スイッチングレギュレータ制御のための方法および装置
回路が、負荷素子の両端に結合し、ＤＣ信号によってエネルギーを与えられるための容量性素子と、負荷素子および容量性素子を通る電流の瞬間の合計をモニタするための第１の感知素子と、第１の感知素子を通る電流を制御するためのスイッチング素子と、スイッチング素子を通る電流を感知するためにスイッチング素子に結合された第２の感知素子と、スイッチング素子に結合されたエネルギー蓄積素子と、負荷素子への電流フローを可能にする単方向電流フロー素子と、スイッチング素子を制御するためのコンバータ回路とを含み、コンバータ回路が第１の感知素子の両端でモニタされた電流レベルに対して調整し、コンバータ調整ループが第１の感知素子によって感知された電流を平均するための主極を含む。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
当技術分野で知られているように、コンバータデバイスは調整されたＤＣ（直流）出力信号を供給して負荷にエネルギーを与えることができる。そのようなコンバータは広範な用途を有する。１つのそのような用途はＬＥＤ（発光ダイオード）にエネルギーを与えるためのものである。既知の構成では、コンデンサなどの負荷構成素子はフィードバック補償ループの安定性を妨げることがあるが、それはコンデンサが付加的な極および零点を導入することになるからである。特に、高電流用途では、これが、使用することができるコンデンサの大きさおよびタイプを制限し、それによって、回路のスイッチング応答を制限することがある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００２】
本発明は、調整ループと関係がない負荷電流フィルタ機能を有するコンバータ回路を提供する。この構成で、例えば、負荷コンデンサはループ安定性を妨げず、コンデンサの選択における柔軟性をより大きくできる。本発明は高電流ＬＥＤスタックを通る電流を調整するためにコンバータと共に主として示され説明されるが、本発明は一般に電流を調整することが望ましい負荷に適用可能であることが理解されよう。
【課題を解決するための手段】
【０００３】
本発明の一態様では、コンバータ回路は、スイッチング素子を通る電流についての電流情報を受け取るためのスイッチ電流端子と、負荷および出力容量を通る電流の合計についての電流情報を受け取るための出力電流端子とを含む。内部ループはスイッチ電流端子に結合されて、周期毎ベースでピークスイッチ電流によって平均インダクタ電流を制御し、外部ループは出力電流端子に結合されて、出力電流を基準電流と比較し、負荷によって必要とされるエネルギーの平均量を設定するために誤差信号を生成する。
【０００４】
本発明の別の態様では、回路はＬＥＤスタックと、ＬＥＤスタックの両端に結合されたコンデンサと、ＬＥＤスタックおよびコンデンサを通る電流の瞬間の合計を検出するためにＬＥＤスタックおよびコンデンサと直列に結合された第１の電流感知抵抗とを含む。回路は、ＬＥＤスタックおよびコンデンサに結合されたカソードをもつ阻止ダイオードと、阻止ダイオードのアノードに結合された第１の端部および入力電圧信号に結合された第２の端部をもつインダクタとをさらに含む。スイッチング素子はインダクタおよび阻止ダイオードアノードに結合され、スイッチング素子は第１の電流感知抵抗を通る電流を制御する。第２の電流感知抵抗はスイッチング素子、およびスイッチング素子を制御するためのコンバータ回路に結合され、コンバータは第１の電流感知抵抗の両端でモニタされた電流レベルに対して調整する。
【０００５】
回路は以下の機構、すなわち変調信号を受け取るための第６の端子、電流レベル選択信号を受け取るための第７の端子、ならびに第１および第２の端子に結合された外部ループと、第３および第４の端子に結合された内部ループのうちの１つまたは複数をさらに含むことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
本明細書に含まれる例示的実施形態は、添付図面と共になされる以下の詳細な説明からより完全に理解されるであろう。
図１は、ＬＥＤスタック１０４を駆動するコンバータ１０２を有する例示的な回路１００を示す。コンバータ１０２は電圧入力端子ＶＩＮへの入力電圧信号１０６を受け取り、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などのスイッチングデバイス１１０に結合された出力端子ＳＧでゲート駆動信号１０８を供給する。インダクタ１１４は電圧入力端子ＶＩＮとスイッチングデバイス１１０との間に結合され、電流制限感知抵抗（ＲＳＳ）１１２はスイッチングデバイス１１０と接地との間に結合される。ＬＥＤ電流感知抵抗（ＲＳＬ）１１５はＬＥＤスタック１０４と電圧入力端子ＶＩＮの間に結合される。負荷コンデンサ１１６はＬＥＤスタック１０４の両端に結合される。
【０００７】
図示の実施形態では、第１および第２のパルス幅変調（ＰＷＭ）入力ＰＷＭ０、ＰＷＭ１は、ＬＥＤ１０４用のＰＷＭ調光レベルを選択するための機構を与える。以下で十分に説明するように、第１および第２の電流選択入力ＩＳＥＴ０、ＩＳＥＴ１により電流レベルを選択することができる。他の実施形態では、多かれ少なかれ変調および／または電流レベル入力が特定用途の必要性を満たすために与えられる。
【０００８】
第１および第２のＬＥＤ電流入力端子ＬＮ、ＬＰはＬＥＤ電流感知抵抗（ＲＳＬ）１１５の両端に結合されてＬＥＤ電流情報をコンバータに与える。第１および第２のスイッチ電流入力端子ＳＰ、ＳＮは感知抵抗（ＲＳＳ）１１２の両端に結合されてスイッチ電流情報を与える。ＬＥＤ電圧入力端子ＶＡは、ＬＥＤ電圧情報を与えるために、第１および第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２を含む抵抗ネットワークを介してＬＥＤスタック１０４のアノードに結合される。これにより、出力電圧を５０Ｖなどの所定のレベルに制限することができる。
【０００９】
以下の表１は、図１のコンバータ１０２の例示的なピン配列構成を示す。
【００１０】
【表１】
【００１１】
例示的実施形態でバックブーストＤＣ−ＤＣコンバータと呼ばれることがあるコンバータ１０２は、例えば、直列に高パワーＬＥＤ１０４を駆動するために５０Ｖまでプログラマブル定電流出力を供給する。直列にＬＥＤ１０４を駆動することにより同一の電流および一様な輝度が保証される。自動車用途では、例えば、１Ａまでの電流で２個と１０個との間のＬＥＤを駆動する場合、最適性能が達成される。一実施形態では、一定周波数、電流モード制御構成を使用してＬＥＤ１０４を通る電流を調整する。
【００１２】
例示的実施形態では、ＬＥＤ１０４は例えば最大１Ａまで引き込むことがあるいわゆる高電流ＬＥＤである。そのようなＬＥＤは、車両ヘッドランプなどの様々な用途に使用することができる。高電流レベルで、従来のコンバータは不十分なスイッチング特性を与えることがある。既知の実施と異なり、本発明の実施形態は、負荷依存である複雑な補償ネットワークを必要としない。同等の応答時間をもつトポロジーがＰＷＭ調光で可能なことがあるが、そのようなトポロジーは出力コンデンサによって導入される出力負荷の極および零点を補償するのをユーザーに求める。
【００１３】
本発明は主にＬＥＤ用途に関連して説明されるが、本発明は任意のタイプの負荷に適用可能であることが理解されよう。さらに、例示的実施形態はＬＥＤスタックの両端に負荷コンデンサを示しているが、代替の実施形態は付加的なインピーダンス構成素子を含み、様々な回路構成を有することができることが理解されよう。さらに、例示的実施形態は電流を制御するためにパルス幅変調を示しているが、本発明の実施形態から逸脱することなく、周波数変調などの他の変調技法を使用することができることが理解されよう。いわゆる高パワーＬＥＤが１Ａ程度の電流定格を有するのを参照しているが、本発明は任意の電流定格を有する負荷に適用可能であることが理解されよう。高電流ＬＥＤは、電流定格が将来は増加するであろうという予想を伴って今日の基準を参照していることが理解されよう。本発明の実施形態は本発明から逸脱することなくこれらのデバイスに適用可能であることが考えられよう。
【００１４】
図１に関連して図２に示されるように、図示のスイッチモード電流調整構成では、負荷コンデンサ１１６は補償ループの安定性を妨げない。図示の回路１００は、コンデンサ１１６およびＬＥＤスタック１０４を一緒に接続するノード上の電流感知デバイス（ＲＳＬ）１１５の一方の端子と、電流リターンパスへの他方の電流感知デバイス端子とを有する。
【００１５】
この構成は、出力コンデンサ１１６のループ安定性への影響を取り除く。電流感知デバイス（ＲＳＬ）１１５は、スイッチング段１３０によって出力される電流に比例するフィルタ未処理のフィードバック信号を供給し、その平均は負荷電流に等しい。この構成で、出力負荷およびリップルフィルタコンデンサ１１６（およびコンデンサの等価直列抵抗（ＥＳＲ））はシステム安定性に影響がなく、したがって負荷抵抗およびフィルタ容量を設定する際にユーザーに大きい柔軟性を与える。
【００１６】
図示のように、スイッチング段１３０からの出力電流は矩形波であり、ＬＥＤスタック１０４を通る電流はある程度のリップルを有する。感知抵抗ＲＳＬを横切る電流は矩形波である。負荷コンデンサ１１６がＬＥＤスタック１０４の両端に結合されているので、周波数領域（ラプラス変換変数ｓ）における回路の開ループ応答は、Ｋ×ＲＳＬ×Ｇｍ[１／（ｓＣｃ）]であり、ここで、Ｋは定数であり、ＲＳＬは感知抵抗の抵抗値であり、ＣｃはコンデンサＣｃの容量であり、Ｇｍは増幅器１３５の相互コンダクタンスである。増幅器１３５は、感知抵抗ＲＳＬの両端の電圧Ｖｙに利得値Ｇｍを乗じたものに対応する電流誤差信号Ｉｅを出力する。コンデンサＣｃはフィードバックループの積分器段の容量を示し（以下の図３の外部ループ２５０およびＡＥ２５６を参照）、誤差電圧信号Ｖｅはスイッチング段１３０に供給される。
【００１７】
対照的に、図２Ａの構成に示されるように、負荷コンデンサがＬＥＤスタックと感知抵抗の両端に結合される場合、感知抵抗Ｒｓを通る電流は矩形波でなく、開ループ応答は、
Ｋ×Ｒｓ｛1/[１＋ｓ（Ｒｓ＋Ｒｌｅｄ）ＣＬ]}×Ｇｍ[１／（ｓＣｃ）]
である。分かるように、この構成では、負荷コンデンサＣＬが、図２の構成と比較して別の極を導入することによってループ応答を複雑にしている。
【００１８】
図２Ｂは図２の回路の代替の実施形態を示し、同様の参照番号は同様の素子を示す。この回路は、直列結合ＬＥＤスタック１０４と感知抵抗ＲＳＬ１１５の両端に結合された抵抗Ｒをさらに含む。感知抵抗の両端の電圧波形から高周波端部を除去するために、コンデンサＣｏｐｔが感知抵抗ＲＳＬの両端に結合される。抵抗Ｒは、余分な負荷をスイッチング段１３０からタップできることを示すためのものである。すなわち、感知抵抗ＲＳＬを通る電流はスイッチング素子の電流出力と等しくないことがある。
【００１９】
高出力ＬＥＤは、ＬＥＤの絶対最大電流定格に近い平均電流で作動することができる。当技術分野で知られているように、いくつかのＬＥＤの色度は平均電流の影響を受けやすい。本発明の方法および装置の実施形態により、ユーザーは、ループ安定性を妨げるのを心配することなく、負荷コンデンササイズおよびコストに対してＬＥＤ電流リップルを妥協させることができる。安定性への出力負荷の影響を最小にすると、主極によって設定されるＧＢＷ（利得帯域幅積）をより予測可能でしたがってより高くすることができ、それにより、電源外乱および他の不要な過渡状態に対してシステム応答をより速くすることができる。
【００２０】
図３は、図１のコンバータ１０２の例示的な実施を示し、同様の参照番号は同様の素子を示す。コンバータ１０２は、スイッチ感知抵抗（ＲＳＳ）１１２により測定されるインダクタ電流をスイッチ１１０によって制御するために、増幅器（ＡＳ）２０２、コンパレータ（ＡＣ）２０４、およびＲＳ双安定ラッチ２０８を含む内部ループ２００を含む。コンバータ１０２は、内部ループ２００に設定点基準を与えることによって平均ＬＥＤ電流を制御するために、増幅器（ＡＬ）２５２および積分誤差増幅器（ＡＥ）２５６を有する外部ループ２５０をさらに含む。
【００２１】
ＬＥＤ１０４の電流はＬＥＤ感知抵抗（ＲＳＬ）１１５によって測定され、電流レベル選択入力ＩＳＥＴ０、ＩＳＥＴ１への信号によって選択される基準電流と比較されて、誤差増幅器ＡＥ２５６の出力部で積分誤差信号が生成される。この誤差信号は、ＬＥＤによって必要とされるインダクタ１１４からのエネルギーの平均量を設定する。ＬＥＤに移送された平均インダクタエネルギーは、内部制御ループ２００によって決定されるような平均インダクタ電流によって定められる。
【００２２】
例示的実施形態では、ＬＥＤ電流は、ＬＥＤ感知抵抗（ＲＳＬ）１１５、ＬＥＤ電流閾値電圧ＶＩＤＬ、ならびに表２で以下に記載されるような電流選択論理入力ＩＳＥＴ０およびＩＳＥＴ１の組合せによって決定される。
【００２３】
【表２】
【００２４】
この選択がＬＥＤ電流のビニングを可能にし、モジュール間の色合せが行われる。
内部ループ２００は、周期毎ベースでピークスイッチ電流を制御することによって平均インダクタ電流を確立する。ピーク電流と平均電流との関係がデューティサイクルに応じて非線形になるので、ピークスイッチ電流の基準レベルが勾配発生器２８０によって変更され、それによりデューティサイクルが増加するときわずかな量だけピークスイッチ電流測定値が減少する。勾配発生器２８０の補正は固定周波数電流制御構成に固有の不安定性も除去する。
【００２５】
一般に、制御ループ２００、２５０は以下のように働き、電流感知抵抗ＲＳＳによって感知されたスイッチ１１０の電流はＬＥＤ電流誤差信号と比較される。ＬＥＤ電流が増加するとき、誤差増幅器（ＡＥ）２５６の出力は減少し、ピークスイッチ電流、したがってＬＥＤ１０４に供給される電流が減少することになる。ＬＥＤ電流が減少するとき、誤差増幅器（ＡＥ）２５６の出力は増加し、ピークスイッチ電流が増加し、したがってＬＥＤに供給される電流が増加することになる。
【００２６】
条件によっては、特にＬＥＤ電流が比較的低い値に設定されている場合、インダクタ１１４で必要とされるエネルギーが、各サイクルの一部の間インダクタ電流を零まで落とす原因になることがある。これは不連続モード動作として知られており、ある低周波リップルをもたらすことになる。しかし、平均ＬＥＤ電流は零になるまで調整され続けることになる。不連続モードでは、インダクタ電流が零まで落ちるとき、外部ＭＯＳＦＥＴのドレインの電圧は、インダクタならびにスイッチおよびダイオードの容量によって形成される共振ＬＣ回路のためにリンギングを起こすことになる。このリンギングは低周波であり、有害ではない。
【００２７】
例示的実施形態では、主発振器の周波数は、ＯＳＣピンとＧＮＤピンとの間の単一の外部抵抗ＲＯＳＣ（ｋΩ）によって制御される。発振器周波数は概算でｆＯＳＣ＝２２００−（２０×ＲＯＳＣ）ｋＨｚである。ＯＳＣピンが開回路のままである場合、特定の一実施形態では、ＦＳＥＬがハイであるとき発振器周波数は約１ＭＨｚに、ＦＳＥＬがローであるとき約２５０ｋＨｚに設定されるであろう。
【００２８】
スイッチ電流は、スイッチ感知抵抗ＲＳＳおよびスイッチ感知増幅器（ＡＳ）２０２によって測定される。感知増幅器（ＡＳ）２０２の入力限界ＶＩＤＳおよび最大スイッチ電流ＩＳＭＡＸが、感知抵抗の最大値をＲＳＳ＝ＶＩＤＳ ＩＳＭＡＸと定める。これがスイッチ（およびインダクタ）電流の最大測定可能値を定める。ピークスイッチ電流は、必要とされる負荷条件に応じて、制御回路によって設定されたこれよりも常に少なくなるはずである。
【００２９】
ＬＥＤ輝度は電流によって決定されるが、パルス幅変調信号で電流をスイッチングすることによって輝度を制御するのがよりよいことがある。これにより、ＬＥＤの色にほとんど影響せずにＬＥＤ輝度を設定することができる。一実施形態では、４つの別々の輝度レベルが内部ＰＷＭ発生器によって与えられ、ＰＷＭ０およびＰＷＭ１入力の論理レベルによって選択される。輝度レベルのうちの３つは輝度ビニングを与えるが、第３のレベルはより低く、白やけのレベルを与える。例示的なＰＷＭ輝度構成が以下の表３に示される。
【００３０】
【表３】
【００３１】
内部ＰＷＭ信号の周波数は主発振器周波数およびＦＳＥＬ入力の論理レベルによって、
ＦＳＥＬ＝１のとき、ｆＰＷＭ＝ｆｏｓｃ／４０９６
ＦＳＥＬ＝０のとき、ｆＰＷＭ＝ｆｏｓｃ／１０２４
のように決定される。輝度レベルはＥＮ入力に加えられるＰＷＭ信号によって制御することもできる。この信号の周波数は、スリープモードに入らないように等価内部ＰＷＭ周波数の半分よりも大きくするべきである。
【００３２】
外部構成素子はＬＥＤ駆動部の好結果の適用を達成するように選択されるべきである。インダクタ１１４、スイッチングＭＯＳＦＥＴ１１０、および出力コンデンサ１１６が例示的実施形態では主要素子であるが、整流ダイオードおよび感知抵抗ＲＳＳ、ＲＳＬの仕様も考慮されるべきである。一実施形態では、構成素子選択の出発点は、最大ＬＥＤ電流、ＬＥＤ１０４両端間の電圧、および入力動作電圧範囲を定めることである。これにより、次に、最悪条件下での平均インダクタ１１４電流を計算することができる。次に、インダクタ１１４値が許容可能なインダクタリップル電流に基づいて選択される。次に、リップル電流の量が最悪条件下での最大インダクタ電流を決定することになる。この電流から、スイッチ電流感知抵抗ＲＳＳを計算することができる。
【００３３】
スイッチ電流感知抵抗ＲＳＳを選択する場合、スイッチ電流の絶対値も測定の精度も重要でないが、それは、調整器が閉ループ内でスイッチ電流を連続的に調整して出力に十分なエネルギーを供給することになるからである。最大精度のために、スイッチ感知抵抗ＲＳＳ値は感知増幅器（ＡＳ）２０２によって認識される差動信号を最大にするように選ばれるべきである。したがって、感知増幅器の入力限界ＶＩＤＳおよび最大スイッチ電流ＩＳＭＡＸが感知抵抗の最大値をＲＳＳ＝ＶＩＤＳ／ＩＳＭＡＸと定め、ここで、ＩＳＭＡＸは最大スイッチ電流であり、最大インダクタ電流ＩＬＰＫより上に設定されるべきである。これはスイッチ（およびインダクタ）電流の最大測定可能値を表わすが、ピークスイッチ電流は、必要とされる負荷条件に応じて、制御回路によって設定されたこれよりも少なくなるはずである。
【００３４】
スイッチ電流制御が閉ループ内にあるので、感知抵抗ＲＳＳの値を低減してその電力消散を低減することが可能である。しかし、これは、調整されるＬＥＤ電流の精度を低減することになる。
【００３５】
例示的実施形態では、論理レベルｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴがＤＣ−ＤＣコンバータ用のスイッチ１１０として使用される。使用されるコンバータトポロジーは正の電源を基準としたバックブーストである。これは、ＭＯＳＦＥＴ１１０のドレインの電圧がＬＥＤ電圧と電源電圧の和に等しい電圧に達することを意味する。負荷遮断条件下では、９０Ｖまでがこのノード上に存在することがある。したがって、外部ＭＯＳＦＥＴ１１０は１００Ｖを超えて定格されるべきである。ピークスイッチ電流は最大インダクタ電流ＩＬＰＫによって定められるが、ほとんどの場合、ＭＯＳＦＥＴ１１０は低いオン抵抗を選択することによって選ばれることになり、それは、通常、必要とされるピーク電流の数倍の電流定格をもたらす。コストの最小化に加えて、ＭＯＳＦＥＴ１１０の選択はオン抵抗と全ゲート電荷の両方を考慮するべきである。全ゲート電荷は、内部調整器から要求される平均電流、したがって電力消散を決定することになる。
【００３６】
出力コンデンサ１１６を選択するとき、様々な留意点がある。コンデンサ値は最大リップル電圧によって制限される。使用された例示的スイッチングトポロジーでは、スイッチ１１０が活性であるとき出力コンデンサ１１６はＬＥＤ電流を供給する。次に、インダクタ１１４がエネルギーを出力部に送るごとに、コンデンサ１１６は充電される。出力コンデンサ１１６のリップル電流はピークインダクタ電流と等しいことになる。図示の実施形態の出力コンデンサ１１０の値は一般に約１０μＦであり、それは直列出力ＬＥＤ１０４によって定められた最大電圧より上に定格されるべきである。
【００３７】
一般に、ＬＥＤ１０４の最大電流定格の近く、例えば８０％で作動する場合、リップル電流はスタックのＬＥＤの定格電流レベルを超えないように最小にされるべきである。負荷コンデンサ１１６がなければ、回路が最初にエネルギーを与えられるとき、ＬＥＤ１０４は定格値をかなり上回る純粋な矩形波を経験することがある。負荷コンデンサ１１６はピークを最小にするために電流をフィルタ処理するが、電流検出部ＲＳＬはフィルタ処理されていない矩形波を経験し、その結果、フィルタ処理が電流調整ループから切り離される。したがって、コンデンサ１１６は前述の調整構成を考慮していない。
【００３８】
前述のように、コンバータは始動の間でさえ電流を制限しており、コンデンサ１１６が充電するのを待つ必要はない。既知の構成では、ＬＥＤ１０４は、電流がＬＥＤスタック１０４を通って流れるまでインダクタ１１４によって生成され得る最大電流を経験することがある。図示の実施形態は回路開始の間の電流スパイクを避ける。
【００３９】
本発明のコンバータは様々な用途で使用することができる。例えば、このコンバータは、高電流（例えば１Ａ程度の）ＬＥＤのスタック（例えば２個から１０個まで）にエネルギーを与えることができる。様々な電流定格を有するいかなる実用的な数のＬＥＤも使用することができることが理解されよう。本実施形態は、デューティサイクルの制御によってＬＥＤの輝度を設定するためにＰＷＭまたは他の変調技法を使用している。すなわち、ＰＷＭは、単に電流を「小さくする」代わりに、正しい色を生成するための電流レベルをダイオードに与える。例えば、ＰＷＭで、９０％の所望のデューティサイクルをもつ２００Ｈｚの周波数（５ミリ秒周期）は、好ましくは矩形波形で、４．５ミリ秒のオン時間および０．５ミリ秒のオフ時間をもたらす。
【００４０】
本発明のコンバータの実施形態はコンデンサのいくつかの制限を克服している。電解コンデンサは、かなりの等価直列抵抗（ＥＳＲ）成分に起因するリップル電流を扱う能力が限定される。電解コンデンサへのスイッチング電流は受け入れがたい加熱をもたらすことがある。１Ａ ＬＥＤなどの高電流用途では、これが従来の実施では電解コンデンサの使用を制限することがある。セラミックコンデンサは電解コンデンサよりも加熱が少ないためにリップル電流を良好に扱うことができるが、セラミックコンデンサは限定された容量値で、すなわち１０μＦの程度で利用可能である。本発明のコンバータは、従来の実施で必要とされるこのコンデンサリップル電流交換条件を除去している。
【００４１】
本発明の例示的実施形態を説明したが、それらの概念を組み込む他の実施形態を使用することもできることが今では当業者には明らかになるであろう。本明細書に含まれる実施形態は、開示された実施形態に限定されるべきでなく、むしろ添付の特許請求の範囲の趣旨および範囲によってのみ限定されるべきである。本明細書に引用された出版物および参考文献はすべて参照によりその全体が本明細書に明確に組み込まれる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の例示的実施形態によるコンバータを有する例示的回路のブロック図である。
【図２】例示的実施形態による開ループ応答を有する回路のブロック図である。
【図２Ａ】図２の回路よりもさらに複雑な開ループ応答を有する回路を示すブロック図である。
【図２Ｂ】図２の回路の代替の実施形態のブロック図である。
【図３】図１のコンバータの例示的な実施を示すブロック図である。
【背景技術】
【０００１】
当技術分野で知られているように、コンバータデバイスは調整されたＤＣ（直流）出力信号を供給して負荷にエネルギーを与えることができる。そのようなコンバータは広範な用途を有する。１つのそのような用途はＬＥＤ（発光ダイオード）にエネルギーを与えるためのものである。既知の構成では、コンデンサなどの負荷構成素子はフィードバック補償ループの安定性を妨げることがあるが、それはコンデンサが付加的な極および零点を導入することになるからである。特に、高電流用途では、これが、使用することができるコンデンサの大きさおよびタイプを制限し、それによって、回路のスイッチング応答を制限することがある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００２】
本発明は、調整ループと関係がない負荷電流フィルタ機能を有するコンバータ回路を提供する。この構成で、例えば、負荷コンデンサはループ安定性を妨げず、コンデンサの選択における柔軟性をより大きくできる。本発明は高電流ＬＥＤスタックを通る電流を調整するためにコンバータと共に主として示され説明されるが、本発明は一般に電流を調整することが望ましい負荷に適用可能であることが理解されよう。
【課題を解決するための手段】
【０００３】
本発明の一態様では、コンバータ回路は、スイッチング素子を通る電流についての電流情報を受け取るためのスイッチ電流端子と、負荷および出力容量を通る電流の合計についての電流情報を受け取るための出力電流端子とを含む。内部ループはスイッチ電流端子に結合されて、周期毎ベースでピークスイッチ電流によって平均インダクタ電流を制御し、外部ループは出力電流端子に結合されて、出力電流を基準電流と比較し、負荷によって必要とされるエネルギーの平均量を設定するために誤差信号を生成する。
【０００４】
本発明の別の態様では、回路はＬＥＤスタックと、ＬＥＤスタックの両端に結合されたコンデンサと、ＬＥＤスタックおよびコンデンサを通る電流の瞬間の合計を検出するためにＬＥＤスタックおよびコンデンサと直列に結合された第１の電流感知抵抗とを含む。回路は、ＬＥＤスタックおよびコンデンサに結合されたカソードをもつ阻止ダイオードと、阻止ダイオードのアノードに結合された第１の端部および入力電圧信号に結合された第２の端部をもつインダクタとをさらに含む。スイッチング素子はインダクタおよび阻止ダイオードアノードに結合され、スイッチング素子は第１の電流感知抵抗を通る電流を制御する。第２の電流感知抵抗はスイッチング素子、およびスイッチング素子を制御するためのコンバータ回路に結合され、コンバータは第１の電流感知抵抗の両端でモニタされた電流レベルに対して調整する。
【０００５】
回路は以下の機構、すなわち変調信号を受け取るための第６の端子、電流レベル選択信号を受け取るための第７の端子、ならびに第１および第２の端子に結合された外部ループと、第３および第４の端子に結合された内部ループのうちの１つまたは複数をさらに含むことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
本明細書に含まれる例示的実施形態は、添付図面と共になされる以下の詳細な説明からより完全に理解されるであろう。
図１は、ＬＥＤスタック１０４を駆動するコンバータ１０２を有する例示的な回路１００を示す。コンバータ１０２は電圧入力端子ＶＩＮへの入力電圧信号１０６を受け取り、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などのスイッチングデバイス１１０に結合された出力端子ＳＧでゲート駆動信号１０８を供給する。インダクタ１１４は電圧入力端子ＶＩＮとスイッチングデバイス１１０との間に結合され、電流制限感知抵抗（ＲＳＳ）１１２はスイッチングデバイス１１０と接地との間に結合される。ＬＥＤ電流感知抵抗（ＲＳＬ）１１５はＬＥＤスタック１０４と電圧入力端子ＶＩＮの間に結合される。負荷コンデンサ１１６はＬＥＤスタック１０４の両端に結合される。
【０００７】
図示の実施形態では、第１および第２のパルス幅変調（ＰＷＭ）入力ＰＷＭ０、ＰＷＭ１は、ＬＥＤ１０４用のＰＷＭ調光レベルを選択するための機構を与える。以下で十分に説明するように、第１および第２の電流選択入力ＩＳＥＴ０、ＩＳＥＴ１により電流レベルを選択することができる。他の実施形態では、多かれ少なかれ変調および／または電流レベル入力が特定用途の必要性を満たすために与えられる。
【０００８】
第１および第２のＬＥＤ電流入力端子ＬＮ、ＬＰはＬＥＤ電流感知抵抗（ＲＳＬ）１１５の両端に結合されてＬＥＤ電流情報をコンバータに与える。第１および第２のスイッチ電流入力端子ＳＰ、ＳＮは感知抵抗（ＲＳＳ）１１２の両端に結合されてスイッチ電流情報を与える。ＬＥＤ電圧入力端子ＶＡは、ＬＥＤ電圧情報を与えるために、第１および第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２を含む抵抗ネットワークを介してＬＥＤスタック１０４のアノードに結合される。これにより、出力電圧を５０Ｖなどの所定のレベルに制限することができる。
【０００９】
以下の表１は、図１のコンバータ１０２の例示的なピン配列構成を示す。
【００１０】
【表１】
【００１１】
例示的実施形態でバックブーストＤＣ−ＤＣコンバータと呼ばれることがあるコンバータ１０２は、例えば、直列に高パワーＬＥＤ１０４を駆動するために５０Ｖまでプログラマブル定電流出力を供給する。直列にＬＥＤ１０４を駆動することにより同一の電流および一様な輝度が保証される。自動車用途では、例えば、１Ａまでの電流で２個と１０個との間のＬＥＤを駆動する場合、最適性能が達成される。一実施形態では、一定周波数、電流モード制御構成を使用してＬＥＤ１０４を通る電流を調整する。
【００１２】
例示的実施形態では、ＬＥＤ１０４は例えば最大１Ａまで引き込むことがあるいわゆる高電流ＬＥＤである。そのようなＬＥＤは、車両ヘッドランプなどの様々な用途に使用することができる。高電流レベルで、従来のコンバータは不十分なスイッチング特性を与えることがある。既知の実施と異なり、本発明の実施形態は、負荷依存である複雑な補償ネットワークを必要としない。同等の応答時間をもつトポロジーがＰＷＭ調光で可能なことがあるが、そのようなトポロジーは出力コンデンサによって導入される出力負荷の極および零点を補償するのをユーザーに求める。
【００１３】
本発明は主にＬＥＤ用途に関連して説明されるが、本発明は任意のタイプの負荷に適用可能であることが理解されよう。さらに、例示的実施形態はＬＥＤスタックの両端に負荷コンデンサを示しているが、代替の実施形態は付加的なインピーダンス構成素子を含み、様々な回路構成を有することができることが理解されよう。さらに、例示的実施形態は電流を制御するためにパルス幅変調を示しているが、本発明の実施形態から逸脱することなく、周波数変調などの他の変調技法を使用することができることが理解されよう。いわゆる高パワーＬＥＤが１Ａ程度の電流定格を有するのを参照しているが、本発明は任意の電流定格を有する負荷に適用可能であることが理解されよう。高電流ＬＥＤは、電流定格が将来は増加するであろうという予想を伴って今日の基準を参照していることが理解されよう。本発明の実施形態は本発明から逸脱することなくこれらのデバイスに適用可能であることが考えられよう。
【００１４】
図１に関連して図２に示されるように、図示のスイッチモード電流調整構成では、負荷コンデンサ１１６は補償ループの安定性を妨げない。図示の回路１００は、コンデンサ１１６およびＬＥＤスタック１０４を一緒に接続するノード上の電流感知デバイス（ＲＳＬ）１１５の一方の端子と、電流リターンパスへの他方の電流感知デバイス端子とを有する。
【００１５】
この構成は、出力コンデンサ１１６のループ安定性への影響を取り除く。電流感知デバイス（ＲＳＬ）１１５は、スイッチング段１３０によって出力される電流に比例するフィルタ未処理のフィードバック信号を供給し、その平均は負荷電流に等しい。この構成で、出力負荷およびリップルフィルタコンデンサ１１６（およびコンデンサの等価直列抵抗（ＥＳＲ））はシステム安定性に影響がなく、したがって負荷抵抗およびフィルタ容量を設定する際にユーザーに大きい柔軟性を与える。
【００１６】
図示のように、スイッチング段１３０からの出力電流は矩形波であり、ＬＥＤスタック１０４を通る電流はある程度のリップルを有する。感知抵抗ＲＳＬを横切る電流は矩形波である。負荷コンデンサ１１６がＬＥＤスタック１０４の両端に結合されているので、周波数領域（ラプラス変換変数ｓ）における回路の開ループ応答は、Ｋ×ＲＳＬ×Ｇｍ[１／（ｓＣｃ）]であり、ここで、Ｋは定数であり、ＲＳＬは感知抵抗の抵抗値であり、ＣｃはコンデンサＣｃの容量であり、Ｇｍは増幅器１３５の相互コンダクタンスである。増幅器１３５は、感知抵抗ＲＳＬの両端の電圧Ｖｙに利得値Ｇｍを乗じたものに対応する電流誤差信号Ｉｅを出力する。コンデンサＣｃはフィードバックループの積分器段の容量を示し（以下の図３の外部ループ２５０およびＡＥ２５６を参照）、誤差電圧信号Ｖｅはスイッチング段１３０に供給される。
【００１７】
対照的に、図２Ａの構成に示されるように、負荷コンデンサがＬＥＤスタックと感知抵抗の両端に結合される場合、感知抵抗Ｒｓを通る電流は矩形波でなく、開ループ応答は、
Ｋ×Ｒｓ｛1/[１＋ｓ（Ｒｓ＋Ｒｌｅｄ）ＣＬ]}×Ｇｍ[１／（ｓＣｃ）]
である。分かるように、この構成では、負荷コンデンサＣＬが、図２の構成と比較して別の極を導入することによってループ応答を複雑にしている。
【００１８】
図２Ｂは図２の回路の代替の実施形態を示し、同様の参照番号は同様の素子を示す。この回路は、直列結合ＬＥＤスタック１０４と感知抵抗ＲＳＬ１１５の両端に結合された抵抗Ｒをさらに含む。感知抵抗の両端の電圧波形から高周波端部を除去するために、コンデンサＣｏｐｔが感知抵抗ＲＳＬの両端に結合される。抵抗Ｒは、余分な負荷をスイッチング段１３０からタップできることを示すためのものである。すなわち、感知抵抗ＲＳＬを通る電流はスイッチング素子の電流出力と等しくないことがある。
【００１９】
高出力ＬＥＤは、ＬＥＤの絶対最大電流定格に近い平均電流で作動することができる。当技術分野で知られているように、いくつかのＬＥＤの色度は平均電流の影響を受けやすい。本発明の方法および装置の実施形態により、ユーザーは、ループ安定性を妨げるのを心配することなく、負荷コンデンササイズおよびコストに対してＬＥＤ電流リップルを妥協させることができる。安定性への出力負荷の影響を最小にすると、主極によって設定されるＧＢＷ（利得帯域幅積）をより予測可能でしたがってより高くすることができ、それにより、電源外乱および他の不要な過渡状態に対してシステム応答をより速くすることができる。
【００２０】
図３は、図１のコンバータ１０２の例示的な実施を示し、同様の参照番号は同様の素子を示す。コンバータ１０２は、スイッチ感知抵抗（ＲＳＳ）１１２により測定されるインダクタ電流をスイッチ１１０によって制御するために、増幅器（ＡＳ）２０２、コンパレータ（ＡＣ）２０４、およびＲＳ双安定ラッチ２０８を含む内部ループ２００を含む。コンバータ１０２は、内部ループ２００に設定点基準を与えることによって平均ＬＥＤ電流を制御するために、増幅器（ＡＬ）２５２および積分誤差増幅器（ＡＥ）２５６を有する外部ループ２５０をさらに含む。
【００２１】
ＬＥＤ１０４の電流はＬＥＤ感知抵抗（ＲＳＬ）１１５によって測定され、電流レベル選択入力ＩＳＥＴ０、ＩＳＥＴ１への信号によって選択される基準電流と比較されて、誤差増幅器ＡＥ２５６の出力部で積分誤差信号が生成される。この誤差信号は、ＬＥＤによって必要とされるインダクタ１１４からのエネルギーの平均量を設定する。ＬＥＤに移送された平均インダクタエネルギーは、内部制御ループ２００によって決定されるような平均インダクタ電流によって定められる。
【００２２】
例示的実施形態では、ＬＥＤ電流は、ＬＥＤ感知抵抗（ＲＳＬ）１１５、ＬＥＤ電流閾値電圧ＶＩＤＬ、ならびに表２で以下に記載されるような電流選択論理入力ＩＳＥＴ０およびＩＳＥＴ１の組合せによって決定される。
【００２３】
【表２】
【００２４】
この選択がＬＥＤ電流のビニングを可能にし、モジュール間の色合せが行われる。
内部ループ２００は、周期毎ベースでピークスイッチ電流を制御することによって平均インダクタ電流を確立する。ピーク電流と平均電流との関係がデューティサイクルに応じて非線形になるので、ピークスイッチ電流の基準レベルが勾配発生器２８０によって変更され、それによりデューティサイクルが増加するときわずかな量だけピークスイッチ電流測定値が減少する。勾配発生器２８０の補正は固定周波数電流制御構成に固有の不安定性も除去する。
【００２５】
一般に、制御ループ２００、２５０は以下のように働き、電流感知抵抗ＲＳＳによって感知されたスイッチ１１０の電流はＬＥＤ電流誤差信号と比較される。ＬＥＤ電流が増加するとき、誤差増幅器（ＡＥ）２５６の出力は減少し、ピークスイッチ電流、したがってＬＥＤ１０４に供給される電流が減少することになる。ＬＥＤ電流が減少するとき、誤差増幅器（ＡＥ）２５６の出力は増加し、ピークスイッチ電流が増加し、したがってＬＥＤに供給される電流が増加することになる。
【００２６】
条件によっては、特にＬＥＤ電流が比較的低い値に設定されている場合、インダクタ１１４で必要とされるエネルギーが、各サイクルの一部の間インダクタ電流を零まで落とす原因になることがある。これは不連続モード動作として知られており、ある低周波リップルをもたらすことになる。しかし、平均ＬＥＤ電流は零になるまで調整され続けることになる。不連続モードでは、インダクタ電流が零まで落ちるとき、外部ＭＯＳＦＥＴのドレインの電圧は、インダクタならびにスイッチおよびダイオードの容量によって形成される共振ＬＣ回路のためにリンギングを起こすことになる。このリンギングは低周波であり、有害ではない。
【００２７】
例示的実施形態では、主発振器の周波数は、ＯＳＣピンとＧＮＤピンとの間の単一の外部抵抗ＲＯＳＣ（ｋΩ）によって制御される。発振器周波数は概算でｆＯＳＣ＝２２００−（２０×ＲＯＳＣ）ｋＨｚである。ＯＳＣピンが開回路のままである場合、特定の一実施形態では、ＦＳＥＬがハイであるとき発振器周波数は約１ＭＨｚに、ＦＳＥＬがローであるとき約２５０ｋＨｚに設定されるであろう。
【００２８】
スイッチ電流は、スイッチ感知抵抗ＲＳＳおよびスイッチ感知増幅器（ＡＳ）２０２によって測定される。感知増幅器（ＡＳ）２０２の入力限界ＶＩＤＳおよび最大スイッチ電流ＩＳＭＡＸが、感知抵抗の最大値をＲＳＳ＝ＶＩＤＳ ＩＳＭＡＸと定める。これがスイッチ（およびインダクタ）電流の最大測定可能値を定める。ピークスイッチ電流は、必要とされる負荷条件に応じて、制御回路によって設定されたこれよりも常に少なくなるはずである。
【００２９】
ＬＥＤ輝度は電流によって決定されるが、パルス幅変調信号で電流をスイッチングすることによって輝度を制御するのがよりよいことがある。これにより、ＬＥＤの色にほとんど影響せずにＬＥＤ輝度を設定することができる。一実施形態では、４つの別々の輝度レベルが内部ＰＷＭ発生器によって与えられ、ＰＷＭ０およびＰＷＭ１入力の論理レベルによって選択される。輝度レベルのうちの３つは輝度ビニングを与えるが、第３のレベルはより低く、白やけのレベルを与える。例示的なＰＷＭ輝度構成が以下の表３に示される。
【００３０】
【表３】
【００３１】
内部ＰＷＭ信号の周波数は主発振器周波数およびＦＳＥＬ入力の論理レベルによって、
ＦＳＥＬ＝１のとき、ｆＰＷＭ＝ｆｏｓｃ／４０９６
ＦＳＥＬ＝０のとき、ｆＰＷＭ＝ｆｏｓｃ／１０２４
のように決定される。輝度レベルはＥＮ入力に加えられるＰＷＭ信号によって制御することもできる。この信号の周波数は、スリープモードに入らないように等価内部ＰＷＭ周波数の半分よりも大きくするべきである。
【００３２】
外部構成素子はＬＥＤ駆動部の好結果の適用を達成するように選択されるべきである。インダクタ１１４、スイッチングＭＯＳＦＥＴ１１０、および出力コンデンサ１１６が例示的実施形態では主要素子であるが、整流ダイオードおよび感知抵抗ＲＳＳ、ＲＳＬの仕様も考慮されるべきである。一実施形態では、構成素子選択の出発点は、最大ＬＥＤ電流、ＬＥＤ１０４両端間の電圧、および入力動作電圧範囲を定めることである。これにより、次に、最悪条件下での平均インダクタ１１４電流を計算することができる。次に、インダクタ１１４値が許容可能なインダクタリップル電流に基づいて選択される。次に、リップル電流の量が最悪条件下での最大インダクタ電流を決定することになる。この電流から、スイッチ電流感知抵抗ＲＳＳを計算することができる。
【００３３】
スイッチ電流感知抵抗ＲＳＳを選択する場合、スイッチ電流の絶対値も測定の精度も重要でないが、それは、調整器が閉ループ内でスイッチ電流を連続的に調整して出力に十分なエネルギーを供給することになるからである。最大精度のために、スイッチ感知抵抗ＲＳＳ値は感知増幅器（ＡＳ）２０２によって認識される差動信号を最大にするように選ばれるべきである。したがって、感知増幅器の入力限界ＶＩＤＳおよび最大スイッチ電流ＩＳＭＡＸが感知抵抗の最大値をＲＳＳ＝ＶＩＤＳ／ＩＳＭＡＸと定め、ここで、ＩＳＭＡＸは最大スイッチ電流であり、最大インダクタ電流ＩＬＰＫより上に設定されるべきである。これはスイッチ（およびインダクタ）電流の最大測定可能値を表わすが、ピークスイッチ電流は、必要とされる負荷条件に応じて、制御回路によって設定されたこれよりも少なくなるはずである。
【００３４】
スイッチ電流制御が閉ループ内にあるので、感知抵抗ＲＳＳの値を低減してその電力消散を低減することが可能である。しかし、これは、調整されるＬＥＤ電流の精度を低減することになる。
【００３５】
例示的実施形態では、論理レベルｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴがＤＣ−ＤＣコンバータ用のスイッチ１１０として使用される。使用されるコンバータトポロジーは正の電源を基準としたバックブーストである。これは、ＭＯＳＦＥＴ１１０のドレインの電圧がＬＥＤ電圧と電源電圧の和に等しい電圧に達することを意味する。負荷遮断条件下では、９０Ｖまでがこのノード上に存在することがある。したがって、外部ＭＯＳＦＥＴ１１０は１００Ｖを超えて定格されるべきである。ピークスイッチ電流は最大インダクタ電流ＩＬＰＫによって定められるが、ほとんどの場合、ＭＯＳＦＥＴ１１０は低いオン抵抗を選択することによって選ばれることになり、それは、通常、必要とされるピーク電流の数倍の電流定格をもたらす。コストの最小化に加えて、ＭＯＳＦＥＴ１１０の選択はオン抵抗と全ゲート電荷の両方を考慮するべきである。全ゲート電荷は、内部調整器から要求される平均電流、したがって電力消散を決定することになる。
【００３６】
出力コンデンサ１１６を選択するとき、様々な留意点がある。コンデンサ値は最大リップル電圧によって制限される。使用された例示的スイッチングトポロジーでは、スイッチ１１０が活性であるとき出力コンデンサ１１６はＬＥＤ電流を供給する。次に、インダクタ１１４がエネルギーを出力部に送るごとに、コンデンサ１１６は充電される。出力コンデンサ１１６のリップル電流はピークインダクタ電流と等しいことになる。図示の実施形態の出力コンデンサ１１０の値は一般に約１０μＦであり、それは直列出力ＬＥＤ１０４によって定められた最大電圧より上に定格されるべきである。
【００３７】
一般に、ＬＥＤ１０４の最大電流定格の近く、例えば８０％で作動する場合、リップル電流はスタックのＬＥＤの定格電流レベルを超えないように最小にされるべきである。負荷コンデンサ１１６がなければ、回路が最初にエネルギーを与えられるとき、ＬＥＤ１０４は定格値をかなり上回る純粋な矩形波を経験することがある。負荷コンデンサ１１６はピークを最小にするために電流をフィルタ処理するが、電流検出部ＲＳＬはフィルタ処理されていない矩形波を経験し、その結果、フィルタ処理が電流調整ループから切り離される。したがって、コンデンサ１１６は前述の調整構成を考慮していない。
【００３８】
前述のように、コンバータは始動の間でさえ電流を制限しており、コンデンサ１１６が充電するのを待つ必要はない。既知の構成では、ＬＥＤ１０４は、電流がＬＥＤスタック１０４を通って流れるまでインダクタ１１４によって生成され得る最大電流を経験することがある。図示の実施形態は回路開始の間の電流スパイクを避ける。
【００３９】
本発明のコンバータは様々な用途で使用することができる。例えば、このコンバータは、高電流（例えば１Ａ程度の）ＬＥＤのスタック（例えば２個から１０個まで）にエネルギーを与えることができる。様々な電流定格を有するいかなる実用的な数のＬＥＤも使用することができることが理解されよう。本実施形態は、デューティサイクルの制御によってＬＥＤの輝度を設定するためにＰＷＭまたは他の変調技法を使用している。すなわち、ＰＷＭは、単に電流を「小さくする」代わりに、正しい色を生成するための電流レベルをダイオードに与える。例えば、ＰＷＭで、９０％の所望のデューティサイクルをもつ２００Ｈｚの周波数（５ミリ秒周期）は、好ましくは矩形波形で、４．５ミリ秒のオン時間および０．５ミリ秒のオフ時間をもたらす。
【００４０】
本発明のコンバータの実施形態はコンデンサのいくつかの制限を克服している。電解コンデンサは、かなりの等価直列抵抗（ＥＳＲ）成分に起因するリップル電流を扱う能力が限定される。電解コンデンサへのスイッチング電流は受け入れがたい加熱をもたらすことがある。１Ａ ＬＥＤなどの高電流用途では、これが従来の実施では電解コンデンサの使用を制限することがある。セラミックコンデンサは電解コンデンサよりも加熱が少ないためにリップル電流を良好に扱うことができるが、セラミックコンデンサは限定された容量値で、すなわち１０μＦの程度で利用可能である。本発明のコンバータは、従来の実施で必要とされるこのコンデンサリップル電流交換条件を除去している。
【００４１】
本発明の例示的実施形態を説明したが、それらの概念を組み込む他の実施形態を使用することもできることが今では当業者には明らかになるであろう。本明細書に含まれる実施形態は、開示された実施形態に限定されるべきでなく、むしろ添付の特許請求の範囲の趣旨および範囲によってのみ限定されるべきである。本明細書に引用された出版物および参考文献はすべて参照によりその全体が本明細書に明確に組み込まれる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の例示的実施形態によるコンバータを有する例示的回路のブロック図である。
【図２】例示的実施形態による開ループ応答を有する回路のブロック図である。
【図２Ａ】図２の回路よりもさらに複雑な開ループ応答を有する回路を示すブロック図である。
【図２Ｂ】図２の回路の代替の実施形態のブロック図である。
【図３】図１のコンバータの例示的な実施を示すブロック図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷素子の両端に結合し、ＤＣ信号によってエネルギーを与えられるための容量性素子と、
前記負荷素子および前記容量性素子を通る電流の瞬間の合計をモニタするための第１の感知素子と、
前記第１の感知素子を通る電流を制御するためのスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を通る電流を感知するために前記スイッチング素子に結合された第２の感知素子と、
前記スイッチング素子に結合されたエネルギー蓄積素子と、
前記負荷素子への電流フローを可能にする単方向電流フロー素子と、
前記スイッチング素子を制御するためのコンバータ回路と
を備え、
前記コンバータ回路は前記第１の感知素子の両端でモニタされた電流レベルに対して調整し、コンバータ調整ループが前記第１の感知素子によって感知された前記電流を平均するための主極を含む、回路。
【請求項２】
前記負荷素子はＬＥＤスタックを含む、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記容量性素子は、前記容量性素子と直列に結合されたさらなるインピーダンス素子を含む、請求項１に記載の回路。
【請求項４】
前記単方向電流フロー素子はダイオードを含む、請求項１に記載の回路。
【請求項５】
前記エネルギー蓄積素子はインダクタを含む、請求項１に記載の回路。
【請求項６】
前記インダクタは、前記スイッチング素子に結合された第１の端部と、入力電圧信号に結合された第２の端部とを有する、請求項５に記載の回路。
【請求項７】
前記コンバータ回路は、前記第２の感知素子の両端に結合されたスイッチ電流端子を含む、請求項１に記載の回路。
【請求項８】
前記コンバータ回路は、周期毎ベースでピークスイッチ電流によって平均エネルギー蓄積素子電流を制御するために、前記スイッチ電流端子に結合された内部ループをさらに含む、請求項７に記載の回路。
【請求項９】
前記第１の感知素子によって検出された前記電流をフィルタ処理平均するために前記第１の感知素子と並列に結合された第２の容量性素子をさらに含む、請求項１に記載の回路。
【請求項１０】
ＬＥＤスタックと、
前記ＬＥＤスタックの両端に結合されたコンデンサと、
前記ＬＥＤスタックおよび前記コンデンサを通る電流の瞬間の合計を検出するために前記ＬＥＤスタックおよび前記コンデンサと直列に結合された第１の電流感知抵抗と、
アノードおよびカソードを有し、前記カソードが前記ＬＥＤスタックおよびコンデンサに結合される阻止ダイオードと、
第１の端部および第２の端部を有し、前記第１の端部が前記阻止ダイオードの前記アノードに結合され、前記第２の端部が入力電圧信号に結合されるインダクタと、
前記インダクタおよび阻止ダイオードアノードに結合され、前記第１の電流感知抵抗を通る前記電流を制御するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に結合された第２の電流感知抵抗と、
前記スイッチング素子を制御するためのコンバータ回路と
を備え、
前記コンバータは前記第１の電流感知抵抗の両端でモニタされた前記電流レベルを調整する、回路。
【請求項１１】
前記コンバータ回路は、
前記第１の電流感知抵抗の両端に結合された第１および第２の端子と、
前記第２の電流感知抵抗の両端に結合された第３および第４の端子と、
前記ＬＥＤスタックへの電流を制御するための前記スイッチング素子に結合された第５の端子と
を含む、請求項１０に記載の回路。
【請求項１２】
変調信号を受け取るための第６の端子をさらに含む、請求項１１に記載の回路。
【請求項１３】
電流レベル選択信号を受け取るための第８の端子をさらに含む、請求項１２に記載の回路。
【請求項１４】
前記第１および第２端子に結合された外部ループと、前記第３および第４の端子に結合された内部ループとをさらに含む、請求項１１に記載の回路。
【請求項１５】
負荷を設けるステップと、
前記負荷の両端にインピーダンス素子を結合するステップと、
前記負荷および前記インピーダンス素子を通る電流の瞬間の合計をモニタするために第１の感知素子を前記負荷に結合するステップと、
前記第１の感知素子を通る電流を制御するためのスイッチング素子を設けるステップと、
前記スイッチング素子を通る電流を感知するために第２の感知素子を前記スイッチング素子に結合するステップと、
前記負荷への電流フローを可能にするために単方向電流フロー素子を前記スイッチング素子に結合するステップと、
前記スイッチング素子を制御するためにコンバータ回路をスイッチング素子に結合するステップと、
エネルギー蓄積素子をスイッチング素子に結合するステップと、
を含む方法。
【請求項１６】
前記コンバータ調整ループは、前記第１の素子によって感知された前記電流を平均するための主極を含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記コンバータ回路は、周期毎ベースでピークスイッチ電流によって平均インダクタ電流を制御するために、前記スイッチ電流端子に結合された内部ループをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
前記第１の感知素子によって検出された前記電流をフィルタ処理平均するために前記第１の感知素子と並列に第２の容量性素子を結合するステップをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１】
負荷素子の両端に結合し、ＤＣ信号によってエネルギーを与えられるための容量性素子と、
前記負荷素子および前記容量性素子を通る電流の瞬間の合計をモニタするための第１の感知素子と、
前記第１の感知素子を通る電流を制御するためのスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を通る電流を感知するために前記スイッチング素子に結合された第２の感知素子と、
前記スイッチング素子に結合されたエネルギー蓄積素子と、
前記負荷素子への電流フローを可能にする単方向電流フロー素子と、
前記スイッチング素子を制御するためのコンバータ回路と
を備え、
前記コンバータ回路は前記第１の感知素子の両端でモニタされた電流レベルに対して調整し、コンバータ調整ループが前記第１の感知素子によって感知された前記電流を平均するための主極を含む、回路。
【請求項２】
前記負荷素子はＬＥＤスタックを含む、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記容量性素子は、前記容量性素子と直列に結合されたさらなるインピーダンス素子を含む、請求項１に記載の回路。
【請求項４】
前記単方向電流フロー素子はダイオードを含む、請求項１に記載の回路。
【請求項５】
前記エネルギー蓄積素子はインダクタを含む、請求項１に記載の回路。
【請求項６】
前記インダクタは、前記スイッチング素子に結合された第１の端部と、入力電圧信号に結合された第２の端部とを有する、請求項５に記載の回路。
【請求項７】
前記コンバータ回路は、前記第２の感知素子の両端に結合されたスイッチ電流端子を含む、請求項１に記載の回路。
【請求項８】
前記コンバータ回路は、周期毎ベースでピークスイッチ電流によって平均エネルギー蓄積素子電流を制御するために、前記スイッチ電流端子に結合された内部ループをさらに含む、請求項７に記載の回路。
【請求項９】
前記第１の感知素子によって検出された前記電流をフィルタ処理平均するために前記第１の感知素子と並列に結合された第２の容量性素子をさらに含む、請求項１に記載の回路。
【請求項１０】
ＬＥＤスタックと、
前記ＬＥＤスタックの両端に結合されたコンデンサと、
前記ＬＥＤスタックおよび前記コンデンサを通る電流の瞬間の合計を検出するために前記ＬＥＤスタックおよび前記コンデンサと直列に結合された第１の電流感知抵抗と、
アノードおよびカソードを有し、前記カソードが前記ＬＥＤスタックおよびコンデンサに結合される阻止ダイオードと、
第１の端部および第２の端部を有し、前記第１の端部が前記阻止ダイオードの前記アノードに結合され、前記第２の端部が入力電圧信号に結合されるインダクタと、
前記インダクタおよび阻止ダイオードアノードに結合され、前記第１の電流感知抵抗を通る前記電流を制御するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に結合された第２の電流感知抵抗と、
前記スイッチング素子を制御するためのコンバータ回路と
を備え、
前記コンバータは前記第１の電流感知抵抗の両端でモニタされた前記電流レベルを調整する、回路。
【請求項１１】
前記コンバータ回路は、
前記第１の電流感知抵抗の両端に結合された第１および第２の端子と、
前記第２の電流感知抵抗の両端に結合された第３および第４の端子と、
前記ＬＥＤスタックへの電流を制御するための前記スイッチング素子に結合された第５の端子と
を含む、請求項１０に記載の回路。
【請求項１２】
変調信号を受け取るための第６の端子をさらに含む、請求項１１に記載の回路。
【請求項１３】
電流レベル選択信号を受け取るための第８の端子をさらに含む、請求項１２に記載の回路。
【請求項１４】
前記第１および第２端子に結合された外部ループと、前記第３および第４の端子に結合された内部ループとをさらに含む、請求項１１に記載の回路。
【請求項１５】
負荷を設けるステップと、
前記負荷の両端にインピーダンス素子を結合するステップと、
前記負荷および前記インピーダンス素子を通る電流の瞬間の合計をモニタするために第１の感知素子を前記負荷に結合するステップと、
前記第１の感知素子を通る電流を制御するためのスイッチング素子を設けるステップと、
前記スイッチング素子を通る電流を感知するために第２の感知素子を前記スイッチング素子に結合するステップと、
前記負荷への電流フローを可能にするために単方向電流フロー素子を前記スイッチング素子に結合するステップと、
前記スイッチング素子を制御するためにコンバータ回路をスイッチング素子に結合するステップと、
エネルギー蓄積素子をスイッチング素子に結合するステップと、
を含む方法。
【請求項１６】
前記コンバータ調整ループは、前記第１の素子によって感知された前記電流を平均するための主極を含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記コンバータ回路は、周期毎ベースでピークスイッチ電流によって平均インダクタ電流を制御するために、前記スイッチ電流端子に結合された内部ループをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
前記第１の感知素子によって検出された前記電流をフィルタ処理平均するために前記第１の感知素子と並列に第２の容量性素子を結合するステップをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
【図１】
【図２】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図２】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【公表番号】特表２００９−５３３０１５（Ｐ２００９−５３３０１５Ａ）
【公表日】平成２１年９月１０日（２００９．９．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５０４１９７（Ｐ２００９−５０４１９７）
【出願日】平成１９年３月２０日（２００７．３．２０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００７／００６８７５
【国際公開番号】ＷＯ２００７／１２６６３０
【国際公開日】平成１９年１１月８日（２００７．１１．８）
【出願人】（５０１１０５６０２）アレグロ・マイクロシステムズ・インコーポレーテッド (55)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２１年９月１０日（２００９．９．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年３月２０日（２００７．３．２０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００７／００６８７５
【国際公開番号】ＷＯ２００７／１２６６３０
【国際公開日】平成１９年１１月８日（２００７．１１．８）
【出願人】（５０１１０５６０２）アレグロ・マイクロシステムズ・インコーポレーテッド (55)
【Ｆターム（参考）】
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