パルスレーダ装置
【課題】本発明の目的は、ＦＭ変調波を利用したパルスレーダ装置において、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減したパルスレーダ装置を提供することである。
【解決手段】本発明では、距離計測を行なうための送信高周波信号を受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、所定の距離以下の計測では無変調の高周波信号を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された高周波信号を発振する発振手段と、前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、前記振幅変調手段によって変調された前記高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置を用いる。
【解決手段】本発明では、距離計測を行なうための送信高周波信号を受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、所定の距離以下の計測では無変調の高周波信号を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された高周波信号を発振する発振手段と、前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、前記振幅変調手段によって変調された前記高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置を用いる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルスレーダ装置に関し、特に周波数変調によって生じた振幅変調成分を除去してレーダの検知感度を向上させるパルスレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、交通路の障害物検知や通行車両の監視、自動車のＡＣＣ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃｒｕｉｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）等の用途にミリ波レーダ技術が注目されている。これらのレーダ技術には、ＦＭ−ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｓ Ｗａｖｅ）方式が用いられているが、数ｍ以下の極近距離の計測は困難であった。
【０００３】
極近距離を計測するレーダとして、数ｎｓｅｃ幅のパルスを利用するパルスレーダがある（特許文献１参照）。
【０００４】
前記パルスレーダでは、送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置において、受信周波数変換におけるホモダイン検波においてヌル点が発生しないように、送信部の高周波発振器を周波数変調した後に、パルス振幅変調を行っている。
【０００５】
また、従来のＦＭ−ＣＷレーダの受信部においてもホモダイン検波が用いられ、送信部で発信した高周波がローカル信号として受信部の周波数変換器（以下ミキサ）に供給され、受信した高周波信号を低周波信号に周波数変換する。
【０００６】
このような周波数変調（以下ＦＭ変調）を利用したレーダでは、高周波ＦＭ変調器や高周波回路の周波数対振幅特性が平坦で無い場合に、ＦＭ変調によって生じた振幅変調成分（以下ＦＭ−ＡＭ変換雑音）が発生する。ＦＭ−ＡＭ変換雑音は、レーダ装置において不要な干渉雑音となりレーダ計測の感度を下げる。
【０００７】
前記ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減する対策として、ＦＭ変調された高周波信号をさらに振幅変調し、レーダ受信部のホモダイン検波出力において前記振幅変調周波数だけシフトした周波数のレーダ受信信号を選択して抽出し、必要なレーダ受信信号と不要なＦＭ−ＡＭ変換雑音を周波数で分離する方法があった（特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００４−２６４０６７号公報
【特許文献２】特開平５−４０１６９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
先に説明した背景技術において、ＦＭ変調された高周波信号をさらに振幅変調し、レーダ受信部でホモダイン検波する方法は、ホモダイン検波器出力においてＦＭ−ＡＭ変換雑音を振幅検波した成分は除去できるが、ホモダイン検波出力における前記振幅変調の周波数だけシフトした成分にもＦＭ−ＡＭ変換雑音は含まれ、必要なレーダ信号との分離が出来ないので完全な対策ではなかった。
【０００９】
従って、本発明の目的の１つは、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減したパルスレーダ装置を提供することである。
【００１０】
尚、上記目的に限らず、後述する発明を実施するための最良の形態に示す各構成により導かれる結果であって従来の技術によっては得られない効果も、本発明の他の目的の１つとして位置付けることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
（１）本発明では、距離計測を行なうための送信高周波信号を受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、所定の距離以下の計測では無変調の高周波信号を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された高周波信号を発振する発振手段と、前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、前記振幅変調手段によって変調された前記高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置を用いる。
【００１２】
好ましくは、前記パルスレーダ装置は、前記所定の距離以上の計測においては、前記パルスレーダ装置が計測する距離に応じて変調周波数と変調周波数幅を制御して、前記受信手段により得られるビート周波数が所定帯域内に入るように制御する制御手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のパルスレーダ装置を用いる。
（２）本発明では、前記送信高周波信号を無変調から周波数変調に切り替える所定の距離は、前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数が前記周波数変調する変調周波数より高い周波数に対応する距離であることを特徴とする請求項１記載のパルスレーダ装置を用いる。
【００１３】
好ましくは、前記無変調の高周波信号を振幅変調する低速パルス信号は、擬似ランダム符号であることを特徴とする請求項１記載のパルスレーダ装置を用いる。
（３）本発明では、送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、前記高周波信号を高速パルスの第１の変調信号で振幅変調する第１の振幅変調手段と、前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第２の変調信号により、前記受信信号を振幅変調する第２の振幅変調手段と、前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第３の変調信号により、前記受信周波数変換に用いるローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段と、前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置を用いる。
（４）本発明では、前記受信信号を振幅変調する前記第２の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から送信アンテナ、受信アンテナ、周波数変換手段までのレーダ信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする請求項３記載のパルスレーダ装置を用いる。
【００１４】
好ましくは、前記ローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から周波数変換手段までのローカル信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする請求項３記載のパルスレーダ装置を用いる。
【００１５】
好ましくは、前記パルスレーダ装置は、所定の距離以下の計測では無変調の前記高周波を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、を備えたことを特徴とする請求項３記載のパルスレーダ装置を用いる。
（５）本発明では、送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号を帯域制限する帯域制限手段と、前記高周波信号をパルス振幅変調する振幅変調手段と、前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数を抽出する帯域通過濾波手段と、前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置を用いる。
【００１６】
好ましくは、前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号に対する帯域制限手段は、前記ビート周波数を抽出する帯域通過手段の通過帯域を遮断する低域通過濾波器または帯域阻止濾波器であることを特徴とする請求項５記載のパルスレーダ装置を用いる。
【００１７】
好ましくは、前記パルスレーダ装置は、所定の距離以下の計測では無変調の前記高周波を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、備えたことを特徴とする請求項５記載のパルスレーダ装置を用いる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明により、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減した高感度なパルスレーダ装置を提供することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。
（実施例１）
実施例１においては、パルスレーダの計測周期内を、送信高周波をＦＭ変調してパルス振幅変調する区間と、無変調の高周波をパルス振幅変調する区間に分けることとする。
【００２０】
図１に、実施例１におけるパルスレーダ装置を用いたレーダシステムの構成を示す。
【００２１】
図１において、１００はパルスレーダ装置、１０１は信号処理回路、１０２はＦＭ変調信号発生回路、１０３はＦＭ発振器、１０４は結合回路、１０５は増幅器、１０６は送信スイッチ、１０７は送信スイッチ駆動回路、１０８は送信アンテナ、１０９はレーダ反射体、１１０は受信アンテナ、１１１は受信スイッチ、１１２は受信スイッチ駆動回路、１１３は遅延スライディング回路、１１４は増幅器、１１５はローカルスイッチ、１１６は第１ミキサ、１１７は第２ミキサ、１１８はＢＰＦ（バンンドパスフィルタ）、１１９は複合パルス生成回路をそれぞれ示す。
【００２２】
図２に、実施例１における各部の信号波形を示す。
【００２３】
図２において、図２（ａ）のＤ２０１は低速パルス信号、図２（ｂ）のＤ２０２は複合パルス信号波形、図２（ｃ）のＤ２０３はＦＭ変調信号波形、図２（ｄ）のＤ２０４はローカルスイッチ制御信号をそれぞれ示す。
・「パルスレーダの動作」
図１に示すシステム構成図と、図２に示す各部の信号波形を用いて、実施例１におけるパルスレーダ装置１００の動作を説明する。
【００２４】
ＦＭ発振器１０３は、ＦＭ変調信号発生回路１０２より供給されたＦＭ変調信号Ｄ２０３により、ＦＭ変調された高周波信号を出力する。
【００２５】
ＦＭ変調信号Ｄ２０３は図２（ｃ）に示すように、周期Ｔｍ０における初めのＴｍ１の区間は一定値であるので、ＦＭ発振器１０３は無変調の連続波（周波数をｆｃとする）を出力する。周期Ｔｍ０の後の区間Ｔｍ２では、周期Ｔｍの三角波（繰り返し周波数ｆｍ＝１／Ｔｍ）であるので、ＦＭ発振器１０３は中心周波数がｆｃであって、三角波でＦＭ変調された（変調幅をΔｆとする）ＦＭ−ＣＷ信号の高周波を出力する。
【００２６】
ＦＭ発振器１０３の出力は、結合回路１０４、増幅器１０５を介して送信スイッチ１０６に供給される。
【００２７】
信号処理回路１０１から発生した高速パルス信号（繰り返し周波数をｆｓとする）は、複合パルス生成回路１１９において低速パルス信号Ｄ２０１（繰り返し周波数をｆｄとする）により複合変調されて複合パルス信号Ｄ２０２が生成される。複合パルス信号Ｄ２０２は、送信スイッチ駆動回路１０７において短パルス化され、送信スイッチ１０６を駆動する。
【００２８】
その結果、送信スイッチ１０６の出力は、図２（ｂ）〜（ｃ）におけるＴｍ１の区間は無変調の連続高周波が複合パルス信号Ｄ２０２によってパルス振幅変調された信号となり、Ｔｍ２の区間はＤ２０３の三角波でＦＭ変調された高周波がさらにＤ２０２に示す高速パルス信号で振幅変調された信号となり、送信アンテナ１０８より放射される。
【００２９】
レーダ反射体１０９で反射したレーダ反射波は、受信アンテナ１１０で受信され受信信号となる。受信信号は受信スイッチ１１１において短パルスでスイッチされる。受信スイッチ１１１を駆動するスイッチ信号は、送信スイッチを振幅変調した信号と同じ高速パルス信号の繰り返し周波数ｆｓであって、周波数ｆｓの高速パルス信号が、図１の遅延スライディング回路１１３において信号処理回路１０１からの遅延制御信号により、遅延時間（τｃとする）が順次変化するように制御され、受信スイッチ駆動回路１１２において短パルス化された信号である。
【００３０】
遅延時間τｃが順次変化するように制御された高速パルス信号の短パルス時間と、受信信号の短パルスの時間が一致した時のみに、受信スイッチ１１１の出力は繰り返し周波数ｆｓの高速パルス信号で振幅変調された高周波信号を出力する。
【００３１】
受信スイッチ１１１の出力は、増幅器１１４で高周波増幅され第１ミキサ１１６において、送信のＦＭ発振器１０３出力を結合回路１０４で分岐したローカル信号と混合されホモダイン検波される。
【００３２】
図２（ａ）〜（ｄ）におけるＴｍ１の区間では、第１ミキサ１１６に入力する受信信号は、無変調の高周波が、Ｄ２０２のＴｍ１の区間の波形で高速パルス信号（繰り返し周波数ｆｓ）と低速パルス信号（繰り返し周波数ｆｄ）で複合振幅変調された波形であり、第１ミキサ１１６に入力するもう一方のローカル信号は、ローカルスイッチ１１５が信号処理回路１０１からの制御信号Ｄ２０４によりオフになっているので第１ミキサ１１６に入力しない。したがってＴｍ１の区間では、第１ミキサ１１６は受信信号のみを振幅検波し、第１ミキサ１１６出力ではＤ２０２のＴｍ１区間の波形が中間周波数（以下ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号として得られる。
【００３３】
図２（ａ）〜（ｄ）におけるＴｍ２の区間では、第１ミキサ１１６に入力する受信信号は、高周波がＤ２０３の波形でＦＭ変調され、さらにＤ２０２のＴｍ２の区間の波形で振幅変調された波形である。第１ミキサ１１６に入力するもう一方のローカル信号は、ローカルスイッチ１１５が信号処理回路１０１からの制御信号Ｄ２０４によりオンになっているので、波形Ｄ２０３によりＦＭ変調された信号となって第１ミキサ１１６に入力する。したがって、Ｔｍ２の区間では第１ミキサ１１６はホモダイン検波器として動作し、第１ミキサ１１６出力は、ＦＭ−ＣＷレーダ方式におけるレーダ反射体までの距離に対応したビート周波数の正弦波で高速パルス信号（繰り返し周波数ｆｓ）の振幅が変化するＩＦ信号出力が得られる。
【００３４】
前記第１ミキサ１１６出力のＩＦ信号は、第２ミキサ１１７において、遅延スライディングされた高速パルス信号（繰り返し周波数ｆｓ）を基準信号として同期検波される。
【００３５】
受信信号を通過させた受信スイッチ１１１の駆動パルス信号と、第２ミキサ１１７へ供給された高速パルス信号の基準信号は、遅延スライディング回路１１２により同一の遅延時間で順次変化するように制御された信号であるから、繰り返し周波数はｆｓで完全に同期しており、遅延時間が順次変化するように制御されても位相差は０度であって変化しない。
【００３６】
第２ミキサ１１７では、図２（ａ）〜（ｄ）におけるＴｍ１の区間では低速パルス信号Ｄ２０１が検波され、Ｔｍ２の区間では送信されたＦＭ変調波と受信したＦＭ変調波の差の周波数であるビート周波数ｆｂの正弦波が検波され、ＢＰＦ１１８に出力する。
【００３７】
ＢＰＦ１１８の通過帯域は、低速パルス信号Ｄ２０１の繰り返し周波数ｆｄおよび、ビート周波数ｆｂが通過する帯域幅に設計されている。ただし、従来のＦＭ−ＣＷ方式では、（１）式で示されるように、レーダ反射体までの距離Ｒｘに比例してビート周波数ｆｂは変化する。
【００３８】
【数１】
ただし、ΔfはＦＭ変調の変調幅で、ｆｍはＦＭ変調三角波の繰り返し周波数、Ｒｘはレーダ装置からレーダ反射体までの距離、ｃは光速である。
【００３９】
本パルスレーダでは、計測する距離Ｒｘに応じてΔｆまたはｆｍを変化させる。
【００４０】
本パルスレーダにおいては、距離Ｒｘのレーダ反射体１０９からの反射波の受信信号は、遅延時間が順次変化する高速パルス信号に駆動された受信スイッチ１１１によりスイッチされ、受信信号の遅延時間τｘが受信スイッチ１１１を駆動する高速パルス信号の遅延時間（τcとする）に一致した時に、受信スイッチ１１１を通過し、周波数変換されＢＰＦ１１８に供給される。
【００４１】
なお、レーダ反射体までの距離Ｒｘに対応した受信信号の遅延時間τｘと一致する制御された遅延時間τｃの関係は（２）式で示される。
【００４２】
【数２】
前記受信スイッチ１１１を駆動する高速パルス信号の遅延時間τｃに応じて、（１）式における（Δｆｆｍ）の値をＲｘに対し反比例するように制御することにより、ビート周波数ｆｂは一定値ｆｂ０となる。
【００４３】
例えば、基準状態として、距離Ｒｘ＝１．５ｍにおいて、Δｆ＝１００ＭＨｚ、ｆｍ＝６ｋＨｚとすると、（１）式によりビート周波数ｆｂ＝１２ｋＨｚとなる。距離Ｒｘ＝３ｍを計測する遅延時間では、距離の２倍に反比例してΔｆを１／２にして、１００ＭＨｚ／２＝５０ＭＨｚに変化させれば、（１）式により、ビート周波数ｆｂは１２ｋＨｚのままに維持される。
【００４４】
実際の場合は、（Δｆｆｍ）の値を、Ｒｘに対し近似的に反比例するように制御するのでビート周波数ｆｂは多少変化する。またレーダ反射体が移動しているとドップラー効果によりビート周波数が変化するので、ＢＰＦ１１８の帯域幅はこれらの変化分広くされる。
ＢＰＦ１１８を通過した信号は、信号処理回路１０１において、受信信号レベルが計算される。
【００４５】
前記の各遅延スライディング時間に対して、受信信号レベルが一定以上のピーク値を示すと、その遅延時間τｃに対し、レーダ反射体までの距離Ｒｘが（２）式で計算される。
・「ＦＭ−AM変換雑音の発生」
高周波のＦＭ変調器１０３および、ＦＭ変調器１０３からローカルスイッチ１１５を介して第１ミキサに至るローカル信号の経路における周波数対振幅特性が平坦で無い場合、繰り返し周波数ｆｍの三角波のＦＭ変調により生じる振幅変調（以下ＦＭ−ＡＭ変換）成分を持った高周波信号が、ローカル信号として第１ミキサ１１６に供給される。
【００４６】
第１ミキサ１１６では、レーダ反射波の受信入力がない時でも、前記受信ローカル信号のＦＭ−ＡＭ変換成分を振幅検波する。前記受信ローカル信号は、第１ミキサ１１６を介して増幅器１１４に漏洩し、増幅器１１４で再度反射して第１ミキサ１１６に入力する成分がある。増幅器１１４は周波数ｆｓでスイッチされる受信スイッチ１１１の影響を受けるので、前記再度反射した成分はローカル信号がスイッチ周波数ｆｓとＦＭ−ＡＭ変換の周波数ｆｍで複合的に振幅変調されている。この信号は第１ミキサ１１６で振幅検波さると、周波数ｆｓの信号振幅が周波数ｆｍで変化するＩＦ信号出力となる。前記ＩＦ信号は、第２ミキサ１１７において周波数ｆｓを基準信号として同期検波され、第２ミキサ１１７は周波数ｆｍの成分を出力する。
【００４７】
また受信信号に対しても、高周波のＦＭ変調器１０３から送信アンテナ１０８出力にいたる高周波の送信回路、および受信アンテナ１１０から第１ミキサ１１６までの高周波回路の経路において、周波数対振幅特性が平坦で無い場合、繰り返し周波数ｆｍの三角波によりＦＭ−ＡＭ変換された受信信号が、第１ミキサ１１６でホモダイン検波され、スイッチ周波数ｆｓのパルス信号がｆｍの周波数で振幅変調されたＩＦ信号出力となり、第２ミキサ１１７において、周波数ｆｓを基準信号として同期検波され、第２ミキサ１１７は周波数ｆｍの成分を出力する。
【００４８】
前記の周波数ｆｍの成分はＦＭ−ＡＭ変換雑音となり、ＢＰＦ１１８で遮断できない場合は、レーダ計測における不要雑音となり、計測感度を劣化させる。
・「ビート信号とＦＭ−ＡＭ変換雑音の周波数の関係」
前記で説明したようなＦＭ−ＡＭ変換雑音の影響を避けるには、希望のビート信号周波数ｆｂと不要なＦＭ−ＡＭ変換雑音の周波数ｆｍを分離する必要がある。
【００４９】
まず、周波数ｆｂとｆｍの関係について説明する。
【００５０】
実施例１のパルスレーダにおいて、受信レベル計算において安定な値を得るには、図２のＴｍ２のＦＭ―ＣＷ区間においては、周期Ｔｍ（＝１／ｆｍ）の三角波の上昇区間および下降区間Ｔｍ／２に、周波数ｆｂのビート信号が１／２周期以上含まれる必要がある。この関係は（３）式で示される。
【００５１】
【数３】
ただし、周波数ｆｂとｆｍの成分を分離するには（３）式の不等号を満たす適切な関係が必要であるので後で説明する。
【００５２】
また、ＦＭ変調幅Δｆは、良好なＦＭ変調特性を得るにはハードウエアによる上限値がΔｆｍａｘがある。
【００５３】
【数４】
ミリ波周波数を利用するレーダでは、例えば、Δｆｍａｘ＝１００ＭＨｚである。
（１）、（３）、（４）式より、Δｆが許容される変化範囲は（５）式となる。
【００５４】
【数５】
またΔｆの値は（１）式より（６）式となる。
【００５５】
【数６】
また、ｆｂ／ｆｍは（７）式となる。
【００５６】
【数７】
計測距離Ｒｘを変化させた時に、ビート周波数ｆｂを所定の一定値にするために、ｆｍを所定値に決め、（７）式によりΔｆを制御する。
【００５７】
計測距離Ｒｘが大きい時のΔｆは、（６）式により変化させることにより、ｆｂ／ｆｍが（３）式の条件に設定されてあれば、Δｆの許容範囲（５）式は満たされる。
【００５８】
一方、計測距離Ｒｘが小さくなった時のΔｆは（６）式により増加させても、可能最大値Δｆｍａｘ以上には出来ないのでΔｆｍａｘに固定される。この時（ΔｆＲｘ）は小さくなるので、Ｒｘが所定の値より小さくなると（７）式によりｆｂ／ｆｍが１より小さくなる。これは、三角波の上昇区間および下降区間Ｔｍ／２に、周波数ｆｂのビート信号が１／２周期含まれない状態を示すので、計算した受信信号レベルが正確でなくなる。
【００５９】
また、計測距離Ｒｘが極近距離の場合にｆｂ／ｆｍが１に近くなると、ビート周波数ｆｂと三角波の繰り返し周波数ｆｍが接近して、ＢＰＦ１１８による周波数の分離が困難になるので、希望のビート信号を取り出すＢＰＦ１１８の出力に、前記の不要なＦＭ−ＡＭ変換雑音が現れる。第１ミキサ１１６に入力するローカル信号に含まれるＦＭ−ＡＭ変換雑音は、レーダ反射体からの受信信号の有無に関係ないレベルでＢＰＦ１１８から出力し、受信信号に含まれるＦＭ−ＡＭ変換雑音は受信レベルに比例したレベルでＢＰＦ１１８から出力する。いずれも距離計測には不要な雑音となり、計測感度を劣化させる。
【００６０】
特にＲｘの小さい極近距離では、（６）式によりΔｆの値が大きいのでＦＭ−ＡＭ変換雑音レベルも大きく、レーダの計測感度を大きく劣化させる。
【００６１】
前記の説明は、計測距離Ｒｘに対応して（６）式により、Δｆを変化させる場合であった。（６）式においてｆｍを変化させるとΔｆの増加は軽減されるように見える。
【００６２】
しかしながら、（６）式を変形した（７）式によれば、Ｒｘが小さい場合ΔｆをΔｆｍａｘに固定すると、ｆｂ／ｆｍはやはり１に近づくので、ｆｂとｆｍの分離は同様に出来なくなる。
【００６３】
本パルスレーダにおいてＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減するためには、ｆｂとｆｍを離すことにより分離する必要があるから、ｆｂ／ｆｍがＲｘとΔｆでどう変化するかが重要である。（７）式によれば、ｆｂ／ｆｍはΔｆとＲｘにより決定される。従って、計測距離Ｒｘが変化した時はΔｆを変化させることによってのみ、ｆｂ／ｆｍは所定の比率となる。（７）式によれば、ΔｆとＲxが決まれば、ｆｍを変化させてもｆｂが同じ比率で変化するだけであるから、周波数ｆｂと周波数ｆｍの分離には関係しない。
・「ＦＭ−ＡＭ変換雑音の除去方法」
実施例１では、前記に説明した極近距離におけるＦＭ−ＡＭ変換雑音の影響を除去するため、所定の距離以下のレーダ反射体の距離計測時は、送信高周波のＦＭ変調を停止し振幅変調を使う。
【００６４】
前記に説明した不都合が起きない距離Ｒｘの下限について説明する。
【００６５】
（５）式において等号になる時がＲｘの最小限界であり、（３）式においても等号となりｆｂ＝ｆｍの場合であるから、ｆｂとｆｍの分離は出来ない。
【００６６】
ＢＰＦ１１８により、ｆｂを通過させｆｍを遮断する必要がある。
【００６７】
例えば、ｆｂ≧２fｍに設定してｆｂとfｍを離すと、（６）式により（８）式となる。
【００６８】
【数８】
例えばΔｆの最大値Δｆｍａｘ＝１００ＭＨｚの場合（８）式よりＲｘ≧１．５ｍとなる。
即ち、計測距離Ｒｘが（８）式による下限距離以下の距離計測の場合は、図２におけるＴｍ１に対応し、低速パルス信号周波数ｆｄを例えば１２ｋＨzの矩形波とし、高速パルス信号周波数ｆｓを例えば１０ＭＨｚの矩形波を振幅変調して複合パルス信号とし、短パルス化して送信スイッチ１０６により高周波を振幅変調する。
【００６９】
一方、計測距離が（８）式による下限距離以上の距離計測の場合は、図２におけるＴｍ２に対応しレーダ送信の高周波をＦＭ変調する。
【００７０】
この方法により、極近距離のＲｘを計測する図２のTm１の区間は、ＦＭ変調によるビート信号のレベルではなく、例えば１２ｋＨｚの低速パルス信号を検波した信号レベルの計算になるので、ＦＭ変調を行なうことによる前記ＦＭ−ＡＭ変換雑音の発生はなく、またＦＭ周期内のビート信号の波数を考慮する必要がなくなる。
【００７１】
所定距離より遠い距離Ｒｘを計測する図２のTm２の区間は、ＦＭ変調によるビート信号のレベルを計算し、距離Ｒｘを計測する。この距離範囲の計測では、所定のｆｍ（例えば６ｋＨｚ）と希望のビート周波数ｆｂ（例えば１２ｋＨｚ）を与え、計測距離Ｒｘの変化に従い（６）式によりΔｆに変化させると、一定のビート周波数ｆｂ（例えば１２ｋＨｚ）が得られる。
【００７２】
この場合は、ｆｂが１２ｋＨｚ一定であってｆｂ＝２ｆｍの関係が維持されるので、ＢＰＦ１１８によりビート周波数ｆｂは通過させ、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の繰り返し周波数ｆｍを遮断することが可能となる。
【００７３】
この場合、例えば、ｆｂ＝１２ｋＨｚ、ｆｍ＝６ｋＨｚ、ＢＰＦ１１８の中心周波数ｆｃ＝１２ｋＨｚ、通過帯域幅ΔＷ＝６ｋＨｚ（ｆｃ±３ｋＨｚ）と設定される。
【００７４】
ただし、通過帯域幅±３ｋＨｚはレーダ反射体１０９の移動速度によるドップラー周波数を考慮した値であり、３ｋＨｚのドップラー周波数は、例えば７６ＧＨｚのミリ波の場合、レーダ反射体の時速約２０ｋｍ／ｈに相当する。ＢＰＦ１１８として、例えば６次のバターワースフィルタを用いると、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の繰り返し周波数ｆｍ＝６ｋＨｚにおいては約３５ｄＢの減衰量が得られるので、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を十分削減できる。
【００７５】
また、（６）式により、計測距離Ｒｘが大きい場合は、ΔｆはＲｘに反比例して小さい値に制御されるので、ＦＭ−ＡＭ変換雑音自身が少なく、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の影響は少なくすることが出来る。
【００７６】
実施例１では、ＢＰＦ１１８の選択特性によるｆｂとｆｍの分離を十分取るため、ｆｂ≧２fｍとしたが、ＢＰＦ１１８の選択特性が狭くできれば、（３）式による範囲内でｆｂはfｍに近づけることが出来る。
【００７７】
なお、図１に示す実施例１におけるパルスレーダ装置１００において、ローカルスイッチ１１５をオフにした時は第１ミキサ１１６を振幅検波器として動作させ、ローカルスイッチ１１５をオンにした時は第１ミキサ１１６をホモダイン検波器として動作させた。前記説明におけるように、振幅検波器として動作させるのは、レーダ反射体が極近傍にある場合であるので、受信信号のレベルは十分大きい。このときは、ローカルスイッチ１１５をオンのままにしても、実際の第１ミキサ１１６の非線形特性により振幅検波成分を出力することが出来る。
【００７８】
従って、実際にはローカルスイッチ１１５無しで、常時ローカル信号を第１ミキサ１１６に供給しても、実施例１における振幅変調による低速パルス信号と高速パルス信号による複合パルス信号（図２におけるＤ２０２のＴｍ１区間の波形と同じ信号）が第１ミキサ１１６から取り出すことが出来るので、本発明による効果が得られる。
（実施例２）
実施例２においては、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を打ち消す回路を用いることとする。
【００７９】
図３に、実施例２におけるパルスレーダ装置３００を用いたレーダシステムの構成を示す。
【００８０】
図３において、図１と同じものは同一の番号を付してあり、３００はパルスレーダ装置、３０１は打ち消し信号発生器、３０２は打ち消し信号発生器、３０３は増幅器をそれぞれ示す。
【００８１】
図３におけるパルスレーダ装置３００の動作は、実施例１におけるＦＭ変調区間Ｔｍ２における動作と同じであり、実施例２では振幅変調の区間Ｔｍ１が無く、１周期Ｔｍ０のすべてがＦＭ変調されている。
【００８２】
また、ＦＭ変調周波数幅Δｆは実施例１と同様に、計測距離Ｒｘに対して、（６）式により変化するように制御される。
・「ＦＭ−ＡＭ変換雑音打消し動作」
図３および図４を用いて、実施例２におけるＦＭ−ＡＭ変換雑音打消し動作を説明する。
【００８３】
図４に実施例２における各部の信号波形を示す。
【００８４】
図４において、図４（ａ）のＤ４０１はＦＭ発振器１０３に入力するＦＭ変調信号、図４（ｂ）のＤ４０２は結合回路１０４から増幅器３０３に入力するローカル信号波形および受信スイッチ１１１から増幅器１１４に入力する波形、図４（ｃ）のＤ４０３は打消し信号発生器３０１および打消し信号発生器３０２から出力する打消し信号、図４（ｄ）のＤ４０４は増幅器３０３および増幅器１１４から第１ミキサ１１６に入力するＦＭ−ＡＭ変換成分が打ち消された高周波信号をそれぞれ示す。
【００８５】
レーダ反射体１０９からのレーダ反射波を受信した受信信号は、ＦＭ発振器１０３から受信スイッチ１１１までの高周波経路における周波数特性により、ＦＭ変調信号の三角波Ｄ４０１に同期して振幅変調され、例えばＤ４０２の波形となっている。打ち消し信号発生器３０１は、ＦＭ変調信号の三角波Ｄ４０１に同期して例えばＤ４０３の信号を発生する。
【００８６】
打ち消し信号Ｄ４０３は、受信信号Ｄ４０２の振幅変調成分を打ち消す波形になるように振幅と位相が調整され、増幅器１１４の利得を制御して受信信号Ｄ４０２を振幅変調する。増幅器１１４の出力はＤ４０４となりＦＭ−ＡＭ変換によって発生した振幅変調成分がなくなる。この振幅一定の受信信号は第１ミキサ１１６および第２ミキサで周波数され、ＦＭ−ＡＭ変換された成分を含まないビート信号がＢＰＦ１１８を介して信号処理回路１０１に供給される。
【００８７】
第１ミキサ１１６にローカル信号として入力する高周波信号は、ＦＭ発振器１０３から増幅器３０３までのローカル信号経路における周波数特性により、ＦＭ変調信号の三角波Ｄ４０１に同期して振幅変調された例えばＤ４０２の波形となっている。
【００８８】
図４では説明を簡略にするため、ローカル信号の波形と前記レーダ受信信号波形は同じ波形Ｄ４０２としているが、実際にはレーダ信号の経路とローカル信号の経路は異なるので周波数特性も異なり、その結果ＦＭ−ＡＭ変換成分も異なる。
【００８９】
ローカル信号のＦＭ−ＡＭ変換による振幅変調成分の打ち消し信号Ｄ４０３は、ローカル信号Ｄ４０２の振幅変調成分を打ち消す波形になるように振幅と位相が調整され、増幅器３０３の利得を制御してローカル信号を振幅変調する。増幅器３０３の出力はＤ４０４となりＦＭ−ＡＭ変換によって発生した振幅変調成分がなくなる。
【００９０】
振幅一定のローカル信号Ｄ４０４は第１ミキサ１１６に供給され、レーダ受信信号がある時はレーダ受信信号を周波数変換し、第１ミキサ１１６の変換利得がローカル信号の振幅により変化し、レーダ受信信号の振幅にＦＭ−ＡＭ変換成分が重畳するのを防ぐ。また、レーダ受信信号が無い時は、第１ミキサ１１６は振幅検波器として動作するが、ローカル高周波信号Ｄ４０４は、ＦＭ−ＡＭ変換による振幅変調成分が打ち消されているので、第１ミキサ１１６出力にはＦＭ−ＡＭ変換雑音が現れない。従って、第２ミキサ１１７、ＢＰＦ１１８を介して信号処理回路１０１に供給される信号にもＦＭ−ＡＭ変換雑音が現れない。
【００９１】
なお、打消し信号発生器３０１、打消し信号発生器３０２は、ＦＭ変調信号の三角波Ｄ４０１をAD変換し、次にＦＦＴ（高速フーリエ変換）した後、レーダ受信信号のビート周波数（周波数＝ｆｂとする）が通過するＢＰＦ１１８を通過するＦＦＴ周波数スペクトラム成分のみを取り出し、ＤＡ変換して打ち消し信号Ｄ４０３を生成してもよい。
【００９２】
また、増幅器１１４、増幅器３０３を構成する高周波トランジスタ、例えばＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：高電子移動度トランジスタ)のゲートバイアス直流電圧、またはドレインバイアス直流電圧に、打ち消し信号Ｄ４０３を重畳して増幅器１１４、増幅器３０３の利得を制御することにより、Ｄ４０２におけるＦＭ−ＡＭ変換雑音の打消しを行なってもよい。
【００９３】
また、前記説明では計測距離Ｒｘの全範囲において、パルスレーダ装置３００は三角波により送信高周波をＦＭ変調したが、（７）式によりｆｂ／ｆｍが１に近づく極近距離Ｒｘの計測では、実施例１におけるＴｍ１の区間と同じく、高周波信号のＦＭ変調は停止し、低速パルス信号により高速パルス信号を振幅変調した複合パルスにより前記高周波信号を振幅変調し、受信部では低速パルス信号を抽出する方法を併用してもよい。
【００９４】
この場合、極近距離以上の距離Ｒｘの計測では、前記の説明のように、受信信号に含まれる振幅変調成分と、ローカル信号に含まれる振幅変調成分をＦＭ変調する三角波に同期した打消し信号により打ち消し、受信部ではビート信号を抽出する。この方法により、極近距離から遠距離にわたる全距離範囲の計測において、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減することが出来る。
（実施例３）
実施例３においては、送信高調波をＦＭ変調する三角波信号に対し、レーダ受信部においてビート周波数帯域を通過する成分を除去する帯域制限を行い、この帯域制限された信号によりＦＭ変調することする。
【００９５】
図５に、実施例３におけるパルスレーダ装置５００を用いたレーダシステムの構成を示す。
【００９６】
図５において、図１および図２と同じものは同一の番号を付してあり、５００はパルスレーダ装置、５０１はＬＰＦ（ローパスフィルタ）を示す。
【００９７】
図５におけるパルスレーダ装置５００の動作は、実施例１におけるＦＭ変調区間Ｔｍ２における動作と同じであり、実施例３では振幅変調の区間Ｔｍ１が無く、１周期Ｔｍ０のすべてがＦＭ変調されている。
【００９８】
また、ＦＭ変調周波数幅Δｆは実施例１と同様に、計測距離Ｒｘに対して、（６）式により変化するように制御される。
【００９９】
ただし、ＦＭ変調する波形が三角波ではなく、フィルタにより所定の帯域が遮断された波形であるのが実施例１と異なる。
・「ＦＭ−ＡＭ変換雑音の除去方法」
図５、図６を用いて、実施例３において、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減する方法を説明する。
【０１００】
図６（ａ）は、三角波のＦＭ変調波により発生した、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の周波数スペクトラム成分の例を示す。ただし、理想的三角波は基本波周波数ｆｍと奇数次高調波３ｆｍ、５ｆｍ・・・しか含まないが、実際には、三角波の増幅回路や高周波回路における周波数対振幅特性の非線形により、図６（ａ）の様にｆｍの偶数次高調波２ｆｍ、４ｆｍ成分も発生する。ｆｍ成分とｆｍの高調波成分は、実施例１における「ＦＭ−AM変換雑音の発生」で説明した動作により、実施例３においては図５の第２ミキサ１１７から出力する。
【０１０１】
図５のＢＰＦ１１８の特性は図６（ｂ）のＤ６０１で示され、ビート周波数ｆｂの成分が抽出されると同時に、ＢＰＦ１１８の通過帯域内に入るＦＭ−AM変換雑音の高調波３ｆｍと４ｆｍ成分を抽出して不要な干渉波となる。
【０１０２】
すなわち、図６において例えばｆｍ＝４ｋＨｚ、ｆｂ＝１４ｋＨｚ、ＢＰＦ１１８の通過帯域幅を１４ｋＨｚ±３ｋＨzにした場合、３ｆｍ＝１２ｋＨｚ、４ｆｍ＝１６ｋＨｚであるから、ＦＭ−AM変換雑音の高調波３ｆｍと４ｆｍ成分を抽出してしまう。
【０１０３】
図６（ｃ）は、実施例３においてＬＰＦ５０１により、ＦＭ変調波の三角波を帯域制限した場合のスペクトラムを示す。ＬＰＦ５０１は、例えば遮断周波数＝６ｋＨｚ、６次バタワース低域通過濾波器であり、３ｆｍ＝１２ｋＨｚおよび４ｆｍ＝１６ｋＨｚにおいて、３５ｄＢ以上の減衰特性が得られる。
【０１０４】
この結果、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の３ｆｍ、４ｆｍ成分は、図６（ｃ）に示す様に、大幅に減少し、図６（ｄ）においてＢＰＦ１１８の通過帯域内に入力する成分は、希望波ビート周波数ｆｂ成分のみとなり、この結果、信号処理回路１０１に入力するＦＭ−ＡＭ変換雑音が削減される。
・「実施例３におけるビート周波数成分」
図６および図７を用いて、実施例３における帯域制限された三角波ＦＭ変調信号によるビート周波数を説明する。
【０１０５】
図７に、実施例３におけるＦＭ変調された各部の周波数変化を従来技術と比較して示す。
【０１０６】
図７（ａ）において、Ｄ７０１は実施例３により帯域制限された三角波によりＦＭ変調された送信信号の周波数、Ｄ７０２はＤ７０１が遅延して受信された受信信号の周波数、 図７（ｂ）において、Ｄ７０３は実施例３によるビート周波数、 図７（ｃ）において、Ｄ７０４は従来の三角波ＦＭ変調による送信信号の周波数、Ｄ７０５はＤ６０４が遅延して受信された受信信号の周波数、 図７（ｃ）において、Ｄ７０６は従来三角波ＦＭ変調によるビート周波数をそれぞれ示す。
【０１０７】
従来技術においては、三角波によりＦＭ変調された送信高周波Ｄ７０４はレーダ反射体１０９により反射され、距離に対応して遅延し受信高周波Ｄ７０５となり、Ｄ７０４とＤ７０５の差の周波数がビート周波数Ｄ７０６となる。Ｄ７０６の頂上の平坦部の周波数が、（１）式で示されるビート周波数ｆｂである。
【０１０８】
実施例３において、帯域制限された三角波によりＦＭ変調された送信高周波周波数は、図７（ａ）Ｄ７０１の周波数変化波形をしており、レーダ反射体１０９により反射さると距離に応じて遅延した受信高周波周波数波形Ｄ７０２となり、Ｄ７０１とＤ７０２の差の周波数がビート周波数Ｄ７０３となる。Ｄ７０３の頂上付近の中心周波数が、（１）式で示されるビート周波数ｆｂである。図７（ｂ）のビート周波数の頂上付近は、図７（ｄ）に比べ多少変化しているが周波数ｆｂの成分を有しており、帯域制限によるｆｂ成分の低下はわずかである。
【０１０９】
また、実施例３のパルスレーダ装置５００は、ＦＭ−ＣＷ方式におけるようにビート周波数の値から距離を計測するのでは無く、ＢＰＦ１１８を通過したビート信号のレベルを最大にするゲーティングパルスの遅延時間により距離を計測するので、多少のビート周波数の変化はＢＰＦ１１８の帯域内であれば問題にならない。
【０１１０】
また、実施例３のパルスレーダ装置５００は、ＦＭ変調信号を帯域制限する濾波器としてＬＰＦ５０１を用いたが、ビート信号を抽出するＢＰＦ１１８の通過帯域を遮断する帯域阻止濾波器を用いても、前記と同様にしてＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減することが出来る。
【０１１１】
また、前記説明では計測距離Ｒｘの全範囲において、パルスレーダ装置５００は帯域制限された三角波により送信高周波をＦＭ変調したが、（７）式によりｆｂ／ｆｍが１に近づく極近距離Ｒｘの計測では、実施例１におけるＴｍ１の区間と同じく、高周波信号のＦＭ変調は停止し、低速パルス信号により高速パルス信号を振幅変調した複合パルスにより前記高周波信号を振幅変調し、受信部では低速パルス信号を抽出する方法を併用してもよい。
【０１１２】
この場合、極近距離以上の距離Ｒｘの計測では、前記帯域制限された三角波により高周波信号をＦＭ変調し、受信部ではビート信号を抽出する。この方法により、極近距離から遠距離にわたる全距離範囲の計測において、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減することが出来る。
（付記１）
距離計測を行なうための送信高周波信号を受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
所定の距離以下の計測では無変調の高周波信号を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された高周波信号を発振する発振手段と、
前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された前記高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
（付記２）
前記パルスレーダ装置は、前記所定の距離以上の計測においては、前記パルスレーダ装置が計測する距離に応じて変調周波数と変調周波数幅を制御して、前記受信手段により得られるビート周波数が所定帯域内に入るように制御する制御手段を備えたことを特徴とする付記１記載のパルスレーダ装置。
（付記３）
前記送信高周波信号を無変調から周波数変調に切り替える所定の距離は、前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数が前記周波数変調する変調周波数より高い周波数に対応する距離であることを特徴とする付記１記載のパルスレーダ装置。
（付記４）
前記無変調の高周波信号を振幅変調する低速パルス信号は、擬似ランダム符号であることを特徴とする付記１記載のパルスレーダ装置。
（付記５）
送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記高周波信号を高速パルスの第１の変調信号で振幅変調する第１の振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第２の変調信号により、前記受信信号を振幅変調する第２の振幅変調手段と、
前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第３の変調信号により、前記受信周波数変換に用いるローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
（付記６）
前記受信信号を振幅変調する前記第２の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から送信アンテナ、受信アンテナ、周波数変換手段までのレーダ信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする付記５記載のパルスレーダ装置。
（付記７）
前記ローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から周波数変換手段までのローカル信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする付記５記載のパルスレーダ装置。
（付記８）
前記パルスレーダ装置は、所定の距離以下の計測では無変調の前記高周波を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、
を備えたことを特徴とする付記５記載のパルスレーダ装置。
（付記９）
送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号を帯域制限する帯域制限手段と、
前記高周波信号をパルス振幅変調する振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数を抽出する帯域通過濾波手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
（付記１０）
前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号に対する帯域制限手段は、前記ビート周波数を抽出する帯域通過手段の通過帯域を遮断する低域通過濾波器または帯域阻止濾波器であることを特徴とする付記９記載のパルスレーダ装置。
（付記１１）
前記パルスレーダ装置は、所定の距離以下の計測では無変調の前記高周波を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、
を備えたことを特徴とする付記９記載のパルスレーダ装置。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】パルスレーダシステム構成（実施例１）を示す図である。
【図２】各部の信号波形（実施例１）を示す図である。
【図３】パルスレーダシステム構成（実施例２）を示す図である。
【図４】各部の信号波形（実施例２）を示す図である。
【図５】パルスレーダシステム構成（実施例３）を示す図である。
【図６】ビートスペクトラム（実施例３）を示す図である。
【図７】ＦＭ変調信号とビート周波数（実施例３）を示す図である。
【符号の説明】
【０１１４】
１００ パルスレーダ装置
１０１ 信号処理回路
１０２ ＦＭ変調信号発生回路
１０３ ＦＭ発振器
１０４ 結合回路
１０５ 増幅器
１０６ 送信スイッチ
１０７ 送信スイッチ駆動回路
１０８ 送信アンテナ
１０９ レーダ反射体
１１０ 受信アンテナ
１１１ 受信スイッチ
１１２ 受信スイッチ駆動回路
１１３ 遅延スライディング回路
１１４ 増幅器
１１５ ローカルスイッチ
１１６ 第１ミキサ
１１７ 第２ミキサ
１１８ ＢＰＦ（バンンドパスフィルタ）
１１９ 複合パルス生成回路
３００ パルスレーダ装置
３０１ 打ち消し信号発生器
３０２ 打ち消し信号発生器
３０３ 増幅器
５００ パルスレーダ装置
５０１ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルスレーダ装置に関し、特に周波数変調によって生じた振幅変調成分を除去してレーダの検知感度を向上させるパルスレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、交通路の障害物検知や通行車両の監視、自動車のＡＣＣ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃｒｕｉｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）等の用途にミリ波レーダ技術が注目されている。これらのレーダ技術には、ＦＭ−ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｓ Ｗａｖｅ）方式が用いられているが、数ｍ以下の極近距離の計測は困難であった。
【０００３】
極近距離を計測するレーダとして、数ｎｓｅｃ幅のパルスを利用するパルスレーダがある（特許文献１参照）。
【０００４】
前記パルスレーダでは、送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置において、受信周波数変換におけるホモダイン検波においてヌル点が発生しないように、送信部の高周波発振器を周波数変調した後に、パルス振幅変調を行っている。
【０００５】
また、従来のＦＭ−ＣＷレーダの受信部においてもホモダイン検波が用いられ、送信部で発信した高周波がローカル信号として受信部の周波数変換器（以下ミキサ）に供給され、受信した高周波信号を低周波信号に周波数変換する。
【０００６】
このような周波数変調（以下ＦＭ変調）を利用したレーダでは、高周波ＦＭ変調器や高周波回路の周波数対振幅特性が平坦で無い場合に、ＦＭ変調によって生じた振幅変調成分（以下ＦＭ−ＡＭ変換雑音）が発生する。ＦＭ−ＡＭ変換雑音は、レーダ装置において不要な干渉雑音となりレーダ計測の感度を下げる。
【０００７】
前記ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減する対策として、ＦＭ変調された高周波信号をさらに振幅変調し、レーダ受信部のホモダイン検波出力において前記振幅変調周波数だけシフトした周波数のレーダ受信信号を選択して抽出し、必要なレーダ受信信号と不要なＦＭ−ＡＭ変換雑音を周波数で分離する方法があった（特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００４−２６４０６７号公報
【特許文献２】特開平５−４０１６９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
先に説明した背景技術において、ＦＭ変調された高周波信号をさらに振幅変調し、レーダ受信部でホモダイン検波する方法は、ホモダイン検波器出力においてＦＭ−ＡＭ変換雑音を振幅検波した成分は除去できるが、ホモダイン検波出力における前記振幅変調の周波数だけシフトした成分にもＦＭ−ＡＭ変換雑音は含まれ、必要なレーダ信号との分離が出来ないので完全な対策ではなかった。
【０００９】
従って、本発明の目的の１つは、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減したパルスレーダ装置を提供することである。
【００１０】
尚、上記目的に限らず、後述する発明を実施するための最良の形態に示す各構成により導かれる結果であって従来の技術によっては得られない効果も、本発明の他の目的の１つとして位置付けることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
（１）本発明では、距離計測を行なうための送信高周波信号を受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、所定の距離以下の計測では無変調の高周波信号を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された高周波信号を発振する発振手段と、前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、前記振幅変調手段によって変調された前記高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置を用いる。
【００１２】
好ましくは、前記パルスレーダ装置は、前記所定の距離以上の計測においては、前記パルスレーダ装置が計測する距離に応じて変調周波数と変調周波数幅を制御して、前記受信手段により得られるビート周波数が所定帯域内に入るように制御する制御手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のパルスレーダ装置を用いる。
（２）本発明では、前記送信高周波信号を無変調から周波数変調に切り替える所定の距離は、前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数が前記周波数変調する変調周波数より高い周波数に対応する距離であることを特徴とする請求項１記載のパルスレーダ装置を用いる。
【００１３】
好ましくは、前記無変調の高周波信号を振幅変調する低速パルス信号は、擬似ランダム符号であることを特徴とする請求項１記載のパルスレーダ装置を用いる。
（３）本発明では、送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、前記高周波信号を高速パルスの第１の変調信号で振幅変調する第１の振幅変調手段と、前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第２の変調信号により、前記受信信号を振幅変調する第２の振幅変調手段と、前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第３の変調信号により、前記受信周波数変換に用いるローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段と、前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置を用いる。
（４）本発明では、前記受信信号を振幅変調する前記第２の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から送信アンテナ、受信アンテナ、周波数変換手段までのレーダ信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする請求項３記載のパルスレーダ装置を用いる。
【００１４】
好ましくは、前記ローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から周波数変換手段までのローカル信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする請求項３記載のパルスレーダ装置を用いる。
【００１５】
好ましくは、前記パルスレーダ装置は、所定の距離以下の計測では無変調の前記高周波を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、を備えたことを特徴とする請求項３記載のパルスレーダ装置を用いる。
（５）本発明では、送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号を帯域制限する帯域制限手段と、前記高周波信号をパルス振幅変調する振幅変調手段と、前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数を抽出する帯域通過濾波手段と、前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置を用いる。
【００１６】
好ましくは、前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号に対する帯域制限手段は、前記ビート周波数を抽出する帯域通過手段の通過帯域を遮断する低域通過濾波器または帯域阻止濾波器であることを特徴とする請求項５記載のパルスレーダ装置を用いる。
【００１７】
好ましくは、前記パルスレーダ装置は、所定の距離以下の計測では無変調の前記高周波を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、備えたことを特徴とする請求項５記載のパルスレーダ装置を用いる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明により、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減した高感度なパルスレーダ装置を提供することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。
（実施例１）
実施例１においては、パルスレーダの計測周期内を、送信高周波をＦＭ変調してパルス振幅変調する区間と、無変調の高周波をパルス振幅変調する区間に分けることとする。
【００２０】
図１に、実施例１におけるパルスレーダ装置を用いたレーダシステムの構成を示す。
【００２１】
図１において、１００はパルスレーダ装置、１０１は信号処理回路、１０２はＦＭ変調信号発生回路、１０３はＦＭ発振器、１０４は結合回路、１０５は増幅器、１０６は送信スイッチ、１０７は送信スイッチ駆動回路、１０８は送信アンテナ、１０９はレーダ反射体、１１０は受信アンテナ、１１１は受信スイッチ、１１２は受信スイッチ駆動回路、１１３は遅延スライディング回路、１１４は増幅器、１１５はローカルスイッチ、１１６は第１ミキサ、１１７は第２ミキサ、１１８はＢＰＦ（バンンドパスフィルタ）、１１９は複合パルス生成回路をそれぞれ示す。
【００２２】
図２に、実施例１における各部の信号波形を示す。
【００２３】
図２において、図２（ａ）のＤ２０１は低速パルス信号、図２（ｂ）のＤ２０２は複合パルス信号波形、図２（ｃ）のＤ２０３はＦＭ変調信号波形、図２（ｄ）のＤ２０４はローカルスイッチ制御信号をそれぞれ示す。
・「パルスレーダの動作」
図１に示すシステム構成図と、図２に示す各部の信号波形を用いて、実施例１におけるパルスレーダ装置１００の動作を説明する。
【００２４】
ＦＭ発振器１０３は、ＦＭ変調信号発生回路１０２より供給されたＦＭ変調信号Ｄ２０３により、ＦＭ変調された高周波信号を出力する。
【００２５】
ＦＭ変調信号Ｄ２０３は図２（ｃ）に示すように、周期Ｔｍ０における初めのＴｍ１の区間は一定値であるので、ＦＭ発振器１０３は無変調の連続波（周波数をｆｃとする）を出力する。周期Ｔｍ０の後の区間Ｔｍ２では、周期Ｔｍの三角波（繰り返し周波数ｆｍ＝１／Ｔｍ）であるので、ＦＭ発振器１０３は中心周波数がｆｃであって、三角波でＦＭ変調された（変調幅をΔｆとする）ＦＭ−ＣＷ信号の高周波を出力する。
【００２６】
ＦＭ発振器１０３の出力は、結合回路１０４、増幅器１０５を介して送信スイッチ１０６に供給される。
【００２７】
信号処理回路１０１から発生した高速パルス信号（繰り返し周波数をｆｓとする）は、複合パルス生成回路１１９において低速パルス信号Ｄ２０１（繰り返し周波数をｆｄとする）により複合変調されて複合パルス信号Ｄ２０２が生成される。複合パルス信号Ｄ２０２は、送信スイッチ駆動回路１０７において短パルス化され、送信スイッチ１０６を駆動する。
【００２８】
その結果、送信スイッチ１０６の出力は、図２（ｂ）〜（ｃ）におけるＴｍ１の区間は無変調の連続高周波が複合パルス信号Ｄ２０２によってパルス振幅変調された信号となり、Ｔｍ２の区間はＤ２０３の三角波でＦＭ変調された高周波がさらにＤ２０２に示す高速パルス信号で振幅変調された信号となり、送信アンテナ１０８より放射される。
【００２９】
レーダ反射体１０９で反射したレーダ反射波は、受信アンテナ１１０で受信され受信信号となる。受信信号は受信スイッチ１１１において短パルスでスイッチされる。受信スイッチ１１１を駆動するスイッチ信号は、送信スイッチを振幅変調した信号と同じ高速パルス信号の繰り返し周波数ｆｓであって、周波数ｆｓの高速パルス信号が、図１の遅延スライディング回路１１３において信号処理回路１０１からの遅延制御信号により、遅延時間（τｃとする）が順次変化するように制御され、受信スイッチ駆動回路１１２において短パルス化された信号である。
【００３０】
遅延時間τｃが順次変化するように制御された高速パルス信号の短パルス時間と、受信信号の短パルスの時間が一致した時のみに、受信スイッチ１１１の出力は繰り返し周波数ｆｓの高速パルス信号で振幅変調された高周波信号を出力する。
【００３１】
受信スイッチ１１１の出力は、増幅器１１４で高周波増幅され第１ミキサ１１６において、送信のＦＭ発振器１０３出力を結合回路１０４で分岐したローカル信号と混合されホモダイン検波される。
【００３２】
図２（ａ）〜（ｄ）におけるＴｍ１の区間では、第１ミキサ１１６に入力する受信信号は、無変調の高周波が、Ｄ２０２のＴｍ１の区間の波形で高速パルス信号（繰り返し周波数ｆｓ）と低速パルス信号（繰り返し周波数ｆｄ）で複合振幅変調された波形であり、第１ミキサ１１６に入力するもう一方のローカル信号は、ローカルスイッチ１１５が信号処理回路１０１からの制御信号Ｄ２０４によりオフになっているので第１ミキサ１１６に入力しない。したがってＴｍ１の区間では、第１ミキサ１１６は受信信号のみを振幅検波し、第１ミキサ１１６出力ではＤ２０２のＴｍ１区間の波形が中間周波数（以下ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号として得られる。
【００３３】
図２（ａ）〜（ｄ）におけるＴｍ２の区間では、第１ミキサ１１６に入力する受信信号は、高周波がＤ２０３の波形でＦＭ変調され、さらにＤ２０２のＴｍ２の区間の波形で振幅変調された波形である。第１ミキサ１１６に入力するもう一方のローカル信号は、ローカルスイッチ１１５が信号処理回路１０１からの制御信号Ｄ２０４によりオンになっているので、波形Ｄ２０３によりＦＭ変調された信号となって第１ミキサ１１６に入力する。したがって、Ｔｍ２の区間では第１ミキサ１１６はホモダイン検波器として動作し、第１ミキサ１１６出力は、ＦＭ−ＣＷレーダ方式におけるレーダ反射体までの距離に対応したビート周波数の正弦波で高速パルス信号（繰り返し周波数ｆｓ）の振幅が変化するＩＦ信号出力が得られる。
【００３４】
前記第１ミキサ１１６出力のＩＦ信号は、第２ミキサ１１７において、遅延スライディングされた高速パルス信号（繰り返し周波数ｆｓ）を基準信号として同期検波される。
【００３５】
受信信号を通過させた受信スイッチ１１１の駆動パルス信号と、第２ミキサ１１７へ供給された高速パルス信号の基準信号は、遅延スライディング回路１１２により同一の遅延時間で順次変化するように制御された信号であるから、繰り返し周波数はｆｓで完全に同期しており、遅延時間が順次変化するように制御されても位相差は０度であって変化しない。
【００３６】
第２ミキサ１１７では、図２（ａ）〜（ｄ）におけるＴｍ１の区間では低速パルス信号Ｄ２０１が検波され、Ｔｍ２の区間では送信されたＦＭ変調波と受信したＦＭ変調波の差の周波数であるビート周波数ｆｂの正弦波が検波され、ＢＰＦ１１８に出力する。
【００３７】
ＢＰＦ１１８の通過帯域は、低速パルス信号Ｄ２０１の繰り返し周波数ｆｄおよび、ビート周波数ｆｂが通過する帯域幅に設計されている。ただし、従来のＦＭ−ＣＷ方式では、（１）式で示されるように、レーダ反射体までの距離Ｒｘに比例してビート周波数ｆｂは変化する。
【００３８】
【数１】
ただし、ΔfはＦＭ変調の変調幅で、ｆｍはＦＭ変調三角波の繰り返し周波数、Ｒｘはレーダ装置からレーダ反射体までの距離、ｃは光速である。
【００３９】
本パルスレーダでは、計測する距離Ｒｘに応じてΔｆまたはｆｍを変化させる。
【００４０】
本パルスレーダにおいては、距離Ｒｘのレーダ反射体１０９からの反射波の受信信号は、遅延時間が順次変化する高速パルス信号に駆動された受信スイッチ１１１によりスイッチされ、受信信号の遅延時間τｘが受信スイッチ１１１を駆動する高速パルス信号の遅延時間（τcとする）に一致した時に、受信スイッチ１１１を通過し、周波数変換されＢＰＦ１１８に供給される。
【００４１】
なお、レーダ反射体までの距離Ｒｘに対応した受信信号の遅延時間τｘと一致する制御された遅延時間τｃの関係は（２）式で示される。
【００４２】
【数２】
前記受信スイッチ１１１を駆動する高速パルス信号の遅延時間τｃに応じて、（１）式における（Δｆｆｍ）の値をＲｘに対し反比例するように制御することにより、ビート周波数ｆｂは一定値ｆｂ０となる。
【００４３】
例えば、基準状態として、距離Ｒｘ＝１．５ｍにおいて、Δｆ＝１００ＭＨｚ、ｆｍ＝６ｋＨｚとすると、（１）式によりビート周波数ｆｂ＝１２ｋＨｚとなる。距離Ｒｘ＝３ｍを計測する遅延時間では、距離の２倍に反比例してΔｆを１／２にして、１００ＭＨｚ／２＝５０ＭＨｚに変化させれば、（１）式により、ビート周波数ｆｂは１２ｋＨｚのままに維持される。
【００４４】
実際の場合は、（Δｆｆｍ）の値を、Ｒｘに対し近似的に反比例するように制御するのでビート周波数ｆｂは多少変化する。またレーダ反射体が移動しているとドップラー効果によりビート周波数が変化するので、ＢＰＦ１１８の帯域幅はこれらの変化分広くされる。
ＢＰＦ１１８を通過した信号は、信号処理回路１０１において、受信信号レベルが計算される。
【００４５】
前記の各遅延スライディング時間に対して、受信信号レベルが一定以上のピーク値を示すと、その遅延時間τｃに対し、レーダ反射体までの距離Ｒｘが（２）式で計算される。
・「ＦＭ−AM変換雑音の発生」
高周波のＦＭ変調器１０３および、ＦＭ変調器１０３からローカルスイッチ１１５を介して第１ミキサに至るローカル信号の経路における周波数対振幅特性が平坦で無い場合、繰り返し周波数ｆｍの三角波のＦＭ変調により生じる振幅変調（以下ＦＭ−ＡＭ変換）成分を持った高周波信号が、ローカル信号として第１ミキサ１１６に供給される。
【００４６】
第１ミキサ１１６では、レーダ反射波の受信入力がない時でも、前記受信ローカル信号のＦＭ−ＡＭ変換成分を振幅検波する。前記受信ローカル信号は、第１ミキサ１１６を介して増幅器１１４に漏洩し、増幅器１１４で再度反射して第１ミキサ１１６に入力する成分がある。増幅器１１４は周波数ｆｓでスイッチされる受信スイッチ１１１の影響を受けるので、前記再度反射した成分はローカル信号がスイッチ周波数ｆｓとＦＭ−ＡＭ変換の周波数ｆｍで複合的に振幅変調されている。この信号は第１ミキサ１１６で振幅検波さると、周波数ｆｓの信号振幅が周波数ｆｍで変化するＩＦ信号出力となる。前記ＩＦ信号は、第２ミキサ１１７において周波数ｆｓを基準信号として同期検波され、第２ミキサ１１７は周波数ｆｍの成分を出力する。
【００４７】
また受信信号に対しても、高周波のＦＭ変調器１０３から送信アンテナ１０８出力にいたる高周波の送信回路、および受信アンテナ１１０から第１ミキサ１１６までの高周波回路の経路において、周波数対振幅特性が平坦で無い場合、繰り返し周波数ｆｍの三角波によりＦＭ−ＡＭ変換された受信信号が、第１ミキサ１１６でホモダイン検波され、スイッチ周波数ｆｓのパルス信号がｆｍの周波数で振幅変調されたＩＦ信号出力となり、第２ミキサ１１７において、周波数ｆｓを基準信号として同期検波され、第２ミキサ１１７は周波数ｆｍの成分を出力する。
【００４８】
前記の周波数ｆｍの成分はＦＭ−ＡＭ変換雑音となり、ＢＰＦ１１８で遮断できない場合は、レーダ計測における不要雑音となり、計測感度を劣化させる。
・「ビート信号とＦＭ−ＡＭ変換雑音の周波数の関係」
前記で説明したようなＦＭ−ＡＭ変換雑音の影響を避けるには、希望のビート信号周波数ｆｂと不要なＦＭ−ＡＭ変換雑音の周波数ｆｍを分離する必要がある。
【００４９】
まず、周波数ｆｂとｆｍの関係について説明する。
【００５０】
実施例１のパルスレーダにおいて、受信レベル計算において安定な値を得るには、図２のＴｍ２のＦＭ―ＣＷ区間においては、周期Ｔｍ（＝１／ｆｍ）の三角波の上昇区間および下降区間Ｔｍ／２に、周波数ｆｂのビート信号が１／２周期以上含まれる必要がある。この関係は（３）式で示される。
【００５１】
【数３】
ただし、周波数ｆｂとｆｍの成分を分離するには（３）式の不等号を満たす適切な関係が必要であるので後で説明する。
【００５２】
また、ＦＭ変調幅Δｆは、良好なＦＭ変調特性を得るにはハードウエアによる上限値がΔｆｍａｘがある。
【００５３】
【数４】
ミリ波周波数を利用するレーダでは、例えば、Δｆｍａｘ＝１００ＭＨｚである。
（１）、（３）、（４）式より、Δｆが許容される変化範囲は（５）式となる。
【００５４】
【数５】
またΔｆの値は（１）式より（６）式となる。
【００５５】
【数６】
また、ｆｂ／ｆｍは（７）式となる。
【００５６】
【数７】
計測距離Ｒｘを変化させた時に、ビート周波数ｆｂを所定の一定値にするために、ｆｍを所定値に決め、（７）式によりΔｆを制御する。
【００５７】
計測距離Ｒｘが大きい時のΔｆは、（６）式により変化させることにより、ｆｂ／ｆｍが（３）式の条件に設定されてあれば、Δｆの許容範囲（５）式は満たされる。
【００５８】
一方、計測距離Ｒｘが小さくなった時のΔｆは（６）式により増加させても、可能最大値Δｆｍａｘ以上には出来ないのでΔｆｍａｘに固定される。この時（ΔｆＲｘ）は小さくなるので、Ｒｘが所定の値より小さくなると（７）式によりｆｂ／ｆｍが１より小さくなる。これは、三角波の上昇区間および下降区間Ｔｍ／２に、周波数ｆｂのビート信号が１／２周期含まれない状態を示すので、計算した受信信号レベルが正確でなくなる。
【００５９】
また、計測距離Ｒｘが極近距離の場合にｆｂ／ｆｍが１に近くなると、ビート周波数ｆｂと三角波の繰り返し周波数ｆｍが接近して、ＢＰＦ１１８による周波数の分離が困難になるので、希望のビート信号を取り出すＢＰＦ１１８の出力に、前記の不要なＦＭ−ＡＭ変換雑音が現れる。第１ミキサ１１６に入力するローカル信号に含まれるＦＭ−ＡＭ変換雑音は、レーダ反射体からの受信信号の有無に関係ないレベルでＢＰＦ１１８から出力し、受信信号に含まれるＦＭ−ＡＭ変換雑音は受信レベルに比例したレベルでＢＰＦ１１８から出力する。いずれも距離計測には不要な雑音となり、計測感度を劣化させる。
【００６０】
特にＲｘの小さい極近距離では、（６）式によりΔｆの値が大きいのでＦＭ−ＡＭ変換雑音レベルも大きく、レーダの計測感度を大きく劣化させる。
【００６１】
前記の説明は、計測距離Ｒｘに対応して（６）式により、Δｆを変化させる場合であった。（６）式においてｆｍを変化させるとΔｆの増加は軽減されるように見える。
【００６２】
しかしながら、（６）式を変形した（７）式によれば、Ｒｘが小さい場合ΔｆをΔｆｍａｘに固定すると、ｆｂ／ｆｍはやはり１に近づくので、ｆｂとｆｍの分離は同様に出来なくなる。
【００６３】
本パルスレーダにおいてＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減するためには、ｆｂとｆｍを離すことにより分離する必要があるから、ｆｂ／ｆｍがＲｘとΔｆでどう変化するかが重要である。（７）式によれば、ｆｂ／ｆｍはΔｆとＲｘにより決定される。従って、計測距離Ｒｘが変化した時はΔｆを変化させることによってのみ、ｆｂ／ｆｍは所定の比率となる。（７）式によれば、ΔｆとＲxが決まれば、ｆｍを変化させてもｆｂが同じ比率で変化するだけであるから、周波数ｆｂと周波数ｆｍの分離には関係しない。
・「ＦＭ−ＡＭ変換雑音の除去方法」
実施例１では、前記に説明した極近距離におけるＦＭ−ＡＭ変換雑音の影響を除去するため、所定の距離以下のレーダ反射体の距離計測時は、送信高周波のＦＭ変調を停止し振幅変調を使う。
【００６４】
前記に説明した不都合が起きない距離Ｒｘの下限について説明する。
【００６５】
（５）式において等号になる時がＲｘの最小限界であり、（３）式においても等号となりｆｂ＝ｆｍの場合であるから、ｆｂとｆｍの分離は出来ない。
【００６６】
ＢＰＦ１１８により、ｆｂを通過させｆｍを遮断する必要がある。
【００６７】
例えば、ｆｂ≧２fｍに設定してｆｂとfｍを離すと、（６）式により（８）式となる。
【００６８】
【数８】
例えばΔｆの最大値Δｆｍａｘ＝１００ＭＨｚの場合（８）式よりＲｘ≧１．５ｍとなる。
即ち、計測距離Ｒｘが（８）式による下限距離以下の距離計測の場合は、図２におけるＴｍ１に対応し、低速パルス信号周波数ｆｄを例えば１２ｋＨzの矩形波とし、高速パルス信号周波数ｆｓを例えば１０ＭＨｚの矩形波を振幅変調して複合パルス信号とし、短パルス化して送信スイッチ１０６により高周波を振幅変調する。
【００６９】
一方、計測距離が（８）式による下限距離以上の距離計測の場合は、図２におけるＴｍ２に対応しレーダ送信の高周波をＦＭ変調する。
【００７０】
この方法により、極近距離のＲｘを計測する図２のTm１の区間は、ＦＭ変調によるビート信号のレベルではなく、例えば１２ｋＨｚの低速パルス信号を検波した信号レベルの計算になるので、ＦＭ変調を行なうことによる前記ＦＭ−ＡＭ変換雑音の発生はなく、またＦＭ周期内のビート信号の波数を考慮する必要がなくなる。
【００７１】
所定距離より遠い距離Ｒｘを計測する図２のTm２の区間は、ＦＭ変調によるビート信号のレベルを計算し、距離Ｒｘを計測する。この距離範囲の計測では、所定のｆｍ（例えば６ｋＨｚ）と希望のビート周波数ｆｂ（例えば１２ｋＨｚ）を与え、計測距離Ｒｘの変化に従い（６）式によりΔｆに変化させると、一定のビート周波数ｆｂ（例えば１２ｋＨｚ）が得られる。
【００７２】
この場合は、ｆｂが１２ｋＨｚ一定であってｆｂ＝２ｆｍの関係が維持されるので、ＢＰＦ１１８によりビート周波数ｆｂは通過させ、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の繰り返し周波数ｆｍを遮断することが可能となる。
【００７３】
この場合、例えば、ｆｂ＝１２ｋＨｚ、ｆｍ＝６ｋＨｚ、ＢＰＦ１１８の中心周波数ｆｃ＝１２ｋＨｚ、通過帯域幅ΔＷ＝６ｋＨｚ（ｆｃ±３ｋＨｚ）と設定される。
【００７４】
ただし、通過帯域幅±３ｋＨｚはレーダ反射体１０９の移動速度によるドップラー周波数を考慮した値であり、３ｋＨｚのドップラー周波数は、例えば７６ＧＨｚのミリ波の場合、レーダ反射体の時速約２０ｋｍ／ｈに相当する。ＢＰＦ１１８として、例えば６次のバターワースフィルタを用いると、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の繰り返し周波数ｆｍ＝６ｋＨｚにおいては約３５ｄＢの減衰量が得られるので、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を十分削減できる。
【００７５】
また、（６）式により、計測距離Ｒｘが大きい場合は、ΔｆはＲｘに反比例して小さい値に制御されるので、ＦＭ−ＡＭ変換雑音自身が少なく、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の影響は少なくすることが出来る。
【００７６】
実施例１では、ＢＰＦ１１８の選択特性によるｆｂとｆｍの分離を十分取るため、ｆｂ≧２fｍとしたが、ＢＰＦ１１８の選択特性が狭くできれば、（３）式による範囲内でｆｂはfｍに近づけることが出来る。
【００７７】
なお、図１に示す実施例１におけるパルスレーダ装置１００において、ローカルスイッチ１１５をオフにした時は第１ミキサ１１６を振幅検波器として動作させ、ローカルスイッチ１１５をオンにした時は第１ミキサ１１６をホモダイン検波器として動作させた。前記説明におけるように、振幅検波器として動作させるのは、レーダ反射体が極近傍にある場合であるので、受信信号のレベルは十分大きい。このときは、ローカルスイッチ１１５をオンのままにしても、実際の第１ミキサ１１６の非線形特性により振幅検波成分を出力することが出来る。
【００７８】
従って、実際にはローカルスイッチ１１５無しで、常時ローカル信号を第１ミキサ１１６に供給しても、実施例１における振幅変調による低速パルス信号と高速パルス信号による複合パルス信号（図２におけるＤ２０２のＴｍ１区間の波形と同じ信号）が第１ミキサ１１６から取り出すことが出来るので、本発明による効果が得られる。
（実施例２）
実施例２においては、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を打ち消す回路を用いることとする。
【００７９】
図３に、実施例２におけるパルスレーダ装置３００を用いたレーダシステムの構成を示す。
【００８０】
図３において、図１と同じものは同一の番号を付してあり、３００はパルスレーダ装置、３０１は打ち消し信号発生器、３０２は打ち消し信号発生器、３０３は増幅器をそれぞれ示す。
【００８１】
図３におけるパルスレーダ装置３００の動作は、実施例１におけるＦＭ変調区間Ｔｍ２における動作と同じであり、実施例２では振幅変調の区間Ｔｍ１が無く、１周期Ｔｍ０のすべてがＦＭ変調されている。
【００８２】
また、ＦＭ変調周波数幅Δｆは実施例１と同様に、計測距離Ｒｘに対して、（６）式により変化するように制御される。
・「ＦＭ−ＡＭ変換雑音打消し動作」
図３および図４を用いて、実施例２におけるＦＭ−ＡＭ変換雑音打消し動作を説明する。
【００８３】
図４に実施例２における各部の信号波形を示す。
【００８４】
図４において、図４（ａ）のＤ４０１はＦＭ発振器１０３に入力するＦＭ変調信号、図４（ｂ）のＤ４０２は結合回路１０４から増幅器３０３に入力するローカル信号波形および受信スイッチ１１１から増幅器１１４に入力する波形、図４（ｃ）のＤ４０３は打消し信号発生器３０１および打消し信号発生器３０２から出力する打消し信号、図４（ｄ）のＤ４０４は増幅器３０３および増幅器１１４から第１ミキサ１１６に入力するＦＭ−ＡＭ変換成分が打ち消された高周波信号をそれぞれ示す。
【００８５】
レーダ反射体１０９からのレーダ反射波を受信した受信信号は、ＦＭ発振器１０３から受信スイッチ１１１までの高周波経路における周波数特性により、ＦＭ変調信号の三角波Ｄ４０１に同期して振幅変調され、例えばＤ４０２の波形となっている。打ち消し信号発生器３０１は、ＦＭ変調信号の三角波Ｄ４０１に同期して例えばＤ４０３の信号を発生する。
【００８６】
打ち消し信号Ｄ４０３は、受信信号Ｄ４０２の振幅変調成分を打ち消す波形になるように振幅と位相が調整され、増幅器１１４の利得を制御して受信信号Ｄ４０２を振幅変調する。増幅器１１４の出力はＤ４０４となりＦＭ−ＡＭ変換によって発生した振幅変調成分がなくなる。この振幅一定の受信信号は第１ミキサ１１６および第２ミキサで周波数され、ＦＭ−ＡＭ変換された成分を含まないビート信号がＢＰＦ１１８を介して信号処理回路１０１に供給される。
【００８７】
第１ミキサ１１６にローカル信号として入力する高周波信号は、ＦＭ発振器１０３から増幅器３０３までのローカル信号経路における周波数特性により、ＦＭ変調信号の三角波Ｄ４０１に同期して振幅変調された例えばＤ４０２の波形となっている。
【００８８】
図４では説明を簡略にするため、ローカル信号の波形と前記レーダ受信信号波形は同じ波形Ｄ４０２としているが、実際にはレーダ信号の経路とローカル信号の経路は異なるので周波数特性も異なり、その結果ＦＭ−ＡＭ変換成分も異なる。
【００８９】
ローカル信号のＦＭ−ＡＭ変換による振幅変調成分の打ち消し信号Ｄ４０３は、ローカル信号Ｄ４０２の振幅変調成分を打ち消す波形になるように振幅と位相が調整され、増幅器３０３の利得を制御してローカル信号を振幅変調する。増幅器３０３の出力はＤ４０４となりＦＭ−ＡＭ変換によって発生した振幅変調成分がなくなる。
【００９０】
振幅一定のローカル信号Ｄ４０４は第１ミキサ１１６に供給され、レーダ受信信号がある時はレーダ受信信号を周波数変換し、第１ミキサ１１６の変換利得がローカル信号の振幅により変化し、レーダ受信信号の振幅にＦＭ−ＡＭ変換成分が重畳するのを防ぐ。また、レーダ受信信号が無い時は、第１ミキサ１１６は振幅検波器として動作するが、ローカル高周波信号Ｄ４０４は、ＦＭ−ＡＭ変換による振幅変調成分が打ち消されているので、第１ミキサ１１６出力にはＦＭ−ＡＭ変換雑音が現れない。従って、第２ミキサ１１７、ＢＰＦ１１８を介して信号処理回路１０１に供給される信号にもＦＭ−ＡＭ変換雑音が現れない。
【００９１】
なお、打消し信号発生器３０１、打消し信号発生器３０２は、ＦＭ変調信号の三角波Ｄ４０１をAD変換し、次にＦＦＴ（高速フーリエ変換）した後、レーダ受信信号のビート周波数（周波数＝ｆｂとする）が通過するＢＰＦ１１８を通過するＦＦＴ周波数スペクトラム成分のみを取り出し、ＤＡ変換して打ち消し信号Ｄ４０３を生成してもよい。
【００９２】
また、増幅器１１４、増幅器３０３を構成する高周波トランジスタ、例えばＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：高電子移動度トランジスタ)のゲートバイアス直流電圧、またはドレインバイアス直流電圧に、打ち消し信号Ｄ４０３を重畳して増幅器１１４、増幅器３０３の利得を制御することにより、Ｄ４０２におけるＦＭ−ＡＭ変換雑音の打消しを行なってもよい。
【００９３】
また、前記説明では計測距離Ｒｘの全範囲において、パルスレーダ装置３００は三角波により送信高周波をＦＭ変調したが、（７）式によりｆｂ／ｆｍが１に近づく極近距離Ｒｘの計測では、実施例１におけるＴｍ１の区間と同じく、高周波信号のＦＭ変調は停止し、低速パルス信号により高速パルス信号を振幅変調した複合パルスにより前記高周波信号を振幅変調し、受信部では低速パルス信号を抽出する方法を併用してもよい。
【００９４】
この場合、極近距離以上の距離Ｒｘの計測では、前記の説明のように、受信信号に含まれる振幅変調成分と、ローカル信号に含まれる振幅変調成分をＦＭ変調する三角波に同期した打消し信号により打ち消し、受信部ではビート信号を抽出する。この方法により、極近距離から遠距離にわたる全距離範囲の計測において、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減することが出来る。
（実施例３）
実施例３においては、送信高調波をＦＭ変調する三角波信号に対し、レーダ受信部においてビート周波数帯域を通過する成分を除去する帯域制限を行い、この帯域制限された信号によりＦＭ変調することする。
【００９５】
図５に、実施例３におけるパルスレーダ装置５００を用いたレーダシステムの構成を示す。
【００９６】
図５において、図１および図２と同じものは同一の番号を付してあり、５００はパルスレーダ装置、５０１はＬＰＦ（ローパスフィルタ）を示す。
【００９７】
図５におけるパルスレーダ装置５００の動作は、実施例１におけるＦＭ変調区間Ｔｍ２における動作と同じであり、実施例３では振幅変調の区間Ｔｍ１が無く、１周期Ｔｍ０のすべてがＦＭ変調されている。
【００９８】
また、ＦＭ変調周波数幅Δｆは実施例１と同様に、計測距離Ｒｘに対して、（６）式により変化するように制御される。
【００９９】
ただし、ＦＭ変調する波形が三角波ではなく、フィルタにより所定の帯域が遮断された波形であるのが実施例１と異なる。
・「ＦＭ−ＡＭ変換雑音の除去方法」
図５、図６を用いて、実施例３において、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減する方法を説明する。
【０１００】
図６（ａ）は、三角波のＦＭ変調波により発生した、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の周波数スペクトラム成分の例を示す。ただし、理想的三角波は基本波周波数ｆｍと奇数次高調波３ｆｍ、５ｆｍ・・・しか含まないが、実際には、三角波の増幅回路や高周波回路における周波数対振幅特性の非線形により、図６（ａ）の様にｆｍの偶数次高調波２ｆｍ、４ｆｍ成分も発生する。ｆｍ成分とｆｍの高調波成分は、実施例１における「ＦＭ−AM変換雑音の発生」で説明した動作により、実施例３においては図５の第２ミキサ１１７から出力する。
【０１０１】
図５のＢＰＦ１１８の特性は図６（ｂ）のＤ６０１で示され、ビート周波数ｆｂの成分が抽出されると同時に、ＢＰＦ１１８の通過帯域内に入るＦＭ−AM変換雑音の高調波３ｆｍと４ｆｍ成分を抽出して不要な干渉波となる。
【０１０２】
すなわち、図６において例えばｆｍ＝４ｋＨｚ、ｆｂ＝１４ｋＨｚ、ＢＰＦ１１８の通過帯域幅を１４ｋＨｚ±３ｋＨzにした場合、３ｆｍ＝１２ｋＨｚ、４ｆｍ＝１６ｋＨｚであるから、ＦＭ−AM変換雑音の高調波３ｆｍと４ｆｍ成分を抽出してしまう。
【０１０３】
図６（ｃ）は、実施例３においてＬＰＦ５０１により、ＦＭ変調波の三角波を帯域制限した場合のスペクトラムを示す。ＬＰＦ５０１は、例えば遮断周波数＝６ｋＨｚ、６次バタワース低域通過濾波器であり、３ｆｍ＝１２ｋＨｚおよび４ｆｍ＝１６ｋＨｚにおいて、３５ｄＢ以上の減衰特性が得られる。
【０１０４】
この結果、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の３ｆｍ、４ｆｍ成分は、図６（ｃ）に示す様に、大幅に減少し、図６（ｄ）においてＢＰＦ１１８の通過帯域内に入力する成分は、希望波ビート周波数ｆｂ成分のみとなり、この結果、信号処理回路１０１に入力するＦＭ−ＡＭ変換雑音が削減される。
・「実施例３におけるビート周波数成分」
図６および図７を用いて、実施例３における帯域制限された三角波ＦＭ変調信号によるビート周波数を説明する。
【０１０５】
図７に、実施例３におけるＦＭ変調された各部の周波数変化を従来技術と比較して示す。
【０１０６】
図７（ａ）において、Ｄ７０１は実施例３により帯域制限された三角波によりＦＭ変調された送信信号の周波数、Ｄ７０２はＤ７０１が遅延して受信された受信信号の周波数、 図７（ｂ）において、Ｄ７０３は実施例３によるビート周波数、 図７（ｃ）において、Ｄ７０４は従来の三角波ＦＭ変調による送信信号の周波数、Ｄ７０５はＤ６０４が遅延して受信された受信信号の周波数、 図７（ｃ）において、Ｄ７０６は従来三角波ＦＭ変調によるビート周波数をそれぞれ示す。
【０１０７】
従来技術においては、三角波によりＦＭ変調された送信高周波Ｄ７０４はレーダ反射体１０９により反射され、距離に対応して遅延し受信高周波Ｄ７０５となり、Ｄ７０４とＤ７０５の差の周波数がビート周波数Ｄ７０６となる。Ｄ７０６の頂上の平坦部の周波数が、（１）式で示されるビート周波数ｆｂである。
【０１０８】
実施例３において、帯域制限された三角波によりＦＭ変調された送信高周波周波数は、図７（ａ）Ｄ７０１の周波数変化波形をしており、レーダ反射体１０９により反射さると距離に応じて遅延した受信高周波周波数波形Ｄ７０２となり、Ｄ７０１とＤ７０２の差の周波数がビート周波数Ｄ７０３となる。Ｄ７０３の頂上付近の中心周波数が、（１）式で示されるビート周波数ｆｂである。図７（ｂ）のビート周波数の頂上付近は、図７（ｄ）に比べ多少変化しているが周波数ｆｂの成分を有しており、帯域制限によるｆｂ成分の低下はわずかである。
【０１０９】
また、実施例３のパルスレーダ装置５００は、ＦＭ−ＣＷ方式におけるようにビート周波数の値から距離を計測するのでは無く、ＢＰＦ１１８を通過したビート信号のレベルを最大にするゲーティングパルスの遅延時間により距離を計測するので、多少のビート周波数の変化はＢＰＦ１１８の帯域内であれば問題にならない。
【０１１０】
また、実施例３のパルスレーダ装置５００は、ＦＭ変調信号を帯域制限する濾波器としてＬＰＦ５０１を用いたが、ビート信号を抽出するＢＰＦ１１８の通過帯域を遮断する帯域阻止濾波器を用いても、前記と同様にしてＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減することが出来る。
【０１１１】
また、前記説明では計測距離Ｒｘの全範囲において、パルスレーダ装置５００は帯域制限された三角波により送信高周波をＦＭ変調したが、（７）式によりｆｂ／ｆｍが１に近づく極近距離Ｒｘの計測では、実施例１におけるＴｍ１の区間と同じく、高周波信号のＦＭ変調は停止し、低速パルス信号により高速パルス信号を振幅変調した複合パルスにより前記高周波信号を振幅変調し、受信部では低速パルス信号を抽出する方法を併用してもよい。
【０１１２】
この場合、極近距離以上の距離Ｒｘの計測では、前記帯域制限された三角波により高周波信号をＦＭ変調し、受信部ではビート信号を抽出する。この方法により、極近距離から遠距離にわたる全距離範囲の計測において、ＦＭ−ＡＭ変換雑音を削減することが出来る。
（付記１）
距離計測を行なうための送信高周波信号を受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
所定の距離以下の計測では無変調の高周波信号を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された高周波信号を発振する発振手段と、
前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された前記高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
（付記２）
前記パルスレーダ装置は、前記所定の距離以上の計測においては、前記パルスレーダ装置が計測する距離に応じて変調周波数と変調周波数幅を制御して、前記受信手段により得られるビート周波数が所定帯域内に入るように制御する制御手段を備えたことを特徴とする付記１記載のパルスレーダ装置。
（付記３）
前記送信高周波信号を無変調から周波数変調に切り替える所定の距離は、前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数が前記周波数変調する変調周波数より高い周波数に対応する距離であることを特徴とする付記１記載のパルスレーダ装置。
（付記４）
前記無変調の高周波信号を振幅変調する低速パルス信号は、擬似ランダム符号であることを特徴とする付記１記載のパルスレーダ装置。
（付記５）
送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記高周波信号を高速パルスの第１の変調信号で振幅変調する第１の振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第２の変調信号により、前記受信信号を振幅変調する第２の振幅変調手段と、
前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第３の変調信号により、前記受信周波数変換に用いるローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
（付記６）
前記受信信号を振幅変調する前記第２の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から送信アンテナ、受信アンテナ、周波数変換手段までのレーダ信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする付記５記載のパルスレーダ装置。
（付記７）
前記ローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から周波数変換手段までのローカル信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする付記５記載のパルスレーダ装置。
（付記８）
前記パルスレーダ装置は、所定の距離以下の計測では無変調の前記高周波を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、
を備えたことを特徴とする付記５記載のパルスレーダ装置。
（付記９）
送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号を帯域制限する帯域制限手段と、
前記高周波信号をパルス振幅変調する振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数を抽出する帯域通過濾波手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
（付記１０）
前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号に対する帯域制限手段は、前記ビート周波数を抽出する帯域通過手段の通過帯域を遮断する低域通過濾波器または帯域阻止濾波器であることを特徴とする付記９記載のパルスレーダ装置。
（付記１１）
前記パルスレーダ装置は、所定の距離以下の計測では無変調の前記高周波を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、
を備えたことを特徴とする付記９記載のパルスレーダ装置。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】パルスレーダシステム構成（実施例１）を示す図である。
【図２】各部の信号波形（実施例１）を示す図である。
【図３】パルスレーダシステム構成（実施例２）を示す図である。
【図４】各部の信号波形（実施例２）を示す図である。
【図５】パルスレーダシステム構成（実施例３）を示す図である。
【図６】ビートスペクトラム（実施例３）を示す図である。
【図７】ＦＭ変調信号とビート周波数（実施例３）を示す図である。
【符号の説明】
【０１１４】
１００ パルスレーダ装置
１０１ 信号処理回路
１０２ ＦＭ変調信号発生回路
１０３ ＦＭ発振器
１０４ 結合回路
１０５ 増幅器
１０６ 送信スイッチ
１０７ 送信スイッチ駆動回路
１０８ 送信アンテナ
１０９ レーダ反射体
１１０ 受信アンテナ
１１１ 受信スイッチ
１１２ 受信スイッチ駆動回路
１１３ 遅延スライディング回路
１１４ 増幅器
１１５ ローカルスイッチ
１１６ 第１ミキサ
１１７ 第２ミキサ
１１８ ＢＰＦ（バンンドパスフィルタ）
１１９ 複合パルス生成回路
３００ パルスレーダ装置
３０１ 打ち消し信号発生器
３０２ 打ち消し信号発生器
３０３ 増幅器
５００ パルスレーダ装置
５０１ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
距離計測を行なうための送信高周波信号を受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
所定の距離以下の計測では無変調の高周波信号を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された高周波信号を発振する発振手段と、
前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された前記高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
【請求項２】
前記送信高周波信号を無変調から周波数変調に切り替える所定の距離は、前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数が前記周波数変調する変調周波数より高い周波数に対応する距離であることを特徴とする請求項１記載のパルスレーダ装置。
【請求項３】
送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記高周波信号を高速パルスの第１の変調信号で振幅変調する第１の振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第２の変調信号により、前記受信信号を振幅変調する第２の振幅変調手段と、
前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第３の変調信号により、前記受信周波数変換に用いるローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
【請求項４】
前記受信信号を振幅変調する第２の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から送信アンテナ、受信アンテナ、周波数変換手段までのレーダ信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする請求項３記載のパルスレーダ装置。
【請求項５】
送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号を帯域制限する帯域制限手段と、
前記高周波信号をパルス振幅変調する振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数を抽出する帯域通過濾波手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
【請求項１】
距離計測を行なうための送信高周波信号を受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
所定の距離以下の計測では無変調の高周波信号を発振し、前記所定の距離以上の計測では周波数変調された高周波信号を発振する発振手段と、
前記無変調の高周波信号を低速パルス信号で振幅変調された高速パルス信号により振幅変調し、前記周波数変調された高周波信号を高速パルス信号で振幅変調する振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された前記高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
【請求項２】
前記送信高周波信号を無変調から周波数変調に切り替える所定の距離は、前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数が前記周波数変調する変調周波数より高い周波数に対応する距離であることを特徴とする請求項１記載のパルスレーダ装置。
【請求項３】
送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記高周波信号を高速パルスの第１の変調信号で振幅変調する第１の振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第２の変調信号により、前記受信信号を振幅変調する第２の振幅変調手段と、
前記周波数変調を行う変調信号に同期して振幅と位相が制御された第３の変調信号により、前記受信周波数変換に用いるローカル信号を振幅変調する第３の振幅変調手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
【請求項４】
前記受信信号を振幅変調する第２の振幅変調手段は、前記高周波信号発信手段から送信アンテナ、受信アンテナ、周波数変換手段までのレーダ信号伝送経路の周波数対振幅特性により発生する振幅変化成分を打ち消すことを特徴とする請求項３記載のパルスレーダ装置。
【請求項５】
送信高周波信号をローカル信号として受信周波数変換に用いるパルスレーダ装置であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記周波数変調を行う三角波又はのこぎり波の変調信号を帯域制限する帯域制限手段と、
前記高周波信号をパルス振幅変調する振幅変調手段と、
前記振幅変調手段によって変調された高周波信号を送信信号として外部に放射する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信手段により得られる送信周波数と受信周波数の差の周波数を抽出する帯域通過濾波手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間を用いて目標物までの距離を求める距離算出手段とを備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００７−２９８２８３（Ｐ２００７−２９８２８３Ａ）
【公開日】平成１９年１１月１５日（２００７．１１．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１２３９９１（Ｐ２００６−１２３９９１）
【出願日】平成１８年４月２７日（２００６．４．２７）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１１月１５日（２００７．１１．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年４月２７日（２００６．４．２７）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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