アンプ、アンプの制御方法、プログラム、および記録媒体
【課題】 ３端子および４端子の各出力用プラグの何れも使用でき、かつ電力効率の低下を回避できるアンプ、その制御方法、プログラム、記録媒体を実現する。
【解決手段】 入力信号を増幅し各平衡出力として出力する複数の演算増幅器１〜４を設ける。複数の演算増幅器１〜４の各平衡出力にそれぞれ対応して複数の出力端子９〜１２を設ける。一方の入力が共通化している第一プラグのための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間に平衡化のための各抵抗Ｒ１、Ｒ２をそれぞれ設ける。各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替えるスイッチＳＷ１３、ＳＷ１４を設ける。各抵抗Ｒ１、Ｒ２に接続された各出力端子１０、１２の電圧値を検出して比較する比較部４３を設ける。比較部４３からの比較結果に基づく判定により各スイッチＳＷ１３、ＳＷ１４の切り替えを制御する第一切り替え制御部４４を設ける。
【解決手段】 入力信号を増幅し各平衡出力として出力する複数の演算増幅器１〜４を設ける。複数の演算増幅器１〜４の各平衡出力にそれぞれ対応して複数の出力端子９〜１２を設ける。一方の入力が共通化している第一プラグのための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間に平衡化のための各抵抗Ｒ１、Ｒ２をそれぞれ設ける。各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替えるスイッチＳＷ１３、ＳＷ１４を設ける。各抵抗Ｒ１、Ｒ２に接続された各出力端子１０、１２の電圧値を検出して比較する比較部４３を設ける。比較部４３からの比較結果に基づく判定により各スイッチＳＷ１３、ＳＷ１４の切り替えを制御する第一切り替え制御部４４を設ける。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号を出力するディジタルアンプなどのアンプ、上記アンプの制御方法、上記アンプをコンピュータにて実行可能に記載したプログラム、および上記プログラムをコンピュータ読み取り可能に記録した記録媒体に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、１ビットオーディオアンプに備えられるヘッドホンアンプには、ディジタルアンプが用いられる。このディジタルアンプに関する第一および第二の各従来例について図５ないし図１２に基づいて以下に説明する。
【０００３】
まず、ディジタルアンプの第一の従来例について図面を参照して説明する。図５に、特許文献１に記載されている、第一の従来例のディジタルアンプに関する構成を示す。
【０００４】
図５に示すディジタルアンプにおいて、２値量子化信号Ｓ１が入力される端子が、スイッチ回路１６の端子１６ａに接続される。また、アナログオーディオ信号Ｓ２が入力される端子が、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路１３を介してスイッチ回路１６の端子１６ｂに接続される。また、１６ビットディジタル信号Ｓ３が入力される端子が、補間回路１４およびデルタシグマ（ΔΣ）変調回路１５を介してスイッチ回路１６の端子１６ｃに接続される。各端子１６ａ〜１６ｃは、スイッチ回路１６の端子１６ｄと選択的に接続されるものである。
【０００５】
端子１６ｄは、演算増幅器１７の非反転入力端子および演算増幅器１８の反転入力端子に接続される。演算増幅器１７の反転入力端子および演算増幅器１８の非反転入力端子は、接地される。
【０００６】
演算増幅器１７の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ１９を介して正相出力端子２１に接続される。上記抵抗Ｒ０の一端は演算増幅器１７の出力端子に接続され、他端は正相出力端子２１に接続される。上記コンデンサＣ０の一端は上記抵抗Ｒ０の他端に接続され、他端は接地される。
【０００７】
演算増幅器１８の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ２０を介して逆相出力端子２２に接続される。上記抵抗Ｒ０の一端は演算増幅器１８の出力端子に接続され、他端は逆相出力端子２２に接続される。上記コンデンサＣ０の一端は上記抵抗Ｒ０の他端に接続され、他端は接地される。
【０００８】
次に、このような構成である第一の従来例のディジタルアンプの動作について説明する。アナログオーディオ信号Ｓ２は、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路１３によって２値量子化信号に変換される。また、１６ビットディジタル信号Ｓ３は、補間回路１４によって例えば、元のサンプリング周波数のＮ倍のサンプリング周波数の３２ビットディジタル信号に変換される。その３２ビットディジタル信号は、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路１５によって２値量子化信号に変換される。したがって、スイッチ回路１６の端子１６ａ、１６ｂ、および１６ｃに入力される信号は、いずれも２値量子化信号である。
【０００９】
スイッチ回路１６は、制御回路（図示せず）からの制御信号に応じて端子１６ａ〜１６ｃのいずれかを選択し、端子１６ｄと接続する。これにより、２値量子化信号が、演算増幅器１７および演算増幅器１８に入力される。
【００１０】
ここで、演算増幅器１７および演算増幅器１８に入力される２値量子化信号をＳ［Ｖ］とし、演算増幅器１７および演算増幅器１８のゲインをＡとし、演算増幅器１７および演算増幅器１８の電源電圧をＶCC［Ｖ］とし、演算増幅器１７および演算増幅器１８の電源電圧の変動をΔＶCC［Ｖ］とする。また、演算増幅器１７および演算増幅器１８は、出力信号の基準電位が電源電圧の半分になるように、電圧レベルシフトを行う。
【００１１】
演算増幅器１７は、２値量子化信号を非反転増幅して出力するので、演算増幅器１７の出力信号は、Ａ×Ｓ＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。一方、演算増幅器１８は、２値量子化信号を反転増幅して出力するので、演算増幅器１８の出力信号は、Ａ×（−Ｓ）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。
【００１２】
ローパスフィルタ１９は、演算増幅器１７の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１７の出力信号の可聴域成分のみを正相出力端子２１に出力する。また、ローパスフィルタ２０は、演算増幅器１８の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１８の出力信号の可聴域成分のみを逆相出力端子２２に出力する。
【００１３】
ローパスフィルタ１９およびローパスフィルタ２０での電圧降下は、微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、正相出力端子２１と逆相出力端子２２との間の電圧は、｛Ａ×Ｓ＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−Ｓ）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝［Ｖ］であり、電源電圧の変動を含む（ＶCC＋ΔＶCC）／２の成分が相殺されて、Ａ×２Ｓ［Ｖ］となる。したがって、ディジタルアンプが出力するオーディオ信号は、電源電圧の変動の影響を受けなくなる。もちろん、従来のアナログアンプに設けられていた結合コンデンサを必要としない。
【００１４】
次に、上述した第一の従来例のディジタルアンプを２チャンネルのステレオアンプに適用した場合について図６を参照して説明する。
【００１５】
図６のステレオアンプ１０１の演算増幅器には、左チャネル入力信号である２値量子化信号ＳLおよび右チャネル入力信号である２値量子化信号ＳRが入力される。同図では、演算増幅器よりも前段側の構成を省略しており、図５の各演算増幅器１７・１８以降の構成が左右両チャネル分備えられている。図６の各演算増幅器１・３が図５の演算増幅器１７に対応し、図６の各演算増幅器２・４が図５の演算増幅器１８に対応し、図６の各ローパスフィルタ５・７が図５のローパスフィルタ１９に対応し、図６の各ローパスフィルタ６・８が図５のローパスフィルタ２０に対応し、図６の左チャネル正相出力端子９および右チャネル正相出力端子１１が図５の正相出力端子２１に対応し、図６の左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２が図５の逆相出力端子２２に対応している。なお、図６はステレオアンプ１０１の４つの出力端子に４端子ヘッドホンが接続された状態を示している。
【００１６】
２値量子化信号（第１入力信号）ＳLが入力される端子は、演算増幅器（正相増幅手段）１の非反転入力端子および演算増幅器（逆相増幅手段）２の反転入力端子に接続される。演算増幅器１の反転入力端子および演算増幅器２の非反転入力端子は、接地される。
【００１７】
演算増幅器１および演算増幅器２は、第１入力信号増幅手段を構成している。この第１入力信号増幅手段は、当該ステレオアンプにおいては２値量子化信号ＳLをスイッチング増幅するスイッチング増幅回路である。
【００１８】
演算増幅器１の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ５を介して左チャネル正相出力端子（第１出力端子）９に接続される。演算増幅器２の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ６を介して左チャネル逆相出力端子（第３出力端子）１０に接続される。
【００１９】
２値量子化信号（第２入力信号）ＳRが入力される端子は、演算増幅器（正相増幅手段）３の非反転入力端子および演算増幅器（逆相増幅手段）４の反転入力端子に接続される。演算増幅器３の反転入力端子および演算増幅器４の非反転入力端子は、接地される。
【００２０】
演算増幅器３および４は、第２入力信号増幅手段を構成している。この第２入力信号増幅手段は、当該ステレオアンプにおいては２値量子化信号ＳRをスイッチング増幅するスイッチング増幅回路である。
【００２１】
演算増幅器３の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ７を介して右チャネル正相出力端子（第２出力端子）１１に接続される。演算増幅器４の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ８を介して右チャネル逆相出力端子（第４出力端子）１２に接続される。
【００２２】
このような構成のステレオアンプ１０１は次のように動作する。まず、左チャネル側について説明する。
【００２３】
演算増幅器１は、２値量子化信号ＳLを非反転増幅して出力するので、演算増幅器１の出力信号は、Ａ×ＳL＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。一方、演算増幅器２は、２値量子化信号ＳLを反転増幅して出力するので、演算増幅器２の出力信号は、Ａ×（−ＳL）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。
【００２４】
ローパスフィルタ５は、演算増幅器１の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１の出力信号の可聴域成分のみを左チャネル正相出力端子９に出力する。また、ローパスフィルタ６は、演算増幅器２の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器２の出力信号の可聴域成分のみを左チャネル逆相出力端子１０に出力する。
【００２５】
ローパスフィルタ５および６での電圧降下は、微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+は、Ａ×ＳL＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になり、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳLは、Ａ×（−ＳL）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【００２６】
したがって、左チャネル出力オーディオ信号（ＳL+−ＳL-）は、｛Ａ×ＳL＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−ＳL）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝［Ｖ］であり、Ａ×２ＳL［Ｖ］となる。これにより、左チャネル出力オーディオ信号は、電源電圧の変動の影響を受けなくなる。ここで、左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+および左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-の電圧波形の一例を図７に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【００２７】
次に、右チャネル側について説明する。演算増幅器３は、２値量子化信号ＳRを非反転増幅して出力するので、演算増幅器３の出力信号は、Ａ×ＳR＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。一方、演算増幅器４は、２値量子化信号ＳRを反転増幅して出力するので、演算増幅器４の出力信号は、Ａ×（−ＳR）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。
【００２８】
ローパスフィルタ７は、演算増幅器３の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器３の出力信号の可聴域成分のみを右チャネル正相出力端子１１に出力する。また、ローパスフィルタ８は、演算増幅器４の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器４の出力信号の可聴域成分のみを右チャネル逆相出力端子１２に出力する。
【００２９】
ローパスフィルタ７およびローパスフィルタ８での電圧降下は、微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+は、Ａ×ＳR＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になり、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-は、Ａ×（−ＳR）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【００３０】
したがって、右チャネル出力オーディオ信号（ＳR+−ＳR-）は、｛Ａ×ＳR＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−ＳR）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝［Ｖ］であり、Ａ×２ＳR［Ｖ］となる。これにより、右チャネル出力オーディオ信号は、電源電圧の変動の影響を受けなくなる。ここで、右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+および右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-の電圧波形の一例を図７に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【００３１】
そして、図６のステレオアンプ１０１の出力端子には、４端子ヘッドホンが接続されている。４端子ヘッドホンのプラグの構成を図８に示す。当該プラグは、プラグ先端側から、左チャネル用正端子２８、右チャネル用正端子２９、左チャネル用負端子３０、および、右チャネル用負端子３１を備えている。このプラグがステレオアンプ１０１に挿入されると、左チャネル用正端子２８は左チャネル正相出力端子９に接続され、左チャネル用負端子３０が左チャネル逆相出力端子１０に接続され、右チャネル用正端子２９が右チャネル正相出力端子１１に接続され、右チャネル用負端子３１が右チャネル逆相出力端子１２に接続される。
【００３２】
したがって、図６に示すように、ステレオヘッドホンの左チャネルのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ３の一端が左チャネル正相出力端子９に接続され、抵抗Ｒ３の他端が左チャネル逆相出力端子１０に接続され、ステレオヘッドホンの右チャネルのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ４の一端が右チャネル正相出力端子１１に接続され、抵抗Ｒ４の他端が右チャネル逆相出力端子１２に接続される。
【００３３】
抵抗Ｒ３の両端にＡ×２ＳL［Ｖ］が印加され、Ａ×２ＳL［Ｖ］である左チャネル出力オーディオ信号に応じた音圧が、左チャネルのボイス・コイルから発生する。また、抵抗Ｒ４の両端にＡ×２ＳR［Ｖ］が印加され、Ａ×２ＳR［Ｖ］である右チャネル出力オーディオ信号に応じた音圧が、右チャネルのボイス・コイルから発生する。
【００３４】
このように、図６のステレオアンプ１０１に４端子ヘッドホンを接続する場合、不具合は起こらない。しかしながら、図６のステレオアンプ１０１に３端子ヘッドホンを接続すると、以下のような問題が生じる。図９に３端子ヘッドホンのプラグの構成を示す。
【００３５】
当該プラグは、プラグ先端側から、左チャネル用正端子３２、右チャネル用正端子３３、および、共通端子３４を備えている。このプラグが図６のステレオアンプ１０１に挿入されると、左チャネル用正端子３２が左チャネル正相出力端子９に接続され、右チャネル用正端子３３が右チャネル正相出力端子１１に接続され、共通端子３４が左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２に接続される。
【００３６】
したがって、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されることになる。あるいは、当該プラグの参照符３２で表される端子が負端子であって左チャネル逆相出力端子１０に接続され、参照符３３で表される端子が負端子であって右チャネル逆相出力端子１２に接続され、参照符３４で表される共通端子が左チャネル正相出力端子９および右チャネル正相出力端子１１に接続されるならば、左チャネル正相出力端子９と右チャネル正相出力端子１１とが短絡接続されることになる。
【００３７】
以下の説明においては、３端子ヘッドホンを接続すると、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡（ショート）接続されるものとする。
【００３８】
左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-と右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-とは、異なる電圧値をとる（図７参照）。また、通常、オーディオ信号をヘッドホン等の音声出力手段に出力するアンプの出力抵抗は、ほぼ零と考えてよい。
【００３９】
左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されると、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２との間に大きな短絡電流が流れ、最悪の場合アンプが破損してしまう。また、アンプが破損しない場合でも左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-と右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-との中間レベルの信号が生成されるため大きなクロストークが発生してしまう。
【００４０】
そこで、３端子のヘッドホンを接続しても不具合が起こらないステレオアンプが実現された。このような第二の従来例のステレオアンプ１０２を図１０に示す。なお、図６と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略する。なお、同図は３端子ヘッドホンが接続されている状態を示している。
【００４１】
第二の従来例のステレオアンプ１０２では、ローパスフィルタ６と左チャネル逆相出力端子１０との間に抵抗Ｒ１を設け、ローパスフィルタ８と右チャネル逆相出力端子１２との間に抵抗Ｒ２を設ける。なお、抵抗Ｒ１の抵抗値は、抵抗Ｒ３の抵抗値と等しくし、抵抗Ｒ２の抵抗値は、抵抗Ｒ４の抵抗値と等しくする。
【００４２】
第二の従来例のステレオアンプ１０２には３端子ヘッドホンが接続されるので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡（ショート）接続されることになる。
【００４３】
第二の従来例のステレオアンプ１０２の出力端子から出力される信号ＳL+、ＳL-、ＳR+、およびＳR-の電圧波形、ローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’の電圧波形、並びにローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’の電圧波形を図１１に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【００４４】
左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+とローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０の電位は、左チャネル正相出力端子９とローパスフィルタ６の出力側との中間電位になる。したがって、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【００４５】
右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+とローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値とが等しいので、右チャネル逆相出力端子１２の電位は、右チャネル正相出力端子１１とローパスフィルタ８の出力側との中間電位になる。したがって、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【００４６】
左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されてもアンプが破損するおそれがなく、クロストークも発生しない。すなわち、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは、左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とを等しくするための電圧降下を生成し、アンプの平衡出力を正常に保つ平衡用抵抗として機能する。
【００４７】
また、左チャネル出力オーディオ信号（ＳL+−ＳL-）は、Ａ×ＳL［Ｖ］となり、右チャネル出力オーディオ信号（ＳR+−ＳR-）は、Ａ×ＳR［Ｖ］となる。したがって、第二の従来例のステレオアンプ１０２は、第一の従来例のステレオアンプ１０１と同様に電源電圧の変動の影響を受けないアンプである。
【００４８】
さらにこの構成で４端子ヘッドホンを接続したものは、図１２となる。この場合、当然のことながらオーディオ性能上の不具合は生じない。第二の従来例のステレオアンプ１０２も特許文献１に記載されている。
【特許文献１】特開２００３−８７０６４号公報（公開日：平成１５年３月２０日）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４９】
しかしながら、第二の従来例のアンプにおいては、図１２に示すように、４端子ヘッドホン接続時にヘッドホン負荷と直列に抵抗Ｒ１・Ｒ２という抵抗負荷が入る。したがって、ボイス・コイルの磁気エネルギーの消費量を無視できるとすると、ローパスフィルタ５およびローパスフィルタ６並びにローパスフィルタ７およびローパスフィルタ８の出力から供給される電力のうち４端子ヘッドホンの抵抗Ｒ３並びに抵抗Ｒ４で消費される電力の割合で決まる電力効率が、抵抗負荷がない場合に比べて半分になってしまっていた。言い換えれば、ヘッドホンに同じ電圧を発生させるためには、アンプの出力電圧を２倍にしなければならないという課題があった。この場合、４端子ヘッドホンの抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ１とで消費される電力、並びに、４端子ヘッドホンの抵抗Ｒ４とＲ２とで消費される電力は、第一の従来例のステレオアンプの２倍となり、電力効率が劣化するという問題を生じている。
【００５０】
本発明は、上記課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、４つの出力端子のうちの２つを正常に短絡接続可能とするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率の低下を軽減することのできるアンプを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００５１】
本発明に係るアンプは、上記課題を解決するために、入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、一方の入力が共通化している第一プラグを接続したときのショートを防止するための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗と、各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替える第一スイッチと、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較する比較部と、比較部からの比較結果に基づく判定により各第一スイッチの切り替えを制御する制御部とを有していることを特徴としている。
【００５２】
上記アンプでは、制御部は、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が同一と判定したときに、第一スイッチを制御して、各平衡化抵抗を第一プラグのために機能させるものであってもよい。
【００５３】
上記アンプにおいては、制御部は、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が相違すると判定したときに、第一スイッチを制御して、各平衡化抵抗を短絡させるものであってもよい。
【００５４】
上記アンプでは、制御部は、判定のまえには、各平衡化抵抗が短絡しない状態に第一スイッチを制御するものであってもよい。
【００５５】
上記アンプにおいては、複数の増幅器への入力を入力信号と他の信号との間にてそれぞれ切り替える第二スイッチと、所定の検出用信号を生成して、複数の増幅器の一方における、他の信号として出力する信号発生部とを有し、制御部は、判定のまえには、複数の増幅器への入力を他の信号にそれぞれ切り替えるように第二スイッチを制御するものであってもよい。
【００５６】
上記アンプでは、制御部は、判定のあとには、複数の増幅器への入力を入力信号にそれぞれ切り替えるように第二スイッチを制御するものであってもよい。
【００５７】
本発明に係る他のアンプは、前記課題を解決するために、第１入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び第１入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる第１入力信号増幅手段と、第２入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び第２入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる第２入力信号増幅手段と、前記第１入力信号増幅手段の前記正相増幅手段の出力側に接続される第１出力端子と、前記第２入力信号増幅手段の前記正相増幅手段の出力側に接続される第２出力端子と、前記第１入力信号増幅手段の前記逆相増幅手段の出力側に接続される第３出力端子と、前記第２入力信号増幅手段の前記逆相増幅手段の出力側に接続される第４出力端子と、を備え、４端子のプラグが装着されたとき前記それぞれの４つの出力端子がそれぞれ接続され、３端子のプラグが装着されたとき前記プラグの３端子の内の２端子に対して前記第１出力端子及び前記第２出力端子が接続され、前記プラグの３端子の内の残りの１端子が前記第３出力端子及び前記第４出力端子に共通接続されることが前提になされ、前記３端子のプラグが装着されたとき実質的に第３出力端子と第４出力端子とをショート状態になさしめるための２つの抵抗と、前記抵抗の抵抗作用を無効化する抵抗無効化手段とを備え、前記４端子のプラグが装着されたとき、前記抵抗無効化手段を作動せしめる信号出力装置において、前記第３出力端子の出力電圧と前記第４出力端子の出力電圧とを比較する比較手段と、第３入力信号を生成する第３入力信号生成手段と、前記第１入力信号入力部に前記第１入力信号の替わりに前記第３入力信号を入力可能にする切り替え手段と、前記第３入力信号が入力されたときの前記比較手段の比較結果に対応して前記抵抗無効化手段を作動させるか非作動させるかを決定する抵抗無効化手段の制御手段と、を設けたことを特徴としている。
【００５８】
上記の発明によれば、抵抗が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続される場合に、短絡開放手段を、抵抗の両端間を開放する状態に切り替えることにより、当該２つの出力端子のそれぞれに流れる電流は、全て抵抗に流れる。従って、当該抵抗は、短絡接続された２つの出力端子の電位を等しくするための電圧降下を生成するため、２つの出力端子間の短絡接続を問題なく実現することができる。
【００５９】
また、抵抗が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続されない場合には、短絡開放手段を、抵抗の両端間を短絡する状態に切り替えることにより、当該抵抗での電力消費を行わないようにすることができる。
【００６０】
本発明に係るアンプの制御方法は、前記課題を解決するために、入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、一方の入力が共通化している第一プラグのための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗とを有するアンプの制御方法であって、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較し、比較部からの比較結果に基づく判定により、各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替えることを特徴としている。
【００６１】
上記アンプの制御方法では、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が同一と判定されたときに、各平衡化抵抗を第一プラグのために機能させてもよい。
【００６２】
上記アンプの制御方法においては、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が相違すると判定されたときに、各平衡化抵抗を短絡してもよい。
【００６３】
上記アンプの制御方法では、判定のまえには、各平衡化抵抗が短絡しない状態にしてもよい。
【００６４】
上記アンプの制御方法においては、所定の検出用信号を生成し、判定のまえには、複数の増幅器の一方に、所定の検出用信号を入力信号から切り替えて入力してもよい。
【００６５】
上記アンプの制御方法では、判定のあとには、複数の増幅器への入力を入力信号にそれぞれ切り替えてもよい。
【００６６】
本発明に係るプログラムは、前記課題を解決するために、上記の何れかに記載のアンプの各構成をコンピュータにて実行可能に記載したことを特徴としている。
【００６７】
本発明に係る他のプログラムは、前記課題を解決するために、上記の何れかに記載のアンプの制御方法の各ステップをコンピュータにて実行可能に記載したことを特徴としている。
【００６８】
本発明に係る記録媒体は、前記課題を解決するために、上記の何れかのプログラムをコンピュータにて読み取り可能に記録したものであることを特徴としている。
【００６９】
また、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記出力端子には、４端子ヘッドホンのプラグおよび３端子ヘッドホンのプラグ（第一プラグ）が接続可能であり、前記４端子ヘッドホンが接続される場合は、前記４端子ヘッドホンの前記プラグの各端子が前記出力端子のそれぞれと１対１で接続され、前記３端子ヘッドホンが接続される場合は、前記３端子ヘッドホンの前記プラグの各端子のうち２つは前記抵抗（平衡用抵抗）が挿入されていない２つの前記出力端子と接続され、他の１つは前記抵抗が挿入されている２つの前記出力端子と共通に接続されることが好ましい。
【００７０】
上記の発明によれば、４端子ヘッドホンのプラグを接続し、上記第１入力信号増幅手段における信号と上記第２入力信号増幅手段における信号とが異なる場合、上記抵抗を用いないため電力効率がよく、さらに、３端子ヘッドホンのプラグを接続した場合、抵抗が平衡用抵抗として機能するので、従来と変わらないセパレーション等のオーディオ性能を確保することのできるアンプを実現することができるという効果を奏する。
【００７１】
さらに、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記第１入力信号および前記第２入力信号は２値量子化信号であり、前記第１入力信号増幅手段および前記第２入力信号増幅手段はスイッチング増幅回路であり、前記第１入力信号増幅手段および前記第２入力信号増幅手段のそれぞれの前記正相増幅手段および前記逆相増幅手段の出力にローパスフィルタが接続され、前記抵抗および前記短絡開放手段は、前記抵抗が挿入されている前記出力端子と、当該出力端子に対応して設けられた前記ローパスフィルタとの間に接続されることが好ましい。
【００７２】
上記の発明によれば、２値量子化信号をスイッチング増幅回路で増幅してからローパスフィルタで２値量子化信号をアナログ信号に変換して４つの出力端子から出力するステレオのディジタルアンプにおいて、４つの出力端子のうちの２つを正常に短絡接続可能とするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率の低下を軽減することができるという効果を奏する。
【００７３】
また、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記各抵抗が挿入されている側の出力端子の電圧をディジタルの電圧信号に変換するＡ／Ｄ変換手段を備えており、前記比較手段は、上記各ディジタルの電圧信号を比較することが好ましい。
【００７４】
上記の発明によれば、上記Ａ／Ｄ変換手段は、前記各抵抗が挿入されている側の出力端子の電圧をディジタルの電圧信号に変換する。そして、上記比較手段は、上記各ディジタルの電圧信号を比較する。アナログの電圧信号を比較すると、比較するために構成される回路は複雑となる。このため、前記Ａ／Ｄ変換手段は、前記比較手段によって比較する各電圧をアナログの電圧信号からディジタルの電圧信号に変換する。そして、前記比較手段は、各ディジタルの電圧信号を比較することにより、簡単な回路構成で比較することができる。
【００７５】
さらに、本発明に係るプログラムは、上記課題を解決するために、上記発明に係るアンプが備える前記比較手段の前記抵抗が挿入されている側の２つの出力端子の各電圧どうしを比較するという動作と、前記制御手段の前記切り替え動作を制御するという動作とをコンピュータに実行させることを特徴としている。
【００７６】
また、本発明に係るプログラムを記録した記録媒体は、上記課題を解決するために、上記本発明に係るプログラムを記録したことを特徴としている。
【００７７】
ところで、上記アンプ内の比較手段・制御手段は、ハードウェアで実現してもよいし、プログラムをコンピュータに実行させることによって実現してもよい。具体的には、本発明に係るプログラムは、比較手段・制御手段としてコンピュータを動作させるプログラムであり、本発明に係る記録媒体には、当該プログラムが記録されている。
【００７８】
これらのプログラムがコンピュータによって実行されると、当該コンピュータは、上記比較手段・制御手段として動作する。したがって、上記アンプと同様に、比較・短絡開放手段の制御をすることができる。
【発明の効果】
【００７９】
本発明に係るアンプは、以上のように、入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、一方の入力が共通化している第一プラグを接続したときのショートを防止するための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗と、各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替える第一スイッチと、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較する比較部と、比較部からの比較結果に基づく判定により、各第一スイッチの切り替えを制御する制御部とを備えている構成である。
【００８０】
それゆえ、上記構成は、複数、例えば４つの出力端子のうちの２つに接続された各平衡用抵抗を正常に短絡接続することを短時間にかつ自動的に可能にするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率の低下を軽減させることのできるアンプを実現することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００８１】
本発明の実施の各形態について図１ないし図４に基づいて説明すると以下の通りである。なお、本実施の各形態においては、前記従来の技術で説明した構成と同じ部材には同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００８２】
本実施の形態のステレオアンプ（アンプ）５１を図１に示す。ステレオアンプ５１は、図１０および図１２のステレオアンプ１０２に加えて、抵抗Ｒ１に対し並列にスイッチ（短絡開放手段）ＳＷ１３と、抵抗Ｒ２に対し並列にスイッチ（短絡開放手段）ＳＷ１４とがそれぞれ設けられている。さらに、ステレオアンプ１０２の各演算増幅器１、２への入力を切り替えるＳＷ１５と、各演算増幅器３、４への入力を切り替えるＳＷ１６とがそれぞれ設けられている。その上、上記スイッチＳＷ１３、スイッチＳＷ１４、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６の開閉をそれぞれ制御するために、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと称する）４０を備えている。
【００８３】
各スイッチＳＷ１３、１４により、左チャネル逆相出力端子１０は、抵抗Ｒ１とスイッチＳＷ１３とからなる並列回路の一端に接続され、右チャネル逆相出力端子１２は、抵抗Ｒ２とスイッチＳＷ１４とからなる並列回路の一端に接続される。すなわち、当該並列回路は、左チャネル逆相出力端子１０と当該出力端子に対応して設けられたローパスフィルタ６との間、および、右チャネル逆相出力端子１２と当該出力端子に対応して設けられたローパスフィルタ８との間に接続される。各スイッチＳＷ１５、１６によりステレオアンプ５１は音楽等を示す信号か、一定の検出用信号かを選択することができる。
【００８４】
また、上記マイコン４０は、第１Ａ／Ｄ変換部４１と、第２Ａ／Ｄ変換部４２と、比較部４３と、第一切り替え制御部４４と、第二切り替え制御部４５と、信号発生回路４６とを備えている。上記マイコン４０は、ＣＰＵが記憶装置に格納されたプログラムを実行し、図示しない入出力回路などの周辺回路を制御することによって実現される機能ブロックである。
【００８５】
第１Ａ／Ｄ変換部４１は、左チャネル逆相出力端子１０におけるアナログの電圧信号を検出し、上記アナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（以下、第１ディジタル信号と称する）に変換する。
【００８６】
第２Ａ／Ｄ変換部４２は、右チャネル逆相出力端子１２におけるアナログの電圧信号を検出し、上記アナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（以下、第２ディジタル信号と称する）に変換する。
【００８７】
比較部４３は、上記第１Ａ／Ｄ変換部４１から出力される上記第１ディジタル信号と上記第２Ａ／Ｄ変換部４２から出力される上記第２ディジタル信号とを比較する。
【００８８】
第一切り替え制御部４４は、比較部４３から比較した結果を受け付け、上記結果に基づいてスイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４の開閉を制御する。
【００８９】
信号発生回路４６は所定の検出用信号を出力する。第二切り替え制御部４５は信号切り替えのための各スイッチＳＷ１５、ＳＷ１６を制御し、各演算増幅器１、２および各演算増幅器３、４に対し、所定の検出用信号を入力するか本来のオーディオ信号を入力するかを切り替える。
【００９０】
ステレオアンプ５１は、３端子ヘッドホンまたは４端子ヘッドホンが接続されている状態において、マイコン４０に予め記憶されているプログラムに沿って、後述する本再生を行う前に、短い時間、後述する仮再生を行う。なお、上記本再生とは、利用者が所望とする音声・音楽を再生することである。また、上記仮再生とは、上記本再生を行う前に行うことによって、３端子か４端子のどちらの端子のヘッドホンが接続されているのかを判別するために行う再生をいう。なお、ステレオアンプ５１が、上記仮再生を行うとき、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４は、開放状態で、スイッチＳＷ１５およびスイッチＳＷ１６は、上側の所定の検出用信号の入力側を選択した状態である。
【００９１】
次に、３端子ヘッドホンを接続した場合におけるステレオアンプ５１の状態について説明する。
【００９２】
３端子ヘッドホンは、図９に示すものと同じものであり、ステレオアンプ５１に接続されると、前述と同様、３端子ヘッドホンのプラグの各端子のうち、２つは左チャネル正相出力端子９と右チャネル正相出力端子１１とに１つずつ接続され、他の１つの端子は左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２に共通に接続される。
【００９３】
なお、抵抗Ｒ１が左チャネル正相出力端子９側に挿入され、抵抗Ｒ２が右チャネル正相出力端子１１側に挿入される構成もあり得るので、一般には、３端子ヘッドホンのプラグの各端子のうち、２つは抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が挿入されていない２つの出力端子と接続され、他の１つは抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が挿入されている２つの出力端子と共通に接続される。
【００９４】
第二切り替え制御部４５は、図２に示すように、３端子ヘッドホンをステレオアンプ５１に接続した場合、まず、各スイッチＳＷ１５、ＳＷ１６を上側に切り替え、一方のチャンネルは信号発生回路４６からの所定の検出用信号を選択し、他方のチャンネルは接地して無信号を入力する。
【００９５】
マイコン４０は、上記仮再生を行うことによって、左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２におけるアナログの電圧信号を検出する。したがって、第１Ａ／Ｄ変換部４１は、左チャネル逆相出力端子１０におけるアナログの電圧信号を検出し、アナログの電圧信号を第１ディジタル信号に変換する。そして、第１Ａ／Ｄ変換部４１は、上記第１ディジタル信号を比較部４３に送る。
【００９６】
また、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、右チャネル逆相出力端子１２におけるアナログの電圧信号を検出し、アナログの電圧信号を第２ディジタル信号に変換する。そして、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、上記第２ディジタル信号を比較部４３に送る。
【００９７】
その後、比較部４３は、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とを比較する。そして、比較部４３は、上記比較した結果を第一切り替え制御部４４に送る。なお、ステレオアンプ５１に３端子ヘッドホンが接続されている場合、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とは短絡接続されているため、左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが互いに等しい。このため、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とは同じ信号となる。したがって、比較部４３は、上記比較した結果として、両信号が同じであるという情報に基づいた信号を第一切り替え制御部４４に送る。
【００９８】
第一切り替え制御部４４は、比較部４３から上記情報に基づいた信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を開放状態にする。さらに、第二切り替え制御部４５は、ＳＷ１５、ＳＷ１６を下側に切り替え、本来の信号を選択する。図２はこの状態を示している。
【００９９】
このとき、左チャネル逆相出力端子１０を流れる電流は、全て抵抗Ｒ１を流れ、右チャネル逆相出力端子１２を流れる電流は、全て抵抗Ｒ２を流れる。つまり、抵抗Ｒ１およびＲ２は平衡用抵抗として機能する。このため、全体の回路図は第二の従来例の図１０と同じになる。
【０１００】
図２に示すステレオアンプ５１の各出力端子から出力される信号ＳL+、ＳL-、ＳR+、およびＳR-の電圧波形、ローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’の電圧波形、並びにローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’の電圧波形は図１１と同じになる。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【０１０１】
左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+とローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値とが等しくなるように設定されているので、左チャネル逆相出力端子１０の電位は、左チャネル正相出力端子９とローパスフィルタ６の出力側との中間電位になる。したがって、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【０１０２】
右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+とローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値とが等しくなるように設定されているので、右チャネル逆相出力端子１２の電位は、右チャネル正相出力端子１１とローパスフィルタ８の出力側との中間電位になる。したがって、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【０１０３】
左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されても、アンプが破損するおそれがなく、クロストークも発生しない。
【０１０４】
また、左チャネル出力オーディオ信号（ＳL+−ＳL-）はＡ×ＳL［Ｖ］となり、右チャネル出力オーディオ信号（ＳR+−ＳR-）はＡ×ＳR［Ｖ］となる。したがって、３端子ヘッドホンを接続した本実施の形態のステレオアンプ５１は、第一の従来例のステレオアンプ１０１と同様に電源電圧の変動の影響を受けないアンプである。
【０１０５】
次に、４端子ヘッドホンを接続した場合のステレオアンプ５１の状態について図３を用いて説明する。なお、以下の説明は、利用者が４端子ヘッドホンを用いてステレオ音声を聴くということを前提とする。
【０１０６】
４端子ヘッドホンは、図８に示すものと同じものであり、ステレオアンプ５１に接続されると、前述と同様、４端子ヘッドホンのプラグの各端子はステレオアンプ５１の出力端子のそれぞれと１対１で接続される。
【０１０７】
第二切り替え制御部４５はスイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６を上側に切り替え、一方のチャンネルは信号発生回路４６からの所定の検出用信号を選択し、他方のチャンネルは接地して無信号を入力する。
【０１０８】
そして、マイコン４０は、上記仮再生を行うことにより、左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２の電圧信号を検出する。したがって、第１Ａ／Ｄ変換部４１は、左チャネル逆相出力端子１０におけるアナログの電圧信号を検出し、上記アナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（第１ディジタル信号）に変換する。そして、第１Ａ／Ｄ変換部４１は、上記第１ディジタル信号を比較部４３に送る。また、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、右チャネル逆相出力端子１２におけるアナログの電圧信号を検出し、上記アナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（第２ディジタル信号）に変換する。そして、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、上記第２ディジタル信号を比較部４３に送る。
【０１０９】
その後、比較部４３は、第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とを比較する。そして、比較部４３は、上記比較した結果を第一切り替え制御部４４に送る。なお、ステレオアンプ５１に４端子ヘッドホンが接続されている場合、左チャネル逆相出力端子１０は、左チャネル正相出力端子９と、抵抗Ｒ３を介して接続されており、右チャネル逆相出力端子１２は、右チャネル正相出力端子１１と、抵抗Ｒ４を介して接続されている。
【０１１０】
このため、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とは、前記の、それぞれ入力されている、所定の検出用信号と接地による無信号とによって、互いに異なる電圧信号を検出することとなる。
【０１１１】
したがって、比較部４３は、上記比較した結果として、左チャネル逆相出力端子１０における電圧信号と右チャネル逆相出力端子１２における電圧信号とが異なっているという情報に基づく信号を第一切り替え制御部４４に送る。
【０１１２】
第一切り替え制御部４４は、比較部４３から上記情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を短絡状態にする。さらに、第二切り替え制御部４５は、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６を下側に切り替え、本来、増幅するべき信号を選択する。図３はこの状態を示している。
【０１１３】
このとき、左チャネル逆相出力端子１０を流れる電流は全てスイッチＳＷ１３を流れ、右チャネル逆相出力端子１２を流れる電流は全てスイッチＳＷ１４を流れる。このため、全体の回路図は、図６に示す第一の従来例のステレオアンプ１０１と同じになる。
【０１１４】
また、左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+の電圧波形、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-の電圧波形、右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+の電圧波形および、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-の電圧波形は図７と同じになる。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【０１１５】
このため、第二の従来例のステレオアンプ１０２に４端子ヘッドホンを接続した場合の図１２に比べて、ヘッドホンと直列に挿入される抵抗がなくなりステレオアンプ５１の出力電圧が全てヘッドホンにかかることとなる。このため、ステレオアンプ５１は、第二の従来例のステレオアンプ１０２と比べて電力効率を２倍とすることができる。そして、当然のことながら４端子ヘッドホンを接続しても何ら不具合は生じない。
【０１１６】
次に、図４に示すフローチャートを参照しながら、本実施の形態におけるステレオアンプ内のマイコン４０で実行される処理（仮再生）の流れについて説明する。
【０１１７】
まず、ステップ１（以降、Ｓ１のように称する）において、ステレオアンプ５１は、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を開放状態にしておき、スイッチＳＷ１５およびスイッチＳＷ１６を上側（測定モード）選択とする。
【０１１８】
Ｓ２において、信号発生回路４６で所定の検出用信号（図４では、単に信号と記載）を発生させてスイッチＳＷ１５の上側に印加する。一方、マイコン４０内の第１Ａ／Ｄ変換部４１は、左チャネル逆相出力端子１０の電圧信号を検出する。また、マイコン４０内の第２Ａ／Ｄ変換部４２は、右チャネル逆相出力端子１２の電圧信号を検出する。その後、処理はＳ３へ移行する。
【０１１９】
Ｓ３において、第１Ａ／Ｄ変換部４１および第２Ａ／Ｄ変換部４２は、検出したアナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（上記第１ディジタル信号および第２ディジタル信号）に変換する。その後、処理はＳ４へ移行する。
【０１２０】
Ｓ４において、比較部４３は、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とを比較する。上記比較した結果、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とが同一のディジタル信号である場合、処理はＳ５へ移行する。また、上記比較した結果、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とが互いに異なるディジタル信号である場合、処理はＳ８へ移行する。
【０１２１】
Ｓ５において、比較部４３は、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とが全て同じであると判断すると、両信号が同じであるという情報に基づき、装着されたヘッドホンは３端子と判定して、その判定結果を示す上記情報に基づく信号を第一切り替え制御部４４に送る。その後、処理はＳ６へ移行する。
【０１２２】
Ｓ６において、第一切り替え制御部４４は、上記情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４の開閉を制御する。つまり、第一切り替え制御部４４は、両信号が同じであるという情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を開放状態にする。
【０１２３】
Ｓ７において、第二切り替え制御部４５は、上記情報に基づく信号を受け付けると、の切り替え信号をスイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６に送り、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６が受け付けると、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６は下側に切り替えられ、本来、増幅する信号が選択される。
【０１２４】
一方、Ｓ８において、比較部４３は、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とが互いに異なると判断すると、両信号が異なっているという情報に基づき、装着されたヘッドホンは４端子と判定して第一切り替え制御部４４に送る。その後、処理はＳ９へ移行する。
【０１２５】
Ｓ９において、第一切り替え制御部４４は、上記情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４の開閉を制御する。つまり、第一切り替え制御部４４は、両信号が異なっているという情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を短絡状態にする。
【０１２６】
Ｓ１０において、第二切り替え制御部４５は、上記情報に基づく信号を受け付けると、切り替え信号をスイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６に送り、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６が受け付けると、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６は下側に切り替えられ、本来増幅する信号が選択される。
【０１２７】
以上により、４端子ヘッドホンのプラグを接続し、上記第１入力信号増幅手段における信号と上記第２入力信号増幅手段における信号とが異なる場合、上記抵抗を用いないため電力効率がよく、さらに、３端子ヘッドホンのプラグを接続した場合、抵抗が平衡用抵抗として機能するので、従来と変わらないセパレーション等のオーディオ性能を確保することのできるステレオアンプを実現することができる。また３端子、４端子の判別を自動的にかつ高速で行うことができる。
【０１２８】
また、比較部４３による比較は、再生するたびに行わなくてもよい。具体的には、例えば、本発明に係るアンプに接続する再生装置（例えば、ＣＤ、ＭＤが挙げられる）のディスクを入れ替えたときに比較を行うということが挙げられる。
【０１２９】
また、スイッチＳＷ１３、スイッチＳＷ１４、スイッチＳＷ１５、およびスイッチＳＷ１６としては、例えば、機械的なスイッチやＭＯＳトランジスタを使用した電気的なスイッチが挙げられるが、抵抗Ｒ１およびＲ２の両端間の短絡と開放との切り替え動作が可能なものであれば何でもよい。
【０１３０】
さらに、上述した本実施の形態のステレオアンプ５１は、２値量子化信号を入力するディジタルアンプであるが、これに限られない。つまり、本実施の形態に係るステレオアンプ５１は、アナログオーディオ信号を入力するアナログアンプの形態としてもよく、また、アナログオーディオ信号を入力する場合も、２値量子化信号を入力する場合と同様の効果を奏する。
【０１３１】
また、本発明に係るステレオアンプ５１は、マイコン４０内でアナログ／ディジタル変換を行って、比較部４３によって第１ディジタル信号と第２ディジタル信号とを比較しているが、比較部４３における比較は、ディジタル信号に限られない。つまり、本発明に係るステレオアンプは、アナログの電圧信号を検出して、そのまま比較部４３における比較を行ってもよい。
【０１３２】
さらに、本発明に係るステレオアンプ５１は、利用者が４端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声を聴く場合、スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４が短絡状態となるように制御する。そして、第１入力信号増幅手段における電圧は、全て抵抗Ｒ３にかかり、第２入力信号増幅手段における電圧は、全て抵抗Ｒ４にかかる。これに反して、本発明に係るステレオアンプ５１は、利用者が３端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声またはモノラル音声を聴く、あるいは、利用者が端子ヘッドホンを用いてモノラル音声を聴く場合、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４が開放状態となるように制御する。
【０１３３】
そして、第１入力信号増幅手段における電圧は、抵抗Ｒ１およびＲ３にかかり、第２入力信号増幅手段における電圧は、抵抗Ｒ２およびＲ４にかかる。つまり、利用者が４端子ヘッドホンを用いてステレオ音声を聴く場合における抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４に流れる電流は、利用者が３端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声またはモノラル音声を聴く、あるいは、利用者が４端子ヘッドホンを用いて、モノラル音声を聴く場合に比べて多い。
【０１３４】
したがって、利用者が４端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声を聴く場合の音量は、同じ電源電圧で利用者が３端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声またはモノラル音声を聴く、あるいは、４端子ヘッドホンを用いて、モノラル音声を聴く場合の音量よりも大きくなる。このため、比較部４３が、４端子ヘッドホンが接続されたと判断した場合、つまり、比較部４３において上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とを比較した結果、異なる信号であると判断した場合、マイコン４０は、ステレオアンプ５１の音量を数ステップ下げる処理を行う構成を備えていてもよい。
【０１３５】
また、本実施の形態では１ビットオーディオアンプのディジタルアンプについての例を示したので、演算増幅器１および２の後段にローパスフィルタ５および６が設けられ、演算増幅器３および４の後段にローパスフィルタ７および８が設けられているが、抵抗とスイッチとが並列に接続される構成を用いて、２つの正相出力端子間あるいは２つの逆相出力端子間の短絡接続を正常に実現させるという機能を達成する上では、これらのローパスフィルタは必ずしも必要であるとは限らない。演算増幅器と正相あるいは逆相出力端子との間に他の回路要素がある場合も同様である。
【０１３６】
従って、この意味では、第１出力端子（実施の形態では左チャネル正相出力端子９）は第１入力信号増幅手段の正相増幅手段（実施の形態では演算増幅器１）の出力側に接続されていればよく、第２出力端子（実施の形態では右チャネル正相出力端子１１）は第２入力信号増幅手段の正相増幅手段（実施の形態では演算増幅器３）の出力側に接続されていればよく、第３出力端子（実施の形態では左チャネル逆相出力端子１０）は第１入力信号増幅手段の逆相増幅手段（実施の形態では演算増幅器２）の出力側に接続されていればよく、第４出力端子（実施の形態では右チャネル逆相出力端子１２）は第２入力信号増幅手段の逆相増幅手段（実施の形態では演算増幅器４）の出力側に接続されていればよい。各増幅手段の出力端子と第１〜第４出力端子との間に介在する要素は、抵抗とスイッチとの上記並列回路以外にあってもなくてもよい。
【０１３７】
本発明に係る上記ステレオアンプ５１は、各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの各出力端子１０・１２あるいは各出力端子９・１１どうしが短絡接続される場合に、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を各抵抗Ｒ１・Ｒ２の両端間を開放する状態に切り替えることにより、当該２つの出力端子のそれぞれに流れる電流は、全て各抵抗Ｒ１・Ｒ２に流れる。従って、当該各抵抗Ｒ１・Ｒ２は、短絡接続された２つの出力端子の電位を等しくするための電圧降下を生成するため、２つの出力端子間の短絡接続を問題なく実現することができる。また、各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続されない場合には、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を抵抗の両端間を短絡する状態に切り替えることにより、当該各抵抗Ｒ１・Ｒ２での電力消費を行わないようにすることができる。
【０１３８】
さらに、上記比較部４３は、上記左チャネル逆相出力端子１０と上記右チャネル逆相出力端子１２とにおける電圧、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９と上記右チャネル正相出力端子１１とにおける電圧を検出し、上記左チャネル逆相出力端子１０の電圧と上記右チャネル逆相出力端子１２の電圧とを比較する、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９の電圧と上記右チャネル正相出力端子１１の電圧とを比較する。そして、上記第一切り替え制御部４４は、上記比較部４３によって比較した結果に基づいて、上記スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を制御する。
【０１３９】
これによれば、各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続されている場合、上記左チャネル逆相出力端子１０の電圧および上記右チャネル逆相出力端子１２の電圧、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９の電圧および上記右チャネル正相出力端子１１の電圧は、同じ電圧となる。また、抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続されない場合、上記左チャネル逆相出力端子１０の電圧と上記右チャネル逆相出力端子１２の電圧とは、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９の電圧と上記右チャネル正相出力端子１１の電圧とは、互いに異なる電圧となる。
【０１４０】
このため、上記比較部４３が、上記左チャネル逆相出力端子１０の電圧および上記右チャネル逆相出力端子１２の電圧、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９の電圧および上記右チャネル正相出力端子１１の電圧をそれぞれ検出し、互いに比較することによって、抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側における２つの出力端子どうしの接続状態が判別できる。この判別した結果に基づいて、上記第一切り替え制御部４４は、上記スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４を制御する。つまり、上記第一切り替え制御部４４は、上記結果に基づいて上記スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４を短絡状態、あるいは、開放状態にする。
【０１４１】
これにより、４つの出力端子のうち、２つを正常に短絡接続可能とするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率を低下させずに済み、利用者がスイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を操作する手間を省いたステレオアンプを実現することができるという効果を奏する。
【０１４２】
また、本発明に係るステレオアンプは、上記の構成において、前記出力端子には、４端子ヘッドホンおよび３端子ヘッドホンのプラグが接続可能であり、前記４端子ヘッドホンが接続される場合は、前記４端子ヘッドホンの前記プラグの各端子が前記出力端子のそれぞれと１対１で接続され、前記３端子ヘッドホンが接続される場合は、前記３端子ヘッドホンの前記プラグの各端子のうち２つは前記抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されていない２つの前記出力端子と接続され、他の１つは前記抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている２つの前記出力端子と共通に接続されることが好ましい。
【０１４３】
上記の発明によれば、４端子ヘッドホンのプラグを接続し、上記第１入力信号増幅手段における信号と上記第２入力信号増幅手段における信号とが異なる場合、上記抵抗Ｒ１・Ｒ２を用いないため電力効率がよく、さらに、３端子ヘッドホンのプラグを接続した場合、抵抗Ｒ１・Ｒ２が平衡用抵抗として機能するので従来と変わらないセパレーション等のオーディオ性能を確保することのできるアンプを実現することができるという効果を奏する。
【０１４４】
さらに、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記第１入力信号および前記第２入力信号は２値量子化信号であり、前記第１入力信号増幅手段および前記第２入力信号増幅手段はスイッチング増幅回路であり、前記第１入力信号増幅手段および前記第２入力信号増幅手段のそれぞれの前記演算増幅器１・３および前記演算増幅器２・４の出力にローパスフィルタが接続され、前記抵抗Ｒ１・Ｒ２および前記スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４は、前記抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている前記出力端子と、当該出力端子に対応して設けられた前記ローパスフィルタとの間に接続されることが好ましい。
【０１４５】
上記の発明によれば、２値量子化信号をスイッチング増幅回路で増幅してからローパスフィルタで２値量子化信号をアナログ信号に変換して４つの出力端子から出力するステレオのディジタルアンプにおいて、４つの出力端子のうちの２つを正常に短絡接続可能とするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率の低下を軽減することができるという効果を奏する。
【０１４６】
また、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の出力端子１０・１２および出力端子９・１１の電圧をディジタルの電圧信号に変換する第１Ａ／Ｄ変換部４１と第２Ａ／Ｄ変換部４２とを備えており、前記比較部４３は、上記各ディジタルの電圧信号を比較することが好ましい。
【０１４７】
上記の発明によれば、上記第１Ａ／Ｄ変換部４１と上記第２Ａ／Ｄ変換部４２とは、前記抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の出力端子１０・１２および出力端子９・１１の電圧をディジタルの電圧信号に変換する。そして、上記比較部４３は、上記各ディジタルの電圧信号を比較する。アナログの電圧信号を比較すると、比較するために構成される回路は複雑となる。このため、前記第１Ａ／Ｄ変換部４１と第２Ａ／Ｄ変換部４２とは、前記比較部４３によって比較する各電圧をアナログの電圧信号からディジタルの電圧信号に変換する。そして、前記比較部４３は、各ディジタルの電圧信号を比較することにより、簡単な回路構成で比較することができる。
【０１４８】
さらに、本発明に係るプログラムは、上記課題を解決するために、上記発明に係るアンプが備える前記比較部４３における、前記各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの出力端子の各電圧どうしを比較するという動作と、前記第一切り替え制御部４４の前記切り替え動作を制御するという動作とをコンピュータに実行可能に記載されたものであることを特徴としている。
【０１４９】
また、本発明に係るプログラムを記録した記録媒体は、上記課題を解決するために、上記本発明に係るプログラムをコンピュータにて読み取り可能に記録したものであることを特徴としている。
【０１５０】
ところで、上記ステレオアンプ５１内のマイコン４０は、ハードウェアで実現してもよいし、プログラムをコンピュータに実行させることによって実現してもよい。具体的には、本発明に係るプログラムは、比較部４３・第一切り替え制御部４４としてコンピュータを動作させるプログラムであり、本発明に係る記録媒体には、当該プログラムが記録されている。
【０１５１】
これらのプログラムがコンピュータによって実行されると、当該コンピュータは、上記マイコン４０として動作する。したがって、上記ステレオアンプ５１と同様に、比較したり、スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４を制御したりすることができる。
【０１５２】
また、上記各実施形態では、マイコン４０を構成する各部材が、「ＣＰＵなどの演算手段がＲＯＭやＲＡＭなどの記録媒体に格納されたプログラムコードを実行することで実現される機能ブロックである」場合を例にして説明したが、同様の処理を行うハードウェアで実現してもよい。また、処理の一部を行うハードウェアと、当該ハードウェアの制御や残余の処理を行うプログラムコードを実行する上記演算手段とを組み合わせても実現することもできる。さらに、上記各部材のうち、ハードウェアとして説明した部材であっても、処理の一部を行うハードウェアと、当該ハードウェアの制御や残余の処理を行うプログラムコードを実行する上記演算手段とを組み合わせても実現することもできる。なお、上記演算手段は、単体であってもよいし、装置内部のバスや種々の通信路を介して接続された複数の演算手段が共同してプログラムコードを実行してもよい。また、上記各部材のうちの記憶部（図示しない）は、メモリなどの記憶装置自体であってもよい。
【０１５３】
上記演算手段によって直接実行可能なプログラムコード自体、または、後述する解凍などの処理によってプログラムコードを生成可能なデータとしてのプログラムは、当該プログラム（プログラムコードまたは上記データ）を記録媒体に格納し、当該記録媒体を配付したり、あるいは、上記プログラムを、有線または無線の通信路を介して伝送するための通信手段で送信したりして配付され、上記演算手段で実行される。
【０１５４】
なお、通信路を介して伝送する場合、通信路を構成する各伝送媒体が、プログラムを示す信号列を伝搬し合うことによって、当該通信路を介して、上記プログラムが伝送される。また、信号列を伝送する際、送信装置が、プログラムを示す信号列により搬送波を変調することによって、上記信号列を搬送波に重畳してもよい。この場合、受信装置が搬送波を復調することによって信号列が復元される。一方、上記信号列を伝送する際、送信装置が、デジタルデータ列としての信号列をパケット分割して伝送してもよい。この場合、受信装置は、受信したパケット群を連結して、上記信号列を復元する。また、送信装置が、信号列を送信する際、時分割／周波数分割／符号分割などの方法で、信号列を他の信号列と多重化して伝送してもよい。この場合、受信装置は、多重化された信号列から、個々の信号列を抽出して復元する。いずれの場合であっても、通信路を介してプログラムを伝送できれば、同様の効果が得られる。
【０１５５】
ここで、プログラムを配付する際の記録媒体は、取外し可能である方が好ましいが、プログラムを配付した後の記録媒体は、取外し可能か否かを問わない。また、上記記録媒体は、プログラムが記憶されていれば、書換え（書き込み）可能か否か、揮発性か否か、記録方法および形状を問わない。記録媒体の一例として、磁気テープやカセットテープなどのテープ、あるいは、フロッピー（登録商標）ディスクやハードディスクなどの磁気ディスク、または、ＣＤ−ＲＯＭや光磁気ディスク（ＭＯ）、ミニディスク（ＭＤ）やデジタルビデオディスク（ＤＶＤ）などのディスクが挙げられる。また、記録媒体は、ＩＣカードや光カードのようなカード、あるいは、マスクＲＯＭやＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭまたはフラッシュＲＯＭなどのような半導体メモリであってもよい。あるいは、ＣＰＵなどの演算手段内に形成されたメモリであってもよい。
【０１５６】
なお、上記プログラムコードは、上記各処理の全手順を上記演算手段へ指示するコードであってもよいし、所定の手順で呼び出すことで、上記各処理の一部または全部を実行可能な基本プログラム（例えば、オペレーティングシステムやライブラリなど）が既に存在していれば、当該基本プログラムの呼び出しを上記演算手段へ指示するコードやポインタなどで、上記全手順の一部または全部を置き換えてもよい。
【０１５７】
また、上記記録媒体にプログラムを格納する際の形式は、例えば、実メモリに配置した状態のように、演算手段がアクセスして実行可能な格納形式であってもよいし、実メモリに配置する前で、演算手段が常時アクセス可能なローカルな記録媒体（例えば、実メモリやハードディスクなど）にインストールした後の格納形式、あるいは、ネットワークや搬送可能な記録媒体などから上記ローカルな記録媒体にインストールする前の格納形式などであってもよい。また、プログラムは、コンパイル後のオブジェクトコードに限るものではなく、ソースコードや、インタプリトまたはコンパイルの途中で生成される中間コードとして格納されていてもよい。いずれの場合であっても、圧縮された情報の解凍、符号化された情報の復号、インタプリト、コンパイル、リンク、または、実メモリへの配置などの処理、あるいは、各処理の組み合わせによって、上記演算手段が実行可能な形式に変換可能であれば、プログラムを記録媒体に格納する際の形式に拘わらず、同様の効果を得ることができる。
【０１５８】
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１５９】
本発明は、１ビットオーディオアンプなど、４端子および３端子ヘッドホンが接続可能なアンプに好適に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１６０】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、ステレオアンプの要部構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１のステレオアンプに３端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【図３】図１のステレオアンプに４端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【図４】本発明の実施形態に係るスイッチ制御の流れを示すフローチャートである。
【図５】従来技術を示すものであり、アンプの要部構成を示す回路ブロック図である。
【図６】図５のアンプを用いて構成した第一の例のステレオアンプに４端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【図７】図６のステレオアンプの各箇所における信号の波形を示す波形図である。
【図８】４端子ヘッドホンのプラグの構成を示す側面図である。
【図９】３端子ヘッドホンのプラグの構成を示す側面図である。
【図１０】第一の例を変形した第二の例のステレオアンプに３端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【図１１】図１０のステレオアンプの各箇所における信号の波形を示す波形図である。
【図１２】図１１のステレオアンプに４端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
【０１６１】
１ 演算増幅器（正相増幅手段）
２ 演算増幅器（逆相増幅手段）
３ 演算増幅器（正相増幅手段）
４ 演算増幅器（逆相増幅手段）
５〜８ ローパスフィルタ
９ 左チャネル正相出力端子（第１出力端子）
１０ 左チャネル逆相出力端子（第３出力端子）
１１ 右チャネル正相出力端子（第２出力端子）
１２ 右チャネル逆相出力端子（第４出力端子）
４０ マイコン
４１ 第１Ａ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ変換手段）
４２ 第２Ａ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ変換手段）
４３ 比較部（比較手段）
４４ 第一切り替え制御部（制御手段）
４５ 第二切り替え制御部（制御手段）
４６ 信号発生回路（信号発生手段）
５１ ステレオアンプ（アンプ）
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｃ０ コンデンサ
ＳL ２値量子化信号（第１入力信号）
ＳR ２値量子化信号（第２入力信号）
ＳＷ１３、ＳＷ１４
スイッチ（短絡開放手段）
ＳＷ１５、ＳＷ１６
スイッチ（信号選択手段）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号を出力するディジタルアンプなどのアンプ、上記アンプの制御方法、上記アンプをコンピュータにて実行可能に記載したプログラム、および上記プログラムをコンピュータ読み取り可能に記録した記録媒体に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、１ビットオーディオアンプに備えられるヘッドホンアンプには、ディジタルアンプが用いられる。このディジタルアンプに関する第一および第二の各従来例について図５ないし図１２に基づいて以下に説明する。
【０００３】
まず、ディジタルアンプの第一の従来例について図面を参照して説明する。図５に、特許文献１に記載されている、第一の従来例のディジタルアンプに関する構成を示す。
【０００４】
図５に示すディジタルアンプにおいて、２値量子化信号Ｓ１が入力される端子が、スイッチ回路１６の端子１６ａに接続される。また、アナログオーディオ信号Ｓ２が入力される端子が、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路１３を介してスイッチ回路１６の端子１６ｂに接続される。また、１６ビットディジタル信号Ｓ３が入力される端子が、補間回路１４およびデルタシグマ（ΔΣ）変調回路１５を介してスイッチ回路１６の端子１６ｃに接続される。各端子１６ａ〜１６ｃは、スイッチ回路１６の端子１６ｄと選択的に接続されるものである。
【０００５】
端子１６ｄは、演算増幅器１７の非反転入力端子および演算増幅器１８の反転入力端子に接続される。演算増幅器１７の反転入力端子および演算増幅器１８の非反転入力端子は、接地される。
【０００６】
演算増幅器１７の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ１９を介して正相出力端子２１に接続される。上記抵抗Ｒ０の一端は演算増幅器１７の出力端子に接続され、他端は正相出力端子２１に接続される。上記コンデンサＣ０の一端は上記抵抗Ｒ０の他端に接続され、他端は接地される。
【０００７】
演算増幅器１８の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ２０を介して逆相出力端子２２に接続される。上記抵抗Ｒ０の一端は演算増幅器１８の出力端子に接続され、他端は逆相出力端子２２に接続される。上記コンデンサＣ０の一端は上記抵抗Ｒ０の他端に接続され、他端は接地される。
【０００８】
次に、このような構成である第一の従来例のディジタルアンプの動作について説明する。アナログオーディオ信号Ｓ２は、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路１３によって２値量子化信号に変換される。また、１６ビットディジタル信号Ｓ３は、補間回路１４によって例えば、元のサンプリング周波数のＮ倍のサンプリング周波数の３２ビットディジタル信号に変換される。その３２ビットディジタル信号は、デルタシグマ（ΔΣ）変調回路１５によって２値量子化信号に変換される。したがって、スイッチ回路１６の端子１６ａ、１６ｂ、および１６ｃに入力される信号は、いずれも２値量子化信号である。
【０００９】
スイッチ回路１６は、制御回路（図示せず）からの制御信号に応じて端子１６ａ〜１６ｃのいずれかを選択し、端子１６ｄと接続する。これにより、２値量子化信号が、演算増幅器１７および演算増幅器１８に入力される。
【００１０】
ここで、演算増幅器１７および演算増幅器１８に入力される２値量子化信号をＳ［Ｖ］とし、演算増幅器１７および演算増幅器１８のゲインをＡとし、演算増幅器１７および演算増幅器１８の電源電圧をＶCC［Ｖ］とし、演算増幅器１７および演算増幅器１８の電源電圧の変動をΔＶCC［Ｖ］とする。また、演算増幅器１７および演算増幅器１８は、出力信号の基準電位が電源電圧の半分になるように、電圧レベルシフトを行う。
【００１１】
演算増幅器１７は、２値量子化信号を非反転増幅して出力するので、演算増幅器１７の出力信号は、Ａ×Ｓ＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。一方、演算増幅器１８は、２値量子化信号を反転増幅して出力するので、演算増幅器１８の出力信号は、Ａ×（−Ｓ）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。
【００１２】
ローパスフィルタ１９は、演算増幅器１７の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１７の出力信号の可聴域成分のみを正相出力端子２１に出力する。また、ローパスフィルタ２０は、演算増幅器１８の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１８の出力信号の可聴域成分のみを逆相出力端子２２に出力する。
【００１３】
ローパスフィルタ１９およびローパスフィルタ２０での電圧降下は、微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、正相出力端子２１と逆相出力端子２２との間の電圧は、｛Ａ×Ｓ＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−Ｓ）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝［Ｖ］であり、電源電圧の変動を含む（ＶCC＋ΔＶCC）／２の成分が相殺されて、Ａ×２Ｓ［Ｖ］となる。したがって、ディジタルアンプが出力するオーディオ信号は、電源電圧の変動の影響を受けなくなる。もちろん、従来のアナログアンプに設けられていた結合コンデンサを必要としない。
【００１４】
次に、上述した第一の従来例のディジタルアンプを２チャンネルのステレオアンプに適用した場合について図６を参照して説明する。
【００１５】
図６のステレオアンプ１０１の演算増幅器には、左チャネル入力信号である２値量子化信号ＳLおよび右チャネル入力信号である２値量子化信号ＳRが入力される。同図では、演算増幅器よりも前段側の構成を省略しており、図５の各演算増幅器１７・１８以降の構成が左右両チャネル分備えられている。図６の各演算増幅器１・３が図５の演算増幅器１７に対応し、図６の各演算増幅器２・４が図５の演算増幅器１８に対応し、図６の各ローパスフィルタ５・７が図５のローパスフィルタ１９に対応し、図６の各ローパスフィルタ６・８が図５のローパスフィルタ２０に対応し、図６の左チャネル正相出力端子９および右チャネル正相出力端子１１が図５の正相出力端子２１に対応し、図６の左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２が図５の逆相出力端子２２に対応している。なお、図６はステレオアンプ１０１の４つの出力端子に４端子ヘッドホンが接続された状態を示している。
【００１６】
２値量子化信号（第１入力信号）ＳLが入力される端子は、演算増幅器（正相増幅手段）１の非反転入力端子および演算増幅器（逆相増幅手段）２の反転入力端子に接続される。演算増幅器１の反転入力端子および演算増幅器２の非反転入力端子は、接地される。
【００１７】
演算増幅器１および演算増幅器２は、第１入力信号増幅手段を構成している。この第１入力信号増幅手段は、当該ステレオアンプにおいては２値量子化信号ＳLをスイッチング増幅するスイッチング増幅回路である。
【００１８】
演算増幅器１の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ５を介して左チャネル正相出力端子（第１出力端子）９に接続される。演算増幅器２の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ６を介して左チャネル逆相出力端子（第３出力端子）１０に接続される。
【００１９】
２値量子化信号（第２入力信号）ＳRが入力される端子は、演算増幅器（正相増幅手段）３の非反転入力端子および演算増幅器（逆相増幅手段）４の反転入力端子に接続される。演算増幅器３の反転入力端子および演算増幅器４の非反転入力端子は、接地される。
【００２０】
演算増幅器３および４は、第２入力信号増幅手段を構成している。この第２入力信号増幅手段は、当該ステレオアンプにおいては２値量子化信号ＳRをスイッチング増幅するスイッチング増幅回路である。
【００２１】
演算増幅器３の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ７を介して右チャネル正相出力端子（第２出力端子）１１に接続される。演算増幅器４の出力端子は、抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ０から成るローパスフィルタ８を介して右チャネル逆相出力端子（第４出力端子）１２に接続される。
【００２２】
このような構成のステレオアンプ１０１は次のように動作する。まず、左チャネル側について説明する。
【００２３】
演算増幅器１は、２値量子化信号ＳLを非反転増幅して出力するので、演算増幅器１の出力信号は、Ａ×ＳL＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。一方、演算増幅器２は、２値量子化信号ＳLを反転増幅して出力するので、演算増幅器２の出力信号は、Ａ×（−ＳL）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。
【００２４】
ローパスフィルタ５は、演算増幅器１の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１の出力信号の可聴域成分のみを左チャネル正相出力端子９に出力する。また、ローパスフィルタ６は、演算増幅器２の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器２の出力信号の可聴域成分のみを左チャネル逆相出力端子１０に出力する。
【００２５】
ローパスフィルタ５および６での電圧降下は、微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+は、Ａ×ＳL＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になり、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳLは、Ａ×（−ＳL）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【００２６】
したがって、左チャネル出力オーディオ信号（ＳL+−ＳL-）は、｛Ａ×ＳL＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−ＳL）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝［Ｖ］であり、Ａ×２ＳL［Ｖ］となる。これにより、左チャネル出力オーディオ信号は、電源電圧の変動の影響を受けなくなる。ここで、左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+および左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-の電圧波形の一例を図７に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【００２７】
次に、右チャネル側について説明する。演算増幅器３は、２値量子化信号ＳRを非反転増幅して出力するので、演算増幅器３の出力信号は、Ａ×ＳR＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。一方、演算増幅器４は、２値量子化信号ＳRを反転増幅して出力するので、演算増幅器４の出力信号は、Ａ×（−ＳR）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］となる。
【００２８】
ローパスフィルタ７は、演算増幅器３の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器３の出力信号の可聴域成分のみを右チャネル正相出力端子１１に出力する。また、ローパスフィルタ８は、演算増幅器４の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器４の出力信号の可聴域成分のみを右チャネル逆相出力端子１２に出力する。
【００２９】
ローパスフィルタ７およびローパスフィルタ８での電圧降下は、微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+は、Ａ×ＳR＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になり、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-は、Ａ×（−ＳR）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【００３０】
したがって、右チャネル出力オーディオ信号（ＳR+−ＳR-）は、｛Ａ×ＳR＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−ＳR）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝［Ｖ］であり、Ａ×２ＳR［Ｖ］となる。これにより、右チャネル出力オーディオ信号は、電源電圧の変動の影響を受けなくなる。ここで、右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+および右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-の電圧波形の一例を図７に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【００３１】
そして、図６のステレオアンプ１０１の出力端子には、４端子ヘッドホンが接続されている。４端子ヘッドホンのプラグの構成を図８に示す。当該プラグは、プラグ先端側から、左チャネル用正端子２８、右チャネル用正端子２９、左チャネル用負端子３０、および、右チャネル用負端子３１を備えている。このプラグがステレオアンプ１０１に挿入されると、左チャネル用正端子２８は左チャネル正相出力端子９に接続され、左チャネル用負端子３０が左チャネル逆相出力端子１０に接続され、右チャネル用正端子２９が右チャネル正相出力端子１１に接続され、右チャネル用負端子３１が右チャネル逆相出力端子１２に接続される。
【００３２】
したがって、図６に示すように、ステレオヘッドホンの左チャネルのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ３の一端が左チャネル正相出力端子９に接続され、抵抗Ｒ３の他端が左チャネル逆相出力端子１０に接続され、ステレオヘッドホンの右チャネルのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ４の一端が右チャネル正相出力端子１１に接続され、抵抗Ｒ４の他端が右チャネル逆相出力端子１２に接続される。
【００３３】
抵抗Ｒ３の両端にＡ×２ＳL［Ｖ］が印加され、Ａ×２ＳL［Ｖ］である左チャネル出力オーディオ信号に応じた音圧が、左チャネルのボイス・コイルから発生する。また、抵抗Ｒ４の両端にＡ×２ＳR［Ｖ］が印加され、Ａ×２ＳR［Ｖ］である右チャネル出力オーディオ信号に応じた音圧が、右チャネルのボイス・コイルから発生する。
【００３４】
このように、図６のステレオアンプ１０１に４端子ヘッドホンを接続する場合、不具合は起こらない。しかしながら、図６のステレオアンプ１０１に３端子ヘッドホンを接続すると、以下のような問題が生じる。図９に３端子ヘッドホンのプラグの構成を示す。
【００３５】
当該プラグは、プラグ先端側から、左チャネル用正端子３２、右チャネル用正端子３３、および、共通端子３４を備えている。このプラグが図６のステレオアンプ１０１に挿入されると、左チャネル用正端子３２が左チャネル正相出力端子９に接続され、右チャネル用正端子３３が右チャネル正相出力端子１１に接続され、共通端子３４が左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２に接続される。
【００３６】
したがって、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されることになる。あるいは、当該プラグの参照符３２で表される端子が負端子であって左チャネル逆相出力端子１０に接続され、参照符３３で表される端子が負端子であって右チャネル逆相出力端子１２に接続され、参照符３４で表される共通端子が左チャネル正相出力端子９および右チャネル正相出力端子１１に接続されるならば、左チャネル正相出力端子９と右チャネル正相出力端子１１とが短絡接続されることになる。
【００３７】
以下の説明においては、３端子ヘッドホンを接続すると、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡（ショート）接続されるものとする。
【００３８】
左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-と右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-とは、異なる電圧値をとる（図７参照）。また、通常、オーディオ信号をヘッドホン等の音声出力手段に出力するアンプの出力抵抗は、ほぼ零と考えてよい。
【００３９】
左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されると、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２との間に大きな短絡電流が流れ、最悪の場合アンプが破損してしまう。また、アンプが破損しない場合でも左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-と右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-との中間レベルの信号が生成されるため大きなクロストークが発生してしまう。
【００４０】
そこで、３端子のヘッドホンを接続しても不具合が起こらないステレオアンプが実現された。このような第二の従来例のステレオアンプ１０２を図１０に示す。なお、図６と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略する。なお、同図は３端子ヘッドホンが接続されている状態を示している。
【００４１】
第二の従来例のステレオアンプ１０２では、ローパスフィルタ６と左チャネル逆相出力端子１０との間に抵抗Ｒ１を設け、ローパスフィルタ８と右チャネル逆相出力端子１２との間に抵抗Ｒ２を設ける。なお、抵抗Ｒ１の抵抗値は、抵抗Ｒ３の抵抗値と等しくし、抵抗Ｒ２の抵抗値は、抵抗Ｒ４の抵抗値と等しくする。
【００４２】
第二の従来例のステレオアンプ１０２には３端子ヘッドホンが接続されるので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡（ショート）接続されることになる。
【００４３】
第二の従来例のステレオアンプ１０２の出力端子から出力される信号ＳL+、ＳL-、ＳR+、およびＳR-の電圧波形、ローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’の電圧波形、並びにローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’の電圧波形を図１１に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【００４４】
左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+とローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０の電位は、左チャネル正相出力端子９とローパスフィルタ６の出力側との中間電位になる。したがって、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【００４５】
右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+とローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値とが等しいので、右チャネル逆相出力端子１２の電位は、右チャネル正相出力端子１１とローパスフィルタ８の出力側との中間電位になる。したがって、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【００４６】
左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されてもアンプが破損するおそれがなく、クロストークも発生しない。すなわち、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは、左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とを等しくするための電圧降下を生成し、アンプの平衡出力を正常に保つ平衡用抵抗として機能する。
【００４７】
また、左チャネル出力オーディオ信号（ＳL+−ＳL-）は、Ａ×ＳL［Ｖ］となり、右チャネル出力オーディオ信号（ＳR+−ＳR-）は、Ａ×ＳR［Ｖ］となる。したがって、第二の従来例のステレオアンプ１０２は、第一の従来例のステレオアンプ１０１と同様に電源電圧の変動の影響を受けないアンプである。
【００４８】
さらにこの構成で４端子ヘッドホンを接続したものは、図１２となる。この場合、当然のことながらオーディオ性能上の不具合は生じない。第二の従来例のステレオアンプ１０２も特許文献１に記載されている。
【特許文献１】特開２００３−８７０６４号公報（公開日：平成１５年３月２０日）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４９】
しかしながら、第二の従来例のアンプにおいては、図１２に示すように、４端子ヘッドホン接続時にヘッドホン負荷と直列に抵抗Ｒ１・Ｒ２という抵抗負荷が入る。したがって、ボイス・コイルの磁気エネルギーの消費量を無視できるとすると、ローパスフィルタ５およびローパスフィルタ６並びにローパスフィルタ７およびローパスフィルタ８の出力から供給される電力のうち４端子ヘッドホンの抵抗Ｒ３並びに抵抗Ｒ４で消費される電力の割合で決まる電力効率が、抵抗負荷がない場合に比べて半分になってしまっていた。言い換えれば、ヘッドホンに同じ電圧を発生させるためには、アンプの出力電圧を２倍にしなければならないという課題があった。この場合、４端子ヘッドホンの抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ１とで消費される電力、並びに、４端子ヘッドホンの抵抗Ｒ４とＲ２とで消費される電力は、第一の従来例のステレオアンプの２倍となり、電力効率が劣化するという問題を生じている。
【００５０】
本発明は、上記課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、４つの出力端子のうちの２つを正常に短絡接続可能とするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率の低下を軽減することのできるアンプを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００５１】
本発明に係るアンプは、上記課題を解決するために、入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、一方の入力が共通化している第一プラグを接続したときのショートを防止するための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗と、各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替える第一スイッチと、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較する比較部と、比較部からの比較結果に基づく判定により各第一スイッチの切り替えを制御する制御部とを有していることを特徴としている。
【００５２】
上記アンプでは、制御部は、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が同一と判定したときに、第一スイッチを制御して、各平衡化抵抗を第一プラグのために機能させるものであってもよい。
【００５３】
上記アンプにおいては、制御部は、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が相違すると判定したときに、第一スイッチを制御して、各平衡化抵抗を短絡させるものであってもよい。
【００５４】
上記アンプでは、制御部は、判定のまえには、各平衡化抵抗が短絡しない状態に第一スイッチを制御するものであってもよい。
【００５５】
上記アンプにおいては、複数の増幅器への入力を入力信号と他の信号との間にてそれぞれ切り替える第二スイッチと、所定の検出用信号を生成して、複数の増幅器の一方における、他の信号として出力する信号発生部とを有し、制御部は、判定のまえには、複数の増幅器への入力を他の信号にそれぞれ切り替えるように第二スイッチを制御するものであってもよい。
【００５６】
上記アンプでは、制御部は、判定のあとには、複数の増幅器への入力を入力信号にそれぞれ切り替えるように第二スイッチを制御するものであってもよい。
【００５７】
本発明に係る他のアンプは、前記課題を解決するために、第１入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び第１入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる第１入力信号増幅手段と、第２入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び第２入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる第２入力信号増幅手段と、前記第１入力信号増幅手段の前記正相増幅手段の出力側に接続される第１出力端子と、前記第２入力信号増幅手段の前記正相増幅手段の出力側に接続される第２出力端子と、前記第１入力信号増幅手段の前記逆相増幅手段の出力側に接続される第３出力端子と、前記第２入力信号増幅手段の前記逆相増幅手段の出力側に接続される第４出力端子と、を備え、４端子のプラグが装着されたとき前記それぞれの４つの出力端子がそれぞれ接続され、３端子のプラグが装着されたとき前記プラグの３端子の内の２端子に対して前記第１出力端子及び前記第２出力端子が接続され、前記プラグの３端子の内の残りの１端子が前記第３出力端子及び前記第４出力端子に共通接続されることが前提になされ、前記３端子のプラグが装着されたとき実質的に第３出力端子と第４出力端子とをショート状態になさしめるための２つの抵抗と、前記抵抗の抵抗作用を無効化する抵抗無効化手段とを備え、前記４端子のプラグが装着されたとき、前記抵抗無効化手段を作動せしめる信号出力装置において、前記第３出力端子の出力電圧と前記第４出力端子の出力電圧とを比較する比較手段と、第３入力信号を生成する第３入力信号生成手段と、前記第１入力信号入力部に前記第１入力信号の替わりに前記第３入力信号を入力可能にする切り替え手段と、前記第３入力信号が入力されたときの前記比較手段の比較結果に対応して前記抵抗無効化手段を作動させるか非作動させるかを決定する抵抗無効化手段の制御手段と、を設けたことを特徴としている。
【００５８】
上記の発明によれば、抵抗が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続される場合に、短絡開放手段を、抵抗の両端間を開放する状態に切り替えることにより、当該２つの出力端子のそれぞれに流れる電流は、全て抵抗に流れる。従って、当該抵抗は、短絡接続された２つの出力端子の電位を等しくするための電圧降下を生成するため、２つの出力端子間の短絡接続を問題なく実現することができる。
【００５９】
また、抵抗が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続されない場合には、短絡開放手段を、抵抗の両端間を短絡する状態に切り替えることにより、当該抵抗での電力消費を行わないようにすることができる。
【００６０】
本発明に係るアンプの制御方法は、前記課題を解決するために、入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、一方の入力が共通化している第一プラグのための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗とを有するアンプの制御方法であって、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較し、比較部からの比較結果に基づく判定により、各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替えることを特徴としている。
【００６１】
上記アンプの制御方法では、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が同一と判定されたときに、各平衡化抵抗を第一プラグのために機能させてもよい。
【００６２】
上記アンプの制御方法においては、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が相違すると判定されたときに、各平衡化抵抗を短絡してもよい。
【００６３】
上記アンプの制御方法では、判定のまえには、各平衡化抵抗が短絡しない状態にしてもよい。
【００６４】
上記アンプの制御方法においては、所定の検出用信号を生成し、判定のまえには、複数の増幅器の一方に、所定の検出用信号を入力信号から切り替えて入力してもよい。
【００６５】
上記アンプの制御方法では、判定のあとには、複数の増幅器への入力を入力信号にそれぞれ切り替えてもよい。
【００６６】
本発明に係るプログラムは、前記課題を解決するために、上記の何れかに記載のアンプの各構成をコンピュータにて実行可能に記載したことを特徴としている。
【００６７】
本発明に係る他のプログラムは、前記課題を解決するために、上記の何れかに記載のアンプの制御方法の各ステップをコンピュータにて実行可能に記載したことを特徴としている。
【００６８】
本発明に係る記録媒体は、前記課題を解決するために、上記の何れかのプログラムをコンピュータにて読み取り可能に記録したものであることを特徴としている。
【００６９】
また、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記出力端子には、４端子ヘッドホンのプラグおよび３端子ヘッドホンのプラグ（第一プラグ）が接続可能であり、前記４端子ヘッドホンが接続される場合は、前記４端子ヘッドホンの前記プラグの各端子が前記出力端子のそれぞれと１対１で接続され、前記３端子ヘッドホンが接続される場合は、前記３端子ヘッドホンの前記プラグの各端子のうち２つは前記抵抗（平衡用抵抗）が挿入されていない２つの前記出力端子と接続され、他の１つは前記抵抗が挿入されている２つの前記出力端子と共通に接続されることが好ましい。
【００７０】
上記の発明によれば、４端子ヘッドホンのプラグを接続し、上記第１入力信号増幅手段における信号と上記第２入力信号増幅手段における信号とが異なる場合、上記抵抗を用いないため電力効率がよく、さらに、３端子ヘッドホンのプラグを接続した場合、抵抗が平衡用抵抗として機能するので、従来と変わらないセパレーション等のオーディオ性能を確保することのできるアンプを実現することができるという効果を奏する。
【００７１】
さらに、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記第１入力信号および前記第２入力信号は２値量子化信号であり、前記第１入力信号増幅手段および前記第２入力信号増幅手段はスイッチング増幅回路であり、前記第１入力信号増幅手段および前記第２入力信号増幅手段のそれぞれの前記正相増幅手段および前記逆相増幅手段の出力にローパスフィルタが接続され、前記抵抗および前記短絡開放手段は、前記抵抗が挿入されている前記出力端子と、当該出力端子に対応して設けられた前記ローパスフィルタとの間に接続されることが好ましい。
【００７２】
上記の発明によれば、２値量子化信号をスイッチング増幅回路で増幅してからローパスフィルタで２値量子化信号をアナログ信号に変換して４つの出力端子から出力するステレオのディジタルアンプにおいて、４つの出力端子のうちの２つを正常に短絡接続可能とするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率の低下を軽減することができるという効果を奏する。
【００７３】
また、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記各抵抗が挿入されている側の出力端子の電圧をディジタルの電圧信号に変換するＡ／Ｄ変換手段を備えており、前記比較手段は、上記各ディジタルの電圧信号を比較することが好ましい。
【００７４】
上記の発明によれば、上記Ａ／Ｄ変換手段は、前記各抵抗が挿入されている側の出力端子の電圧をディジタルの電圧信号に変換する。そして、上記比較手段は、上記各ディジタルの電圧信号を比較する。アナログの電圧信号を比較すると、比較するために構成される回路は複雑となる。このため、前記Ａ／Ｄ変換手段は、前記比較手段によって比較する各電圧をアナログの電圧信号からディジタルの電圧信号に変換する。そして、前記比較手段は、各ディジタルの電圧信号を比較することにより、簡単な回路構成で比較することができる。
【００７５】
さらに、本発明に係るプログラムは、上記課題を解決するために、上記発明に係るアンプが備える前記比較手段の前記抵抗が挿入されている側の２つの出力端子の各電圧どうしを比較するという動作と、前記制御手段の前記切り替え動作を制御するという動作とをコンピュータに実行させることを特徴としている。
【００７６】
また、本発明に係るプログラムを記録した記録媒体は、上記課題を解決するために、上記本発明に係るプログラムを記録したことを特徴としている。
【００７７】
ところで、上記アンプ内の比較手段・制御手段は、ハードウェアで実現してもよいし、プログラムをコンピュータに実行させることによって実現してもよい。具体的には、本発明に係るプログラムは、比較手段・制御手段としてコンピュータを動作させるプログラムであり、本発明に係る記録媒体には、当該プログラムが記録されている。
【００７８】
これらのプログラムがコンピュータによって実行されると、当該コンピュータは、上記比較手段・制御手段として動作する。したがって、上記アンプと同様に、比較・短絡開放手段の制御をすることができる。
【発明の効果】
【００７９】
本発明に係るアンプは、以上のように、入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、一方の入力が共通化している第一プラグを接続したときのショートを防止するための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗と、各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替える第一スイッチと、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較する比較部と、比較部からの比較結果に基づく判定により、各第一スイッチの切り替えを制御する制御部とを備えている構成である。
【００８０】
それゆえ、上記構成は、複数、例えば４つの出力端子のうちの２つに接続された各平衡用抵抗を正常に短絡接続することを短時間にかつ自動的に可能にするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率の低下を軽減させることのできるアンプを実現することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００８１】
本発明の実施の各形態について図１ないし図４に基づいて説明すると以下の通りである。なお、本実施の各形態においては、前記従来の技術で説明した構成と同じ部材には同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００８２】
本実施の形態のステレオアンプ（アンプ）５１を図１に示す。ステレオアンプ５１は、図１０および図１２のステレオアンプ１０２に加えて、抵抗Ｒ１に対し並列にスイッチ（短絡開放手段）ＳＷ１３と、抵抗Ｒ２に対し並列にスイッチ（短絡開放手段）ＳＷ１４とがそれぞれ設けられている。さらに、ステレオアンプ１０２の各演算増幅器１、２への入力を切り替えるＳＷ１５と、各演算増幅器３、４への入力を切り替えるＳＷ１６とがそれぞれ設けられている。その上、上記スイッチＳＷ１３、スイッチＳＷ１４、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６の開閉をそれぞれ制御するために、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと称する）４０を備えている。
【００８３】
各スイッチＳＷ１３、１４により、左チャネル逆相出力端子１０は、抵抗Ｒ１とスイッチＳＷ１３とからなる並列回路の一端に接続され、右チャネル逆相出力端子１２は、抵抗Ｒ２とスイッチＳＷ１４とからなる並列回路の一端に接続される。すなわち、当該並列回路は、左チャネル逆相出力端子１０と当該出力端子に対応して設けられたローパスフィルタ６との間、および、右チャネル逆相出力端子１２と当該出力端子に対応して設けられたローパスフィルタ８との間に接続される。各スイッチＳＷ１５、１６によりステレオアンプ５１は音楽等を示す信号か、一定の検出用信号かを選択することができる。
【００８４】
また、上記マイコン４０は、第１Ａ／Ｄ変換部４１と、第２Ａ／Ｄ変換部４２と、比較部４３と、第一切り替え制御部４４と、第二切り替え制御部４５と、信号発生回路４６とを備えている。上記マイコン４０は、ＣＰＵが記憶装置に格納されたプログラムを実行し、図示しない入出力回路などの周辺回路を制御することによって実現される機能ブロックである。
【００８５】
第１Ａ／Ｄ変換部４１は、左チャネル逆相出力端子１０におけるアナログの電圧信号を検出し、上記アナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（以下、第１ディジタル信号と称する）に変換する。
【００８６】
第２Ａ／Ｄ変換部４２は、右チャネル逆相出力端子１２におけるアナログの電圧信号を検出し、上記アナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（以下、第２ディジタル信号と称する）に変換する。
【００８７】
比較部４３は、上記第１Ａ／Ｄ変換部４１から出力される上記第１ディジタル信号と上記第２Ａ／Ｄ変換部４２から出力される上記第２ディジタル信号とを比較する。
【００８８】
第一切り替え制御部４４は、比較部４３から比較した結果を受け付け、上記結果に基づいてスイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４の開閉を制御する。
【００８９】
信号発生回路４６は所定の検出用信号を出力する。第二切り替え制御部４５は信号切り替えのための各スイッチＳＷ１５、ＳＷ１６を制御し、各演算増幅器１、２および各演算増幅器３、４に対し、所定の検出用信号を入力するか本来のオーディオ信号を入力するかを切り替える。
【００９０】
ステレオアンプ５１は、３端子ヘッドホンまたは４端子ヘッドホンが接続されている状態において、マイコン４０に予め記憶されているプログラムに沿って、後述する本再生を行う前に、短い時間、後述する仮再生を行う。なお、上記本再生とは、利用者が所望とする音声・音楽を再生することである。また、上記仮再生とは、上記本再生を行う前に行うことによって、３端子か４端子のどちらの端子のヘッドホンが接続されているのかを判別するために行う再生をいう。なお、ステレオアンプ５１が、上記仮再生を行うとき、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４は、開放状態で、スイッチＳＷ１５およびスイッチＳＷ１６は、上側の所定の検出用信号の入力側を選択した状態である。
【００９１】
次に、３端子ヘッドホンを接続した場合におけるステレオアンプ５１の状態について説明する。
【００９２】
３端子ヘッドホンは、図９に示すものと同じものであり、ステレオアンプ５１に接続されると、前述と同様、３端子ヘッドホンのプラグの各端子のうち、２つは左チャネル正相出力端子９と右チャネル正相出力端子１１とに１つずつ接続され、他の１つの端子は左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２に共通に接続される。
【００９３】
なお、抵抗Ｒ１が左チャネル正相出力端子９側に挿入され、抵抗Ｒ２が右チャネル正相出力端子１１側に挿入される構成もあり得るので、一般には、３端子ヘッドホンのプラグの各端子のうち、２つは抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が挿入されていない２つの出力端子と接続され、他の１つは抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が挿入されている２つの出力端子と共通に接続される。
【００９４】
第二切り替え制御部４５は、図２に示すように、３端子ヘッドホンをステレオアンプ５１に接続した場合、まず、各スイッチＳＷ１５、ＳＷ１６を上側に切り替え、一方のチャンネルは信号発生回路４６からの所定の検出用信号を選択し、他方のチャンネルは接地して無信号を入力する。
【００９５】
マイコン４０は、上記仮再生を行うことによって、左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２におけるアナログの電圧信号を検出する。したがって、第１Ａ／Ｄ変換部４１は、左チャネル逆相出力端子１０におけるアナログの電圧信号を検出し、アナログの電圧信号を第１ディジタル信号に変換する。そして、第１Ａ／Ｄ変換部４１は、上記第１ディジタル信号を比較部４３に送る。
【００９６】
また、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、右チャネル逆相出力端子１２におけるアナログの電圧信号を検出し、アナログの電圧信号を第２ディジタル信号に変換する。そして、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、上記第２ディジタル信号を比較部４３に送る。
【００９７】
その後、比較部４３は、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とを比較する。そして、比較部４３は、上記比較した結果を第一切り替え制御部４４に送る。なお、ステレオアンプ５１に３端子ヘッドホンが接続されている場合、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とは短絡接続されているため、左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが互いに等しい。このため、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とは同じ信号となる。したがって、比較部４３は、上記比較した結果として、両信号が同じであるという情報に基づいた信号を第一切り替え制御部４４に送る。
【００９８】
第一切り替え制御部４４は、比較部４３から上記情報に基づいた信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を開放状態にする。さらに、第二切り替え制御部４５は、ＳＷ１５、ＳＷ１６を下側に切り替え、本来の信号を選択する。図２はこの状態を示している。
【００９９】
このとき、左チャネル逆相出力端子１０を流れる電流は、全て抵抗Ｒ１を流れ、右チャネル逆相出力端子１２を流れる電流は、全て抵抗Ｒ２を流れる。つまり、抵抗Ｒ１およびＲ２は平衡用抵抗として機能する。このため、全体の回路図は第二の従来例の図１０と同じになる。
【０１００】
図２に示すステレオアンプ５１の各出力端子から出力される信号ＳL+、ＳL-、ＳR+、およびＳR-の電圧波形、ローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’の電圧波形、並びにローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’の電圧波形は図１１と同じになる。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【０１０１】
左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+とローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値とが等しくなるように設定されているので、左チャネル逆相出力端子１０の電位は、左チャネル正相出力端子９とローパスフィルタ６の出力側との中間電位になる。したがって、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【０１０２】
右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+とローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’とは、位相が互いに１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値とが等しくなるように設定されているので、右チャネル逆相出力端子１２の電位は、右チャネル正相出力端子１１とローパスフィルタ８の出力側との中間電位になる。したがって、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］になる。
【０１０３】
左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが短絡接続されても、アンプが破損するおそれがなく、クロストークも発生しない。
【０１０４】
また、左チャネル出力オーディオ信号（ＳL+−ＳL-）はＡ×ＳL［Ｖ］となり、右チャネル出力オーディオ信号（ＳR+−ＳR-）はＡ×ＳR［Ｖ］となる。したがって、３端子ヘッドホンを接続した本実施の形態のステレオアンプ５１は、第一の従来例のステレオアンプ１０１と同様に電源電圧の変動の影響を受けないアンプである。
【０１０５】
次に、４端子ヘッドホンを接続した場合のステレオアンプ５１の状態について図３を用いて説明する。なお、以下の説明は、利用者が４端子ヘッドホンを用いてステレオ音声を聴くということを前提とする。
【０１０６】
４端子ヘッドホンは、図８に示すものと同じものであり、ステレオアンプ５１に接続されると、前述と同様、４端子ヘッドホンのプラグの各端子はステレオアンプ５１の出力端子のそれぞれと１対１で接続される。
【０１０７】
第二切り替え制御部４５はスイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６を上側に切り替え、一方のチャンネルは信号発生回路４６からの所定の検出用信号を選択し、他方のチャンネルは接地して無信号を入力する。
【０１０８】
そして、マイコン４０は、上記仮再生を行うことにより、左チャネル逆相出力端子１０および右チャネル逆相出力端子１２の電圧信号を検出する。したがって、第１Ａ／Ｄ変換部４１は、左チャネル逆相出力端子１０におけるアナログの電圧信号を検出し、上記アナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（第１ディジタル信号）に変換する。そして、第１Ａ／Ｄ変換部４１は、上記第１ディジタル信号を比較部４３に送る。また、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、右チャネル逆相出力端子１２におけるアナログの電圧信号を検出し、上記アナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（第２ディジタル信号）に変換する。そして、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、上記第２ディジタル信号を比較部４３に送る。
【０１０９】
その後、比較部４３は、第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とを比較する。そして、比較部４３は、上記比較した結果を第一切り替え制御部４４に送る。なお、ステレオアンプ５１に４端子ヘッドホンが接続されている場合、左チャネル逆相出力端子１０は、左チャネル正相出力端子９と、抵抗Ｒ３を介して接続されており、右チャネル逆相出力端子１２は、右チャネル正相出力端子１１と、抵抗Ｒ４を介して接続されている。
【０１１０】
このため、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とは、前記の、それぞれ入力されている、所定の検出用信号と接地による無信号とによって、互いに異なる電圧信号を検出することとなる。
【０１１１】
したがって、比較部４３は、上記比較した結果として、左チャネル逆相出力端子１０における電圧信号と右チャネル逆相出力端子１２における電圧信号とが異なっているという情報に基づく信号を第一切り替え制御部４４に送る。
【０１１２】
第一切り替え制御部４４は、比較部４３から上記情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を短絡状態にする。さらに、第二切り替え制御部４５は、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６を下側に切り替え、本来、増幅するべき信号を選択する。図３はこの状態を示している。
【０１１３】
このとき、左チャネル逆相出力端子１０を流れる電流は全てスイッチＳＷ１３を流れ、右チャネル逆相出力端子１２を流れる電流は全てスイッチＳＷ１４を流れる。このため、全体の回路図は、図６に示す第一の従来例のステレオアンプ１０１と同じになる。
【０１１４】
また、左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+の電圧波形、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-の電圧波形、右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+の電圧波形および、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-の電圧波形は図７と同じになる。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２［Ｖ］である。
【０１１５】
このため、第二の従来例のステレオアンプ１０２に４端子ヘッドホンを接続した場合の図１２に比べて、ヘッドホンと直列に挿入される抵抗がなくなりステレオアンプ５１の出力電圧が全てヘッドホンにかかることとなる。このため、ステレオアンプ５１は、第二の従来例のステレオアンプ１０２と比べて電力効率を２倍とすることができる。そして、当然のことながら４端子ヘッドホンを接続しても何ら不具合は生じない。
【０１１６】
次に、図４に示すフローチャートを参照しながら、本実施の形態におけるステレオアンプ内のマイコン４０で実行される処理（仮再生）の流れについて説明する。
【０１１７】
まず、ステップ１（以降、Ｓ１のように称する）において、ステレオアンプ５１は、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を開放状態にしておき、スイッチＳＷ１５およびスイッチＳＷ１６を上側（測定モード）選択とする。
【０１１８】
Ｓ２において、信号発生回路４６で所定の検出用信号（図４では、単に信号と記載）を発生させてスイッチＳＷ１５の上側に印加する。一方、マイコン４０内の第１Ａ／Ｄ変換部４１は、左チャネル逆相出力端子１０の電圧信号を検出する。また、マイコン４０内の第２Ａ／Ｄ変換部４２は、右チャネル逆相出力端子１２の電圧信号を検出する。その後、処理はＳ３へ移行する。
【０１１９】
Ｓ３において、第１Ａ／Ｄ変換部４１および第２Ａ／Ｄ変換部４２は、検出したアナログの電圧信号をディジタルの電圧信号（上記第１ディジタル信号および第２ディジタル信号）に変換する。その後、処理はＳ４へ移行する。
【０１２０】
Ｓ４において、比較部４３は、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とを比較する。上記比較した結果、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とが同一のディジタル信号である場合、処理はＳ５へ移行する。また、上記比較した結果、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とが互いに異なるディジタル信号である場合、処理はＳ８へ移行する。
【０１２１】
Ｓ５において、比較部４３は、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とが全て同じであると判断すると、両信号が同じであるという情報に基づき、装着されたヘッドホンは３端子と判定して、その判定結果を示す上記情報に基づく信号を第一切り替え制御部４４に送る。その後、処理はＳ６へ移行する。
【０１２２】
Ｓ６において、第一切り替え制御部４４は、上記情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４の開閉を制御する。つまり、第一切り替え制御部４４は、両信号が同じであるという情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を開放状態にする。
【０１２３】
Ｓ７において、第二切り替え制御部４５は、上記情報に基づく信号を受け付けると、の切り替え信号をスイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６に送り、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６が受け付けると、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６は下側に切り替えられ、本来、増幅する信号が選択される。
【０１２４】
一方、Ｓ８において、比較部４３は、上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とが互いに異なると判断すると、両信号が異なっているという情報に基づき、装着されたヘッドホンは４端子と判定して第一切り替え制御部４４に送る。その後、処理はＳ９へ移行する。
【０１２５】
Ｓ９において、第一切り替え制御部４４は、上記情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４の開閉を制御する。つまり、第一切り替え制御部４４は、両信号が異なっているという情報に基づく信号を受け付けると、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を短絡状態にする。
【０１２６】
Ｓ１０において、第二切り替え制御部４５は、上記情報に基づく信号を受け付けると、切り替え信号をスイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６に送り、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６が受け付けると、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６は下側に切り替えられ、本来増幅する信号が選択される。
【０１２７】
以上により、４端子ヘッドホンのプラグを接続し、上記第１入力信号増幅手段における信号と上記第２入力信号増幅手段における信号とが異なる場合、上記抵抗を用いないため電力効率がよく、さらに、３端子ヘッドホンのプラグを接続した場合、抵抗が平衡用抵抗として機能するので、従来と変わらないセパレーション等のオーディオ性能を確保することのできるステレオアンプを実現することができる。また３端子、４端子の判別を自動的にかつ高速で行うことができる。
【０１２８】
また、比較部４３による比較は、再生するたびに行わなくてもよい。具体的には、例えば、本発明に係るアンプに接続する再生装置（例えば、ＣＤ、ＭＤが挙げられる）のディスクを入れ替えたときに比較を行うということが挙げられる。
【０１２９】
また、スイッチＳＷ１３、スイッチＳＷ１４、スイッチＳＷ１５、およびスイッチＳＷ１６としては、例えば、機械的なスイッチやＭＯＳトランジスタを使用した電気的なスイッチが挙げられるが、抵抗Ｒ１およびＲ２の両端間の短絡と開放との切り替え動作が可能なものであれば何でもよい。
【０１３０】
さらに、上述した本実施の形態のステレオアンプ５１は、２値量子化信号を入力するディジタルアンプであるが、これに限られない。つまり、本実施の形態に係るステレオアンプ５１は、アナログオーディオ信号を入力するアナログアンプの形態としてもよく、また、アナログオーディオ信号を入力する場合も、２値量子化信号を入力する場合と同様の効果を奏する。
【０１３１】
また、本発明に係るステレオアンプ５１は、マイコン４０内でアナログ／ディジタル変換を行って、比較部４３によって第１ディジタル信号と第２ディジタル信号とを比較しているが、比較部４３における比較は、ディジタル信号に限られない。つまり、本発明に係るステレオアンプは、アナログの電圧信号を検出して、そのまま比較部４３における比較を行ってもよい。
【０１３２】
さらに、本発明に係るステレオアンプ５１は、利用者が４端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声を聴く場合、スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４が短絡状態となるように制御する。そして、第１入力信号増幅手段における電圧は、全て抵抗Ｒ３にかかり、第２入力信号増幅手段における電圧は、全て抵抗Ｒ４にかかる。これに反して、本発明に係るステレオアンプ５１は、利用者が３端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声またはモノラル音声を聴く、あるいは、利用者が端子ヘッドホンを用いてモノラル音声を聴く場合、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４が開放状態となるように制御する。
【０１３３】
そして、第１入力信号増幅手段における電圧は、抵抗Ｒ１およびＲ３にかかり、第２入力信号増幅手段における電圧は、抵抗Ｒ２およびＲ４にかかる。つまり、利用者が４端子ヘッドホンを用いてステレオ音声を聴く場合における抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４に流れる電流は、利用者が３端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声またはモノラル音声を聴く、あるいは、利用者が４端子ヘッドホンを用いて、モノラル音声を聴く場合に比べて多い。
【０１３４】
したがって、利用者が４端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声を聴く場合の音量は、同じ電源電圧で利用者が３端子ヘッドホンを用いて、ステレオ音声またはモノラル音声を聴く、あるいは、４端子ヘッドホンを用いて、モノラル音声を聴く場合の音量よりも大きくなる。このため、比較部４３が、４端子ヘッドホンが接続されたと判断した場合、つまり、比較部４３において上記第１ディジタル信号と上記第２ディジタル信号とを比較した結果、異なる信号であると判断した場合、マイコン４０は、ステレオアンプ５１の音量を数ステップ下げる処理を行う構成を備えていてもよい。
【０１３５】
また、本実施の形態では１ビットオーディオアンプのディジタルアンプについての例を示したので、演算増幅器１および２の後段にローパスフィルタ５および６が設けられ、演算増幅器３および４の後段にローパスフィルタ７および８が設けられているが、抵抗とスイッチとが並列に接続される構成を用いて、２つの正相出力端子間あるいは２つの逆相出力端子間の短絡接続を正常に実現させるという機能を達成する上では、これらのローパスフィルタは必ずしも必要であるとは限らない。演算増幅器と正相あるいは逆相出力端子との間に他の回路要素がある場合も同様である。
【０１３６】
従って、この意味では、第１出力端子（実施の形態では左チャネル正相出力端子９）は第１入力信号増幅手段の正相増幅手段（実施の形態では演算増幅器１）の出力側に接続されていればよく、第２出力端子（実施の形態では右チャネル正相出力端子１１）は第２入力信号増幅手段の正相増幅手段（実施の形態では演算増幅器３）の出力側に接続されていればよく、第３出力端子（実施の形態では左チャネル逆相出力端子１０）は第１入力信号増幅手段の逆相増幅手段（実施の形態では演算増幅器２）の出力側に接続されていればよく、第４出力端子（実施の形態では右チャネル逆相出力端子１２）は第２入力信号増幅手段の逆相増幅手段（実施の形態では演算増幅器４）の出力側に接続されていればよい。各増幅手段の出力端子と第１〜第４出力端子との間に介在する要素は、抵抗とスイッチとの上記並列回路以外にあってもなくてもよい。
【０１３７】
本発明に係る上記ステレオアンプ５１は、各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの各出力端子１０・１２あるいは各出力端子９・１１どうしが短絡接続される場合に、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を各抵抗Ｒ１・Ｒ２の両端間を開放する状態に切り替えることにより、当該２つの出力端子のそれぞれに流れる電流は、全て各抵抗Ｒ１・Ｒ２に流れる。従って、当該各抵抗Ｒ１・Ｒ２は、短絡接続された２つの出力端子の電位を等しくするための電圧降下を生成するため、２つの出力端子間の短絡接続を問題なく実現することができる。また、各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続されない場合には、スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を抵抗の両端間を短絡する状態に切り替えることにより、当該各抵抗Ｒ１・Ｒ２での電力消費を行わないようにすることができる。
【０１３８】
さらに、上記比較部４３は、上記左チャネル逆相出力端子１０と上記右チャネル逆相出力端子１２とにおける電圧、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９と上記右チャネル正相出力端子１１とにおける電圧を検出し、上記左チャネル逆相出力端子１０の電圧と上記右チャネル逆相出力端子１２の電圧とを比較する、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９の電圧と上記右チャネル正相出力端子１１の電圧とを比較する。そして、上記第一切り替え制御部４４は、上記比較部４３によって比較した結果に基づいて、上記スイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を制御する。
【０１３９】
これによれば、各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続されている場合、上記左チャネル逆相出力端子１０の電圧および上記右チャネル逆相出力端子１２の電圧、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９の電圧および上記右チャネル正相出力端子１１の電圧は、同じ電圧となる。また、抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの出力端子どうしが短絡接続されない場合、上記左チャネル逆相出力端子１０の電圧と上記右チャネル逆相出力端子１２の電圧とは、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９の電圧と上記右チャネル正相出力端子１１の電圧とは、互いに異なる電圧となる。
【０１４０】
このため、上記比較部４３が、上記左チャネル逆相出力端子１０の電圧および上記右チャネル逆相出力端子１２の電圧、あるいは、上記左チャネル正相出力端子９の電圧および上記右チャネル正相出力端子１１の電圧をそれぞれ検出し、互いに比較することによって、抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側における２つの出力端子どうしの接続状態が判別できる。この判別した結果に基づいて、上記第一切り替え制御部４４は、上記スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４を制御する。つまり、上記第一切り替え制御部４４は、上記結果に基づいて上記スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４を短絡状態、あるいは、開放状態にする。
【０１４１】
これにより、４つの出力端子のうち、２つを正常に短絡接続可能とするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率を低下させずに済み、利用者がスイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４を操作する手間を省いたステレオアンプを実現することができるという効果を奏する。
【０１４２】
また、本発明に係るステレオアンプは、上記の構成において、前記出力端子には、４端子ヘッドホンおよび３端子ヘッドホンのプラグが接続可能であり、前記４端子ヘッドホンが接続される場合は、前記４端子ヘッドホンの前記プラグの各端子が前記出力端子のそれぞれと１対１で接続され、前記３端子ヘッドホンが接続される場合は、前記３端子ヘッドホンの前記プラグの各端子のうち２つは前記抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されていない２つの前記出力端子と接続され、他の１つは前記抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている２つの前記出力端子と共通に接続されることが好ましい。
【０１４３】
上記の発明によれば、４端子ヘッドホンのプラグを接続し、上記第１入力信号増幅手段における信号と上記第２入力信号増幅手段における信号とが異なる場合、上記抵抗Ｒ１・Ｒ２を用いないため電力効率がよく、さらに、３端子ヘッドホンのプラグを接続した場合、抵抗Ｒ１・Ｒ２が平衡用抵抗として機能するので従来と変わらないセパレーション等のオーディオ性能を確保することのできるアンプを実現することができるという効果を奏する。
【０１４４】
さらに、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記第１入力信号および前記第２入力信号は２値量子化信号であり、前記第１入力信号増幅手段および前記第２入力信号増幅手段はスイッチング増幅回路であり、前記第１入力信号増幅手段および前記第２入力信号増幅手段のそれぞれの前記演算増幅器１・３および前記演算増幅器２・４の出力にローパスフィルタが接続され、前記抵抗Ｒ１・Ｒ２および前記スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４は、前記抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている前記出力端子と、当該出力端子に対応して設けられた前記ローパスフィルタとの間に接続されることが好ましい。
【０１４５】
上記の発明によれば、２値量子化信号をスイッチング増幅回路で増幅してからローパスフィルタで２値量子化信号をアナログ信号に変換して４つの出力端子から出力するステレオのディジタルアンプにおいて、４つの出力端子のうちの２つを正常に短絡接続可能とするとともに、当該短絡接続を行わないときに電力効率の低下を軽減することができるという効果を奏する。
【０１４６】
また、本発明に係るアンプは、上記の構成において、前記各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の出力端子１０・１２および出力端子９・１１の電圧をディジタルの電圧信号に変換する第１Ａ／Ｄ変換部４１と第２Ａ／Ｄ変換部４２とを備えており、前記比較部４３は、上記各ディジタルの電圧信号を比較することが好ましい。
【０１４７】
上記の発明によれば、上記第１Ａ／Ｄ変換部４１と上記第２Ａ／Ｄ変換部４２とは、前記抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の出力端子１０・１２および出力端子９・１１の電圧をディジタルの電圧信号に変換する。そして、上記比較部４３は、上記各ディジタルの電圧信号を比較する。アナログの電圧信号を比較すると、比較するために構成される回路は複雑となる。このため、前記第１Ａ／Ｄ変換部４１と第２Ａ／Ｄ変換部４２とは、前記比較部４３によって比較する各電圧をアナログの電圧信号からディジタルの電圧信号に変換する。そして、前記比較部４３は、各ディジタルの電圧信号を比較することにより、簡単な回路構成で比較することができる。
【０１４８】
さらに、本発明に係るプログラムは、上記課題を解決するために、上記発明に係るアンプが備える前記比較部４３における、前記各抵抗Ｒ１・Ｒ２が挿入されている側の２つの出力端子の各電圧どうしを比較するという動作と、前記第一切り替え制御部４４の前記切り替え動作を制御するという動作とをコンピュータに実行可能に記載されたものであることを特徴としている。
【０１４９】
また、本発明に係るプログラムを記録した記録媒体は、上記課題を解決するために、上記本発明に係るプログラムをコンピュータにて読み取り可能に記録したものであることを特徴としている。
【０１５０】
ところで、上記ステレオアンプ５１内のマイコン４０は、ハードウェアで実現してもよいし、プログラムをコンピュータに実行させることによって実現してもよい。具体的には、本発明に係るプログラムは、比較部４３・第一切り替え制御部４４としてコンピュータを動作させるプログラムであり、本発明に係る記録媒体には、当該プログラムが記録されている。
【０１５１】
これらのプログラムがコンピュータによって実行されると、当該コンピュータは、上記マイコン４０として動作する。したがって、上記ステレオアンプ５１と同様に、比較したり、スイッチＳＷ１３およびＳＷ１４を制御したりすることができる。
【０１５２】
また、上記各実施形態では、マイコン４０を構成する各部材が、「ＣＰＵなどの演算手段がＲＯＭやＲＡＭなどの記録媒体に格納されたプログラムコードを実行することで実現される機能ブロックである」場合を例にして説明したが、同様の処理を行うハードウェアで実現してもよい。また、処理の一部を行うハードウェアと、当該ハードウェアの制御や残余の処理を行うプログラムコードを実行する上記演算手段とを組み合わせても実現することもできる。さらに、上記各部材のうち、ハードウェアとして説明した部材であっても、処理の一部を行うハードウェアと、当該ハードウェアの制御や残余の処理を行うプログラムコードを実行する上記演算手段とを組み合わせても実現することもできる。なお、上記演算手段は、単体であってもよいし、装置内部のバスや種々の通信路を介して接続された複数の演算手段が共同してプログラムコードを実行してもよい。また、上記各部材のうちの記憶部（図示しない）は、メモリなどの記憶装置自体であってもよい。
【０１５３】
上記演算手段によって直接実行可能なプログラムコード自体、または、後述する解凍などの処理によってプログラムコードを生成可能なデータとしてのプログラムは、当該プログラム（プログラムコードまたは上記データ）を記録媒体に格納し、当該記録媒体を配付したり、あるいは、上記プログラムを、有線または無線の通信路を介して伝送するための通信手段で送信したりして配付され、上記演算手段で実行される。
【０１５４】
なお、通信路を介して伝送する場合、通信路を構成する各伝送媒体が、プログラムを示す信号列を伝搬し合うことによって、当該通信路を介して、上記プログラムが伝送される。また、信号列を伝送する際、送信装置が、プログラムを示す信号列により搬送波を変調することによって、上記信号列を搬送波に重畳してもよい。この場合、受信装置が搬送波を復調することによって信号列が復元される。一方、上記信号列を伝送する際、送信装置が、デジタルデータ列としての信号列をパケット分割して伝送してもよい。この場合、受信装置は、受信したパケット群を連結して、上記信号列を復元する。また、送信装置が、信号列を送信する際、時分割／周波数分割／符号分割などの方法で、信号列を他の信号列と多重化して伝送してもよい。この場合、受信装置は、多重化された信号列から、個々の信号列を抽出して復元する。いずれの場合であっても、通信路を介してプログラムを伝送できれば、同様の効果が得られる。
【０１５５】
ここで、プログラムを配付する際の記録媒体は、取外し可能である方が好ましいが、プログラムを配付した後の記録媒体は、取外し可能か否かを問わない。また、上記記録媒体は、プログラムが記憶されていれば、書換え（書き込み）可能か否か、揮発性か否か、記録方法および形状を問わない。記録媒体の一例として、磁気テープやカセットテープなどのテープ、あるいは、フロッピー（登録商標）ディスクやハードディスクなどの磁気ディスク、または、ＣＤ−ＲＯＭや光磁気ディスク（ＭＯ）、ミニディスク（ＭＤ）やデジタルビデオディスク（ＤＶＤ）などのディスクが挙げられる。また、記録媒体は、ＩＣカードや光カードのようなカード、あるいは、マスクＲＯＭやＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭまたはフラッシュＲＯＭなどのような半導体メモリであってもよい。あるいは、ＣＰＵなどの演算手段内に形成されたメモリであってもよい。
【０１５６】
なお、上記プログラムコードは、上記各処理の全手順を上記演算手段へ指示するコードであってもよいし、所定の手順で呼び出すことで、上記各処理の一部または全部を実行可能な基本プログラム（例えば、オペレーティングシステムやライブラリなど）が既に存在していれば、当該基本プログラムの呼び出しを上記演算手段へ指示するコードやポインタなどで、上記全手順の一部または全部を置き換えてもよい。
【０１５７】
また、上記記録媒体にプログラムを格納する際の形式は、例えば、実メモリに配置した状態のように、演算手段がアクセスして実行可能な格納形式であってもよいし、実メモリに配置する前で、演算手段が常時アクセス可能なローカルな記録媒体（例えば、実メモリやハードディスクなど）にインストールした後の格納形式、あるいは、ネットワークや搬送可能な記録媒体などから上記ローカルな記録媒体にインストールする前の格納形式などであってもよい。また、プログラムは、コンパイル後のオブジェクトコードに限るものではなく、ソースコードや、インタプリトまたはコンパイルの途中で生成される中間コードとして格納されていてもよい。いずれの場合であっても、圧縮された情報の解凍、符号化された情報の復号、インタプリト、コンパイル、リンク、または、実メモリへの配置などの処理、あるいは、各処理の組み合わせによって、上記演算手段が実行可能な形式に変換可能であれば、プログラムを記録媒体に格納する際の形式に拘わらず、同様の効果を得ることができる。
【０１５８】
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１５９】
本発明は、１ビットオーディオアンプなど、４端子および３端子ヘッドホンが接続可能なアンプに好適に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１６０】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、ステレオアンプの要部構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１のステレオアンプに３端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【図３】図１のステレオアンプに４端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【図４】本発明の実施形態に係るスイッチ制御の流れを示すフローチャートである。
【図５】従来技術を示すものであり、アンプの要部構成を示す回路ブロック図である。
【図６】図５のアンプを用いて構成した第一の例のステレオアンプに４端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【図７】図６のステレオアンプの各箇所における信号の波形を示す波形図である。
【図８】４端子ヘッドホンのプラグの構成を示す側面図である。
【図９】３端子ヘッドホンのプラグの構成を示す側面図である。
【図１０】第一の例を変形した第二の例のステレオアンプに３端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【図１１】図１０のステレオアンプの各箇所における信号の波形を示す波形図である。
【図１２】図１１のステレオアンプに４端子ヘッドホンが接続された状態を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
【０１６１】
１ 演算増幅器（正相増幅手段）
２ 演算増幅器（逆相増幅手段）
３ 演算増幅器（正相増幅手段）
４ 演算増幅器（逆相増幅手段）
５〜８ ローパスフィルタ
９ 左チャネル正相出力端子（第１出力端子）
１０ 左チャネル逆相出力端子（第３出力端子）
１１ 右チャネル正相出力端子（第２出力端子）
１２ 右チャネル逆相出力端子（第４出力端子）
４０ マイコン
４１ 第１Ａ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ変換手段）
４２ 第２Ａ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ変換手段）
４３ 比較部（比較手段）
４４ 第一切り替え制御部（制御手段）
４５ 第二切り替え制御部（制御手段）
４６ 信号発生回路（信号発生手段）
５１ ステレオアンプ（アンプ）
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｃ０ コンデンサ
ＳL ２値量子化信号（第１入力信号）
ＳR ２値量子化信号（第２入力信号）
ＳＷ１３、ＳＷ１４
スイッチ（短絡開放手段）
ＳＷ１５、ＳＷ１６
スイッチ（信号選択手段）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、
複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、
一方の入力が共通化している第一プラグを接続したときのショートを防止するための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗と、
各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替える第一スイッチと、
各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較する比較部と、
比較部からの比較結果に基づく判定により各第一スイッチの切り替えを制御する制御部とを有していることを特徴とするアンプ。
【請求項２】
制御部は、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が同一と判定したときに、第一スイッチを制御して、各平衡化抵抗を第一プラグのために機能させることを特徴とする請求項１記載のアンプ。
【請求項３】
制御部は、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が相違すると判定したときに、第一スイッチを制御して、各平衡化抵抗を短絡させることを特徴とする請求項１または２記載のアンプ。
【請求項４】
制御部は、判定のまえには、各平衡化抵抗が短絡しない状態に第一スイッチを制御することを特徴とする請求項１ないし３の何れか１項に記載のアンプ。
【請求項５】
複数の増幅器への入力を入力信号と他の信号との間にてそれぞれ切り替える第二スイッチと、
所定の検出用信号を生成して、複数の増幅器の一方における、他の信号として出力する信号発生部とを有し、
制御部は、判定のまえには、複数の増幅器への入力を他の信号にそれぞれ切り替えるように第二スイッチを制御することを特徴とする請求項１ないし４の何れか１項に記載のアンプ。
【請求項６】
制御部は、判定のあとには、複数の増幅器への入力を入力信号にそれぞれ切り替えるように第二スイッチを制御することを特徴とする請求項５に記載のアンプ。
【請求項７】
第１入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び第１入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる第１入力信号増幅手段と、
第２入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び第２入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる第２入力信号増幅手段と、
前記第１入力信号増幅手段の前記正相増幅手段の出力側に接続される第１出力端子と、
前記第２入力信号増幅手段の前記正相増幅手段の出力側に接続される第２出力端子と、
前記第１入力信号増幅手段の前記逆相増幅手段の出力側に接続される第３出力端子と、
前記第２入力信号増幅手段の前記逆相増幅手段の出力側に接続される第４出力端子と、
を備え、
４端子のプラグが装着されたとき前記それぞれの４つの出力端子がそれぞれ接続され、３端子のプラグが装着されたとき前記プラグの３端子の内の２端子に対して前記第１出力端子及び前記第２出力端子が接続され、前記プラグの３端子の内の残りの１端子が前記第３出力端子及び前記第４出力端子に共通接続されることが前提になされ、
前記３端子のプラグが装着されたとき実質的に第３出力端子と第４出力端子とをショート状態になさしめるための２つの抵抗と、
前記抵抗の抵抗作用を無効化する抵抗無効化手段とを備え、
前記４端子のプラグが装着されたとき、前記抵抗無効化手段を作動せしめる信号出力装置において、
前記第３出力端子の出力電圧と前記第４出力端子の出力電圧とを比較する比較手段と、
第３入力信号を生成する第３入力信号生成手段と、
前記第１入力信号入力部に前記第１入力信号の替わりに前記第３入力信号を入力可能にする切り替え手段と、
前記第３入力信号が入力されたときの前記比較手段の比較結果に対応して前記抵抗無効化手段を作動させるか非作動させるかを決定する抵抗無効化手段の制御手段と、
を設けたことを特徴とするアンプ。
【請求項８】
入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、
複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、
一方の入力が共通化している第一プラグのための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗とを有するアンプの制御方法であって、
各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較し、
比較部からの比較結果に基づく判定により、各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替えることを特徴とするアンプの制御方法。
【請求項９】
各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が同一と判定されたときに、各平衡化抵抗を第一プラグのために機能させることを特徴とする請求項８記載のアンプの制御方法。
【請求項１０】
各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が相違すると判定されたときに、各平衡化抵抗を短絡することを特徴とする請求項８または９記載のアンプの制御方法。
【請求項１１】
判定のまえには、各平衡化抵抗が短絡しない状態にすることを特徴とする請求項８ないし１０の何れか１項に記載のアンプの制御方法。
【請求項１２】
所定の検出用信号を生成し、
判定のまえには、複数の増幅器の一方に、所定の検出用信号を入力信号から切り替えて入力することを特徴とする請求項８ないし１１の何れか１項に記載のアンプの制御方法。
【請求項１３】
判定のあとには、複数の増幅器への入力を入力信号にそれぞれ切り替えることを特徴とする請求項８ないし１２の何れか１項に記載のアンプの制御方法。
【請求項１４】
請求項１ないし７の何れか１項に記載のアンプの各構成をコンピュータにて実行可能に記載したプログラム。
【請求項１５】
請求項８ないし１３の何れか１項に記載のアンプの制御方法の各ステップをコンピュータにて実行可能に記載したプログラム。
【請求項１６】
請求項１４または１５に記載のプログラムをコンピュータにて読み取り可能に記録した記録媒体。
【請求項１】
入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、
複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、
一方の入力が共通化している第一プラグを接続したときのショートを防止するための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗と、
各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替える第一スイッチと、
各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較する比較部と、
比較部からの比較結果に基づく判定により各第一スイッチの切り替えを制御する制御部とを有していることを特徴とするアンプ。
【請求項２】
制御部は、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が同一と判定したときに、第一スイッチを制御して、各平衡化抵抗を第一プラグのために機能させることを特徴とする請求項１記載のアンプ。
【請求項３】
制御部は、各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が相違すると判定したときに、第一スイッチを制御して、各平衡化抵抗を短絡させることを特徴とする請求項１または２記載のアンプ。
【請求項４】
制御部は、判定のまえには、各平衡化抵抗が短絡しない状態に第一スイッチを制御することを特徴とする請求項１ないし３の何れか１項に記載のアンプ。
【請求項５】
複数の増幅器への入力を入力信号と他の信号との間にてそれぞれ切り替える第二スイッチと、
所定の検出用信号を生成して、複数の増幅器の一方における、他の信号として出力する信号発生部とを有し、
制御部は、判定のまえには、複数の増幅器への入力を他の信号にそれぞれ切り替えるように第二スイッチを制御することを特徴とする請求項１ないし４の何れか１項に記載のアンプ。
【請求項６】
制御部は、判定のあとには、複数の増幅器への入力を入力信号にそれぞれ切り替えるように第二スイッチを制御することを特徴とする請求項５に記載のアンプ。
【請求項７】
第１入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び第１入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる第１入力信号増幅手段と、
第２入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び第２入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる第２入力信号増幅手段と、
前記第１入力信号増幅手段の前記正相増幅手段の出力側に接続される第１出力端子と、
前記第２入力信号増幅手段の前記正相増幅手段の出力側に接続される第２出力端子と、
前記第１入力信号増幅手段の前記逆相増幅手段の出力側に接続される第３出力端子と、
前記第２入力信号増幅手段の前記逆相増幅手段の出力側に接続される第４出力端子と、
を備え、
４端子のプラグが装着されたとき前記それぞれの４つの出力端子がそれぞれ接続され、３端子のプラグが装着されたとき前記プラグの３端子の内の２端子に対して前記第１出力端子及び前記第２出力端子が接続され、前記プラグの３端子の内の残りの１端子が前記第３出力端子及び前記第４出力端子に共通接続されることが前提になされ、
前記３端子のプラグが装着されたとき実質的に第３出力端子と第４出力端子とをショート状態になさしめるための２つの抵抗と、
前記抵抗の抵抗作用を無効化する抵抗無効化手段とを備え、
前記４端子のプラグが装着されたとき、前記抵抗無効化手段を作動せしめる信号出力装置において、
前記第３出力端子の出力電圧と前記第４出力端子の出力電圧とを比較する比較手段と、
第３入力信号を生成する第３入力信号生成手段と、
前記第１入力信号入力部に前記第１入力信号の替わりに前記第３入力信号を入力可能にする切り替え手段と、
前記第３入力信号が入力されたときの前記比較手段の比較結果に対応して前記抵抗無効化手段を作動させるか非作動させるかを決定する抵抗無効化手段の制御手段と、
を設けたことを特徴とするアンプ。
【請求項８】
入力信号を増幅し、その増幅信号を各平衡出力として出力する、複数の増幅器と、
複数の増幅器の各平衡出力にそれぞれ対応して設けられた複数の出力端子と、
一方の入力が共通化している第一プラグのための、複数の増幅器の一方の平衡出力と、それらに対応する出力端子との間にそれぞれ設けられた平衡化抵抗とを有するアンプの制御方法であって、
各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値を検出して比較し、
比較部からの比較結果に基づく判定により、各平衡化抵抗を短絡するか否かをそれぞれ切り替えることを特徴とするアンプの制御方法。
【請求項９】
各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が同一と判定されたときに、各平衡化抵抗を第一プラグのために機能させることを特徴とする請求項８記載のアンプの制御方法。
【請求項１０】
各平衡化抵抗に接続された各出力端子の電圧値が相違すると判定されたときに、各平衡化抵抗を短絡することを特徴とする請求項８または９記載のアンプの制御方法。
【請求項１１】
判定のまえには、各平衡化抵抗が短絡しない状態にすることを特徴とする請求項８ないし１０の何れか１項に記載のアンプの制御方法。
【請求項１２】
所定の検出用信号を生成し、
判定のまえには、複数の増幅器の一方に、所定の検出用信号を入力信号から切り替えて入力することを特徴とする請求項８ないし１１の何れか１項に記載のアンプの制御方法。
【請求項１３】
判定のあとには、複数の増幅器への入力を入力信号にそれぞれ切り替えることを特徴とする請求項８ないし１２の何れか１項に記載のアンプの制御方法。
【請求項１４】
請求項１ないし７の何れか１項に記載のアンプの各構成をコンピュータにて実行可能に記載したプログラム。
【請求項１５】
請求項８ないし１３の何れか１項に記載のアンプの制御方法の各ステップをコンピュータにて実行可能に記載したプログラム。
【請求項１６】
請求項１４または１５に記載のプログラムをコンピュータにて読み取り可能に記録した記録媒体。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２００６−２２９５０２（Ｐ２００６−２２９５０２Ａ）
【公開日】平成１８年８月３１日（２００６．８．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−３９８３７（Ｐ２００５−３９８３７）
【出願日】平成１７年２月１６日（２００５．２．１６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年８月３１日（２００６．８．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年２月１６日（２００５．２．１６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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