インバータにおけるスイッチ回路およびインバータ装置
【課題】インバータにおけるスイッチの応答速度を高くする。
【解決手段】コンデンサ３２，４２を設けたことにより、スイッチ回路３０，４０のＩＧＢＴ３３，４３がオンされるときには、そこに電荷が蓄えられ、オフされるときには蓄えられた電荷が放出されることにより、ＩＧＢＴ３３，４３の応答期間を短縮することができる。これにより、応答速度が高くなるような容量のコンデンサをスイッチ回路３０，４０のそれぞれに設けてやれば、従来よりもデッドタイムを短くしたインバータを設計することが可能となる。これにより、デッドタイムを短縮することができるから、負荷３に供給される交流電流の波形（又は、電圧波形）の劣化を防ぐことができる。
【解決手段】コンデンサ３２，４２を設けたことにより、スイッチ回路３０，４０のＩＧＢＴ３３，４３がオンされるときには、そこに電荷が蓄えられ、オフされるときには蓄えられた電荷が放出されることにより、ＩＧＢＴ３３，４３の応答期間を短縮することができる。これにより、応答速度が高くなるような容量のコンデンサをスイッチ回路３０，４０のそれぞれに設けてやれば、従来よりもデッドタイムを短くしたインバータを設計することが可能となる。これにより、デッドタイムを短縮することができるから、負荷３に供給される交流電流の波形（又は、電圧波形）の劣化を防ぐことができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータにおけるスイッチ回路およびインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータにおいて、直流電流を供給する電源と負荷との間に設けられたスイッチのオンオフ制御により、負荷に供給する交流電流の周波数や電流値を制御するタイプのものがある。このようなインバータに関する技術として、例えば特許文献１に開示されたものがある。
【特許文献１】特開２００７−２６７５８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図９は、従来のインバータシステムの構成を示す回路図である。
同図に示すように、このインバータシステムは、インバータ装置１００、電源２、及び負荷３からなる。インバータ装置１００は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う三相方式のインバータ装置で、制御装置１５０と、３つのインバータ部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗとを備える。インバータ部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗは、電源２に対して並列に接続されている。インバータ部２００Ｕは、２つのスイッチ回路３００Ｕ，４００Ｕが直列に接続されて構成され、インバータ部２００Ｖ，２００Ｗもこれと同等の構成を有する。インバータ部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗにおいて、それぞれ両スイッチ回路の接続点が負荷３に接続される接続端となって、その接続端を介して交流電流が負荷３の各相の負荷に供給される。なお、以下では、インバータ部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗのそれぞれを区別しない場合には末尾のアルファベットを省略して「インバータ部２００」と称する。スイッチ回路３００，４００についても同様とする。
【０００４】
図１０は、図９に示したインバータ装置１００のうち、制御装置１５０及び１相分のインバータ部２００の構成を示した回路図である。
同図に示すように、インバータ部２００は、電源２の正極−負極間に直列に接続されたスイッチ回路３００，４００からなる。スイッチ回路３００は、抵抗３１、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）という）３３、及びダイオード３４を備える。スイッチ回路４００は、スイッチ回路３００と同等の構成を有し、抵抗４１、ＩＧＢＴ４３及びダイオード４４を備える。ＩＧＢＴ３３，４３は、電源２と負荷３とを導通させるオン状態となるか、又は電源２と負荷３とを導通させないオフ状態のうち、いずれかの状態となるスイッチとして機能する。制御装置１５０は、ＩＧＢＴ３３，４３のそれぞれをオン状態又はオフ状態のいずれかの状態にするための制御を行う。ここでは、制御装置１５０は、電位が高いハイレベルの電位の制御信号（以下、この制御信号を“Ｈ”と称する。）と、電位が低いローレベルの電位の制御信号（以下、この制御信号を“Ｌ”と称する。）とのいずれかを出力する。制御信号“Ｈ”が、各スイッチ回路の抵抗及びコンデンサを介してＩＧＢＴ３３，４３のゲートに入力されると、そのゲート電位は上昇し、ＩＧＢＴ３３，４３はオフ状態からオン状態に切り替えられ、電源２と負荷３とが導通する。制御装置１５０は、ＩＧＢＴ３３，４３を交互にオン状態とするように制御信号“Ｈ”を出力する。一方、制御装置１５０は、ＩＧＢＴ３３，４３をオフ状態とするときには、スイッチ回路３００，４００に対して制御信号“Ｌ”を出力する。
【０００５】
ところで、インバータ装置１００においては、インバータ部２００が備えるスイッチ回路３００，４００のＩＧＢＴ３３，４３が同時にオン状態となる“同時点弧”を回避することが必要である。同時点弧が発生した場合、スイッチ回路３００と、４００とが短絡されてしまい、インバータ装置１００内や負荷３に規定値以上の大きな電力が供給されてしまい、インバータシステム内の構成部品が故障してしまったり、事故の原因となってしまうからである。そこで、制御装置１５０は、同時点弧が起こらないような制御を行う。
【０００６】
図１１において、（ａ）は制御装置１５０が制御信号を出力する様子を示したタイムチャートで、（ｂ）はＩＧＢＴ３３，４３のコレクタ・エミッタ間の電位差の遷移の様子を示したタイムチャートである。同図（ａ）では、スイッチ回路３００，４００のそれぞれに対して、制御装置１５０が制御信号“Ｈ”を供給する期間を“Ｈ”で表し、制御信号“Ｌ”を供給する期間を“Ｌ”で表している。
同図（ａ）に示すように、制御装置１５０は、時刻ｔ＝Ｔ０に、スイッチ回路３００に供給する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えると、時刻Ｔ１までの期間に亘って制御信号“Ｈ”を供給し続ける。この期間において、制御装置１５０はスイッチ回路４００に対しては制御信号“Ｌ”を供給し続ける。そして、制御装置１５０は、時刻ｔ＝Ｔ１にスイッチ回路３００に供給する制御信号を“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えると、そこから時間ｔｄだけ経過した時刻ｔ＝Ｔ２に、スイッチ回路４００に対して供給する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替える。そして、時刻ｔ＝Ｔ３に、制御装置１５０は、スイッチ回路４００に供給する制御信号を“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えると、そこから時間ｔｄだけ経過した時刻ｔ＝Ｔ４に、スイッチ回路３００に供給する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替える。
このように、制御装置１５０は、スイッチ回路３００，４００に対して交互に制御信号“Ｈ”を出力し、且つその出力先を切り替えるときには、どちらのスイッチ回路に対しても制御信号“Ｈ”を出力しない（すなわち、制御信号“Ｌ”を出力する）期間を設けている。この期間は、同時点弧を回避するために、インバータ部２００のスイッチ回路３００，４００のどちらも導通させないようにする期間であり、「デッドタイム」と呼ばれている。
【０００７】
しかしながら、同図（ａ），（ｂ）に示すように、制御装置１５０により供給される制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられてから、電源２と負荷３とが導通して、ＩＧＢＴ３３，４３がオン状態のときのコレクタ・エミッタ間の電位差（Ｅ）になるまでには、ターンオン期間Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２を要する。また、制御装置１５０によって供給される制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられてからも、電源２と負荷３とが非導通となって、ＩＧＢＴ３３，４３がオフ状態のときのコレクタ・エミッタ間の電位差（０）になるまでには、ターンオフ期間Ｔｏｆｆ１，Ｔｏｆｆ２を要する。ターンオン期間やターンオフ期間が存在するのは、ＩＧＢＴのゲートに対する制御信号“Ｈ”の供給が開始、又は停止されてから、ＩＧＢＴが定常的な動作を行うようになるまでに、キャリアの移動に相当する期間が必要となるからである。この期間の長さによりスイッチの応答速度が決定付けられ、ターンオン期間及びターンオフ期間が短いスイッチは応答速度が高く、反対に、ターンオン期間及びターンオフ期間が長いスイッチは応答速度が低い。
デッドタイムの長さｔｄは、これらターンオン期間及びターンオフ期間よりも長くなるように設定される。また、ＩＧＢＴ等の半導体素子においては、素子毎に応答速度にばらつきがあるので、このばらつきも加味して、実際には応答速度よりも十分に長い期間のデッドタイムが設定される。ＩＧＢＴを用いたインバータにおいて、デッドタイムの時間ｔｄは、３マイクロ秒以上とするのが一般的である。しかしながら、デッドタイムが長くなると、負荷３に供給される交流電流の電流波形（電圧波形）が劣化してしまい、その作動に影響を与えないように、デッドタイムの動作を補償する構成が別途必要となることがあった。
そこで、本発明は、インバータにおけるスイッチの応答速度を高くすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決するために、本発明は、インバータにおけるスイッチ回路であって、一端と他端とを備え、ハイレベル又はローレベルの電位の制御信号が当該一端に入力される抵抗と、一端と他端とを備え、前記抵抗と並列に接続された容量性素子であって、前記制御信号が当該一端に入力され、入力された当該制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられたときから電荷を蓄え始め、当該制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、蓄えた電荷を放出する容量性素子と、直流電流の供給源と負荷との間に設けられるとともに、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端に接続され、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がハイレベルのときには、前記供給源と前記負荷とを導通させるオン状態となり、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がローレベルのときには、前記供給源と前記負荷とを導通させないオフ状態となるスイッチとを備えることを特徴とするインバータにおけるスイッチ回路を提供する。
本発明のインバータにおけるスイッチ回路において、一端から制御信号が入力される抵抗と、容量性素子とが並列に接続され、これらの他端には、直流電流の供給源と負荷との間に設けられたスイッチが接続されている。制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子は電荷を蓄え始め、スイッチには突入電流が流れてオン状態となる。制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子に蓄えられた電荷は放出され、スイッチには逆バイアスが加わって電位が低下し、オフ状態となる。これにより、スイッチは速やかにオン状態とオフ状態とが切り替わり、インバータにおけるスイッチの応答速度を高くすることができる。
【０００９】
この構成において、前記スイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのゲートが前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端にそれぞれ接続され、当該ゲートに供給される制御信号の電位がハイレベルのときには、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのコレクタ及びエミッタを介して前記供給源と前記負荷とを導通させるオン状態となることを特徴とする。
このインバータにおけるスイッチ回路において、制御信号の電位がハイレベルのときには、スイッチである絶縁ゲートバイポーラトランジスタは、コレクタ及びエミッタを介して前記供給源と前記負荷とを導通させたオン状態となる。絶縁ゲートバイポーラトランジスタは応答速度に優れており、スイッチの応答速度をさらに高くすることができる。
【００１０】
また、本発明は、上記構成のいずれか一方に記載のスイッチ回路である第１及び第２のスイッチ回路と、前記第１及び第２のスイッチ回路の各々が備える前記スイッチの間に設けられ、前記負荷に接続される接続端と、前記第１のスイッチ回路が備える前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第２のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給し、前記第２のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第１のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給する制御手段とを備えることを特徴とするインバータ装置を提供する。
本発明のインバータ装置において、一端が制御手段に接続された抵抗と、容量性素子とが並列に接続され、これらの他端には、直流電流の供給源と負荷との間に設けられたスイッチが接続されている。制御信号が供給する制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子は電荷を蓄え始め、スイッチには突入電流が流れてオン状態となる。制御信号が供給する制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子に蓄えられた電荷は放出され、スイッチには逆バイアスが加わって電位が低下し、オフ状態となる。これにより、スイッチは速やかにオン状態とオフ状態とが切り替わり、インバータ装置におけるスイッチの応答速度を高くすることができる。
【００１１】
この構成において、前記第１及び第２のスイッチ回路の前記容量性素子は、容量の総和が変化する１又は複数の容量性素子であり、前記制御手段によってハイレベルの前記制御信号が供給されてから、当該制御信号が供給された前記第１又は第２のスイッチ回路が備えるスイッチがオン状態になるまでの期間を特定する期間特定手段と、前記期間特定手段によって特定される期間が長い場合には、当該期間が特定されたスイッチを有するスイッチ回路の１又は複数の前記容量性素子の容量の総和を大きくする容量制御手段とを備えるようにしてもよい。
このインバータ装置において、容量の総和が変化する１又は複数の容量性素子を備え、期間特定手段は、ハイレベルの制御信号が供給されてから、その制御信号が供給された第１又は第２のスイッチ回路が備えるスイッチがオン状態になるまでの期間を特定し、容量制御手段は、期間特定手段によって特定される期間が長い場合には、その期間が特定されたスイッチを有するスイッチ回路の容量性素子の容量の総和を大きくする。容量性素子の容量の総和が大きくなると、スイッチの応答速度は高くなるので、自装置でデッドタイムを短くするような制御を行うことができ、高い性能を継続して確保することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、インバータにおけるスイッチの応答速度を高くすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
次に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
（Ａ）第１実施形態
まず、本発明の第１実施形態について説明する。
図１は、本実施形態におけるインバータシステムの構成を示す回路図である。
同図に示すように、このインバータシステムは、インバータ装置１、電源２及び負荷３からなる。インバータ装置１は、電源２から供給された直流電力を交流電力に変換して負荷３に出力する、三相電圧型ＰＷＭインバータを採用したインバータ装置である。インバータ装置１は、制御装置１０と、負荷３に三相交流の電流を供給するための３つのインバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗとを備える。インバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗは、電源２に対して並列に接続されている。インバータ部２０Ｕは、スイッチ回路３０Ｕと，スイッチ回路４０Ｕが直列に接続されて構成され、同様に、インバータ部２０Ｖは、スイッチ回路３０Ｖ，４０Ｖが直列に接続されて構成され、インバータ部２０Ｗは、スイッチ回路３０Ｗ，４０Ｗが直列に接続されて構成されている。これらインバータ部のスイッチ回路の各々が、インバータとしての機能を実現する。インバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗでは、それぞれ両スイッチ回路の接続点が接続端ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとなって、負荷３に対する交流電流がその各相の負荷に供給される。インバータ装置１においては、制御装置１０は、ＰＷＭ制御によって負荷３に供給する交流電流の電流値（交流電圧の電圧値）や周波数、位相を制御する。
なお、インバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗの構成はそれぞれ同じであるから、以下では、これらを区別しない場合には末尾のアルファベットを省略して「インバータ部２０」と称する。スイッチ回路３０，４０についても同様とする。
【００１４】
電源２は、直流電流の供給源であり、例えば、商用電源から供給される交流電流を直流電力に変換してインバータ装置１に供給するコンバータや、予め蓄えておいた電力を利用してインバータ装置１に直流電流を供給する蓄電池等である。負荷３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相の負荷がＹ結線によって接続され、インバータ装置１からの三相交流電流の供給を受けて作動する。ここでの負荷３は、例えば車両衝突試験を実施するためのダイナモメータである。このダイナモメータにおいては、実車走行パタンを台上でシミュレートさせながら耐久試験を行う。この場合において、インバータ装置１はダイナモメータの発生トルクや回転数を制御し、種々の衝突条件での車両衝突試験を実施できるような制御（ＰＷＭ制御）を行う。
【００１５】
図２は、インバータ装置１の構成を示す回路図である。同図においては、図１に示したインバータ装置１のうち、制御装置１０及び１相分のインバータ部２０を示している。
制御装置１０は、基板上に設けられたＣＰＵ、メモリ及びドライブ回路等を備えており、インバータ装置１内の各部の制御を行う。制御装置１０は、負荷３の駆動を制御するために、外部から入力される始動指令や回転数指令、発生トルク指令等の制御指令に従って、インバータ部２０に対してパルス信号である制御信号を出力する。ここでは、制御装置１０は、電位が高いハイレベルの制御信号“Ｈ”、又は電位が低いローレベルの制御信号“Ｌ”のいずれかを供給する。制御装置１０に設けられる図示せぬドライブ回路は、例えば高速フォトカプラであり、インバータ装置１における制御装置１０、及びインバータ部２０における制御系統の回路部分と、電源２からの電流が供給される電力系統の回路部分とを絶縁する。
【００１６】
スイッチ回路３０は、抵抗３１と、コンデンサ３２と、ＩＧＢＴ３３と、ダイオード３４とを備える。抵抗３１は、一端と他端とを備え、制御装置１０からの制御信号“Ｈ”又は“Ｌ”がその一端に入力される。コンデンサ３２は、一端と他端とを備え、抵抗３１と並列に接続された容量性素子である。ＩＧＢＴ３３は、ゲートＧ１が抵抗３１の他端、及びコンデンサ３２の他端にそれぞれ接続されている。また、ＩＧＢＴ３３のコレクタＣ１は、電源２の正極側に接続される。エミッタＥ１は、接続端を介して負荷３に接続されるとともに、スイッチ回路４０の後述するＩＧＢＴ４３のコレクタＣ２に接続されている。ＩＧＢＴ３３はスイッチとして機能し、制御装置１０から、抵抗３１及びコンデンサ３２を介して供給される制御信号が“Ｈ”のときには、電源２と負荷３とを導通させるオン状態となる。このとき、ＩＧＢＴ３３は、電源２から供給される電流をコレクタＣ１及びエミッタＥ１を介して接続端から負荷３に出力させる。一方、制御装置１０から、抵抗３１及びコンデンサ３２を介して供給される制御信号が“Ｌ”のときには、ＩＧＢＴ３３は、電源２と負荷３とを導通させないオフ状態となる。ダイオード３４は、ＩＧＢＴ３３のコレクタＣ１からエミッタＥ１に逆方向接続された一方向性素子である。ダイオード３４は、ＩＧＢＴ３３がオン状態からオフ状態に切り替えられたときにＩＧＢＴ３３が破損しないように、過渡電流の供給経路を確保するために設けられたものである。
【００１７】
スイッチ回路４０は、抵抗４１と、コンデンサ４２と、ＩＧＢＴ４３と、ダイオード４４とを備える。スイッチ回路４０の回路構成はスイッチ回路３０のそれとほぼ同じである。抵抗４１は、一端が制御装置１０に接続されて、その一端から制御装置１０から供給される制御信号が入力される。コンデンサ４２は、抵抗４１と並列に接続された容量性素子である。ＩＧＢＴ４３は、ゲートＧ２が抵抗４１の他端、及びコンデンサ４２の他端にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ４３のコレクタＣ２は、スイッチ回路３０のＩＧＢＴ３３のエミッタＥ１、及び接続端を介して負荷３にそれぞれ接続される。つまり、第１のスイッチ回路であるスイッチ回路３０、及び第２のスイッチ回路であるスイッチ回路４０の各々が備えるＩＧＢＴ３３，４３の間に接続端が設けられる。ＩＧＢＴ４３のエミッタＥ２は、電源２の負極側に接続されている。ＩＧＢＴ４３はスイッチとして機能し、制御装置１０から、抵抗４１及びコンデンサ４２を介して供給される制御信号が“Ｈ”のときには、電源２と接続端とを導通させる。このとき、ＩＧＢＴ４３は、接続端を介して負荷３から供給される電流を、コレクタＣ２及びエミッタＥ２を介して電源２の負極に供給させる。一方、制御装置１０から、抵抗４１及びコンデンサ４２を介して供給される制御信号が“Ｌ”のときには、ＩＧＢＴ４３は、電源２と負荷３とを導通させないオフ状態となる。ダイオード４４は、ＩＧＢＴ４３のコレクタＣ２からエミッタＥ２に逆方向接続された一方向性素子で、その機能はダイオード３４のそれと同じである。
【００１８】
上述したように、インバータ部２０において、スイッチ回路３０にはコンデンサ３２を設け、スイッチ回路４０にはコンデンサ４２を設けている。以下、その理由について説明する。
図２に示すように、コンデンサ３２は抵抗３１に対して並列に接続され、コンデンサ４２は抵抗４１に対して並列に接続されている。これらコンデンサ３２，４２は、それぞれＩＧＢＴ３３，４３がオフ状態からオン状態に切り替えられるときのターンオン期間、及びオン状態からオフ状態に切り替えられるときのターンオフ期間を短縮させるために設けられたものである。つまり、これらのコンデンサ３２，４２の作用により、ＩＧＢＴ３３，４３のスイッチとしての応答速度が高められている。
【００１９】
これらのコンデンサ３２，４２の作用について、より具体的に説明する。なお、これらコンデンサ３２，４２の作用はそれぞれ同じであるため、ここでは、コンデンサ３２を含むスイッチ回路３０を例に挙げて説明する。
図３において、（ａ）は、制御装置１０が制御信号を出力する様子を示したタイムチャートで、（ｂ）は、ＩＧＢＴ３３のゲートＧ１に流れ込むゲート電流ＩＧの遷移の様子を示したタイムチャートを示している。なお、同図（ａ）において、制御信号“Ｈ”が出力される期間を“Ｈ”で表し、制御信号“Ｌ”が出力される期間を“Ｌ”で表している。また、同図（ｂ）において、制御装置１０からＩＧＢＴ３３のゲートＧ１の方向へゲート電流ＩＧが流れるときの電流値を正で表し、ゲートＧ１から制御装置１０の方向へゲート電流ＩＧが流れるときの電流値を負で表している。なお、同図に示す時刻ｔ＝ｔａよりも前においては、制御装置１０により制御信号“Ｌ”が出力されており、この期間においてコンデンサ３２には電荷は蓄えられていないものとする。また、図４は、図３に示した各時刻、及び期間におけるスイッチ回路３０に流れるゲート電流ＩＧの様子を説明する図である。
【００２０】
まず、図３（ａ）に示すように、時刻ｔ＝ｔａにおいて、制御装置１０が出力する制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられると、同図（ｂ）に示すように、直ちに制御信号“Ｈ”に応じたゲート電流ＩＧがＩＧＢＴ３３のゲートＧ１に流れ込む。このときの電流経路は図４（ａ）に示すとおりで、制御装置１０からコンデンサ３２を経由してゲート電流ＩＧが流れる。制御装置１０により出力される制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられたときから、制御装置１０側がコンデンサ３２側よりも高電位となり、この電位差により制御装置１０からコンデンサ３２に電荷が供給されて、コンデンサ３２は電荷を蓄え始める。このときコンデンサ３２に供給される電流は突入電流と呼ばれ、その電流値は比較的大きい。よって、図３（ｂ）に示すように、ゲート電流ＩＧの電流値もＩｓ（＞０）という具合に大きくなっているのである。このように充電開始時に流れる大電流の作用により、ＩＧＢＴ３３内の各キャリアの移動がスムーズに行われてゲート電位は上昇しやすくなる。ゲート電位が早く上昇するということは、コレクタＣ１及びエミッタＥ１間が早く導通するということを意味している。したがって、コンデンサ３２が設けられていない構成と比べて、ＩＧＢＴ３３は速やかにオフ状態からオン状態に切り替えられ、ターンオン期間は短縮される。なお、図３（ｂ）に示すように、制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられてから、時間が経過するにつれて充電の速度は小さくなるので、これによりゲート電流ＩＧも次第に小さくなっていく。
【００２１】
続いて、図３（ａ）に示すように、コンデンサ３２に充分な電荷が蓄えられ、制御装置１０により制御信号“Ｈ”が出力されている期間においては、図４（ｂ）に示す期間ｔｂのように、突入電流の電流値Ｉｓよりも小さい電流値Ｉｆ（＞０）のゲート電流ＩＧが流れる。このとき、図４（ｂ）に示すように、制御装置１０から抵抗３１を経由してＩＧＢＴ３３のゲートＧ１にゲート電流ＩＧは流れ、コンデンサ３２側にはゲート電流ＩＧは流れない。したがって、一定電位である制御信号“Ｈ”に応じて一定の電流値Ｉｆのゲート電流ＩＧが、抵抗３１を介してＩＧＢＴ３３のゲートＧ１に流れる。
【００２２】
そして、図３（ａ）に示すように、時刻ｔ＝ｔｃにおいて、制御装置１０が出力する制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられると、同図（ｂ）に示すように、直ちにこの切り替えに応じたゲート電流ＩＧが流れる。このときのゲート電流ＩＧの電流値Ｉｒは負であり、図４（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ３３のゲートＧ１から、コンデンサ３２を経由して制御装置１０にゲート電流ＩＧが流れる。ゲート電流ＩＧの電流値が急激に負の電流値Ｉｒにまで上昇するのは、コンデンサ３２に蓄えられた電荷の作用による。制御装置１０によって出力される制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられると、電荷が蓄えられた高電位側のコンデンサ３２から低電位側の制御装置１０に対して、蓄えられた電荷が放出される。このとき、高電位側のＩＧＢＴ３３のゲートＧ１にも逆バイアスが加わるので、図４（ｃ）に示すような電流経路で、電流値の大きなゲート電流ＩＧが流れる。この電流により、ＩＧＢＴ３３のゲートＧ１、コレクタＣ１間にあった少数キャリアが速やかにオフ状態のときの状態に戻るよう移動する。この作用により、ＩＧＢＴ３３のゲート電位は速やかに低下する。このようにして、コンデンサ３２が設けられていない構成と比べて、上記キャリアの移動がさらにスムーズになり、ＩＧＢＴ３３は速やかにオン状態からオフ状態に切り替えられて、ターンオフ期間は短縮される。なお、時刻ｔ＝ｔｃの後においては、放電の速度は時間経過と共に次第に小さくなるので、これによりゲート電流ＩＧは次第に小さくなる。コンデンサ３２の放電が完了すると、ゲート電流ＩＧは流れなくなる。
【００２３】
また、図３（ｂ）に示すように、時刻ｔ＝ｔｄに、制御装置１０が出力する制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”が切り替えられて、期間ｔ＝ｔｅに“Ｈ”の制御信号が出力され、時刻ｔ＝ｔｆに“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられているが、このときにも上記と同様の原理により、ＩＧＢＴ３３のオンオフが切り替えられる。また、これと同じ原理で、スイッチ回路４０においても、コンデンサ４２の作用によりＩＧＢＴ４３のターンオン期間及びターンオフ期間は共に短縮される。すなわち、インバータ部２０のスイッチであるＩＧＢＴ３３，４３の応答速度は、コンデンサ３２，４２が設けられない構成と比べて高くなる。
【００２４】
また、ＩＧＢＴ３３，４３の応答速度は、それぞれコンデンサ３２，４２の静電容量の大きさに依存する。ここで、図５は、コンデンサの静電容量と、ＩＧＢＴ３２，４２の応答速度との関係を概略的に示したグラフである。
同図に示すように、コンデンサ３２，４２の静電容量が大きくなるほど、ＩＧＢＴ３２，４２の応答速度は大きくなる傾向を示している。上述したように、ターンオンにおいては、制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられたときに、突入電流がゲート電流ＩＧとして流れる。コンデンサ３２，４２の静電容量が大きいほど、蓄えられる電荷量も大きくなるので、より大きな電流がゲート電流ＩＧとして流れる。これにより、さらにゲート電位はさらに上昇しやすくなって、ＩＧＢＴ３３，４３はよりスムーズにオフ状態からオン状態に切り替わる。また、制御装置１０によって出力される制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられたときにおいても、コンデンサ３２，４２の静電容量が大きいほど放出される電荷量も大きくなるので、ＩＧＢＴ３３，４３における少数キャリアの移動がさらにスムーズになってターンオフ期間が短縮される。このような理由から、ＩＧＢＴ３３，４３の応答速度は、コンデンサ３２，４２の静電容量が大きくなるにつれて大きくなる。
ただし、コンデンサ３２，４２の容量が大きすぎても、ゲート・エミッタ間の電位が飽和状態（オン状態）のときの電位に達してしまうと、それ以上はコンデンサ３２，４２に充電されることはなく、応答速度が高くなることもない。よって、コンデンサ３２，４２の容量は、ＩＧＢＴ３３，４３の耐圧や負荷３の負荷特性に応じて適切な容量のものにすることが望ましい。これと、同様の作用がインバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗのそれぞれについて得られる。
【００２５】
以上説明した第１実施形態によれば、コンデンサ３２，４２を設けたことにより、スイッチ回路３０，４０のＩＧＢＴ３３，４３の応答速度を高くすることができる。これにより、インバータ装置の設計段階において、スイッチの応答速度が高くなる容量のコンデンサをスイッチ回路３０，４０のそれぞれに設けてやれば、従来よりもデッドタイムを短くしたインバータを設計することが可能となる。このようにしてデッドタイムを短縮することで、負荷３に供給される交流電流の電流波形（電圧波形）の劣化を防ぐことができ、これを補償する構成も不要とすることができる。また、コンデンサ３２，４３の静電容量に応じて応答速度を調整することができるので、例えば両者の応答速度を予め決められた値に一致するように静電容量を決めると、インバータの設計において、デッドタイムの設定がより簡単になる。
【００２６】
（Ｂ）第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
図６は、本実施形態のインバータシステムの構成を示した回路図である。
同図に示すように、本実施形態のインバータシステムは、第１実施形態のインバータシステムに対して、負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗを加えたものである。電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗは、例えば電流計であり、測定した電流値を表す電流検出信号を定期的に制御装置１０ａに出力する。また、インバータ装置１ａは、制御装置１０ａと、３つのインバータ部２０Ｕａ，２０Ｖａ，２０Ｗａを備えている。インバータ部２０Ｕａは、２つのスイッチ回路３０Ｕａ，４０Ｕａが直列に接続されて構成され、インバータ部２０Ｖａは、スイッチ回路３０Ｖａ，４０Ｖａが直列に接続されて構成され、インバータ部２０Ｗａは、スイッチ回路３０Ｗａ，４０Ｗａが直列に接続されて構成されている。
なお、インバータ部２０Ｕａ，２０Ｖａ，２０Ｗａの構成はそれぞれ同じであるから、これらを区別しない場合には，「インバータ部２０ａ」と称する。スイッチ回路についても同様に、スイッチ回路３０ａ，４０ａと称する。また、電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗのそれぞれを区別する必要のない場合には、「電流検出器６０」と称する。
【００２７】
図７は、インバータ装置１ａの構成を示す回路図である。なお、同図においては、インバータ装置１ａが備える制御装置１０ａ及び１相分のインバータ部２０ａを示す。
同図に示すように、インバータ装置１ａにおいては、上述したインバータ装置１におけるコンデンサ３２，４２に代えて、容量の総和が変化する可変コンデンサ３２ａ，４２ａがそれぞれ設けられている。可変コンデンサ３２ａ，４２ａは、制御装置１０ａの制御の下、その容量が変化させられる。なお、スイッチ回路３０ａ，４０ａのそれぞれにおいて、容量性素子である可変コンデンサは１つずつなので、ここでの容量の総和とは、その可変コンデンサ３２ａ，４２ａ単体の静電容量のことをいう。また、制御装置１０ａは、時刻を測定することが可能なタイマを備え、電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗによってフィードバックされる負荷電流の大きさと、タイマにより測定した時刻に応じて、可変コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量を制御する。
このように、上述した第１実施形態では、デッドタイムを短縮するために、最適なコンデンサの容量を設計段階で決めていたのに対し、この第２実施形態では、制御装置１０ａが適宜これらの静電容量を制御する点で両者は異なる。
【００２８】
次に、インバータ装置１ａが、可変コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量を制御するときの動作について説明する。
制御装置１０ａは、まずスイッチ回路３０ａに対して出力する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えると、このタイミングに、自身のタイマによる計時を開始する。そして、制御装置１０ａは定期的に電流検出器６０から電流検出信号を取得し、第１の閾値以上の電流値を表す電流検出信号を取得すると、この時点でタイマによって計時している時刻を、ターンオンが完了した時刻と特定する。このときに用いる第１の閾値は、ＩＧＢＴ３３がオン状態となったときに、負荷３に流れる負荷電流の電流値に相当する値である。つまり、制御装置１０ａがタイマによって計測する時刻は、スイッチ回路３０ａのＩＧＢＴ３３のターンオン期間そのものの長さを表す。続いて、制御装置１０ａは、スイッチ回路３０ａに対して出力する制御信号を“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えると、このタイミングに、タイマによって計時を開始する。そして、制御装置１０ａは定期的に電流検出器６０から電流検出信号を取得し、第２の閾値以下の電流値を表す電流検出信号を取得すると、制御装置１０ａは、この時点でタイマによって計時している時刻を、ターンオフが完了した時刻として特定する。このときに用いる第２の閾値は、スイッチ回路３０ａのＩＧＢＴ３３がオフ状態となったときに、負荷３に流れる負荷電流の電流値に相当する値である。つまり、制御装置１０ａがタイマによって計測する時刻は、ターンオン期間そのものの長さを表す。
以上の制御により、制御装置１０ａは、ＩＧＢＴ３３のスイッチとしてのターンオン期間及びターンオフ期間、つまりＩＧＢＴ３３の応答速度を特定する。
続いて、制御装置１０ａは、スイッチ回路４０ａに対しても同様の制御を行って、ＩＧＢＴ４３のターンオン期間及びターンオフ期間、つまりＩＧＢＴ４３のスイッチとしての応答速度を特定する。
【００２９】
そして、制御装置１０ａは、スイッチ回路３０ａ，４０ａのそれぞれに設けられたＩＧＢＴ３３，４３の応答速度が高くなるように、可変コンデンサ３２ａ，４２ａのそれぞれ静電容量を制御する。ＩＧＢＴ３３，４３の応答速度とコンデンサの静電容量との関係は、図５に示したとおりである。制御装置１０ａは、この関係に基づいて、特定したターンオン期間及びターンオフ期間が長い（応答速度が低い）場合には、これらの期間を特定したスイッチ回路３０ａ，４０ａの可変コンデンサ３２ａ，４２ａの容量の総和を大きくするよう制御する。具体的には、制御装置１０ａは、可変コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量を変化させつつ上記同様の制御を行って、スイッチ回路３０ａ、４０ａのターンオン期間を最短とするように、コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量を制御してもよい。また、制御装置１０ａは、ターンオフ期間を最短にするように制御してもよい。このほかにも、制御装置１０ａは、十分に短いと考えられる所定の時間とするように双方の可変コンデンサの容量を制御してもよく、ＩＧＢＴ３３，４３の応答速度を一致させるように、可変コンデンサ３２ａ，４２ａの容量を制御するようにしてもよい。
【００３０】
以上のようにして、制御装置１０ａは、電流検出器６０Ｕの検出結果に応じてインバータ部２０Ｕの可変コンデンサの容量を制御し、電流検出器６０Ｖの検出結果に応じてインバータ部２０Ｖの可変コンデンサの容量を制御し、電流検出器６０Ｗの検出結果に応じてインバータ部２０Ｗの可変コンデンサの静電容量を制御する。それぞれの可変コンデンサの容量を制御すると、制御装置１０ａは各インバータ部のスイッチ（ＩＧＢＴ）の応答速度に基づいて、デッドタイムを設定し直す。このデッドタイムの設定においては、例えば、予め制御装置１０ａのメモリにターンオン期間やターンオフ期間と、デッドタイムとの関係が予め記憶されており、制御装置１０ａがこの対応関係に基づいて、デッドタイムを設定する。また、制御装置１０ａは、特定したターンオン期間やターンオフ期間の長さに基づいて、所定のアルゴリズムに基づいてデッドタイムを算出し、算出したデッドタイムに設定するようにしてもよい。
【００３１】
以上説明した第２実施形態によれば、定期的、メンテナンス時等の任意のタイミングにおいて、制御装置１０ａはインバータ部２０ａの可変コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量の制御を行うことにより、インバータ装置１ａ内のスイッチとしての各ＩＧＢＴの応答速度を調整する。これにより、例えば、ＩＧＢＴの応答速度の経時変化や温度変化等があった場合にも、インバータ装置１ａはこれにいち早く対応することができ、ターンオン期間やターンオフ期間が長い場合には、応答速度を高くするよう可変コンデンサ３２ａ，４２ａの容量を大きくする。このようにして、インバータ装置１ａは自装置でデッドタイムを短くするような制御を行うことにより、インバータ装置の高い性能を継続して確保することができる。
【００３２】
（Ｃ）変形例
上記実施形態を次のように変形してもよい。これらの変形は、各々を適宜に組み合わせることも可能である。
上述した第２実施形態では、可変コンデンサ３２ａ，４２ａを用いていたが、コンデンサの容量の総和が変化するための構成を、以下のようにしてもよい。
図８は、可変コンデンサを用いずに、コンデンサの容量の総和が変化する構成を採用したスイッチ回路３０ｂを構成したときの回路図である。同図に示すように、スイッチ回路３０ｂは、スイッチ回路３０ａの可変コンデンサ３２ａを、コンデンサ部３２ｂに置き換えた構成となっている。なお、図示を省略するが、スイッチ回路４０ａにおいてもこれと同様の構成を用いることができる。
同図に示すように、コンデンサ部３２ｂにおいては、スイッチＳＷ，ｉ及びコンデンサ７２−ｉ（ｉ＝１〜５）からなる直列回路が、それぞれ抵抗３１に対して並列に複数接続されている。スイッチＳＷ１〜ＳＷ５はそれぞれＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等を用いたスイッチであり、制御装置１０ａはそれぞれのオンオフを制御する。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ５においては、ＩＧＢＴ３３，４３のように高い応答速度は要求されない。また、コンデンサ７２−１〜７２−５の静電容量は、例えばそれぞれ１ｐＦ、２ｐＦ、４ｐＦ、８ｐＦ、１６ｐＦである。
【００３３】
上記第２実施形態と同じようにして、制御装置１０ａが各インバータ部２０ａについて最適な静電容量を決定すると、この静電容量を実現するように、コンデンサ部３２ｂの各スイッチＳＷ１〜ＳＷ５のオンオフを制御する。すなわち、コンデンサ部３２ｂにある複数のコンデンサによる合成容量により、その容量の総和が変化する。このスイッチ回路３０ｂにおいては、５個の直列回路が並列接続されているので、その組み合わせにより２５＝３２通りもの静電容量を実現することもできる。なお、この並列回路の段数や、各コンデンサの容量は一例であり、さらに多くの段数にしてより綿密な容量の制御を行えるようにしてもよい。また、複数のコンデンサを並列に接続するだけでなく、直列に接続するようにしてもよい。直列接続を採用すれば、コンデンサの静電容量をピコオーダで変化させたい場合に、ピコオーダで容量が変化する可変コンデンサを用いなくても、マイクロオーダの固定容量のコンデンサの組み合わせによってこれを実現することができる。
【００３４】
また、上述した第２実施形態では、電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗを用いていたが、これに代えて、以下の構成を採ってもよい。
例えば、電流検出器に代えて、負荷３の各相の負荷に加えられる負荷電圧の電位を検出する電位検出器を用いてもよいし、電力計を用いてもよい。この構成であっても、その電位の立ち上がり具合、及び立ち上がり具合からターンオン期間及びターンオフ期間をそれぞれ求めることができるから、同様の効果を得ることができる。また、電流や電位そのものの値を測定する検出器でなくてもよく、例えば、測定した電流値がターンオンが完了したことを意味する第１の閾値以上になったときに通知信号を出力し、ターンオフが完了したことを意味する第２の閾値以下の電流値になったときに通知信号を出力する検出器を用いてもよい。もちろん、電位や電力に応じて通知信号を出力する検出器でもよい。また、ターンオン期間及びターンオフ期間の長さを自装置で特定して、それを表す信号を出力する検出器でもよい。
要するに、制御装置１０ａと検出器とで、スイッチ回路３０ａ，４０ａに対して出力される制御信号が切り替えられてから、ＩＧＢＴのオンとオフとが切り替えられるまでの期間を特定できる構成であればよい。
【００３５】
上述した第１及び第２実施形態では、インバータ装置における各スイッチ回路のスイッチとしてＩＧＢＴを用いていたが、スイッチの構成はこれに限らない。前述のとおり、インバータ部に設けたコンデンサにおける充電時の突入電流の作用により、スイッチには大きな電流が流れる。スイッチは、このような大電流が供給されることによってオフ状態からオン状態への切り替えが速くなる、という性質を有するスイッチであればよい。このようなスイッチであれば、コンデンサを設けない構成と比べて、キャリアの移動はよりスムーズになる。例えば、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等のトランジスタや、ＧＴＯ（Gate Turn Off Thyristor）等のサイリスタをスイッチとして用いてもよい。ＩＧＢＴはスイッチの応答速度に優れているが、上述したように、コンデンサの作用により応答速度を調整することができるので、ＩＧＢＴ以外のスイッチを用いた場合であっても、応答速度を所望の速度にまで高めることは可能である。
また、第１及び第２実施形態では、三相方式のインバータ装置に本発明を適用していたが、単相や２相方式のインバータ装置や、さらに多相の方式のインバータ装置に適用することもできる。また、インバータの回路構成は、実施形態で述べたものに限らず、スイッチとして機能するＩＧＢＴが、直流電流の供給源と接続端との間に設けられる構成のものであればよい。
また、スイッチ回路におけるコンデンサに代えて、可変容量ダイオード等の容量性素子を用いてもよい。要するに、入力された制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられたときから電荷を蓄え始め、制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられると、蓄えた電荷を放出するというように、コンデンサと同じように振舞う容量性素子であれば、電荷を蓄え始めるときの突入電流が瞬間的に大きくなるから、スイッチの応答速度を高くすることができる。
【００３６】
また、インバータに接続される負荷３は、前掲したダイナモメータに限らない。例えば、電気自動車の駆動においては、モータのトルクをどの回転数に応じても自由にコントロールできることが必要である。そこで、インバータ装置は制御指令に応じて、負荷３の電気自動車を駆動するためのモータのトルクや回転数をコントロールするために、交流電流の大きさや周波数を変えてやれば、インバータ制御により電気自動車を駆動することができる。この場合の直流電流の供給源である電源２は、蓄電池に相当する。また、無電源電源装置（ＵＰＳ）にも適用可能であり、この場合、インバータ装置は、蓄電池である電源２から直流電流が供給されると、負荷３としての各種家庭用電気機器に電力を供給してこれを作動させる。これ以外にも、負荷３としては、産業用機械や家庭用機器等における各種モータ等、インバータ装置から供給される電力を受けて作動するものであればよい。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の第１実施形態に係るインバータシステムの基本構成を示す回路図である。
【図２】インバータ装置の構成を説明する図である。
【図３】（ａ）は制御装置が出力する制御信号の様子を示すタイムチャートを示す図で、（ｂ）は、ＩＧＢＴのゲートに流れ込むゲート電流の遷移の様子を示したタイムチャートを示す図である。
【図４】各時刻及び期間におけるスイッチ回路に流れるゲート電流の様子を模式的に表した図である。
【図５】コンデンサの静電容量と、ＩＧＢＴの応答速度との関係を概略的に示したグラフである。
【図６】本発明の第２実施形態に係るインバータシステムの構成を示した回路図である。
【図７】インバータ装置の構成を説明する図である。
【図８】変形例のインバータ装置の構成を説明する図である。
【図９】従来のインバータシステムの基本構成を示す回路図である。
【図１０】従来のインバータ装置におけるインバータ部の構成を示す回路図である。
【図１１】制御装置がスイッチ回路に対して出力する制御信号の様子と、スイッチ回路のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間の電位差の遷移の様子を示したタイムチャートである。
【符号の説明】
【００３８】
１，１ａ…インバータ装置、１０，１０ａ…制御装置、２…電源、２０，２０ａ，２０Ｕ，２０Ｕａ，２０Ｖ，２０Ｖａ，２０Ｗ，２０Ｗａ…インバータ部、３…負荷、３０，３０ａ，３０ｂ，４０，４０ａ…スイッチ回路、３１，４１…抵抗、３２，３２，４２，４２ａ…コンデンサ、３２ｂ…コンデンサ部。３３，４３…ＩＧＢＴ、３４，４４…ダイオード、６０，６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗ…電流検出器。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータにおけるスイッチ回路およびインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータにおいて、直流電流を供給する電源と負荷との間に設けられたスイッチのオンオフ制御により、負荷に供給する交流電流の周波数や電流値を制御するタイプのものがある。このようなインバータに関する技術として、例えば特許文献１に開示されたものがある。
【特許文献１】特開２００７−２６７５８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図９は、従来のインバータシステムの構成を示す回路図である。
同図に示すように、このインバータシステムは、インバータ装置１００、電源２、及び負荷３からなる。インバータ装置１００は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う三相方式のインバータ装置で、制御装置１５０と、３つのインバータ部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗとを備える。インバータ部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗは、電源２に対して並列に接続されている。インバータ部２００Ｕは、２つのスイッチ回路３００Ｕ，４００Ｕが直列に接続されて構成され、インバータ部２００Ｖ，２００Ｗもこれと同等の構成を有する。インバータ部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗにおいて、それぞれ両スイッチ回路の接続点が負荷３に接続される接続端となって、その接続端を介して交流電流が負荷３の各相の負荷に供給される。なお、以下では、インバータ部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗのそれぞれを区別しない場合には末尾のアルファベットを省略して「インバータ部２００」と称する。スイッチ回路３００，４００についても同様とする。
【０００４】
図１０は、図９に示したインバータ装置１００のうち、制御装置１５０及び１相分のインバータ部２００の構成を示した回路図である。
同図に示すように、インバータ部２００は、電源２の正極−負極間に直列に接続されたスイッチ回路３００，４００からなる。スイッチ回路３００は、抵抗３１、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）という）３３、及びダイオード３４を備える。スイッチ回路４００は、スイッチ回路３００と同等の構成を有し、抵抗４１、ＩＧＢＴ４３及びダイオード４４を備える。ＩＧＢＴ３３，４３は、電源２と負荷３とを導通させるオン状態となるか、又は電源２と負荷３とを導通させないオフ状態のうち、いずれかの状態となるスイッチとして機能する。制御装置１５０は、ＩＧＢＴ３３，４３のそれぞれをオン状態又はオフ状態のいずれかの状態にするための制御を行う。ここでは、制御装置１５０は、電位が高いハイレベルの電位の制御信号（以下、この制御信号を“Ｈ”と称する。）と、電位が低いローレベルの電位の制御信号（以下、この制御信号を“Ｌ”と称する。）とのいずれかを出力する。制御信号“Ｈ”が、各スイッチ回路の抵抗及びコンデンサを介してＩＧＢＴ３３，４３のゲートに入力されると、そのゲート電位は上昇し、ＩＧＢＴ３３，４３はオフ状態からオン状態に切り替えられ、電源２と負荷３とが導通する。制御装置１５０は、ＩＧＢＴ３３，４３を交互にオン状態とするように制御信号“Ｈ”を出力する。一方、制御装置１５０は、ＩＧＢＴ３３，４３をオフ状態とするときには、スイッチ回路３００，４００に対して制御信号“Ｌ”を出力する。
【０００５】
ところで、インバータ装置１００においては、インバータ部２００が備えるスイッチ回路３００，４００のＩＧＢＴ３３，４３が同時にオン状態となる“同時点弧”を回避することが必要である。同時点弧が発生した場合、スイッチ回路３００と、４００とが短絡されてしまい、インバータ装置１００内や負荷３に規定値以上の大きな電力が供給されてしまい、インバータシステム内の構成部品が故障してしまったり、事故の原因となってしまうからである。そこで、制御装置１５０は、同時点弧が起こらないような制御を行う。
【０００６】
図１１において、（ａ）は制御装置１５０が制御信号を出力する様子を示したタイムチャートで、（ｂ）はＩＧＢＴ３３，４３のコレクタ・エミッタ間の電位差の遷移の様子を示したタイムチャートである。同図（ａ）では、スイッチ回路３００，４００のそれぞれに対して、制御装置１５０が制御信号“Ｈ”を供給する期間を“Ｈ”で表し、制御信号“Ｌ”を供給する期間を“Ｌ”で表している。
同図（ａ）に示すように、制御装置１５０は、時刻ｔ＝Ｔ０に、スイッチ回路３００に供給する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えると、時刻Ｔ１までの期間に亘って制御信号“Ｈ”を供給し続ける。この期間において、制御装置１５０はスイッチ回路４００に対しては制御信号“Ｌ”を供給し続ける。そして、制御装置１５０は、時刻ｔ＝Ｔ１にスイッチ回路３００に供給する制御信号を“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えると、そこから時間ｔｄだけ経過した時刻ｔ＝Ｔ２に、スイッチ回路４００に対して供給する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替える。そして、時刻ｔ＝Ｔ３に、制御装置１５０は、スイッチ回路４００に供給する制御信号を“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えると、そこから時間ｔｄだけ経過した時刻ｔ＝Ｔ４に、スイッチ回路３００に供給する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替える。
このように、制御装置１５０は、スイッチ回路３００，４００に対して交互に制御信号“Ｈ”を出力し、且つその出力先を切り替えるときには、どちらのスイッチ回路に対しても制御信号“Ｈ”を出力しない（すなわち、制御信号“Ｌ”を出力する）期間を設けている。この期間は、同時点弧を回避するために、インバータ部２００のスイッチ回路３００，４００のどちらも導通させないようにする期間であり、「デッドタイム」と呼ばれている。
【０００７】
しかしながら、同図（ａ），（ｂ）に示すように、制御装置１５０により供給される制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられてから、電源２と負荷３とが導通して、ＩＧＢＴ３３，４３がオン状態のときのコレクタ・エミッタ間の電位差（Ｅ）になるまでには、ターンオン期間Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２を要する。また、制御装置１５０によって供給される制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられてからも、電源２と負荷３とが非導通となって、ＩＧＢＴ３３，４３がオフ状態のときのコレクタ・エミッタ間の電位差（０）になるまでには、ターンオフ期間Ｔｏｆｆ１，Ｔｏｆｆ２を要する。ターンオン期間やターンオフ期間が存在するのは、ＩＧＢＴのゲートに対する制御信号“Ｈ”の供給が開始、又は停止されてから、ＩＧＢＴが定常的な動作を行うようになるまでに、キャリアの移動に相当する期間が必要となるからである。この期間の長さによりスイッチの応答速度が決定付けられ、ターンオン期間及びターンオフ期間が短いスイッチは応答速度が高く、反対に、ターンオン期間及びターンオフ期間が長いスイッチは応答速度が低い。
デッドタイムの長さｔｄは、これらターンオン期間及びターンオフ期間よりも長くなるように設定される。また、ＩＧＢＴ等の半導体素子においては、素子毎に応答速度にばらつきがあるので、このばらつきも加味して、実際には応答速度よりも十分に長い期間のデッドタイムが設定される。ＩＧＢＴを用いたインバータにおいて、デッドタイムの時間ｔｄは、３マイクロ秒以上とするのが一般的である。しかしながら、デッドタイムが長くなると、負荷３に供給される交流電流の電流波形（電圧波形）が劣化してしまい、その作動に影響を与えないように、デッドタイムの動作を補償する構成が別途必要となることがあった。
そこで、本発明は、インバータにおけるスイッチの応答速度を高くすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決するために、本発明は、インバータにおけるスイッチ回路であって、一端と他端とを備え、ハイレベル又はローレベルの電位の制御信号が当該一端に入力される抵抗と、一端と他端とを備え、前記抵抗と並列に接続された容量性素子であって、前記制御信号が当該一端に入力され、入力された当該制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられたときから電荷を蓄え始め、当該制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、蓄えた電荷を放出する容量性素子と、直流電流の供給源と負荷との間に設けられるとともに、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端に接続され、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がハイレベルのときには、前記供給源と前記負荷とを導通させるオン状態となり、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がローレベルのときには、前記供給源と前記負荷とを導通させないオフ状態となるスイッチとを備えることを特徴とするインバータにおけるスイッチ回路を提供する。
本発明のインバータにおけるスイッチ回路において、一端から制御信号が入力される抵抗と、容量性素子とが並列に接続され、これらの他端には、直流電流の供給源と負荷との間に設けられたスイッチが接続されている。制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子は電荷を蓄え始め、スイッチには突入電流が流れてオン状態となる。制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子に蓄えられた電荷は放出され、スイッチには逆バイアスが加わって電位が低下し、オフ状態となる。これにより、スイッチは速やかにオン状態とオフ状態とが切り替わり、インバータにおけるスイッチの応答速度を高くすることができる。
【０００９】
この構成において、前記スイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのゲートが前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端にそれぞれ接続され、当該ゲートに供給される制御信号の電位がハイレベルのときには、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのコレクタ及びエミッタを介して前記供給源と前記負荷とを導通させるオン状態となることを特徴とする。
このインバータにおけるスイッチ回路において、制御信号の電位がハイレベルのときには、スイッチである絶縁ゲートバイポーラトランジスタは、コレクタ及びエミッタを介して前記供給源と前記負荷とを導通させたオン状態となる。絶縁ゲートバイポーラトランジスタは応答速度に優れており、スイッチの応答速度をさらに高くすることができる。
【００１０】
また、本発明は、上記構成のいずれか一方に記載のスイッチ回路である第１及び第２のスイッチ回路と、前記第１及び第２のスイッチ回路の各々が備える前記スイッチの間に設けられ、前記負荷に接続される接続端と、前記第１のスイッチ回路が備える前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第２のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給し、前記第２のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第１のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給する制御手段とを備えることを特徴とするインバータ装置を提供する。
本発明のインバータ装置において、一端が制御手段に接続された抵抗と、容量性素子とが並列に接続され、これらの他端には、直流電流の供給源と負荷との間に設けられたスイッチが接続されている。制御信号が供給する制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子は電荷を蓄え始め、スイッチには突入電流が流れてオン状態となる。制御信号が供給する制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子に蓄えられた電荷は放出され、スイッチには逆バイアスが加わって電位が低下し、オフ状態となる。これにより、スイッチは速やかにオン状態とオフ状態とが切り替わり、インバータ装置におけるスイッチの応答速度を高くすることができる。
【００１１】
この構成において、前記第１及び第２のスイッチ回路の前記容量性素子は、容量の総和が変化する１又は複数の容量性素子であり、前記制御手段によってハイレベルの前記制御信号が供給されてから、当該制御信号が供給された前記第１又は第２のスイッチ回路が備えるスイッチがオン状態になるまでの期間を特定する期間特定手段と、前記期間特定手段によって特定される期間が長い場合には、当該期間が特定されたスイッチを有するスイッチ回路の１又は複数の前記容量性素子の容量の総和を大きくする容量制御手段とを備えるようにしてもよい。
このインバータ装置において、容量の総和が変化する１又は複数の容量性素子を備え、期間特定手段は、ハイレベルの制御信号が供給されてから、その制御信号が供給された第１又は第２のスイッチ回路が備えるスイッチがオン状態になるまでの期間を特定し、容量制御手段は、期間特定手段によって特定される期間が長い場合には、その期間が特定されたスイッチを有するスイッチ回路の容量性素子の容量の総和を大きくする。容量性素子の容量の総和が大きくなると、スイッチの応答速度は高くなるので、自装置でデッドタイムを短くするような制御を行うことができ、高い性能を継続して確保することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、インバータにおけるスイッチの応答速度を高くすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
次に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
（Ａ）第１実施形態
まず、本発明の第１実施形態について説明する。
図１は、本実施形態におけるインバータシステムの構成を示す回路図である。
同図に示すように、このインバータシステムは、インバータ装置１、電源２及び負荷３からなる。インバータ装置１は、電源２から供給された直流電力を交流電力に変換して負荷３に出力する、三相電圧型ＰＷＭインバータを採用したインバータ装置である。インバータ装置１は、制御装置１０と、負荷３に三相交流の電流を供給するための３つのインバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗとを備える。インバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗは、電源２に対して並列に接続されている。インバータ部２０Ｕは、スイッチ回路３０Ｕと，スイッチ回路４０Ｕが直列に接続されて構成され、同様に、インバータ部２０Ｖは、スイッチ回路３０Ｖ，４０Ｖが直列に接続されて構成され、インバータ部２０Ｗは、スイッチ回路３０Ｗ，４０Ｗが直列に接続されて構成されている。これらインバータ部のスイッチ回路の各々が、インバータとしての機能を実現する。インバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗでは、それぞれ両スイッチ回路の接続点が接続端ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとなって、負荷３に対する交流電流がその各相の負荷に供給される。インバータ装置１においては、制御装置１０は、ＰＷＭ制御によって負荷３に供給する交流電流の電流値（交流電圧の電圧値）や周波数、位相を制御する。
なお、インバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗの構成はそれぞれ同じであるから、以下では、これらを区別しない場合には末尾のアルファベットを省略して「インバータ部２０」と称する。スイッチ回路３０，４０についても同様とする。
【００１４】
電源２は、直流電流の供給源であり、例えば、商用電源から供給される交流電流を直流電力に変換してインバータ装置１に供給するコンバータや、予め蓄えておいた電力を利用してインバータ装置１に直流電流を供給する蓄電池等である。負荷３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相の負荷がＹ結線によって接続され、インバータ装置１からの三相交流電流の供給を受けて作動する。ここでの負荷３は、例えば車両衝突試験を実施するためのダイナモメータである。このダイナモメータにおいては、実車走行パタンを台上でシミュレートさせながら耐久試験を行う。この場合において、インバータ装置１はダイナモメータの発生トルクや回転数を制御し、種々の衝突条件での車両衝突試験を実施できるような制御（ＰＷＭ制御）を行う。
【００１５】
図２は、インバータ装置１の構成を示す回路図である。同図においては、図１に示したインバータ装置１のうち、制御装置１０及び１相分のインバータ部２０を示している。
制御装置１０は、基板上に設けられたＣＰＵ、メモリ及びドライブ回路等を備えており、インバータ装置１内の各部の制御を行う。制御装置１０は、負荷３の駆動を制御するために、外部から入力される始動指令や回転数指令、発生トルク指令等の制御指令に従って、インバータ部２０に対してパルス信号である制御信号を出力する。ここでは、制御装置１０は、電位が高いハイレベルの制御信号“Ｈ”、又は電位が低いローレベルの制御信号“Ｌ”のいずれかを供給する。制御装置１０に設けられる図示せぬドライブ回路は、例えば高速フォトカプラであり、インバータ装置１における制御装置１０、及びインバータ部２０における制御系統の回路部分と、電源２からの電流が供給される電力系統の回路部分とを絶縁する。
【００１６】
スイッチ回路３０は、抵抗３１と、コンデンサ３２と、ＩＧＢＴ３３と、ダイオード３４とを備える。抵抗３１は、一端と他端とを備え、制御装置１０からの制御信号“Ｈ”又は“Ｌ”がその一端に入力される。コンデンサ３２は、一端と他端とを備え、抵抗３１と並列に接続された容量性素子である。ＩＧＢＴ３３は、ゲートＧ１が抵抗３１の他端、及びコンデンサ３２の他端にそれぞれ接続されている。また、ＩＧＢＴ３３のコレクタＣ１は、電源２の正極側に接続される。エミッタＥ１は、接続端を介して負荷３に接続されるとともに、スイッチ回路４０の後述するＩＧＢＴ４３のコレクタＣ２に接続されている。ＩＧＢＴ３３はスイッチとして機能し、制御装置１０から、抵抗３１及びコンデンサ３２を介して供給される制御信号が“Ｈ”のときには、電源２と負荷３とを導通させるオン状態となる。このとき、ＩＧＢＴ３３は、電源２から供給される電流をコレクタＣ１及びエミッタＥ１を介して接続端から負荷３に出力させる。一方、制御装置１０から、抵抗３１及びコンデンサ３２を介して供給される制御信号が“Ｌ”のときには、ＩＧＢＴ３３は、電源２と負荷３とを導通させないオフ状態となる。ダイオード３４は、ＩＧＢＴ３３のコレクタＣ１からエミッタＥ１に逆方向接続された一方向性素子である。ダイオード３４は、ＩＧＢＴ３３がオン状態からオフ状態に切り替えられたときにＩＧＢＴ３３が破損しないように、過渡電流の供給経路を確保するために設けられたものである。
【００１７】
スイッチ回路４０は、抵抗４１と、コンデンサ４２と、ＩＧＢＴ４３と、ダイオード４４とを備える。スイッチ回路４０の回路構成はスイッチ回路３０のそれとほぼ同じである。抵抗４１は、一端が制御装置１０に接続されて、その一端から制御装置１０から供給される制御信号が入力される。コンデンサ４２は、抵抗４１と並列に接続された容量性素子である。ＩＧＢＴ４３は、ゲートＧ２が抵抗４１の他端、及びコンデンサ４２の他端にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ４３のコレクタＣ２は、スイッチ回路３０のＩＧＢＴ３３のエミッタＥ１、及び接続端を介して負荷３にそれぞれ接続される。つまり、第１のスイッチ回路であるスイッチ回路３０、及び第２のスイッチ回路であるスイッチ回路４０の各々が備えるＩＧＢＴ３３，４３の間に接続端が設けられる。ＩＧＢＴ４３のエミッタＥ２は、電源２の負極側に接続されている。ＩＧＢＴ４３はスイッチとして機能し、制御装置１０から、抵抗４１及びコンデンサ４２を介して供給される制御信号が“Ｈ”のときには、電源２と接続端とを導通させる。このとき、ＩＧＢＴ４３は、接続端を介して負荷３から供給される電流を、コレクタＣ２及びエミッタＥ２を介して電源２の負極に供給させる。一方、制御装置１０から、抵抗４１及びコンデンサ４２を介して供給される制御信号が“Ｌ”のときには、ＩＧＢＴ４３は、電源２と負荷３とを導通させないオフ状態となる。ダイオード４４は、ＩＧＢＴ４３のコレクタＣ２からエミッタＥ２に逆方向接続された一方向性素子で、その機能はダイオード３４のそれと同じである。
【００１８】
上述したように、インバータ部２０において、スイッチ回路３０にはコンデンサ３２を設け、スイッチ回路４０にはコンデンサ４２を設けている。以下、その理由について説明する。
図２に示すように、コンデンサ３２は抵抗３１に対して並列に接続され、コンデンサ４２は抵抗４１に対して並列に接続されている。これらコンデンサ３２，４２は、それぞれＩＧＢＴ３３，４３がオフ状態からオン状態に切り替えられるときのターンオン期間、及びオン状態からオフ状態に切り替えられるときのターンオフ期間を短縮させるために設けられたものである。つまり、これらのコンデンサ３２，４２の作用により、ＩＧＢＴ３３，４３のスイッチとしての応答速度が高められている。
【００１９】
これらのコンデンサ３２，４２の作用について、より具体的に説明する。なお、これらコンデンサ３２，４２の作用はそれぞれ同じであるため、ここでは、コンデンサ３２を含むスイッチ回路３０を例に挙げて説明する。
図３において、（ａ）は、制御装置１０が制御信号を出力する様子を示したタイムチャートで、（ｂ）は、ＩＧＢＴ３３のゲートＧ１に流れ込むゲート電流ＩＧの遷移の様子を示したタイムチャートを示している。なお、同図（ａ）において、制御信号“Ｈ”が出力される期間を“Ｈ”で表し、制御信号“Ｌ”が出力される期間を“Ｌ”で表している。また、同図（ｂ）において、制御装置１０からＩＧＢＴ３３のゲートＧ１の方向へゲート電流ＩＧが流れるときの電流値を正で表し、ゲートＧ１から制御装置１０の方向へゲート電流ＩＧが流れるときの電流値を負で表している。なお、同図に示す時刻ｔ＝ｔａよりも前においては、制御装置１０により制御信号“Ｌ”が出力されており、この期間においてコンデンサ３２には電荷は蓄えられていないものとする。また、図４は、図３に示した各時刻、及び期間におけるスイッチ回路３０に流れるゲート電流ＩＧの様子を説明する図である。
【００２０】
まず、図３（ａ）に示すように、時刻ｔ＝ｔａにおいて、制御装置１０が出力する制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられると、同図（ｂ）に示すように、直ちに制御信号“Ｈ”に応じたゲート電流ＩＧがＩＧＢＴ３３のゲートＧ１に流れ込む。このときの電流経路は図４（ａ）に示すとおりで、制御装置１０からコンデンサ３２を経由してゲート電流ＩＧが流れる。制御装置１０により出力される制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられたときから、制御装置１０側がコンデンサ３２側よりも高電位となり、この電位差により制御装置１０からコンデンサ３２に電荷が供給されて、コンデンサ３２は電荷を蓄え始める。このときコンデンサ３２に供給される電流は突入電流と呼ばれ、その電流値は比較的大きい。よって、図３（ｂ）に示すように、ゲート電流ＩＧの電流値もＩｓ（＞０）という具合に大きくなっているのである。このように充電開始時に流れる大電流の作用により、ＩＧＢＴ３３内の各キャリアの移動がスムーズに行われてゲート電位は上昇しやすくなる。ゲート電位が早く上昇するということは、コレクタＣ１及びエミッタＥ１間が早く導通するということを意味している。したがって、コンデンサ３２が設けられていない構成と比べて、ＩＧＢＴ３３は速やかにオフ状態からオン状態に切り替えられ、ターンオン期間は短縮される。なお、図３（ｂ）に示すように、制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられてから、時間が経過するにつれて充電の速度は小さくなるので、これによりゲート電流ＩＧも次第に小さくなっていく。
【００２１】
続いて、図３（ａ）に示すように、コンデンサ３２に充分な電荷が蓄えられ、制御装置１０により制御信号“Ｈ”が出力されている期間においては、図４（ｂ）に示す期間ｔｂのように、突入電流の電流値Ｉｓよりも小さい電流値Ｉｆ（＞０）のゲート電流ＩＧが流れる。このとき、図４（ｂ）に示すように、制御装置１０から抵抗３１を経由してＩＧＢＴ３３のゲートＧ１にゲート電流ＩＧは流れ、コンデンサ３２側にはゲート電流ＩＧは流れない。したがって、一定電位である制御信号“Ｈ”に応じて一定の電流値Ｉｆのゲート電流ＩＧが、抵抗３１を介してＩＧＢＴ３３のゲートＧ１に流れる。
【００２２】
そして、図３（ａ）に示すように、時刻ｔ＝ｔｃにおいて、制御装置１０が出力する制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられると、同図（ｂ）に示すように、直ちにこの切り替えに応じたゲート電流ＩＧが流れる。このときのゲート電流ＩＧの電流値Ｉｒは負であり、図４（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ３３のゲートＧ１から、コンデンサ３２を経由して制御装置１０にゲート電流ＩＧが流れる。ゲート電流ＩＧの電流値が急激に負の電流値Ｉｒにまで上昇するのは、コンデンサ３２に蓄えられた電荷の作用による。制御装置１０によって出力される制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられると、電荷が蓄えられた高電位側のコンデンサ３２から低電位側の制御装置１０に対して、蓄えられた電荷が放出される。このとき、高電位側のＩＧＢＴ３３のゲートＧ１にも逆バイアスが加わるので、図４（ｃ）に示すような電流経路で、電流値の大きなゲート電流ＩＧが流れる。この電流により、ＩＧＢＴ３３のゲートＧ１、コレクタＣ１間にあった少数キャリアが速やかにオフ状態のときの状態に戻るよう移動する。この作用により、ＩＧＢＴ３３のゲート電位は速やかに低下する。このようにして、コンデンサ３２が設けられていない構成と比べて、上記キャリアの移動がさらにスムーズになり、ＩＧＢＴ３３は速やかにオン状態からオフ状態に切り替えられて、ターンオフ期間は短縮される。なお、時刻ｔ＝ｔｃの後においては、放電の速度は時間経過と共に次第に小さくなるので、これによりゲート電流ＩＧは次第に小さくなる。コンデンサ３２の放電が完了すると、ゲート電流ＩＧは流れなくなる。
【００２３】
また、図３（ｂ）に示すように、時刻ｔ＝ｔｄに、制御装置１０が出力する制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”が切り替えられて、期間ｔ＝ｔｅに“Ｈ”の制御信号が出力され、時刻ｔ＝ｔｆに“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられているが、このときにも上記と同様の原理により、ＩＧＢＴ３３のオンオフが切り替えられる。また、これと同じ原理で、スイッチ回路４０においても、コンデンサ４２の作用によりＩＧＢＴ４３のターンオン期間及びターンオフ期間は共に短縮される。すなわち、インバータ部２０のスイッチであるＩＧＢＴ３３，４３の応答速度は、コンデンサ３２，４２が設けられない構成と比べて高くなる。
【００２４】
また、ＩＧＢＴ３３，４３の応答速度は、それぞれコンデンサ３２，４２の静電容量の大きさに依存する。ここで、図５は、コンデンサの静電容量と、ＩＧＢＴ３２，４２の応答速度との関係を概略的に示したグラフである。
同図に示すように、コンデンサ３２，４２の静電容量が大きくなるほど、ＩＧＢＴ３２，４２の応答速度は大きくなる傾向を示している。上述したように、ターンオンにおいては、制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられたときに、突入電流がゲート電流ＩＧとして流れる。コンデンサ３２，４２の静電容量が大きいほど、蓄えられる電荷量も大きくなるので、より大きな電流がゲート電流ＩＧとして流れる。これにより、さらにゲート電位はさらに上昇しやすくなって、ＩＧＢＴ３３，４３はよりスムーズにオフ状態からオン状態に切り替わる。また、制御装置１０によって出力される制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられたときにおいても、コンデンサ３２，４２の静電容量が大きいほど放出される電荷量も大きくなるので、ＩＧＢＴ３３，４３における少数キャリアの移動がさらにスムーズになってターンオフ期間が短縮される。このような理由から、ＩＧＢＴ３３，４３の応答速度は、コンデンサ３２，４２の静電容量が大きくなるにつれて大きくなる。
ただし、コンデンサ３２，４２の容量が大きすぎても、ゲート・エミッタ間の電位が飽和状態（オン状態）のときの電位に達してしまうと、それ以上はコンデンサ３２，４２に充電されることはなく、応答速度が高くなることもない。よって、コンデンサ３２，４２の容量は、ＩＧＢＴ３３，４３の耐圧や負荷３の負荷特性に応じて適切な容量のものにすることが望ましい。これと、同様の作用がインバータ部２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗのそれぞれについて得られる。
【００２５】
以上説明した第１実施形態によれば、コンデンサ３２，４２を設けたことにより、スイッチ回路３０，４０のＩＧＢＴ３３，４３の応答速度を高くすることができる。これにより、インバータ装置の設計段階において、スイッチの応答速度が高くなる容量のコンデンサをスイッチ回路３０，４０のそれぞれに設けてやれば、従来よりもデッドタイムを短くしたインバータを設計することが可能となる。このようにしてデッドタイムを短縮することで、負荷３に供給される交流電流の電流波形（電圧波形）の劣化を防ぐことができ、これを補償する構成も不要とすることができる。また、コンデンサ３２，４３の静電容量に応じて応答速度を調整することができるので、例えば両者の応答速度を予め決められた値に一致するように静電容量を決めると、インバータの設計において、デッドタイムの設定がより簡単になる。
【００２６】
（Ｂ）第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
図６は、本実施形態のインバータシステムの構成を示した回路図である。
同図に示すように、本実施形態のインバータシステムは、第１実施形態のインバータシステムに対して、負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗを加えたものである。電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗは、例えば電流計であり、測定した電流値を表す電流検出信号を定期的に制御装置１０ａに出力する。また、インバータ装置１ａは、制御装置１０ａと、３つのインバータ部２０Ｕａ，２０Ｖａ，２０Ｗａを備えている。インバータ部２０Ｕａは、２つのスイッチ回路３０Ｕａ，４０Ｕａが直列に接続されて構成され、インバータ部２０Ｖａは、スイッチ回路３０Ｖａ，４０Ｖａが直列に接続されて構成され、インバータ部２０Ｗａは、スイッチ回路３０Ｗａ，４０Ｗａが直列に接続されて構成されている。
なお、インバータ部２０Ｕａ，２０Ｖａ，２０Ｗａの構成はそれぞれ同じであるから、これらを区別しない場合には，「インバータ部２０ａ」と称する。スイッチ回路についても同様に、スイッチ回路３０ａ，４０ａと称する。また、電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗのそれぞれを区別する必要のない場合には、「電流検出器６０」と称する。
【００２７】
図７は、インバータ装置１ａの構成を示す回路図である。なお、同図においては、インバータ装置１ａが備える制御装置１０ａ及び１相分のインバータ部２０ａを示す。
同図に示すように、インバータ装置１ａにおいては、上述したインバータ装置１におけるコンデンサ３２，４２に代えて、容量の総和が変化する可変コンデンサ３２ａ，４２ａがそれぞれ設けられている。可変コンデンサ３２ａ，４２ａは、制御装置１０ａの制御の下、その容量が変化させられる。なお、スイッチ回路３０ａ，４０ａのそれぞれにおいて、容量性素子である可変コンデンサは１つずつなので、ここでの容量の総和とは、その可変コンデンサ３２ａ，４２ａ単体の静電容量のことをいう。また、制御装置１０ａは、時刻を測定することが可能なタイマを備え、電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗによってフィードバックされる負荷電流の大きさと、タイマにより測定した時刻に応じて、可変コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量を制御する。
このように、上述した第１実施形態では、デッドタイムを短縮するために、最適なコンデンサの容量を設計段階で決めていたのに対し、この第２実施形態では、制御装置１０ａが適宜これらの静電容量を制御する点で両者は異なる。
【００２８】
次に、インバータ装置１ａが、可変コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量を制御するときの動作について説明する。
制御装置１０ａは、まずスイッチ回路３０ａに対して出力する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えると、このタイミングに、自身のタイマによる計時を開始する。そして、制御装置１０ａは定期的に電流検出器６０から電流検出信号を取得し、第１の閾値以上の電流値を表す電流検出信号を取得すると、この時点でタイマによって計時している時刻を、ターンオンが完了した時刻と特定する。このときに用いる第１の閾値は、ＩＧＢＴ３３がオン状態となったときに、負荷３に流れる負荷電流の電流値に相当する値である。つまり、制御装置１０ａがタイマによって計測する時刻は、スイッチ回路３０ａのＩＧＢＴ３３のターンオン期間そのものの長さを表す。続いて、制御装置１０ａは、スイッチ回路３０ａに対して出力する制御信号を“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えると、このタイミングに、タイマによって計時を開始する。そして、制御装置１０ａは定期的に電流検出器６０から電流検出信号を取得し、第２の閾値以下の電流値を表す電流検出信号を取得すると、制御装置１０ａは、この時点でタイマによって計時している時刻を、ターンオフが完了した時刻として特定する。このときに用いる第２の閾値は、スイッチ回路３０ａのＩＧＢＴ３３がオフ状態となったときに、負荷３に流れる負荷電流の電流値に相当する値である。つまり、制御装置１０ａがタイマによって計測する時刻は、ターンオン期間そのものの長さを表す。
以上の制御により、制御装置１０ａは、ＩＧＢＴ３３のスイッチとしてのターンオン期間及びターンオフ期間、つまりＩＧＢＴ３３の応答速度を特定する。
続いて、制御装置１０ａは、スイッチ回路４０ａに対しても同様の制御を行って、ＩＧＢＴ４３のターンオン期間及びターンオフ期間、つまりＩＧＢＴ４３のスイッチとしての応答速度を特定する。
【００２９】
そして、制御装置１０ａは、スイッチ回路３０ａ，４０ａのそれぞれに設けられたＩＧＢＴ３３，４３の応答速度が高くなるように、可変コンデンサ３２ａ，４２ａのそれぞれ静電容量を制御する。ＩＧＢＴ３３，４３の応答速度とコンデンサの静電容量との関係は、図５に示したとおりである。制御装置１０ａは、この関係に基づいて、特定したターンオン期間及びターンオフ期間が長い（応答速度が低い）場合には、これらの期間を特定したスイッチ回路３０ａ，４０ａの可変コンデンサ３２ａ，４２ａの容量の総和を大きくするよう制御する。具体的には、制御装置１０ａは、可変コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量を変化させつつ上記同様の制御を行って、スイッチ回路３０ａ、４０ａのターンオン期間を最短とするように、コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量を制御してもよい。また、制御装置１０ａは、ターンオフ期間を最短にするように制御してもよい。このほかにも、制御装置１０ａは、十分に短いと考えられる所定の時間とするように双方の可変コンデンサの容量を制御してもよく、ＩＧＢＴ３３，４３の応答速度を一致させるように、可変コンデンサ３２ａ，４２ａの容量を制御するようにしてもよい。
【００３０】
以上のようにして、制御装置１０ａは、電流検出器６０Ｕの検出結果に応じてインバータ部２０Ｕの可変コンデンサの容量を制御し、電流検出器６０Ｖの検出結果に応じてインバータ部２０Ｖの可変コンデンサの容量を制御し、電流検出器６０Ｗの検出結果に応じてインバータ部２０Ｗの可変コンデンサの静電容量を制御する。それぞれの可変コンデンサの容量を制御すると、制御装置１０ａは各インバータ部のスイッチ（ＩＧＢＴ）の応答速度に基づいて、デッドタイムを設定し直す。このデッドタイムの設定においては、例えば、予め制御装置１０ａのメモリにターンオン期間やターンオフ期間と、デッドタイムとの関係が予め記憶されており、制御装置１０ａがこの対応関係に基づいて、デッドタイムを設定する。また、制御装置１０ａは、特定したターンオン期間やターンオフ期間の長さに基づいて、所定のアルゴリズムに基づいてデッドタイムを算出し、算出したデッドタイムに設定するようにしてもよい。
【００３１】
以上説明した第２実施形態によれば、定期的、メンテナンス時等の任意のタイミングにおいて、制御装置１０ａはインバータ部２０ａの可変コンデンサ３２ａ，４２ａの静電容量の制御を行うことにより、インバータ装置１ａ内のスイッチとしての各ＩＧＢＴの応答速度を調整する。これにより、例えば、ＩＧＢＴの応答速度の経時変化や温度変化等があった場合にも、インバータ装置１ａはこれにいち早く対応することができ、ターンオン期間やターンオフ期間が長い場合には、応答速度を高くするよう可変コンデンサ３２ａ，４２ａの容量を大きくする。このようにして、インバータ装置１ａは自装置でデッドタイムを短くするような制御を行うことにより、インバータ装置の高い性能を継続して確保することができる。
【００３２】
（Ｃ）変形例
上記実施形態を次のように変形してもよい。これらの変形は、各々を適宜に組み合わせることも可能である。
上述した第２実施形態では、可変コンデンサ３２ａ，４２ａを用いていたが、コンデンサの容量の総和が変化するための構成を、以下のようにしてもよい。
図８は、可変コンデンサを用いずに、コンデンサの容量の総和が変化する構成を採用したスイッチ回路３０ｂを構成したときの回路図である。同図に示すように、スイッチ回路３０ｂは、スイッチ回路３０ａの可変コンデンサ３２ａを、コンデンサ部３２ｂに置き換えた構成となっている。なお、図示を省略するが、スイッチ回路４０ａにおいてもこれと同様の構成を用いることができる。
同図に示すように、コンデンサ部３２ｂにおいては、スイッチＳＷ，ｉ及びコンデンサ７２−ｉ（ｉ＝１〜５）からなる直列回路が、それぞれ抵抗３１に対して並列に複数接続されている。スイッチＳＷ１〜ＳＷ５はそれぞれＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等を用いたスイッチであり、制御装置１０ａはそれぞれのオンオフを制御する。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ５においては、ＩＧＢＴ３３，４３のように高い応答速度は要求されない。また、コンデンサ７２−１〜７２−５の静電容量は、例えばそれぞれ１ｐＦ、２ｐＦ、４ｐＦ、８ｐＦ、１６ｐＦである。
【００３３】
上記第２実施形態と同じようにして、制御装置１０ａが各インバータ部２０ａについて最適な静電容量を決定すると、この静電容量を実現するように、コンデンサ部３２ｂの各スイッチＳＷ１〜ＳＷ５のオンオフを制御する。すなわち、コンデンサ部３２ｂにある複数のコンデンサによる合成容量により、その容量の総和が変化する。このスイッチ回路３０ｂにおいては、５個の直列回路が並列接続されているので、その組み合わせにより２５＝３２通りもの静電容量を実現することもできる。なお、この並列回路の段数や、各コンデンサの容量は一例であり、さらに多くの段数にしてより綿密な容量の制御を行えるようにしてもよい。また、複数のコンデンサを並列に接続するだけでなく、直列に接続するようにしてもよい。直列接続を採用すれば、コンデンサの静電容量をピコオーダで変化させたい場合に、ピコオーダで容量が変化する可変コンデンサを用いなくても、マイクロオーダの固定容量のコンデンサの組み合わせによってこれを実現することができる。
【００３４】
また、上述した第２実施形態では、電流検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗを用いていたが、これに代えて、以下の構成を採ってもよい。
例えば、電流検出器に代えて、負荷３の各相の負荷に加えられる負荷電圧の電位を検出する電位検出器を用いてもよいし、電力計を用いてもよい。この構成であっても、その電位の立ち上がり具合、及び立ち上がり具合からターンオン期間及びターンオフ期間をそれぞれ求めることができるから、同様の効果を得ることができる。また、電流や電位そのものの値を測定する検出器でなくてもよく、例えば、測定した電流値がターンオンが完了したことを意味する第１の閾値以上になったときに通知信号を出力し、ターンオフが完了したことを意味する第２の閾値以下の電流値になったときに通知信号を出力する検出器を用いてもよい。もちろん、電位や電力に応じて通知信号を出力する検出器でもよい。また、ターンオン期間及びターンオフ期間の長さを自装置で特定して、それを表す信号を出力する検出器でもよい。
要するに、制御装置１０ａと検出器とで、スイッチ回路３０ａ，４０ａに対して出力される制御信号が切り替えられてから、ＩＧＢＴのオンとオフとが切り替えられるまでの期間を特定できる構成であればよい。
【００３５】
上述した第１及び第２実施形態では、インバータ装置における各スイッチ回路のスイッチとしてＩＧＢＴを用いていたが、スイッチの構成はこれに限らない。前述のとおり、インバータ部に設けたコンデンサにおける充電時の突入電流の作用により、スイッチには大きな電流が流れる。スイッチは、このような大電流が供給されることによってオフ状態からオン状態への切り替えが速くなる、という性質を有するスイッチであればよい。このようなスイッチであれば、コンデンサを設けない構成と比べて、キャリアの移動はよりスムーズになる。例えば、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等のトランジスタや、ＧＴＯ（Gate Turn Off Thyristor）等のサイリスタをスイッチとして用いてもよい。ＩＧＢＴはスイッチの応答速度に優れているが、上述したように、コンデンサの作用により応答速度を調整することができるので、ＩＧＢＴ以外のスイッチを用いた場合であっても、応答速度を所望の速度にまで高めることは可能である。
また、第１及び第２実施形態では、三相方式のインバータ装置に本発明を適用していたが、単相や２相方式のインバータ装置や、さらに多相の方式のインバータ装置に適用することもできる。また、インバータの回路構成は、実施形態で述べたものに限らず、スイッチとして機能するＩＧＢＴが、直流電流の供給源と接続端との間に設けられる構成のものであればよい。
また、スイッチ回路におけるコンデンサに代えて、可変容量ダイオード等の容量性素子を用いてもよい。要するに、入力された制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられたときから電荷を蓄え始め、制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられると、蓄えた電荷を放出するというように、コンデンサと同じように振舞う容量性素子であれば、電荷を蓄え始めるときの突入電流が瞬間的に大きくなるから、スイッチの応答速度を高くすることができる。
【００３６】
また、インバータに接続される負荷３は、前掲したダイナモメータに限らない。例えば、電気自動車の駆動においては、モータのトルクをどの回転数に応じても自由にコントロールできることが必要である。そこで、インバータ装置は制御指令に応じて、負荷３の電気自動車を駆動するためのモータのトルクや回転数をコントロールするために、交流電流の大きさや周波数を変えてやれば、インバータ制御により電気自動車を駆動することができる。この場合の直流電流の供給源である電源２は、蓄電池に相当する。また、無電源電源装置（ＵＰＳ）にも適用可能であり、この場合、インバータ装置は、蓄電池である電源２から直流電流が供給されると、負荷３としての各種家庭用電気機器に電力を供給してこれを作動させる。これ以外にも、負荷３としては、産業用機械や家庭用機器等における各種モータ等、インバータ装置から供給される電力を受けて作動するものであればよい。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の第１実施形態に係るインバータシステムの基本構成を示す回路図である。
【図２】インバータ装置の構成を説明する図である。
【図３】（ａ）は制御装置が出力する制御信号の様子を示すタイムチャートを示す図で、（ｂ）は、ＩＧＢＴのゲートに流れ込むゲート電流の遷移の様子を示したタイムチャートを示す図である。
【図４】各時刻及び期間におけるスイッチ回路に流れるゲート電流の様子を模式的に表した図である。
【図５】コンデンサの静電容量と、ＩＧＢＴの応答速度との関係を概略的に示したグラフである。
【図６】本発明の第２実施形態に係るインバータシステムの構成を示した回路図である。
【図７】インバータ装置の構成を説明する図である。
【図８】変形例のインバータ装置の構成を説明する図である。
【図９】従来のインバータシステムの基本構成を示す回路図である。
【図１０】従来のインバータ装置におけるインバータ部の構成を示す回路図である。
【図１１】制御装置がスイッチ回路に対して出力する制御信号の様子と、スイッチ回路のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間の電位差の遷移の様子を示したタイムチャートである。
【符号の説明】
【００３８】
１，１ａ…インバータ装置、１０，１０ａ…制御装置、２…電源、２０，２０ａ，２０Ｕ，２０Ｕａ，２０Ｖ，２０Ｖａ，２０Ｗ，２０Ｗａ…インバータ部、３…負荷、３０，３０ａ，３０ｂ，４０，４０ａ…スイッチ回路、３１，４１…抵抗、３２，３２，４２，４２ａ…コンデンサ、３２ｂ…コンデンサ部。３３，４３…ＩＧＢＴ、３４，４４…ダイオード、６０，６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗ…電流検出器。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータにおけるスイッチ回路であって、
一端と他端とを備え、ハイレベル又はローレベルの電位の制御信号が当該一端に入力される抵抗と、
一端と他端とを備え、前記抵抗と並列に接続された容量性素子であって、前記制御信号が当該一端に入力され、入力された当該制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられたときから電荷を蓄え始め、当該制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、蓄えた電荷を放出する容量性素子と、
直流電流の供給源と負荷との間に設けられるとともに、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端に接続され、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がハイレベルのときには、前記供給源と前記負荷とを導通させるオン状態となり、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がローレベルのときには、前記供給源と前記負荷とを導通させないオフ状態となるスイッチと
を備えることを特徴とするインバータにおけるスイッチ回路。
【請求項２】
前記スイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、
前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのゲートが前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端にそれぞれ接続され、当該ゲートに供給される制御信号の電位がハイレベルのときには、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのコレクタ及びエミッタを介して前記供給源と前記負荷とを導通させるオン状態となることを特徴とする請求項１に記載のインバータにおけるスイッチ回路。
【請求項３】
請求項１又は２のいずれか一方に記載のスイッチ回路である第１及び第２のスイッチ回路と、
前記第１及び第２のスイッチ回路の各々が備える前記スイッチの間に設けられ、前記負荷に接続される接続端と、
前記第１のスイッチ回路が備える前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第２のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給し、前記第２のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第１のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給する制御手段と
を備えることを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
前記第１及び第２のスイッチ回路の前記容量性素子は、容量の総和が変化する１又は複数の容量性素子であり、
前記制御手段によってハイレベルの前記制御信号が供給されてから、当該制御信号が供給された前記第１又は第２のスイッチ回路が備えるスイッチがオン状態になるまでの期間を特定する期間特定手段と、
前記期間特定手段によって特定される期間が長い場合には、当該期間が特定されたスイッチを有するスイッチ回路の１又は複数の前記容量性素子の容量の総和を大きくする容量制御手段と
を備えることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項１】
インバータにおけるスイッチ回路であって、
一端と他端とを備え、ハイレベル又はローレベルの電位の制御信号が当該一端に入力される抵抗と、
一端と他端とを備え、前記抵抗と並列に接続された容量性素子であって、前記制御信号が当該一端に入力され、入力された当該制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられたときから電荷を蓄え始め、当該制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、蓄えた電荷を放出する容量性素子と、
直流電流の供給源と負荷との間に設けられるとともに、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端に接続され、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がハイレベルのときには、前記供給源と前記負荷とを導通させるオン状態となり、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がローレベルのときには、前記供給源と前記負荷とを導通させないオフ状態となるスイッチと
を備えることを特徴とするインバータにおけるスイッチ回路。
【請求項２】
前記スイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、
前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのゲートが前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端にそれぞれ接続され、当該ゲートに供給される制御信号の電位がハイレベルのときには、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのコレクタ及びエミッタを介して前記供給源と前記負荷とを導通させるオン状態となることを特徴とする請求項１に記載のインバータにおけるスイッチ回路。
【請求項３】
請求項１又は２のいずれか一方に記載のスイッチ回路である第１及び第２のスイッチ回路と、
前記第１及び第２のスイッチ回路の各々が備える前記スイッチの間に設けられ、前記負荷に接続される接続端と、
前記第１のスイッチ回路が備える前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第２のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給し、前記第２のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第１のスイッチ回路が備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給する制御手段と
を備えることを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
前記第１及び第２のスイッチ回路の前記容量性素子は、容量の総和が変化する１又は複数の容量性素子であり、
前記制御手段によってハイレベルの前記制御信号が供給されてから、当該制御信号が供給された前記第１又は第２のスイッチ回路が備えるスイッチがオン状態になるまでの期間を特定する期間特定手段と、
前記期間特定手段によって特定される期間が長い場合には、当該期間が特定されたスイッチを有するスイッチ回路の１又は複数の前記容量性素子の容量の総和を大きくする容量制御手段と
を備えることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１０−４５９２４（Ｐ２０１０−４５９２４Ａ）
【公開日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２０８６３６（Ｐ２００８−２０８６３６）
【出願日】平成２０年８月１３日（２００８．８．１３）
【出願人】（０００００２０５９）シンフォニアテクノロジー株式会社 (1,111)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年８月１３日（２００８．８．１３）
【出願人】（０００００２０５９）シンフォニアテクノロジー株式会社 (1,111)
【Ｆターム（参考）】
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