アダプティブアンテナ
【課題】窓位置ずれ量ｄに対応した位相回転が存在する場合にも、安定した動作を可能とするアダプティブアンテナを得る。
【解決手段】アレーアンテナ１０と、それぞれの受信信号をサブキャリア信号に分離するサブキャリア抽出手段２０と、分離されたそれぞれのサブキャリア信号に対して、複数のアンテナ素子ごとに一定の重み付けを行って振幅位相を調整した後に、同一周波数を有するサブキャリア信号同士を合成して合成サブキャリア信号を生成する合成手段３０と、分離されたサブキャリア信号および合成サブキャリア信号に基づいて、合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数算出手段４０とを備え、重み係数算出手段４０は、合成サブキャリア信号に基づいて隣接するサブキャリア間の位相回転量を推定する位相推定器４２をさらに備え、位相回転量をさらに考慮して重み付けを決定する。
【解決手段】アレーアンテナ１０と、それぞれの受信信号をサブキャリア信号に分離するサブキャリア抽出手段２０と、分離されたそれぞれのサブキャリア信号に対して、複数のアンテナ素子ごとに一定の重み付けを行って振幅位相を調整した後に、同一周波数を有するサブキャリア信号同士を合成して合成サブキャリア信号を生成する合成手段３０と、分離されたサブキャリア信号および合成サブキャリア信号に基づいて、合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数算出手段４０とを備え、重み係数算出手段４０は、合成サブキャリア信号に基づいて隣接するサブキャリア間の位相回転量を推定する位相推定器４２をさらに備え、位相回転量をさらに考慮して重み付けを決定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アダプティブアンテナに関し、特に、マルチキャリア伝送方式に適用するアダプティブアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
高速データ伝送方式として、マルチキャリア伝送がある。特に、各サブキャリアが直交する周波数間隔に配置されたＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）は、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）や地上ディジタル放送など多くの無線システムに採用されている。
【０００３】
このＯＦＤＭでは、ガードインターバル（以下、ＧＩと称する）の挿入により、遅延波による波形歪みを低減できることがよく知られている。しかしながら、ガードインターバルを越えるような遅延波に対しては、特性が著しく劣化する。
【０００４】
そこで、アレーアンテナを用いて、このようなガードインターバルを越えるような遅延波を空間的に除去するアダプティブアンテナの適用が検討されており、ＯＦＤＭ向けのアダプティブアンテナの実現方法も検討されている（例えば、非特許文献１、特許文献１、あるいは特許文献２参照）。
【０００５】
【非特許文献１】今井、小川、大鐘、“ＯＦＤＭ通信系におけるアダプティブアレーに関する検討、”信学技報ＡＰ２００１-１１５、２００１
【特許文献１】特開平１１−２８９２１３号公報
【特許文献２】特開平１０−２１００９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来技術には次のような課題がある。
上述した従来の技術において、非特許文献１の方法は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）により分離したサブキャリア毎の合成処理により、ＧＩ内の遅延波をうまく取り込めるものの、サブキャリア数の増加に比例して演算量が増加するという課題があった。
【０００７】
一方、特許文献１あるいは特許文献２は、ＦＦＴ後のサブキャリアを利用するものの、各サブキャリアに同一の重み係数（振幅位相調整）を与える構成となっている。これは、各サブキャリアに周期的に挿入された参照信号を利用して、いわば、周波数方向に制御を行うことにより演算量を削減するものである。
【０００８】
しかしながら、このような演算量の削減手法は、次のような問題に対する対策がなされていないため、実際の環境では動作することが困難であるといえる。この理由を以下に述べる。
【０００９】
マルチキャリア伝送では、各サブキャリアを分離する分波器が必要であり、ＯＦＤＭの場合は、ＦＦＴ演算がこれに該当する。図５は、従来のマルチキャリア伝送におけるＯＦＤＭシンボルの構成例を示した図である。この構成においては、ＦＦＴ処理を施す前にガードインターバル（ＧＩ）１０１を事前に取り除く必要がある。
【００１０】
ＧＩとは、送信側でデータシンボル１０２の後半の一部分をコピーして先頭に付加したものであり、これにより、遅延を伴うマルチパスに対して耐性を有するという特徴をもつ。受信側では、ＧＩ部分を取り除いたデータシンボル１０２に対してＦＦＴを施すのが理想である。しかしながら、実際は、マルチパスフェージングにより、その位置を完全に特定することは困難であり、図５のように、ＦＦＴに入力するデータ列を切り出すＦＦＴ窓位置１０３は、ＧＩ１０１の部分を含む状態となる。
【００１１】
このため、ＦＦＴ後の信号は、窓位置ずれ量ｄに対応した位相回転をサブキャリア間で生じる。通常、復調の際には、伝送路での振幅位相変動を含めて補正されるため、この位相回転は、問題にならない。しかしながら、アダプティブアンテナの重み係数を決定する場合には、この位相回転が性能に大きな影響を与えることになる。
【００１２】
本発明は上述のような課題を解決するためになされたもので、窓位置ずれ量ｄに対応した位相回転が存在する場合にも、安定した動作を可能とするアダプティブアンテナを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明におけるアダプティブアンテナは、マルチキャリア伝送システムに適用されるアダプティブアンテナであって、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、複数のアンテナ素子で受信されたそれぞれの受信信号をサブキャリア信号に分離するサブキャリア抽出手段と、複数のアンテナ素子ごとに分離されたそれぞれのサブキャリア信号に対して、複数のアンテナ素子ごとに一定の重み付けを行って振幅位相を調整した後に、同一周波数を有するサブキャリア信号同士を合成して合成サブキャリア信号を生成する合成手段と、サブキャリア抽出手段により分離されたサブキャリア信号と、合成手段により生成された合成サブキャリア信号とに基づいて、合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数算出手段とを備え、重み係数算出手段は、合成サブキャリア信号に基づいて隣接するサブキャリア間の位相回転量を推定する位相推定器をさらに備え、位相回転量をさらに考慮して重み付けを決定するものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、合成サブキャリア信号に基づいてサブキャリア間の位相回転量を推定し、推定された位相回転量を補正するように重み係数を決定して振幅位相をフィードバック調整することにより、窓位置ずれ量ｄに対応した位相回転が存在する場合にも、安定した動作を可能とするアダプティブアンテナを得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明のアダプティブアンテナの好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
【００１６】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるアダプティブアンテナの構成図である。この図１のアダプティブアンテナは、アレーアンテナ１０、サブキャリア抽出手段２０、合成手段３０、重み係数算出手段４０、復調器５０、および並直列変換器６０で構成される。
【００１７】
ここで、サブキャリア抽出手段２０は、直並列変換器２１およびＦＦＴ変換器２２を備えている。また、合成手段３０は、乗算器３１および合成器３２を備えている。さらに、重み係数算出手段４０は、重み係数演算器４１および位相推定器４２を備えている。
【００１８】
本実施の形態１における図１のアレーアンテナ１０は、＃１から＃４の４つのアンテナ素子から構成される場合を示している。なお、素子数については、４つの場合に限定されるものではなく、任意の素子数に対しても、同様に適用可能である。
【００１９】
マルチキャリア伝送であるＯＦＤＭでは、周波数の異なるサブキャリア毎に異なるデータを割り当てることで、高速伝送を可能にしている。したがって、受信機では、サブキャリア毎に分離する分波器の機能が必要である。図１においては、サブキャリア抽出手段２０内の直並列変換器２１およびＦＦＴ変換器２２により、分波器の機能を実現している。
【００２０】
直並列変換器２１は、一定の長さのデータを切り出す機能を有しており、ＦＦＴの窓位置制御も行う。次に、各ＦＦＴ変換器２２は、切り出されたデータに対してＦＦＴを施すことで周波数変換を行い、直交する周波数配置にある各サブキャリア信号に切り分ける。なお、各ＦＦＴ変換器２２の出力は、実際のシステムでは数十から数千のサイズの出力となる。
【００２１】
次に、合成手段３０は、これら各サブキャリアに対して、振幅位相の調整をした後に合成を行う。より具体的には、合成手段３０内の乗算器３１により、振幅位相調整のための重み係数が各サブキャリアに対して乗算され、合成手段３０内の合成器３２により、各アンテナ素子の信号における、同一周波数を有するサブキャリア信号同士が合成される。
【００２２】
そして、合成された後の各合成サブキャリア信号は、復調器５０によりそれぞれ復調され、並直列変換器６０により元の情報列に並び替えられる。
【００２３】
乗算器３１における振幅位相調整のための重み係数は、重み係数算出手段４０内の重み係数演算器４１により算出される。具体的には、重み係数演算器４１は、以下で述べるサブキャリア間の位相差を推定する位相推定器４２からの情報も利用して、重み付け演算を行う。この位相推定器４２により推定される位相差も加味して重み付け演算を行う点が、本発明の技術的特徴である。
【００２４】
なお、位相推定器４２で推定されるサブキャリア間の位相差とは、単に合成サブキャリア信号間そのものの位相差ではなく、その信号内に含まれる所望信号の位相回転量に相当し、先の図５における窓位置ずれ量ｄに対応する量である。
【００２５】
次に、本実施の形態１におけるアダプティブアンテナの一連の動作について、より具体的に説明する。アレーアンテナ１０により受信されるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号Ｘ（ｔ）は、低雑音増幅器、フィルタ、周波数変換器あるいはＡ／Ｄ変換器などの各種受信デバイスによりベースバンドのディジタル信号に変換される。ただし、これらの受信デバイスは、説明を簡単化するため、図１では省略されている。
【００２６】
変換されたディジタル信号は、その後、直並列変換器２１により、ＦＦＴサイズ分のデータとして抽出され、ＦＦＴ変換器２２により、各サブキャリアに分離される。サブキャリアに分離された信号は、さらに、乗算器３１によって素子毎に一定の重み係数を乗算することにより振幅位相が調整される。
【００２７】
すなわち、アレーアンテナ１０の同一素子のサブキャリアに対しては、素子ごとに同一の重み係数を乗算することにより振幅位相が調整され、その後、合成器３２によって同一周波数を有するサブキャリア信号同士が合成され、合成サブキャリア信号が生成される。このようにして生成された合成サブキャリア信号は、その後、復調器５０および並直列変換器６０により元のデータ列に復元される。
【００２８】
乗算器３１で調整する振幅位相値（以下、重み係数と称する）を演算するのが、重み係数算出手段４０である。重み係数算出手段４０内の位相推定器４２は、合成器３２により生成された合成サブキャリア信号に基づいて、サブキャリア間の位相回転量を推定する。
【００２９】
さらに、重み係数算出手段４０内の重み係数演算器４１は、ＦＦＴ後の各サブキャリア信号、合成器３２の出力である合成サブキャリア信号、および位相推定器４２により推定された位相回転量に基づいて、乗算器３１により振幅位相を調整するために用いられる重み係数を算出する。
【００３０】
ここで、本発明の技術的特徴である位相推定器４２の有効性を説明するために、直並列変換器２１におけるデータの切り出し位置の性能への影響を、数式を用いて説明する。送信信号ｓ（ｔ）を下式（１）のように表す。
【００３１】
【数１】
【００３２】
ここで、Ｎは、ＦＦＴサイズ、ｃ（ｎ）は、ｎ番目のサブキャリア信号を表す。有効シンボル区間で伝送路変動が一定であると考え、伝搬係数をｇとすると、受信信号ｘ（ｔ）は、下式（２）となる。
【００３３】
【数２】
【００３４】
ここで、Δｔは、遅延量であり、ｎ（ｔ）は、熱雑音を表す。熱雑音については、ＦＦＴ処理の前後で性質は変わらないので、この後の解析では、無視して進める。
【００３５】
遅延量Δｔは、ＧＩ長内であればサブキャリアの分離自体には影響がないので、ここでは無視し、先の図５で示したように、窓位置ずれ量ｄとして解析する。ＦＦＴ後のサブキャリア信号Ｘ（ｆ）は、下式（３）となる。
【００３６】
【数３】
【００３７】
つまり、上式（３）に示されたように、サブキャリア信号間で、ずれ量ｄに比例した位相回転が生じることがわかる。ＯＦＤＭ伝送では、送信データに周期的に挿入された参照信号があるので、受信信号に含まれている参照信号と受信側であらかじめ用意した参照信号との差分を検出することで、ＦＦＴ後の各サブキャリア信号の振幅位相を補正することができる。このため、一般には、このような位相回転があっても問題はない。しかしながら、アダプティブアンテナのように複数のアンテナ素子を合成する場合には、問題となる場合がある。
【００３８】
アダプティブアンテナの動作原理として最も一般的である最小２乗誤差法（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）は、アレー出力信号と参照信号との差、つまり誤差信号を最小化するものである。そこで、本発明の実施の形態１のように、素子ごとのサブキャリアに同一の重み係数を与える場合には、サブキャリア方向、すなわち、周波数軸のデータサンプルを利用して重み係数を演算できる。
【００３９】
このとき、アレー出力信号をｙ（ｆ）、参照信号をｒ（ｆ）とすると、下式（４）の評価関数Ｑを最小化することになる。
【００４０】
【数４】
【００４１】
また、ＭＭＳＥの最適解（ウイナー解）Ｗは、下式（５）となる。ただし、Ｅ［］は、期待値操作を表す。また、添字Ｈは、複素共役転置、＊は、複素共役を表している。さらに、下式（６）は、相関行列Ｒｘｘであり、下式（７）は、入力信号Ｘ（ｆ）と参照信号ｒ（ｆ）との相関ベクトルＰｘｒである。
【００４２】
【数５】
【００４３】
ここで、上式（２）の受信信号モデルを考え、遅延量Δｔを窓位置ずれ量ｄとすると、下式（８）の関係が得られる
【００４４】
【数６】
【００４５】
ここで、ｇは、複素伝搬係数、Ｖは、信号の方向ベクトル、ｎは、雑音ベクトルとする。方向ベクトルＶは、ＦＦＴ後も保存されるので、ＦＦＴ後のサブキャリア信号ベクトルＸ（ｆ）は、下式（９）となる。
【００４６】
【数７】
【００４７】
したがって、上式（７）の相関ベクトルＰｘｒは、下式（１０）となる。
【００４８】
【数８】
【００４９】
本来は、相関ベクトルの演算により所望信号の方向ベクトルＶを抽出することで、良好な受信特性を得る。しかしながら、窓位置ずれによる位相回転がある場合には、この位相回転項の影響により、解が求まらない。
【００５０】
上述の説明は、期待値という統計的なパラメータにより記述したが、この問題は、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）などの最適化アルゴリズムを適用して、実際に重み係数を逐次的に制御する際にも当てはまる。
【００５１】
そこで、サブキャリア間の位相回転量を推定して、これを補正することで常に良好な収束特性を得ることが、本実施の形態１の特徴である。つまり、下式（１１）のような評価関数Ｑ（Ｗ）に基づいて、重み係数を求める。
【００５２】
【数９】
【００５３】
ここで、推定したαは、隣接サブキャリア間の位相回転量を表す。このような基準に基づいて重み係数を制御することにより、上述の問題を克服することができる。なお、位相補正について、上式（１１）では、参照信号ｒ（ｆ）にαの位相回転量を与えているが、アレー出力ｙ（ｆ）の項に−αの位相回転量を施しても等価である。
【００５４】
位相補正量αについては、参照信号ｒ（ｆ）の挿入されたアレー出力ｙ（ｆ）を使って、隣接サブキャリア間の位相差を求めることが可能である。また、複数の位相差を平均化して精度を向上させることも可能である。
【００５５】
たとえば、アレー出力ｙ（ｆ）に含まれる変調信号成分を参照信号ｒ（ｆ）により除去し、伝搬係数や位相回転項のみをｂ（ｆ）として下式（１２）のように抽出する。
【００５６】
【数１０】
【００５７】
次に、隣接サブキャリア信号間で積の平均値ｃを下式（１３）にしたがって演算し、その平均値ｃの位相差を下式（１４）にしたがって求めることで、近似的にサブキャリア間の位相回転量αを得ることができる。
【００５８】
【数１１】
【００５９】
ここで、Ｍは、平均化サンプル数、Ｒｅ｛｝は、実数部を表し、Ｉｍ｛｝は、虚数部を表す。なお、式（１２）、（１３）の乗算は、除算に置き換えてもよい。また、平均化については、式（１３）ではなく、位相回転量αを求めた後の式（１４）にて行ってもよい。
【００６０】
以上のように、実施の形態１によれば、アンテナ素子ごとに一定の重み付けを行って振幅位相を調整した後に、同一周波数を有するサブキャリア信号同士を合成して合成サブキャリア信号を生成し、合成サブキャリア信号に基づいてサブキャリア間の位相回転量を推定し、推定された位相回転量を補正するように重み係数を決定して振幅位相をフィードバック調整することができる。この結果、受信環境によって変動するＦＦＴの窓位置ずれに対しても、常にアダプティブアンテナを正常に収束させることができ、従来の方法に比べて大幅な性能の向上が期待できる。
【００６１】
実施の形態２．
先の実施の形態１では、位相回転量の推定と重み係数の演算は、基本的に独立に行っていた。本実施の形態２では、計算効率を考えて、位相回転量の推定と重み係数の演算を同時に行う場合について説明する。
【００６２】
図２は、本発明の実施の形態２におけるアダプティブアンテナの構成図であり、繰返し演算により重み係数を逐次更新するＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の構成の一例である。先の実施の形態１における図１の構成と比較すると、本実施の形態２における図２の構成は、重み係数算出手段４０内の構成要素が異なっている。
【００６３】
本実施の形態２における重み係数算出手段４０は、位相推定器４２、誤差信号生成器４３、更新ベクトル生成器４４、乗算器４５、遅延器４６、および合成器４７で構成される。本実施の形態２のアダプティブアンテナにおける更新手順は、下式（１５）〜（１８）に従って同時に行われる。
【００６４】
【数１２】
【００６５】
ここで、Ｗ（ｍ）は、ｍ回更新後の重み係数を表し、μは、ステップサイズと呼ばれる定数である。以降の説明は、ｍ回目の重み係数を求める手順を述べるもので、各変数の添字は、ｍで統一している。実際の処理では、複数のサブキャリア信号Ｘ（ｆ）、ｙ（ｆ）を用いて平均化処理を施してもよいし、１つのサブキャリア信号毎に逐次更新してもよい。
【００６６】
上式（１５）は、合成器３２の出力である合成サブキャリア信号ｙ（ｍ）を表し、位相推定器４２では、上式（１６）に基づき位相量αを求める。なお、式（１６）は、下式（１９）のように、ｒ＊（ｍ）の乗算ではなく、ｒ（ｍ）の除算を行うことにより求めても同様の効果が得られる。
【００６７】
【数１３】
【００６８】
次に、誤差信号生成器４３では、上式（１７）に基づき位相回転を考慮した誤差信号ｅ（ｍ）を生成する。その後、更新ベクトル生成器４４にて、ＬＭＳの更新ベクトル成分ｘ（ｍ）ｅ＊（ｍ）を求め、乗算器４５によりステップサイズμが掛け算される。これを合成器４７においてｍ回更新時の重み係数Ｗ（ｍ）に加算することで、上式（１８）のようにして、ｍ＋１回目の重み係数Ｗ（ｍ＋１）が算出される。
【００６９】
このＷ（ｍ＋１）に基づき、乗算器３１の値が制御される。また、遅延器４６により、一定の時間遅延を与え、次の重み係数算出の際に加算する成分として利用される。
【００７０】
次に、本発明の有効性を明らかにするための計算例を示す。アンテナ配置は、４素子等間隔リニアアレーとし、到来する信号は、先行波とＧＩを越える遅延波の２波とする。さらに、素子当りのＳＮＲ（信号対雑音電力比）は、２０ｄＢである。
【００７１】
図３は、本発明の実施の形態２におけるシミュレーション結果を示すグラフである。横軸は、ＦＦＴの際の窓位置ずれｄを示し、縦軸は、アレー合成後の出力ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を示す。出力ＳＩＮＲが高いほど、良好な特性であることを意味する。
【００７２】
図中の７１は、従来のＬＭＳアルゴリズムで重み係数を更新した場合の結果であり、７２は、本発明による新しいアルゴリズムで重み係数を更新した場合の結果である。先に述べたように、ＦＦＴの窓位置ずれがある場合には、サブキャリア間の位相回転が生じ、従来のＬＭＳがこの位相変化に追従しきれなくなって、特性が劣化していく様子が確認できる。
【００７３】
一方、本発明によるアルゴリズムでは、受信側で用意した参照信号から推定される位相差によって補正し、逐次重み係数を更新することでこの問題を克服した結果、非常に優れた特性が得られていることがわかる。
【００７４】
以上のように、実施の形態２によれば、先の実施の形態１の効果に加え、位相差推定をＬＭＳアルゴリズムに融合させ、逐次更新することで、優れた追従性をさらに得ることができる。
【００７５】
なお、上述の説明においては、ＬＭＳを例にとったが、他の最適化アルゴリズム、たとえばＲＬＳアルゴリズムやＳＭＩアルゴリズムを用いてもよく、同様の効果を得ることができる。
【００７６】
実施の形態３．
図４は、本発明の実施の形態３におけるアダプティブアンテナの構成図である。本実施の形態３では、安定かつ高速な収束を目的として、重み係数の初期値の設定および更新を行っている。先の実施の形態１における図１の構成と比較すると、本実施の形態３における図４の構成は、電力推定部７０をさらに備えている点が異なっている。
【００７７】
先の実施の形態１、２に限らず、アダプティブアンテナにおいては、重み係数を更新する際に、初期値の与え方が、その収束特性の安定性や高速性に大きく影響することが知られている。本実施の形態３における電力推定部７０は、ＦＦＴ変換器２２の出力後の各アンテナ素子のサブキャリア信号を用いて、信号対雑音電力比を求める。さらに、電力推定部７０は、信号対雑音電力比が最も大きなアンテナ素子の重み係数を１、その他を０とした初期値を乗算器３１に与え、重み係数の更新を開始する。
【００７８】
なお、ここでの雑音電力とは、干渉信号の電力も含んでおり、この信号対雑音電力比は、上述のＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）に対応する。
【００７９】
このように、電力推定部７０を用いて重み係数の初期値を設定することで、最も受信状態のよいアンテナ素子を初期段階で選択できる。この結果、その後の重み係数の更新において、確実かつ高速な収束特性が得られる。ＳＩＮＲの測定については、受信信号中の既知の参照信号を用いることで容易に実現できる。
【００８０】
以上のように、実施の形態３によれば、サブキャリア信号に基づいて信号対雑音電力比を求めることにより、受信状態に応じて、アンテナ素子の重み係数の初期設定を行うことができる。これにより、その後の重み係数の更新において、確実かつ高速な収束特性を得ることができる。
【００８１】
なお、本実施の形態３の特徴である電力推定部７０による初期値の設定については、先の実施の形態１と同様に、先の実施の形態２へも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の実施の形態１におけるアダプティブアンテナの構成図である。
【図２】本発明の実施の形態２におけるアダプティブアンテナの構成図である。
【図３】本発明の実施の形態２におけるシミュレーション結果を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態３におけるアダプティブアンテナの構成図である。
【図５】従来のマルチキャリア伝送におけるＯＦＤＭシンボルの構成例を示した図である。
【符号の説明】
【００８３】
１０ アレーアンテナ、２０ サブキャリア抽出手段、２１ 直並列変換器、２２ ＦＦＴ変換器、３０ 合成手段、３１ 乗算器、３２ 合成器、４０ 重み係数算出手段、４１ 重み係数演算器、４２ 位相推定器、４３ 誤差信号生成器、４４ 更新ベクトル生成器、４５ 乗算器、４６ 遅延器、４７ 合成器、５０ 復調器、６０ 並直列変換器、７０ 電力推定部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アダプティブアンテナに関し、特に、マルチキャリア伝送方式に適用するアダプティブアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
高速データ伝送方式として、マルチキャリア伝送がある。特に、各サブキャリアが直交する周波数間隔に配置されたＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）は、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）や地上ディジタル放送など多くの無線システムに採用されている。
【０００３】
このＯＦＤＭでは、ガードインターバル（以下、ＧＩと称する）の挿入により、遅延波による波形歪みを低減できることがよく知られている。しかしながら、ガードインターバルを越えるような遅延波に対しては、特性が著しく劣化する。
【０００４】
そこで、アレーアンテナを用いて、このようなガードインターバルを越えるような遅延波を空間的に除去するアダプティブアンテナの適用が検討されており、ＯＦＤＭ向けのアダプティブアンテナの実現方法も検討されている（例えば、非特許文献１、特許文献１、あるいは特許文献２参照）。
【０００５】
【非特許文献１】今井、小川、大鐘、“ＯＦＤＭ通信系におけるアダプティブアレーに関する検討、”信学技報ＡＰ２００１-１１５、２００１
【特許文献１】特開平１１−２８９２１３号公報
【特許文献２】特開平１０−２１００９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来技術には次のような課題がある。
上述した従来の技術において、非特許文献１の方法は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）により分離したサブキャリア毎の合成処理により、ＧＩ内の遅延波をうまく取り込めるものの、サブキャリア数の増加に比例して演算量が増加するという課題があった。
【０００７】
一方、特許文献１あるいは特許文献２は、ＦＦＴ後のサブキャリアを利用するものの、各サブキャリアに同一の重み係数（振幅位相調整）を与える構成となっている。これは、各サブキャリアに周期的に挿入された参照信号を利用して、いわば、周波数方向に制御を行うことにより演算量を削減するものである。
【０００８】
しかしながら、このような演算量の削減手法は、次のような問題に対する対策がなされていないため、実際の環境では動作することが困難であるといえる。この理由を以下に述べる。
【０００９】
マルチキャリア伝送では、各サブキャリアを分離する分波器が必要であり、ＯＦＤＭの場合は、ＦＦＴ演算がこれに該当する。図５は、従来のマルチキャリア伝送におけるＯＦＤＭシンボルの構成例を示した図である。この構成においては、ＦＦＴ処理を施す前にガードインターバル（ＧＩ）１０１を事前に取り除く必要がある。
【００１０】
ＧＩとは、送信側でデータシンボル１０２の後半の一部分をコピーして先頭に付加したものであり、これにより、遅延を伴うマルチパスに対して耐性を有するという特徴をもつ。受信側では、ＧＩ部分を取り除いたデータシンボル１０２に対してＦＦＴを施すのが理想である。しかしながら、実際は、マルチパスフェージングにより、その位置を完全に特定することは困難であり、図５のように、ＦＦＴに入力するデータ列を切り出すＦＦＴ窓位置１０３は、ＧＩ１０１の部分を含む状態となる。
【００１１】
このため、ＦＦＴ後の信号は、窓位置ずれ量ｄに対応した位相回転をサブキャリア間で生じる。通常、復調の際には、伝送路での振幅位相変動を含めて補正されるため、この位相回転は、問題にならない。しかしながら、アダプティブアンテナの重み係数を決定する場合には、この位相回転が性能に大きな影響を与えることになる。
【００１２】
本発明は上述のような課題を解決するためになされたもので、窓位置ずれ量ｄに対応した位相回転が存在する場合にも、安定した動作を可能とするアダプティブアンテナを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明におけるアダプティブアンテナは、マルチキャリア伝送システムに適用されるアダプティブアンテナであって、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、複数のアンテナ素子で受信されたそれぞれの受信信号をサブキャリア信号に分離するサブキャリア抽出手段と、複数のアンテナ素子ごとに分離されたそれぞれのサブキャリア信号に対して、複数のアンテナ素子ごとに一定の重み付けを行って振幅位相を調整した後に、同一周波数を有するサブキャリア信号同士を合成して合成サブキャリア信号を生成する合成手段と、サブキャリア抽出手段により分離されたサブキャリア信号と、合成手段により生成された合成サブキャリア信号とに基づいて、合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数算出手段とを備え、重み係数算出手段は、合成サブキャリア信号に基づいて隣接するサブキャリア間の位相回転量を推定する位相推定器をさらに備え、位相回転量をさらに考慮して重み付けを決定するものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、合成サブキャリア信号に基づいてサブキャリア間の位相回転量を推定し、推定された位相回転量を補正するように重み係数を決定して振幅位相をフィードバック調整することにより、窓位置ずれ量ｄに対応した位相回転が存在する場合にも、安定した動作を可能とするアダプティブアンテナを得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明のアダプティブアンテナの好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
【００１６】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるアダプティブアンテナの構成図である。この図１のアダプティブアンテナは、アレーアンテナ１０、サブキャリア抽出手段２０、合成手段３０、重み係数算出手段４０、復調器５０、および並直列変換器６０で構成される。
【００１７】
ここで、サブキャリア抽出手段２０は、直並列変換器２１およびＦＦＴ変換器２２を備えている。また、合成手段３０は、乗算器３１および合成器３２を備えている。さらに、重み係数算出手段４０は、重み係数演算器４１および位相推定器４２を備えている。
【００１８】
本実施の形態１における図１のアレーアンテナ１０は、＃１から＃４の４つのアンテナ素子から構成される場合を示している。なお、素子数については、４つの場合に限定されるものではなく、任意の素子数に対しても、同様に適用可能である。
【００１９】
マルチキャリア伝送であるＯＦＤＭでは、周波数の異なるサブキャリア毎に異なるデータを割り当てることで、高速伝送を可能にしている。したがって、受信機では、サブキャリア毎に分離する分波器の機能が必要である。図１においては、サブキャリア抽出手段２０内の直並列変換器２１およびＦＦＴ変換器２２により、分波器の機能を実現している。
【００２０】
直並列変換器２１は、一定の長さのデータを切り出す機能を有しており、ＦＦＴの窓位置制御も行う。次に、各ＦＦＴ変換器２２は、切り出されたデータに対してＦＦＴを施すことで周波数変換を行い、直交する周波数配置にある各サブキャリア信号に切り分ける。なお、各ＦＦＴ変換器２２の出力は、実際のシステムでは数十から数千のサイズの出力となる。
【００２１】
次に、合成手段３０は、これら各サブキャリアに対して、振幅位相の調整をした後に合成を行う。より具体的には、合成手段３０内の乗算器３１により、振幅位相調整のための重み係数が各サブキャリアに対して乗算され、合成手段３０内の合成器３２により、各アンテナ素子の信号における、同一周波数を有するサブキャリア信号同士が合成される。
【００２２】
そして、合成された後の各合成サブキャリア信号は、復調器５０によりそれぞれ復調され、並直列変換器６０により元の情報列に並び替えられる。
【００２３】
乗算器３１における振幅位相調整のための重み係数は、重み係数算出手段４０内の重み係数演算器４１により算出される。具体的には、重み係数演算器４１は、以下で述べるサブキャリア間の位相差を推定する位相推定器４２からの情報も利用して、重み付け演算を行う。この位相推定器４２により推定される位相差も加味して重み付け演算を行う点が、本発明の技術的特徴である。
【００２４】
なお、位相推定器４２で推定されるサブキャリア間の位相差とは、単に合成サブキャリア信号間そのものの位相差ではなく、その信号内に含まれる所望信号の位相回転量に相当し、先の図５における窓位置ずれ量ｄに対応する量である。
【００２５】
次に、本実施の形態１におけるアダプティブアンテナの一連の動作について、より具体的に説明する。アレーアンテナ１０により受信されるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号Ｘ（ｔ）は、低雑音増幅器、フィルタ、周波数変換器あるいはＡ／Ｄ変換器などの各種受信デバイスによりベースバンドのディジタル信号に変換される。ただし、これらの受信デバイスは、説明を簡単化するため、図１では省略されている。
【００２６】
変換されたディジタル信号は、その後、直並列変換器２１により、ＦＦＴサイズ分のデータとして抽出され、ＦＦＴ変換器２２により、各サブキャリアに分離される。サブキャリアに分離された信号は、さらに、乗算器３１によって素子毎に一定の重み係数を乗算することにより振幅位相が調整される。
【００２７】
すなわち、アレーアンテナ１０の同一素子のサブキャリアに対しては、素子ごとに同一の重み係数を乗算することにより振幅位相が調整され、その後、合成器３２によって同一周波数を有するサブキャリア信号同士が合成され、合成サブキャリア信号が生成される。このようにして生成された合成サブキャリア信号は、その後、復調器５０および並直列変換器６０により元のデータ列に復元される。
【００２８】
乗算器３１で調整する振幅位相値（以下、重み係数と称する）を演算するのが、重み係数算出手段４０である。重み係数算出手段４０内の位相推定器４２は、合成器３２により生成された合成サブキャリア信号に基づいて、サブキャリア間の位相回転量を推定する。
【００２９】
さらに、重み係数算出手段４０内の重み係数演算器４１は、ＦＦＴ後の各サブキャリア信号、合成器３２の出力である合成サブキャリア信号、および位相推定器４２により推定された位相回転量に基づいて、乗算器３１により振幅位相を調整するために用いられる重み係数を算出する。
【００３０】
ここで、本発明の技術的特徴である位相推定器４２の有効性を説明するために、直並列変換器２１におけるデータの切り出し位置の性能への影響を、数式を用いて説明する。送信信号ｓ（ｔ）を下式（１）のように表す。
【００３１】
【数１】
【００３２】
ここで、Ｎは、ＦＦＴサイズ、ｃ（ｎ）は、ｎ番目のサブキャリア信号を表す。有効シンボル区間で伝送路変動が一定であると考え、伝搬係数をｇとすると、受信信号ｘ（ｔ）は、下式（２）となる。
【００３３】
【数２】
【００３４】
ここで、Δｔは、遅延量であり、ｎ（ｔ）は、熱雑音を表す。熱雑音については、ＦＦＴ処理の前後で性質は変わらないので、この後の解析では、無視して進める。
【００３５】
遅延量Δｔは、ＧＩ長内であればサブキャリアの分離自体には影響がないので、ここでは無視し、先の図５で示したように、窓位置ずれ量ｄとして解析する。ＦＦＴ後のサブキャリア信号Ｘ（ｆ）は、下式（３）となる。
【００３６】
【数３】
【００３７】
つまり、上式（３）に示されたように、サブキャリア信号間で、ずれ量ｄに比例した位相回転が生じることがわかる。ＯＦＤＭ伝送では、送信データに周期的に挿入された参照信号があるので、受信信号に含まれている参照信号と受信側であらかじめ用意した参照信号との差分を検出することで、ＦＦＴ後の各サブキャリア信号の振幅位相を補正することができる。このため、一般には、このような位相回転があっても問題はない。しかしながら、アダプティブアンテナのように複数のアンテナ素子を合成する場合には、問題となる場合がある。
【００３８】
アダプティブアンテナの動作原理として最も一般的である最小２乗誤差法（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）は、アレー出力信号と参照信号との差、つまり誤差信号を最小化するものである。そこで、本発明の実施の形態１のように、素子ごとのサブキャリアに同一の重み係数を与える場合には、サブキャリア方向、すなわち、周波数軸のデータサンプルを利用して重み係数を演算できる。
【００３９】
このとき、アレー出力信号をｙ（ｆ）、参照信号をｒ（ｆ）とすると、下式（４）の評価関数Ｑを最小化することになる。
【００４０】
【数４】
【００４１】
また、ＭＭＳＥの最適解（ウイナー解）Ｗは、下式（５）となる。ただし、Ｅ［］は、期待値操作を表す。また、添字Ｈは、複素共役転置、＊は、複素共役を表している。さらに、下式（６）は、相関行列Ｒｘｘであり、下式（７）は、入力信号Ｘ（ｆ）と参照信号ｒ（ｆ）との相関ベクトルＰｘｒである。
【００４２】
【数５】
【００４３】
ここで、上式（２）の受信信号モデルを考え、遅延量Δｔを窓位置ずれ量ｄとすると、下式（８）の関係が得られる
【００４４】
【数６】
【００４５】
ここで、ｇは、複素伝搬係数、Ｖは、信号の方向ベクトル、ｎは、雑音ベクトルとする。方向ベクトルＶは、ＦＦＴ後も保存されるので、ＦＦＴ後のサブキャリア信号ベクトルＸ（ｆ）は、下式（９）となる。
【００４６】
【数７】
【００４７】
したがって、上式（７）の相関ベクトルＰｘｒは、下式（１０）となる。
【００４８】
【数８】
【００４９】
本来は、相関ベクトルの演算により所望信号の方向ベクトルＶを抽出することで、良好な受信特性を得る。しかしながら、窓位置ずれによる位相回転がある場合には、この位相回転項の影響により、解が求まらない。
【００５０】
上述の説明は、期待値という統計的なパラメータにより記述したが、この問題は、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）などの最適化アルゴリズムを適用して、実際に重み係数を逐次的に制御する際にも当てはまる。
【００５１】
そこで、サブキャリア間の位相回転量を推定して、これを補正することで常に良好な収束特性を得ることが、本実施の形態１の特徴である。つまり、下式（１１）のような評価関数Ｑ（Ｗ）に基づいて、重み係数を求める。
【００５２】
【数９】
【００５３】
ここで、推定したαは、隣接サブキャリア間の位相回転量を表す。このような基準に基づいて重み係数を制御することにより、上述の問題を克服することができる。なお、位相補正について、上式（１１）では、参照信号ｒ（ｆ）にαの位相回転量を与えているが、アレー出力ｙ（ｆ）の項に−αの位相回転量を施しても等価である。
【００５４】
位相補正量αについては、参照信号ｒ（ｆ）の挿入されたアレー出力ｙ（ｆ）を使って、隣接サブキャリア間の位相差を求めることが可能である。また、複数の位相差を平均化して精度を向上させることも可能である。
【００５５】
たとえば、アレー出力ｙ（ｆ）に含まれる変調信号成分を参照信号ｒ（ｆ）により除去し、伝搬係数や位相回転項のみをｂ（ｆ）として下式（１２）のように抽出する。
【００５６】
【数１０】
【００５７】
次に、隣接サブキャリア信号間で積の平均値ｃを下式（１３）にしたがって演算し、その平均値ｃの位相差を下式（１４）にしたがって求めることで、近似的にサブキャリア間の位相回転量αを得ることができる。
【００５８】
【数１１】
【００５９】
ここで、Ｍは、平均化サンプル数、Ｒｅ｛｝は、実数部を表し、Ｉｍ｛｝は、虚数部を表す。なお、式（１２）、（１３）の乗算は、除算に置き換えてもよい。また、平均化については、式（１３）ではなく、位相回転量αを求めた後の式（１４）にて行ってもよい。
【００６０】
以上のように、実施の形態１によれば、アンテナ素子ごとに一定の重み付けを行って振幅位相を調整した後に、同一周波数を有するサブキャリア信号同士を合成して合成サブキャリア信号を生成し、合成サブキャリア信号に基づいてサブキャリア間の位相回転量を推定し、推定された位相回転量を補正するように重み係数を決定して振幅位相をフィードバック調整することができる。この結果、受信環境によって変動するＦＦＴの窓位置ずれに対しても、常にアダプティブアンテナを正常に収束させることができ、従来の方法に比べて大幅な性能の向上が期待できる。
【００６１】
実施の形態２．
先の実施の形態１では、位相回転量の推定と重み係数の演算は、基本的に独立に行っていた。本実施の形態２では、計算効率を考えて、位相回転量の推定と重み係数の演算を同時に行う場合について説明する。
【００６２】
図２は、本発明の実施の形態２におけるアダプティブアンテナの構成図であり、繰返し演算により重み係数を逐次更新するＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の構成の一例である。先の実施の形態１における図１の構成と比較すると、本実施の形態２における図２の構成は、重み係数算出手段４０内の構成要素が異なっている。
【００６３】
本実施の形態２における重み係数算出手段４０は、位相推定器４２、誤差信号生成器４３、更新ベクトル生成器４４、乗算器４５、遅延器４６、および合成器４７で構成される。本実施の形態２のアダプティブアンテナにおける更新手順は、下式（１５）〜（１８）に従って同時に行われる。
【００６４】
【数１２】
【００６５】
ここで、Ｗ（ｍ）は、ｍ回更新後の重み係数を表し、μは、ステップサイズと呼ばれる定数である。以降の説明は、ｍ回目の重み係数を求める手順を述べるもので、各変数の添字は、ｍで統一している。実際の処理では、複数のサブキャリア信号Ｘ（ｆ）、ｙ（ｆ）を用いて平均化処理を施してもよいし、１つのサブキャリア信号毎に逐次更新してもよい。
【００６６】
上式（１５）は、合成器３２の出力である合成サブキャリア信号ｙ（ｍ）を表し、位相推定器４２では、上式（１６）に基づき位相量αを求める。なお、式（１６）は、下式（１９）のように、ｒ＊（ｍ）の乗算ではなく、ｒ（ｍ）の除算を行うことにより求めても同様の効果が得られる。
【００６７】
【数１３】
【００６８】
次に、誤差信号生成器４３では、上式（１７）に基づき位相回転を考慮した誤差信号ｅ（ｍ）を生成する。その後、更新ベクトル生成器４４にて、ＬＭＳの更新ベクトル成分ｘ（ｍ）ｅ＊（ｍ）を求め、乗算器４５によりステップサイズμが掛け算される。これを合成器４７においてｍ回更新時の重み係数Ｗ（ｍ）に加算することで、上式（１８）のようにして、ｍ＋１回目の重み係数Ｗ（ｍ＋１）が算出される。
【００６９】
このＷ（ｍ＋１）に基づき、乗算器３１の値が制御される。また、遅延器４６により、一定の時間遅延を与え、次の重み係数算出の際に加算する成分として利用される。
【００７０】
次に、本発明の有効性を明らかにするための計算例を示す。アンテナ配置は、４素子等間隔リニアアレーとし、到来する信号は、先行波とＧＩを越える遅延波の２波とする。さらに、素子当りのＳＮＲ（信号対雑音電力比）は、２０ｄＢである。
【００７１】
図３は、本発明の実施の形態２におけるシミュレーション結果を示すグラフである。横軸は、ＦＦＴの際の窓位置ずれｄを示し、縦軸は、アレー合成後の出力ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を示す。出力ＳＩＮＲが高いほど、良好な特性であることを意味する。
【００７２】
図中の７１は、従来のＬＭＳアルゴリズムで重み係数を更新した場合の結果であり、７２は、本発明による新しいアルゴリズムで重み係数を更新した場合の結果である。先に述べたように、ＦＦＴの窓位置ずれがある場合には、サブキャリア間の位相回転が生じ、従来のＬＭＳがこの位相変化に追従しきれなくなって、特性が劣化していく様子が確認できる。
【００７３】
一方、本発明によるアルゴリズムでは、受信側で用意した参照信号から推定される位相差によって補正し、逐次重み係数を更新することでこの問題を克服した結果、非常に優れた特性が得られていることがわかる。
【００７４】
以上のように、実施の形態２によれば、先の実施の形態１の効果に加え、位相差推定をＬＭＳアルゴリズムに融合させ、逐次更新することで、優れた追従性をさらに得ることができる。
【００７５】
なお、上述の説明においては、ＬＭＳを例にとったが、他の最適化アルゴリズム、たとえばＲＬＳアルゴリズムやＳＭＩアルゴリズムを用いてもよく、同様の効果を得ることができる。
【００７６】
実施の形態３．
図４は、本発明の実施の形態３におけるアダプティブアンテナの構成図である。本実施の形態３では、安定かつ高速な収束を目的として、重み係数の初期値の設定および更新を行っている。先の実施の形態１における図１の構成と比較すると、本実施の形態３における図４の構成は、電力推定部７０をさらに備えている点が異なっている。
【００７７】
先の実施の形態１、２に限らず、アダプティブアンテナにおいては、重み係数を更新する際に、初期値の与え方が、その収束特性の安定性や高速性に大きく影響することが知られている。本実施の形態３における電力推定部７０は、ＦＦＴ変換器２２の出力後の各アンテナ素子のサブキャリア信号を用いて、信号対雑音電力比を求める。さらに、電力推定部７０は、信号対雑音電力比が最も大きなアンテナ素子の重み係数を１、その他を０とした初期値を乗算器３１に与え、重み係数の更新を開始する。
【００７８】
なお、ここでの雑音電力とは、干渉信号の電力も含んでおり、この信号対雑音電力比は、上述のＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）に対応する。
【００７９】
このように、電力推定部７０を用いて重み係数の初期値を設定することで、最も受信状態のよいアンテナ素子を初期段階で選択できる。この結果、その後の重み係数の更新において、確実かつ高速な収束特性が得られる。ＳＩＮＲの測定については、受信信号中の既知の参照信号を用いることで容易に実現できる。
【００８０】
以上のように、実施の形態３によれば、サブキャリア信号に基づいて信号対雑音電力比を求めることにより、受信状態に応じて、アンテナ素子の重み係数の初期設定を行うことができる。これにより、その後の重み係数の更新において、確実かつ高速な収束特性を得ることができる。
【００８１】
なお、本実施の形態３の特徴である電力推定部７０による初期値の設定については、先の実施の形態１と同様に、先の実施の形態２へも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の実施の形態１におけるアダプティブアンテナの構成図である。
【図２】本発明の実施の形態２におけるアダプティブアンテナの構成図である。
【図３】本発明の実施の形態２におけるシミュレーション結果を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態３におけるアダプティブアンテナの構成図である。
【図５】従来のマルチキャリア伝送におけるＯＦＤＭシンボルの構成例を示した図である。
【符号の説明】
【００８３】
１０ アレーアンテナ、２０ サブキャリア抽出手段、２１ 直並列変換器、２２ ＦＦＴ変換器、３０ 合成手段、３１ 乗算器、３２ 合成器、４０ 重み係数算出手段、４１ 重み係数演算器、４２ 位相推定器、４３ 誤差信号生成器、４４ 更新ベクトル生成器、４５ 乗算器、４６ 遅延器、４７ 合成器、５０ 復調器、６０ 並直列変換器、７０ 電力推定部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア伝送システムに適用されるアダプティブアンテナであって、
複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、
前記複数のアンテナ素子で受信されたそれぞれの受信信号をサブキャリア信号に分離するサブキャリア抽出手段と、
前記複数のアンテナ素子ごとに分離されたそれぞれのサブキャリア信号に対して、前記複数のアンテナ素子ごとに一定の重み付けを行って振幅位相を調整した後に、同一周波数を有するサブキャリア信号同士を合成して合成サブキャリア信号を生成する合成手段と、
前記サブキャリア抽出手段により分離された前記サブキャリア信号と、前記合成手段により生成された前記合成サブキャリア信号とに基づいて、前記合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数算出手段と
を備え、
前記重み係数算出手段は、前記合成サブキャリア信号に基づいて隣接するサブキャリア間の位相回転量を推定する位相推定器をさらに備え、前記位相回転量をさらに考慮して前記重み付けを決定する
ことを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項２】
請求項１に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記重み係数算出手段は、
前記サブキャリア抽出手段により分離された前記サブキャリア信号、前記合成手段により生成された前記合成サブキャリア信号、および前記位相推定器により推定された前記位相回転量に基づいて、前記合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数演算器を備えることを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項３】
請求項２に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記重み係数演算器は、送信データに周期的に挿入される参照信号とあらかじめ受信側で用意する参照信号との差を最小化する際に、前記位相回転量に基づき前記参照信号に対して位相補正を施すことで、前記重み付けの値を決定することを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項４】
請求項３に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記位相推定器は、前記参照信号を利用して前記位相回転量を推定することを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項５】
請求項１に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記重み係数算出手段は、
前記合成手段により生成された前記合成サブキャリア信号、および前記位相推定器により推定された位相回転量に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成器と、
前記サブキャリア抽出手段により分離された前記サブキャリア信号、および前記誤差信号生成器で生成された前記誤差信号に基づいて、前記合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数演算器と
を備えることを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項６】
請求項１ないし５のいずれか１項に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記重み係数算出手段は、最適化アルゴリズムを用いて前記重み付けを逐次更新することを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれか１項に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記サブキャリア抽出手段により分離された前記サブキャリア信号に基づいて前記複数のアンテナ素子のそれぞれについて信号対雑音電力比を算出し、算出した前記信号対雑音電力比の大きさに応じて前記合成手段における重み付けを初期設定する電力推定部をさらに備え、
前記重み係数算出手段は、前記電力推定部により初期設定された重み付けを逐次更新する
ことを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項１】
マルチキャリア伝送システムに適用されるアダプティブアンテナであって、
複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、
前記複数のアンテナ素子で受信されたそれぞれの受信信号をサブキャリア信号に分離するサブキャリア抽出手段と、
前記複数のアンテナ素子ごとに分離されたそれぞれのサブキャリア信号に対して、前記複数のアンテナ素子ごとに一定の重み付けを行って振幅位相を調整した後に、同一周波数を有するサブキャリア信号同士を合成して合成サブキャリア信号を生成する合成手段と、
前記サブキャリア抽出手段により分離された前記サブキャリア信号と、前記合成手段により生成された前記合成サブキャリア信号とに基づいて、前記合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数算出手段と
を備え、
前記重み係数算出手段は、前記合成サブキャリア信号に基づいて隣接するサブキャリア間の位相回転量を推定する位相推定器をさらに備え、前記位相回転量をさらに考慮して前記重み付けを決定する
ことを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項２】
請求項１に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記重み係数算出手段は、
前記サブキャリア抽出手段により分離された前記サブキャリア信号、前記合成手段により生成された前記合成サブキャリア信号、および前記位相推定器により推定された前記位相回転量に基づいて、前記合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数演算器を備えることを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項３】
請求項２に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記重み係数演算器は、送信データに周期的に挿入される参照信号とあらかじめ受信側で用意する参照信号との差を最小化する際に、前記位相回転量に基づき前記参照信号に対して位相補正を施すことで、前記重み付けの値を決定することを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項４】
請求項３に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記位相推定器は、前記参照信号を利用して前記位相回転量を推定することを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項５】
請求項１に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記重み係数算出手段は、
前記合成手段により生成された前記合成サブキャリア信号、および前記位相推定器により推定された位相回転量に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成器と、
前記サブキャリア抽出手段により分離された前記サブキャリア信号、および前記誤差信号生成器で生成された前記誤差信号に基づいて、前記合成手段により振幅位相を調整するための重み付けを決定する重み係数演算器と
を備えることを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項６】
請求項１ないし５のいずれか１項に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記重み係数算出手段は、最適化アルゴリズムを用いて前記重み付けを逐次更新することを特徴とするアダプティブアンテナ。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれか１項に記載のアダプティブアンテナにおいて、
前記サブキャリア抽出手段により分離された前記サブキャリア信号に基づいて前記複数のアンテナ素子のそれぞれについて信号対雑音電力比を算出し、算出した前記信号対雑音電力比の大きさに応じて前記合成手段における重み付けを初期設定する電力推定部をさらに備え、
前記重み係数算出手段は、前記電力推定部により初期設定された重み付けを逐次更新する
ことを特徴とするアダプティブアンテナ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００８−１６７３８７（Ｐ２００８−１６７３８７Ａ）
【公開日】平成２０年７月１７日（２００８．７．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１１３２６１（Ｐ２００７−１１３２６１）
【出願日】平成１９年４月２３日（２００７．４．２３）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年７月１７日（２００８．７．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年４月２３日（２００７．４．２３）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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