したマルチパス波にマルチパス歪みが発生し、遅延波のレベルが所定値を越えると、復調した信号のビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Ratio）の限度を越え、受信不能となる場合がある。
【０００６】
このような事態を改善し、マルチパス波であっても受信を可能にするため、信号方式でガードインターバルを付加した方式が採用されている。この方式では、受信時には、信号の一部に挿入されているスキャッタードパイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）を用いてマルチパス歪みを等化し、ＢＥＲが増大することなく、正常な受信が可能となる。そのため、この方式では、遅延時間がガードインターバル以下の状態では問題ない。
【０００７】
ここで、マルチパス歪みの等化を次のように数式で表す。なお、簡便のため、遅延波が１つの場合（１遅延波の場合）を想定する。まず、遅延波の伝搬路の伝達関数Ｈ（ｆ）は式（１）で表される。
【０００８】
【数１】
【０００９】
ただし、式（１）において、Ｒは遅延波レベル／主波レベル（遅延波振幅／主波振幅）、ｔdはサンプリング間隔で基準化した遅延時間、αは主波と遅延波の高周波位相差、ｆは基本周波数で基準化した周波数（変数）、Ｎは解析対象とするデータ総数を示す。なお、解析対象とするデータ総数を含む時間を、解析における周期と呼ぶことにする。
【００１０】
このうち、データ総数Ｎは、時間領域においては、サンプリング間隔で基準化した周期に相当する。具体的には、有効シンボル長Ｔuを解析における周期として、サンプリング間隔を△ｔとすると、Ｔu＝Ｎ△ｔの関係がある。
また、このデータ総数Ｎは、周波数領域においては、基本周波数で基準化したサンプリング周波数に相当する。具体的には、基本周波数ｆ0と、サンプリング周波数ｆsとを用いると、ｆs＝Ｎｆ0の関係がある。
なお、式（１）は、遅延無し（ｔd＝０）の場合には、Ｈ（ｆ）＝１となる。つまり、右辺第１項が主波を表す項を示し、第２項が遅延を表す項を示している。
【００１１】
マルチパス波の受信波は、式（ｌ）に示す伝達関数Ｈ（ｆ）を用いて式（２）で表される。
【数２】
【００１２】
ここで、Ｃmは主波（Main Wave）、Ｃrは受信波（Received Wave：主波と遅延波の和）を示す。マルチパス歪みの等化とは、受信波を等化し、主波を得ることである。そのため、式（２）を変形して得られる式（３）が、マルチパス歪みの等化を表すことになる。なお、ここでの受信波は周波数領域の信号に変換したキャリヤを示す。
【００１３】
【数３】
【００１４】
すなわち、遅延歪みであるマルチパス歪みの等化を行うためには、伝達関数をなんらかの手段で得る必要がある。伝達関数は、式（３）を変形した式（４）で表される。
【数４】
【００１５】
式（４）において、右辺の分母を示す主波Ｃm（ｆ）は、一般的には、周波数ｆの変化に対して明確に求めることはできないが、所定の間隔で挿入されているＳＰを利用すれば可能である。周波数方向の多数のキャリヤ（識別番号０，１，２，…）において、例えば０本目のキャリヤ、３本目のキャリヤ、６本目のキャリヤ…にＳＰが配置されているとすると、ＳＰはＬ本（３本）に1本のキャリヤに配置されている。これをキャリヤＬ本間隔（キャリヤ３本間隔）ということにする。なお、国内で採用されている方式（モード３）では、Ｌ＝３であるが、これに限らず、例えばＬ＝６等を採用することも可能である。要するに、ＳＰは、基本周波数で基準化した周波数ｆ（変数）の変化に対して所定の間隔で挿入されていることになる。また、セグメント構成においてＳＰの配置を示すＳＰの値は規格で定められている。したがって、例えば、周波数ｆ（変数）のうち、所定間隔で配置されたＳＰの周波数においては、前記した式（４）を用いて伝達関数をそれぞれ得ることができる。
【００１６】
入力するマルチパス波は、受信中は無限に続くデータ列なので、この受信信号からＳＰを得るためには、まず、有限のデータを用いて離散値処理によるフーリエ変換での解析に供するデータの数を取得する（データを切り取る）。このとき、有効シンボルに同期させて切り出す。なお、切り取ったデータ数（例えばデータ総数Ｎ）とサンプリング間隔Δｔとの積が示す時間が周期（例えばＴu）となる。そして、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）等の変換により周波数領域の信号に変換し、シンボル（シンボル番号をｓとする）ごとにキャリヤを復調する。ただし、このようにＳＰを抽出する場合の信号は、周波数ｆだけの１元の変数で表すのではなく、シンボル番号ｓと周波数ｆとの２元の変数で表す。この場合、前記した式（４）は式（５）のように書き換えられる。
【００１７】
【数５】
【００１８】
このようにＳＰのデータを用いた場合には、周波数領域におけるデータの間隔（周波数間隔）は、１ずつの間隔であったものがＬずつの間隔へと広がることになる。したがって、データ総数をＮとすると、周波数領域のデータ総数ＮSPはＮ／Ｌとなる。同様に、有効シンボル長をＴuとすると、時間領域の信号の周期Ｔspは、Ｔu／Ｌとなる。
【００１９】
サンプリング定理は、周波数領域で折り返しなく再現できる周波数がサンプリング周波数ｆsの１／２以内であることを示す。つまり、周波数がｆs／２を越えたｆs／２＋δの周波数では、折り返しが生じ、−ｆs／２＋δの周波数に再現される。このサンプリング定理を時間領域で言い表すと、再現できる時間は周期の１／２以内であると言える。
【００２０】
時間領域の場合、遅延時間などの「事象の時間」の増加に対する“表される時間”の変化の仕方は、「事象の時間」がその周期Ｔの１／２（Ｔ／２）を越えると、“表される時間”は、−Ｔ／２に折り返し、「事象の時間」の増加分と等しい関係で増加するというものである。このように「事象の時間」がＴ／２を越えた場合の“表される時間”のことを折り返し時間という。なお、「事象の時間」が−Ｔ／２を越える場合も折り返し時間を同様に定義できる。
【００２１】
前記した式（５）に示すＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）は、前記した式（１）のように、Ｒ、ｔd、αをそれぞれ含む。この式（５）の伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）に含まれるＲ、ｔd、αは、この伝達関数を、例えば、ＩＦＦＴ（Inverse FFT)により逆フーリエ変換して求めることができる。このときの逆フーリエ変換の計算式は、式（６）で表される。
【００２２】
【数６】
【００２３】
ここで、ｈ（ｔ）は、マルチパス波における到来時間ｔに対する到来電波の強度のレベルを表すので、遅延プロファイルという。式（６）の遅延プロファイルｈ（ｔ）において、ｔ＝０における積分値は、主波のレベルを示し、ｈ（０）＝Ｎであるインパルスとなる。また、ｔ＝ｔdにおける積分値は、遅延波のレベルを示し、ｈ（ｔd）＝ＲｅjαＮであるインパルスとなる。これらの主波レベルおよび遅延波レベルの数式を両辺でそれぞれ割算すると、次の式（７）が成立する。式（７）の左辺は、主波のレベルを基準とした遅延波のレベルの相対値を複素数で表したものであり、複素遅延波レベルという。
【００２４】
【数７】
【００２５】
したがって、遅延プロファイルｈ（ｔ）を測定すれば、前記した式（５）の伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）に含まれるＲ、ｔd、αを求めることができる。
【００２６】
遅延プロファイルを得る手段としては、伝達関数をＩＦＦＴする方法と、マルチパス波の電力スペクトルをＩＦＦＴする方法（電力スペクトル法：特許文献１および非特許文献１参照）とが知られている。伝達関数をＩＦＦＴする方法による遅延プロファイル測定においては、折り返しを伴わない“周期／２”が測定可能な遅延時間となる。一方、電力スペクトル法の長所は、ＳＰなどの基準とする信号が不要であり、測定可能な遅延時間には、原理的な制約がないことである。具体的には、信号周期を長くし、折り返し時間を測定目標の時間より長くすることにより、測定可能な遅延時間を長くすることができる。この電力スペクトル法の短所は、電力スペクトルのＩＦＦＴ出力には、遅延波を表すものとその共役複素数も現れる点である。すなわち、遅延波のインパルスは、“±遅延時間”に現れてしまう。
【００２７】
遅延歪み（マルチパス歪み）の等化は、ＳＰの周波数以外の周波数に配置されたキャリヤ（情報キャリヤ）について行う必要がある。一方、伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）は、ＳＰの周波数における伝達関数であって、Ｒ、ｔd、αを求めるためのものである。そのため、式（３）を用いて等化を行う前に、受信信号に所定の間隔で挿入されているＳＰとＳＰとの間のすべての周波数（ただし情報キャリヤの周波数）に対する伝達関数を生成し、これを等化に用いる必要がある。
【００２８】
この等化に用いる伝達関数は次のように生成する。すなわち、遅延プロファイルｈ（ｔ）の測定と、前記した式（７）とから得たＲ、ｔd、αを、前記した式（１）に代入した上で、情報キャリヤの周波数を示すすべての周波数ｆについて右辺をそれぞれ計算する。その結果、伝達関数として総数Ｎ個のデータが生成される。これらの伝達関数を前記した式（３）に代入すると、マルチパス歪みがない主波Ｃm（ｆ）を得ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２９】
【特許文献１】特開２００５−２６８８３１号公報
【非特許文献】
【００３０】
【非特許文献１】来山和彦、外３名、“SFN環境下における長距離遅延プロファイル測定装置の開発"、映像情報メディア学会誌、2007年、vol.61、No.7、p.990-996
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
しかしながら、キャリヤＬ本間隔のＳＰのデータを用いたときに、受信信号の時間領域の信号の周期を、有効シンボル長Ｔuより短い周期のＴsp（＝Ｔu／Ｌ）であるものとすると、「事象の時間」である遅延時間ｔdが、Ｔsp／２を越えた場合には、サンプリング定理により折り返し時間の問題が生じる。
【００３２】
前記した式（６）において、遅延波のレベルを表すインパルスの時間は、「事象の時間」の増加に対する“表される時間”に相当する。Ｔsp／２を越えた場合には、式（６）において遅延波のレベルを表すインパルスの時間はｔdとは異なる時間となる。この時間をｔerrとする。遅延時間ｔdがＴsp／２を越えた場合にＳＰの周波数における伝達関数を生成すると、式（８）に示す伝達関数Ｈerr（ｓ，ｆ）が生成される。
【００３３】
【数８】
【００３４】
また、遅延時間ｔdがＴsp／２を越えた場合に、式（３）と同様な等化を表す式は式（９）で表されることになる。
【００３５】
【数９】
【００３６】
ここで、Ｃerr（ｓ，ｆ）は、Ｈerr（ｓ，ｆ）に対応した主波のレベルを示し、Ｃ（ｓ，ｆ）は、Ｈ（ｓ，ｆ）に対応した主波のレベルを示す。式（９）において、右辺の分母で示すＨerr（ｓ，ｆ）の遅延時間ｔerrと、右辺の分子で示すＨ（ｓ，ｆ）の遅延時間ｔdとは異なる。そのため、式（９）の左辺Ｃerr（ｓ，ｆ）からは、主波のレベルＣ（ｓ，ｆ）を得ることができない。
【００３７】
このように、理論的には、遅延時間ｔdがＴsp／２を越えた場合に折り返し時間の問題が生じる。また、実際には、受信装置において、遅延時間ｔdが±Ｔsp（＝±Ｔu／Ｌ）の範囲を越えると、検出する遅延波の到来時間を折り返し時間に誤るため、マルチパス歪みを等化することができなくなるという問題があった。例えば、デジタル地上テレビ放送ではＳＦＮ方式が採用されており、設置される中継放送所の増加に伴って、遅延時間が例えば±Ｔsp（＝±Ｔu／Ｌ）の範囲を越えて遅延波が到来することで、良好な受信を妨害したり、受信不能となったりするケースも増大している。要するに、ＳＰを利用するマルチパス歪みの等化では、ＳＰの配置条件のため、検出できる遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）以下に限られている。つまり、ＯＦＤＭ信号受信においては、有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）以下の値を有した遅延時間までの受信波しか等化することができない。
【００３８】
そこで、本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ信号受信において、遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化することを課題としている。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
前記目的を達成するために、本発明の請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置は、ＯＦＤＭ方式の電波として到来する主波と遅延波とを含む受信波を示すマルチパス波から等化対象とする周波数における伝達関数を生成する伝達関数生成手段と、入力するマルチパス波から所定の周期で切り出された時間領域のデータを前記周期毎にフーリエ変換により周波数領域の信号に変換し、変換された周波数領域の信号を前記伝達関数でそれぞれ除算した結果を逆フーリエ変換することで、主波の時間領域の信号を生成する等化手段とを備えたＯＦＤＭ信号受信におけるマルチパス歪み等化装置であって、伝達関数生成手段が、第１伝達関数生成手段と、第２伝達関数生成手段とを備えることとした。
【００４０】
かかる構成によれば、マルチパス歪み等化装置は、伝達関数生成手段において、第１伝達関数生成手段によって、入力するマルチパス波から抽出したスキャッタードパイロットのデータと、予め格納されたスキャッタードパイロットの規格値とから遅延波の伝搬路についてのスキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を生成する。ここで、スキャッタードパイロットの値は規格で定められているので、マルチパス波のスキャッタードパイロットの値とスキャッタードパイロットの規格値との比からスキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を得ることができる。
【００４１】
そして、第２伝達関数生成手段は、遅延プロファイル測定手段を有している。遅延プロファイル測定手段は、入力するマルチパス波から所定の周期で切り出された時間領域のデータから前記周期毎に、電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定し、遅延波のレベルと主波のレベルとの比と遅延時間とを求める。電力スペクトル法は、測定目標の遅延時間に合わせて信号周期を自由に長くすることができる手法である。そのため、電力スペクトル法では、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数で遅延時間を求めたときに測定可能な時間幅よりも長い時間幅を有した長い遅延時間を検出することができる。したがって、電力スペクトル法により検出した遅延時間には、折り返しによる誤差が生じることがない。ここで、電力スペクトル法では遅延波に２つの遅延時間が検出されるので真の遅延時間を特定する必要がある。
【００４２】
そのために、第２伝達関数生成手段は、遅延プロファイルから主波と遅延波との高周波位相差を求め、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を含む周波数および時間領域の関数に、遅延プロファイルの測定から求めた極性の異なる２つの遅延時間をそれぞれ代入したときに、前記周波数および時間領域の関数の周波数平均が理論的に０になる方と０にならない方のうち、０とならない方の遅延時間を真の遅延時間として特定する。そして、第２伝達関数生成手段は、特定した真の遅延時間と、遅延波のレベルと主波のレベルとの比と、高周波位相差とを用いて、遅延波の伝搬路についての等化対象とする周波数における伝達関数を生成する。この伝達関数は例えば前記した式（１）で表される。したがって、マルチパス歪み等化装置は、等化対象とする周波数における伝達関数として、真の遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合にも対応した伝達関数を生成することが可能となる。そして、マルチパス歪み等化装置は、等化手段によって、この伝達関数を用いてマルチパス波を等化する。その結果、マルチパス歪み等化装置は、遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化することができる。
【００４３】
また、請求項２に記載のマルチパス歪み等化装置は、請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置において、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数および等化対象とする周波数における伝達関数が、主波を表す項と、遅延波のレベルと主波のレベルとの比の成分と、主波と遅延波との高周波位相差成分と、遅延時間を示す時間成分との積により遅延波を表す項とを含み、第２伝達関数生成手段が、複素遅延波レベル生成手段と、遅延時間決定手段と、伝達関数算出手段と、を備えることとした。ここで、これらの伝達関数は例えば前記した式（１）で表される。
【００４４】
かかる構成によれば、マルチパス歪み等化装置は、第２伝達関数生成手段の複素遅延波レベル生成手段によって、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数に含まれる遅延波を表す項を、遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延時間毎に、当該遅延時間を示す時間成分で除算することで、遅延に起因したレベル低下を示す複素遅延波レベルを、周波数および時間領域の関数としてそれぞれ生成する。そして、マルチパス歪み等化装置は、遅延時間決定手段によって、生成された各複素遅延波レベルの等化対象とする周波数に対する平均を少なくとも含む統計量をそれぞれ算出し、算出した複素遅延波レベルの周波数平均が理論的に０にならない方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間として特定する。
【００４５】
ここで、複素遅延波レベルの定義から、理論的には、真の遅延時間においては複素遅延波レベルの平均値は０とならず、折り返しによる誤りが生じてしまうような遅延時間においては複素遅延波レベルの平均値は０となる。また、算出する統計量としては、遅延プロファイルの測定から理論的に２つ求まる遅延時間から真の遅延時間を１つだけ特定することができるのであれば、複素遅延波レベルの平均に加えて、その平均を用いた分散等の統計量であってもよい。そして、マルチパス歪み等化装置は、伝達関数算出手段によって、特定した真の遅延時間と、この真の遅延時間を生成した複素遅延波レベルとを用いて、遅延波の伝搬路についての等化対象とする周波数における伝達関数を算出する。ここで、この伝達関数は例えば前記した式（１）で表される。
【００４６】
また、請求項３に記載のマルチパス歪み等化装置は、請求項２に記載のマルチパス歪み等化装置において、遅延時間決定手段が、平均算出手段と、偏差算出手段と、比較手段と、を備えることとした。
【００４７】
かかる構成によれば、マルチパス歪み等化装置は、遅延時間決定手段の平均算出手段によって、等化対象とする周波数の変化に対する複素遅延波レベルの平均を、複素遅延波レベル毎に算出する。そして、マルチパス歪み等化装置は、偏差算出手段によって、平均算出手段でそれぞれ算出された複素遅延波レベルの平均を用いて、当該複素遅延波レベルを生成した遅延時間に応じた偏差をそれぞれ算出する。そして、マルチパス歪み等化装置は、比較手段によって、偏差算出手段でそれぞれ求められた２つの偏差の大小を比較し、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間であるものとして特定する。
【００４８】
また、請求項４に記載のマルチパス歪み等化装置は、請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置において、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数および等化対象とする周波数における伝達関数が、主波を表す項と、当該主波に対して遅れまたは進みを有した複数の遅延波毎に遅延波のレベルと主波のレベルとの比の成分と、主波および遅延波の高周波位相差成分と、遅延時間を示す時間成分との積によりそれぞれの遅延波を表す項とを含み、第２伝達関数生成手段が、初期位相差算出手段と、遅延時間極性判定手段と、伝達関数算出手段と、を備えることとした。
【００４９】
かかる構成によれば、マルチパス歪み等化装置は、第２伝達関数生成手段の初期位相差算出手段によって、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数から主波を表す項を差し引いてから、遅延波について検出された遅延時間の絶対値を示す時間成分で除算して各スキャッタードパイロットの周波数毎に目的関数を周波数および時間領域の関数として生成し、目的関数を各スキャッタードパイロットの周波数について加算した総和を周波数平均として求め、この求めた総和から、当該遅延波の高周波位相差として、主波のキャリヤ中心周波数の位相を基準とした当該遅延波の位相を示す初期位相差を算出する。そして、マルチパス歪み等化装置は、遅延時間極性判定手段によって、目的関数の総和の値が０であるかを判別し、当該値が０とならない場合に、遅延時間の極性が真の極性であると判定し、当該値が０となる場合に真の極性ではないと判定する。そして、マルチパス歪み等化装置は、伝達関数算出手段によって、遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延波のレベルと主波のレベルとの比の成分および当該遅延波の遅延時間の絶対値と、当該遅延波について算出された初期位相差および遅延時間極性判定手段の判定結果と、を用いて、遅延波の伝搬路についての等化対象とする周波数における伝達関数を算出する。
【００５０】
また、前記目的を達成するために、本発明の請求項５に記載の受信装置は、請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載のマルチパス歪み等化装置を複数備えた受信装置であって、前記各マルチパス歪み等化装置に入力するマルチパス波から時間領域のデータを切り出す周期は有効シンボル長の３以上の整数倍であり、各マルチパス歪み等化装置毎に切り出すタイミングが異なり、前記受信装置が、受信可能信号抽出手段と、受信可能信号合成手段とを備えることとした。
【００５１】
かかる構成によれば、受信装置は、受信可能信号抽出手段によって、各マルチパス歪み等化装置の等化手段で生成された主波の時間領域の信号を前記周期毎に取得し、有効シンボル長の整数倍の周期の主波の信号のうち、予め定められた受信可能信号レベルを満たさない周期の初めの部分と終わりの部分を除いて中間に位置する受信可能信号レベルを満たす所定数の有効シンボル長部分を、マルチパス歪み等化装置毎に抽出する。そして、受信装置は、受信可能信号合成手段を備えているので、受信可能信号抽出手段によってマルチパス歪み等化装置毎に抽出された主波の信号の所定数の有効シンボル長部分を連続させて前記周期の主波の信号を復元することができる。一般に、マルチパス波において、遅延時間が比較的長く、かつ遅延波レベルが主波レベルに近い場合には、周波数領域の信号を時間領域信号に戻したときシンボル間干渉により最初と最後の方のシンボルについてはＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）が劣化することがある。しかしながら、この受信装置において、マルチパス歪み等化装置に入力するマルチパス波は、有効シンボル長の整数倍の周期で切り取られており、かつ、各マルチパス歪み等化装置が等化した信号のうち、受信可能信号レベルを満たす有効シンボル長部分を合成するので、この合成した信号からは、低ＣＮＲ信号が除去される。
【発明の効果】
【００５２】
請求項１に係るマルチパス歪み等化装置によれば、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数で測定可能な時間幅よりも長い遅延時間を電力スペクトル法で検出し、この長い遅延時間とスキャッタードパイロットの周波数における伝達関数とを用いて極性を決定した遅延時間に対応した伝達関数を用いてマルチパス波を等化する。したがって、ＯＦＤＭ信号受信において、遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化することができる。
【００５３】
請求項２に係るマルチパス歪み等化装置によれば、スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数と遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延時間とを用いて複素遅延波レベルを求め、この複素遅延波レベルを統計的に処理することで真の遅延時間を決定した上で伝達関数を推定し、等化を行うことができる。
【００５４】
請求項３に係るマルチパス歪み等化装置によれば、遅延プロファイルを測定するときに検出される２つの遅延時間から真の遅延時間を決定する際に、複素遅延波レベルの平均に加えてその平均から求めた偏差を用いるので、マルチパス波に雑音が含まれていても真の遅延時間を正しく求めることができる。
【００５５】
請求項４に係るマルチパス歪み等化装置によれば、電力スペクトル法により主波レベルと遅延波レベルとの比および遅延時間を求め、スキャッタードパイロットを用いた遅延プロファイル測定法により遅延時間の極性と高周波位相差とを求め、これらを用いて伝達関数を推定することにより等化を行うことができる。
【００５６】
請求項５に係る受信装置によれば、受信したＯＦＤＭ信号の遅延時間が有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化しつつ、そのＣＮＲを高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１実施形態に係るマルチパス歪み等化装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】有効シンボル長を模式的に示す図である。
【図４】１セグメント当たりのＳＰの配置を模式的に示す図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係るマルチパス歪み等化装置の構成を示すブロック図である。
【図６】１３セグメント当たりのＳＰの配置を模式的に示す図である。
【図７】本発明の実施形態に係る受信装置の変形例の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明に係るマルチパス歪み等化装置で検出した初期位相差を示すグラフであって、（ａ）は遅延時間が20μsの場合、（ｂ）は遅延時間が300μsの場合についてそれぞれ示している。
【図９】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて20μsの遅延時間の１遅延波の条件で測定したコンスタレーションを示すグラフであって、（ａ）は等化前、（ｂ）は等化後をそれぞれ示している。
【図１０】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて600μsの遅延時間の１遅延波の条件で測定したコンスタレーションを示すグラフであって、（ａ）は等化前、（ｂ）は等化後をそれぞれ示している。
【図１１】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて２遅延波の条件で測定したコンスタレーションを示すグラフであって、（ａ）は等化前、（ｂ）は等化後をそれぞれ示している。
【図１２】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて遅れの遅延時間の条件で測定した等化後のＣＮＲを示すグラフである。
【図１３】本発明に係るマルチパス歪み等化装置を用いて進みの遅延時間の条件で測定した等化後のＣＮＲを示すグラフである。
【図１４】本発明のマルチパス歪み等化装置を２台用いて受信可能な信号出力を得る方法を概念的に示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００５８】
図面を参照して本発明のマルチパス歪み等化装置および受信装置を実施するための形態について詳細に説明する。以下では、第１実施形態に係るマルチパス歪み等化装置、受信装置、第２実施形態に係るマルチパス歪み等化装置について順次説明する。なお、背景技術や発明の概要で説明した数式（式（１）〜式（９））を適宜援用して説明することとする。
【００５９】
（第１実施形態）
［マルチパス歪み等化装置の構成］
マルチパス歪み等化装置１は、ＯＦＤＭ信号受信におけるマルチパスによる歪みを補償するものであり、図１に示すように、大別して、伝達関数生成手段２と、等化手段３とを備えている。図１に示したマルチパス歪み等化装置１は、図２に示す受信装置１００の構成部分のみを示したものであり、図１では省略した受信アンテナ等の受信部を含んでもよい。なお、受信装置１００については後記する。
【００６０】
伝達関数生成手段２は、等化手段３によってマルチパス波を等化するために用いる伝達関数を生成するものであり、大別して、第１伝達関数生成手段１０と、第２伝達関数生成手段２０とを備えている。
【００６１】
＜第１伝達関数生成手段＞
第１伝達関数生成手段１０は、等化手段３で用いる伝達関数を生成するために、スキャッタードパイロット（ＳＰ）の周波数における伝達関数を生成するものである。この第１伝達関数生成手段１０は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）から抽出したＳＰのデータから遅延波の伝搬路についてのＳＰの周波数における伝達関数を生成する。本実施形態では、第１伝達関数生成手段１０は、図１に示すように、切り取り部１１と、ＦＦＴ１２と、ＳＰ抽出部１３と、ＳＰ規格値格納部１４と、除算部１５と、伝達関数格納部１６とを備えている。
【００６２】
切り取り部１１は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を、有効シンボルに同期させ切り取って、ＦＦＴ１２に出力するものである。ここで入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）は、時間領域の同期検波波形の同相成分と直交成分のＡ／Ｄ変換後のデータ列であり、例えば、図２に示す受信装置１００の同期検波部１２０で生成されるものである。このマルチパス波Ｖr（ｔ）は、等化手段３および第２伝達関数生成手段２０の遅延プロファイル測定手段３０にも同様に入力する。
【００６３】
切り取り部１１は、図３に示すような有効シンボルとガードインターバルとが交互に現れる信号から、有効シンボル分だけ切り取り、ＦＦＴ１２に出力する。切り取り時間は、例えば、約１［ｍｓ］である。なお、図３では、有効シンボル（シンボル番号０、１）の有効シンボル長Ｔuと、ガードインターバル（図３のハッチング部分）の長さＴgとの比は、８対１とした（１シンボル長は有効シンボル長の９／８倍の長さ）。同様に、等化手段３および遅延プロファイル測定手段３０も、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を切り取る切り取り部（図示を省略する）を備えているが、切り取り周期は異なって長くなっている。その詳細については後記する。
【００６４】
ＦＦＴ１２は、切り取り部１１で切り取ったマルチパス波の時間領域のデータを高速フーリエ変換し、ＳＰ抽出部１３に出力する。すると、復調したキャリヤＣr（ｓ，ｆ）が得られる（式（２）参照）。復調したキャリヤＣr（ｓ，ｆ）には、情報キャリヤとＳＰが含まれる。ＳＰは、周波数ｆの変化に対して所定の間隔（キャリヤＬ本に１本）で配置されている。
ＳＰ抽出部１３は、ＦＦＴ１２により得られる全体のキャリヤ（ＳＰシンボルとデータシンボル）の中からＳＰ（ＳＰシンボル）だけを抽出し、除算部１５に出力する。この抽出したＳＰをマルチパス波のデータとして用いる。
【００６５】
ＳＰ規格値格納部１４は、ＳＰ規格値を格納するものであり、例えば一般的なメモリ等から構成される。具体例として、モード３における１セグメント当たりのＳＰの配置を図４に示す。図４において、空白のマス目のシンボルはデータシンボル、マス目に「ＳＰ」と記載したシンボルは、パイロットシンボル（ＳＰシンボル）を示している。図４に示すように、列で示される縦長の帯状のキャリヤが横方向に並んでいる。並んだ３本に１本のキャリヤにはＳＰが含まれており、残りの３本に２本のキャリヤにはＳＰが含まれていない。また、ＳＰが含まれているキャリヤにおいては、４シンボルに１つのＳＰが含まれている。このため、３本に１本のキャリヤにより４シンボル期間に１回の割合でＳＰが伝送される。また、別の観点からは、行で示される各シンボル期間において、１２本に１本のキャリヤによってＳＰが伝送される。ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、キャリヤのセグメント数は１３、１フレームは２０４シンボルで構成されている。モード３の場合、キャリヤ総数は５６１７、有効シンボル長が１００８［μｓ］、１セグメント当たりのキャリヤ数は４３２となる。この４３２のうち、ＳＰと、制御信号であるＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration and Control）およびＡＣ（Auxiliary Channel）とを除いた３８４が情報キャリヤである。
【００６６】
除算部１５は、前記した式（５）に示した除算を行い、除算結果を伝達関数格納部１６に格納するものである。具体的には、式（５）の演算において、右辺分子には、ＳＰ抽出部１３で抽出したＳＰについての復調したキャリヤＣr（ｓ，ｆ）を用いる。また、この式（５）の演算において、右辺分母には、ＳＰ規格値格納部１４に格納されているＳＰの規格値を用いる。除算部１５による除算結果が、式（５）の左辺である伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）となる。伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）の周波数間隔（データ間隔）は、ＳＰと同じくキャリヤ間隔のＬ倍である（図４において横方向に相当する）。そのため、ここでの伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）の周期は、有効シンボル長ＴuのＬ分の１（Ｔsp＝Ｔu／Ｌ）となる（図４において縦方向に相当する）。
伝達関数格納部１６は、除算部１５の除算結果である伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）を格納するものであり、例えば一般的なメモリ等から構成される。
【００６７】
＜第２伝達関数生成手段＞
第２伝達関数生成手段２０は、第１伝達関数生成手段１０で生成されるＳＰの周波数における伝達関数を利用して、等化手段３で用いる伝達関数を生成するものである。この第２伝達関数生成手段２０は、遅延プロファイルから、主波と遅延波との高周波位相差（α）を求め、ＳＰの周波数における伝達関数（Ｈ（ｓ，ｆ））を含む周波数および時間の関数に、遅延プロファイルの測定から求めた極性の異なる２つの遅延時間をそれぞれ代入したときに、これら周波数および時間領域の関数の周波数平均が０とならない方の遅延時間を真の遅延時間として特定し、特定した真の遅延時間と、遅延波のレベルと主波のレベルとの比（Ｒ）と、高周波位相差（α）とを用いて伝達関数を生成する。
【００６８】
第１実施形態では、第２伝達関数生成手段２０は、図１に示すように、複素遅延波レベル生成手段２１と、遅延時間決定手段２２と、遅延プロファイル測定手段３０と、伝達関数算出手段４０とを備えている。ここでは、説明の都合上、遅延プロファイル測定手段３０、複素遅延波レベル生成手段２１および遅延時間決定手段２２の概要を説明してから、複素遅延波レベル生成手段２１、遅延時間決定手段２２および伝達関数算出手段４０の詳細について数式を用いて説明する。
【００６９】
＜遅延プロファイル測定手段＞
遅延プロファイル測定手段３０は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）から電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定し、遅延波のレベルと主波のレベルとの比（Ｒ）と遅延時間とを求めるものである。この遅延プロファイル測定手段３０は、例えば、特許文献１に記載された地上デジタルＳＦＮ波測定装置の処理手段により構成することができる。この電力スペクトル法によると、遅延波を表すインパルスには、共役複素数のものも現れるので、遅延時間として、極性（遅れ、または、進み）の異なる正負の遅延時間が検出される。なお、正の遅延時間は“遅れ”を示し、負の遅延時間は“進み”を意味する。
【００７０】
遅延プロファイル測定手段３０は、図示を省略するが、切り取り部１１と同様な切り取り部が設けられている。ただし、この図示しない切り取り部は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）の切り出しの長さ（所定の周期）を、１有効シンボル長の整数倍の長さとする長周期の切り取り部である。つまり、図３に示すように、有効シンボルとガードインターバルとが交互に現れる信号を切り出す。遅延プロファイル測定手段３０は、このように図示しない長周期の切り取り部で切り出した周期を一括して、該当データにＦＦＴなどのフーリエ変換処理を行い、遅延プロファイルを測定する。
【００７１】
なお、Ｔsp／２を越えた遅延時間の場合、ＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）をＩＦＦＴする方法で得られる遅延プロファイルから検出される遅延時間は、折り返した時間となる。そのため、従来の方法ですべての周波数に対応した伝達関数を生成した場合に、前記した式（８）に示したように、折り返しによる誤りが生じてしまうような遅延時間を用いたものとなるので、マルチパス歪みを等化することができない。
【００７２】
＜複素遅延波レベル生成手段および遅延時間決定手段の概要＞
複素遅延波レベル生成手段２１は、ＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）に含まれる遅延波を表す項を、遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延時間毎に、当該遅延時間を示す時間成分で除算することで、遅延に起因したレベル低下を示す複素遅延波レベルを周波数および時間領域の関数としてそれぞれ生成するものである。
【００７３】
遅延時間決定手段２２は、複素遅延波レベル生成手段２１で生成された２つの複素遅延波レベルの等化対象とする周波数に対する平均を含む統計量をそれぞれ算出する。複素遅延波レベルを用いて周波数平均を求めると、一方は理論的に０となり、他方は理論的に０とならない。そして、遅延時間決定手段２２は、理論的に０にならない方（他方の）の複素遅延波レベルを選択し、この選択した（他方の）複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間として特定するものである。
【００７４】
本実施形態では、複素遅延波レベル生成手段２１は、後記する式（１１）により、複素遅延波レベルを求めることとした。また、本実施形態では、遅延時間決定手段２２は、各複素遅延波レベルの周波数に対する平均から算出した偏差をそれぞれ求め、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間として決定することとした。
【００７５】
＜複素遅延波レベル生成手段の詳細＞
ここでは、まず、数式を用いて、複索遅延波レベルを生成する原理について説明する。
複素遅延波レベルとは、Ｒｅjαのことである。前記した式（１）において、遅延を表す第２項を左辺に移動して時間成分（遅延時間の回転子）で除算すると、式（１０）のように、複素遅延波レベルＲｅjαが得られる。
【００７６】
【数１０】
【００７７】
したがって、式（１０）の右辺が示すように、「伝達関数−１」を、遅延時間ｔdの回転子で除算すれば、複素遅延波レベルを生成することができる。しかし、複素遅延波レベル生成手段２１による処理の段階では、真の遅延時間ｔdは不明であり、かつ、遅延プロファイル測定手段３０で検出された極性を有した２つの遅延時間がその候補となっている。そこで、式（１０）を援用して、以下の方法で、２つの遅延時間に対応した２つの複素遅延波レベルを生成する。
【００７８】
まず、式（１０）の右辺の分子に示す伝達関数に対して、Ｈ（ｓ，ｆ）を用いる。
また、回転子の時間については、遅延時間に対応させつつ、任意の値をとるものとして、ｔと表記する。また、遅延プロファイル測定手段３０で検出された極性を有した２つの遅延時間をｔ1，ｔ2と表記して区別する。さらに、式（１０）の除算により、複素遅延波レベルとして得られる複素数を、式（１１）の左辺に示すように、回転子の時間ｔおよび周波数ｆの２元の関数形で表すことにする。
【００７９】
【数１１】
【００８０】
この式（１１）に示す複素数を２つの遅延時間ｔ1，ｔ2に対応させると、Ｒ（ｔ1，ｆ）とＲ（ｔ2，ｆ）とが得られる。ここで、真の遅延時間をｔdとし、ｔ1＝ｔdと仮定すれば、ｔ2＝−ｔdとなる。また、式（１１）の右辺の分子は
【数１２】
となる。したがって、２つの複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）は、それぞれ式（１２）、式（１３）のように表せる。
【００８１】
【数１３】
【００８２】
式（１２）は、真の遅延時間を回転子に与えた場合を示している。この場合には、周波数ｆの変化に関わらず、Ｒ（ｔ1，ｆ）は、定数となる。一方、式（１３）は、回転子に、折り返しによる誤りが生じてしまうような時間を与えた場合を示している。この場合には、Ｒ（ｔ2，ｆ）は、周波数ｆの変化により回転するベクトルとなる。
【００８３】
前記の方法で２つの複素遅延波レベルを生成するために、複素遅延波レベル生成手段２１は、図１に示すように、減算値格納部２３と、回転子格納部２４と、除算部２５とを備えている。
【００８４】
減算値格納部２３は、第１伝達関数生成手段１０で生成されたＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）から「１」を減算した減算値を格納するものであり、例えば一般的なメモリ等から構成される。なお、「Ｈ（ｓ，ｆ）−１」は、前記した式（１１）の右辺の分子を示す。
【００８５】
回転子格納部２４は、信号の周波数ｆを変化させる回転子ｅ-j２πｆｔ／Ｎを格納するものであり、例えば一般的なメモリ等から構成される。ここで、回転子格納部２４は、遅延プロファイル測定手段３０で検出された極性を有した２つの遅延時間ｔ1，ｔ2を格納する。
【００８６】
除算部２５は、減算値格納部２３に格納された減算値を、回転子格納部２４に格納された２つの回転子でそれぞれ同様に除算するものである。つまり、除算部２５は、前記した式（１２）、式（１３）の演算を行う。得られた商および２つの複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）は、遅延時間決定手段２２に送られる。
【００８７】
＜遅延時間決定手段の詳細＞
遅延時間決定手段２２は、複素遅延波レベルの周波数の平均から算出した偏差の大小比較により遅延時間を決定するために、図１に示すように、平均算出部２６と、偏差算出部２７と、比較部２８とを備えている。
【００８８】
ここで、複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）は、遅延時間に応じて異なるので、遅延時間（ｔ1またはｔ2）を表す一般化した遅延時間をｔiで表記することとする（ｉ＝１，２）。遅延時間決定手段２２は、前記した式（１２）および式（１３）を利用して、ｔ1とｔ2のどちらが真の遅延時間であるかを特定する。
【００８９】
平均算出部２６は、周波数の変化に対する複素遅延波レベルの平均を算出するものである。本実施形態では、平均算出部２６は、周波数ｆの変化に対する複素遅延波レベルの平均Ａiを式（１４）により、遅延時間ｔi毎にそれぞれ求める。
【００９０】
【数１４】
【００９１】
ここで、ｎはデータ番号、ＬはＳＰのキャリヤ間隔、ｆ0はキャリヤ幅を示す。すなわち、周波数ｆとの間に、ｆ＝ｎＬｆ0の関係がある。なお、データ総数をＮとすると、周波数領域のデータ総数ＮSPはＮ／Ｌとなる。
【００９２】
周波数ｆ＝ｎＬｆ0の変化に対するＲ(ｔ1，ｆ)の平均は、前記した式（１２）に示すようにＲｅjαであり、Ｒ(ｔ2，ｆ)の平均は、前記した式（１３）に示すように０となる。したがって、この違いから真の遅延時間を特定することも可能である。ただし、実際には雑音があるため、明確な判定が難しい場合もある。そこで、本実施形態では、この平均から偏差を求めることとした。
【００９３】
偏差算出部２７は、平均算出部２６で算出されたそれぞれの平均Ａiを用いて、遅延時間ｔiに応じた偏差Ｄiを式（１５）によりそれぞれ求めるものである。なお、標準偏差の代わりに平均偏差を用いることもできる。
【００９４】
【数１５】
【００９５】
比較部２８は、遅延時間ｔiについて式（１５）からそれぞれ求められる２つの偏差（Ｄ1，Ｄ2とする）の大小を比較し、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間ｔdであるものとして特定する。一方、偏差が大きい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間は、折り返しによる誤りが生じてしまうような時間であることになる。この誤りが生じてしまうような時間側の偏差は、雑音よりはるかに大きい。したがって、本実施形態によれば、雑音がある場合でも、２つの偏差の差異は明確であり、大小の比較判定は容易であり、判定を誤ることはない。
【００９６】
また、遅延時間決定手段２２は、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを、複素遅延波レベルと決定する。この遅延時間決定手段２２で決定した真の遅延時間ｔdと、複素遅延波レベルとは伝達関数算出手段４０に出力される。
【００９７】
＜伝達関数算出手段＞
伝達関数算出手段４０は、遅延時間決定手段２２により特定した真の遅延時間と、この真の遅延時間を生成した複素遅延波レベルとを用いて、遅延波の伝搬路についての各周波数における伝達関数Ｈ（ｆ）を算出するものである。本実施形態では、伝達関数算出手段４０は、偏差が小さい方の複素遅延波レベルＲｅjαと、その複素遅延波レベルを生成した遅延時間（真の遅延時間ｔd）とを用いて伝達関数を前記した式（１）右辺の演算により生成することとした。周波数ｆごとに生成された伝達関数Ｈ（ｆ）は、等化手段３に出力される。
【００９８】
＜等化手段＞
等化手段３は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を周波数領域の信号に変換し、変換された周波数領域の信号Ｃr（ｆ）を、伝達関数算出手段４０で生成された伝達関数Ｈ（ｆ）でそれぞれ除した結果を逆フーリエ変換し、マルチパス波の主波の時間領域の信号Ｃm（ｆ）を生成するものである。本実施形態では、等化手段３は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を、所定の周期Ｔcutで切り出し、切り出した時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するためにＦＦＴを行い、その逆フーリエ変換をＩＦＦＴにより行うこととした。
【００９９】
等化手段３は、図１に示すように、ＦＦＴ５１と、除算部５２と、ＩＦＦＴ５３とを備える。なお、図示を省略するが、ＦＦＴ５１の前段には、切り取り部１１と同様な切り取り部が設けられている。ただし、この図示しない切り取り部は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）の切り出しの長さ（所定の周期）を、１有効シンボル長の整数倍の長さとする長周期の切り取り部である。つまり、図３に示すように、有効シンボルとガードインターバルとが交互に現れる信号を切り出す。等化手段３は、このように図示しない長周期の切り取り部で切り出した周期を一括して、該当データにＦＦＴなどの処理を行い、マルチパス歪みの等化を行う。
【０１００】
この場合の切り出し周期を、１有効シンボル長のｐ倍とすると、基本周波数がｆ0のときに、スペクトルの周波数間隔はｆ0／ｐとなる。ここで、整数ｐの値は、前後を除去して中間を残す意味から、少なくとも３以上の任意の整数である。例えばモード３の信号の場合、有効シンボル長は、１００８［μｓ］であり、ｐ＝３２として約３２［ｍｓ］の切り出し長さとすると、高ＣＮＲの信号を得ることが期待できる。
【０１０１】
このようにシンボルを多数連結することが好ましい理由は、次の通りである。遅延時間が１［ｍｓ］程度のように比較的長く、かつ、遅延波のレベルが主波のレベルに近い場合には、周波数領域の信号を時間領域信号に戻したときに、シンボル間干渉により最初と最後の方のシンボルについてはＣＮＲが劣化する場合がある。しかしながら、有効シンボル長の３２倍とすれば、残りのシンボルでは良好な信号を得ることができるため、本方式を複数用いれば連続した高ＣＮＲの信号を得る方法が可能となるからである。なお、遅延波のレベル／主波のレベルの比の誤差を無視するためには１６倍以上であることが好ましい。以下では、等化手段３における切り出し長さをＴcut（＝ｐ×Ｔu）と表記する。なお、遅延プロファイル測定手段３０も、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を、等化手段３と同様な周期で切り取る図示しない切り取り部を備えている。
【０１０２】
ＦＦＴ５１は、周期Ｔcutで切り出したマルチパス波をＦＦＴしてスペクトルに変換し、前記した式（３）における分子を示す受信波Ｃr（ｆ）を出力する。
【０１０３】
除算部５２は、前記した式（３）の演算を行う。具体的には、除算部５２は、式（３）の右辺分子には、ＦＦＴ５１から出力されるＣr（ｆ）を用い、式（３）の右辺分母には、伝達関数算出手段４０で生成された伝達関数Ｈ（ｆ）を用いる。これにより、除算の商として、マルチパス歪みを等化した主波と等価なスペクトルＣm（ｆ）が得られる。
【０１０４】
ＩＦＦＴ５３は、除算の商であるスペクトルＣm（ｆ）をＩＦＦＴして、入力と同じ周期（周期Ｔcut）の時間領域信号に戻し、マルチパス歪み等化信号Ｖeq（ｔ）を出力する。
【０１０５】
なお、前記した第１伝達関数生成手段１０、第２伝達関数生成手段２０および等化手段３は、例えば半導体メモリや電気回路によって構成することができ、また、プログラムを処理することによって実現することもできる。
【０１０６】
［マルチパス歪み等化装置の動作］
次に、マルチパス歪み等化装置の動作の流れについて図１を参照して説明する。
マルチパス歪み等化装置１は、第１伝達関数生成手段１０において、切り取り部１１によって、時間領域の同期検波波形の同相成分と直交成分のＡ／Ｄ変換後のデータ列として入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を有効シンボルに同期させて切り取る（短周期）。ＦＦＴ１２は、切り取ったデータを高速フーリエ変換し、復調したキャリヤＣr（ｓ，ｆ)）を出力し、ＳＰ抽出部１３は、全体のキャリヤの中からＳＰだけを抽出する。除算部１５は、前記した式（５）に基づいて、ＳＰ抽出部１３で抽出されたＳＰのＣr（ｓ，ｆ)をＳＰ規格値で除算することで伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ)を得る。
【０１０７】
一方、マルチパス歪み等化装置１は、第２伝達関数生成手段２０の遅延プロファイル測定手段３０によって、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）から有効シンボル長の整数倍の周期（長周期）で切り取ったデータを用いて電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定し、極性を有した２つの遅延時間ｔ1，ｔ2をそれぞれ検出する。なお、遅延波ごとに、２つの遅延時間ｔ1，ｔ2をそれぞれ検出する。
【０１０８】
そして、マルチパス歪み等化装置１は、複素遅延波レベル生成手段２１によって、２つの遅延時間ｔ1，ｔ2に対応した複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）をそれぞれ求める。ここで、複素遅延波レベル生成手段２１は、前記した式（１２）、式（１３）に基づいて、除算部２５によって、減算値格納部２３に格納された減算値を、回転子格納部２４に格納された２つの回転子でそれぞれ同様に除算する。
【０１０９】
続いて、マルチパス歪み等化装置１は、遅延時間決定手段２２によって、複素遅延波レベルＲ（ｔ1，ｆ）、Ｒ（ｔ2，ｆ）から、２つの遅延時間ｔ1，ｔ2のうちのいずれかを真の遅延時間ｔdとして特定する。ここで、遅延時間決定手段２２は、平均算出部２６によって、前記した式（１４）に基づいて、周波数の変化に対する複素遅延波レベルの平均Ａiを算出する。そして、偏差算出部２７によって、前記した式（１５）に基づいて、それぞれの平均Ａiを用いて、遅延時間ｔiに応じた偏差Ｄiを求める。さらに、比較部２８によって、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間ｔdと特定する。
【０１１０】
次いで、マルチパス歪み等化装置１は、伝達関数算出手段４０によって、偏差が小さい方の複素遅延波レベルＲｅjαと、真の遅延時間ｔdとを用いて、前記した式（１）右辺を周波数ｆごとに演算することにより伝達関数Ｈ（ｆ）を生成し、等化手段３に出力する。
【０１１１】
そして、マルチパス歪み等化装置１は、等化手段３において、マルチパス波Ｖr（ｔ）から有効シンボル長の整数倍の周期（長周期）で切り取ったデータを用いてＦＦＴ５１によって得られる受信波Ｃr（ｆ）と、伝達関数算出手段４０で生成された伝達関数Ｈ（ｆ）とを用いて、除算部５２によって、前記した式（３）の演算を行い、ＩＦＦＴ５３によって、逆フーリエ変換する。以上の動作の結果、マルチパス歪み等化装置１は、マルチパス波Ｖr（ｔ）からマルチパス歪みを等化する。
【０１１２】
［受信装置］
図２に示す受信装置１００は、例えば、地上デジタルテレビジョン放送を受信するものであり、マルチパス歪み等化装置１と、その前段に受信部として設けられた周波数変換部１１０および同期検波部１２０と、後段に設けられた受像機１３０とを主に備えている。
【０１１３】
周波数変換部１１０は、受信アンテナ１４０からのアンテナ受信信号が供給されると、選択されたチャンネルのＯＦＤＭ信号（マルチパス波）を、中間周波数の信号（ＩＦ（Intermediate Frequency）信号）にダウンコンバージョンするものである。
【０１１４】
同期検波部１２０は、周波数変換部１１０で変換されたＩＦ信号を直交同期検波し、得られた時間領域の同期検波波形の同相成分と直交成分とをＡ／Ｄ変換したデータ列を、マルチパス波の入力データＶr（ｔ）として、マルチパス歪み等化装置１に入力するものである。なお、Ａ／Ｄ変換したデータ列の同相成分は、シンボル（キャリヤシンボル）の実数軸成分（Ｉデータ）を示し、直交成分はシンボルの虚数軸成分（Ｑデータ）を示す。
【０１１５】
受像機１３０は、マルチパス歪み等化装置１により復調および等化されたマルチパス歪み等化信号Ｖeq（ｔ）を復号し、復号した映像信号および音声信号を表示するものである。
【０１１６】
本実施形態のマルチパス歪み等化装置１および受信装置１００によれば、ＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）で測定可能な時間幅よりも長い遅延時間ｔ1，ｔ2を電力スペクトル法で検出し、この長い遅延時間ｔ1，ｔ2とＳＰの周波数における伝達関数Ｈ（ｓ，ｆ）とを用いて極性を決定した遅延時間ｔdに対応した伝達関数Ｈ（ｆ）を用いてマルチパス波を等化する。したがって、ＯＦＤＭ信号受信において、遅延時間ｔdが有効シンボル長ＴuのＬ分の１（±Ｔsp）を越えた場合においてもマルチパス歪みを等化することができる。
【０１１７】
そして、電力スペクトル法の遅延プロファイル測定では、非特許文献１に記載のように、遅延時間が±１［ｍｓ］の範囲を超えても遅延時間の絶対値と遅延波レベルの測定が可能である。したがって、本実施形態のマルチパス歪み等化装置１は、例えば、１［ｍｓ］程度のマルチパス波を受信した場合でも、遅延波のレベルにかかわらずマルチパス歪み等化が可能であり、良好な受信ができる。これは、ＩＳＤＢ−Ｔ方式において、有効シンボル長Ｔuの３分の１（トータルで336［μs］：±168［μs］）の範囲を大きく越えている。
【０１１８】
（第２実施形態）
前記実施形態では、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で行うものとしたが、スピードを重要視しない場合には離散フーリエ変換（ＤＦＴ：discrete Fourier transform）で行うことも可能である。また、前記実施形態では、簡便のため、主波に対して１つの遅延波について定式化して説明したが、複数の遅延波についても同様に定式化することができる。さらに、受信波に雑音を含めて解析することもできる。以下では、このような場合を第２実施形態として説明する。
【０１１９】
［マルチパス歪み等化装置の構成の概要］
第２実施形態のマルチパス歪み等化装置１Ａの構成を図５に示す。なお、図１に示したマルチパス歪み等化装置１と同様な構成は、同じ符号を付して説明を適宜省略し、相違点を説明することとする。このマルチパス歪み等化装置１Ａがマルチパス波として受信する受信波（ｖr（ｔ））は、主波（以下では希望波という）、複数の遅延波、および加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise、以下ではガウス雑音という）から成っている。
【０１２０】
マルチパス歪み等化装置１Ａは、図５に示すように、大別して、伝達関数生成手段２Ａと、等化手段３Ａと、長周期切り取り部７０とを備えている。長周期切り取り部７０は、入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）を、１有効シンボル長の整数倍の長さ（長周期）で切り取り、伝達関数生成手段２Ａおよび等化手段３Ａとに出力する。具体的には、実際に運用されているモード３におけるＯＦＤＭ信号の場合、有効シンボル長（1.008［ｍｓ］）の32倍（約32［ｍｓ］）で切り取る。なお、第１実施形態のように、長周期切り取り部７０を伝達関数生成手段２Ａおよび等化手段３Ａの内部に個別に設けてもよい。また、図５に示したマルチパス歪み等化装置１Ａは、図２に示す受信装置１００の構成部分のみを示したものであり、図５では省略した受信アンテナ等の受信部を含んでもよい。
【０１２１】
伝達関数生成手段２Ａは、等化手段３Ａによってマルチパス波を等化するために用いる伝達関数を生成するものであり、大別して、第１伝達関数生成手段１０Ａと、第２伝達関数生成手段２０Ａとを備えている。
【０１２２】
第２実施形態では、第１伝達関数生成手段１０Ａは、図５に示すように、離散フーリエ変換を行うＤＦＴ１２Ａを備えている点が異なっているが、他は同様なので説明を省略する。一方、第２伝達関数生成手段２０Ａは、図５に示すように、遅延プロファイル測定手段３０と、伝達関数算出手段４０Ａと、伝達関数解析手段６０とを備えている。
【０１２３】
＜伝達関数解析手段＞
伝達関数解析手段６０は、第１伝達関数生成手段１０Ａで抽出されたＳＰデータとＳＰの規格値を用いて初期位相差を検出すると共に、遅延時間の極性の判別を行うものであり、初期位相差検出手段６１と、遅延時間極性判定手段６２とを備えている。
【０１２４】
初期位相差検出手段６１は、ＳＰデータから、希望波と遅延波のキャリヤ中心周波数での位相差（以下では初期位相差という）を検出し、伝達関数算出手段４０Ａに出力する。
遅延時間極性判定手段６２は、ＳＰデータから、遅延時間の極性が、遅れまたは進みのいずれであるのか判定し、判定結果を遅延時間極性として伝達関数算出手段４０Ａに出力する。
【０１２５】
遅延プロファイル測定手段３０は、電力スペクトル法により測定した、遅延波レベルと希望波レベルとの比（遅延波レベル／希望波レベル）と、遅延時間の絶対値とを伝達関数算出手段４０Ａに出力する。
【０１２６】
伝達関数算出手段４０Ａは、初期位相差と、遅延時間極性と、遅延波レベル／希望波レベルと、遅延時間の絶対値とを組み合わせて伝達関数（Ｈ（ｆ））を生成する。
【０１２７】
＜等化手段＞
第２実施形態では、等化手段３Ａは、図５に示すように、離散フーリエ変換を行うＤＦＴ５１Ａと、除算部５２Ａと、逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ５３Ａとを備える。モード３におけるＯＦＤＭ信号の場合、等化手段３Ａは、有効シンボル長（1.008［ｍｓ］）の32倍で切り取られた受信波ｖr（ｔ）をＤＦＴ（離散フーリエ変換）した後、この信号Ｃr（f）を、伝達関数算出手段４０Ａで求めた伝達関数Ｈ（ｆ）で除算し、さらにこの信号Ｃeq（f）をＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）することにより、等化された時間領域の希望波ｖcq（ｔ）を得る。
【０１２８】
［マルチパス歪み等化装置の等化の原理］
実際に運用されているモード３におけるＯＦＤＭ信号の具体例と、数式（式（２１）〜式（２４））とを用いて、第２実施形態のマルチパス歪み等化装置１Ａの等化の原理について説明する。
【０１２９】
図３に示したように、モード３におけるＯＦＤＭ信号の有効シンボル長（Ｔu）は1.008［ｍｓ］、有効シンボルのデータ数（Ｎu）は8192である。以下では、有効シンボルのデータ数をＮuと表記することとする。また、サンプリング間隔は約0.123［μs］（＝Ｔu／Ｎu）、ガードインターバル長（Ｔg）は126［μs］である。なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、実効的にＳＰが周波数方向に３本に１本の割合（Ｌ＝３）で配置されており、±168［μs］（トータルで336［μs］、マイナスは進みを意味する）までの遅延時間であれば、問題は生じない。
【０１３０】
等化手段３Ａは、等化を周波数領域で行っており、周波数領域の受信波を得るための切り取り時間は、有効シンボル長の整数倍（例えば、ｐ＝32倍）としている。したがって、この切り取り時間におけるデータ総数はｐ×Ｎuである。
【０１３１】
図５において、希望波＋遅延波（複数）の時間領域信号をｖi（ｔ）とすれば、ＤＦＴ後の周波数領域の受信信号（Ｃr（ｆ））は式（２１）で表される。
【０１３２】
【数１６】
【０１３３】
ここで、ｔはサンプリング間隔で基準化した時間を示す。具体的には、ｔは、時間／サンプリング間隔（Ｔu／Ｎu）で表される。また、ｆは、キャリヤを区別するキャリヤ番号であって、離散周波数間隔で基準化した周波数、つまり、周波数／離散周波数間隔で定義される。具体的には、有効シンボル長を1.008［ｍｓ］、かつ、ｐ＝３２とした場合には、有効シンボル長の逆数は約0.992［ｋＨｚ］なので、この場合には、離散周波数間隔は、約0.992［ｋＨｚ］／32で表される。なお、ｐ＝１としたならば、離散周波数間隔は、約0.992［ｋＨｚ］で表される。
【０１３４】
また、式（２１）において、Ｎw（ｆ）は、ガウス雑音、および遅延時間がガードインターバルを超えることにより生じるシンボル間干渉による雑音電圧、の周波数領域信号である。なお、シンボル間干渉については、非特許文献１に記載されている。
【０１３５】
一方、Ｍ個の遅延波（識別番号ｍ＝１，２，…，Ｍ）が到来するときの伝達関数（Ｈ（ｆ））は、前記した式（１）を拡張することで、式（２２）で表される。ここで、Ｒmは、ｍ番目の遅延波レベル／希望波レベルを示す。また、ｔdmは、ｍ番目の遅延波について、サンプリング間隔で基準化した遅延時間を示す。具体的には、ｔdmは、遅延時間／サンプリング間隔（Ｔu／Ｎu）で表される。さらに、αmは、希望波とｍ番目の遅延波との初期位相差を示す。
【０１３６】
【数１７】
【０１３７】
等化された周波数領域の希望波（Ｃeq（ｆ））は、Ｃr（ｆ）をＨ（ｆ）で除算すれば求められ、前記した式（３）と同様に、式（２３）で表される。
【０１３８】
【数１８】
【０１３９】
等化後の時間領域の希望波（ｖcq（ｔ））は、式（２３）をＩＤＦＴすれば得られ、式（２４）で表される。
【０１４０】
【数１９】
【０１４１】
ここで、ｎw（ｔ）は、等化後の時間領域の希望波（ｖcq（ｔ））に含まれる雑音電圧である。式（２４）に示すように、等化後の時間領域においても雑音ｎw（ｔ）が存在する。ところが、雑音ｎw（ｔ）のビット誤り率への影響がガウス雑音と同じとすれば、信号電力の比（ＳＮ比）が２１［ｄＢ］以上であれば、判定処理と誤り訂正により、ビット誤りのない受信が可能であることが知られている。ここで、ＳＮ比は、「ｖ（ｔ）の電力／ｎw（ｔ）の電力」で表される。このＳＮ比が２１［ｄＢ］以上の条件は、ハイビジョン放送用として運用されている６４ＱＡＭ変調時にビタビ復号のビット誤り率が２×１０-4となるＣＮＲの条件のことを示す（ＮＨＫ受信技術センター編「テレビ新時代 知っておきたい 地上デジタル放送」48頁参照）。
【０１４２】
ただし、式（２２）から明らかなように、Ｍ個の遅延波の到来時の伝達関数Ｈ（ｆ）を求めるためには、各遅延波（識別番号ｍ）についてＲm、ｔdm、αmを知る必要がある。しかしながら、ＳＰを用いた遅延プロファイル測定では、±168［μs］を超えた遅延時間は測定できない。一方、電力スペクトル法の遅延プロファイル測定では、遅延時間が±１［ｍｓ］の範囲を超えても遅延時間の絶対値と遅延波レベルの測定は可能である。そこで、知る必要があるパラメータのうち、Ｒm、｜ｔdm｜については、電力スペクトル法のアルゴリズムにより求め、残りのαmおよび遅延時間の極性（遅れ、または、進み）とについては後記する方法で求めた。
【０１４３】
［希望波と遅延波の初期位相差の検出方法］
次に、マルチパス歪み等化装置１Ａの初期位相差検出手段６１の解析原理として、Ｍ個の遅延波の内、任意のｍ番目の遅延波における初期位相差の検出方法について、数式（式（２５）〜式（３４））を用いて説明する。
【０１４４】
＜初期位相差の検出方法＞
初期位相差（αm）は、ＳＰを用いて求める。ＳＰは、図６に示すように、周波数方向に12シンボルに１本、時間シンボル方向には４シンボルに１本の割合で間欠的に配置されている。ここで、Ｋは5616（キャリヤ総数（5617）−1）であり、−Ｋ／2≦ｋ≦Ｋ／2は帯域を表す。Ｎuはデータ総数であると同時にサンプリング周波数／離散周波数間隔である。なお、図３では１セグメントを表したが、図６では１３セグメントを表している。
【０１４５】
ここでは、時間方向のシンボル番号をあらためてｎで表し、周波数方向のキャリヤ番号をｋ（離散周波数間隔＝0.992［ｋＨｚ］）で表すこととする。この場合に、受信波の任意のシンボルにおける周波数領域信号（Ｓr（ｎ，ｋ））は式（２５）で表される。なお、前記した式（２１）では、キャリヤ番号にｆ（離散周波数間隔＝0.992［ｋＨｚ］／32）を用いたが、ここでは、短周期の切り取り時間が有効シンボル長（1.008［ｍｓ］）であるため、キャリヤ番号をｋとした。
【０１４６】
【数２０】
【０１４７】
式（２５）において、例えばモード３においてＮu＝8192である。また、シンボル番号ｎ＝０，１，２，…に対して、ｔ0＝ｎ×（9Ｎu／8）である。ここで、係数9／8は、ガードインターバルを含めたシンボル長が有効シンボル長の9／8倍であることを表している。また、式（２５）に示すＳr（ｎ，ｋ）は、任意のシンボルにおける周波数領域信号なので、式（２５）に示す信号には、データシンボルとＳＰシンボルとが含まれている。しかしながら、初期位相差（αm）の検出にはＳＰだけを用いる。したがって、以下の数式におけるｋは、ＳＰが存在するｋだけで扱うこととする。例えば、ｋについての和（シグマ）は、ＳＰシンボルについてのみ行うことを意味する。
【０１４８】
伝達関数を得るためには受信波のＳＰに加えて希望波のＳＰも必要である。希望波（主波）のＳＰシンボルの周波数領域信号をＳ（ｎ，ｋ）、ガウス雑音電圧およびシンボル間干渉により生じる雑音電圧の和をＮ（ｎ，ｋ）とすれば、式（２６）が成り立つ。
【０１４９】
【数２１】
【０１５０】
ここで、Ｒrmは、遅延時間の遅れあるいは進みにより生じるシンボル間干渉により低下する遅延波レベルである。また、ｔdmは、サンプリング間隔で基準化したｍ番目の遅延波の遅延時間である。
【０１５１】
式（２６）に示すＳr（ｎ，ｋ）をＳ（ｎ，ｋ）で除したＳr（ｎ，ｋ）／Ｓ（ｎ，ｋ）は、ＳＰを用いて検出した伝達関数であり、これをＨr（ｋ）と表記すれば、式（２７）で表される。このＨr（ｋ）は、図５に示す第１伝達関数生成手段１０の出力に対応する。なお、希望波のＳＰシンボルの周波数領域信号Ｓ（ｎ，ｋ）が、ＳＰ規格値格納部１４に格納されている。
【０１５２】
【数２２】
【０１５３】
式（２７）から、Ｒrmｅjαmを求める場合には、雑音項（ｎ，ｋの関数）があるため、ｋにおける値だけでは精度よく求めることができない。そこで、以下のように平均化することにより、雑音項による誤差を除去して、Ｒrmｅjαmを求める。
【０１５４】
具体的には、Ｍ個の遅延波のうち任意のｑ番目の遅延波のＲrqｅjαqを求める場合について説明する。この場合、式（２７）の関係式を用いて、式（２７）に示す伝達関数Ｈr（ｋ）から１を減じた後で、さらに
【数２３】
で除算した周波数（ｋ）および時間領域の関数を生成し、これを式（２８）に示す目的関数Ａm（ｋ）として定義する。
【０１５５】
【数２４】
【０１５６】
すべてキャリヤを加算したＡm（ｋ）の総和（周波数平均）は式（２９）で表される。
【０１５７】
【数２５】
【０１５８】
式（２９）の右辺カッコ内の第１項において、
【数２６】
は、ｋの変化に対して、複素平面上で半径１の円周上を回転する。したがって、この第１項のｋについての和のうち、ｔdm≠ｔdqの場合の平均（加算の結果）は０となる。一方、式（２９）の右辺カッコ内の第１項のｋについての和をとるときに、ｔdm＝ｔdqの場合の
【数２７】
は、すべてのｋにおいて１となる。また、式（２９）の右辺カッコ内の第２項においては、ｔdqは０ではない。そのため、第１項のｔdm≠ｔdqの場合と同様に、第２項のｋについての和は常に０となる。以上のことから、式（３０）の関係が得られる。なお、式（３０）において、ｍ＝ｑである。
【０１５９】
【数２８】
【０１６０】
ここで、式（３０）の最右辺において総和の係数がＫ／１２となっているのは、加算をＳＰだけで行っており、ＳＰは周波数方向に１２本に１本配置されているためである。この式（３０）を変形すれば、式（３１）が得られる。なお、前記した式（２８）に示す目的関数Ａm（ｋ）が観測値および規定値で求められるので、Ｒｅ（実部）およびＩｍ（虚部）は具体的な複素数として求められている。
【０１６１】
【数２９】
【０１６２】
式（３１）から、初期位相差αmは式（３２）で得ることができる。
【０１６３】
【数３０】
【０１６４】
次に、初期位相差αmが検出可能な遅延時間を求める。ここで、サンプリング間隔で基準化したシンボル間干渉（異シンボル混入）の時間（ｔi）は式（３３）で表される。
【０１６５】
【数３１】
【０１６６】
ここで、ｔgはサンプリング間隔で基準化したガードインターバル長、ｔdmはサンプリング間隔で基準化したｍ番目の遅延波の遅延時間である。
【０１６７】
Ｎuを有効シンボル期間のサンプリング数とすれば、ｍ番目の遅延波レベル／希望波レベル（Ｒrm）は式（３４）で表される（非特許文献１参照）。なお、Ｒmは、遅延プロファイル測定手段３０で求められる測定値であり、シンボル間干渉により低下する遅延波レベルＲrm自体は、シンボル間干渉が起こる領域において、Ｒmの一部分に相当する。
【０１６８】
【数３２】
【０１６９】
初期位相差αmが検出可能な遅延時間の範囲は、式（３４）から、１−ｔi／Ｎu＞０となる。このとき、遅延時間が“遅れ”を示す場合には、前記した式（３３）の上の式および式（３４）から、ｔdm＜Ｎu＋ｔgとなる。すなわち、Ｎu＋ｔg未満の遅延時間であれば、初期位相差αmが検出可能である。
【０１７０】
同様に、遅延時間が“進み”を示す場合には、初期位相差αmが検出可能な遅延時間の範囲は、前記した式（３３）の下の式および式（３４）から、１−ｔdm／Ｎu＞０となる。この条件から、ｔdm＜Ｎuとなる。すなわち、Ｎu未満の遅延時間であれば、初期位相差αmが検出可能である。
【０１７１】
［遅延時間の極性検出方法］
次に、マルチパス歪み等化装置１Ａの遅延時間極性判定手段６２の解析原理として、Ｍ個の遅延波の内、任意のｍ番目の遅延波における遅延時間の極性（遅れ、進み）の検出方法について説明する。
【０１７２】
遅延時間極性判定手段６２は、遅延時間ｔdmの極性（遅れ／進み）を判別するものである。その原理は、次の通りである。
前記した式（２９）に示すＡm（ｋ）の総和式において、ｑ番目の遅延波の遅延時間ｔdqが真の極性の場合（ｔdm＝ｔdqの場合）、このＡm（ｋ）の総和式は、前記した式（３０）に示す値をもつ。
一方、逆極性の遅延時間の場合（ｔdm＝−ｔdq）、このＡm（ｋ）の総和式は０となる。
したがって、例えば、±ｔdqの２つのケースについて前記した式（２９）の計算を行い、計算結果を比較すれば判別を行うことができる。
【０１７３】
［マルチパス歪み等化装置の動作の流れ］
第２実施形態のマルチパス歪み等化装置１Ａの動作の流れは、マルチパス歪み等化装置１の動作の流れと同様である。ただし、主に次の（１）〜（３）の動作が異なっている。
【０１７４】
（１）初期位相差検出手段６１は、ＳＰの周波数における伝達関数から主波を表す項を差し引いてから、遅延波について検出された遅延時間の絶対値を示す時間成分で除算して各ＳＰの周波数毎に目的関数を生成し、目的関数を各ＳＰの周波数について加算した総和を求め、この求めた総和から、当該遅延波の高周波位相差として、初期位相差を算出する。
【０１７５】
（２）遅延時間極性判定手段６２は、目的関数の総和の値が０であるかを判別し、当該値が０とならない場合に、遅延時間の極性が真の極性であると判定し、当該値が０となる場合に真の極性ではないと判定する。
【０１７６】
（３）伝達関数算出手段４０Ａは、遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延波のレベルと主波のレベルとの比の成分（Ｒ）および当該遅延波の遅延時間の絶対値（｜ｔd｜）と、当該遅延波について算出された初期位相差（α）および遅延時間極性判定手段６２の判定結果（真の極性）と、を用いて、遅延波の伝搬路についての等化対象とする周波数における伝達関数を算出する。
【０１７７】
第２実施形態によれば、電力スペクトル法を用いて得た遅延波レベル／希望波レベルおよび遅延時間の絶対値と、希望波と遅延波との初期位相差および遅延時間の極性（遅れ、進み）とを組み合わせて伝達関数を生成し、受信波を除算することにより、マルチパス歪みを等化することができる。
【０１７８】
また、従来の受信方法では遅延時間がガードインターバル長あるいは±168［μｓ］を超えると受信が困難あるいは受信不能な状況が発生するが、第２実施形態によれば、後記する実施例に示すとおり、遅延時間が１［ｍｓ］程度で、かつ希望波レベル／遅延波レベルが３［ｄＢ］程度の遅延波（複数）が混入した場合でも受信が可能なので、今後のＳＦＮ局の増加に伴う混信の改善に非常に有効である。
【０１７９】
（変形例）
以上、各実施形態について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、その趣旨を変えない範囲で様々に実施することができる。例えば、受信装置１００は、単独のマルチパス歪み等化装置１（または１Ａ）を含むものとして説明したが、複数のマルチパス歪み等化装置を含むように構成してもよい。図７は、２つのマルチパス歪み等化装置１Ａ（１ａ，１ｂ）を並列に設けた場合を示しており、受信装置１００Ｂは、これら２つのマルチパス歪み等化装置１ａ，１ｂを備えている。ここで、各マルチパス歪み等化装置１ａ，１ｂに入力するマルチパス波Ｖr（ｔ）から時間領域のデータを周期Ｔcut（＝）で切り出すタイミングは異なっている。マルチパス歪み等化装置１ａが、例えば「ｔ＝０，３２，６４，…」のタイミングで切り出すとすると、マルチパス歪み等化装置１ｂは、例えば「ｔ＝１６，４８，８０，…」のタイミングで切り出す。
【０１８０】
このように複数台設ける理由は次の通りである。各実施形態で説明したようにマルチパス波を有効シンボル長の整数倍の周期で切り出すと、有効シンボルと、ガードインターバルとが交互に現れる信号となる。受信装置が受信するマルチパス波において、遅延時間が比較的長く、かつ遅延波レベルが主波レベルに近い場合には、等化手段３Ａ（図５参照）のＩＤＦＴ５３Ａによって、周波数領域の信号を時間領域信号に戻したときシンボル間干渉により最初と最後の方のシンボルについてはＣＮＲが劣化することがある。つまり、マルチパス歪み等化装置１Ａから出力されるマルチパス歪み等化信号Ｖeq（ｔ）の各周期（＝Ｔu×ｐ＝約32［ｍｓ］）のうち最初と最後の方はＣＮＲが劣化することがある。
【０１８１】
そこで、この変形例では、受信装置１００Ｂは、マルチパス歪み等化装置１Ａ（１ａ，１ｂ）と、受像機１３０との間に、受信可能信号抽出部１５０と、受信可能信号合成部１６０とを備えることとした。
【０１８２】
受信可能信号抽出部（受信可能信号抽出手段）１５０は、各マルチパス歪み等化装置１Ａで生成された信号Ｖeq（ｔ）を周期Ｔcut毎に取得し、周期Ｔcutの信号Ｖeq（ｔ）のうち、予め定められた受信可能信号レベルを満たさない初めの部分と終わりの部分を除いて中間に位置する受信可能信号レベルを満たす所定数の有効シンボル長部分を、マルチパス歪み等化装置１Ａ毎に抽出し、受信可能信号合成部１６０に出力する。ここで、受信可能信号レベルは、ＣＮＲが２０［ｄＢ］よりも大きいレベルを指す。
【０１８３】
受信可能信号合成部（受信可能信号合成手段）１６０は、受信可能信号抽出部１５０によって抽出されたそれぞれの受信可能信号レベルを満たす信号が連続するように合成し、受像器１３０に出力する。具体的には、各マルチパス歪み等化装置１ａ，１ｂを、受信装置内の等化器１および等化器２と呼ぶ場合に、受信可能信号合成部１６０は、等化器１が出力する受信可能信号レベルを満たす信号（図１４にて“ａ”で示す部分）の次に、等化器２が出力する受信可能信号レベルを満たす信号（図１４にて“ｂ”で示す部分）が連続するように合成し、さらに、“ａ”で示す部分と、“ｂ”で示す部分とを交互に合成する。これにより、すべてのシンボルについてＣＮＲが受信可能の連続信号を得ることができる。
【０１８４】
なお、受信装置内１００Ｂのマルチパス歪み等化装置１Ａの台数は、受信装置１００Ｂに入力するマルチパス波を長周期で切り取るタイミングをずらして合成可能であれば、３台以上であってもよい。また、マルチパス歪み等化装置１Ａの代わりに、受信装置内１００Ｂ内にマルチパス歪み等化装置１を複数台備える構成としてもよい。
【実施例】
【０１８５】
本発明による効果を確認するために、本発明のマルチパス歪み等化装置の性能を検証するコンピュータシミュレーションを行った。ここでは、第２実施形態に係るマルチパス歪み等化装置１Ａについて、大別して３つの実験（実験１、実験２、実験３）を行った。実験１は初期位相差（αm）の検出性能を検証する実験、実験２は等化前後のコンスタレーションを測定する実験、実験３は等化後のＣＮＲを測定する実験である。なお、実験結果のグラフには、遅延波が１波の場合と２波の場合について適宜条件を変えながら実験を行ったうちの実験結果の代表例のみを示す。
【０１８６】
（各実験で前提とする実験条件）
切り取り時間（ｐＴu）は、有効シンボル長の32倍（約32［ｍｓ］）とした。
１シンボルの長さは有効シンボル長の9／8倍であるから、32［ｍｓ］の切り取り時間から得られるシンボル数は27となる。
【０１８７】
（実験１：初期位相差（αm）の検出）
＜実験条件＞
遅延波が１波で、遅延時間が20［μs］の条件として、キャリヤ番号（ｋ）を変化させた場合に、前記した式（２８）に示す目的関数Ａm（ｋ）の瞬時値と、前記した式（３１）に示す複素遅延波レベルＲrmｅjαm（平均値）とを求める実験を行った。
また、遅延時間を300［μs］の条件に変更して、同様に実験した。
【０１８８】
このとき、入力信号のＣＮＲは50［ｄＢ］である。
遅延波が１波の場合の信号条件は、次の通りである。
Ｒ1（遅延波レベル／希望波レベル）＝−6［ｄＢ］
α1（希望波と遅延波の初期位相差）＝45°
【０１８９】
＜実験結果＞
遅延時間が20［μs］の場合の実験結果を複素平面上に示したものが図８（ａ）である。また、図８（ｂ）は、遅延時間が300［μs］の場合の実験結果を示したものである。なお、各グラフの横軸は実軸、縦軸は虚軸をそれぞれ示している。
【０１９０】
遅延時間が20［μs］の場合には、シンボル間干渉による雑音がないため、前記した式（２９）右辺のカッコにおける第２項の雑音成分の項は、すべてのｋにおいてほぼO（入力信号のガウス雑音のみ）である。したがって、図８（ａ）に示すように、キャリヤ番号（ｋ）を変化させても、Ａm（ｋ）（瞬時値）は、ほぼ同じ値となっている。また、Ａm（ｋ）（瞬時値）は、Ｒrmｅjαm（平均値）とほぼ一致している。
【０１９１】
一方、遅延時間が300［μs］（ガードインターバル超え）の場合には、シンボル間干渉による雑音の影響が生じる。したがって、図８（ｂ）に示すように、Ａm（ｋ）の瞬時値は、平均値（Ｒrmｅjαm）を中心に分布し、Ｒrmｅjαm（平均値）のレベルは、信号条件のＲ1＝−6［ｄＢ］に比べて低い値となっている。しかしながら、図８（ｂ）に示すように、Ａm（ｋ）のＲrmｅjαm（平均値）から検出した複素数の位相角は、与えた信号条件である、希望波と遅延波の初期位相差（45度）とよく一致している。
【０１９２】
（実験２：等化前および等化後のコンスタレーション）
実験２−１：遅延波が１波の場合
＜実験条件＞
遅延波が１波で、遅延時間が20［μs］の条件の場合について、マルチパス歪み等化装置１Ａによる等化を行う前の出力におけるコンスタレーションと、等化後の出力におけるコンスタレーションを測定した。また、遅延時間を600［μs］（ガードインターバル長および±168［μs］を超えた値）の条件に変更して、同様に実験した。
【０１９３】
＜実験結果＞
遅延時間が20［μs］の場合について、等化前の実験結果を図９（ａ）に示し、等化後の実験結果を図９（ｂ）に示す。図９（ａ）および図９（ｂ）には、切り取った27シンボルのうちほぼ中央部にあたる12番目のシンボルを示す。また、遅延時間が600［μs］（ガードインターバル長および±168［μs］を超えた値）の場合について、同様に等化前後の実験結果を図１０（ａ）および図１０（ｂ）にそれぞれ示す。
図９および図１０に示すように、いずれの遅延時間であっても、マルチパス歪みが良好（シンボル誤りがない）に等化されていることが分かる。
【０１９４】
実験２−２：遅延波が２波の場合
＜実験条件＞
遅延波が２波の場合にも同様の実験を行った。
ただし、２波のうち１番目の遅延波の条件は、次の通りである。
Ｒ1（遅延波レベル／希望波レベル）＝−6［ｄＢ］
遅延時間（Ｔd1）＝150［μs］
２波のうち２番目の遅延波の条件は、次の通りである。
Ｒ2（遅延波レベル／希望波レベル）＝−10［ｄＢ］
遅延時間（Ｔd1）＝900［μs］
【０１９５】
＜実験結果＞
遅延波が２波の場合のコンスタレーションについて、等化前の実験結果を図１１（ａ）に示し、等化後の実験結果を図１１（ｂ）に示す。両遅延波とも、遅延時間はガードインターバル長あるいは±168μsを超えているが、図１１に示すように、遅延波が１波の場合と同様に良好に等化されていることが分かる。
【０１９６】
（実験３：各シンボル番号における等化後のＣＮＲ）
良好な等化性能を得るためには判定処理後のシンボルにおいてシンボル誤りを生じさせないことが必要である。このためには遅延波によって生じる不要成分（変調誤差）が、位相平面上の各枠内（信号間距離の１／２）以下であることが条件となり、ハイビジョン放送用として運用されている６４ＱＡＭでは、希望波（到来波の中で最もレベルが高い波）レベルがこれらの値に対して２０［ｄＢ］以上であることが必要となる。
【０１９７】
実験３−１：遅延時間が遅れの場合
＜実験条件＞
遅延波が１波の場合に、遅延時間（Ｔd）をパラメータとして、シンボル番号（ｎ）に対する等化後のＣＮＲを求める実験を行った。
このとき、入力信号のＣＮＲ（Ｃ／Ｎ）は60［ｄＢ］である。
遅延波が１波の場合の信号条件は、次の通りである。
Ｒ1（遅延波レベル／希望波レベル）＝−3［ｄＢ］
【０１９８】
＜実験結果＞
遅れの場合のシンボル番号（ｎ）に対する等化後のＣＮＲの実験結果を図１２に示す。図１２のグラフの横軸はシンボル番号（ｎ）を示し、縦軸は出力Ｃ／Ｎを示す。シンボル数は２７なので、シンボル番号（ｎ）は０〜２６である。遅延時間（ここではＴd）を種々の値に変化させて実験を行った。このうち、Ｔd＝20［μｓ］，100［μｓ］，600［μｓ］，900［μｓ］，1.1［ｍｓ］における結果をグラフに示す。
【０１９９】
本発明の方式において、前記した式（３３）および式（３４）の考察から、初期位相差αmが検出可能な範囲は、遅延時間が“遅れ”を示す場合の理論的限界値はＮu＋ｔgであった。すなわち、実際の時間では、Ｔu（有効シンボル長）＋Ｔg（ガードインターバル長）が理論的な限界となる。この和は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、（9／8）Ｔuである。この値に近いＴd＝1.1［ｍｓ］では、図１２に示すように、シンボル番号11以降においてもＣＮＲは30［ｄＢ］以上確保されている。また、Ｔd＝1.1［ｍｓ］では、7〜10番目のシンボルにおいても、ＣＮＲは21［ｄＢ］（６４ＱＡＭ変調時にビタビ復号のビット誤り率が２×１０-4となるＣＮＲ）以上となっており、受信が可能である。
【０２００】
実験３−２：遅延時間が進みの場合
＜実験条件＞
遅延時間が遅れの場合と同様な信号条件とした。
【０２０１】
＜実験結果＞
進みの場合のシンボル番号（ｎ）に対する等化後のＣＮＲの実験結果を図１３に示す。図１３のグラフの縦軸及び横軸は図１２のグラフと同様である。遅延時間（ここではＴd）を種々の値に変化させて実験を行った。このうち、Ｔd＝−20［μｓ］，−100［μｓ］，−600［μｓ］，−900［μｓ］，−1.1［ｍｓ］における結果をグラフに示す。
【０２０２】
本発明の方式において、前記した式（３３）および式（３４）の考察から、初期位相差αmが検出可能な範囲は、遅延時間が“進み”を示す場合の理論的限界値はＮuであった。すなわち、実際の時間では、Ｔu（有効シンボル長）が理論的な限界となる。この値に近い遅延時間である−900［μs］では、図１３に示すように、０〜21番目のシンボルが使用可能である（ＣＮＲ≧21［ｄＢ］）。なお、この実験はある種のばらつきのある現象についての実験であり、図示は省略したが、−950［μs］程度でも、同様に、０〜21番目のシンボルが使用可能であることが分かった。
【０２０３】
図１２および図１３の結果から、歩留まりが低くなる場合がある。しかしながら、図１４に示すように複数台の等化器（等化器１、等化器２）を用いて、それぞれの等化器から、２７シンボルのうち、前後に位置するシンボルを除いて中間に位置する受信可能信号レベルを満たす１５シンボルをそれぞれ抽出して連続するように合成すれば、低ＣＮＲのシンボルを除去した連続信号を生成することが可能である。この場合には、歩留まりを向上させることができる。
【０２０４】
具体的には、等化器１および等化器２が、図１２の結果に基づいて０〜６番目のシンボルを除去し、かつ、図１３の結果に基づいて22〜26番目のシンボルも除去し、７〜21番目のシンボルのみをそれぞれ出力する。そして、例えば、等化器１が出力する７〜21番目のシンボル群（図１４にて“ａ”で示す部分）の次に、等化器２が出力する７〜21番目のシンボル群（図１４にて“ｂ”で示す部分）が連続するように合成することにより、すべてのシンボルについてＣＮＲが21［ｄＢ］以上（受信可能）の連続信号を得ることができる。
【符号の説明】
【０２０５】
１，１Ａ マルチパス歪み等化装置
２，２Ａ 伝達関数生成手段
３，３Ａ 等化手段
１０ 第１伝達関数生成手段
１１ 切り取り部
１２ ＦＦＴ
１３ ＳＰ抽出部
１４ ＳＰ規格値格納部
１５ 除算部
１６ 伝達関数格納部
２０，２０Ａ 第２伝達関数生成手段
２１ 複素遅延波レベル生成手段
２２ 遅延時間決定手段
２３ 減算値格納部
２４ 回転子格納部
２５ 除算部
２６ 平均算出部
２７ 偏差算出部
２８ 比較部
３０ 遅延プロファイル測定手段
４０，４０Ａ 伝達関数算出手段
５１ ＦＦＴ
５２ 除算部
５３ ＩＦＦＴ
５１Ａ ＤＦＴ
５２Ａ 除算部
５３Ａ ＩＤＦＴ
６１ 初期位相差算出手段
６２ 遅延時間極性判定手段
７０ 長周期切り取り部
１００，１００Ｂ 受信装置
１１０ 周波数変換部
１２０ 同期検波部
１３０ 受像機
１４０ アンテナ
１５０ 受信可能信号抽出部（受信可能信号抽出手段）
１６０ 受信可能信号合成部（受信可能信号合成手段）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ方式の電波として到来する主波と遅延波とを含む受信波を示すマルチパス波から等化対象とする周波数における伝達関数を生成する伝達関数生成手段と、前記入力するマルチパス波から所定の周期で切り出された時間領域のデータを前記周期毎にフーリエ変換により周波数領域の信号に変換し、前記変換された周波数領域の信号を前記伝達関数でそれぞれ除算した結果を逆フーリエ変換することで、前記主波の時間領域の信号を生成する等化手段とを備えたＯＦＤＭ信号受信におけるマルチパス歪み等化装置であって、
前記伝達関数生成手段は、
前記入力するマルチパス波から抽出したスキャッタードパイロットのデータと、予め格納されたスキャッタードパイロットの規格値とから前記遅延波の伝搬路についてのスキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を生成する第１伝達関数生成手段と、
遅延プロファイル測定手段を有した第２伝達関数生成手段と、を備え、
前記遅延プロファイル測定手段は、前記入力するマルチパス波から所定の周期で切り出された時間領域のデータから前記周期毎に、電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定し、前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比と遅延時間とを求め、
前記第２伝達関数生成手段は、
前記遅延プロファイルから前記主波と前記遅延波との高周波位相差を求め、前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を含む周波数および時間領域の関数に、前記遅延プロファイルの測定から求めた極性の異なる２つの遅延時間をそれぞれ代入したときに、前記周波数および時間領域の関数の周波数平均が理論的に０になる方と０にならない方のうち、０とならない方の遅延時間を真の遅延時間として特定し、
前記特定した真の遅延時間と、前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比と、前記高周波位相差とを用いて、前記遅延波の伝搬路についての前記等化対象とする周波数における伝達関数を生成する
ことを特徴とするマルチパス歪み等化装置。
【請求項２】
前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数および前記等化対象とする周波数における伝達関数は、前記主波を表す項と、前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比の成分と、前記主波と前記遅延波との高周波位相差成分と、前記遅延時間を示す時間成分との積により遅延波を表す項とを含み、
前記第２伝達関数生成手段は、
前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数に含まれる前記遅延波を表す項を、前記遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延時間毎に、当該遅延時間を示す時間成分で除算することで、遅延に起因したレベル低下を示す複素遅延波レベルを、前記周波数および時間領域の関数としてそれぞれ生成する複素遅延波レベル生成手段と、
前記生成された各複素遅延波レベルの前記等化対象とする周波数に対する平均を少なくとも含む統計量をそれぞれ算出し、前記算出した複素遅延波レベルの周波数平均が０にならない方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間として特定する遅延時間決定手段と、
前記特定した真の遅延時間と、この真の遅延時間を生成した複素遅延波レベルとを用いて、前記遅延波の伝搬路についての前記等化対象とする周波数における伝達関数を算出する伝達関数算出手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置。
【請求項３】
前記遅延時間決定手段は、
前記等化対象とする周波数の変化に対する複素遅延波レベルの平均を、複素遅延波レベル毎に算出する平均算出手段と、
前記平均算出手段でそれぞれ算出された複素遅延波レベルの平均を用いて、当該複素遅延波レベルを生成した遅延時間に応じた偏差をそれぞれ算出する偏差算出手段と、
前記偏差算出手段でそれぞれ求められた２つの偏差の大小を比較し、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間であるものとして特定する比較手段と、
を備えることを特徴とする請求項２に記載のマルチパス歪み等化装置。
【請求項４】
前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数および前記等化対象とする周波数における伝達関数は、前記主波を表す項と、当該主波に対して遅れまたは進みを有した複数の遅延波毎に前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比の成分と、前記主波および前記遅延波の高周波位相差成分と、前記遅延時間を示す時間成分との積によりそれぞれの遅延波を表す項とを含み、
前記第２伝達関数生成手段は、
前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数から前記主波を表す項を差し引いてから、前記遅延波について検出された遅延時間の絶対値を示す時間成分で除算して前記各スキャッタードパイロットの周波数毎に目的関数を前記周波数および時間領域の関数として生成し、前記目的関数を前記各スキャッタードパイロットの周波数について加算した総和を周波数平均として求め、この求めた総和から、当該遅延波の高周波位相差として、前記主波のキャリヤ中心周波数の位相を基準とした当該遅延波の位相を示す初期位相差を算出する初期位相差算出手段と、
前記目的関数の総和の値が０であるかを判別し、当該値が０とならない場合に、前記遅延時間の極性が真の極性であると判定し、当該値が０となる場合に真の極性ではないと判定する遅延時間極性判定手段と、
前記遅延プロファイルを測定するときに検出される前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比の成分および当該遅延波の遅延時間の絶対値と、当該遅延波について算出された初期位相差および前記遅延時間極性判定手段の判定結果と、を用いて、前記遅延波の伝搬路についての前記等化対象とする周波数における伝達関数を算出する伝達関数算出手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載のマルチパス歪み等化装置を複数備えた受信装置であって、
前記各マルチパス歪み等化装置に入力するマルチパス波から時間領域のデータを切り出す周期は有効シンボル長の３以上の整数倍であり、前記各マルチパス歪み等化装置毎に切り出すタイミングが異なり、
前記受信装置は、
前記各マルチパス歪み等化装置の等化手段で生成された主波の時間領域の信号を前記周期毎に取得し、前記有効シンボル長の整数倍の周期の主波の信号のうち、予め定められた受信可能信号レベルを満たさない前記周期の初めの部分と終わりの部分を除いて中間に位置する受信可能信号レベルを満たす所定数の有効シンボル長部分を、前記マルチパス歪み等化装置毎に抽出する受信可能信号抽出手段と、
前記受信可能信号抽出手段によって前記マルチパス歪み等化装置毎に抽出された主波の信号の所定数の有効シンボル長部分を連続させて前記周期の主波の信号を復元する受信可能信号合成手段とを備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１】
ＯＦＤＭ方式の電波として到来する主波と遅延波とを含む受信波を示すマルチパス波から等化対象とする周波数における伝達関数を生成する伝達関数生成手段と、前記入力するマルチパス波から所定の周期で切り出された時間領域のデータを前記周期毎にフーリエ変換により周波数領域の信号に変換し、前記変換された周波数領域の信号を前記伝達関数でそれぞれ除算した結果を逆フーリエ変換することで、前記主波の時間領域の信号を生成する等化手段とを備えたＯＦＤＭ信号受信におけるマルチパス歪み等化装置であって、
前記伝達関数生成手段は、
前記入力するマルチパス波から抽出したスキャッタードパイロットのデータと、予め格納されたスキャッタードパイロットの規格値とから前記遅延波の伝搬路についてのスキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を生成する第１伝達関数生成手段と、
遅延プロファイル測定手段を有した第２伝達関数生成手段と、を備え、
前記遅延プロファイル測定手段は、前記入力するマルチパス波から所定の周期で切り出された時間領域のデータから前記周期毎に、電力スペクトル法により遅延プロファイルを測定し、前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比と遅延時間とを求め、
前記第２伝達関数生成手段は、
前記遅延プロファイルから前記主波と前記遅延波との高周波位相差を求め、前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数を含む周波数および時間領域の関数に、前記遅延プロファイルの測定から求めた極性の異なる２つの遅延時間をそれぞれ代入したときに、前記周波数および時間領域の関数の周波数平均が理論的に０になる方と０にならない方のうち、０とならない方の遅延時間を真の遅延時間として特定し、
前記特定した真の遅延時間と、前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比と、前記高周波位相差とを用いて、前記遅延波の伝搬路についての前記等化対象とする周波数における伝達関数を生成する
ことを特徴とするマルチパス歪み等化装置。
【請求項２】
前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数および前記等化対象とする周波数における伝達関数は、前記主波を表す項と、前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比の成分と、前記主波と前記遅延波との高周波位相差成分と、前記遅延時間を示す時間成分との積により遅延波を表す項とを含み、
前記第２伝達関数生成手段は、
前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数に含まれる前記遅延波を表す項を、前記遅延プロファイルを測定するときに検出される遅延時間毎に、当該遅延時間を示す時間成分で除算することで、遅延に起因したレベル低下を示す複素遅延波レベルを、前記周波数および時間領域の関数としてそれぞれ生成する複素遅延波レベル生成手段と、
前記生成された各複素遅延波レベルの前記等化対象とする周波数に対する平均を少なくとも含む統計量をそれぞれ算出し、前記算出した複素遅延波レベルの周波数平均が０にならない方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間として特定する遅延時間決定手段と、
前記特定した真の遅延時間と、この真の遅延時間を生成した複素遅延波レベルとを用いて、前記遅延波の伝搬路についての前記等化対象とする周波数における伝達関数を算出する伝達関数算出手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置。
【請求項３】
前記遅延時間決定手段は、
前記等化対象とする周波数の変化に対する複素遅延波レベルの平均を、複素遅延波レベル毎に算出する平均算出手段と、
前記平均算出手段でそれぞれ算出された複素遅延波レベルの平均を用いて、当該複素遅延波レベルを生成した遅延時間に応じた偏差をそれぞれ算出する偏差算出手段と、
前記偏差算出手段でそれぞれ求められた２つの偏差の大小を比較し、偏差が小さい方の複素遅延波レベルを生成した遅延時間を真の遅延時間であるものとして特定する比較手段と、
を備えることを特徴とする請求項２に記載のマルチパス歪み等化装置。
【請求項４】
前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数および前記等化対象とする周波数における伝達関数は、前記主波を表す項と、当該主波に対して遅れまたは進みを有した複数の遅延波毎に前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比の成分と、前記主波および前記遅延波の高周波位相差成分と、前記遅延時間を示す時間成分との積によりそれぞれの遅延波を表す項とを含み、
前記第２伝達関数生成手段は、
前記スキャッタードパイロットの周波数における伝達関数から前記主波を表す項を差し引いてから、前記遅延波について検出された遅延時間の絶対値を示す時間成分で除算して前記各スキャッタードパイロットの周波数毎に目的関数を前記周波数および時間領域の関数として生成し、前記目的関数を前記各スキャッタードパイロットの周波数について加算した総和を周波数平均として求め、この求めた総和から、当該遅延波の高周波位相差として、前記主波のキャリヤ中心周波数の位相を基準とした当該遅延波の位相を示す初期位相差を算出する初期位相差算出手段と、
前記目的関数の総和の値が０であるかを判別し、当該値が０とならない場合に、前記遅延時間の極性が真の極性であると判定し、当該値が０となる場合に真の極性ではないと判定する遅延時間極性判定手段と、
前記遅延プロファイルを測定するときに検出される前記遅延波のレベルと前記主波のレベルとの比の成分および当該遅延波の遅延時間の絶対値と、当該遅延波について算出された初期位相差および前記遅延時間極性判定手段の判定結果と、を用いて、前記遅延波の伝搬路についての前記等化対象とする周波数における伝達関数を算出する伝達関数算出手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のマルチパス歪み等化装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載のマルチパス歪み等化装置を複数備えた受信装置であって、
前記各マルチパス歪み等化装置に入力するマルチパス波から時間領域のデータを切り出す周期は有効シンボル長の３以上の整数倍であり、前記各マルチパス歪み等化装置毎に切り出すタイミングが異なり、
前記受信装置は、
前記各マルチパス歪み等化装置の等化手段で生成された主波の時間領域の信号を前記周期毎に取得し、前記有効シンボル長の整数倍の周期の主波の信号のうち、予め定められた受信可能信号レベルを満たさない前記周期の初めの部分と終わりの部分を除いて中間に位置する受信可能信号レベルを満たす所定数の有効シンボル長部分を、前記マルチパス歪み等化装置毎に抽出する受信可能信号抽出手段と、
前記受信可能信号抽出手段によって前記マルチパス歪み等化装置毎に抽出された主波の信号の所定数の有効シンボル長部分を連続させて前記周期の主波の信号を復元する受信可能信号合成手段とを備えることを特徴とする受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−１０１１４９（Ｐ２０１１−１０１１４９Ａ）
【公開日】平成２３年５月１９日（２０１１．５．１９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２５３７４５（Ｐ２００９−２５３７４５）
【出願日】平成２１年１１月５日（２００９．１１．５）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り （１）社団法人電子情報通信学会から平成２１年１０月８日に発行された「電子情報通信学会技術研究報告（信学技報ｖｏｌ．１０９，ｎｏ．２２９），ＲＣＳ２００９−１２４，ｐｐ．８３−８８」において発表 （２）社団法人電子情報通信学会が平成２１年１０月１６日に開催した「無線通信システム（ＲＣＳ）研究会」において発表
【出願人】（５９１１６４６１３）株式会社エヌエイチケイアイテック (39)
【出願人】（５９１０５３９２６）財団法人エヌエイチケイエンジニアリングサービス (169)
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年５月１９日（２０１１．５．１９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１１月５日（２００９．１１．５）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り （１）社団法人電子情報通信学会から平成２１年１０月８日に発行された「電子情報通信学会技術研究報告（信学技報ｖｏｌ．１０９，ｎｏ．２２９），ＲＣＳ２００９−１２４，ｐｐ．８３−８８」において発表 （２）社団法人電子情報通信学会が平成２１年１０月１６日に開催した「無線通信システム（ＲＣＳ）研究会」において発表
【出願人】（５９１１６４６１３）株式会社エヌエイチケイアイテック (39)
【出願人】（５９１０５３９２６）財団法人エヌエイチケイエンジニアリングサービス (169)
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【Ｆターム（参考）】
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