コンバータ装置および系統連系システム
【課題】太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図る
【解決手段】太陽電池ユニット１１の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置１２において、リアクトル素子３４およびスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３３を有する昇圧部と、ＭＯＳＦＥＴ３３のオフ時にリアクトル素子３４を介して太陽電池ユニット１１からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、太陽電池ユニット１１からの電流の一部をバイパスするリアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路として第２ダイオード３９を設ける。
【解決手段】太陽電池ユニット１１の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置１２において、リアクトル素子３４およびスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３３を有する昇圧部と、ＭＯＳＦＥＴ３３のオフ時にリアクトル素子３４を介して太陽電池ユニット１１からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、太陽電池ユニット１１からの電流の一部をバイパスするリアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路として第２ダイオード３９を設ける。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータ装置および系統連系システムに係り、特に太陽電池等のように構造的に蓄電する機能を有していない発電装置に好適で、このような発電装置により発電した直流電圧を昇圧して安定した直流電圧を出力するコンバータ装置およびこのコンバータ装置を備えた系統連系システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、太陽電池により発電した直流電圧を、降圧又は昇圧するコンバータ装置が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−２８０２２０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記従来のコンバータ装置では、昇圧前の電圧が目標電圧よりも高い場合、すなわち、昇圧の必要がない場合には、パルス幅変調（ＰＷＭ）を行うためのスイッチング素子であるパワートランジスタ素子をオフ状態とするだけであり、太陽電池側からの供給電力は、昇圧用のリアクトルおよび逆流防止用ダイオードを介して昇圧回路内を流れることとなる。
【０００５】
この場合において、パワートランジスタ素子がオフであっても負荷側には電力が供給されるため、太陽電池のように機構的に蓄電する機能を有していない発電装置においては、発電電力の有効利用を図る観点からは好ましい構成となっていた。
しかしながら、仕様により太陽電池の発電電圧である昇圧前の電圧が、目標電圧よりも高い状態が通常状態であるような構成では、昇圧を行う必要が無い期間が長くなり、昇圧用のリアクトル素子および逆流防止用ダイオードにおける電力損失が無視できないような状態となってしまうという問題点があった。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることが可能なコンバータ装置およびこのコンバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部と、前記スイッチング素子のオフ時に前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスする前記リアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路を設けたことを特徴としている。
【０００８】
上記構成によれば、スイッチング素子のオフ時には、直流電源からの電流の一部は、リアクトル素子電流流路と並列に設けられた、低電流損失のバイパス電流流路を流れるため、直流電源からの電流が全てリアクトル素子電流流路を流れる場合と比較して低損失で負荷に電力を供給でき、有効に電力を利用することができる。
【０００９】
また、直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部が複数多段に接続され、各昇圧部において、前記スイッチング素子のオフ時に前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスするバイパス電流流路がそれぞれ設けられたことを特徴としている。
【００１０】
上記構成によれば、スイッチング素子のオフ時には、直流電源からの電流の一部は、各リアクトル素子電流流路と並列に設けられた、低電流損失のバイパス電流流路をそれぞれ流れるため、直流電源からの電流が全てリアクトル素子電流流路を流れる場合と比較して低損失で負荷に電力を供給でき、有効に電力を利用することができる。
【００１１】
この場合において、前記昇圧部は、リアクトル素子電流流路を形成するとともに、逆流電流を防止すべく前記リアクトル素子の出力端子に直列に接続された第１ダイオード素子を有し、前記バイパス電流流路は、前記バイパス時に流れる電流の電流損失が、前記リアクトル素子および前記第１ダイオード素子の電流損失よりも小さい第２ダイオード素子を備えるようにしてもよい。
また、前記第２ダイオードは、前記第１ダイオード素子よりも小さい順方向バイアス電圧を有するようにしてもよい。
【００１２】
また、直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部が複数多段に接続された多段昇圧部を有し、前記スイッチング素子のオフ時に前記多段昇圧部を構成する複数の前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスする前記リアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路が設けられたことを特徴としている。
【００１３】
上記構成によれば、スイッチング素子のオフ時には、直流電源からの電流の一部は、多段昇圧部を構成する複数のリアクトル素子電流流路と並列に設けられた、低電流損失のバイパス電流流路を流れるため、直流電源からの電流が全てリアクトル素子電流流路を流れる場合と比較して低損失で負荷に電力を供給でき、有効に電力を利用することができる。
【００１４】
この場合において、各前記昇圧部は、リアクトル素子電流流路を形成するとともに、逆流電流を防止すべく前記リアクトル素子の出力端子に直列に接続された第１ダイオード素子を有し、前記バイパス電流流路は、前記バイパス時に流れる電流の電流損失が、前記多段昇圧部を構成する複数の前記リアクトル素子および複数の前記第１ダイオード素子全体の電流損失よりも小さい第２ダイオード素子を備えるようにしてもよい。
また、前記第２ダイオードは、少なくとも複数の直列接続された前記第１ダイオード素子よりも小さい順方向バイアス電圧を有するようにしてもよい。
【００１５】
また、直流電力を供給する発電電力供給装置と、前記発電電力供給装置の出力側に接続された、上記いずれかに記載のコンバータ装置と、前記コンバータ装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、商用電力系統に連系して負荷及又は前記商用電力系統に電力を供給する系統連系インバータ装置と、を備えたことを特徴としている。
【００１６】
上記構成によれば、コンバータ装置は、発電電力供給装置から供給された直流電力を昇圧するに際し、スイッチング素子のオフ時には、直流電源からの電流の一部は、リアクトル素子電流流路と並列に設けられた、低電流損失のバイパス電流流路を流れるため、直流電源からの電流が全てリアクトル素子電流流路を流れる場合と比較して低損失で負荷に電力を供給でき、有効に電力を利用することができる。
【００１７】
この場合において、前記発電電力供給装置は、複数のセルを有する太陽電池であるようにしてもよい。
【００１８】
また、前記発電電力供給装置は、発電を行い交流電力を供給する発電部と、前記交流電力の整流を行って、直流電力を供給する整流部と、を備えるようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
次に図面を参照して本発明の好適な実施の形態について説明する。
図１は、実施形態のコンバータ装置を含む系統連系太陽光発電システムのブロック図である。
系統連系太陽光発電システム１０は、大別すると、発電装置として機能する太陽電池ユニット１１と、コンバータ装置１２と、インバータ装置１３と、フィルタ回路（ノイズフィルタ）１４と、パワーリレー１５と、パワコン側ブレーカ１６と、コントローラ１７と、を備えている。
【００２１】
ここで、パワコン側ブレーカ１６には、商用電源２０が接続されている。
太陽電池ユニット１１は、複数のセル１１−１〜１１−ｎを備えており、最大で６００Ｖ程度の発電が可能となっている。
コンバータ装置１２は、本実施形態において、発電状態に応じて出力電圧が変動する太陽電池ユニット１１から供給される直流電圧を、安定した所定の直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータであり、出力電圧３００Ｖ程度を目標値としている。
【００２２】
ここで、コンバータ装置の構成について説明する。
コンバータ装置１２は、太陽電池ユニット１１から出力される直流電流の電圧Ｖｉを入力電圧とし、この入力電圧Ｖｉに応じて、出力電圧Ｖｏを目標直流電圧に近づけるべく、昇圧を行うＤＣ−ＤＣ変換部３１と、ＤＣ−ＤＣ変換部３１の制御を行う制御部３２とを備えている。
ＤＣ−ＤＣ変換部３１は、昇圧スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）３３を有し、このＭＯＳＦＥＴ３３の動作により直流電源ラインＬの入力端Ｐ１に入力された入力電圧Ｖｉを昇圧する昇圧回路として機能している。このＭＯＳＦＥＴ３３は、スイッチングを１５〜２０ｋＨｚで行う必要があるため、順方向バイアス電圧だけでなく、スイッチング損失も加味して選択する必要がある。しかしながら、順方向バイアス電圧とスイッチング損失とは相反関係（トレードオフ）にあるため、順方向バイアス電圧を一方的に下げることはできないのである。
なお、昇圧スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であっても構わない。
【００２３】
具体的には、高電位側直流電源ラインＬ１に、リアクトル素子３４を設け、このリアクトル素子３４の出力端子に第１ダイオード３５のアノード端子を接続し、リアクトル素子３４と第１ダイオード３５のアノード端子の接続点に昇圧スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３３のエミッタ端子を接続し、低電位側直流電源ラインＬ２にＭＯＳＦＥＴ３３のコレクタ端子を接続している。
ここで、第１ダイオード３５は、スイッチングを１５〜２０ｋＨｚで行う必要があるため、ＭＯＳＦＥＴ３３と同様の理由により、順方向バイアス電圧だけでなく、スイッチング損失も加味して選択する必要がある。
【００２４】
さらに第１ダイオード３５のカソード端子にコンデンサ５７の一方の端子Ｑ１を接続し、他方の端子Ｑ２を低電位側直流電源ラインＬ２に接続している。
ここで、ＭＯＳＦＥＴ３３には、電流の逆流の発生に対する保護を行う保護ダイオード３８が設けられ、保護ダイオード３８のアノード端子がＭＯＳＦＥＴ３３のコレクタ端子に接続され、カソード端子がＭＯＳＦＥＴ３３のエミッタ端子に接続されている。
【００２５】
また、直列接続されたリアクトル素子３４および第１ダイオード３５に並列にＭＯＳＦＥＴ３３のオフ時に太陽電池ユニット１１からインバータ装置１３側に流れる電流の一部をバイパスして流す第２ダイオード３９が設けられている。
ここで、第２ダイオード３９は、ＭＯＳＦＥＴ３３や第１ダイオード３５とは異なり、スイッチングを行う必要はないので、順方向バイアス電圧のみを考慮していれば、スイッチング損失を考慮せずに選択することが可能である。したがって、現実的には、第２ダイオード３９の順方向電圧は、第１ダイオード３５のおよそ半分以下とすることが可能となっている。
【００２６】
さらに、コンデンサ３７の一方の端子Ｑ１には、ＤＣ−ＤＣ変換部３１への電流の逆流を防止する逆流防止ダイオード４０のアノードが接続され、この逆流防止ダイオード４０のカソード端子がコンバータ装置１２の出力端子Ｔ１に接続されている。この場合において、逆流防止ダイオード４０における電圧降下は、出力電圧Ｖｏに対して無視できる程度に小さいので、高電位側直流電源ラインＬ１側の出力端子Ｔ１と、コンデンサの一方の端子Ｑ１と、は略同電位であるといえる。また、低電位側直流電源ラインＬ２の出力端子Ｔ２と出力端Ｑ２とは同電位である。
【００２７】
制御部３２は、ＤＣ−ＤＣ変換部３１を制御するものである。つまり、制御部３２は、コンデンサ３７の両端子Ｑ１、Ｑ２間の電圧に相当する出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔに近づけるべく、ＤＣ−ＤＣ変換部３１の出力電圧Ｖｏに応じて、ＭＯＳＦＥＴ３３の動作を制御する。
【００２８】
制御部３２は、入力電圧Ｖｉを測定する入力電圧測定部４１と、出力電圧Ｖｏを測定する出力電圧検出部４２と、ＩＧＢＴ５３にゲート信号であるＰＷＭ信号Ｓを出力するドライブ回路４３と、このドライブ回路４３を動作させるための制御を行うマイクロコンピュータとして構成されているコントローラ４４とを備えている。
【００２９】
このコントローラ４４には、図示を省略したＲＯＭが接続されており、このＲＯＭに記憶されている制御プログラムに基づいて、ＤＣ−ＤＣ変換部３１の出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、この出力電圧Ｖｏに応じてＰＷＭ信号Ｓを制御するものである。
インバータ装置１３は、ブリッジ接続したＩＧＢＴ５１〜５４を備えており、コントローラ１７の制御下で、コンバータ装置１２からの入力電力を所定の交流電力に変換してフィルタ回路１４に出力する。
【００３０】
より詳細には、インバータ装置１３は、コントローラ１７内のスイッチング素子駆動回路から供給されるＰＷＭ信号Ｓに応じて、太陽電池ユニット１１からコンバータ装置１２を介して供給される直流電力を、商用電源２０と同じ周波数（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の交流電力に変換する。本実施形態におけるインバータ装置１３の出力は、例えばノコギリ状波の擬似正弦波となっている。
【００３１】
インバータ装置１３で交流に変換された電力を負荷２０に供給する場合、インバータ装置１３で交流に変換された電力は、フィルタ回路１４、パワーリレー１５およびパワコン側ブレーカ１６を介して商用電源２０へと供給される。
このとき、インバータ装置１３から出力された交流電力は、フィルタ回路１４を通過することにより、高調波成分が除去され、ノコギリ状波から正弦波の交流電力（整合電力）として出力される。ここで、インバータ装置１３の出力電圧は、フィルタ回路１４、パワーリレー１５およびパワコン側ブレーカ１７を介して供給される商用電源２０の電圧に同期している。更に、インバータ装置１３の出力電流は、インバータ装置１３の出力電圧に同期している。つまり、インバータ装置１３の出力が、力率１となるように制御されている。
【００３２】
昇圧の制御を行う場合、コントローラ４４は、ＭＯＳＦＥＴ３３のゲートにＰＷＭ信号Ｓを出力してＭＯＳＦＥＴ３３をＰＷＭ制御するものである。このＭＯＳＦＥＴ３３のＰＷＭ制御、即ち、ＰＷＭ信号Ｓのパルス幅の調整（デューティ比の調整）により、昇圧の制御が行われる。
より具体的には、出力電圧Ｖｏを検出し、この検出した出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、ＭＯＳＦＥＴ３３のゲートに入力するＰＷＭ信号Ｓのパルス幅（デューティ比）を調整する。
【００３３】
つまり、出力電圧Ｖｏが上昇してきたらＰＷＭ信号ＳにおけるＭＯＳＦＥＴ３３のオン期間を短くするように、ＰＷＭ信号Ｓのパルス幅（デューティ比）を調整する。これによって、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。言い換えれば、入力電圧Ｖｉが変動しても、出力電圧Ｖｏを一定の電圧に安定して出力することが可能である。
【００３４】
つまり、制御部３２は、昇圧の制御を行う場合は、出力電圧Ｖｏに基づいてＭＯＳＦＥＴ３３へのＰＷＭ信号Ｓのデューティ比を調整している。
このとき、ＭＯＳＦＥＴ３３がオフ状態となった場合には、太陽電池ユニット１１からインバータ装置１３側に直接電力が供給される。
【００３５】
より詳細には、太陽電池ユニット１１からインバータ装置１３側に供給される電力の一部は、リアクトル素子３４および第１ダイオード３５により構成されるリアクトル素子電流流路を介して供給され、残りは第２ダイオード３９により構成されるバイパス電流流路を介して供給されることとなる。
【００３６】
このとき、リアクトル素子３４は、直流電力に対しては、抵抗として働くため、この抵抗値をＲｒとし、第１ダイオード３５の抵抗成分（＝順方向バイアス電圧ＶＦに相当）をＲｄ１とすると、リアクトル素子３４と第１ダイオード３５は見かけ上、抵抗Ｒ１と見なせる。
Ｒ１＝Ｒｒ＋Ｒｄ１
ここで、
Ｒｒ＜＜Ｒｄ１
であるので、
Ｒ１≒Ｒｄ１
となる。
【００３７】
一方、第２ダイオード３９の抵抗成分をＲｄ２（＜Ｒｄ１）とする。ここでも抵抗成分Ｒｄ２は、第２ダイオード３９の順方向バイアス電圧ＶＦに相当している。
そして、第２ダイオード３９を設けない場合（従来例に相当）であって、ＭＯＳＦＥＴ３３がオフ状態の場合に、リアクトル素子電流流路を流れる電流を電流Ｉとし、第２ダイオード３９を設けた場合に、リアクトル素子電流流路を流れる電流を電流Ｉｒとし、バイパス電流流路（＝第２ダイオード３９）を流れる電流を電流Ｉｄ２とすると、次式が成立する。
Ｉ＝Ｉｒ＋Ｉｄ２
【００３８】
これらより、第２ダイオード３９を設けない場合であって、ＭＯＳＦＥＴ３３がオフ状態の場合に、リアクトル素子電流流路で消費される電力Ｗｒｐは、
Ｗｒｐ＝Ｉ2・Ｒ１
＝Ｉ2・Ｒｄ１
となる。
【００３９】
一方、第２ダイオード３９を設けた場合に、リアクトル素子電流流路で消費される電力Ｗｒは、
Ｗｒ＝Ｉｒ2・Ｒｄ１
となり、バイパス電流流路で消費される電力Ｗｒは、
Ｗｄ２＝Ｉｄ２2・Ｒｄ２
となる。
【００４０】
したがって、第２ダイオード３９を設けた場合に、リアクトル素子電流流路およびバイパス電流流路で消費される電力Ｗ１は、
Ｗ１＝Ｗｒ＋Ｗｄ２
＝Ｉｒ2・Ｒｄ１＋Ｉｄ２2・Ｒｄ２ ……（１）
となる。
ところで、上述したように、
Ｗｒｐ＝Ｉ2・Ｒｄ１
であるから、
Ｗｒｐ＝（Ｉｒ＋Ｉｄ２）2・Ｒｄ１
＝（Ｉｒ2＋２・Ｉｒ・Ｉｄ２＋Ｉｄ２2）・Ｒｄ１
＝Ｉｒ2・Ｒｄ１＋２・Ｉｒ・Ｉｄ２・Ｒｄ１＋Ｉｄ２2・Ｒｄ１
……（２）
となる。
【００４１】
ここで、（１）式および（２）式より、
Ｗｒｐ−Ｗ１＝Ｉｒ2・Ｒｄ１＋２・Ｉｒ・Ｉｄ２・Ｒｄ１
＋Ｉｄ２2・Ｒｄ１−（Ｉｒ2・Ｒｄ１＋Ｉｄ２2・Ｒｄ２）
＝２・Ｉｒ・Ｉｄ２・Ｒｄ１＋Ｉｄ２2・（Ｒｄ１−Ｒｄ２）
【００４２】
また、
Ｒｄ１＞Ｒｄ２
であるから、
Ｗｒｐ−Ｗ１＞０
となり、
Ｗｒｐ＞Ｗ１
となる。
【００４３】
すなわち、第２ダイオード３９を設けた場合の方が、第２ダイオード３９を設けなかった場合と比較して、電力損失が少ないことが分かる。
ひいては、効率よく、商用電源２０側、ひいては、負荷に電力を利用させることが可能となる。
【００４４】
以上の説明のように、本実施形態によれば、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることが可能となっている。
［２］実施形態の変形例
【００４５】
［２．１］第１変形例
以上の実施形態においては、コンバータ装置が１段の昇圧回路（＝ＭＯＳＦＥＴ３３、リアクトル素子３４、第１ダイオード３５およびコンデンサ３７）を有している場合であったが、多々段の昇圧回路を有している場合でも適用が可能である。
【００４６】
図２は、第１変形例の第１態様の説明図である。
図２において、図１と同様の部分については、同一の参照符号に添え字を伏して示している。
すなわち、第１変形例の第１態様において、コンバータ装置１２−１の第１段目の昇圧回路は、ＭＯＳＦＥＴ３３−１、リアクトル素子３４−１、第１ダイオード３５−１およびコンデンサ３７−１を備えている。
【００４７】
同様に第２段目の昇圧回路は、ＭＯＳＦＥＴ３３−２、リアクトル素子３４−２、第１ダイオード３５−２およびコンデンサ３７−２を備えている。
ここで、リアクトル素子３４−１、第１ダイオード３５−１、リアクトル素子３４−２および第１ダイオード３５−２は、リアクトル素子電流流路を構成しており、このリアクトル素子電流流路と並列に、直流電源である太陽電池ユニット１１からの電流の一部をバイパスするリアクトル素子電流流路より低電流損失の第２ダイオード３９−１がバイパス電流流路として設けられている。
【００４８】
この結果、本第１変形例の第１態様によっても、実施形態と同様に、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることが可能となっている。
以上の説明は、昇圧回路を２段構成とした場合について述べたが、３段以上とすることも可能である。
【００４９】
図３は、第１変形例の第２態様の説明図である。
図３においても、図１あるいは図２と同様の部分については、同一の参照符号に添え字を伏して示している。
すなわち、第１変形例の第２態様において、コンバータ装置１２−１の第１段目の昇圧回路は、ＭＯＳＦＥＴ３３−１、リアクトル素子３４−１、第１ダイオード３５−１およびコンデンサ３７−１を備えている。
【００５０】
同様に第２段目の昇圧回路は、ＭＯＳＦＥＴ３３−２、リアクトル素子３４−２、第１ダイオード３５−２およびコンデンサ３７−２を備えている。
ここで、リアクトル素子３４−１および第１ダイオード３５−１は、第１のリアクトル素子電流流路を構成しており、この第１のリアクトル素子電流流路と並列に、直流電源である太陽電池ユニット１１からの電流の一部をバイパスするリアクトル素子電流流路より低電流損失の第２ダイオード３９−１がバイパス電流流路として設けられている。
【００５１】
さらに、リアクトル素子３４−２および第１ダイオード３５−２は、第２のリアクトル素子電流流路を構成しており、この第２のリアクトル素子電流流路と並列にも、直流電源である太陽電池ユニット１１からの電流の一部をバイパスするリアクトル素子電流流路より低電流損失の第２ダイオード３９−２がバイパス電流流路として設けられている。
【００５２】
この結果、本第１変形例の第２態様によっても、実施形態と同様に、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることが可能となっている。
以上の説明は、昇圧回路を２段構成とした場合について述べたが、３段以上とすることも可能である。
【００５３】
［２．２］第２変形例
図４は、実施形態の第２変形例のコンバータ装置を含む系統連系太陽光発電システムのブロック図である。
以上の各実施形態および第１変形例の説明においては、ＰＷ制御を行うスイッチング素子のオフ時にリアクトル素子電流流路およびバイパス電流流路の双方に電流を流す場合の実施形態であったが、図４に示すように、リアクトル素子電流流路の上流側にスイッチ素子（例えば、スイッチングトランジスタ）６０を設け、ＰＷ制御を行うスイッチング素子（上述の例の場合、ＭＯＳＦＥＴ３３、３３−１、３３−２）のオフ時に当該スイッチ素子６０もオフ状態として、直流電源である太陽電池ユニット１１からの電流を全てバイパス電流流路側に流すようにすることも可能である。
この構成によれば、より一層、電力損失を低減することができ、さらに効率の良い電力利用を図ることができる。
【００５４】
［２．３］第３変形例
以上の説明においては、発電電力供給装置として、複数のセルを有する太陽電池ユニットを用いる場合について説明したが、エンジン、風力などを利用して、発電を行い交流電力を供給する発電部および発電部で得られた交流電力の整流を行って直流電力として供給する整流回路（整流部）を設けるようにしてもよい。
［２．４］第４変形例
以上の説明においては、第２ダイオード素子として、通常のダイオード素子を用いていたが、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子およびソース端子あるいはＩＧＢＴのエミッタ端子およびコレクタ端子を、当該ＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴがオン（閉）状態において、バイパス電流路として機能するように接続することも可能である。
この場合には、昇圧スイッチング素子のオフ時にオン状態となるようにＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴを制御するようにする。
この結果、ＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴのオン抵抗は、通常のダイオード素子の順方向抵抗に比較して、非常に小さいので、より電力損失を低減することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】実施形態のコンバータ装置を含む系統連系太陽光発電システムのブロック図である。
【図２】第１変形例の第１態様の説明図である。
【図３】第１変形例の第２態様の説明図である。
【図４】実施形態の第２変形例のコンバータ装置を含む系統連系太陽光発電システムのブロック図である。
【符号の説明】
【００５６】
１０ 系統連系太陽光発電システム
１１ 太陽電池ユニット
１２ コンバータ装置
１３ インバータ装置
１４ フィルタ回路
１５ パワーリレー
１６ パワコン側ブレーカ
１７ コントローラ
１８ メインブレーカ
１９ コントローラ
２０ 負荷
２１ 商用電源
３１ ＤＣ−ＤＣ変換部
３２ 制御部
３３ ＭＯＳＦＥＴ
３４ リアクトル素子
３５ 第１ダイオード
３７ コンデンサ
３８ 保護ダイオード
３９ 第２ダイオード
４０ 逆流防止ダイオード
４１ 入力電圧測定部
４２ 出力電圧検出部
４３ ドライブ回路
４４ コントローラ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータ装置および系統連系システムに係り、特に太陽電池等のように構造的に蓄電する機能を有していない発電装置に好適で、このような発電装置により発電した直流電圧を昇圧して安定した直流電圧を出力するコンバータ装置およびこのコンバータ装置を備えた系統連系システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、太陽電池により発電した直流電圧を、降圧又は昇圧するコンバータ装置が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−２８０２２０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記従来のコンバータ装置では、昇圧前の電圧が目標電圧よりも高い場合、すなわち、昇圧の必要がない場合には、パルス幅変調（ＰＷＭ）を行うためのスイッチング素子であるパワートランジスタ素子をオフ状態とするだけであり、太陽電池側からの供給電力は、昇圧用のリアクトルおよび逆流防止用ダイオードを介して昇圧回路内を流れることとなる。
【０００５】
この場合において、パワートランジスタ素子がオフであっても負荷側には電力が供給されるため、太陽電池のように機構的に蓄電する機能を有していない発電装置においては、発電電力の有効利用を図る観点からは好ましい構成となっていた。
しかしながら、仕様により太陽電池の発電電圧である昇圧前の電圧が、目標電圧よりも高い状態が通常状態であるような構成では、昇圧を行う必要が無い期間が長くなり、昇圧用のリアクトル素子および逆流防止用ダイオードにおける電力損失が無視できないような状態となってしまうという問題点があった。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることが可能なコンバータ装置およびこのコンバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部と、前記スイッチング素子のオフ時に前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスする前記リアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路を設けたことを特徴としている。
【０００８】
上記構成によれば、スイッチング素子のオフ時には、直流電源からの電流の一部は、リアクトル素子電流流路と並列に設けられた、低電流損失のバイパス電流流路を流れるため、直流電源からの電流が全てリアクトル素子電流流路を流れる場合と比較して低損失で負荷に電力を供給でき、有効に電力を利用することができる。
【０００９】
また、直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部が複数多段に接続され、各昇圧部において、前記スイッチング素子のオフ時に前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスするバイパス電流流路がそれぞれ設けられたことを特徴としている。
【００１０】
上記構成によれば、スイッチング素子のオフ時には、直流電源からの電流の一部は、各リアクトル素子電流流路と並列に設けられた、低電流損失のバイパス電流流路をそれぞれ流れるため、直流電源からの電流が全てリアクトル素子電流流路を流れる場合と比較して低損失で負荷に電力を供給でき、有効に電力を利用することができる。
【００１１】
この場合において、前記昇圧部は、リアクトル素子電流流路を形成するとともに、逆流電流を防止すべく前記リアクトル素子の出力端子に直列に接続された第１ダイオード素子を有し、前記バイパス電流流路は、前記バイパス時に流れる電流の電流損失が、前記リアクトル素子および前記第１ダイオード素子の電流損失よりも小さい第２ダイオード素子を備えるようにしてもよい。
また、前記第２ダイオードは、前記第１ダイオード素子よりも小さい順方向バイアス電圧を有するようにしてもよい。
【００１２】
また、直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部が複数多段に接続された多段昇圧部を有し、前記スイッチング素子のオフ時に前記多段昇圧部を構成する複数の前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスする前記リアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路が設けられたことを特徴としている。
【００１３】
上記構成によれば、スイッチング素子のオフ時には、直流電源からの電流の一部は、多段昇圧部を構成する複数のリアクトル素子電流流路と並列に設けられた、低電流損失のバイパス電流流路を流れるため、直流電源からの電流が全てリアクトル素子電流流路を流れる場合と比較して低損失で負荷に電力を供給でき、有効に電力を利用することができる。
【００１４】
この場合において、各前記昇圧部は、リアクトル素子電流流路を形成するとともに、逆流電流を防止すべく前記リアクトル素子の出力端子に直列に接続された第１ダイオード素子を有し、前記バイパス電流流路は、前記バイパス時に流れる電流の電流損失が、前記多段昇圧部を構成する複数の前記リアクトル素子および複数の前記第１ダイオード素子全体の電流損失よりも小さい第２ダイオード素子を備えるようにしてもよい。
また、前記第２ダイオードは、少なくとも複数の直列接続された前記第１ダイオード素子よりも小さい順方向バイアス電圧を有するようにしてもよい。
【００１５】
また、直流電力を供給する発電電力供給装置と、前記発電電力供給装置の出力側に接続された、上記いずれかに記載のコンバータ装置と、前記コンバータ装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、商用電力系統に連系して負荷及又は前記商用電力系統に電力を供給する系統連系インバータ装置と、を備えたことを特徴としている。
【００１６】
上記構成によれば、コンバータ装置は、発電電力供給装置から供給された直流電力を昇圧するに際し、スイッチング素子のオフ時には、直流電源からの電流の一部は、リアクトル素子電流流路と並列に設けられた、低電流損失のバイパス電流流路を流れるため、直流電源からの電流が全てリアクトル素子電流流路を流れる場合と比較して低損失で負荷に電力を供給でき、有効に電力を利用することができる。
【００１７】
この場合において、前記発電電力供給装置は、複数のセルを有する太陽電池であるようにしてもよい。
【００１８】
また、前記発電電力供給装置は、発電を行い交流電力を供給する発電部と、前記交流電力の整流を行って、直流電力を供給する整流部と、を備えるようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
次に図面を参照して本発明の好適な実施の形態について説明する。
図１は、実施形態のコンバータ装置を含む系統連系太陽光発電システムのブロック図である。
系統連系太陽光発電システム１０は、大別すると、発電装置として機能する太陽電池ユニット１１と、コンバータ装置１２と、インバータ装置１３と、フィルタ回路（ノイズフィルタ）１４と、パワーリレー１５と、パワコン側ブレーカ１６と、コントローラ１７と、を備えている。
【００２１】
ここで、パワコン側ブレーカ１６には、商用電源２０が接続されている。
太陽電池ユニット１１は、複数のセル１１−１〜１１−ｎを備えており、最大で６００Ｖ程度の発電が可能となっている。
コンバータ装置１２は、本実施形態において、発電状態に応じて出力電圧が変動する太陽電池ユニット１１から供給される直流電圧を、安定した所定の直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータであり、出力電圧３００Ｖ程度を目標値としている。
【００２２】
ここで、コンバータ装置の構成について説明する。
コンバータ装置１２は、太陽電池ユニット１１から出力される直流電流の電圧Ｖｉを入力電圧とし、この入力電圧Ｖｉに応じて、出力電圧Ｖｏを目標直流電圧に近づけるべく、昇圧を行うＤＣ−ＤＣ変換部３１と、ＤＣ−ＤＣ変換部３１の制御を行う制御部３２とを備えている。
ＤＣ−ＤＣ変換部３１は、昇圧スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）３３を有し、このＭＯＳＦＥＴ３３の動作により直流電源ラインＬの入力端Ｐ１に入力された入力電圧Ｖｉを昇圧する昇圧回路として機能している。このＭＯＳＦＥＴ３３は、スイッチングを１５〜２０ｋＨｚで行う必要があるため、順方向バイアス電圧だけでなく、スイッチング損失も加味して選択する必要がある。しかしながら、順方向バイアス電圧とスイッチング損失とは相反関係（トレードオフ）にあるため、順方向バイアス電圧を一方的に下げることはできないのである。
なお、昇圧スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であっても構わない。
【００２３】
具体的には、高電位側直流電源ラインＬ１に、リアクトル素子３４を設け、このリアクトル素子３４の出力端子に第１ダイオード３５のアノード端子を接続し、リアクトル素子３４と第１ダイオード３５のアノード端子の接続点に昇圧スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３３のエミッタ端子を接続し、低電位側直流電源ラインＬ２にＭＯＳＦＥＴ３３のコレクタ端子を接続している。
ここで、第１ダイオード３５は、スイッチングを１５〜２０ｋＨｚで行う必要があるため、ＭＯＳＦＥＴ３３と同様の理由により、順方向バイアス電圧だけでなく、スイッチング損失も加味して選択する必要がある。
【００２４】
さらに第１ダイオード３５のカソード端子にコンデンサ５７の一方の端子Ｑ１を接続し、他方の端子Ｑ２を低電位側直流電源ラインＬ２に接続している。
ここで、ＭＯＳＦＥＴ３３には、電流の逆流の発生に対する保護を行う保護ダイオード３８が設けられ、保護ダイオード３８のアノード端子がＭＯＳＦＥＴ３３のコレクタ端子に接続され、カソード端子がＭＯＳＦＥＴ３３のエミッタ端子に接続されている。
【００２５】
また、直列接続されたリアクトル素子３４および第１ダイオード３５に並列にＭＯＳＦＥＴ３３のオフ時に太陽電池ユニット１１からインバータ装置１３側に流れる電流の一部をバイパスして流す第２ダイオード３９が設けられている。
ここで、第２ダイオード３９は、ＭＯＳＦＥＴ３３や第１ダイオード３５とは異なり、スイッチングを行う必要はないので、順方向バイアス電圧のみを考慮していれば、スイッチング損失を考慮せずに選択することが可能である。したがって、現実的には、第２ダイオード３９の順方向電圧は、第１ダイオード３５のおよそ半分以下とすることが可能となっている。
【００２６】
さらに、コンデンサ３７の一方の端子Ｑ１には、ＤＣ−ＤＣ変換部３１への電流の逆流を防止する逆流防止ダイオード４０のアノードが接続され、この逆流防止ダイオード４０のカソード端子がコンバータ装置１２の出力端子Ｔ１に接続されている。この場合において、逆流防止ダイオード４０における電圧降下は、出力電圧Ｖｏに対して無視できる程度に小さいので、高電位側直流電源ラインＬ１側の出力端子Ｔ１と、コンデンサの一方の端子Ｑ１と、は略同電位であるといえる。また、低電位側直流電源ラインＬ２の出力端子Ｔ２と出力端Ｑ２とは同電位である。
【００２７】
制御部３２は、ＤＣ−ＤＣ変換部３１を制御するものである。つまり、制御部３２は、コンデンサ３７の両端子Ｑ１、Ｑ２間の電圧に相当する出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔに近づけるべく、ＤＣ−ＤＣ変換部３１の出力電圧Ｖｏに応じて、ＭＯＳＦＥＴ３３の動作を制御する。
【００２８】
制御部３２は、入力電圧Ｖｉを測定する入力電圧測定部４１と、出力電圧Ｖｏを測定する出力電圧検出部４２と、ＩＧＢＴ５３にゲート信号であるＰＷＭ信号Ｓを出力するドライブ回路４３と、このドライブ回路４３を動作させるための制御を行うマイクロコンピュータとして構成されているコントローラ４４とを備えている。
【００２９】
このコントローラ４４には、図示を省略したＲＯＭが接続されており、このＲＯＭに記憶されている制御プログラムに基づいて、ＤＣ−ＤＣ変換部３１の出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、この出力電圧Ｖｏに応じてＰＷＭ信号Ｓを制御するものである。
インバータ装置１３は、ブリッジ接続したＩＧＢＴ５１〜５４を備えており、コントローラ１７の制御下で、コンバータ装置１２からの入力電力を所定の交流電力に変換してフィルタ回路１４に出力する。
【００３０】
より詳細には、インバータ装置１３は、コントローラ１７内のスイッチング素子駆動回路から供給されるＰＷＭ信号Ｓに応じて、太陽電池ユニット１１からコンバータ装置１２を介して供給される直流電力を、商用電源２０と同じ周波数（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の交流電力に変換する。本実施形態におけるインバータ装置１３の出力は、例えばノコギリ状波の擬似正弦波となっている。
【００３１】
インバータ装置１３で交流に変換された電力を負荷２０に供給する場合、インバータ装置１３で交流に変換された電力は、フィルタ回路１４、パワーリレー１５およびパワコン側ブレーカ１６を介して商用電源２０へと供給される。
このとき、インバータ装置１３から出力された交流電力は、フィルタ回路１４を通過することにより、高調波成分が除去され、ノコギリ状波から正弦波の交流電力（整合電力）として出力される。ここで、インバータ装置１３の出力電圧は、フィルタ回路１４、パワーリレー１５およびパワコン側ブレーカ１７を介して供給される商用電源２０の電圧に同期している。更に、インバータ装置１３の出力電流は、インバータ装置１３の出力電圧に同期している。つまり、インバータ装置１３の出力が、力率１となるように制御されている。
【００３２】
昇圧の制御を行う場合、コントローラ４４は、ＭＯＳＦＥＴ３３のゲートにＰＷＭ信号Ｓを出力してＭＯＳＦＥＴ３３をＰＷＭ制御するものである。このＭＯＳＦＥＴ３３のＰＷＭ制御、即ち、ＰＷＭ信号Ｓのパルス幅の調整（デューティ比の調整）により、昇圧の制御が行われる。
より具体的には、出力電圧Ｖｏを検出し、この検出した出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、ＭＯＳＦＥＴ３３のゲートに入力するＰＷＭ信号Ｓのパルス幅（デューティ比）を調整する。
【００３３】
つまり、出力電圧Ｖｏが上昇してきたらＰＷＭ信号ＳにおけるＭＯＳＦＥＴ３３のオン期間を短くするように、ＰＷＭ信号Ｓのパルス幅（デューティ比）を調整する。これによって、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。言い換えれば、入力電圧Ｖｉが変動しても、出力電圧Ｖｏを一定の電圧に安定して出力することが可能である。
【００３４】
つまり、制御部３２は、昇圧の制御を行う場合は、出力電圧Ｖｏに基づいてＭＯＳＦＥＴ３３へのＰＷＭ信号Ｓのデューティ比を調整している。
このとき、ＭＯＳＦＥＴ３３がオフ状態となった場合には、太陽電池ユニット１１からインバータ装置１３側に直接電力が供給される。
【００３５】
より詳細には、太陽電池ユニット１１からインバータ装置１３側に供給される電力の一部は、リアクトル素子３４および第１ダイオード３５により構成されるリアクトル素子電流流路を介して供給され、残りは第２ダイオード３９により構成されるバイパス電流流路を介して供給されることとなる。
【００３６】
このとき、リアクトル素子３４は、直流電力に対しては、抵抗として働くため、この抵抗値をＲｒとし、第１ダイオード３５の抵抗成分（＝順方向バイアス電圧ＶＦに相当）をＲｄ１とすると、リアクトル素子３４と第１ダイオード３５は見かけ上、抵抗Ｒ１と見なせる。
Ｒ１＝Ｒｒ＋Ｒｄ１
ここで、
Ｒｒ＜＜Ｒｄ１
であるので、
Ｒ１≒Ｒｄ１
となる。
【００３７】
一方、第２ダイオード３９の抵抗成分をＲｄ２（＜Ｒｄ１）とする。ここでも抵抗成分Ｒｄ２は、第２ダイオード３９の順方向バイアス電圧ＶＦに相当している。
そして、第２ダイオード３９を設けない場合（従来例に相当）であって、ＭＯＳＦＥＴ３３がオフ状態の場合に、リアクトル素子電流流路を流れる電流を電流Ｉとし、第２ダイオード３９を設けた場合に、リアクトル素子電流流路を流れる電流を電流Ｉｒとし、バイパス電流流路（＝第２ダイオード３９）を流れる電流を電流Ｉｄ２とすると、次式が成立する。
Ｉ＝Ｉｒ＋Ｉｄ２
【００３８】
これらより、第２ダイオード３９を設けない場合であって、ＭＯＳＦＥＴ３３がオフ状態の場合に、リアクトル素子電流流路で消費される電力Ｗｒｐは、
Ｗｒｐ＝Ｉ2・Ｒ１
＝Ｉ2・Ｒｄ１
となる。
【００３９】
一方、第２ダイオード３９を設けた場合に、リアクトル素子電流流路で消費される電力Ｗｒは、
Ｗｒ＝Ｉｒ2・Ｒｄ１
となり、バイパス電流流路で消費される電力Ｗｒは、
Ｗｄ２＝Ｉｄ２2・Ｒｄ２
となる。
【００４０】
したがって、第２ダイオード３９を設けた場合に、リアクトル素子電流流路およびバイパス電流流路で消費される電力Ｗ１は、
Ｗ１＝Ｗｒ＋Ｗｄ２
＝Ｉｒ2・Ｒｄ１＋Ｉｄ２2・Ｒｄ２ ……（１）
となる。
ところで、上述したように、
Ｗｒｐ＝Ｉ2・Ｒｄ１
であるから、
Ｗｒｐ＝（Ｉｒ＋Ｉｄ２）2・Ｒｄ１
＝（Ｉｒ2＋２・Ｉｒ・Ｉｄ２＋Ｉｄ２2）・Ｒｄ１
＝Ｉｒ2・Ｒｄ１＋２・Ｉｒ・Ｉｄ２・Ｒｄ１＋Ｉｄ２2・Ｒｄ１
……（２）
となる。
【００４１】
ここで、（１）式および（２）式より、
Ｗｒｐ−Ｗ１＝Ｉｒ2・Ｒｄ１＋２・Ｉｒ・Ｉｄ２・Ｒｄ１
＋Ｉｄ２2・Ｒｄ１−（Ｉｒ2・Ｒｄ１＋Ｉｄ２2・Ｒｄ２）
＝２・Ｉｒ・Ｉｄ２・Ｒｄ１＋Ｉｄ２2・（Ｒｄ１−Ｒｄ２）
【００４２】
また、
Ｒｄ１＞Ｒｄ２
であるから、
Ｗｒｐ−Ｗ１＞０
となり、
Ｗｒｐ＞Ｗ１
となる。
【００４３】
すなわち、第２ダイオード３９を設けた場合の方が、第２ダイオード３９を設けなかった場合と比較して、電力損失が少ないことが分かる。
ひいては、効率よく、商用電源２０側、ひいては、負荷に電力を利用させることが可能となる。
【００４４】
以上の説明のように、本実施形態によれば、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることが可能となっている。
［２］実施形態の変形例
【００４５】
［２．１］第１変形例
以上の実施形態においては、コンバータ装置が１段の昇圧回路（＝ＭＯＳＦＥＴ３３、リアクトル素子３４、第１ダイオード３５およびコンデンサ３７）を有している場合であったが、多々段の昇圧回路を有している場合でも適用が可能である。
【００４６】
図２は、第１変形例の第１態様の説明図である。
図２において、図１と同様の部分については、同一の参照符号に添え字を伏して示している。
すなわち、第１変形例の第１態様において、コンバータ装置１２−１の第１段目の昇圧回路は、ＭＯＳＦＥＴ３３−１、リアクトル素子３４−１、第１ダイオード３５−１およびコンデンサ３７−１を備えている。
【００４７】
同様に第２段目の昇圧回路は、ＭＯＳＦＥＴ３３−２、リアクトル素子３４−２、第１ダイオード３５−２およびコンデンサ３７−２を備えている。
ここで、リアクトル素子３４−１、第１ダイオード３５−１、リアクトル素子３４−２および第１ダイオード３５−２は、リアクトル素子電流流路を構成しており、このリアクトル素子電流流路と並列に、直流電源である太陽電池ユニット１１からの電流の一部をバイパスするリアクトル素子電流流路より低電流損失の第２ダイオード３９−１がバイパス電流流路として設けられている。
【００４８】
この結果、本第１変形例の第１態様によっても、実施形態と同様に、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることが可能となっている。
以上の説明は、昇圧回路を２段構成とした場合について述べたが、３段以上とすることも可能である。
【００４９】
図３は、第１変形例の第２態様の説明図である。
図３においても、図１あるいは図２と同様の部分については、同一の参照符号に添え字を伏して示している。
すなわち、第１変形例の第２態様において、コンバータ装置１２−１の第１段目の昇圧回路は、ＭＯＳＦＥＴ３３−１、リアクトル素子３４−１、第１ダイオード３５−１およびコンデンサ３７−１を備えている。
【００５０】
同様に第２段目の昇圧回路は、ＭＯＳＦＥＴ３３−２、リアクトル素子３４−２、第１ダイオード３５−２およびコンデンサ３７−２を備えている。
ここで、リアクトル素子３４−１および第１ダイオード３５−１は、第１のリアクトル素子電流流路を構成しており、この第１のリアクトル素子電流流路と並列に、直流電源である太陽電池ユニット１１からの電流の一部をバイパスするリアクトル素子電流流路より低電流損失の第２ダイオード３９−１がバイパス電流流路として設けられている。
【００５１】
さらに、リアクトル素子３４−２および第１ダイオード３５−２は、第２のリアクトル素子電流流路を構成しており、この第２のリアクトル素子電流流路と並列にも、直流電源である太陽電池ユニット１１からの電流の一部をバイパスするリアクトル素子電流流路より低電流損失の第２ダイオード３９−２がバイパス電流流路として設けられている。
【００５２】
この結果、本第１変形例の第２態様によっても、実施形態と同様に、太陽電池ユニット等の発電装置の発電電圧が比較的高く、昇圧を行うためにＰＷＭ制御を行うスイッチング素子がオフ状態になりやすいコンバータ装置を用いる場合でも、電力損失を極力抑制し、ひいては、効率の良い電力利用を図ることが可能となっている。
以上の説明は、昇圧回路を２段構成とした場合について述べたが、３段以上とすることも可能である。
【００５３】
［２．２］第２変形例
図４は、実施形態の第２変形例のコンバータ装置を含む系統連系太陽光発電システムのブロック図である。
以上の各実施形態および第１変形例の説明においては、ＰＷ制御を行うスイッチング素子のオフ時にリアクトル素子電流流路およびバイパス電流流路の双方に電流を流す場合の実施形態であったが、図４に示すように、リアクトル素子電流流路の上流側にスイッチ素子（例えば、スイッチングトランジスタ）６０を設け、ＰＷ制御を行うスイッチング素子（上述の例の場合、ＭＯＳＦＥＴ３３、３３−１、３３−２）のオフ時に当該スイッチ素子６０もオフ状態として、直流電源である太陽電池ユニット１１からの電流を全てバイパス電流流路側に流すようにすることも可能である。
この構成によれば、より一層、電力損失を低減することができ、さらに効率の良い電力利用を図ることができる。
【００５４】
［２．３］第３変形例
以上の説明においては、発電電力供給装置として、複数のセルを有する太陽電池ユニットを用いる場合について説明したが、エンジン、風力などを利用して、発電を行い交流電力を供給する発電部および発電部で得られた交流電力の整流を行って直流電力として供給する整流回路（整流部）を設けるようにしてもよい。
［２．４］第４変形例
以上の説明においては、第２ダイオード素子として、通常のダイオード素子を用いていたが、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子およびソース端子あるいはＩＧＢＴのエミッタ端子およびコレクタ端子を、当該ＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴがオン（閉）状態において、バイパス電流路として機能するように接続することも可能である。
この場合には、昇圧スイッチング素子のオフ時にオン状態となるようにＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴを制御するようにする。
この結果、ＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴのオン抵抗は、通常のダイオード素子の順方向抵抗に比較して、非常に小さいので、より電力損失を低減することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】実施形態のコンバータ装置を含む系統連系太陽光発電システムのブロック図である。
【図２】第１変形例の第１態様の説明図である。
【図３】第１変形例の第２態様の説明図である。
【図４】実施形態の第２変形例のコンバータ装置を含む系統連系太陽光発電システムのブロック図である。
【符号の説明】
【００５６】
１０ 系統連系太陽光発電システム
１１ 太陽電池ユニット
１２ コンバータ装置
１３ インバータ装置
１４ フィルタ回路
１５ パワーリレー
１６ パワコン側ブレーカ
１７ コントローラ
１８ メインブレーカ
１９ コントローラ
２０ 負荷
２１ 商用電源
３１ ＤＣ−ＤＣ変換部
３２ 制御部
３３ ＭＯＳＦＥＴ
３４ リアクトル素子
３５ 第１ダイオード
３７ コンデンサ
３８ 保護ダイオード
３９ 第２ダイオード
４０ 逆流防止ダイオード
４１ 入力電圧測定部
４２ 出力電圧検出部
４３ ドライブ回路
４４ コントローラ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、
リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部と、
前記スイッチング素子のオフ時に前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスする前記リアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路を設けたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、
リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部が複数多段に接続され、
各昇圧部において、前記スイッチング素子のオフ時に前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスするバイパス電流流路がそれぞれ設けられたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載のコンバータ装置において、
前記昇圧部は、リアクトル素子電流流路を形成するとともに、逆流電流を防止すべく前記リアクトル素子の出力端子に直列に接続された第１ダイオード素子を有し、
前記バイパス電流流路は、前記バイパス時に流れる電流の電流損失が、前記リアクトル素子および前記第１ダイオード素子の電流損失よりも小さい第２ダイオード素子を備えたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項４】
請求項３記載のコンバータ装置において、
前記第２ダイオードは、前記第１ダイオード素子よりも小さい順方向バイアス電圧を有することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項５】
直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、
リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部が複数多段に接続された多段昇圧部を有し、
前記スイッチング素子のオフ時に前記多段昇圧部を構成する複数の前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスする前記リアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路が設けられたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項６】
請求項５記載のコンバータ装置において、
各前記昇圧部は、リアクトル素子電流流路を形成するとともに、逆流電流を防止すべく前記リアクトル素子の出力端子に直列に接続された第１ダイオード素子を有し、
前記バイパス電流流路は、前記バイパス時に流れる電流の電流損失が、前記多段昇圧部を構成する複数の前記リアクトル素子および複数の前記第１ダイオード素子全体の電流損失よりも小さい第２ダイオード素子を備えたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項７】
請求項６記載のコンバータ装置において、
前記第２ダイオードは、少なくとも複数の直列接続された前記第１ダイオード素子よりも小さい順方向バイアス電圧を有することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項８】
直流電力を供給する発電電力供給装置と、
前記発電電力供給装置の出力側に接続された、請求項１乃至７のいずれかに記載のコンバータ装置と、
前記コンバータ装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、商用電力系統に連系して負荷及又は前記商用電力系統に電力を供給する系統連系インバータ装置と、
を備えたことを特徴とする系統連系システム。
【請求項９】
請求項８記載の系統連系システムにおいて、
前記発電電力供給装置は、複数のセルを有する太陽電池であることを特徴とする系統連系システム。
【請求項１０】
請求項８記載の系統連系システムにおいて、
前記発電電力供給装置は、発電を行い交流電力を供給する発電部と、
前記交流電力の整流を行って、直流電力を供給する整流部と、
を備えたことを特徴とする系統連系システム。
【請求項１】
直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、
リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部と、
前記スイッチング素子のオフ時に前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスする前記リアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路を設けたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、
リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部が複数多段に接続され、
各昇圧部において、前記スイッチング素子のオフ時に前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスするバイパス電流流路がそれぞれ設けられたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載のコンバータ装置において、
前記昇圧部は、リアクトル素子電流流路を形成するとともに、逆流電流を防止すべく前記リアクトル素子の出力端子に直列に接続された第１ダイオード素子を有し、
前記バイパス電流流路は、前記バイパス時に流れる電流の電流損失が、前記リアクトル素子および前記第１ダイオード素子の電流損失よりも小さい第２ダイオード素子を備えたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項４】
請求項３記載のコンバータ装置において、
前記第２ダイオードは、前記第１ダイオード素子よりも小さい順方向バイアス電圧を有することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項５】
直流電源の直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型のコンバータ装置において、
リアクトル素子およびスイッチング素子を有する昇圧部が複数多段に接続された多段昇圧部を有し、
前記スイッチング素子のオフ時に前記多段昇圧部を構成する複数の前記リアクトル素子を介して前記直流電源からの電流が流れるリアクトル素子電流流路と並列に、前記直流電源からの電流の一部をバイパスする前記リアクトル素子電流流路より低電流損失のバイパス電流流路が設けられたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項６】
請求項５記載のコンバータ装置において、
各前記昇圧部は、リアクトル素子電流流路を形成するとともに、逆流電流を防止すべく前記リアクトル素子の出力端子に直列に接続された第１ダイオード素子を有し、
前記バイパス電流流路は、前記バイパス時に流れる電流の電流損失が、前記多段昇圧部を構成する複数の前記リアクトル素子および複数の前記第１ダイオード素子全体の電流損失よりも小さい第２ダイオード素子を備えたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項７】
請求項６記載のコンバータ装置において、
前記第２ダイオードは、少なくとも複数の直列接続された前記第１ダイオード素子よりも小さい順方向バイアス電圧を有することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項８】
直流電力を供給する発電電力供給装置と、
前記発電電力供給装置の出力側に接続された、請求項１乃至７のいずれかに記載のコンバータ装置と、
前記コンバータ装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、商用電力系統に連系して負荷及又は前記商用電力系統に電力を供給する系統連系インバータ装置と、
を備えたことを特徴とする系統連系システム。
【請求項９】
請求項８記載の系統連系システムにおいて、
前記発電電力供給装置は、複数のセルを有する太陽電池であることを特徴とする系統連系システム。
【請求項１０】
請求項８記載の系統連系システムにおいて、
前記発電電力供給装置は、発電を行い交流電力を供給する発電部と、
前記交流電力の整流を行って、直流電力を供給する整流部と、
を備えたことを特徴とする系統連系システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２００８−１４００３８（Ｐ２００８−１４００３８Ａ）
【公開日】平成２０年６月１９日（２００８．６．１９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−３２４５９８（Ｐ２００６−３２４５９８）
【出願日】平成１８年１１月３０日（２００６．１１．３０）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年６月１９日（２００８．６．１９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１１月３０日（２００６．１１．３０）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
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