レーダ装置
【課題】受信特性を劣化させることなく所望の検知精度を有するレーダ装置を小型で且つ安価に実現する。
【解決手段】送信アンテナ１は周波数を三角波変調した送信信号を送信する。受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは所定方向に配列されており、反射波を受信する。各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは、マルチプレクサ３０の各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎにそれぞれ受信信号を出力する。各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎは、送信信号の周波数変調帯域の略全周波数帯域をアンテナ数で分割して順次割り当てられた互いに異なる周波数帯域がそれぞれの通過帯域として設定されている。この構成により、マルチプレクサ３０から出力される合成出力信号は、帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎから順次出力された受信信号が時系列に並ぶ信号となる。これにより、スイッチ回路を用いずとも、各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの受信信号を時系列で選択して出力することと同じになる。
【解決手段】送信アンテナ１は周波数を三角波変調した送信信号を送信する。受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは所定方向に配列されており、反射波を受信する。各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは、マルチプレクサ３０の各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎにそれぞれ受信信号を出力する。各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎは、送信信号の周波数変調帯域の略全周波数帯域をアンテナ数で分割して順次割り当てられた互いに異なる周波数帯域がそれぞれの通過帯域として設定されている。この構成により、マルチプレクサ３０から出力される合成出力信号は、帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎから順次出力された受信信号が時系列に並ぶ信号となる。これにより、スイッチ回路を用いずとも、各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの受信信号を時系列で選択して出力することと同じになる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、自動車の衝突防止用等に用いられるＦＭ−ＣＷ方式のレーダ装置、特にアレイアンテナを用いたホログラフィックレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ミリ波帯の高周波信号を用いて物体の方位を検出する自動車搭載型のレーダ装置として、周波数変調した連続波を用い、配列された複数の受信アンテナで連続波の反射波を受信して方位を検出するＦＭ−ＣＷ方式のレーダ装置が各種考案されている。例えば、特許文献１のレーダ装置は、１つの送信アンテナを備えた１つの送信機と、それぞれに１つの受信アンテナを備えた複数の受信機とを備えるものである。そして、特許文献１のレーダ装置は、各受信機による受信信号の位相差から検知物体の方位を検出している。
【０００３】
また、特許文献２のレーダ装置は、１つの送信アンテナを備えた１つの送信機と、複数の受信アンテナを備えた１つの受信機とを備える。そして、特許文献２のレーダ装置は、複数の受信アンテナをスイッチで高速に切り替えて、各受信アンテナより得られる受信信号の位相差から検知物体の方位を検出している。
【特許文献１】特許第３４９８６２４号公報
【特許文献２】特許第３６２２５６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１のレーダ装置は受信アンテナ数に応じた受信機数を必要とする。ところが、ＦＭ−ＣＷ方式のようなミリ波帯高周波信号の受信機は非常に高価なものである。このため、検知精度を向上しようと受信アンテナ数を増加させれば、比例して受信機数も増加するので、非常に高価なレーダ装置となってしまう。また、受信機数が増加することで、単にアンテナ数を増加させた場合よりもレーダ装置の構成要素数がより増加して小型化することが難しくなる。
【０００５】
また、特許文献２のレーダ装置は、スイッチを利用することで受信機数を１台にすることができるが、ミリ波帯の高周波スイッチも高価なものであり、特許文献１と同様に低コスト化することが難しい。特に、１入力８出力（８入力１出力）のような分岐（結合）数の多いスイッチは特に高価であり、さらに容易に入手することができない。このため、ＳＰＤＴのような１入力２出力（２入力１出力）のスイッチを多段に用いることになるが、各スイッチでの損失が大きいので、検知精度を求めて多段にするほど受信損失が大幅に増加してしまう。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、受信特性を劣化させることなく所望の検知精度を有するレーダ装置を小型で且つ安価に実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明は、送信アンテナを備えて周波数変調された連続波を前記送信アンテナから送信する送信手段と、配列された複数の受信アンテナを備えて送信された連続波の反射波を受信して受信信号を出力する受信手段と、受信信号に基づいて検知物体の方位を検出する検出手段と、を備えたレーダ装置に関するものである。そして、受信手段は、変調周波数帯域に対応する受信周波数帯域を分割して成る複数の分割周波数帯域をそれぞれ複数の受信アンテナに設定し、複数の分割周波数帯域成分の受信信号を時分割された連続期間毎に出力することを特徴としている。
【０００８】
この構成では、送信手段は、周波数が経時的に変化する連続波を送信する。受信手段の各受信アンテナは送信された連続波の反射波を受信する。そして、受信手段は、各受信アンテナが受信する反射波に対して、それぞれに異なる周波数帯域を通過させる。それぞれの受信アンテナに対応する受信信号は、互いに異なる周波数帯域成分のみで形成されており、且つ経時的に並ぶので、これらが時分割で連続的に出力されることで、受信アンテナをスイッチで切り替えて受信信号を出力する処理と等価になる。
【０００９】
また、この発明のレーダ装置の受信手段は、複数の受信アンテナにそれぞれ接続し、受信アンテナ毎に異なる通過帯域を有する複数のフィルタと当該複数のフィルタの出力信号を合成する合成部とを有するマルチプレクサを備えたことを特徴としている。
【００１０】
この構成では、マルチプレクサの各フィルタの通過帯域を異ならせることで、全ての受信アンテナで連続して反射波を受信しても、対応する周波数帯域の受信信号のみが出力される。すなわち、送信される連続波の周波数変化に応じて、その時点の周波数に対応したフィルタに接続された受信アンテナによる受信信号のみが出力される。これにより、複数の受信アンテナをスイッチ等で切り替えながら受信信号を出力するのと等価になる。
【００１１】
また、この発明のレーダ装置の複数の受信アンテナは、それぞれに異なる受信周波数帯域を有することを特徴としている。
【００１２】
この構成では、各受信アンテナが対応する周波数帯域の反射波のみを受信する。すなわち、送信される連続波の周波数変化に応じて、その時点の周波数に対応した受信アンテナによる受信信号のみが出力される。これにより、複数の受信アンテナをスイッチ等で切り替えたり、複数のフィルタで分離しながら受信信号を出力するのと等価になる。
【００１３】
また、この発明のレーダ装置の検知手段は、時分割された各受信信号で検出した方位と複数の受信アンテナの間隔とに基づいて位相調整して少なくとも変調周期の一周期分に亘り受信信号の位相を一致させ、該位相を一致させた少なくとも一変調周期分の受信信号から検知物体の距離を検出することを特徴としている。
【００１４】
この構成では、各受信アンテナに対応する受信信号は、変調周期を分割してなる分割周期にしか対応しないが、この分割周期毎の受信信号を一周期分連続して出力すれば、変調周期の一周期分の受信信号が得られる。この際、各受信アンテナの受信信号は、検出した方位と受信アンテナの間隔とに応じて位相差が存在するので、この位相差を補正して一致させることで、変調周期の一周期に亘って連続する受信信号が得られる。このような一周期分の連続する受信信号を用いることで、ビート信号周波数の観測期間が長くなり、距離および速度の検出精度が向上する。
【００１５】
また、この発明のレーダ装置の検知手段は、時分割された各期間の受信信号強度を検出して、受信周波数帯域の端部に通過周波数が設定された受信アンテナに対応する受信信号強度が他の受信アンテナに対応する受信信号強度よりも低いことを検出すると、送信手段に周波数変調帯域の中心周波数を変更させる指示を行うことを特徴としている。
【００１６】
この構成では、送信される連続波の周波数帯域がずれると、これに応じて反射波の周波数帯域がずれることを利用する。これにより、受信周波数帯域の端部が通過帯域に設定された受信アンテナの受信信号強度が他の受信アンテナの受信信号強度よりも低くなることを検出することで、周波数変調の帯域が変化したことを検出する。そして、検知手段はこの周波数のズレ量を送信手段に出力し、送信手段はこのズレ量に応じて変調周波数の中心周波数の補正を行う。
【発明の効果】
【００１７】
この発明によれば、各受信アンテナの受信信号毎に周波数帯域を設定することで、スイッチを用いることなく、変調周期よりも短い分割周期毎にそれぞれに異なる周波数帯域の受信信号を切り替えながら取得することができる。これにより、各分割周期に対応する受信信号同士の位相差による方位検出が可能となる。この結果、高価な回路素子であるスイッチ回路を用いることなく、低受信損失で所望の方位検出精度を有するレーダ装置を小型で安価に構成することができる。
【００１８】
また、この発明によれば、前記受信アンテナの切り替えにマルチプレクサを用いることで、入手しやすく、比較的安価で低損失な回路素子の追加のみで、低受信損失で所望の方位検出精度を有する小型のレーダ装置を安価に実現することができる。
【００１９】
また、この発明によれば、各受信アンテナに帯域通過フィルタの機能を備えることで、さらにマルチプレクサをも必要としなくなり、低受信損失で所望の方位検出精度を有する小型のレーダ装置をさらに簡素な構造で実現することができる。
【００２０】
また、この発明によれば、変調周期の一周期分の受信信号が得られることにより、ビート信号周波数の観測期間が長くなり、より高精度に検知物体の距離および速度を検出することができる。
【００２１】
また、この発明によれば、受信周波数帯域の端に対応する受信信号強度から、常時周波数変調帯域のずれを検出して送信信号の周波数変調帯域を補正することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置について図１〜図４を参照して説明する。
図１（Ａ）は、本実施形態のレーダ装置の主要部を示すブロック図であり、図１（Ｂ）は（Ａ）に示すマルチプレクサ３０の各フィルタ部３Ａ〜３Ｎの通過帯域と周波数変調帯域との関係を示す図である。
【００２３】
本実施形態のレーダ装置は、送信アンテナ１、受信アンテナ２Ａ〜２Ｎ、マルチプレクサ３０、信号処理回路４、ＶＣＯ５、分岐回路６、ＬＮＡ７、ミキサ８、ＩＦアンプ９を備える。
【００２４】
送信アンテナ１は、マイクロストリップアンテナ等の平板状アンテナや、導波管アンテナであり、アンテナの正面方向を含む所定の検知領域に向けて送信信号である電磁波を放射する。例えば、このレーダ装置を自動車に搭載し、前方検知を行う場合であれば、自動車前方の所定幅の検知領域に対して送信信号を放射する。ここで送信信号としては、例えば、図１（Ｂ）に示すように、周波数が経時的に三角形状に変化する連続波が用いられる。
【００２５】
受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは、それぞれ送信アンテナ１と同様に平板状アンテナや導波管アンテナ等からなり、検知領域からの反射波を受信する。これら受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは直線状で一列に配置された受信アンテナアレイからなり、受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは等間隔ｄで配置されている。
【００２６】
マルチプレクサ３０は、受信アンテナ２Ａ〜２Ｎに一方端がそれぞれに接続する帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎを備え、これら帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの他方端は合成回路に接続する。帯域通過フィルタ３Ａ〜３Ｎは、図１に示すように、それぞれ異なる周波数帯域を通過帯域とするように形成されている。具体的には、周波数変調帯域全体をＮ分割して、それぞれに同じ周波数幅からなり、それぞれの中心周波数がｆ１，ｆ２，ｆ３，・・・，ｆＮ（ｆ１＜ｆ２＜ｆ３＜・・・＜ｆＮ）の分割周波数帯域を設定する。そして、これら中心周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，・・・，ｆＮの分割周波数帯域がそれぞれの通過帯域となるような帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎを形成する。ここで、周波数変調帯域とは、前述のように送信信号の周波数変調帯域を示すが、受信信号の取り得る周波数帯域は、検知物体の相対速度が対向して走行する自動車同士の相対速度程度であれば、送信信号の周波数変調帯域と殆ど変化しないので、前記周波数変調帯域は、受信周波数の取り得る周波数帯域を等価として取り扱うことができる。
【００２７】
ここで、周波数変調帯域と分割された周波数帯域（分割周波数帯域）の具体的な一例として、７６ＧＨｚ−７７ＧＨｚ帯で動作するＦＭ−ＣＷ方式前方監視用車載ミリ波レーダの一例で説明すると、周波数変調帯域全体を３００ＭＨｚとして、受信アンテナ数をＮ＝１０とすると、各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎに対して３０ＭＨｚの分割周波数帯域が設定される。そして、各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの中心周波数のシフト量を３０ＭＨｚとすることで、それぞれに異なる３０ＭＨｚ幅の分割周波数帯域を通過帯域とする帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎが形成される。なお、帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの通過特性は、互いの通過帯域の端が重なり合うように設定しても良いし、全く重ならないようにしても良く、これらの設定は装置の仕様に応じて適宜設定すれば良い。
【００２８】
合成回路はＬＮＡ７に接続し、帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの出力信号を合成してＬＮＡ７に出力する。
なお、マルチプレクサ３０は、このように１０個の帯域通過フィルタと１個の合成回路とで形成してもよく、３個の帯域通過フィルタと１個の合成回路とからなる３−１のマルチプレクサや、２個の帯域通過フィルタと１個の合成回路とからなる２−１のマルチプレクサを適宜組み合わせて形成しても良い。
【００２９】
ＬＮＡ７は、入力された合成後の受信信号を増幅してミキサ８に出力し、ミキサ８は、ＬＮＡ７からの受信信号と分岐回路６からのローカル信号とをミキシングして、ＩＦビート信号を生成する。ＩＦアンプ９は、ＩＦビート信号を増幅して信号処理回路４に出力する。信号処理回路４は、入力したＩＦビート信号と受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの間隔ｄから得られる位相差とに基づいて既知のホログラフィックレーダの原理を用いて検知物体の方位を検出する。また、信号処理回路４は、既知のＦＭ−ＣＷ方式の演算を用いて検知物体の距離、速度等を算出する。
【００３０】
また、ＶＣＯ５は、信号処理回路４から与えられる変調電圧に応じて、例えば、７６ＧＨｚ帯の送信信号を発生する。この際、ＶＣＯ５には、所定周期で電圧値が変動する変調電圧、例えば、所定周期で三角波状に変動する変調電圧が与えられる。ＶＣＯ５は、この変調電圧に応じて、前記所定周期にて、所定周波数範囲内で周波数変調する送信信号、例えば、前述の図１（Ｂ）に示すような三角波状に周波数変調する送信信号を発生する。
【００３１】
分岐回路６は、ＶＣＯ５から出力された送信信号を、送信アンテナ１に与えるとともに、その一部をローカル信号としてミキサ８に与える。
【００３２】
次に、本実施形態のレーダ装置による検知動作について具体的に説明する。なお、以下の説明では、図１（Ｂ）に示すような三角波状の送信信号を送信するレーダ装置について説明する。
【００３３】
図２（Ａ）は、相対速度が「０」の物体に対して、送信アンテナ１から送信される送信信号と受信アンテナ２Ａ，２Ｂ，２Ｃ，・・・，２Ｎで受信されるアンテナ受信信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｎとを示した一例の図であり、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）はそれぞれ帯域通過フィルタ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｎから出力された帯域分割受信信号Ｓａｆ，Ｓｂｆ，Ｓｃｆ，・・・，Ｓｎｆを示す図である。また、図３は送信信号とマルチプレクサ３０の合成出力信号Ｓｒとを示す図である。なお、図２、図３において、太破線は送信信号波形を示し、太実線は各種受信信号を示す。
【００３４】
検知動作が開始されると、信号処理回路４は、経時的に電圧が三角波状に変化する変調電圧をＶＣＯ５へ与える。この後の検知動作中においては、信号処理回路４は、連続してＶＣＯ５に同様の変調電圧を与える。ＶＣＯ５は時間軸において連続的に三角波状に周波数が変化する送信信号（周波数変調送信信号）を生成する。周波数変調送信信号は、分岐回路６を介して送信アンテナ１に伝送され、送信アンテナ１から検知領域に放射される。
【００３５】
受信アンテナアレイを構成する受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは、周波数変調送信信号（連続送信波）が検知領域内に存在する物体（ターゲット）で反射した反射波を受信して、アンテナ受信信号Ｓａ〜Ｓｎをそれぞれマルチプレクサ３０の各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎに出力する。ここで、アンテナ受信信号Ｓａ〜Ｓｎは検知物体の方位と受信アンテナ間隔ｄとに応じて、所定の位相関係が成り立つ。具体的には、アンテナ正面方向（受信アンテナアレイの配列方向に垂直で且つ放射方向）を基準として方位角θを設定する、例えば、正面左手方向をθの正方向とし、正面右手方向をθの負方向とすると、方位角θ方向に存在する物体からの反射波は、間隔ｄで配置された各受信アンテナにて、順にｅｘｐ（（ｊ２π・ｄ・ｓｉｎθ）／λ）の位相差で受信される。
【００３６】
マルチプレクサ３０の各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎは、入力されたアンテナ受信信号Ｓａ〜Ｓｎに対してそれぞれに異なる通過帯域からなる帯域通過フィルタリング処理を行い、図２（Ｂ）〜（Ｅ）に示すような帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆを出力する。
【００３７】
具体的には、帯域通過フィルタ部３Ａは、アンテナ受信信号Ｓａに対して中心周波数ｆ１とする所定幅の周波数帯域のみを通過させるフィルタ処理を行い、図２（Ｂ）に示す帯域分割受信信号Ｓａｆを出力する。同様に、帯域通過フィルタ部３Ｂは、アンテナ受信信号Ｓｂに対して中心周波数ｆ２とする所定幅の周波数帯域のみからなる図２（Ｃ）に示す帯域分割受信信号Ｓｂｆを出力する。帯域通過フィルタ部３Ｃは、アンテナ受信信号Ｓｃに対して中心周波数ｆ３とする所定幅の周波数帯域のみからなる図２（Ｄ）に示す帯域分割受信信号Ｓｂｃを出力する。帯域通過フィルタ部３Ｎは、アンテナ受信信号Ｓｎに対して中心周波数ｆＮとする所定幅の周波数帯域のみからなる図２（Ｅ）に示す帯域分割受信信号Ｓｎｆを出力する。
【００３８】
マルチプレクサ３０は、合成回路でこれら帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆを合成して図３に示すような合成出力信号を出力する。この際、各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎが異なる通過帯域を備えるので、帯域分割受信信号Ｓａｆが出力されているタイミングでは、帯域分割受信信号Ｓｂｆ〜Ｓｎｆは略０になる。同様に、帯域分割受信信号Ｓｂｆが出力されているタイミングでは、帯域分割受信信号Ｓａｆ，Ｓｃｆ〜Ｓｎｆは略０になり、帯域分割受信信号Ｓｃｆが出力されているタイミングでは、帯域分割受信信号Ｓａｆ，Ｓｂｆ，Ｓｄｆ〜Ｓｎｆは略０になり、帯域分割受信信号Ｓｎｆが出力されているタイミングでは、帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓ（ｎ−１）ｆは略０になる。したがって、合成出力信号は、実質的には、受信アンテナ２Ａに対応する中心周波数ｆ１の周波数帯域では帯域分割受信信号Ｓａｆにより構成され、受信アンテナ２Ｂに対応する中心周波数ｆ２の周波数帯域では帯域分割受信信号Ｓｂｆにより構成される。同様に、受信アンテナ２Ｃに対応する中心周波数ｆ３の周波数帯域では帯域分割受信信号Ｓｃｆにより構成され、受信アンテナ２Ｎに対応する中心周波数ｆＮの周波数帯域では帯域分割受信信号Ｓｎｆにより構成される。これにより、マルチプレクサ３０からの合成出力信号Ｓｒは、時分割された所定のサンプリング時間長毎に帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆを順次出力してなる信号と同等になる。
【００３９】
信号処理回路４は、合成出力信号Ｓｒすなわち所定のサンプリング時間長毎に所得した帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆ群を用いて、既知のＦＭ−ＣＷ方式による距離算出方法で距離を算出するとともに、各帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆの位相差を算出する。そして、信号処理回路４は、算出した位相差と前述のｅｘｐ（（ｊ・２π・ｄ・ｓｉｎθ）／λ）とから方位θを算出する。
【００４０】
また、信号処理回路４は、算出された位相差に基づいて、少なくとも１変調周期分の全ての帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆの位相を一致させる処理を行う。これにより、実際にはそれぞれに異なる受信アンテナ２Ａ〜２Ｎで受信した１変調周期よりも短い時間長の受信信号の群が、１つの受信アンテナで１変調周期分連続して受信した受信信号と等価になる。信号処理回路４は、この１変調周期分の時間長の受信信号を用いて、既知のＦＭ−ＣＷ方式の距離・速度算出方法で、検知物体の距離および速度を算出する。このように、１変調周期分の受信信号を用いて距離を算出することで、各帯域分割受信信号により算出される距離よりも高精度な結果を得ることができる。
【００４１】
例えば、具体的に周波数変調帯域の全幅を３００ＭＨｚとし、アンテナ数Ｎを１０とする場合、各アンテナに対しては３０ＭＨｚが割り当てられる。すなわち、各帯域分割受信信号に対する送信信号の周波数帯域はそれぞれ３０ＭＨｚが与えられる。このように、３０ＭＨｚの周波数帯域があれば或る程度の距離測定は可能である。しかしながら、全ての帯域分割受信信号に対応する３００ＭＨｚの周波数帯域を用いることで、１０倍の周波数帯域および観測時間による観測が可能となり、より高精度に距離を算出することができる。
【００４２】
以上のような構成を用いることで、スイッチ回路を設置しなくても物体の方位検出および距離・速度検出を行うことができる。さらに、スイッチ回路を設けないことで、スイッチ損失が発生せず、受信損失を大幅に抑圧することができる。また、従来技術で説明したような複雑な構成のスイッチ回路を用いる必要がないので、より簡素な構造で且つ小型にレーダ装置を構成することができる。
【００４３】
なお、本実施形態では、アレイ化された受信アンテナ２Ａ〜２Ｎに対して、配列の一方端の受信アンテナから順に低い周波数の分割周波数帯域を設定した例を示したが、図４に示すように、受信アンテナの配列順と分割周波数帯域の中心周波数の推移の方向とを一致させずに設定することもできる。
【００４４】
図４は、無作為に各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの通過帯域（中心周波数）を設定した場合の通過帯域（中心周波数）の分布を示した図である。なお、図中のｆ１〜ｆＮは、それぞれ帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの中心周波数を示している。
【００４５】
図４では、帯域通過フィルタ部３Ｃの通過帯域（中心周波数ｆ３）を、周波数変調帯域全体の内の最も低い周波数帯域に設定し、次に帯域通過フィルタ部３Ｎの通過帯域（中心周波数ｆＮ）を設定して、さらに帯域通過フィルタ３Ａの通過帯域（中心周波数ｆ１）を設定し、帯域通過フィルタ部３Ｂの通過帯域（中心周波数ｆ２）を最も高い周波数帯域に設定している。このような設定であっても前述のような動作、処理を実行することができる。そして、このような無作為に周波数帯域の分割を行うことで、前述のように順次分割周波数帯域を設定する場合よりも、高速移動する物体の検知をより高精度に行うことができる。これは、高速に移動する物体では、分割周波数帯域を一方端の受信アンテナから他方端の受信アンテナに移行する場合に、物体の移動により低い周波数帯域の時点での物体位置と高い周波数帯域の時点での物体位置とのズレが生じるからである。一方で、無作為に分割周波数帯域を設定する場合には低周波数帯域と高周波数帯域とが時系列でランダムに現れるので、このズレの影響を受け難いからである。
【００４６】
次に、第２の実施形態に係るレーダ装置について、図５を参照して説明する。
図５は、本実施形態の送信信号の周波数変調および各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの通過帯域（中心周波数）の分布を示した図である。
本実施形態のレーダ装置の構成は、図１（Ａ）に示した第１の実施形態のレーダ装置と同じであり、第１の実施形態のレーダ装置とは、送信信号の周波数変調方法が異なるのみである。
本実施形態のレーダ装置は、第１の実施形態と同様に周波数変調帯域をＮ分割して分割周波数帯域を設定する。そして、これら分割周波数帯域を各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎにそれぞれ接続する帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの通過帯域に設定する。この際、本実施形態では、図５に示すように、各分割周波数帯域にて経時的に周波数を三角波状に変化させて送信信号を出力する。
【００４７】
このような構成とすることにより、各分割周波数帯域にて物体の距離および速度を検知することができる。また、周波数変調帯域全体で徐々に上り変調して下り変調する第１の実施形態に示したような三角波状の送信信号を用いる場合よりも、変調周期が短くなるので、物体の距離および速度をより高速に算出することができる。さらには、各分割周波数帯域の上り変調のみを用いても距離は算出することが可能であるので、物体の距離をさらに高速に算出することができる。
【００４８】
次に、第３の実施形態に係るレーダ装置について、図６を参照して説明する。
図６（Ａ）は本実施形態のレーダ装置の主要部を示すブロック図であり、（Ｂ）は各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの帯域通過特性を示す図である。
本実施形態のレーダ装置は、図６（Ａ）に示すように、マルチプレクサ３０を用いず、単に合成回路３１のみを用いたものであり、各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎのそれぞれが所定の受信帯域幅を有し、帯域通過フィルタの機能を兼ね備えたものである。各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの受信帯域（通過帯域）は、各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎに割り当てられた分割周波数帯域に略一致するように設定されている。このような受信アンテナ２Ａ〜２Ｎとしては、マイクロストリップアンテナや導波管スロットアンテナが元々狭帯域であることを利用し、例えば、図６（Ｂ）に示すような通過帯域を有するようにアンテナの形状を設計すれば、容易に実現することができる。
【００４９】
このような構成とすることで、第１、第２の実施形態に示したようなマルチプレクサをも用いる必要がなく、より安価に且つ小型のレーダ装置を実現することができる。
【００５０】
次に、第４の実施形態に係るレーダ装置について、図７を参照して説明する。
図７は信号処理回路４に出力される合成出力信号の信号強度の時間特性を示したものであり、（Ａ）は定常状態、（Ｂ）は送信信号の中心周波数が低周波数側にシフトした状態、（Ｃ）は送信信号の中心周波数が高周波数側にシフトした状態を示すものである。
【００５１】
送信信号の中心周波数が予め設定した中心周波数と変わらない初期状態等では、周波数変調帯域のどの時点の送信信号であっても信号強度は殆ど変わらない。したがって、図７（Ａ）に示すように、合成出力信号の信号強度は一定になる。
【００５２】
しかしながら、経時劣化等により送信信号の中心周波数が低周波数側にずれると、この中心周波数に応じた周波数変調幅により送信信号が形成されることから、予め設定された送信信号の高い周波数帯域が発生しなくなる。例えば、図７の例では、中心周波数ｆＮの分割周波数帯域の送信信号が低くなり、図７（Ｂ）に示すように、受信アンテナ２Ｎで受信される受信信号の信号強度が低下する。一方、送信信号の中心周波数が高周波数側にずれると、この中心周波数に応じた低い周波数帯域が発生しなくなる。例えば、図７（Ｃ）に示すように、受信アンテナ２Ａで受信される受信信号の信号強度が低下する。
【００５３】
信号処理回路４は、このような合成出力信号の信号強度変化を検出する。そして、周波数帯域の両端部の信号強度のいずれか、すなわち、受信アンテナ２Ａまたは受信アンテナ２Ｎに対応する周波数帯域の信号強度が、他の受信アンテナ２Ｂ〜２（Ｎ−１）の信号強度よりも約３ｄＢ以上低いことを検出すると、全ての周波数帯域での信号強度が一定になるように中心周波数のシフト設定を行う。例えば、受信アンテナ２Ｎに対応する高い周波数帯域の信号強度が低ければ、送信信号の中心周波数を高くするように設定して補正変調電圧をＶＣＯ５に与える。一方、受信アンテナ２Ａに対応する低い周波数帯域の信号強度が低ければ、送信信号の中心周波数を低くするように設定して補正変調電圧をＶＣＯ５に与える。
【００５４】
このような構成とすることで、経時劣化等により発生する送信信号の中心周波数のズレを検知して、常時一定の中心周波数に補正・維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】第１の実施形態のレーダ装置の主要部を示すブロック図、および、マルチプレクサの各フィルタ部の通過帯域と周波数変調帯域との関係を示す図である。
【図２】相対速度が「０」の物体に対して、送信アンテナ１から送信される送信信号と各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎで受信されるアンテナ受信信号とを示した一例の図、および、それぞれ帯域通過フィルタ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｎから出力された帯域分割受信信号を示す図である。
【図３】送信信号とマルチプレクサ３０の出力信号とを示す図である。
【図４】無作為に各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの通過帯域（中心周波数）を設定した場合の通過帯域（中心周波数）の分布を示した図である。
【図５】第２の実施形態の送信信号の周波数変化および各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの通過帯域（中心周波数）の分布を示した図である。
【図６】第３の実施形態のレーダ装置の主要部を示すブロック図、および、各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの帯域通過特性を示す図である。
【図７】信号処理回路４に出力される合成出力信号の信号強度の時間特性を示した図である。
【符号の説明】
【００５６】
１−送信アンテナ、２Ａ〜２Ｎ−受信アンテナ、３０−マルチプレクサ、３Ａ〜３Ｎ−帯域通過フィルタ部、３１−合成回路、４−信号処理回路、５−ＶＣＯ、６−分岐回路、７−ＬＮＡ、８−ミキサ、９−ＩＦアンプ
【技術分野】
【０００１】
この発明は、自動車の衝突防止用等に用いられるＦＭ−ＣＷ方式のレーダ装置、特にアレイアンテナを用いたホログラフィックレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ミリ波帯の高周波信号を用いて物体の方位を検出する自動車搭載型のレーダ装置として、周波数変調した連続波を用い、配列された複数の受信アンテナで連続波の反射波を受信して方位を検出するＦＭ−ＣＷ方式のレーダ装置が各種考案されている。例えば、特許文献１のレーダ装置は、１つの送信アンテナを備えた１つの送信機と、それぞれに１つの受信アンテナを備えた複数の受信機とを備えるものである。そして、特許文献１のレーダ装置は、各受信機による受信信号の位相差から検知物体の方位を検出している。
【０００３】
また、特許文献２のレーダ装置は、１つの送信アンテナを備えた１つの送信機と、複数の受信アンテナを備えた１つの受信機とを備える。そして、特許文献２のレーダ装置は、複数の受信アンテナをスイッチで高速に切り替えて、各受信アンテナより得られる受信信号の位相差から検知物体の方位を検出している。
【特許文献１】特許第３４９８６２４号公報
【特許文献２】特許第３６２２５６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１のレーダ装置は受信アンテナ数に応じた受信機数を必要とする。ところが、ＦＭ−ＣＷ方式のようなミリ波帯高周波信号の受信機は非常に高価なものである。このため、検知精度を向上しようと受信アンテナ数を増加させれば、比例して受信機数も増加するので、非常に高価なレーダ装置となってしまう。また、受信機数が増加することで、単にアンテナ数を増加させた場合よりもレーダ装置の構成要素数がより増加して小型化することが難しくなる。
【０００５】
また、特許文献２のレーダ装置は、スイッチを利用することで受信機数を１台にすることができるが、ミリ波帯の高周波スイッチも高価なものであり、特許文献１と同様に低コスト化することが難しい。特に、１入力８出力（８入力１出力）のような分岐（結合）数の多いスイッチは特に高価であり、さらに容易に入手することができない。このため、ＳＰＤＴのような１入力２出力（２入力１出力）のスイッチを多段に用いることになるが、各スイッチでの損失が大きいので、検知精度を求めて多段にするほど受信損失が大幅に増加してしまう。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、受信特性を劣化させることなく所望の検知精度を有するレーダ装置を小型で且つ安価に実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明は、送信アンテナを備えて周波数変調された連続波を前記送信アンテナから送信する送信手段と、配列された複数の受信アンテナを備えて送信された連続波の反射波を受信して受信信号を出力する受信手段と、受信信号に基づいて検知物体の方位を検出する検出手段と、を備えたレーダ装置に関するものである。そして、受信手段は、変調周波数帯域に対応する受信周波数帯域を分割して成る複数の分割周波数帯域をそれぞれ複数の受信アンテナに設定し、複数の分割周波数帯域成分の受信信号を時分割された連続期間毎に出力することを特徴としている。
【０００８】
この構成では、送信手段は、周波数が経時的に変化する連続波を送信する。受信手段の各受信アンテナは送信された連続波の反射波を受信する。そして、受信手段は、各受信アンテナが受信する反射波に対して、それぞれに異なる周波数帯域を通過させる。それぞれの受信アンテナに対応する受信信号は、互いに異なる周波数帯域成分のみで形成されており、且つ経時的に並ぶので、これらが時分割で連続的に出力されることで、受信アンテナをスイッチで切り替えて受信信号を出力する処理と等価になる。
【０００９】
また、この発明のレーダ装置の受信手段は、複数の受信アンテナにそれぞれ接続し、受信アンテナ毎に異なる通過帯域を有する複数のフィルタと当該複数のフィルタの出力信号を合成する合成部とを有するマルチプレクサを備えたことを特徴としている。
【００１０】
この構成では、マルチプレクサの各フィルタの通過帯域を異ならせることで、全ての受信アンテナで連続して反射波を受信しても、対応する周波数帯域の受信信号のみが出力される。すなわち、送信される連続波の周波数変化に応じて、その時点の周波数に対応したフィルタに接続された受信アンテナによる受信信号のみが出力される。これにより、複数の受信アンテナをスイッチ等で切り替えながら受信信号を出力するのと等価になる。
【００１１】
また、この発明のレーダ装置の複数の受信アンテナは、それぞれに異なる受信周波数帯域を有することを特徴としている。
【００１２】
この構成では、各受信アンテナが対応する周波数帯域の反射波のみを受信する。すなわち、送信される連続波の周波数変化に応じて、その時点の周波数に対応した受信アンテナによる受信信号のみが出力される。これにより、複数の受信アンテナをスイッチ等で切り替えたり、複数のフィルタで分離しながら受信信号を出力するのと等価になる。
【００１３】
また、この発明のレーダ装置の検知手段は、時分割された各受信信号で検出した方位と複数の受信アンテナの間隔とに基づいて位相調整して少なくとも変調周期の一周期分に亘り受信信号の位相を一致させ、該位相を一致させた少なくとも一変調周期分の受信信号から検知物体の距離を検出することを特徴としている。
【００１４】
この構成では、各受信アンテナに対応する受信信号は、変調周期を分割してなる分割周期にしか対応しないが、この分割周期毎の受信信号を一周期分連続して出力すれば、変調周期の一周期分の受信信号が得られる。この際、各受信アンテナの受信信号は、検出した方位と受信アンテナの間隔とに応じて位相差が存在するので、この位相差を補正して一致させることで、変調周期の一周期に亘って連続する受信信号が得られる。このような一周期分の連続する受信信号を用いることで、ビート信号周波数の観測期間が長くなり、距離および速度の検出精度が向上する。
【００１５】
また、この発明のレーダ装置の検知手段は、時分割された各期間の受信信号強度を検出して、受信周波数帯域の端部に通過周波数が設定された受信アンテナに対応する受信信号強度が他の受信アンテナに対応する受信信号強度よりも低いことを検出すると、送信手段に周波数変調帯域の中心周波数を変更させる指示を行うことを特徴としている。
【００１６】
この構成では、送信される連続波の周波数帯域がずれると、これに応じて反射波の周波数帯域がずれることを利用する。これにより、受信周波数帯域の端部が通過帯域に設定された受信アンテナの受信信号強度が他の受信アンテナの受信信号強度よりも低くなることを検出することで、周波数変調の帯域が変化したことを検出する。そして、検知手段はこの周波数のズレ量を送信手段に出力し、送信手段はこのズレ量に応じて変調周波数の中心周波数の補正を行う。
【発明の効果】
【００１７】
この発明によれば、各受信アンテナの受信信号毎に周波数帯域を設定することで、スイッチを用いることなく、変調周期よりも短い分割周期毎にそれぞれに異なる周波数帯域の受信信号を切り替えながら取得することができる。これにより、各分割周期に対応する受信信号同士の位相差による方位検出が可能となる。この結果、高価な回路素子であるスイッチ回路を用いることなく、低受信損失で所望の方位検出精度を有するレーダ装置を小型で安価に構成することができる。
【００１８】
また、この発明によれば、前記受信アンテナの切り替えにマルチプレクサを用いることで、入手しやすく、比較的安価で低損失な回路素子の追加のみで、低受信損失で所望の方位検出精度を有する小型のレーダ装置を安価に実現することができる。
【００１９】
また、この発明によれば、各受信アンテナに帯域通過フィルタの機能を備えることで、さらにマルチプレクサをも必要としなくなり、低受信損失で所望の方位検出精度を有する小型のレーダ装置をさらに簡素な構造で実現することができる。
【００２０】
また、この発明によれば、変調周期の一周期分の受信信号が得られることにより、ビート信号周波数の観測期間が長くなり、より高精度に検知物体の距離および速度を検出することができる。
【００２１】
また、この発明によれば、受信周波数帯域の端に対応する受信信号強度から、常時周波数変調帯域のずれを検出して送信信号の周波数変調帯域を補正することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置について図１〜図４を参照して説明する。
図１（Ａ）は、本実施形態のレーダ装置の主要部を示すブロック図であり、図１（Ｂ）は（Ａ）に示すマルチプレクサ３０の各フィルタ部３Ａ〜３Ｎの通過帯域と周波数変調帯域との関係を示す図である。
【００２３】
本実施形態のレーダ装置は、送信アンテナ１、受信アンテナ２Ａ〜２Ｎ、マルチプレクサ３０、信号処理回路４、ＶＣＯ５、分岐回路６、ＬＮＡ７、ミキサ８、ＩＦアンプ９を備える。
【００２４】
送信アンテナ１は、マイクロストリップアンテナ等の平板状アンテナや、導波管アンテナであり、アンテナの正面方向を含む所定の検知領域に向けて送信信号である電磁波を放射する。例えば、このレーダ装置を自動車に搭載し、前方検知を行う場合であれば、自動車前方の所定幅の検知領域に対して送信信号を放射する。ここで送信信号としては、例えば、図１（Ｂ）に示すように、周波数が経時的に三角形状に変化する連続波が用いられる。
【００２５】
受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは、それぞれ送信アンテナ１と同様に平板状アンテナや導波管アンテナ等からなり、検知領域からの反射波を受信する。これら受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは直線状で一列に配置された受信アンテナアレイからなり、受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは等間隔ｄで配置されている。
【００２６】
マルチプレクサ３０は、受信アンテナ２Ａ〜２Ｎに一方端がそれぞれに接続する帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎを備え、これら帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの他方端は合成回路に接続する。帯域通過フィルタ３Ａ〜３Ｎは、図１に示すように、それぞれ異なる周波数帯域を通過帯域とするように形成されている。具体的には、周波数変調帯域全体をＮ分割して、それぞれに同じ周波数幅からなり、それぞれの中心周波数がｆ１，ｆ２，ｆ３，・・・，ｆＮ（ｆ１＜ｆ２＜ｆ３＜・・・＜ｆＮ）の分割周波数帯域を設定する。そして、これら中心周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，・・・，ｆＮの分割周波数帯域がそれぞれの通過帯域となるような帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎを形成する。ここで、周波数変調帯域とは、前述のように送信信号の周波数変調帯域を示すが、受信信号の取り得る周波数帯域は、検知物体の相対速度が対向して走行する自動車同士の相対速度程度であれば、送信信号の周波数変調帯域と殆ど変化しないので、前記周波数変調帯域は、受信周波数の取り得る周波数帯域を等価として取り扱うことができる。
【００２７】
ここで、周波数変調帯域と分割された周波数帯域（分割周波数帯域）の具体的な一例として、７６ＧＨｚ−７７ＧＨｚ帯で動作するＦＭ−ＣＷ方式前方監視用車載ミリ波レーダの一例で説明すると、周波数変調帯域全体を３００ＭＨｚとして、受信アンテナ数をＮ＝１０とすると、各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎに対して３０ＭＨｚの分割周波数帯域が設定される。そして、各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの中心周波数のシフト量を３０ＭＨｚとすることで、それぞれに異なる３０ＭＨｚ幅の分割周波数帯域を通過帯域とする帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎが形成される。なお、帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの通過特性は、互いの通過帯域の端が重なり合うように設定しても良いし、全く重ならないようにしても良く、これらの設定は装置の仕様に応じて適宜設定すれば良い。
【００２８】
合成回路はＬＮＡ７に接続し、帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの出力信号を合成してＬＮＡ７に出力する。
なお、マルチプレクサ３０は、このように１０個の帯域通過フィルタと１個の合成回路とで形成してもよく、３個の帯域通過フィルタと１個の合成回路とからなる３−１のマルチプレクサや、２個の帯域通過フィルタと１個の合成回路とからなる２−１のマルチプレクサを適宜組み合わせて形成しても良い。
【００２９】
ＬＮＡ７は、入力された合成後の受信信号を増幅してミキサ８に出力し、ミキサ８は、ＬＮＡ７からの受信信号と分岐回路６からのローカル信号とをミキシングして、ＩＦビート信号を生成する。ＩＦアンプ９は、ＩＦビート信号を増幅して信号処理回路４に出力する。信号処理回路４は、入力したＩＦビート信号と受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの間隔ｄから得られる位相差とに基づいて既知のホログラフィックレーダの原理を用いて検知物体の方位を検出する。また、信号処理回路４は、既知のＦＭ−ＣＷ方式の演算を用いて検知物体の距離、速度等を算出する。
【００３０】
また、ＶＣＯ５は、信号処理回路４から与えられる変調電圧に応じて、例えば、７６ＧＨｚ帯の送信信号を発生する。この際、ＶＣＯ５には、所定周期で電圧値が変動する変調電圧、例えば、所定周期で三角波状に変動する変調電圧が与えられる。ＶＣＯ５は、この変調電圧に応じて、前記所定周期にて、所定周波数範囲内で周波数変調する送信信号、例えば、前述の図１（Ｂ）に示すような三角波状に周波数変調する送信信号を発生する。
【００３１】
分岐回路６は、ＶＣＯ５から出力された送信信号を、送信アンテナ１に与えるとともに、その一部をローカル信号としてミキサ８に与える。
【００３２】
次に、本実施形態のレーダ装置による検知動作について具体的に説明する。なお、以下の説明では、図１（Ｂ）に示すような三角波状の送信信号を送信するレーダ装置について説明する。
【００３３】
図２（Ａ）は、相対速度が「０」の物体に対して、送信アンテナ１から送信される送信信号と受信アンテナ２Ａ，２Ｂ，２Ｃ，・・・，２Ｎで受信されるアンテナ受信信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｎとを示した一例の図であり、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）はそれぞれ帯域通過フィルタ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｎから出力された帯域分割受信信号Ｓａｆ，Ｓｂｆ，Ｓｃｆ，・・・，Ｓｎｆを示す図である。また、図３は送信信号とマルチプレクサ３０の合成出力信号Ｓｒとを示す図である。なお、図２、図３において、太破線は送信信号波形を示し、太実線は各種受信信号を示す。
【００３４】
検知動作が開始されると、信号処理回路４は、経時的に電圧が三角波状に変化する変調電圧をＶＣＯ５へ与える。この後の検知動作中においては、信号処理回路４は、連続してＶＣＯ５に同様の変調電圧を与える。ＶＣＯ５は時間軸において連続的に三角波状に周波数が変化する送信信号（周波数変調送信信号）を生成する。周波数変調送信信号は、分岐回路６を介して送信アンテナ１に伝送され、送信アンテナ１から検知領域に放射される。
【００３５】
受信アンテナアレイを構成する受信アンテナ２Ａ〜２Ｎは、周波数変調送信信号（連続送信波）が検知領域内に存在する物体（ターゲット）で反射した反射波を受信して、アンテナ受信信号Ｓａ〜Ｓｎをそれぞれマルチプレクサ３０の各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎに出力する。ここで、アンテナ受信信号Ｓａ〜Ｓｎは検知物体の方位と受信アンテナ間隔ｄとに応じて、所定の位相関係が成り立つ。具体的には、アンテナ正面方向（受信アンテナアレイの配列方向に垂直で且つ放射方向）を基準として方位角θを設定する、例えば、正面左手方向をθの正方向とし、正面右手方向をθの負方向とすると、方位角θ方向に存在する物体からの反射波は、間隔ｄで配置された各受信アンテナにて、順にｅｘｐ（（ｊ２π・ｄ・ｓｉｎθ）／λ）の位相差で受信される。
【００３６】
マルチプレクサ３０の各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎは、入力されたアンテナ受信信号Ｓａ〜Ｓｎに対してそれぞれに異なる通過帯域からなる帯域通過フィルタリング処理を行い、図２（Ｂ）〜（Ｅ）に示すような帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆを出力する。
【００３７】
具体的には、帯域通過フィルタ部３Ａは、アンテナ受信信号Ｓａに対して中心周波数ｆ１とする所定幅の周波数帯域のみを通過させるフィルタ処理を行い、図２（Ｂ）に示す帯域分割受信信号Ｓａｆを出力する。同様に、帯域通過フィルタ部３Ｂは、アンテナ受信信号Ｓｂに対して中心周波数ｆ２とする所定幅の周波数帯域のみからなる図２（Ｃ）に示す帯域分割受信信号Ｓｂｆを出力する。帯域通過フィルタ部３Ｃは、アンテナ受信信号Ｓｃに対して中心周波数ｆ３とする所定幅の周波数帯域のみからなる図２（Ｄ）に示す帯域分割受信信号Ｓｂｃを出力する。帯域通過フィルタ部３Ｎは、アンテナ受信信号Ｓｎに対して中心周波数ｆＮとする所定幅の周波数帯域のみからなる図２（Ｅ）に示す帯域分割受信信号Ｓｎｆを出力する。
【００３８】
マルチプレクサ３０は、合成回路でこれら帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆを合成して図３に示すような合成出力信号を出力する。この際、各帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎが異なる通過帯域を備えるので、帯域分割受信信号Ｓａｆが出力されているタイミングでは、帯域分割受信信号Ｓｂｆ〜Ｓｎｆは略０になる。同様に、帯域分割受信信号Ｓｂｆが出力されているタイミングでは、帯域分割受信信号Ｓａｆ，Ｓｃｆ〜Ｓｎｆは略０になり、帯域分割受信信号Ｓｃｆが出力されているタイミングでは、帯域分割受信信号Ｓａｆ，Ｓｂｆ，Ｓｄｆ〜Ｓｎｆは略０になり、帯域分割受信信号Ｓｎｆが出力されているタイミングでは、帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓ（ｎ−１）ｆは略０になる。したがって、合成出力信号は、実質的には、受信アンテナ２Ａに対応する中心周波数ｆ１の周波数帯域では帯域分割受信信号Ｓａｆにより構成され、受信アンテナ２Ｂに対応する中心周波数ｆ２の周波数帯域では帯域分割受信信号Ｓｂｆにより構成される。同様に、受信アンテナ２Ｃに対応する中心周波数ｆ３の周波数帯域では帯域分割受信信号Ｓｃｆにより構成され、受信アンテナ２Ｎに対応する中心周波数ｆＮの周波数帯域では帯域分割受信信号Ｓｎｆにより構成される。これにより、マルチプレクサ３０からの合成出力信号Ｓｒは、時分割された所定のサンプリング時間長毎に帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆを順次出力してなる信号と同等になる。
【００３９】
信号処理回路４は、合成出力信号Ｓｒすなわち所定のサンプリング時間長毎に所得した帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆ群を用いて、既知のＦＭ−ＣＷ方式による距離算出方法で距離を算出するとともに、各帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆの位相差を算出する。そして、信号処理回路４は、算出した位相差と前述のｅｘｐ（（ｊ・２π・ｄ・ｓｉｎθ）／λ）とから方位θを算出する。
【００４０】
また、信号処理回路４は、算出された位相差に基づいて、少なくとも１変調周期分の全ての帯域分割受信信号Ｓａｆ〜Ｓｎｆの位相を一致させる処理を行う。これにより、実際にはそれぞれに異なる受信アンテナ２Ａ〜２Ｎで受信した１変調周期よりも短い時間長の受信信号の群が、１つの受信アンテナで１変調周期分連続して受信した受信信号と等価になる。信号処理回路４は、この１変調周期分の時間長の受信信号を用いて、既知のＦＭ−ＣＷ方式の距離・速度算出方法で、検知物体の距離および速度を算出する。このように、１変調周期分の受信信号を用いて距離を算出することで、各帯域分割受信信号により算出される距離よりも高精度な結果を得ることができる。
【００４１】
例えば、具体的に周波数変調帯域の全幅を３００ＭＨｚとし、アンテナ数Ｎを１０とする場合、各アンテナに対しては３０ＭＨｚが割り当てられる。すなわち、各帯域分割受信信号に対する送信信号の周波数帯域はそれぞれ３０ＭＨｚが与えられる。このように、３０ＭＨｚの周波数帯域があれば或る程度の距離測定は可能である。しかしながら、全ての帯域分割受信信号に対応する３００ＭＨｚの周波数帯域を用いることで、１０倍の周波数帯域および観測時間による観測が可能となり、より高精度に距離を算出することができる。
【００４２】
以上のような構成を用いることで、スイッチ回路を設置しなくても物体の方位検出および距離・速度検出を行うことができる。さらに、スイッチ回路を設けないことで、スイッチ損失が発生せず、受信損失を大幅に抑圧することができる。また、従来技術で説明したような複雑な構成のスイッチ回路を用いる必要がないので、より簡素な構造で且つ小型にレーダ装置を構成することができる。
【００４３】
なお、本実施形態では、アレイ化された受信アンテナ２Ａ〜２Ｎに対して、配列の一方端の受信アンテナから順に低い周波数の分割周波数帯域を設定した例を示したが、図４に示すように、受信アンテナの配列順と分割周波数帯域の中心周波数の推移の方向とを一致させずに設定することもできる。
【００４４】
図４は、無作為に各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの通過帯域（中心周波数）を設定した場合の通過帯域（中心周波数）の分布を示した図である。なお、図中のｆ１〜ｆＮは、それぞれ帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの中心周波数を示している。
【００４５】
図４では、帯域通過フィルタ部３Ｃの通過帯域（中心周波数ｆ３）を、周波数変調帯域全体の内の最も低い周波数帯域に設定し、次に帯域通過フィルタ部３Ｎの通過帯域（中心周波数ｆＮ）を設定して、さらに帯域通過フィルタ３Ａの通過帯域（中心周波数ｆ１）を設定し、帯域通過フィルタ部３Ｂの通過帯域（中心周波数ｆ２）を最も高い周波数帯域に設定している。このような設定であっても前述のような動作、処理を実行することができる。そして、このような無作為に周波数帯域の分割を行うことで、前述のように順次分割周波数帯域を設定する場合よりも、高速移動する物体の検知をより高精度に行うことができる。これは、高速に移動する物体では、分割周波数帯域を一方端の受信アンテナから他方端の受信アンテナに移行する場合に、物体の移動により低い周波数帯域の時点での物体位置と高い周波数帯域の時点での物体位置とのズレが生じるからである。一方で、無作為に分割周波数帯域を設定する場合には低周波数帯域と高周波数帯域とが時系列でランダムに現れるので、このズレの影響を受け難いからである。
【００４６】
次に、第２の実施形態に係るレーダ装置について、図５を参照して説明する。
図５は、本実施形態の送信信号の周波数変調および各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの通過帯域（中心周波数）の分布を示した図である。
本実施形態のレーダ装置の構成は、図１（Ａ）に示した第１の実施形態のレーダ装置と同じであり、第１の実施形態のレーダ装置とは、送信信号の周波数変調方法が異なるのみである。
本実施形態のレーダ装置は、第１の実施形態と同様に周波数変調帯域をＮ分割して分割周波数帯域を設定する。そして、これら分割周波数帯域を各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎにそれぞれ接続する帯域通過フィルタ部３Ａ〜３Ｎの通過帯域に設定する。この際、本実施形態では、図５に示すように、各分割周波数帯域にて経時的に周波数を三角波状に変化させて送信信号を出力する。
【００４７】
このような構成とすることにより、各分割周波数帯域にて物体の距離および速度を検知することができる。また、周波数変調帯域全体で徐々に上り変調して下り変調する第１の実施形態に示したような三角波状の送信信号を用いる場合よりも、変調周期が短くなるので、物体の距離および速度をより高速に算出することができる。さらには、各分割周波数帯域の上り変調のみを用いても距離は算出することが可能であるので、物体の距離をさらに高速に算出することができる。
【００４８】
次に、第３の実施形態に係るレーダ装置について、図６を参照して説明する。
図６（Ａ）は本実施形態のレーダ装置の主要部を示すブロック図であり、（Ｂ）は各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの帯域通過特性を示す図である。
本実施形態のレーダ装置は、図６（Ａ）に示すように、マルチプレクサ３０を用いず、単に合成回路３１のみを用いたものであり、各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎのそれぞれが所定の受信帯域幅を有し、帯域通過フィルタの機能を兼ね備えたものである。各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの受信帯域（通過帯域）は、各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎに割り当てられた分割周波数帯域に略一致するように設定されている。このような受信アンテナ２Ａ〜２Ｎとしては、マイクロストリップアンテナや導波管スロットアンテナが元々狭帯域であることを利用し、例えば、図６（Ｂ）に示すような通過帯域を有するようにアンテナの形状を設計すれば、容易に実現することができる。
【００４９】
このような構成とすることで、第１、第２の実施形態に示したようなマルチプレクサをも用いる必要がなく、より安価に且つ小型のレーダ装置を実現することができる。
【００５０】
次に、第４の実施形態に係るレーダ装置について、図７を参照して説明する。
図７は信号処理回路４に出力される合成出力信号の信号強度の時間特性を示したものであり、（Ａ）は定常状態、（Ｂ）は送信信号の中心周波数が低周波数側にシフトした状態、（Ｃ）は送信信号の中心周波数が高周波数側にシフトした状態を示すものである。
【００５１】
送信信号の中心周波数が予め設定した中心周波数と変わらない初期状態等では、周波数変調帯域のどの時点の送信信号であっても信号強度は殆ど変わらない。したがって、図７（Ａ）に示すように、合成出力信号の信号強度は一定になる。
【００５２】
しかしながら、経時劣化等により送信信号の中心周波数が低周波数側にずれると、この中心周波数に応じた周波数変調幅により送信信号が形成されることから、予め設定された送信信号の高い周波数帯域が発生しなくなる。例えば、図７の例では、中心周波数ｆＮの分割周波数帯域の送信信号が低くなり、図７（Ｂ）に示すように、受信アンテナ２Ｎで受信される受信信号の信号強度が低下する。一方、送信信号の中心周波数が高周波数側にずれると、この中心周波数に応じた低い周波数帯域が発生しなくなる。例えば、図７（Ｃ）に示すように、受信アンテナ２Ａで受信される受信信号の信号強度が低下する。
【００５３】
信号処理回路４は、このような合成出力信号の信号強度変化を検出する。そして、周波数帯域の両端部の信号強度のいずれか、すなわち、受信アンテナ２Ａまたは受信アンテナ２Ｎに対応する周波数帯域の信号強度が、他の受信アンテナ２Ｂ〜２（Ｎ−１）の信号強度よりも約３ｄＢ以上低いことを検出すると、全ての周波数帯域での信号強度が一定になるように中心周波数のシフト設定を行う。例えば、受信アンテナ２Ｎに対応する高い周波数帯域の信号強度が低ければ、送信信号の中心周波数を高くするように設定して補正変調電圧をＶＣＯ５に与える。一方、受信アンテナ２Ａに対応する低い周波数帯域の信号強度が低ければ、送信信号の中心周波数を低くするように設定して補正変調電圧をＶＣＯ５に与える。
【００５４】
このような構成とすることで、経時劣化等により発生する送信信号の中心周波数のズレを検知して、常時一定の中心周波数に補正・維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】第１の実施形態のレーダ装置の主要部を示すブロック図、および、マルチプレクサの各フィルタ部の通過帯域と周波数変調帯域との関係を示す図である。
【図２】相対速度が「０」の物体に対して、送信アンテナ１から送信される送信信号と各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎで受信されるアンテナ受信信号とを示した一例の図、および、それぞれ帯域通過フィルタ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｎから出力された帯域分割受信信号を示す図である。
【図３】送信信号とマルチプレクサ３０の出力信号とを示す図である。
【図４】無作為に各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの通過帯域（中心周波数）を設定した場合の通過帯域（中心周波数）の分布を示した図である。
【図５】第２の実施形態の送信信号の周波数変化および各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの通過帯域（中心周波数）の分布を示した図である。
【図６】第３の実施形態のレーダ装置の主要部を示すブロック図、および、各受信アンテナ２Ａ〜２Ｎの帯域通過特性を示す図である。
【図７】信号処理回路４に出力される合成出力信号の信号強度の時間特性を示した図である。
【符号の説明】
【００５６】
１−送信アンテナ、２Ａ〜２Ｎ−受信アンテナ、３０−マルチプレクサ、３Ａ〜３Ｎ−帯域通過フィルタ部、３１−合成回路、４−信号処理回路、５−ＶＣＯ、６−分岐回路、７−ＬＮＡ、８−ミキサ、９−ＩＦアンプ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信アンテナを備え、周波数変調された連続波を前記送信アンテナから送信する送信手段と、
配列された複数の受信アンテナを備え、送信された連続波の反射波を各受信アンテナで受信して受信信号を出力する受信手段と、
各受信信号に基づいて検知物体の方位を検出する検出手段と、
を備えたレーダ装置において、
前記受信手段は、変調周波数帯域に対応する受信周波数帯域を分割して成る複数の分割周波数帯域をそれぞれ前記複数の受信アンテナに設定し、複数の分割周波数帯域成分の受信信号を時分割された連続期間毎に出力することを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記受信手段は、前記複数の受信アンテナにそれぞれ接続し、受信アンテナ毎に異なる通過帯域を有する複数のフィルタと当該複数のフィルタの出力信号を合成する合成部とを有するマルチプレクサを備えた請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記複数の受信アンテナは、それぞれに異なる受信周波数帯域を有する請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記検知手段は、前記時分割された各受信信号で検出した方位と前記複数の受信アンテナの間隔とに基づいて位相調整して少なくとも変調周期の一周期分に亘り受信信号の位相を一致させ、該位相を一致させた少なくとも一変調周期分の受信信号から検知物体の距離を検出する請求項１〜３のいずれかに記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記検知手段は、時分割された各期間の受信信号強度を検出して、前記受信周波数帯域の端部に通過周波数が設定された受信アンテナに対応する受信信号強度が他の受信アンテナに対応する受信信号強度よりも低いことを検出すると、前記送信手段に周波数変調帯域の中心周波数を変更させる指示を行う請求項１〜４のいずれかに記載のレーダ装置。
【請求項１】
送信アンテナを備え、周波数変調された連続波を前記送信アンテナから送信する送信手段と、
配列された複数の受信アンテナを備え、送信された連続波の反射波を各受信アンテナで受信して受信信号を出力する受信手段と、
各受信信号に基づいて検知物体の方位を検出する検出手段と、
を備えたレーダ装置において、
前記受信手段は、変調周波数帯域に対応する受信周波数帯域を分割して成る複数の分割周波数帯域をそれぞれ前記複数の受信アンテナに設定し、複数の分割周波数帯域成分の受信信号を時分割された連続期間毎に出力することを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記受信手段は、前記複数の受信アンテナにそれぞれ接続し、受信アンテナ毎に異なる通過帯域を有する複数のフィルタと当該複数のフィルタの出力信号を合成する合成部とを有するマルチプレクサを備えた請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記複数の受信アンテナは、それぞれに異なる受信周波数帯域を有する請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記検知手段は、前記時分割された各受信信号で検出した方位と前記複数の受信アンテナの間隔とに基づいて位相調整して少なくとも変調周期の一周期分に亘り受信信号の位相を一致させ、該位相を一致させた少なくとも一変調周期分の受信信号から検知物体の距離を検出する請求項１〜３のいずれかに記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記検知手段は、時分割された各期間の受信信号強度を検出して、前記受信周波数帯域の端部に通過周波数が設定された受信アンテナに対応する受信信号強度が他の受信アンテナに対応する受信信号強度よりも低いことを検出すると、前記送信手段に周波数変調帯域の中心周波数を変更させる指示を行う請求項１〜４のいずれかに記載のレーダ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００７−２４０４４５（Ｐ２００７−２４０４４５Ａ）
【公開日】平成１９年９月２０日（２００７．９．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−６６２８４（Ｐ２００６−６６２８４）
【出願日】平成１８年３月１０日（２００６．３．１０）
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年９月２０日（２００７．９．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年３月１０日（２００６．３．１０）
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
【Ｆターム（参考）】
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