伝送線路共振器並びに伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、バランス型フィルタ、プッシュ−プッシュ発振器及び分波器
【課題】従来の１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲは、小型化と低損失化の両立が困難であった。そこで、１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲの構造を見直し、その応用を詳細に検討した。従来の１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲに匹敵する小型化と、これを超える機能及び性能を実現する１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲ並びにこれらのＳＩＲを用いた高周波回路を提供することを目的とする。
【解決手段】一端が短絡接地された第１の伝送線路１１ａと、他端に接続された第２の伝送線路１２ａと、第２の伝送線路１２ａの他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子としての先端開放スタブ１３とを備える。そして、本発明の伝送線路共振器は、共振条件を表わす所定の式を満たす。
【解決手段】一端が短絡接地された第１の伝送線路１１ａと、他端に接続された第２の伝送線路１２ａと、第２の伝送線路１２ａの他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子としての先端開放スタブ１３とを備える。そして、本発明の伝送線路共振器は、共振条件を表わす所定の式を満たす。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波回路で用いられる伝送線路共振器に関し、特にステップインピーダンス型伝送線路共振器並びにその伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、バランス型フィルタ、プッシュ−プッシュ発振器及び分波器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波帯、マイクロ波帯で用いられる共振器は、１／４波長型又は１／２波長型の一様線路共振器が主流である。最近では、非特許文献１に示すように、線路インピーダンスの異なる複数の伝送線路から構成されるステップインピーダンス共振器（以下、ＳＩＲともいう。）が、小型化、スプリアス抑圧あるいは多様な結合方式の実現を目的として用いられるようになってきている。
【０００３】
ＳＩＲには、多様な構造のものがある。代表的なものとして、１／４波長型における一端開放他端短絡型ＳＩＲと、１／２波長型の両端開放型ＳＩＲがある。非特許文献２及び３に示すように、１／４波長型ＳＩＲは、もっとも小型化することができることから、従来から積極的に開発実用化が行われてきた。そして、近年においては、ＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）プロセス技術の確立により、１／４波長型ＳＩＲは、特許文献１に示すようにマイクロ波帯無線システム用フィルタに多く用いられるようになった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−８７８３０号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Ｓａｇａｗａ，Ｍａｋｉｍｏｔｏ ａｎｄ Ｙａｍａｓｈｉｔａ．，「Ｇｅｏｍｅｔｒｉｃａｌ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ａｎｄ Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｔｅｐｐｅｄ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＭＴＴ，ｖｏｌ．４５，Ｎｏ．７，ｐｐ．１０７８−１０８５，Ｊｕｌｙ １９９７
【非特許文献２】牧本、「マイクロ波ＳＩＲの構造とその特性」、電気情報通信学会、電子情報通信学会技術研究報告 ＭＷ２００３−２２１、ｐ８３−９０、２００３年１２月
【非特許文献３】Ｍａｋｉｍｏｔｏ ａｎｄ Ｙａｍａｓｈｉｔａ，「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」，Ｓｐｒｉｎｇｅｒ，Ｈｅｉｄｅｒｂｅｒｇ，Ｇｅｒｍａｎｙ，Ｄｅｃ．２０００
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
１／４波長型であっても、１／２波長型であっても、ステップインピーダンス共振器を一様線路共振器（例えば、図２（Ａ）参照）に比べて小型にするためには、共振時に電流が最大になる第１の伝送線路（例えば、図２（Ｂ）の２１ｂ、図２（Ｅ）の２１ｅ参照）の線路インピーダンスＺ１を、開放端を含む第２の伝送線路（例えば、図２（Ｂ）の２２ｂ、図２（Ｅ）の２２ｅ参照）の線路インピーダンスＺ２よりも大きく設計する必要がある。すなわち、伝送線路のインピーダンス比ＲＺ＝Ｚ２／Ｚ１とした場合において、ＲＺ＜１となるように設計する必要がある。このことは、大きい電流が流れる伝送線路部分である第１の伝送線路の線路幅を狭く設計することに相当し、結果的に導体損失が増大することとなる。一方、導体損失を低減するために、第１の伝送線路の線路インピーダンスＺ１を第２の伝送線路の線路インピーダンスＺ２よりも小さく設計した場合には（例えば、図２（Ｃ）、（Ｆ）参照）、ＲＺ＞１となり、全体の線路長が一様線路の場合よりも長くなってしまう。このように、従来の技術では、小型化と低損失化（共振器の高Ｑ化）を両立することは困難であった。
【０００７】
そこで、発明者らは、１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲの機能及び性能の改善を目指してその構造を見直し、さらにその応用を詳細に検討した。したがって、本発明は、従来の１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲに匹敵する小型化と、これを超える機能及び性能を実現する１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲ並びにこれらのＳＩＲを用いた高周波回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る１／４波長型伝送線路共振器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備える。そして、本発明の１／４波長型伝送線路共振器は、以下の式を満たし、第１の伝送線路の他端が短絡接地される。
【０００９】
【数１】
【００１０】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００１１】
本発明に係る、１／４波長型伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタは、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、以下の式を満たし、第１の伝送線路の他端が短絡接地された、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含んでいる。本発明の帯域通過フィルタは、２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備える。そして、本発明の帯域通過フィルタは、２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させて構成される。
【００１２】
【数２】
【００１３】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００１４】
本発明に係る、１／４波長型伝送線路共振器を用いた分波器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含んでいる。本発明の分波器は、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を結合させた入力端子と、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合された出力端子とを備える。本発明の分波器の２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する。
【００１５】
【数３】
【００１６】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００１７】
本発明に係る両端開放１／２波長型伝送線路共振器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備える。本発明の両端開放１／２波長型伝送線路共振器の第１の共振部及び第２の共振部は、それぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たす。
【００１８】
【数４】
【００１９】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００２０】
本発明に係る、両端開放１／２波長型伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタは、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、第１の共振部及び第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含んでいる。本発明の帯域通過フィルタは、２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備える。本発明の帯域通過フィルタは、２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させて構成される。
【００２１】
【数５】
【００２２】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００２３】
本発明に係る、両端開放１／２波長型伝送線路共振器を用いたバランス型フィルタは、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、第１の共振部及び第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含んでいる。本発明のバランス方フィルタは、２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器の２つの容量性素子それぞれに結合された第１及び第２の入力端子と、２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器の２つの容量性素子それぞれに結合された第１及び第２の出力端子とを備える。本発明のバランス型フィルタは、２個以上の伝送線路共振器のそれぞれの容量性素子を略平行に所定の距離離間して隣接するように配置して構成される。
【００２４】
【数６】
【００２５】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００２６】
本発明に係る、両端開放１／２波長型伝送線路共振器を用いたプッシュ−プッシュ発振器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、第１の共振部及び第２の共振部は、それぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たす伝送線路共振器と、第１の伝送線路に結合された、伝送線路共振器の共振周波数を不平衡出力するための第１の出力端子と、第１の共振部及び第２の共振部にそれぞれ結合されて、逆相の信号により発振する２個の発振部と、２個の発振部の２つの同相信号出力を合成する同相合成器と、共振周波数の偶数次高調波信号を出力する出力端子とを備える。
【００２７】
【数７】
【００２８】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００２９】
本発明に係る、両端開放１／２波長型伝送線路共振器を用いた分波器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、第１の共振部及び第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含んでいる。本発明の分波器は、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を結合させた入力端子と、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合された出力端子とを備える。本発明の分波器の２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する。
【００３０】
【数８】
【００３１】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【発明の効果】
【００３２】
本発明の１／４波長型ＳＩＲによれば、短絡接地部とは逆の端に容量性素子を装荷することにより、従来の１／４波長型ＳＩＲに比べて短絡接地部における低損失化が図られ、同時に従来の一様線路共振器の大きさに比べて小型化することができる。
【００３３】
本発明の１／２波長型ＳＩＲによれば、従来の両端開放１／２波長型ＳＩＲに比べて電流の集中するＳＩＲ中央部における低損失が図られ、同時に従来の一様線路共振器の大きさに比べて小型化することができる。また、その対称構造により、平衡結合を容易に実現することができる。
【００３４】
本発明の１／４波長型ＳＩＲ、１／２波長型ＳＩＲを用いて、多段の帯域通過フィルタ、バランス型フィルタ、プッシュ−プッシュ発振器及び分波器等多くの高周波回路において小型化と低損失化を両立することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の構成を示す図である。（Ａ）は、本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の最も基本的な構成を示すものであり、伝送線路の幅がステップ状に変化する例を示す。（Ｂ）は、異なる線路インピーダンスの伝送線路の間にテーパ部を設けて、伝送線路の幅をゆるやかに変化させた構成の例を示す。（Ｃ）は、伝送線路がテーパ部のみからなる例を示す。
【図２】従来の１／４波長型伝送線路共振器と両端開放１／２波長型伝送線路共振器の構成を示す図である。（Ａ）は、一様線路による従来の１／４波長型伝送線路共振器の例である。（Ｂ）、（Ｃ）は、従来の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の例である。（Ｄ）は、一様線路による従来の両端開放１／２波長型伝送線路共振器の例である。（Ｅ）、（Ｆ）は、従来の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の例である。
【図３】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の動作原理を説明するための図である。
【図４】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器、両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器に接続する容量性素子や外部回路との容量結合のための素子として用いることができる分布定数素子を示す図である。（Ａ）は、長方形状のスタブである。（Ｂ）は、ステップインピーダンスを有するスタブである。（Ｃ）は、Ｔ型のスタブである。（Ｄ）は、折り返し線路構造のスタブである。
【図５】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の変形例を示す図である。（Ａ）は、異なる線路インピーダンスの伝送線路の接続部をテーパ部により接続し、容量性素子に可変容量素子である可変容量ダイオードを組み合わせた電子同調回路の構成例である。（Ｂ）は、異なる線路インピーダンスの伝送線路の接続部をテーパ部により接続し、容量性素子として、折り返し構造スタブを用いた例を示したものである。
【図６】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を３個用いて、３段帯域通過フィルタを構成した例である。
【図７】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器による電子同調回路を２個用いて、電子同調フィルタを構成した例である。
【図８】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の構成を示す図である。（Ａ）は、本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の最も基本的な構成を示すもので、伝送線路の幅をステップ状に変化させた構成例である。（Ｂ）は、伝送線路が異なる線路インピーダンスの伝送線路の間に設けるテーパ部のみからなり、伝送線路の幅をゆるやかに変化させた構成例である。（Ｃ）は、容量性素子を折り返し構造スタブを用いた構成例である。
【図９】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の変形例を示す図である。（Ａ）は、両端の容量性素子を隣接するように配置し、共振器をループ状に配置することにより共振器を小型化した例である。（Ｂ）は、第２及び第３の伝送線路の先端をＬ字状に屈曲させてそれらの先端に容量性素子である先端開放スタブを接続した構成例である。
【図１０】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を用いた２段構成の帯域通過フィルタの構成例である。
【図１１】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器による電子同調回路を２個用いた２段電子同調フィルタの構成例である。
【図１２】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を２個縦続に結合させた２段バランス型フィルタの構成例である。
【図１３】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を３個縦続に結合させた３段バランス型フィルタの構成例である。
【図１４】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を４個用い、入出力間を結合させたクロスカップルフィルタの構成例である。
【図１５】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器からなる通過周波数の異なる２段帯域通過フィルタを用いた分波器の構成例である。
【図１６】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器による２段電子同調フィルタを用いた分波器の例である。
【図１７】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を用いたプッシュ−プッシュ発振器の構成例である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下、本発明が適用された伝送線路共振器（以下、単にＳＩＲともいう。）並びにその伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、バランス型フィルタ、プッシュ−プッシュ発振器及び分波器について、図面を参照して説明する。なお、説明は以下の順序で説明する。
【００３７】
１．１／４波長型伝送線路共振器
１−１．構成
１−２．動作原理
１−３．変形例
１−４．応用回路
（１）多段帯域通過フィルタ
（２）電子同調フィルタ
（３）分波器
２．両端開放１／２波長型伝送線路共振器
２−１．構成
２−２．変形例
２−３．応用回路
（１）帯域通過フィルタ
（２）電子同調フィルタ
（３）バランス型フィルタ
（４）クロスカップルフィルタ
（５）分波器
（６）プッシュ−プッシュ発振器。
【００３８】
１．１／４波長型伝送線路共振器
１−１．構成
【００３９】
図１（Ａ）は、本発明の１／４波長型ステップインピーダンス共振器の代表的な例である。１／４波長型ＳＩＲ１ａは、裏面一面が導体パターンで誘電率が一様な誘電体基板上に形成される。第１の伝送線路１１ａは、第１の線路インピーダンスＺ１及び第１の線路長θ１を有している。第１の伝送線路１１ａの一方の端は、短絡接地部１４であるビアを介して誘電体基板裏面の導体パターンに短絡接地される。第２の伝送線路１２ａは、第２の線路インピーダンスＺ２及び第２の線路長θ２を有し、第１の伝送線路１１ａの他方の端に接続される。第１の線路インピーダンスＺ１は、第２の線路インピーダンスＺ２よりも小さくするために、第１の伝送線路１１ａの幅は、第２の伝送線路１２ａの幅よりも広く設定される。第２の伝送線路１２ａの他方の端には、容量性素子としての先端開放スタブ１３が接続される。先端開放スタブ１３の容量値ＣＳは、後述するように、先端開放スタブ１３のサセプタンスの値をＢとすると、以下の式（１）で表わされる共振条件を満たす必要がある。なお、この先端開放スタブ１３は、裏面導体パターンと結合しているので、容量性素子として機能するときには、第２の伝送線路１２ａと短絡接地１４間に実質的に接続されていることになる。
【００４０】
【数９】
【００４１】
図１（Ａ）においては、容量性素子を分布定数素子である先端開放スタブ１３により構成したが、分布定数素子に代えて集中定数素子、可変容量素子又はこれらを組み合わせた容量素子を用いることができる。また、後述するように、分布定数素子も、先端開放スタブに限らず、インピーダンスステップスタブ、Ｔ型スタブ又は折り返し線路構造スタブ等さまざまなスタブ形状を用いることができる。
【００４２】
なお、図１（Ａ）においては、第１の伝送線路１１ａの線路幅方向の中心を通る、線路長方向の対称軸をとると、第１の伝送線路１１ａの形状は、この対称軸に線対称となっている。同様に、第２の伝送線路１２ａ、先端開放スタブ１３も同一対称軸上にあり、線対称となっている。しかしながら、第１の伝送線路１１ａ、第２の伝送線路１２ａ及び先端開放スタブ１３は、すべて同一対称軸上にある必要はなく、それぞれの対称軸は、線路幅方向に平行にずれていてもよく、またそれぞれの対称軸は、平行である必要はなく、任意の角度をもっていてもよい。また、上述のような線対称形状である必要もなく、線路の途中で任意の角度で屈曲する等の任意の形状をとることができるのは言うまでもない。
【００４３】
１−２．動作原理
本発明の伝送線路共振器の動作原理を図１及び図２を参照して説明する。
【００４４】
図２（Ａ）−（Ｃ）は、従来の１／４波長型共振器の例を示す図である。図２（Ａ）は、一様線路共振器２０ａにより１／４波長型伝送線路共振器を構成した例を示す。図２（Ｂ）は、一端が短絡接地された、線路インピーダンスの大きい第１の伝送線路２１ｂに、開放端を有し、線路インピーダンスの小さい第２の伝送線路２２ｂを接続したステップインピーダンス共振器を構成した例を示す図である。図２（Ｃ）は、一端が短絡接地された、線路インピーダンスの小さい第１の伝送線路２１ｃに、開放端を有し、線路インピーダンスの大きい伝送線路２２ｃを接続したステップインピーダンス共振器を構成した例を示す図である。
【００４５】
第１の伝送線路２１ｂ、２１ｃの線路インピーダンスをＺ１、線路長をθ１とし、第２の伝送線路２２ｂ、２２ｃの線路インピーダンスをＺ２、線路長をθ２とすると、１／４波長型ＳＩＲの共振条件は、ＲＺをインピーダンス比とすると、以下の（２）式で与えられる。
【００４６】
ｔａｎθ１・ｔａｎθ２＝Ｚ２／Ｚ１＝ＲＺ・・・（２）
ＲＺ＜１のときには、図２（Ｂ）に示すように、一様線路共振器よりも共振器の長さが短くなる。しかしながら、図２（Ｂ）に示すような１／４波長型ＳＩＲにおいては、第１の伝送線路の短絡接地部のインピーダンスが高く、損失が大きくなるという欠点がある。一方、ＲＺ＞１のときには、短絡接地部のインピーダンスが小さいので損失は低下するが、図２（Ｃ）に示すように、一様線路共振器よりも共振器の長さが長くなるという欠点がある。なお、図２（Ａ）のような一様線路共振器の場合には、ＲＺ＝１となる。
【００４７】
そこで、装荷する容量性素子のサセプタンスの値をＢとすると、図１（Ａ）に示すような１／４波長型ＳＩＲを考えると、その共振条件は、上述した（１）式で与えられる。
【００４８】
【数１０】
【００４９】
図３は、装荷する容量性素子の容量値と（１）式で表わされる共振条件を満たす共振周波数を計算してプロットしたものである。１／４波長型ＳＩＲの第１の伝送線路３１の線路インピーダンスをＺ１、線路長をθ１とし、第２の伝送線路３２の線路インピーダンスをＺ２、線路長をθ２として、装荷する容量性素子を集中定数素子のコンデンサ３３とし、その容量値をＣＳとして、コンデンサ３３の容量値ＣＳを変化させて共振条件を求めた。ここで、それぞれの線路長は、周波数２ＧＨｚにおいて、θ１＝θ２＝４５°とした。
【００５０】
図３に示すように、ＲＺ＜１、ＲＺ＝１、ＲＺ＞１いずれの場合においても、ＣＳの増大に応じて、ＳＩＲの共振周波数は低下する。特に、ＲＺ＞１（図３においては、ＲＺ＝２．０）のときには、他の場合に比べてＣＳに対する共振周波数の変化幅が大きいことがわかる。すなわち、ＲＺ＞１の場合には、ＣＳを大きくすることで共振周波数を十分低くすることができることになる。総線路長（θ１＋θ２）は、周波数に逆比例するので、周波数を上げれば、総線路長を短くすることができる。したがって、ＲＺ＞１の条件において、ＣＳを一定にして、共振周波数をそれに応じて上げれば、共振器長を短くすることができる。すなわち、装荷容量を追加することで、１／４波長型ＳＩＲを小型化することができる。
【００５１】
さらに、図３に示すように、ＲＺ＞１の場合において、ＣＳに対する共振周波数の変化幅が大きいということは、容量性素子を可変容量ダイオードのような可変容量素子に置き換えて電子同調回路を構成すると、広い帯域をカバーした設計をすることができるという利点もある。
【００５２】
１−３．変形例
図１（Ａ）に示すような１／４波長型ＳＩＲ１ａの場合には、第１の伝送線路１１ａと第２の伝送線路１２ａとの接続部がステップ状に変化しているため、接続部における線路インピーダンスの急激な変化により損失が増大する。そこで、図１（Ｂ）に示すように、線路幅Ｗ１の第１の伝送線路１１ｂと線路幅Ｗ２の第２の伝送線路１２ｂとの接続部にテーパ部１５ｂを挿入する。線路幅Ｗ１から線路幅Ｗ２に連続的に線路幅が減少するテーパ部１５ｂによって、第１の伝送線路１１ｂと第２の伝送線路１２ｂとの接続部における線路インピーダンス変化がゆるやかになり、損失の低減が可能になる。図１（Ｂ）に示すような直線状のテーパに限らず、たとえば指数関数等にしたがって曲線的に変化する形状としてもよい。
【００５３】
さらに、図１（Ｃ）に示すように、短絡接地部１４に接続された一端が第１の伝送線路の線路幅Ｗ１であり、先端開放スタブ１３に接続された他方の端が第２の伝送線路の線路幅Ｗ２であるようなテーパ部１５ｃのみからなるＳＩＲ１ｃも実現できる。ここで、第１の伝送線路１１ａ、１１ｂにテーパ部１５ｃを接続し、テーパ部１５ｃの他端に容量性素子としての先端開放スタブ１３を接続してもよく、テーパ部１５ｃの一端は、直接に短絡接地部１４に接続し、他端を第２の伝送線路１２ａ、１２ｂに接続した形状としてもよい。
【００５４】
図４には、第２の伝送線路に接続する容量性素子として採用可能な分布定数素子の例を示している。図４（Ａ）は、方形状の先端開放スタブ３３ａである。接続端子３０により１／４波長型ＳＩＲに接続する。図４（Ｂ）は、インピーダンスステップを有するスタブ３３ｂの例である。図４（Ｃ）は、Ｔ型のスタブ３３ｃの例である。図４（Ｄ）は、折り返し構造のスタブ３３ｄの例である。これらは、代表的な例であり、任意の形状の分布定数素子を容量性素子として用いることができる。
【００５５】
また、図５（Ａ）に示すように、容量性素子を可変容量素子と組み合わせて置き換えたり、集中定数素子、他の分布定数素子と組み合わせることにより所望の機能、性能を実現することも可能である。
【００５６】
図５（Ｂ）は、テーパ部４５ｂを、第１の伝送線路４１ｂと第２の伝送線路４２ｂとの接続部に挿入した１／４波長型ＳＩＲの例である。容量性素子には、折り返し構造スタブ４３ｂを用いることで容量値の確保と小型化の両立を図っている。
【００５７】
なお、一般的には、伝送線路の形状によりインピーダンスステップを形成するが、伝送線路の形状によらずインピーダンスステップを形成することも可能である。たとえば第１の伝送線路及び第２の伝送線路のそれぞれの下層に異なる誘電率の誘電体を用いることによって、所定のインピーダンスステップを形成することが可能である。あるいは誘電体の厚さをステップ状に変えることにより、インピーダンスステップを形成したり、誘電体の厚さを連続的に変化させて、連続的なインピーダンス変化を実現することも可能である。伝送線路の形状、採用する容量性素子の種類、誘電体の構成等を組み合わせることによって、高い自由度で、ＳＩＲを設計することが可能である。
【００５８】
１−４．応用回路
次に、本発明の１／４波長型ＳＩＲを用いた応用回路について説明する。
【００５９】
（１）多段帯域通過フィルタ
帯域通過フィルタは、混在した周波数の信号を入力して、特定の周波数の信号を出力する回路である。図６に示すように、複数の１／４波長型ＳＩＲを隣接するように配置することにより相互に結合させて、特定の周波数のみを通過させる多段帯域通過フィルタを構成することができる。
【００６０】
本発明の３段帯域通過フィルタ５０は、図６に示すように、同一形状、同一共振周波数の第１のＳＩＲ５０ａ、第２のＳＩＲ５０ｂ及び第３のＳＩＲ５０ｃをそれぞれ略平行に隣接するように配置して構成される。各ＳＩＲ５０ａ−５０ｃは、一端が短絡接地部５４に接続された第１の伝送線路５１ａ、５１ｂ、５１ｃと、第１の伝送線路５１ａ、５１ｂ、５１ｃの他端に一方の端が接続された第２の伝送線路５２ａ、５２ｂ、５２ｃと、第２の伝送線路５２ａ、５２ｂ、５２ｃの他方の端に接続された容量性素子である折り返し構造スタブ５３ａ、５３ｂ、５３ｃと、第１のＳＩＲ５０ａの折り返し構造スタブの一方に略平行に配置することにより結合された入力端子５５と、第３のＳＩＲ５０ｃの折り返し構造スタブの一方に略平行に配置することにより結合された出力端子５６とを備える。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。上述した第２のＳＩＲ５０ｂは、第１のＳＩＲ５０ａを１８０°回転した向きに配置され、所定の距離５７ａｂだけ離間して略平行に配置される。第３のＳＩＲ５０ｃは、第２のＳＩＲ５０ｂを１８０°回転した向きに配置され、所定の距離５７ｂｃだけ離間して略平行に配置される。各ＳＩＲを離間して配置する距離５７ａｂ、５７ｂｃを調整することによって、各ＳＩＲの結合度を調整することができる。各ＳＩＲの向きを変えることによって、通過する信号の位相を調整することができる。各ＳＩＲの離間距離、配置位置、配置角度を調整することによって、所望の帯域通過フィルタの特性を設定することができる。
【００６１】
図６に示す例のような帯域通過フィルタの入力部に相当するＳＩＲ５０ａと、出力部に相当するＳＩＲ５０ｃとを配置によって隣接させて結合させることにより、クロスカップルフィルタを構成することができる。たとえば第２のＳＩＲ５０ｂの配置を三角形の頂点とする位置に置き、第１のＳＩＲ５０ａと第３のＳＩＲ５０ｃとで三角形の底辺を構成するように配置すると、すべての１／４波長型ＳＩＲについて相互に結合させることができる。そして、各ＳＩＲの位置を調整し、入出力の結合度を調整することによりフィルタの減衰特性を設定することができる。
【００６２】
なお、図６に示す３段帯域通過フィルタ５０は、３段構成であるが、２段構成や４段以上の構成とすることももちろん可能である。各ＳＩＲの配置角度は、相互に１８０°ずつ回転させた位置にする場合に限らず、すべて同じ向きでもよく、あるいは９０°回転したＳＩＲがあってもよく、任意の角度だけ回転させたＳＩＲがあってもよい。上述したクロスカップルフィルタのように、隣接するＳＩＲは、１つである必要はなく複数のＳＩＲを隣接させて結合させてもよい。また、容量性素子の構造は、折り返し構造スタブに限らず、図４の他の分布定数素子でもよく、集中定数素子であってももちろんよい。１／４波長型ＳＩＲの形状は、図６に示すようなステップ形状に限らず、図１（Ｂ）−（Ｃ）に示すようなテーパ部を有するＳＩＲであってもよい。
【００６３】
（２）電子同調フィルタ
図５（Ａ）に示すように、１／４波長型ＳＩＲの容量性素子を可変容量素子と組み合わせることにより、電子同調回路４０ａを構成することができる。
【００６４】
電子同調回路４０ａは、短絡接地部４４に一端が接続された第１の伝送線路４１ａと、第１の伝送線路４１ａの他端に、第２の伝送線路４２ａとのインピーダンス変化をゆるやかにするテーパ部４５ａを介して一端が接続された第２の伝送線路４２ａと、第２の伝送線路４２ａの他方の端に接続されたコンデンサ４３と、コンデンサ４３の他の端子が接続された外部電圧印加部４６と、外部電圧印加部４６にカソードが接続され短絡接地部４４にアノードが接続された可変容量ダイオード４３ａと、高周波コイル４７を介して外部電圧印加部４６に外部電圧を供給するための外部電圧端子４９と、外部電圧端子４９と短絡接地部４４との間に接続された電源バイパスコンデンサ４８とを備える。第１の伝送線路４１ａの線路インピーダンスは、第２の伝送線路４２ａの線路インピーダンスよりも小さいので、第１の伝送線路４１ａの幅は、第２の伝送線路４２ａの幅よりも広く、これらの異なる線路幅をテーパ部４５ａにより滑らかに接続する。ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【００６５】
外部電圧端子４９に直流電圧を印加すると可変容量ダイオード４３ａの両端電圧が変化し、コンデンサ４３及び可変容量ダイオード４３ａで構成される直列コンデンサの容量が変化する。これにより、電子同調回路４０ａの同調周波数を外部直流電圧により変化させることができる。
【００６６】
図７は、図５（Ａ）に示した電子同調回路４０ａを２個、略平行に配置して電子同調フィルタを構成した例を示す図である。
【００６７】
本発明の電子同調フィルタ６０は、短絡接地部６４に一端が接続された第１の伝送線路６１ａ、６１ｂと、第１の伝送線路６１ａ、６１ｂの他端に、第２の伝送線路６２ａ、６２ｂとのインピーダンス変化をゆるやかにするテーパ部６５ａ、６５ｂを介して一端が接続された第２の伝送線路６２ａ、６２ｂと、第２の伝送線路６２ａ、６２ｂの他方の端に接続されたコンデンサ６３ａ、６３ｂと、コンデンサ６３ａ、６３ｂの他の端子が接続された外部電圧印加部６６ａ、６６ｂと、外部電圧印加部６６ａ、６６ｂにカソードが接続され短絡接地部６４にアノードが接続された可変容量ダイオード６３ａａ、６３ｂｂと、高周波コイル６７ａ、６７ｂを介して外部電圧印加部６６ａ、６６ｂに外部電圧を供給するための接続部６８、外部電圧端子６９とを備える。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。タッピング結合により一方のＳＩＲに結合された入力端子７１と、他方のＳＩＲに結合された出力端子７２とをさらに備える。短絡接地部６４は、ビア７３により誘電体基板裏面の接地パターンに接続される。
【００６８】
外部電圧端子６９に直流電圧を印加することで、同調周波数を変化させることができるのは、電子同調回路と同様である。２つのＳＩＲの離間距離を調整することによりフィルタ性能を設定することができる。
【００６９】
なお、図７の例では、２個のＳＩＲを配置したが、３個以上のＳＩＲを用いることももちろんできる。また、ＳＩＲの形状も図１（Ａ）のようなステップ状、図１（Ｃ）のような形状であってもよく、任意の形状とすることができる。
【００７０】
（３）分波器
図６に示すような、多段帯域通過フィルタを２個以上用いて、それぞれの多段帯域通過フィルタの通過帯域を所望の周波数とすることによって分波器を構成することができる。それぞれの多段帯域通過フィルタの入力を接続し、又は必要に応じてインピーダンス整合回路を介して、各多段帯域通過フィルタの入力を接続することによって、分波器を構成することができる。
【００７１】
この場合においても、ＳＩＲの形状は、図１（Ａ）−（Ｃ）に示すようなステップ状のもの又はテーパ状のものいずれでもよく、容量性素子は、集中定数素子、分布定数素子いずれであってもよく、これらの組み合わせであってもよい。また、容量性素子として、可変容量素子を組み合わせることによって、電子同調型の分波器を構成することもできる。
【００７２】
このようにして、本発明の１／４波長型ＳＩＲは、小型化と低損失化（高Ｑ化）を両立することができる。本発明の１／４波長型ＳＩＲを用いることにより、１／４波長型ＳＩＲの小型、低損失を活かした応用回路を構成することができる。応用回路構成にあたっては、ＳＩＲ相互の結合や外部回路の配置パターンとの結合を容易に制御、調整できるので、小型かつ設計の自由度の高い上述のような帯域通過フィルタ、クロスカップルフィルタ、電子同調フィルタ及び分波器等の各種高周波応用回路を実現できる。
【００７３】
設計の自由度が高いということは、多様な周波数帯域での応用設計が可能であり、近年の無線装置で要求されているマルチバンド化への対応も容易である。さらに可変容量素子を組み合わせることで、広帯域な電子同調回路を実現することができるので、コグニティブ無線システム等に向けてリコンフィギュアラブル特性を具現化できる。
【００７４】
２．両端開放１／２波長型伝送線路共振器
２−１．構成
図８（Ａ）は、本発明の両端開放１／２波長型ＳＩＲ（以下、単に「１／２波長型ＳＩＲ」ともいう。）の例を示す図である。
【００７５】
１／２波長型ＳＩＲ８０ａは、第１の伝送線路８１ａと、第１の伝送線路８１ａの一端に接続された第２の伝送線路８２ａと、第１の伝送線路８１ａの他端に接続された第３の伝送線路８３ａと、第２の伝送線路８２ａ及び第３の伝送線路８３ａのそれぞれの他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子である先端開放スタブ８４とを備える。
【００７６】
１／２波長型ＳＩＲ８０ａは、第１の伝送線路８１ａの線路長方向の中心を通る、線路幅方向に沿った対称軸に対して線対称となる形状である。すなわち、１／２波長型ＳＩＲ８０ａは、図１（Ａ）に示す１／４波長型ＳＩＲ１ａの第１の伝送線路１１ａの短絡接地部１４に接続される一端を対称軸とした線対称形状である。したがって、１／２波長型ＳＩＲの共振器長は、１／４波長型ＳＩＲの共振器長の２倍となる。
【００７７】
２−２．変形例
１／４波長型ＳＩＲと同様に、第１の伝送線路と、第２及び第３の伝送線路との接続部をテーパ部を介して接続することができ、図８（Ｂ）に示すように、第１−第３の伝送線路の一部又は全部をテーパ部８５ｂとすることもできる。また、容量性素子を図８（Ｃ）に示すように、容量性素子として折り返し構造スタブ８４ｃとすることや、他の分布定数素子、集中定数素子、又はこれらの組み合わせにより構成することもできる。さらに、容量性素子に可変容量素子を組み合わせて、可変容量素子に外部電圧を印加する外部電圧印加部を追加することで、電子同調回路を構成することもできる。
【００７８】
図９に示すように、第１の伝送線路９１ａ、９１ｂと、第２の伝送線路９２ａ、９２ｂと、第３の伝送線路９３ａ、９３ｂと容量性素子である先端開放スタブ９４ａ、９４ｂ、９５ａ、９５ｂとをループ状になるように配置することができる。この場合において、容量性素子を隣接するように配置して結合させることにより、１／２波長型ＳＩＲの小型化を図ることができる。
【００７９】
２−３．応用回路
以下に、本発明の１／２波長型ＳＩＲを用いた応用回路について説明する。
【００８０】
（１）多段帯域通過フィルタ
帯域通過フィルタは、混在した周波数の信号を入力して、特定の周波数の信号を出力する回路である。図１０は、１／２波長型ＳＩＲを２個用いて２段構成の帯域通過フィルタの応用例を示した図である。
【００８１】
２段帯域通過フィルタ１００は、図１０に示すように、同一形状、同一共振周波数を有する第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１００ｂとを備える。そして、第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａにタッピング結合された入力端子１０７と、第２の１／２波長型ＳＩＲにタッピング結合された出力端子１０８とを備える。第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａは、図９（Ｂ）で示した１／２波長型ＳＩＲと略同じものである。すなわち、第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａは、第１の伝送線路１０１ａと、第１の伝送線路１０１ａの一方の端に第２の伝送線路１０２ａが第１の伝送線路１０１ａに対して略直角の方向に接続される。また、第１の伝送線路１０１ａの他方の端に第３の伝送線路１０３ａが第１の伝送線路１０１ａに対して略直角の方向に接続される。第１の伝送線路１０１ａと第２及び第３の伝送線路１０２ａ、１０３ａとの接続部は、Ｌ字状に屈曲しているので、接続部でのインピーダンス急変による損失の増大を防止するためテーパ部を設けている。第２及び第３の伝送線路１０２ａ、１０３ａは、Ｌ字の形状をしており、第１の伝送線路１０１ａに接続された側と反対側の先端に容量性素子である先端開放スタブ１０４ａ、１０５ａがそれぞれ接続される。先端開放スタブ１０４ａと１０５ａとは、所定の距離１０６ａだけ離間して配置される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。このように、第１の伝送線路１０１ａ、第２の伝送線路１０２ａ、第３の伝送線路１０３ａ及び先端開放スタブ１０４ａ、１０５ａは、ループ状に配置された結果、小型化が実現される。
【００８２】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１００ｂとは、第２の伝送線路１０２ａと第３の伝送線路１０３ｂとを略平行に隣接するように所定の距離１０９だけ離間して配置される。第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａにタッピングにより結合された入力端子１０７に信号が入力され、第２の１／２波長型ＳＩＲ１００ｂにタッピングにより結合された出力端子１０８から出力信号が出力される。所定の距離１０９を調整し、また各１／２波長型ＳＩＲの誘電体基板平面上の配置位置、配置角度を調整して、結合度、通過する信号の位相を調整することができるので、これによりフィルタ特性を設定することができる。
【００８３】
図１０の例では、２段構成の帯域通過フィルタを示したが、２段構成に限らず、３個以上の同一共振周波数を有する１／２波長型ＳＩＲを配置することで、３段以上の帯域通過フィルタを構成することができる。また、図１０の例では、それぞれの１／２波長型ＳＩＲの配置の方向を同一方向としているが、一方を１８０°向きを変えて配置し結合させてもよい。あるいは、一方を９０°向きを変えて配置してもよく、結合させる双方の１／２波長型ＳＩＲを任意の角度、任意の離間距離に配置することで結合度の調整をすることができる。
【００８４】
なお、図１０の例では、ループ状に形成された１／２波長型ＳＩＲを複数個配置することによる多段帯域通過フィルタを示したが、ループ状のＳＩＲを用いる場合に限らず図８に示すような直線状の１／２波長型ＳＩＲを配置することによっても多段帯域通過フィルタを構成できることは言うまでもない。また、容量性素子としても、図４に代表的に示すようなさまざまな形状のものを用いることができ、集中定数素子ももちろん用いることが可能である。また、以下に述べるように、可変容量素子を用いれば、電子同調フィルタを構成することもできる。
【００８５】
（２）電子同調フィルタ
図１１に本発明の１／２波長型ＳＩＲを用いた電子同調フィルタの構成例を示す。電子同調フィルタとは、通過させる信号の周波数をプログラマブルに可変する高周波回路である。
【００８６】
電子同調フィルタ１１０は、同一の構成、形状である第１の電子同調回路１１０ａと、第２の電子同調回路１１０ｂと、外部電圧供給部とから構成される。第１の電子同調回路１１０ａは、「コ」の字状の第１の伝送線路１１１ａと、その両端に接続された、先端がＬ字状に形成された第２の伝送線路１１２ａと、第３の伝送線路１１３ａとを備える。Ｌ字状に屈曲した第２の伝送線路１１２ａの先端には、可変容量ダイオード１１５ａａのアノードが接続され、Ｌ字状に屈曲した第３の伝送線路１１３ａの先端には、コンデンサ１１５ａが接続される。可変容量ダイオード１１５ａａのカソード端子と、コンデンサ１１５ａの他方の端子は、外部電圧印加部１１６ａで接続され、高周波コイル１１４、電流制限抵抗を介して外部電圧端子１１７に供給される外部電源が印加される。第２の電子同調回路１１０ｂは、第１の電子同調回路１１０ａと同一の形状、構成である。各電子同調回路を構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。外部電源は、外部電圧端子１１７を共通にして各電子同調回路に同一の電圧が印加される。電子同調フィルタ１１０は、第１の電子同調回路１１０ａにタッピング結合された入力端子１１８ａと、第２の電子同調回路１１０ｂにタッピング結合された出力端子１１８ｂとをさらに備える。なお、２個の電子同調回路に均等に外部電源による電圧を供給するために、第１の伝送線路１１１ａ、１１１ｂと短絡接地部間に高周波コイル１１４を接続して直流バイアスをかけることが好ましい。
【００８７】
入力端子１１８ａに入力された周波数の混在した信号は、外部電圧端子１１７によって供給された電圧により設定される容量値に応じた共振周波数で通過周波数が決定され、出力端子１１８ｂから出力される。
【００８８】
図１１の例に示された形状、構成の１／２波長型ＳＩＲに限らず、容量性素子として図４に代表的に示されるような分布定数素子を組合わせて用いることができ、図８に代表的に示されるようなさまざまな構成の１／２波長型ＳＩＲを用いることができる。
【００８９】
（３）バランス型フィルタ
バランス型フィルタは、平衡入力した信号を特定の周波数でフィルタリングして、平衡出力する高周波回路である。２段バランス型フィルタ１２０は、図１２に示すように、同一形状、同一共振周波数の２個の１／２波長型ＳＩＲを隣接させて配置することにより構成される。
【００９０】
２段バランス型フィルタ１２０は、図１２に示すように、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂとを備える。第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａに結合された第１の入力端子１２６ａ及び第２の入力端子１２７ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂに結合された第１の出力端子１２６ｂ及び第２の出力端子１２７ｂとを備える。第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａは、図９（Ｂ）で示した１／２波長型ＳＩＲ９０ｂと略同じものである。すなわち、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａは、第１の伝送線路１２１ａと、第１の伝送線路１２１ａの一方の端に第２の伝送線路１２２ａが第１の伝送線路１２１ａに対して略垂直の方向に接続される。また、第１の伝送線路１２１ａの他方の端に第３の伝送線路１２３ａが第１の伝送線路１２１ａに対して略垂直の方向に接続される。第２及び第３の伝送線路１２２ａ、１２３ａは、Ｌ字の形状をしており、第１の伝送線路１２１ａに接続された側と反対側の先端に容量性素子である先端開放スタブ１２４ａ、１２５ａがそれぞれ接続される。先端開放スタブ１２４ａと１２５ａとは、所定の距離離間して配置される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂの第１の伝送線路１２１ｂは、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａの第１の伝送線路１２１ａと略平行に所定の距離１２８だけ離間して第１及び第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａ、１２０ｂ同士が隣接するように配置される。所定の距離１２８を調整することによって、バランス型フィルタの所望のフィルタ特性を設計することができる。
【００９１】
２段バランス型フィルタ１２０では、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａの先端開放スタブ１２４ａ及び１２５ａのそれぞれに結合させた第１の入力端子１２６ａ及び第２の入力端子１２７ａに信号が平衡入力される。入力された信号は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａ、第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂを通過して、所望の周波数の信号が、第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂの先端開放スタブ１２４ａ及び１２５ａのそれぞれに結合させた第２の出力端子１２７ｂ及び第１の出力端子１２６ｂから平衡出力される。
【００９２】
平衡入力された信号が、平衡出力されるためには、信号が通過する経路の線路インピーダンスが正確に等しい必要がある。１／２波長型ＳＩＲ１２０ａは、第１の伝送線路１２１ａの線路長方向の中心を通る、線路幅方向の対称軸により線対称である。第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂとは、それぞれの対称軸を一致させて対称性を確保する必要がある。
【００９３】
図１２の例においては、２段構成のバランス型フィルタであるが、図１２の構成を１組として、２段構成バランス型フィルタを複数個縦続接続することにより、さらに多段（偶数段）の多段構成バランス型フィルタを構成することができる。
【００９４】
図１３は、図８（Ｃ）に例示した形状の１／２波長型ＳＩＲを３個配置することにより構成した３段バランス型フィルタの例を示した図である。図１２の例では、１／２波長型ＳＩＲがループ状に形成されているのに対して、図１３の例では、隣接する１／２波長型ＳＩＲと結合させるために、折り返し線路構造スタブを用いることによって、ループ状ではなく直線状の１／２波長型ＳＩＲによるバランス型フィルタを構成している点で相違する。
【００９５】
３段バランス型フィルタ１３０は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａ、第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｂと、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃとを備える。第１−第３の１／２波長型ＳＩＲは、すべて同一の形状、同一の共振周波数を有する。３段バランス型フィルタ１３０は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａにコンデンサ１３５を介して結合された第１の入力端子１３６ａ及び第２の入力端子１３６ｂと、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃにコンデンサ１３５を介して結合された第１の出力端子１３７ａ及び第２の出力端子１３７ｂとを備える。第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａは、第１の伝送線路１３１ａと、その両端に接続された第２の伝送線路１３２ａと、第３の伝送線路１３３ａとを備える。第２及び第３の伝送線路１３２ａ、１３３ａの第１の伝送線路１３１ａが接続されている側と反対側の端には、それぞれ容量性素子である折り返し構造スタブ１３４ａが接続される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｂは、第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａの折り返し構造スタブ１３４ａと略平行に、所定の距離１３８ａｂだけ離間して、第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｂの折り返し構造スタブ１３４ｂを配置される。さらに、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃは、第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｂの折り返し構造スタブ１３４ｂと略平行に、所定の距離１３８ｂｃだけ離間して、第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃの折り返し構造スタブ１３４ｃを配置する。離間して配置する所定の距離１３８ａｂ、１３８ｂｃを調整することにより、フィルタ特性を設定する。
【００９６】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａに結合された第１及び第２の入力端子１３６ａ、１３６ｂに信号が平衡入力として入力されると、第１、第２、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃを通過して、所定の通過帯域でフィルタリングされる。フィルタリングされた信号は、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃに結合された第１及び第２の出力端子１３７ａ、１３７ｂに平衡出力される。
【００９７】
入力される信号を平衡信号として扱うには、第１の入力端子１３６ａに入力される信号と、第２の入力端子１３６ｂに入力される信号とが、等しい線路インピーダンスの経路を通過して、第１及び第２の出力端子に出力される必要がある。そこで、各１／２波長型ＳＩＲ１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃは、対称軸について正確に線対称である必要があり、各１／２波長型ＳＩＲ１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃの対称軸は、すべて一致する必要がある。ここで、図１３に示すような１／２波長型ＳＩＲの対称軸は、第１の伝送線路１３１ａ、１３１ｂ、１３１ｃの線路長方向の中心を通る線路幅方向の軸であり、図では上下に対称となる。
【００９８】
なお、上述した対称性については、一般的な均一誘電率を有する誘電体基板を用いる場合では、形状の対称性により実現されるが、形状の対称性に限られることはなく、インピーダンスの分布における対称性によっても実現することができる。
【００９９】
１／２波長型ＳＩＲの形状は、図８−９の例を始めさまざまな形状とすることができ、容量性素子も、集中定数素子、分布定数素子又はこれらを組み合わせたものを用いることができ、可変容量素子を組み合わせれば、後述する電子同調型のフィルタを構成することができる。
【０１００】
（４）クロスカップルフィルタ
クロスカップルフィルタとは、有極フィルタの一種であり、帯域通過フィルタのうち急峻なフィルタの減衰特性が要求される場合に用いられる。
【０１０１】
図１４に示す４段クロスカップルフィルタ１４０は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂと、第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃと、第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｄとを備える。すべての１／２波長型ＳＩＲは、同一の形状、同一の共振周波数を有する。４段クロスカップルフィルタ１４０は、第１の１／２波長型１４０ａに結合された入力端子１４７と、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂに結合された出力端子１４８とを備える。すべての１／２波長型ＳＩＲは、図９（Ｂ）で例示したループ状の１／２波長型ＳＩＲである。すなわち、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａは、第１の伝送線路１４１ａと、第１の伝送線路１４１ａの一方の端に第２の伝送線路１４２ａが第１の伝送線路１４１ａに対して略直角の方向に接続される。また、第１の伝送線路１４１ａの他方の端に第３の伝送線路１４３ａが第１の伝送線路１４１ａに対して略直角の方向に接続される。第２及び第３の伝送線路１４２ａ、１４３ａは、Ｌ字の形状をしており、第１の伝送線路１４１ａに接続された側と反対側の先端に容量性素子である先端開放スタブ１４４ａ、１４５ａがそれぞれ接続される。先端開放スタブ１４４ａと１４５ａとは、所定の距離１４６ａだけ離間して配置される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【０１０２】
第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂは、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａの先端開放スタブ１４４ａ、１４５ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂの先端開放スタブ１４５ｂ、１４４ｂとがそれぞれ略平行に所定の距離１４９ａｂだけ離間して隣接するように配置される。第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃは、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂの第３の伝送線路１４３ｂと第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃの第３の伝送線路１４３ｃとがそれぞれ略平行に所定の距離１４９ｂｃだけ離間して隣接するように配置される。第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｄは、第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃの第１の伝送線路１４１ｃと第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃの第１の伝送線路１４１ｄとがそれぞれ略平行に所定の距離１４９ｃｄだけ離間して隣接するように配置される。第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａは、第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｄの第２の伝送線路１４２ｄと第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａの第２の伝送線路１４２ａとがそれぞれ略平行に所定の距離１４９ｄａだけ離間して隣接するように配置される。
【０１０３】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａの第１の伝送線路１４１ａにタッピング結合された入力端子１４７に入力された周波数が混在した入力信号は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａ、所定の距離１４９ａｂ、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂを通って、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂの第１の伝送線路１４１ｂに結合された出力端子１４８に出力される経路と、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａ、所定の距離１４９ｄａ、第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｄ、所定の距離１４９ｃｄ、第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃ、所定の距離１４９ｂｃ、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂを通って出力端子１４８に出力される経路とを有する。これらの経路と、所定の距離１４９ａｂ、１４９ｂｃ、１４９ｃｄ、１４９ｄａとを調整することによりフィルタ特性を設定することができる。特に、入力端子１４７及び出力端子１４８を備える第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂとを距離１４９ａｂによって結合させることによって、減衰特性を設定することが可能となる。
【０１０４】
なお、入力端子を有するＳＩＲと出力端子を有するＳＩＲとの結合をとる場合に限らず、縦続接続するように結合された複数のＳＩＲのうちの任意のＳＩＲを結合させることによって、フィルタの特性を設定することができる。フィルタの段数についても任意に設定することができるのは言うまでもない。
【０１０５】
１／２波長型ＳＩＲの形状は、図８−９に例示するさまざまな形状のものを用いることができ、容量性素子として、集中定数素子、分布定数素子又はこれらを組み合わせたものを用いることができる。可変容量素子を組み合わせることで、電子同調型のフィルタを構成することができる。
【０１０６】
図１４の例における配置、段数に限られるものではなく、１／２波長型ＳＩＲの配置位置、配置角度、段数を任意に設定することができる。
【０１０７】
（５）分波器
分波器とは、混在した周波数の信号を入力して、複数の所望の通過帯域の信号を取り出す高周波回路である。図１０に示すような多段帯域通過フィルタを、異なる通過周波数のものを２個以上構成し、それぞれの多段帯域通過フィルタの入力端子を相互に接続することによって、１つの入力端子として、周波数の混在する信号を入力して、帯域通過フィルタの数に対応する周波数を取り出す分波器を構成することができる。図１５は、２つの異なる通過帯域を有する帯域通過フィルタを備える分波器の例を示す図である。
【０１０８】
分波器１５０は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｂとを有する第１の帯域通過フィルタと、第３の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｃと第４の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｄとを有する第２の帯域通過フィルタとを備える。
【０１０９】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｂは、同一の形状、同一の共振周波数を有する。また、第３の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｃと第４の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｄは、同一の形状、同一の共振周波数を有する。第１及び第２の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａ、１５０ｂと第３及び第４の１／２ＳＩＲ１５０ｃ、１５０ｄとは、異なる共振周波数を有する。
【０１１０】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａの第３の伝送線路１５３ａにタッピング結合により入力を結合させ、第３の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｃの第３の伝送線路１５３ｃにタッピング結合により入力を結合させる。２つの入力は整合回路１５８を介して入力端子１５９に接続される。
【０１１１】
分波器１５０は、第２の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｂの第２の伝送線路１５２ｂにタッピング結合された第１の出力端子１６１と、第４の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｄにタッピング結合された第２の出力端子１６２とをさらに備える。
【０１１２】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａは、第１の伝送線路１５１ａと、第１の伝送線路１５１ａの一方の端に第２の伝送線路１５２ａが第１の伝送線路１５１ａに対して略直角の方向に接続される。また、第１の伝送線路１５１ａの他方の端に第３の伝送線路１５３ａが第１の伝送線路１５１ａに対して略直角の方向に接続される。第１の伝送線路１５１ａと第２及び第３の伝送線路１５２ａ、１５３ａとの接続部は、Ｌ字状に屈曲しているので、接続部でのインピーダンス急変による損失の増大を防止するためテーパ部を設けている。第２及び第３の伝送線路１５２ａ、１５３ａは、Ｌ字の形状をしており、第１の伝送線路１５１ａに接続された側と反対側の先端に容量性素子である先端開放スタブ１５４ａ、１５５ａがそれぞれ接続される。先端開放スタブ１５４ａと１５５ａとは、所定の距離１５６ａだけ離間して配置される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【０１１３】
入力端子１５９から入力された周波数が混在した信号は、整合回路１５８を通して、第１の通過周波数を有する第１の帯域通過フィルタと、第２の通過周波数を有する第２の帯域通過フィルタとをそれぞれ通って、第１の周波数信号は、第１の出力端子１６１から出力され、第２の周波数の信号は、第２の出力端子１６２から出力される。
【０１１４】
図１６に示すように、容量性素子に可変容量素子を組み合わせると、電圧制御型（電子同調型）の分波器を構成することができる。図１６に示す例は、同一の形状、同一の通過周波数を有する２個の電子同調回路を有する電子同調フィルタを２個備える電圧制御型の分波器１７０である。
【０１１５】
分波器１７０は、第１の電子同調回路１７０ａと第２の電子同調回路１７０ｂとを有する第１の電子同調フィルタと、第３の電子同調回路１７０ｃと第４の電子同調回路１７０ｄとを有する第２の電子同調フィルタとを備える。分波器１７０は、第１の電子同調回路１７０ａの第３の伝送線路１７３ａにタッピング結合された入力と、第３の電子同調回路１７０ｃの第３の伝送線路１７３ｃにタッピング結合された入力とを整合回路１７８を介して結合し、周波数が混在した入力信号を入力する入力端子１７９に接続する。
【０１１６】
分波器１７０は、第２の電子同調回路１７０ｂの第２の伝送線路１７２ｂにタッピング結合された第１の出力端子１８１と、第４の電子同調回路１７０ｄの第２の伝送線路１７２ｄにタッピング結合された第２の出力端子１８２とを備える。
【０１１７】
第１の電子同調回路１７０ａは、「コ」の字状の第１の伝送線路１７１ａと、その両端に接続された、先端がＬ字状に形成された第２の伝送線路１７２ａと、第３の伝送線路１７３ａとを備える。Ｌ字状に屈曲した第２の伝送線路１７２ａの先端には、可変容量ダイオード１７５ａａのアノードが接続され、Ｌ字状に屈曲した第３の伝送線路１７３ａの先端には、コンデンサ１７５ａが接続される。可変容量ダイオード１７５ａａのカソード端子と、コンデンサ１７５ａの他方の端子は、外部電圧印加部１７６ａで接続され、高周波コイル１７４、電流制限抵抗を介して第１の外部電圧端子１７６に供給される外部電源が印加される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【０１１８】
第２の電子同調フィルタも同様に構成される。
【０１１９】
第１の外部電圧端子１７６と第２の外部電圧端子１７７に外部電源を接続し、それぞれ電圧を印加すると、それぞれの電圧に応じて各電子同調フィルタの通過周波数が設定される。入力端子１７９から整合回路１７８を介して入力された周波数が混在した入力信号は、それぞれ外部電源による通過周波数の設定された第１の電子同調フィルタを通過し、第２の電子同調フィルタを通過する。第１の電子同調フィルタを通過した第１の周波数は、第１の出力端子１８１に出力される。第２の電子同調フィルタを通過した第２の周波数は、第２の出力端子１８２に出力される。第１及び第２の出力端子１８１、１８２から出力される信号の周波数は、第１及び第２の外部電圧端子１７６、１７７に印加する電圧により、プログラマブルに変化させることができる。
【０１２０】
１／２波長型ＳＩＲの形状は、図８−９に例示するさまざまな形状のものを用いることができる。
【０１２１】
図１６の例における配置、段数に限られるものではなく、１／２波長型ＳＩＲの配置位置、配置角度、段数を任意に設定することができる。
【０１２２】
（６）プッシュ−プッシュ発振器
プッシュ−プッシュ発振器とは、発振周波数の偶数次高調波を出力する発振器である。１／２波長型ＳＩＲの共振周波数を基本周波数として、プッシュ−プッシュ発振器を構成することができる。
【０１２３】
プッシュ−プッシュ発振器１９０は、図１７に示すように、ループ状に形成された１／２波長型ＳＩＲ１９０ａと、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａに結合された共振周波数の信号を不平衡出力で出力する第１の出力端子２０４と、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａに結合された発振部である２個の同一の負性抵抗回路２０２と、２個の負性抵抗回路２０２のそれぞれに接続され信号の同相成分を合成する同相合成器２０３と、同相合成器２０３から共振周波数の２倍の周波数を出力する第２の出力端子２０５とを備える。
【０１２４】
図１７の例では、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａは、第１の伝送線路１９１と、その両端にそれぞれの一端が直角方向に接続された第２の伝送線路１９２及び第３の伝送線路１９３と、第２の伝送線路１９２及び第３の伝送線路１９３の他端にそれぞれ接続された先端開放スタブ１９４、１９５とを備える。そして、先端開放スタブ１９４の開放端に可変容量ダイオード１９７ａのアノードを接続し、先端開放スタブ１９５の開放端にコンデンサ１９７を接続し、可変容量ダイオード１９７ａのカソードとコンデンサ１９７の他法の端子とを接続するための外部電圧印加部１９８と、外部電圧印加部１９８に高周波コイル１９６を介して外部電源を供給する外部電圧端子１９９とを備える。１／２波長型ＳＩＲ１９０ａを構成する伝送線路共振器の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【０１２５】
２個の負性抵抗回路２０２は、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａの両端にそれぞれ結合されているので、逆相で発振する。逆相で発振した信号は、同相合成器２０３に入力されて、逆相成分である基本発振周波数（１／２波長型ＳＩＲ１９０ａの共振周波数）の信号成分は、相殺される。一方、基本周波数の２倍の周波数の信号は、同相信号であるため同相合成器２０３により２倍の逓倍信号として第２の出力端子２０５から出力される。なお、基本周波数は、同相成分が相殺されて、第１の出力端子２０４から出力される。
【０１２６】
発振した信号の同相成分と逆相成分を効果的に加算、相殺して出力信号を得るために、各構成部分の対称配置に留意する必要がある。すなわち、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａは、第１の伝送線路１９１の線路長方向の中心を通り線路幅方向の対称軸に対して線対称に形成される必要がある。２個の負性抵抗回路２０２は、同一の回路であり、上述の対称軸に対して線対称となる位置に配置される必要がある。２個の負性抵抗回路２０２からの出力信号は、上述の対称軸に対して線対称となるような経路によって同相合成器２０３に接続させる必要がある。
【０１２７】
１／２波長型ＳＩＲの形状は、図８−９に例示するさまざまな形状のものを用いることができ、容量性素子として、可変容量素子を組み合わせたもの以外に、集中定数素子、分布定数素子又はこれらを組み合わせたものを用いることができる。
【０１２８】
なお、上述においては、１／４波長型ＳＩＲと１／２波長型ＳＩＲのそれぞれを用いた応用回路について説明したが、１／４波長型ＳＩＲと１／２波長型ＳＩＲを混在させた応用回路、たとえば帯域通過フィルタ、電子同調フィルタ、分波器等を構成することももちろん可能である。
【０１２９】
このようにして、本発明の１／２波長型ＳＩＲは、小型化と低損失化、高Ｑ化を両立することができる。本発明の１／２波長型ＳＩＲを用いることにより、１／２波長型ＳＩＲの小型、低損失を活かした応用回路を構成することができる。応用回路構成にあたっては、ＳＩＲ相互の結合や外部回路の配置パターンとの結合を容易に制御、調整できるので、小型かつ設計の自由度の高い上述のような帯域通過フィルタ、クロスカップルフィルタ、電子同調フィルタ及び分波器等の各種高周波応用回路を実現できる。また、対称性を利用して、平衡入出力回路を容易に構成できる。
【０１３０】
設計の自由度が高いということは、多様な周波数帯域での応用設計が可能であり、近年の無線装置で要求されているマルチバンド化への対応も容易である。さらに可変容量素子を組み合わせることで、広帯域な電子同調回路を実現することができるので、コグニティブ無線システム等に向けてリコンフィギュアラブル特性を具現化できる。平衡回路を採用した半導体デバイスとのインタフェースを考慮した場合に、平衡変換機能を内蔵したフィルタ構成を特別の回路の追加なく実現することができるので、ＭＭＩＣ化すれば大幅な小型化が期待できる。
【符号の説明】
【０１３１】
１ａ，１ｂ，１ｃ １／４波長型ＳＩＲ、１１ａ，１１ｂ 第１の伝送線路、１２ａ，１２ｂ 第２の伝送線路、１３ 先端開放スタブ、１４ 短絡接地部、１５ｂ，１５ｃ テーパ部、２０ａ，２０ｄ 一様線路共振器、２１ｂ，２１ｃ，２１ｅ，２１ｆ 第１の伝送線路、２２ｂ，２２ｃ，２２ｅ，２２ｆ 第２の伝送線路、２３ｅ，２３ｆ 第３の伝送線路、２４ 短絡接地部、３０ 接続端子、３１ 第１の伝送線路、３２ 第２の伝送線路、３３ コンデンサ、３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄ スタブ、３４ 短絡接地部、４０ａ 電子同調回路、４０ｂ １／４波長型ＳＩＲ、４１ａ，４１ｂ 第１の伝送線路、４２ａ，４２ｂ 第２の伝送線路、４３ コンデンサ、４３ａ 可変容量ダイオード、４３ｂ 折り返し構造スタブ、４４ 短絡接地部、４５ａ，４５ｂ テーパ部、４６ 外部電圧印加部、４７ 高周波コイル、４８ 電源バイパスコンデンサ、４９ 外部電圧端子、５０ ３段帯域通過フィルタ、５０ａ 第１の１／４波長型ＳＩＲ、５０ｂ 第２の１／４波長型ＳＩＲ、５０ｃ 第３の１／４波長型ＳＩＲ、５１ａ，５１ｂ，５１ｃ 第１の伝送線路、５２ａ，５２ｂ，５２ｃ 第２の伝送線路、５３ａ，５３ｂ，５３ｃ 折り返し構造スタブ、５４ 短絡接地部、５５ 入力端子、５６ 出力端子、５７ａｂ，５７ｂｃ 距離、６０ 電子同調フィルタ、６１ａ，６１ｂ 第１の伝送線路、６２ａ，６２ｂ 第２の伝送線路、６３ａ，６３ｂ コンデンサ、６３ａａ，６３ｂｂ 可変容量ダイオード、６４ 短絡接地部、６５ａ，６５ｂ テーパ部、６６ａ，６６ｂ 外部電圧印加部、６７ａ，６７ｂ 高周波コイル、６８ 接続部、６９ 外部電圧端子、７１ 入力端子、７２ 出力端子、７３ ビア、８０ａ，８０ｂ，８０ｃ １／２波長型ＳＩＲ、８１ａ，８１ｃ 第１の伝送線路、８２ａ，８２ｃ 第２の伝送線路、８３ａ，８３ｃ 第３の伝送線路、８４ 先端開放スタブ、８４ｃ 折り返し構造スタブ、９０ａ，９０ｂ １／２波長型ＳＩＲ、９１，９１ｂ 第１の伝送線路、９２ａ，９２ｂ 第２の伝送線路、９３ａ，９３ｂ 第３の伝送線路、９４ａ，９４ｂ，９５ａ，９５ｂ 先端開放スタブ、９６ａ，９６ｂ 距離、１００ ２段帯域通過フィルタ、１００ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１００ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１０１ａ，１０１ｂ 第１の伝送線路、１０２ａ，１０２ｂ 第２の伝送線路、１０３ａ，１０３ｂ 第３の伝送線路、１０４ａ，１０４ｂ，１０５ａ，１０５ｂ 先端開放スタブ、１０６ａ，１０６ｂ 距離、１０７ 入力端子、１０８ 出力端子、１０９ 距離、１１０ 電子同調フィルタ、１１０ａ 第１の電子同調回路、１１０ｂ 第２の電子同調回路、１１１ａ，１１１ｂ 第１の伝送線路、１１２ａ，１１２ｂ 第２の伝送線路、１１３ａ，１１３ｂ 第３の伝送線路、１１４ 高周波コイル、１１５ａ，１１５ｂ コンデンサ、１１５ａａ，１１５ｂｂ 可変容量ダイオード、１１６ａ，１１６ｂ 外部電圧印加部、１１７ 外部電圧端子、１１８ａ 入力端子、１１８ｂ 出力端子、１２０ ２段バランス型フィルタ、１２０ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１２０ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１２１ａ，１２１ｂ 第１の伝送線路、１２２ａ，１２２ｂ 第２の伝送線路、１２３ａ，１２３ｂ 第３の伝送線路、１２４ａ，１２４ｂ，１２５ａ，１２５ｂ 先端開放スタブ、１２６ａ 第１の入力端子、１２６ｂ 第１の出力端子、１２７ａ 第１の入力端子、１２７ｂ 第２の出力端子、１２８ 距離、１３０ ３段バランス型フィルタ、１３０ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１３０ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１３０ｃ 第３の１／２波長型ＳＩＲ、１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃ 第１の伝送線路、１３２ａ，１３２ｂ，１３２ｃ 第２の伝送線路、１３３ａ，１３３ｂ，１３３ｃ 第３の伝送線路、１３４ａ，１３４ｂ，１３４ｃ 折り返し構造スタブ、１３５ コンデンサ、１３６ａ 第１の入力端子、１３６ｂ 第２の入力端子、１３７ａ 第１の出力端子、１３７ｂ 第２の出力端子、１３８ａｂ，１３８ｂｃ 距離、１４０ ４段クロスカップルフィルタ、１４０ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１４０ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１４０ｃ 第３の１／２波長型ＳＩＲ、１４０ｄ 第４の１／２波長型ＳＩＲ、１４１ａ，１４１ｂ，１４１ｃ，１４１ｄ 第１の伝送線路、１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃ，１４２ｄ 第２の伝送線路、１４３ａ，１４３ｂ，１４３ｃ，１４３ｄ 第３の伝送線路、１４４ａ，１４４ｂ，１４４ｃ，１４４ｄ，１４５ａ，１４５ｂ，１４５ｃ，１４５ｄ 先端開放スタブ、１４６ａ，１４６ｂ，１４６ｃ，１４６ｄ 距離、１４７ 入力端子、１４８ 出力端子、１４９ａｂ，１４９ｂｃ，１４９ｃｄ，１４９ｄａ 距離、１５０ 分波器、１５０ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１５０ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１５０ｃ 第３の１／２波長型ＳＩＲ、１５０ｄ 第４の１／２波長型ＳＩＲ、１５１ａ，１５１ｂ，１５１ｃ，１５１ｄ 第１の伝送線路、１５２ａ，１５２ｂ，１５２ｃ，１５２ｄ 第２の伝送線路、１５３ａ，１５３ｂ，１５３ｃ，１５３ｄ 第３の伝送線路、１５４ａ，１５４ｂ，１５４ｃ，１５４ｄ，１５５ａ，１５５ｂ，１５５ｃ，１５５ｄ 先端開放スタブ、１５６ａ，１５６ｂ，１５６ｃ，１５６ｄ 距離、１５７ａｂ，１５７ｃｄ 距離、１５８ 整合回路、１５９ 入力端子、１６１ 第１の出力端子、１６２ 第２の出力端子、１７０ 電子同調型分波器、１７０ａ 第１の電子同調回路、１７０ｂ 第２の電子同調回路、１７０ｃ 第３の電子同調回路、１７０ｄ 第４の電子同調回路、１７１ａ，１７１ｂ，１７１ｃ，１７１ｄ 第１の伝送線路、１７２ａ，１７２ｂ，１７２ｃ，１７２ｄ 第２の伝送線路、１７３ａ，１７３ｂ，１７３ｃ，１７３ｄ 第３の伝送線路、１７４ 高周波コイル、１７５ａ，１７５ｂ，１７５ｃ，１７５ｄ コンデンサ、１７５ａａ，１７５ｂｂ，１７５ｃｃ，１７５ｄｄ 可変同調ダイオード、１７６ 第１の外部電源端子、１７６ａ，１７６ｂ，１７６ｃ，１７６ｄ 外部電圧印加部、１７７ 第２の外部電源端子、１７８ 整合回路、１７９ 入力端子、１７９ａｂ，１７９ｃｄ 距離、１８１ 第１の出力端子、１８２ 第２の出力端子、１９０ プッシュ−プッシュ発振器、１９０ａ １／２波長型ＳＩＲ、１９１ 第１の伝送線路、１９２ 第２の伝送線路、１９３ 第３の伝送線路、１９４，１９５ 先端開放スタブ、１９６ 高周波コイル、１９７ コンデンサ、１９７ａ 可変容量ダイオード、１９８ 外部電圧印加部、１９９ 外部電源端子、２０１ コンデンサ、２０２ 負性抵抗回路、２０３ 同相合成器、２０４ 第１の出力端子、２０５ 第２の出力端子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波回路で用いられる伝送線路共振器に関し、特にステップインピーダンス型伝送線路共振器並びにその伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、バランス型フィルタ、プッシュ−プッシュ発振器及び分波器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波帯、マイクロ波帯で用いられる共振器は、１／４波長型又は１／２波長型の一様線路共振器が主流である。最近では、非特許文献１に示すように、線路インピーダンスの異なる複数の伝送線路から構成されるステップインピーダンス共振器（以下、ＳＩＲともいう。）が、小型化、スプリアス抑圧あるいは多様な結合方式の実現を目的として用いられるようになってきている。
【０００３】
ＳＩＲには、多様な構造のものがある。代表的なものとして、１／４波長型における一端開放他端短絡型ＳＩＲと、１／２波長型の両端開放型ＳＩＲがある。非特許文献２及び３に示すように、１／４波長型ＳＩＲは、もっとも小型化することができることから、従来から積極的に開発実用化が行われてきた。そして、近年においては、ＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）プロセス技術の確立により、１／４波長型ＳＩＲは、特許文献１に示すようにマイクロ波帯無線システム用フィルタに多く用いられるようになった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−８７８３０号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Ｓａｇａｗａ，Ｍａｋｉｍｏｔｏ ａｎｄ Ｙａｍａｓｈｉｔａ．，「Ｇｅｏｍｅｔｒｉｃａｌ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ａｎｄ Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｔｅｐｐｅｄ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＭＴＴ，ｖｏｌ．４５，Ｎｏ．７，ｐｐ．１０７８−１０８５，Ｊｕｌｙ １９９７
【非特許文献２】牧本、「マイクロ波ＳＩＲの構造とその特性」、電気情報通信学会、電子情報通信学会技術研究報告 ＭＷ２００３−２２１、ｐ８３−９０、２００３年１２月
【非特許文献３】Ｍａｋｉｍｏｔｏ ａｎｄ Ｙａｍａｓｈｉｔａ，「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」，Ｓｐｒｉｎｇｅｒ，Ｈｅｉｄｅｒｂｅｒｇ，Ｇｅｒｍａｎｙ，Ｄｅｃ．２０００
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
１／４波長型であっても、１／２波長型であっても、ステップインピーダンス共振器を一様線路共振器（例えば、図２（Ａ）参照）に比べて小型にするためには、共振時に電流が最大になる第１の伝送線路（例えば、図２（Ｂ）の２１ｂ、図２（Ｅ）の２１ｅ参照）の線路インピーダンスＺ１を、開放端を含む第２の伝送線路（例えば、図２（Ｂ）の２２ｂ、図２（Ｅ）の２２ｅ参照）の線路インピーダンスＺ２よりも大きく設計する必要がある。すなわち、伝送線路のインピーダンス比ＲＺ＝Ｚ２／Ｚ１とした場合において、ＲＺ＜１となるように設計する必要がある。このことは、大きい電流が流れる伝送線路部分である第１の伝送線路の線路幅を狭く設計することに相当し、結果的に導体損失が増大することとなる。一方、導体損失を低減するために、第１の伝送線路の線路インピーダンスＺ１を第２の伝送線路の線路インピーダンスＺ２よりも小さく設計した場合には（例えば、図２（Ｃ）、（Ｆ）参照）、ＲＺ＞１となり、全体の線路長が一様線路の場合よりも長くなってしまう。このように、従来の技術では、小型化と低損失化（共振器の高Ｑ化）を両立することは困難であった。
【０００７】
そこで、発明者らは、１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲの機能及び性能の改善を目指してその構造を見直し、さらにその応用を詳細に検討した。したがって、本発明は、従来の１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲに匹敵する小型化と、これを超える機能及び性能を実現する１／４波長型ＳＩＲ及び両端開放１／２波長型ＳＩＲ並びにこれらのＳＩＲを用いた高周波回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る１／４波長型伝送線路共振器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備える。そして、本発明の１／４波長型伝送線路共振器は、以下の式を満たし、第１の伝送線路の他端が短絡接地される。
【０００９】
【数１】
【００１０】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００１１】
本発明に係る、１／４波長型伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタは、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、以下の式を満たし、第１の伝送線路の他端が短絡接地された、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含んでいる。本発明の帯域通過フィルタは、２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備える。そして、本発明の帯域通過フィルタは、２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させて構成される。
【００１２】
【数２】
【００１３】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００１４】
本発明に係る、１／４波長型伝送線路共振器を用いた分波器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含んでいる。本発明の分波器は、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を結合させた入力端子と、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合された出力端子とを備える。本発明の分波器の２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する。
【００１５】
【数３】
【００１６】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００１７】
本発明に係る両端開放１／２波長型伝送線路共振器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備える。本発明の両端開放１／２波長型伝送線路共振器の第１の共振部及び第２の共振部は、それぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たす。
【００１８】
【数４】
【００１９】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００２０】
本発明に係る、両端開放１／２波長型伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタは、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、第１の共振部及び第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含んでいる。本発明の帯域通過フィルタは、２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備える。本発明の帯域通過フィルタは、２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させて構成される。
【００２１】
【数５】
【００２２】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００２３】
本発明に係る、両端開放１／２波長型伝送線路共振器を用いたバランス型フィルタは、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、第１の共振部及び第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含んでいる。本発明のバランス方フィルタは、２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器の２つの容量性素子それぞれに結合された第１及び第２の入力端子と、２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器の２つの容量性素子それぞれに結合された第１及び第２の出力端子とを備える。本発明のバランス型フィルタは、２個以上の伝送線路共振器のそれぞれの容量性素子を略平行に所定の距離離間して隣接するように配置して構成される。
【００２４】
【数６】
【００２５】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００２６】
本発明に係る、両端開放１／２波長型伝送線路共振器を用いたプッシュ−プッシュ発振器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、第１の共振部及び第２の共振部は、それぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たす伝送線路共振器と、第１の伝送線路に結合された、伝送線路共振器の共振周波数を不平衡出力するための第１の出力端子と、第１の共振部及び第２の共振部にそれぞれ結合されて、逆相の信号により発振する２個の発振部と、２個の発振部の２つの同相信号出力を合成する同相合成器と、共振周波数の偶数次高調波信号を出力する出力端子とを備える。
【００２７】
【数７】
【００２８】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【００２９】
本発明に係る、両端開放１／２波長型伝送線路共振器を用いた分波器は、第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、第１の共振部及び第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含んでいる。本発明の分波器は、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を結合させた入力端子と、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合された出力端子とを備える。本発明の分波器の２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する。
【００３０】
【数８】
【００３１】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【発明の効果】
【００３２】
本発明の１／４波長型ＳＩＲによれば、短絡接地部とは逆の端に容量性素子を装荷することにより、従来の１／４波長型ＳＩＲに比べて短絡接地部における低損失化が図られ、同時に従来の一様線路共振器の大きさに比べて小型化することができる。
【００３３】
本発明の１／２波長型ＳＩＲによれば、従来の両端開放１／２波長型ＳＩＲに比べて電流の集中するＳＩＲ中央部における低損失が図られ、同時に従来の一様線路共振器の大きさに比べて小型化することができる。また、その対称構造により、平衡結合を容易に実現することができる。
【００３４】
本発明の１／４波長型ＳＩＲ、１／２波長型ＳＩＲを用いて、多段の帯域通過フィルタ、バランス型フィルタ、プッシュ−プッシュ発振器及び分波器等多くの高周波回路において小型化と低損失化を両立することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の構成を示す図である。（Ａ）は、本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の最も基本的な構成を示すものであり、伝送線路の幅がステップ状に変化する例を示す。（Ｂ）は、異なる線路インピーダンスの伝送線路の間にテーパ部を設けて、伝送線路の幅をゆるやかに変化させた構成の例を示す。（Ｃ）は、伝送線路がテーパ部のみからなる例を示す。
【図２】従来の１／４波長型伝送線路共振器と両端開放１／２波長型伝送線路共振器の構成を示す図である。（Ａ）は、一様線路による従来の１／４波長型伝送線路共振器の例である。（Ｂ）、（Ｃ）は、従来の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の例である。（Ｄ）は、一様線路による従来の両端開放１／２波長型伝送線路共振器の例である。（Ｅ）、（Ｆ）は、従来の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の例である。
【図３】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の動作原理を説明するための図である。
【図４】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器、両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器に接続する容量性素子や外部回路との容量結合のための素子として用いることができる分布定数素子を示す図である。（Ａ）は、長方形状のスタブである。（Ｂ）は、ステップインピーダンスを有するスタブである。（Ｃ）は、Ｔ型のスタブである。（Ｄ）は、折り返し線路構造のスタブである。
【図５】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の変形例を示す図である。（Ａ）は、異なる線路インピーダンスの伝送線路の接続部をテーパ部により接続し、容量性素子に可変容量素子である可変容量ダイオードを組み合わせた電子同調回路の構成例である。（Ｂ）は、異なる線路インピーダンスの伝送線路の接続部をテーパ部により接続し、容量性素子として、折り返し構造スタブを用いた例を示したものである。
【図６】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を３個用いて、３段帯域通過フィルタを構成した例である。
【図７】本発明の１／４波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器による電子同調回路を２個用いて、電子同調フィルタを構成した例である。
【図８】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の構成を示す図である。（Ａ）は、本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の最も基本的な構成を示すもので、伝送線路の幅をステップ状に変化させた構成例である。（Ｂ）は、伝送線路が異なる線路インピーダンスの伝送線路の間に設けるテーパ部のみからなり、伝送線路の幅をゆるやかに変化させた構成例である。（Ｃ）は、容量性素子を折り返し構造スタブを用いた構成例である。
【図９】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器の変形例を示す図である。（Ａ）は、両端の容量性素子を隣接するように配置し、共振器をループ状に配置することにより共振器を小型化した例である。（Ｂ）は、第２及び第３の伝送線路の先端をＬ字状に屈曲させてそれらの先端に容量性素子である先端開放スタブを接続した構成例である。
【図１０】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を用いた２段構成の帯域通過フィルタの構成例である。
【図１１】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器による電子同調回路を２個用いた２段電子同調フィルタの構成例である。
【図１２】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を２個縦続に結合させた２段バランス型フィルタの構成例である。
【図１３】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を３個縦続に結合させた３段バランス型フィルタの構成例である。
【図１４】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を４個用い、入出力間を結合させたクロスカップルフィルタの構成例である。
【図１５】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器からなる通過周波数の異なる２段帯域通過フィルタを用いた分波器の構成例である。
【図１６】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器による２段電子同調フィルタを用いた分波器の例である。
【図１７】本発明の両端開放１／２波長型ステップインピーダンス伝送線路共振器を用いたプッシュ−プッシュ発振器の構成例である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下、本発明が適用された伝送線路共振器（以下、単にＳＩＲともいう。）並びにその伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、バランス型フィルタ、プッシュ−プッシュ発振器及び分波器について、図面を参照して説明する。なお、説明は以下の順序で説明する。
【００３７】
１．１／４波長型伝送線路共振器
１−１．構成
１−２．動作原理
１−３．変形例
１−４．応用回路
（１）多段帯域通過フィルタ
（２）電子同調フィルタ
（３）分波器
２．両端開放１／２波長型伝送線路共振器
２−１．構成
２−２．変形例
２−３．応用回路
（１）帯域通過フィルタ
（２）電子同調フィルタ
（３）バランス型フィルタ
（４）クロスカップルフィルタ
（５）分波器
（６）プッシュ−プッシュ発振器。
【００３８】
１．１／４波長型伝送線路共振器
１−１．構成
【００３９】
図１（Ａ）は、本発明の１／４波長型ステップインピーダンス共振器の代表的な例である。１／４波長型ＳＩＲ１ａは、裏面一面が導体パターンで誘電率が一様な誘電体基板上に形成される。第１の伝送線路１１ａは、第１の線路インピーダンスＺ１及び第１の線路長θ１を有している。第１の伝送線路１１ａの一方の端は、短絡接地部１４であるビアを介して誘電体基板裏面の導体パターンに短絡接地される。第２の伝送線路１２ａは、第２の線路インピーダンスＺ２及び第２の線路長θ２を有し、第１の伝送線路１１ａの他方の端に接続される。第１の線路インピーダンスＺ１は、第２の線路インピーダンスＺ２よりも小さくするために、第１の伝送線路１１ａの幅は、第２の伝送線路１２ａの幅よりも広く設定される。第２の伝送線路１２ａの他方の端には、容量性素子としての先端開放スタブ１３が接続される。先端開放スタブ１３の容量値ＣＳは、後述するように、先端開放スタブ１３のサセプタンスの値をＢとすると、以下の式（１）で表わされる共振条件を満たす必要がある。なお、この先端開放スタブ１３は、裏面導体パターンと結合しているので、容量性素子として機能するときには、第２の伝送線路１２ａと短絡接地１４間に実質的に接続されていることになる。
【００４０】
【数９】
【００４１】
図１（Ａ）においては、容量性素子を分布定数素子である先端開放スタブ１３により構成したが、分布定数素子に代えて集中定数素子、可変容量素子又はこれらを組み合わせた容量素子を用いることができる。また、後述するように、分布定数素子も、先端開放スタブに限らず、インピーダンスステップスタブ、Ｔ型スタブ又は折り返し線路構造スタブ等さまざまなスタブ形状を用いることができる。
【００４２】
なお、図１（Ａ）においては、第１の伝送線路１１ａの線路幅方向の中心を通る、線路長方向の対称軸をとると、第１の伝送線路１１ａの形状は、この対称軸に線対称となっている。同様に、第２の伝送線路１２ａ、先端開放スタブ１３も同一対称軸上にあり、線対称となっている。しかしながら、第１の伝送線路１１ａ、第２の伝送線路１２ａ及び先端開放スタブ１３は、すべて同一対称軸上にある必要はなく、それぞれの対称軸は、線路幅方向に平行にずれていてもよく、またそれぞれの対称軸は、平行である必要はなく、任意の角度をもっていてもよい。また、上述のような線対称形状である必要もなく、線路の途中で任意の角度で屈曲する等の任意の形状をとることができるのは言うまでもない。
【００４３】
１−２．動作原理
本発明の伝送線路共振器の動作原理を図１及び図２を参照して説明する。
【００４４】
図２（Ａ）−（Ｃ）は、従来の１／４波長型共振器の例を示す図である。図２（Ａ）は、一様線路共振器２０ａにより１／４波長型伝送線路共振器を構成した例を示す。図２（Ｂ）は、一端が短絡接地された、線路インピーダンスの大きい第１の伝送線路２１ｂに、開放端を有し、線路インピーダンスの小さい第２の伝送線路２２ｂを接続したステップインピーダンス共振器を構成した例を示す図である。図２（Ｃ）は、一端が短絡接地された、線路インピーダンスの小さい第１の伝送線路２１ｃに、開放端を有し、線路インピーダンスの大きい伝送線路２２ｃを接続したステップインピーダンス共振器を構成した例を示す図である。
【００４５】
第１の伝送線路２１ｂ、２１ｃの線路インピーダンスをＺ１、線路長をθ１とし、第２の伝送線路２２ｂ、２２ｃの線路インピーダンスをＺ２、線路長をθ２とすると、１／４波長型ＳＩＲの共振条件は、ＲＺをインピーダンス比とすると、以下の（２）式で与えられる。
【００４６】
ｔａｎθ１・ｔａｎθ２＝Ｚ２／Ｚ１＝ＲＺ・・・（２）
ＲＺ＜１のときには、図２（Ｂ）に示すように、一様線路共振器よりも共振器の長さが短くなる。しかしながら、図２（Ｂ）に示すような１／４波長型ＳＩＲにおいては、第１の伝送線路の短絡接地部のインピーダンスが高く、損失が大きくなるという欠点がある。一方、ＲＺ＞１のときには、短絡接地部のインピーダンスが小さいので損失は低下するが、図２（Ｃ）に示すように、一様線路共振器よりも共振器の長さが長くなるという欠点がある。なお、図２（Ａ）のような一様線路共振器の場合には、ＲＺ＝１となる。
【００４７】
そこで、装荷する容量性素子のサセプタンスの値をＢとすると、図１（Ａ）に示すような１／４波長型ＳＩＲを考えると、その共振条件は、上述した（１）式で与えられる。
【００４８】
【数１０】
【００４９】
図３は、装荷する容量性素子の容量値と（１）式で表わされる共振条件を満たす共振周波数を計算してプロットしたものである。１／４波長型ＳＩＲの第１の伝送線路３１の線路インピーダンスをＺ１、線路長をθ１とし、第２の伝送線路３２の線路インピーダンスをＺ２、線路長をθ２として、装荷する容量性素子を集中定数素子のコンデンサ３３とし、その容量値をＣＳとして、コンデンサ３３の容量値ＣＳを変化させて共振条件を求めた。ここで、それぞれの線路長は、周波数２ＧＨｚにおいて、θ１＝θ２＝４５°とした。
【００５０】
図３に示すように、ＲＺ＜１、ＲＺ＝１、ＲＺ＞１いずれの場合においても、ＣＳの増大に応じて、ＳＩＲの共振周波数は低下する。特に、ＲＺ＞１（図３においては、ＲＺ＝２．０）のときには、他の場合に比べてＣＳに対する共振周波数の変化幅が大きいことがわかる。すなわち、ＲＺ＞１の場合には、ＣＳを大きくすることで共振周波数を十分低くすることができることになる。総線路長（θ１＋θ２）は、周波数に逆比例するので、周波数を上げれば、総線路長を短くすることができる。したがって、ＲＺ＞１の条件において、ＣＳを一定にして、共振周波数をそれに応じて上げれば、共振器長を短くすることができる。すなわち、装荷容量を追加することで、１／４波長型ＳＩＲを小型化することができる。
【００５１】
さらに、図３に示すように、ＲＺ＞１の場合において、ＣＳに対する共振周波数の変化幅が大きいということは、容量性素子を可変容量ダイオードのような可変容量素子に置き換えて電子同調回路を構成すると、広い帯域をカバーした設計をすることができるという利点もある。
【００５２】
１−３．変形例
図１（Ａ）に示すような１／４波長型ＳＩＲ１ａの場合には、第１の伝送線路１１ａと第２の伝送線路１２ａとの接続部がステップ状に変化しているため、接続部における線路インピーダンスの急激な変化により損失が増大する。そこで、図１（Ｂ）に示すように、線路幅Ｗ１の第１の伝送線路１１ｂと線路幅Ｗ２の第２の伝送線路１２ｂとの接続部にテーパ部１５ｂを挿入する。線路幅Ｗ１から線路幅Ｗ２に連続的に線路幅が減少するテーパ部１５ｂによって、第１の伝送線路１１ｂと第２の伝送線路１２ｂとの接続部における線路インピーダンス変化がゆるやかになり、損失の低減が可能になる。図１（Ｂ）に示すような直線状のテーパに限らず、たとえば指数関数等にしたがって曲線的に変化する形状としてもよい。
【００５３】
さらに、図１（Ｃ）に示すように、短絡接地部１４に接続された一端が第１の伝送線路の線路幅Ｗ１であり、先端開放スタブ１３に接続された他方の端が第２の伝送線路の線路幅Ｗ２であるようなテーパ部１５ｃのみからなるＳＩＲ１ｃも実現できる。ここで、第１の伝送線路１１ａ、１１ｂにテーパ部１５ｃを接続し、テーパ部１５ｃの他端に容量性素子としての先端開放スタブ１３を接続してもよく、テーパ部１５ｃの一端は、直接に短絡接地部１４に接続し、他端を第２の伝送線路１２ａ、１２ｂに接続した形状としてもよい。
【００５４】
図４には、第２の伝送線路に接続する容量性素子として採用可能な分布定数素子の例を示している。図４（Ａ）は、方形状の先端開放スタブ３３ａである。接続端子３０により１／４波長型ＳＩＲに接続する。図４（Ｂ）は、インピーダンスステップを有するスタブ３３ｂの例である。図４（Ｃ）は、Ｔ型のスタブ３３ｃの例である。図４（Ｄ）は、折り返し構造のスタブ３３ｄの例である。これらは、代表的な例であり、任意の形状の分布定数素子を容量性素子として用いることができる。
【００５５】
また、図５（Ａ）に示すように、容量性素子を可変容量素子と組み合わせて置き換えたり、集中定数素子、他の分布定数素子と組み合わせることにより所望の機能、性能を実現することも可能である。
【００５６】
図５（Ｂ）は、テーパ部４５ｂを、第１の伝送線路４１ｂと第２の伝送線路４２ｂとの接続部に挿入した１／４波長型ＳＩＲの例である。容量性素子には、折り返し構造スタブ４３ｂを用いることで容量値の確保と小型化の両立を図っている。
【００５７】
なお、一般的には、伝送線路の形状によりインピーダンスステップを形成するが、伝送線路の形状によらずインピーダンスステップを形成することも可能である。たとえば第１の伝送線路及び第２の伝送線路のそれぞれの下層に異なる誘電率の誘電体を用いることによって、所定のインピーダンスステップを形成することが可能である。あるいは誘電体の厚さをステップ状に変えることにより、インピーダンスステップを形成したり、誘電体の厚さを連続的に変化させて、連続的なインピーダンス変化を実現することも可能である。伝送線路の形状、採用する容量性素子の種類、誘電体の構成等を組み合わせることによって、高い自由度で、ＳＩＲを設計することが可能である。
【００５８】
１−４．応用回路
次に、本発明の１／４波長型ＳＩＲを用いた応用回路について説明する。
【００５９】
（１）多段帯域通過フィルタ
帯域通過フィルタは、混在した周波数の信号を入力して、特定の周波数の信号を出力する回路である。図６に示すように、複数の１／４波長型ＳＩＲを隣接するように配置することにより相互に結合させて、特定の周波数のみを通過させる多段帯域通過フィルタを構成することができる。
【００６０】
本発明の３段帯域通過フィルタ５０は、図６に示すように、同一形状、同一共振周波数の第１のＳＩＲ５０ａ、第２のＳＩＲ５０ｂ及び第３のＳＩＲ５０ｃをそれぞれ略平行に隣接するように配置して構成される。各ＳＩＲ５０ａ−５０ｃは、一端が短絡接地部５４に接続された第１の伝送線路５１ａ、５１ｂ、５１ｃと、第１の伝送線路５１ａ、５１ｂ、５１ｃの他端に一方の端が接続された第２の伝送線路５２ａ、５２ｂ、５２ｃと、第２の伝送線路５２ａ、５２ｂ、５２ｃの他方の端に接続された容量性素子である折り返し構造スタブ５３ａ、５３ｂ、５３ｃと、第１のＳＩＲ５０ａの折り返し構造スタブの一方に略平行に配置することにより結合された入力端子５５と、第３のＳＩＲ５０ｃの折り返し構造スタブの一方に略平行に配置することにより結合された出力端子５６とを備える。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。上述した第２のＳＩＲ５０ｂは、第１のＳＩＲ５０ａを１８０°回転した向きに配置され、所定の距離５７ａｂだけ離間して略平行に配置される。第３のＳＩＲ５０ｃは、第２のＳＩＲ５０ｂを１８０°回転した向きに配置され、所定の距離５７ｂｃだけ離間して略平行に配置される。各ＳＩＲを離間して配置する距離５７ａｂ、５７ｂｃを調整することによって、各ＳＩＲの結合度を調整することができる。各ＳＩＲの向きを変えることによって、通過する信号の位相を調整することができる。各ＳＩＲの離間距離、配置位置、配置角度を調整することによって、所望の帯域通過フィルタの特性を設定することができる。
【００６１】
図６に示す例のような帯域通過フィルタの入力部に相当するＳＩＲ５０ａと、出力部に相当するＳＩＲ５０ｃとを配置によって隣接させて結合させることにより、クロスカップルフィルタを構成することができる。たとえば第２のＳＩＲ５０ｂの配置を三角形の頂点とする位置に置き、第１のＳＩＲ５０ａと第３のＳＩＲ５０ｃとで三角形の底辺を構成するように配置すると、すべての１／４波長型ＳＩＲについて相互に結合させることができる。そして、各ＳＩＲの位置を調整し、入出力の結合度を調整することによりフィルタの減衰特性を設定することができる。
【００６２】
なお、図６に示す３段帯域通過フィルタ５０は、３段構成であるが、２段構成や４段以上の構成とすることももちろん可能である。各ＳＩＲの配置角度は、相互に１８０°ずつ回転させた位置にする場合に限らず、すべて同じ向きでもよく、あるいは９０°回転したＳＩＲがあってもよく、任意の角度だけ回転させたＳＩＲがあってもよい。上述したクロスカップルフィルタのように、隣接するＳＩＲは、１つである必要はなく複数のＳＩＲを隣接させて結合させてもよい。また、容量性素子の構造は、折り返し構造スタブに限らず、図４の他の分布定数素子でもよく、集中定数素子であってももちろんよい。１／４波長型ＳＩＲの形状は、図６に示すようなステップ形状に限らず、図１（Ｂ）−（Ｃ）に示すようなテーパ部を有するＳＩＲであってもよい。
【００６３】
（２）電子同調フィルタ
図５（Ａ）に示すように、１／４波長型ＳＩＲの容量性素子を可変容量素子と組み合わせることにより、電子同調回路４０ａを構成することができる。
【００６４】
電子同調回路４０ａは、短絡接地部４４に一端が接続された第１の伝送線路４１ａと、第１の伝送線路４１ａの他端に、第２の伝送線路４２ａとのインピーダンス変化をゆるやかにするテーパ部４５ａを介して一端が接続された第２の伝送線路４２ａと、第２の伝送線路４２ａの他方の端に接続されたコンデンサ４３と、コンデンサ４３の他の端子が接続された外部電圧印加部４６と、外部電圧印加部４６にカソードが接続され短絡接地部４４にアノードが接続された可変容量ダイオード４３ａと、高周波コイル４７を介して外部電圧印加部４６に外部電圧を供給するための外部電圧端子４９と、外部電圧端子４９と短絡接地部４４との間に接続された電源バイパスコンデンサ４８とを備える。第１の伝送線路４１ａの線路インピーダンスは、第２の伝送線路４２ａの線路インピーダンスよりも小さいので、第１の伝送線路４１ａの幅は、第２の伝送線路４２ａの幅よりも広く、これらの異なる線路幅をテーパ部４５ａにより滑らかに接続する。ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【００６５】
外部電圧端子４９に直流電圧を印加すると可変容量ダイオード４３ａの両端電圧が変化し、コンデンサ４３及び可変容量ダイオード４３ａで構成される直列コンデンサの容量が変化する。これにより、電子同調回路４０ａの同調周波数を外部直流電圧により変化させることができる。
【００６６】
図７は、図５（Ａ）に示した電子同調回路４０ａを２個、略平行に配置して電子同調フィルタを構成した例を示す図である。
【００６７】
本発明の電子同調フィルタ６０は、短絡接地部６４に一端が接続された第１の伝送線路６１ａ、６１ｂと、第１の伝送線路６１ａ、６１ｂの他端に、第２の伝送線路６２ａ、６２ｂとのインピーダンス変化をゆるやかにするテーパ部６５ａ、６５ｂを介して一端が接続された第２の伝送線路６２ａ、６２ｂと、第２の伝送線路６２ａ、６２ｂの他方の端に接続されたコンデンサ６３ａ、６３ｂと、コンデンサ６３ａ、６３ｂの他の端子が接続された外部電圧印加部６６ａ、６６ｂと、外部電圧印加部６６ａ、６６ｂにカソードが接続され短絡接地部６４にアノードが接続された可変容量ダイオード６３ａａ、６３ｂｂと、高周波コイル６７ａ、６７ｂを介して外部電圧印加部６６ａ、６６ｂに外部電圧を供給するための接続部６８、外部電圧端子６９とを備える。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。タッピング結合により一方のＳＩＲに結合された入力端子７１と、他方のＳＩＲに結合された出力端子７２とをさらに備える。短絡接地部６４は、ビア７３により誘電体基板裏面の接地パターンに接続される。
【００６８】
外部電圧端子６９に直流電圧を印加することで、同調周波数を変化させることができるのは、電子同調回路と同様である。２つのＳＩＲの離間距離を調整することによりフィルタ性能を設定することができる。
【００６９】
なお、図７の例では、２個のＳＩＲを配置したが、３個以上のＳＩＲを用いることももちろんできる。また、ＳＩＲの形状も図１（Ａ）のようなステップ状、図１（Ｃ）のような形状であってもよく、任意の形状とすることができる。
【００７０】
（３）分波器
図６に示すような、多段帯域通過フィルタを２個以上用いて、それぞれの多段帯域通過フィルタの通過帯域を所望の周波数とすることによって分波器を構成することができる。それぞれの多段帯域通過フィルタの入力を接続し、又は必要に応じてインピーダンス整合回路を介して、各多段帯域通過フィルタの入力を接続することによって、分波器を構成することができる。
【００７１】
この場合においても、ＳＩＲの形状は、図１（Ａ）−（Ｃ）に示すようなステップ状のもの又はテーパ状のものいずれでもよく、容量性素子は、集中定数素子、分布定数素子いずれであってもよく、これらの組み合わせであってもよい。また、容量性素子として、可変容量素子を組み合わせることによって、電子同調型の分波器を構成することもできる。
【００７２】
このようにして、本発明の１／４波長型ＳＩＲは、小型化と低損失化（高Ｑ化）を両立することができる。本発明の１／４波長型ＳＩＲを用いることにより、１／４波長型ＳＩＲの小型、低損失を活かした応用回路を構成することができる。応用回路構成にあたっては、ＳＩＲ相互の結合や外部回路の配置パターンとの結合を容易に制御、調整できるので、小型かつ設計の自由度の高い上述のような帯域通過フィルタ、クロスカップルフィルタ、電子同調フィルタ及び分波器等の各種高周波応用回路を実現できる。
【００７３】
設計の自由度が高いということは、多様な周波数帯域での応用設計が可能であり、近年の無線装置で要求されているマルチバンド化への対応も容易である。さらに可変容量素子を組み合わせることで、広帯域な電子同調回路を実現することができるので、コグニティブ無線システム等に向けてリコンフィギュアラブル特性を具現化できる。
【００７４】
２．両端開放１／２波長型伝送線路共振器
２−１．構成
図８（Ａ）は、本発明の両端開放１／２波長型ＳＩＲ（以下、単に「１／２波長型ＳＩＲ」ともいう。）の例を示す図である。
【００７５】
１／２波長型ＳＩＲ８０ａは、第１の伝送線路８１ａと、第１の伝送線路８１ａの一端に接続された第２の伝送線路８２ａと、第１の伝送線路８１ａの他端に接続された第３の伝送線路８３ａと、第２の伝送線路８２ａ及び第３の伝送線路８３ａのそれぞれの他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子である先端開放スタブ８４とを備える。
【００７６】
１／２波長型ＳＩＲ８０ａは、第１の伝送線路８１ａの線路長方向の中心を通る、線路幅方向に沿った対称軸に対して線対称となる形状である。すなわち、１／２波長型ＳＩＲ８０ａは、図１（Ａ）に示す１／４波長型ＳＩＲ１ａの第１の伝送線路１１ａの短絡接地部１４に接続される一端を対称軸とした線対称形状である。したがって、１／２波長型ＳＩＲの共振器長は、１／４波長型ＳＩＲの共振器長の２倍となる。
【００７７】
２−２．変形例
１／４波長型ＳＩＲと同様に、第１の伝送線路と、第２及び第３の伝送線路との接続部をテーパ部を介して接続することができ、図８（Ｂ）に示すように、第１−第３の伝送線路の一部又は全部をテーパ部８５ｂとすることもできる。また、容量性素子を図８（Ｃ）に示すように、容量性素子として折り返し構造スタブ８４ｃとすることや、他の分布定数素子、集中定数素子、又はこれらの組み合わせにより構成することもできる。さらに、容量性素子に可変容量素子を組み合わせて、可変容量素子に外部電圧を印加する外部電圧印加部を追加することで、電子同調回路を構成することもできる。
【００７８】
図９に示すように、第１の伝送線路９１ａ、９１ｂと、第２の伝送線路９２ａ、９２ｂと、第３の伝送線路９３ａ、９３ｂと容量性素子である先端開放スタブ９４ａ、９４ｂ、９５ａ、９５ｂとをループ状になるように配置することができる。この場合において、容量性素子を隣接するように配置して結合させることにより、１／２波長型ＳＩＲの小型化を図ることができる。
【００７９】
２−３．応用回路
以下に、本発明の１／２波長型ＳＩＲを用いた応用回路について説明する。
【００８０】
（１）多段帯域通過フィルタ
帯域通過フィルタは、混在した周波数の信号を入力して、特定の周波数の信号を出力する回路である。図１０は、１／２波長型ＳＩＲを２個用いて２段構成の帯域通過フィルタの応用例を示した図である。
【００８１】
２段帯域通過フィルタ１００は、図１０に示すように、同一形状、同一共振周波数を有する第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１００ｂとを備える。そして、第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａにタッピング結合された入力端子１０７と、第２の１／２波長型ＳＩＲにタッピング結合された出力端子１０８とを備える。第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａは、図９（Ｂ）で示した１／２波長型ＳＩＲと略同じものである。すなわち、第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａは、第１の伝送線路１０１ａと、第１の伝送線路１０１ａの一方の端に第２の伝送線路１０２ａが第１の伝送線路１０１ａに対して略直角の方向に接続される。また、第１の伝送線路１０１ａの他方の端に第３の伝送線路１０３ａが第１の伝送線路１０１ａに対して略直角の方向に接続される。第１の伝送線路１０１ａと第２及び第３の伝送線路１０２ａ、１０３ａとの接続部は、Ｌ字状に屈曲しているので、接続部でのインピーダンス急変による損失の増大を防止するためテーパ部を設けている。第２及び第３の伝送線路１０２ａ、１０３ａは、Ｌ字の形状をしており、第１の伝送線路１０１ａに接続された側と反対側の先端に容量性素子である先端開放スタブ１０４ａ、１０５ａがそれぞれ接続される。先端開放スタブ１０４ａと１０５ａとは、所定の距離１０６ａだけ離間して配置される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。このように、第１の伝送線路１０１ａ、第２の伝送線路１０２ａ、第３の伝送線路１０３ａ及び先端開放スタブ１０４ａ、１０５ａは、ループ状に配置された結果、小型化が実現される。
【００８２】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１００ｂとは、第２の伝送線路１０２ａと第３の伝送線路１０３ｂとを略平行に隣接するように所定の距離１０９だけ離間して配置される。第１の１／２波長型ＳＩＲ１００ａにタッピングにより結合された入力端子１０７に信号が入力され、第２の１／２波長型ＳＩＲ１００ｂにタッピングにより結合された出力端子１０８から出力信号が出力される。所定の距離１０９を調整し、また各１／２波長型ＳＩＲの誘電体基板平面上の配置位置、配置角度を調整して、結合度、通過する信号の位相を調整することができるので、これによりフィルタ特性を設定することができる。
【００８３】
図１０の例では、２段構成の帯域通過フィルタを示したが、２段構成に限らず、３個以上の同一共振周波数を有する１／２波長型ＳＩＲを配置することで、３段以上の帯域通過フィルタを構成することができる。また、図１０の例では、それぞれの１／２波長型ＳＩＲの配置の方向を同一方向としているが、一方を１８０°向きを変えて配置し結合させてもよい。あるいは、一方を９０°向きを変えて配置してもよく、結合させる双方の１／２波長型ＳＩＲを任意の角度、任意の離間距離に配置することで結合度の調整をすることができる。
【００８４】
なお、図１０の例では、ループ状に形成された１／２波長型ＳＩＲを複数個配置することによる多段帯域通過フィルタを示したが、ループ状のＳＩＲを用いる場合に限らず図８に示すような直線状の１／２波長型ＳＩＲを配置することによっても多段帯域通過フィルタを構成できることは言うまでもない。また、容量性素子としても、図４に代表的に示すようなさまざまな形状のものを用いることができ、集中定数素子ももちろん用いることが可能である。また、以下に述べるように、可変容量素子を用いれば、電子同調フィルタを構成することもできる。
【００８５】
（２）電子同調フィルタ
図１１に本発明の１／２波長型ＳＩＲを用いた電子同調フィルタの構成例を示す。電子同調フィルタとは、通過させる信号の周波数をプログラマブルに可変する高周波回路である。
【００８６】
電子同調フィルタ１１０は、同一の構成、形状である第１の電子同調回路１１０ａと、第２の電子同調回路１１０ｂと、外部電圧供給部とから構成される。第１の電子同調回路１１０ａは、「コ」の字状の第１の伝送線路１１１ａと、その両端に接続された、先端がＬ字状に形成された第２の伝送線路１１２ａと、第３の伝送線路１１３ａとを備える。Ｌ字状に屈曲した第２の伝送線路１１２ａの先端には、可変容量ダイオード１１５ａａのアノードが接続され、Ｌ字状に屈曲した第３の伝送線路１１３ａの先端には、コンデンサ１１５ａが接続される。可変容量ダイオード１１５ａａのカソード端子と、コンデンサ１１５ａの他方の端子は、外部電圧印加部１１６ａで接続され、高周波コイル１１４、電流制限抵抗を介して外部電圧端子１１７に供給される外部電源が印加される。第２の電子同調回路１１０ｂは、第１の電子同調回路１１０ａと同一の形状、構成である。各電子同調回路を構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。外部電源は、外部電圧端子１１７を共通にして各電子同調回路に同一の電圧が印加される。電子同調フィルタ１１０は、第１の電子同調回路１１０ａにタッピング結合された入力端子１１８ａと、第２の電子同調回路１１０ｂにタッピング結合された出力端子１１８ｂとをさらに備える。なお、２個の電子同調回路に均等に外部電源による電圧を供給するために、第１の伝送線路１１１ａ、１１１ｂと短絡接地部間に高周波コイル１１４を接続して直流バイアスをかけることが好ましい。
【００８７】
入力端子１１８ａに入力された周波数の混在した信号は、外部電圧端子１１７によって供給された電圧により設定される容量値に応じた共振周波数で通過周波数が決定され、出力端子１１８ｂから出力される。
【００８８】
図１１の例に示された形状、構成の１／２波長型ＳＩＲに限らず、容量性素子として図４に代表的に示されるような分布定数素子を組合わせて用いることができ、図８に代表的に示されるようなさまざまな構成の１／２波長型ＳＩＲを用いることができる。
【００８９】
（３）バランス型フィルタ
バランス型フィルタは、平衡入力した信号を特定の周波数でフィルタリングして、平衡出力する高周波回路である。２段バランス型フィルタ１２０は、図１２に示すように、同一形状、同一共振周波数の２個の１／２波長型ＳＩＲを隣接させて配置することにより構成される。
【００９０】
２段バランス型フィルタ１２０は、図１２に示すように、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂとを備える。第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａに結合された第１の入力端子１２６ａ及び第２の入力端子１２７ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂに結合された第１の出力端子１２６ｂ及び第２の出力端子１２７ｂとを備える。第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａは、図９（Ｂ）で示した１／２波長型ＳＩＲ９０ｂと略同じものである。すなわち、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａは、第１の伝送線路１２１ａと、第１の伝送線路１２１ａの一方の端に第２の伝送線路１２２ａが第１の伝送線路１２１ａに対して略垂直の方向に接続される。また、第１の伝送線路１２１ａの他方の端に第３の伝送線路１２３ａが第１の伝送線路１２１ａに対して略垂直の方向に接続される。第２及び第３の伝送線路１２２ａ、１２３ａは、Ｌ字の形状をしており、第１の伝送線路１２１ａに接続された側と反対側の先端に容量性素子である先端開放スタブ１２４ａ、１２５ａがそれぞれ接続される。先端開放スタブ１２４ａと１２５ａとは、所定の距離離間して配置される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂの第１の伝送線路１２１ｂは、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａの第１の伝送線路１２１ａと略平行に所定の距離１２８だけ離間して第１及び第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａ、１２０ｂ同士が隣接するように配置される。所定の距離１２８を調整することによって、バランス型フィルタの所望のフィルタ特性を設計することができる。
【００９１】
２段バランス型フィルタ１２０では、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａの先端開放スタブ１２４ａ及び１２５ａのそれぞれに結合させた第１の入力端子１２６ａ及び第２の入力端子１２７ａに信号が平衡入力される。入力された信号は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａ、第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂを通過して、所望の周波数の信号が、第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂの先端開放スタブ１２４ａ及び１２５ａのそれぞれに結合させた第２の出力端子１２７ｂ及び第１の出力端子１２６ｂから平衡出力される。
【００９２】
平衡入力された信号が、平衡出力されるためには、信号が通過する経路の線路インピーダンスが正確に等しい必要がある。１／２波長型ＳＩＲ１２０ａは、第１の伝送線路１２１ａの線路長方向の中心を通る、線路幅方向の対称軸により線対称である。第１の１／２波長型ＳＩＲ１２０ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１２０ｂとは、それぞれの対称軸を一致させて対称性を確保する必要がある。
【００９３】
図１２の例においては、２段構成のバランス型フィルタであるが、図１２の構成を１組として、２段構成バランス型フィルタを複数個縦続接続することにより、さらに多段（偶数段）の多段構成バランス型フィルタを構成することができる。
【００９４】
図１３は、図８（Ｃ）に例示した形状の１／２波長型ＳＩＲを３個配置することにより構成した３段バランス型フィルタの例を示した図である。図１２の例では、１／２波長型ＳＩＲがループ状に形成されているのに対して、図１３の例では、隣接する１／２波長型ＳＩＲと結合させるために、折り返し線路構造スタブを用いることによって、ループ状ではなく直線状の１／２波長型ＳＩＲによるバランス型フィルタを構成している点で相違する。
【００９５】
３段バランス型フィルタ１３０は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａ、第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｂと、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃとを備える。第１−第３の１／２波長型ＳＩＲは、すべて同一の形状、同一の共振周波数を有する。３段バランス型フィルタ１３０は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａにコンデンサ１３５を介して結合された第１の入力端子１３６ａ及び第２の入力端子１３６ｂと、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃにコンデンサ１３５を介して結合された第１の出力端子１３７ａ及び第２の出力端子１３７ｂとを備える。第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａは、第１の伝送線路１３１ａと、その両端に接続された第２の伝送線路１３２ａと、第３の伝送線路１３３ａとを備える。第２及び第３の伝送線路１３２ａ、１３３ａの第１の伝送線路１３１ａが接続されている側と反対側の端には、それぞれ容量性素子である折り返し構造スタブ１３４ａが接続される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｂは、第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａの折り返し構造スタブ１３４ａと略平行に、所定の距離１３８ａｂだけ離間して、第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｂの折り返し構造スタブ１３４ｂを配置される。さらに、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃは、第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｂの折り返し構造スタブ１３４ｂと略平行に、所定の距離１３８ｂｃだけ離間して、第２の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃの折り返し構造スタブ１３４ｃを配置する。離間して配置する所定の距離１３８ａｂ、１３８ｂｃを調整することにより、フィルタ特性を設定する。
【００９６】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａに結合された第１及び第２の入力端子１３６ａ、１３６ｂに信号が平衡入力として入力されると、第１、第２、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃを通過して、所定の通過帯域でフィルタリングされる。フィルタリングされた信号は、第３の１／２波長型ＳＩＲ１３０ｃに結合された第１及び第２の出力端子１３７ａ、１３７ｂに平衡出力される。
【００９７】
入力される信号を平衡信号として扱うには、第１の入力端子１３６ａに入力される信号と、第２の入力端子１３６ｂに入力される信号とが、等しい線路インピーダンスの経路を通過して、第１及び第２の出力端子に出力される必要がある。そこで、各１／２波長型ＳＩＲ１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃは、対称軸について正確に線対称である必要があり、各１／２波長型ＳＩＲ１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃの対称軸は、すべて一致する必要がある。ここで、図１３に示すような１／２波長型ＳＩＲの対称軸は、第１の伝送線路１３１ａ、１３１ｂ、１３１ｃの線路長方向の中心を通る線路幅方向の軸であり、図では上下に対称となる。
【００９８】
なお、上述した対称性については、一般的な均一誘電率を有する誘電体基板を用いる場合では、形状の対称性により実現されるが、形状の対称性に限られることはなく、インピーダンスの分布における対称性によっても実現することができる。
【００９９】
１／２波長型ＳＩＲの形状は、図８−９の例を始めさまざまな形状とすることができ、容量性素子も、集中定数素子、分布定数素子又はこれらを組み合わせたものを用いることができ、可変容量素子を組み合わせれば、後述する電子同調型のフィルタを構成することができる。
【０１００】
（４）クロスカップルフィルタ
クロスカップルフィルタとは、有極フィルタの一種であり、帯域通過フィルタのうち急峻なフィルタの減衰特性が要求される場合に用いられる。
【０１０１】
図１４に示す４段クロスカップルフィルタ１４０は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａと、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂと、第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃと、第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｄとを備える。すべての１／２波長型ＳＩＲは、同一の形状、同一の共振周波数を有する。４段クロスカップルフィルタ１４０は、第１の１／２波長型１４０ａに結合された入力端子１４７と、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂに結合された出力端子１４８とを備える。すべての１／２波長型ＳＩＲは、図９（Ｂ）で例示したループ状の１／２波長型ＳＩＲである。すなわち、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａは、第１の伝送線路１４１ａと、第１の伝送線路１４１ａの一方の端に第２の伝送線路１４２ａが第１の伝送線路１４１ａに対して略直角の方向に接続される。また、第１の伝送線路１４１ａの他方の端に第３の伝送線路１４３ａが第１の伝送線路１４１ａに対して略直角の方向に接続される。第２及び第３の伝送線路１４２ａ、１４３ａは、Ｌ字の形状をしており、第１の伝送線路１４１ａに接続された側と反対側の先端に容量性素子である先端開放スタブ１４４ａ、１４５ａがそれぞれ接続される。先端開放スタブ１４４ａと１４５ａとは、所定の距離１４６ａだけ離間して配置される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【０１０２】
第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂは、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａの先端開放スタブ１４４ａ、１４５ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂの先端開放スタブ１４５ｂ、１４４ｂとがそれぞれ略平行に所定の距離１４９ａｂだけ離間して隣接するように配置される。第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃは、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂの第３の伝送線路１４３ｂと第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃの第３の伝送線路１４３ｃとがそれぞれ略平行に所定の距離１４９ｂｃだけ離間して隣接するように配置される。第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｄは、第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃの第１の伝送線路１４１ｃと第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃの第１の伝送線路１４１ｄとがそれぞれ略平行に所定の距離１４９ｃｄだけ離間して隣接するように配置される。第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａは、第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｄの第２の伝送線路１４２ｄと第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａの第２の伝送線路１４２ａとがそれぞれ略平行に所定の距離１４９ｄａだけ離間して隣接するように配置される。
【０１０３】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａの第１の伝送線路１４１ａにタッピング結合された入力端子１４７に入力された周波数が混在した入力信号は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａ、所定の距離１４９ａｂ、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂを通って、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂの第１の伝送線路１４１ｂに結合された出力端子１４８に出力される経路と、第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａ、所定の距離１４９ｄａ、第４の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｄ、所定の距離１４９ｃｄ、第３の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｃ、所定の距離１４９ｂｃ、第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂを通って出力端子１４８に出力される経路とを有する。これらの経路と、所定の距離１４９ａｂ、１４９ｂｃ、１４９ｃｄ、１４９ｄａとを調整することによりフィルタ特性を設定することができる。特に、入力端子１４７及び出力端子１４８を備える第１の１／２波長型ＳＩＲ１４０ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１４０ｂとを距離１４９ａｂによって結合させることによって、減衰特性を設定することが可能となる。
【０１０４】
なお、入力端子を有するＳＩＲと出力端子を有するＳＩＲとの結合をとる場合に限らず、縦続接続するように結合された複数のＳＩＲのうちの任意のＳＩＲを結合させることによって、フィルタの特性を設定することができる。フィルタの段数についても任意に設定することができるのは言うまでもない。
【０１０５】
１／２波長型ＳＩＲの形状は、図８−９に例示するさまざまな形状のものを用いることができ、容量性素子として、集中定数素子、分布定数素子又はこれらを組み合わせたものを用いることができる。可変容量素子を組み合わせることで、電子同調型のフィルタを構成することができる。
【０１０６】
図１４の例における配置、段数に限られるものではなく、１／２波長型ＳＩＲの配置位置、配置角度、段数を任意に設定することができる。
【０１０７】
（５）分波器
分波器とは、混在した周波数の信号を入力して、複数の所望の通過帯域の信号を取り出す高周波回路である。図１０に示すような多段帯域通過フィルタを、異なる通過周波数のものを２個以上構成し、それぞれの多段帯域通過フィルタの入力端子を相互に接続することによって、１つの入力端子として、周波数の混在する信号を入力して、帯域通過フィルタの数に対応する周波数を取り出す分波器を構成することができる。図１５は、２つの異なる通過帯域を有する帯域通過フィルタを備える分波器の例を示す図である。
【０１０８】
分波器１５０は、第１の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｂとを有する第１の帯域通過フィルタと、第３の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｃと第４の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｄとを有する第２の帯域通過フィルタとを備える。
【０１０９】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａと第２の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｂは、同一の形状、同一の共振周波数を有する。また、第３の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｃと第４の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｄは、同一の形状、同一の共振周波数を有する。第１及び第２の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａ、１５０ｂと第３及び第４の１／２ＳＩＲ１５０ｃ、１５０ｄとは、異なる共振周波数を有する。
【０１１０】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａの第３の伝送線路１５３ａにタッピング結合により入力を結合させ、第３の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｃの第３の伝送線路１５３ｃにタッピング結合により入力を結合させる。２つの入力は整合回路１５８を介して入力端子１５９に接続される。
【０１１１】
分波器１５０は、第２の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｂの第２の伝送線路１５２ｂにタッピング結合された第１の出力端子１６１と、第４の１／２波長型ＳＩＲ１５０ｄにタッピング結合された第２の出力端子１６２とをさらに備える。
【０１１２】
第１の１／２波長型ＳＩＲ１５０ａは、第１の伝送線路１５１ａと、第１の伝送線路１５１ａの一方の端に第２の伝送線路１５２ａが第１の伝送線路１５１ａに対して略直角の方向に接続される。また、第１の伝送線路１５１ａの他方の端に第３の伝送線路１５３ａが第１の伝送線路１５１ａに対して略直角の方向に接続される。第１の伝送線路１５１ａと第２及び第３の伝送線路１５２ａ、１５３ａとの接続部は、Ｌ字状に屈曲しているので、接続部でのインピーダンス急変による損失の増大を防止するためテーパ部を設けている。第２及び第３の伝送線路１５２ａ、１５３ａは、Ｌ字の形状をしており、第１の伝送線路１５１ａに接続された側と反対側の先端に容量性素子である先端開放スタブ１５４ａ、１５５ａがそれぞれ接続される。先端開放スタブ１５４ａと１５５ａとは、所定の距離１５６ａだけ離間して配置される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【０１１３】
入力端子１５９から入力された周波数が混在した信号は、整合回路１５８を通して、第１の通過周波数を有する第１の帯域通過フィルタと、第２の通過周波数を有する第２の帯域通過フィルタとをそれぞれ通って、第１の周波数信号は、第１の出力端子１６１から出力され、第２の周波数の信号は、第２の出力端子１６２から出力される。
【０１１４】
図１６に示すように、容量性素子に可変容量素子を組み合わせると、電圧制御型（電子同調型）の分波器を構成することができる。図１６に示す例は、同一の形状、同一の通過周波数を有する２個の電子同調回路を有する電子同調フィルタを２個備える電圧制御型の分波器１７０である。
【０１１５】
分波器１７０は、第１の電子同調回路１７０ａと第２の電子同調回路１７０ｂとを有する第１の電子同調フィルタと、第３の電子同調回路１７０ｃと第４の電子同調回路１７０ｄとを有する第２の電子同調フィルタとを備える。分波器１７０は、第１の電子同調回路１７０ａの第３の伝送線路１７３ａにタッピング結合された入力と、第３の電子同調回路１７０ｃの第３の伝送線路１７３ｃにタッピング結合された入力とを整合回路１７８を介して結合し、周波数が混在した入力信号を入力する入力端子１７９に接続する。
【０１１６】
分波器１７０は、第２の電子同調回路１７０ｂの第２の伝送線路１７２ｂにタッピング結合された第１の出力端子１８１と、第４の電子同調回路１７０ｄの第２の伝送線路１７２ｄにタッピング結合された第２の出力端子１８２とを備える。
【０１１７】
第１の電子同調回路１７０ａは、「コ」の字状の第１の伝送線路１７１ａと、その両端に接続された、先端がＬ字状に形成された第２の伝送線路１７２ａと、第３の伝送線路１７３ａとを備える。Ｌ字状に屈曲した第２の伝送線路１７２ａの先端には、可変容量ダイオード１７５ａａのアノードが接続され、Ｌ字状に屈曲した第３の伝送線路１７３ａの先端には、コンデンサ１７５ａが接続される。可変容量ダイオード１７５ａａのカソード端子と、コンデンサ１７５ａの他方の端子は、外部電圧印加部１７６ａで接続され、高周波コイル１７４、電流制限抵抗を介して第１の外部電圧端子１７６に供給される外部電源が印加される。各ＳＩＲを構成する伝送線路の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【０１１８】
第２の電子同調フィルタも同様に構成される。
【０１１９】
第１の外部電圧端子１７６と第２の外部電圧端子１７７に外部電源を接続し、それぞれ電圧を印加すると、それぞれの電圧に応じて各電子同調フィルタの通過周波数が設定される。入力端子１７９から整合回路１７８を介して入力された周波数が混在した入力信号は、それぞれ外部電源による通過周波数の設定された第１の電子同調フィルタを通過し、第２の電子同調フィルタを通過する。第１の電子同調フィルタを通過した第１の周波数は、第１の出力端子１８１に出力される。第２の電子同調フィルタを通過した第２の周波数は、第２の出力端子１８２に出力される。第１及び第２の出力端子１８１、１８２から出力される信号の周波数は、第１及び第２の外部電圧端子１７６、１７７に印加する電圧により、プログラマブルに変化させることができる。
【０１２０】
１／２波長型ＳＩＲの形状は、図８−９に例示するさまざまな形状のものを用いることができる。
【０１２１】
図１６の例における配置、段数に限られるものではなく、１／２波長型ＳＩＲの配置位置、配置角度、段数を任意に設定することができる。
【０１２２】
（６）プッシュ−プッシュ発振器
プッシュ−プッシュ発振器とは、発振周波数の偶数次高調波を出力する発振器である。１／２波長型ＳＩＲの共振周波数を基本周波数として、プッシュ−プッシュ発振器を構成することができる。
【０１２３】
プッシュ−プッシュ発振器１９０は、図１７に示すように、ループ状に形成された１／２波長型ＳＩＲ１９０ａと、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａに結合された共振周波数の信号を不平衡出力で出力する第１の出力端子２０４と、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａに結合された発振部である２個の同一の負性抵抗回路２０２と、２個の負性抵抗回路２０２のそれぞれに接続され信号の同相成分を合成する同相合成器２０３と、同相合成器２０３から共振周波数の２倍の周波数を出力する第２の出力端子２０５とを備える。
【０１２４】
図１７の例では、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａは、第１の伝送線路１９１と、その両端にそれぞれの一端が直角方向に接続された第２の伝送線路１９２及び第３の伝送線路１９３と、第２の伝送線路１９２及び第３の伝送線路１９３の他端にそれぞれ接続された先端開放スタブ１９４、１９５とを備える。そして、先端開放スタブ１９４の開放端に可変容量ダイオード１９７ａのアノードを接続し、先端開放スタブ１９５の開放端にコンデンサ１９７を接続し、可変容量ダイオード１９７ａのカソードとコンデンサ１９７の他法の端子とを接続するための外部電圧印加部１９８と、外部電圧印加部１９８に高周波コイル１９６を介して外部電源を供給する外部電圧端子１９９とを備える。１／２波長型ＳＩＲ１９０ａを構成する伝送線路共振器の線路インピーダンス及び線路長と、容量性素子のサセプタンスの値とは、上述した式（１）の関係を満たす。
【０１２５】
２個の負性抵抗回路２０２は、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａの両端にそれぞれ結合されているので、逆相で発振する。逆相で発振した信号は、同相合成器２０３に入力されて、逆相成分である基本発振周波数（１／２波長型ＳＩＲ１９０ａの共振周波数）の信号成分は、相殺される。一方、基本周波数の２倍の周波数の信号は、同相信号であるため同相合成器２０３により２倍の逓倍信号として第２の出力端子２０５から出力される。なお、基本周波数は、同相成分が相殺されて、第１の出力端子２０４から出力される。
【０１２６】
発振した信号の同相成分と逆相成分を効果的に加算、相殺して出力信号を得るために、各構成部分の対称配置に留意する必要がある。すなわち、１／２波長型ＳＩＲ１９０ａは、第１の伝送線路１９１の線路長方向の中心を通り線路幅方向の対称軸に対して線対称に形成される必要がある。２個の負性抵抗回路２０２は、同一の回路であり、上述の対称軸に対して線対称となる位置に配置される必要がある。２個の負性抵抗回路２０２からの出力信号は、上述の対称軸に対して線対称となるような経路によって同相合成器２０３に接続させる必要がある。
【０１２７】
１／２波長型ＳＩＲの形状は、図８−９に例示するさまざまな形状のものを用いることができ、容量性素子として、可変容量素子を組み合わせたもの以外に、集中定数素子、分布定数素子又はこれらを組み合わせたものを用いることができる。
【０１２８】
なお、上述においては、１／４波長型ＳＩＲと１／２波長型ＳＩＲのそれぞれを用いた応用回路について説明したが、１／４波長型ＳＩＲと１／２波長型ＳＩＲを混在させた応用回路、たとえば帯域通過フィルタ、電子同調フィルタ、分波器等を構成することももちろん可能である。
【０１２９】
このようにして、本発明の１／２波長型ＳＩＲは、小型化と低損失化、高Ｑ化を両立することができる。本発明の１／２波長型ＳＩＲを用いることにより、１／２波長型ＳＩＲの小型、低損失を活かした応用回路を構成することができる。応用回路構成にあたっては、ＳＩＲ相互の結合や外部回路の配置パターンとの結合を容易に制御、調整できるので、小型かつ設計の自由度の高い上述のような帯域通過フィルタ、クロスカップルフィルタ、電子同調フィルタ及び分波器等の各種高周波応用回路を実現できる。また、対称性を利用して、平衡入出力回路を容易に構成できる。
【０１３０】
設計の自由度が高いということは、多様な周波数帯域での応用設計が可能であり、近年の無線装置で要求されているマルチバンド化への対応も容易である。さらに可変容量素子を組み合わせることで、広帯域な電子同調回路を実現することができるので、コグニティブ無線システム等に向けてリコンフィギュアラブル特性を具現化できる。平衡回路を採用した半導体デバイスとのインタフェースを考慮した場合に、平衡変換機能を内蔵したフィルタ構成を特別の回路の追加なく実現することができるので、ＭＭＩＣ化すれば大幅な小型化が期待できる。
【符号の説明】
【０１３１】
１ａ，１ｂ，１ｃ １／４波長型ＳＩＲ、１１ａ，１１ｂ 第１の伝送線路、１２ａ，１２ｂ 第２の伝送線路、１３ 先端開放スタブ、１４ 短絡接地部、１５ｂ，１５ｃ テーパ部、２０ａ，２０ｄ 一様線路共振器、２１ｂ，２１ｃ，２１ｅ，２１ｆ 第１の伝送線路、２２ｂ，２２ｃ，２２ｅ，２２ｆ 第２の伝送線路、２３ｅ，２３ｆ 第３の伝送線路、２４ 短絡接地部、３０ 接続端子、３１ 第１の伝送線路、３２ 第２の伝送線路、３３ コンデンサ、３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄ スタブ、３４ 短絡接地部、４０ａ 電子同調回路、４０ｂ １／４波長型ＳＩＲ、４１ａ，４１ｂ 第１の伝送線路、４２ａ，４２ｂ 第２の伝送線路、４３ コンデンサ、４３ａ 可変容量ダイオード、４３ｂ 折り返し構造スタブ、４４ 短絡接地部、４５ａ，４５ｂ テーパ部、４６ 外部電圧印加部、４７ 高周波コイル、４８ 電源バイパスコンデンサ、４９ 外部電圧端子、５０ ３段帯域通過フィルタ、５０ａ 第１の１／４波長型ＳＩＲ、５０ｂ 第２の１／４波長型ＳＩＲ、５０ｃ 第３の１／４波長型ＳＩＲ、５１ａ，５１ｂ，５１ｃ 第１の伝送線路、５２ａ，５２ｂ，５２ｃ 第２の伝送線路、５３ａ，５３ｂ，５３ｃ 折り返し構造スタブ、５４ 短絡接地部、５５ 入力端子、５６ 出力端子、５７ａｂ，５７ｂｃ 距離、６０ 電子同調フィルタ、６１ａ，６１ｂ 第１の伝送線路、６２ａ，６２ｂ 第２の伝送線路、６３ａ，６３ｂ コンデンサ、６３ａａ，６３ｂｂ 可変容量ダイオード、６４ 短絡接地部、６５ａ，６５ｂ テーパ部、６６ａ，６６ｂ 外部電圧印加部、６７ａ，６７ｂ 高周波コイル、６８ 接続部、６９ 外部電圧端子、７１ 入力端子、７２ 出力端子、７３ ビア、８０ａ，８０ｂ，８０ｃ １／２波長型ＳＩＲ、８１ａ，８１ｃ 第１の伝送線路、８２ａ，８２ｃ 第２の伝送線路、８３ａ，８３ｃ 第３の伝送線路、８４ 先端開放スタブ、８４ｃ 折り返し構造スタブ、９０ａ，９０ｂ １／２波長型ＳＩＲ、９１，９１ｂ 第１の伝送線路、９２ａ，９２ｂ 第２の伝送線路、９３ａ，９３ｂ 第３の伝送線路、９４ａ，９４ｂ，９５ａ，９５ｂ 先端開放スタブ、９６ａ，９６ｂ 距離、１００ ２段帯域通過フィルタ、１００ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１００ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１０１ａ，１０１ｂ 第１の伝送線路、１０２ａ，１０２ｂ 第２の伝送線路、１０３ａ，１０３ｂ 第３の伝送線路、１０４ａ，１０４ｂ，１０５ａ，１０５ｂ 先端開放スタブ、１０６ａ，１０６ｂ 距離、１０７ 入力端子、１０８ 出力端子、１０９ 距離、１１０ 電子同調フィルタ、１１０ａ 第１の電子同調回路、１１０ｂ 第２の電子同調回路、１１１ａ，１１１ｂ 第１の伝送線路、１１２ａ，１１２ｂ 第２の伝送線路、１１３ａ，１１３ｂ 第３の伝送線路、１１４ 高周波コイル、１１５ａ，１１５ｂ コンデンサ、１１５ａａ，１１５ｂｂ 可変容量ダイオード、１１６ａ，１１６ｂ 外部電圧印加部、１１７ 外部電圧端子、１１８ａ 入力端子、１１８ｂ 出力端子、１２０ ２段バランス型フィルタ、１２０ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１２０ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１２１ａ，１２１ｂ 第１の伝送線路、１２２ａ，１２２ｂ 第２の伝送線路、１２３ａ，１２３ｂ 第３の伝送線路、１２４ａ，１２４ｂ，１２５ａ，１２５ｂ 先端開放スタブ、１２６ａ 第１の入力端子、１２６ｂ 第１の出力端子、１２７ａ 第１の入力端子、１２７ｂ 第２の出力端子、１２８ 距離、１３０ ３段バランス型フィルタ、１３０ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１３０ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１３０ｃ 第３の１／２波長型ＳＩＲ、１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃ 第１の伝送線路、１３２ａ，１３２ｂ，１３２ｃ 第２の伝送線路、１３３ａ，１３３ｂ，１３３ｃ 第３の伝送線路、１３４ａ，１３４ｂ，１３４ｃ 折り返し構造スタブ、１３５ コンデンサ、１３６ａ 第１の入力端子、１３６ｂ 第２の入力端子、１３７ａ 第１の出力端子、１３７ｂ 第２の出力端子、１３８ａｂ，１３８ｂｃ 距離、１４０ ４段クロスカップルフィルタ、１４０ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１４０ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１４０ｃ 第３の１／２波長型ＳＩＲ、１４０ｄ 第４の１／２波長型ＳＩＲ、１４１ａ，１４１ｂ，１４１ｃ，１４１ｄ 第１の伝送線路、１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃ，１４２ｄ 第２の伝送線路、１４３ａ，１４３ｂ，１４３ｃ，１４３ｄ 第３の伝送線路、１４４ａ，１４４ｂ，１４４ｃ，１４４ｄ，１４５ａ，１４５ｂ，１４５ｃ，１４５ｄ 先端開放スタブ、１４６ａ，１４６ｂ，１４６ｃ，１４６ｄ 距離、１４７ 入力端子、１４８ 出力端子、１４９ａｂ，１４９ｂｃ，１４９ｃｄ，１４９ｄａ 距離、１５０ 分波器、１５０ａ 第１の１／２波長型ＳＩＲ、１５０ｂ 第２の１／２波長型ＳＩＲ、１５０ｃ 第３の１／２波長型ＳＩＲ、１５０ｄ 第４の１／２波長型ＳＩＲ、１５１ａ，１５１ｂ，１５１ｃ，１５１ｄ 第１の伝送線路、１５２ａ，１５２ｂ，１５２ｃ，１５２ｄ 第２の伝送線路、１５３ａ，１５３ｂ，１５３ｃ，１５３ｄ 第３の伝送線路、１５４ａ，１５４ｂ，１５４ｃ，１５４ｄ，１５５ａ，１５５ｂ，１５５ｃ，１５５ｄ 先端開放スタブ、１５６ａ，１５６ｂ，１５６ｃ，１５６ｄ 距離、１５７ａｂ，１５７ｃｄ 距離、１５８ 整合回路、１５９ 入力端子、１６１ 第１の出力端子、１６２ 第２の出力端子、１７０ 電子同調型分波器、１７０ａ 第１の電子同調回路、１７０ｂ 第２の電子同調回路、１７０ｃ 第３の電子同調回路、１７０ｄ 第４の電子同調回路、１７１ａ，１７１ｂ，１７１ｃ，１７１ｄ 第１の伝送線路、１７２ａ，１７２ｂ，１７２ｃ，１７２ｄ 第２の伝送線路、１７３ａ，１７３ｂ，１７３ｃ，１７３ｄ 第３の伝送線路、１７４ 高周波コイル、１７５ａ，１７５ｂ，１７５ｃ，１７５ｄ コンデンサ、１７５ａａ，１７５ｂｂ，１７５ｃｃ，１７５ｄｄ 可変同調ダイオード、１７６ 第１の外部電源端子、１７６ａ，１７６ｂ，１７６ｃ，１７６ｄ 外部電圧印加部、１７７ 第２の外部電源端子、１７８ 整合回路、１７９ 入力端子、１７９ａｂ，１７９ｃｄ 距離、１８１ 第１の出力端子、１８２ 第２の出力端子、１９０ プッシュ−プッシュ発振器、１９０ａ １／２波長型ＳＩＲ、１９１ 第１の伝送線路、１９２ 第２の伝送線路、１９３ 第３の伝送線路、１９４，１９５ 先端開放スタブ、１９６ 高周波コイル、１９７ コンデンサ、１９７ａ 可変容量ダイオード、１９８ 外部電圧印加部、１９９ 外部電源端子、２０１ コンデンサ、２０２ 負性抵抗回路、２０３ 同相合成器、２０４ 第１の出力端子、２０５ 第２の出力端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び上記第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、
上記第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、
以下の式を満たし、
上記第１の伝送線路の他端は、短絡接地された伝送線路共振器。
【数１】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項２】
上記容量性素子は、集中定数素子、可変容量素子、分布定数素子又はこれらの組み合わせのうちのいずれか１つであることを特徴とする請求項１記載の伝送線路共振器。
【請求項３】
上記分布定数素子は、方形状スタブ、インピーダンスステップスタブ、Ｔ型スタブ又は折り返し線路構造スタブのうちのいずれか１つであることを特徴とする請求項２記載の伝送線路共振器。
【請求項４】
上記第１の伝送線路と上記第２の伝送線路との接続部は、ステップ状にインピーダンスが変化するように形成されることを特徴とする請求項１−３いずれか１項記載の伝送線路共振器。
【請求項５】
上記第１の伝送線路と上記第２の伝送線路との接続部は、連続的にインピーダンスが変化するようにテーパ状に形成されることを特徴とする請求項１−３いずれか１項記載の伝送線路共振器。
【請求項６】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、以下の式を満たし、該第１の伝送線路の他端が短絡接地された、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含み、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備え、
上記２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる帯域通過フィルタ。
【数２】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項７】
上記２個以上の伝送線路共振器は、３個以上の伝送線路共振器からなり、
上記３個以上の伝送線路共振器のうちの任意の１つの伝送線路共振器と任意の他の１つの伝送線路共振器とを互いに結合させた請求項６記載の帯域通過フィルタ。
【請求項８】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含み、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を結合させた入力端子と、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの上記入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合された出力端子とを備え、
上記２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する分波器。
【数３】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項９】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び上記第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、
上記第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、
上記第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として上記第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、
上記第１の共振部及び上記第２の共振部は、それぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たす伝送線路共振器。
【数４】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項１０】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、該第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として該第１の共振部を１８０°折り返した当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、該第１の共振部及び該第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含み、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備え、
上記２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる帯域通過フィルタ。
【数５】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項１１】
上記２個以上の伝送線路共振器は、３個以上の伝送線路共振器からなり、
上記３個以上の伝送線路共振器のうちの任意の１つの伝送線路共振器と任意の他の１つの伝送線路共振器とを互いに結合させた請求項１０記載の帯域通過フィルタ。
【請求項１２】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、該第１の共振部及び該第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含み、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器の２つの上記容量性素子それぞれに結合された第１及び第２の入力端子と、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器の２つの上記容量性素子それぞれに結合された第１及び第２の出力端子とを備え、
上記２個以上の伝送線路共振器のそれぞれの上記容量性素子を略平行に所定の距離離間して隣接するように配置してなるバランス型フィルタ。
【数６】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項１３】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、該第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として該第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、該第１の共振部及び該第２の共振部は、それぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たす伝送線路共振器と、
上記第１の伝送線路に結合された、上記伝送線路共振の共振周波数を不平衡出力するための第１の出力端子と、
上記第１の共振部及び上記第２の共振部にそれぞれ結合されて、逆相の信号により発振する２個の発振部と、
上記２個の発振部の２つの同相信号出力を合成する同相合成器と、
上記共振周波数の偶数次高調波信号を出力する出力端子とを備えるプッシュ−プッシュ発振器。
【数７】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項１４】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、該第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として該第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、該第１の共振部及び該第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含み、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を結合させた入力端子と、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの上記入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合された出力端子とを備え、
上記２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する分波器。
【数８】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項１】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び上記第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、
上記第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、
以下の式を満たし、
上記第１の伝送線路の他端は、短絡接地された伝送線路共振器。
【数１】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項２】
上記容量性素子は、集中定数素子、可変容量素子、分布定数素子又はこれらの組み合わせのうちのいずれか１つであることを特徴とする請求項１記載の伝送線路共振器。
【請求項３】
上記分布定数素子は、方形状スタブ、インピーダンスステップスタブ、Ｔ型スタブ又は折り返し線路構造スタブのうちのいずれか１つであることを特徴とする請求項２記載の伝送線路共振器。
【請求項４】
上記第１の伝送線路と上記第２の伝送線路との接続部は、ステップ状にインピーダンスが変化するように形成されることを特徴とする請求項１−３いずれか１項記載の伝送線路共振器。
【請求項５】
上記第１の伝送線路と上記第２の伝送線路との接続部は、連続的にインピーダンスが変化するようにテーパ状に形成されることを特徴とする請求項１−３いずれか１項記載の伝送線路共振器。
【請求項６】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、以下の式を満たし、該第１の伝送線路の他端が短絡接地された、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含み、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備え、
上記２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる帯域通過フィルタ。
【数２】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項７】
上記２個以上の伝送線路共振器は、３個以上の伝送線路共振器からなり、
上記３個以上の伝送線路共振器のうちの任意の１つの伝送線路共振器と任意の他の１つの伝送線路共振器とを互いに結合させた請求項６記載の帯域通過フィルタ。
【請求項８】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とを備え、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含み、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を結合させた入力端子と、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの上記入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合された出力端子とを備え、
上記２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する分波器。
【数３】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項９】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び上記第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、
上記第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、
上記第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として上記第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、
上記第１の共振部及び上記第２の共振部は、それぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たす伝送線路共振器。
【数４】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項１０】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、該第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として該第１の共振部を１８０°折り返した当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、該第１の共振部及び該第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含み、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備え、
上記２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる帯域通過フィルタ。
【数５】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項１１】
上記２個以上の伝送線路共振器は、３個以上の伝送線路共振器からなり、
上記３個以上の伝送線路共振器のうちの任意の１つの伝送線路共振器と任意の他の１つの伝送線路共振器とを互いに結合させた請求項１０記載の帯域通過フィルタ。
【請求項１２】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、該第１の共振部及び該第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含み、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器の２つの上記容量性素子それぞれに結合された第１及び第２の入力端子と、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの他の１つの伝送線路共振器の２つの上記容量性素子それぞれに結合された第１及び第２の出力端子とを備え、
上記２個以上の伝送線路共振器のそれぞれの上記容量性素子を略平行に所定の距離離間して隣接するように配置してなるバランス型フィルタ。
【数６】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項１３】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、該第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として該第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、該第１の共振部及び該第２の共振部は、それぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たす伝送線路共振器と、
上記第１の伝送線路に結合された、上記伝送線路共振の共振周波数を不平衡出力するための第１の出力端子と、
上記第１の共振部及び上記第２の共振部にそれぞれ結合されて、逆相の信号により発振する２個の発振部と、
上記２個の発振部の２つの同相信号出力を合成する同相合成器と、
上記共振周波数の偶数次高調波信号を出力する出力端子とを備えるプッシュ−プッシュ発振器。
【数７】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【請求項１４】
第１の線路長及び第１の線路インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第２の線路長及び該第１の線路インピーダンスよりも大きい第２の線路インピーダンスを有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の他方の端と短絡接地部との間に接続された容量性素子とからなる当該伝送線路共振器の第１の共振部と、該第１の伝送線路の他端を線対称の対称軸として該第１の共振部を１８０°折り返した、当該伝送線路共振器の第２の共振部とを備え、該第１の共振部及び該第２の共振部がそれぞれの第１の伝送線路の他端同士を線対称となるように接続され、以下の式を満たし、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含み、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を結合させた入力端子と、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの上記入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合された出力端子とを備え、
上記２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する分波器。
【数８】
（ただし、Ｂは上記容量性素子のサセプタンスの値であり、Ｚ１は、上記第１の線路インピーダンス、θ１は、上記第１の線路長、Ｚ２は、上記第２の線路インピーダンス、θ２は、上記第２の線路長である。）
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１２−２２７７９３（Ｐ２０１２−２２７７９３Ａ）
【公開日】平成２４年１１月１５日（２０１２．１１．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−９４４８０（Ｐ２０１１−９４４８０）
【出願日】平成２３年４月２０日（２０１１．４．２０）
【出願人】（５０４１３３１１０）国立大学法人電気通信大学 (383)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１１月１５日（２０１２．１１．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年４月２０日（２０１１．４．２０）
【出願人】（５０４１３３１１０）国立大学法人電気通信大学 (383)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]