位置情報検出装置および位置情報検出方法
【課題】測定対象物に電磁波を照射し、測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求めるとき、従来に比べて、測定対象物の位置情報を短時間に求める。
【解決手段】照射する電磁波の信号として、信号値が符号化された信号であって、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交する第１の符号化系列信号を用いる。その際、第１の符号化変調信号をビット方向にシフトした第２の符号化変調信号を、１ビットシフトする度に反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求める。さらに、測定対象物の測定範囲の上限を設定し、この上限に応じて第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、第２の符号化系列信号のシフト量が、上限値を超えるとき、相関関数の演算を終える。
【解決手段】照射する電磁波の信号として、信号値が符号化された信号であって、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交する第１の符号化系列信号を用いる。その際、第１の符号化変調信号をビット方向にシフトした第２の符号化変調信号を、１ビットシフトする度に反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求める。さらに、測定対象物の測定範囲の上限を設定し、この上限に応じて第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、第２の符号化系列信号のシフト量が、上限値を超えるとき、相関関数の演算を終える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁波を測定対象物に照射し測定対象物からの反射波を受信することにより測定対象物の位置情報を取得する位置情報検出装置および位置情報検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
地下埋蔵物の情報探査、地中の情報把握、あるいはコンクリート構造物の検査診断等において、レーダ装置が一般的に用いられている。また、レーザ光を用いたレーダ装置も種々提案されている。
下記特許文献１では、ＰＮ符号を用いて、測定対象物の距離解析を行うレーダ装置が提案されている。
【０００３】
すなわち、当該特許文献では、ＰＮ符号等の疑似雑音信号によって帯域が拡散された電波を送信し、この電波に基づく物体からの反射波を受信し、この受信信号を前記疑似雑音信号で逆拡散し、該逆拡散された受信信号の周波数を所定周波数の信号に変換し、該周波数変換された信号に基づいて前記物体の速度測定、該物体までの距離測定を行うレーダ装置である。このとき、測定対象物までの距離の情報を、ＰＮ符号等の擬似雑音信号の相関関数を用いて算出する。
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−１５３６５４号公報
【０００５】
このような距離の情報の算出において、擬似雑音信号を用いて上記遅延時間を求めるとき、信号のＳＮ比を向上するために、擬似雑音信号の１周期分の信号サイズを大きくすることが必要である。
しかし、擬似雑音信号の１周期分のサイズを大きくすると、遅延時間を求めるのに長時間を要し、迅速な距離解析ができない、といった問題がある。例えば、距離解析において、送信した擬似雑音信号と受信信号との相関関数を算出するとき、送信した擬似雑音信号の１周期分相当の遅延時間を範囲とする相関関数を算出するため、距離解析が短時間にできない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、本発明は、測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求めるとき、位置情報の算出精度が高く、従来の装置に比べて、算出結果を短時間に求めることのできる位置情報検出装置および位置情報検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明は、測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求める位置情報検出装置である。
この位置情報検出装置は、測定対象物に電磁波を照射するとき、所定の信号の電磁波を、ベースバンド方式により出射する電磁波出射部と、
電磁波の照射された測定対象物からの反射波を受信して反射信号を出力する受信部と、
前記所定の信号として、信号値が符号化された信号であって、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成される一定の信号長さの第１の符号化系列信号を生成する信号生成部と、
前記第１の符号化系列信号がビット方向にビット単位で１ビット以上シフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、前記反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求める信号処理・演算部と、
測定対象物の測定範囲の上限を設定する条件設定部と、を有し、
前記信号処理・演算部は、設定された測定対象物の測定範囲の上限に応じて前記第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、前記第２の符号化系列信号のシフト量が、前記上限値を超えるとき、前記相関関数の演算を終了する。
【０００８】
その際、反射信号と前記第２の符号化系列信号との相関関数を求めるために、前記信号生成部は、前記第１の符号化系列信号を繰り返し生成し、前記電磁波出射部は、繰り返し生成された前記第１の符合化系列信号の電磁波を照射することが好ましい。
前記信号処理・演算部は、例えば、前記相関関数がピークを形成するとき、このピークにおける前記第２の符号化系列信号のシフト量の情報と、前記第２の符号化系列信号のデータ間の時間間隔とを用いて測定対象物の位置を求める。
【０００９】
前記第１の符合化系列信号は、ＰＮ符号を用いた信号であることが好ましい。
なお、前記測定対象物は、例えば、コンクリートや地中等の物質内部にあり、前記位置情報は、前記測定対象物の、物質表面からの深さである。
【００１０】
さらに、本発明は、測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求める位置情報検出方法を提供する。
この方法は、測定対象物に電磁波を照射するとき、信号値が所定長さで符号化された第１の符号化系列信号の電磁波を、ベースバンド方式により測定対象物に向けて出射させるステップと、
電磁波の照射された測定対象物からの反射波を受信して反射信号を出力するステップと、
前記第１の符号化系列信号がビット方向にビット単位で１ビット以上シフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、前記反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求めるステップと、
測定対象物の測定範囲の上限を、操作者の入力指示に応じて設定するステップと、を有し、
前記第１の符号化系列信号は、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成され、
前記位置情報を求めるステップでは、設定された測定対象物の測定範囲の上限に応じて前記第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、前記第２の符号化系列信号のシフト量が、前記上限値を超えるとき、前記相関関数の演算を終了する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明では、照射する電磁波の伝送する信号として、略直交性を有する第１の符号化系列信号を用いる。その際、第１の符号化系列信号をビット方向に１ビット以上、ビット単位でシフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、反射信号との間で相関関数の値を算出する。このため、相関関数は、測定対象物で反射した電磁波の反射信号により生じるピーク以外の領域では０に近い値を示すので、位置情報の算出精度は高い。その際、測定対象物の測定範囲の上限を設定し、この上限に応じて第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、第２の符号化系列信号のシフト量が、上限値を超えるとき、相関関数の演算を終了する。このため、相関関数の不要な情報である上限値よりシフト量の大きな範囲の相関関数を算出しないので、短時間に測定対象物の位置情報を求めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の位置情報取得装置および位置情報検出方法について、添付の図面に示される好適実施形態を基に詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本発明の位置情報取得装置の一実施形態であるレーダ装置（以降、装置という）１０の外観図である。
装置１０は、測定対象物Ｘに照射した電磁波のうち測定対象物Ｘからの反射波を受信することにより得られる測定対象物Ｘの反射信号を用いて、測定対象物Ｘまでの奥行き方向に関する位置情報を求める装置である。
【００１４】
装置１０は、レーダ本体部１２と演算装置（コンピュータ）１４とを有して構成される。
レーダ本体部１２は、送信アンテナ部（電磁波出射部）１６と、受信アンテナ部（受信部）１８と、発振器（信号生成部）２０と、アンプ２２，２４，２６，２８と、ＲＦスイッチ３０，３２と、ＲＦミキサ３６と、ローパスフィルタ３８，４０と、ＡＤ変換器４２と、を有する。アンプ２４，２６，２８と、ミキサ３６と、ローパスフィルタ３８，４０と、ＡＤ変換器４２は、信号処理部１３を形成する。
【００１５】
送信アンテナ部１６は、複数の送信アンテナ１６ａが構成され、各送信アンテナ１６ａは、所定の信号の電磁波を測定対象物Ｘに向けて照射する。複数の送信アンテナ１６ａは、測定対象物Ｘの位置に関する分布を求めるために並列して設けられている。
受信アンテナ部１８も、送信アンテナ部１６と同様に、複数の受信アンテナ１８ａにより構成され、各受信アンテナ１８ａは、測定対象物Ｘからの反射波を受信するように設けられる。複数の受信アンテナ１８ａは、測定対象物Ｘの形状を検出するために並列して設けられている。
【００１６】
送信アンテナ部１６および受信アンテナ部１８には、それぞれＲＦスイッチ３０，３２が設けられている。ＲＦスイッチ３０，３２は、発振器２０からの制御信号に応じて、複数の送信アンテナ１６ａ、受信アンテナ１８ａの中から送受信するアンテナを選択して切り替えるために用いられる。
【００１７】
発振器２０は、所定の符号化系列信号を生成し、この符号化系列信号を、搬送波を用いて変調することなく、アンプ２２を介して送信アンテナ部１６に直接供給する。すなわち、ベースバンド方式により、符合化系列信号の電磁波を出射するように構成される。
発振器２０は、アンプ２２に供給する符号化系列信号（第１の符合化系列信号）の生成と、アンプ２４に供給する符号化系列信号（第２の符合化系列信号）の生成を繰り返し行う。その際、アンプ２４に供給する符号化系列信号は、アンプ２２に供給する符号化系列信号の生成のタイミングに対して遅延することなく（遅延ゼロの状態で）生成されるが、この符号化系列信号が生成される度に一定時間の増大幅で遅延していく。符号化系列信号の生成は、後述するように、遅延時間あるいは符号化系列信号のデータポイント上の遅延シフト量が、設定された上限値を超えるとき終了する。この後、ＲＦスイッチ３０，３２により、送信アンテナ部１６および受信アンテナ部１８の作用する送信アンテナ１６ａおよび受信アンテナ１８ａが変更される。この変更後、上述した符合化系列信号の生成が、上述した遅延ゼロの状態から再度繰り返される。なお、符号化系列信号として、信号値が所定長さで符号化され、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成された信号が用いられる。ビット方向とは、信号値の配列方向をいう。このような符号化系列信号として、例えば、ＰＮ符号化系列信号が好適に用いられる。ＰＮ符号化系列信号は、Ｍ系列あるいはＧｏｌｄ系列の符号を用いた信号であることが好ましく、特に、Ｍ系列が後述する相関特性の点で好ましい。
なお、Ｍ系列とは、発振器２０が、シフトレジスタ符号発生器を有し、このシフトレジスタ符号発生器は、ｍ段（ｍは自然数）のシフトレジスタと、シフトレジスタの各段の状態の論理結合をシフトレジスタの入力へフィードバックする論理回路とで構成されるとき、信号長さＬが２m−１で表されたものをいう。Ｇｏｌｄ系列は、２つのＭ系列を、同期してビットごとに加算したものである。従って２つの符号発生器の位相関係は不変であり、生成される系列の長さはもとになる系列の長さと同じ長さであるが、Ｍ系列にはならないものである。
【００１８】
ＰＮ符号化系列信号は、値が０および１からなる１ビット信号で、ビット方向にビット単位でシフトすることによってできる自己相関関数の値が０又は−１／ｎ（ｎは後述する系列符号の長さ）となる信号である。
ＰＮ符号化系列信号は、一例を挙げると以下のように作成されるＰＮ系列符号のデータを用いて信号化したものである。
次数ｋ＝５、符号系列の長さｎ＝３１とし、係数ｈ1＝１，ｈ2＝１，ｈ3＝０，ｈ4＝１，ｈ5＝１とし、初期値ａ0＝１，ａ1＝１,a2＝０,a3＝１，ａ4＝０としたとき下記式（１）に示す漸化式で一意的にＰＮ系列符号Ｃ＝｛ａk｝(ｋは自然数)を求めることができる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
さらに、系列符号Ｃ＝｛ａ0，ａ1，ａ2，………，ａn-1｝を用いて基準となる符号化系列信号を生成するとともに、さらにこの系列符号Ｃをｑ1ビット、ビット方向にビットシフトさせた系列符号Ｔq1・Ｃ（Ｔq1は、ビット方向にｑ1ビット、ビットシフトする作用素である）を用いて符号化系列信号を生成する。ここで、系列符号Ｔq1・Ｃは、{ａq1，ａq1+1，ａq1+2，………，ａq1+N-1｝である。さらに、系列符号Ｃをｑ２ビット（例えば、ｑ２＝２×ｑ１）、ビット方向にビットシフトさせた系列符号Ｔq2・Ｃを用いて符号化系列信号を生成する。
この符号化系列信号を生成するために用いられる系列符号Ｃ，Ｔq1・Ｃ，Ｔq2・Ｃは、互いに直交する特性を有するので、生成される符号化系列信号も互いに直交する性質を有する。
【００２１】
具体的に説明すると、長さｎの系列符号をＣ＝｛ｂ0，ｂ1，ｂ2，………,ｂn-1｝とし、上記作用素Ｔqを系列符号Ｃに作用させた系列符号をＣ’＝Ｔq・Ｃ、すなわちＣ’＝｛ｂq，ｂq+1，ｂq+2，………,ｂq+n-1}として、系列符号ＣとＣ’との間の相関関数Ｒcc'(q)を下記式（２）のように定義される。ここで、ＮAは系列符号における項ｂiと項bq+i（ｉは０以上ｎ−１以下の整数）の値が一致する数であり、ＮDは系列符号における項ｂiと項bq+iの値の不一致の数である。また、ＮAとＮDの和は系列符号長さｎとなる（ＮA＋ＮD＝ｎ）。ここで、iとｑ＋iはｍｏｄ（ｎ）で考える。
【００２２】
【数２】
【００２３】
上記ＰＮ符号化系列において２つの系列を項毎にｍｏｄ（２）で加算した結果はもとのＰＮ系列符号を巡回シフトしたＰＮ系列符号になる性質があり、ＰＮ系列符号の値が０となる個数は値が１となる個数より１つだけ少ないので、ＮA−ＮD＝−１となる。これより、ＰＮ系列符号において下記式（３）および（４）に示す値を示す。
【００２４】
【数３】
【００２５】
【数４】
【００２６】
上記式（３）よりビットシフト量が０、すなわちｑ＝０(ｍｏｄ（ｎ））の場合、式（３）に示すようにＲｃｃ’（ｑ）の値は１となり自己相関性を有する。一方、ビットシフト量が０でない、すなわちｑ≠０（ｍｏｄ（ｎ））の場合、式（４）に示すようにＲｃｃ’（ｑ）は−（１／ｎ）となる。ここで系列符号長さｎを大きくすることにより、Ｒｃｃ’（ｑ）（ｑ≠０）の値は０に近づく。
すなわち、系列符号ＣとＣ’は自己相関性を持ち、かつ略直交性を有するといえる。
このようなＰＮ系列符号の値を０，１として時系列信号としたのがＰＮ符号化系列信号である。
発振器２０は、このようなＰＮ符号化系列信号を生成する。
図２は、ＰＮ符合化系列信号の一例を示す図である。
【００２７】
レーザ装置１０の測定対象物Ｘの位置分解能を高めるためには、符号化系列信号のデータ間の時間間隔Δｔを極めて狭くする必要がある。すなわち、上記ＰＮ符合化系列信号の１ビットシフトする時間幅が小さくなるようにする必要がある。このため、発振器２０は、高速の符号化系列信号を発振させる必要があることから、図３に示すように、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）４６、パラレル・シリアル変換器４８，５０、同期信号分割器５２，５４、クロック信号発生器５６を用いて構成することが好ましい。
パラレル・シリアル変換器４８，５０を用いるのは、符号化系列信号を高速化させるためである。また、クロック信号発生器５６を用いるのは、パラレル・シリアル変換器４８，５０のシリアル信号として発生しアンプ２２及びアンプ２４に送られる２つの符号化系列信号を同期あるいは遅延時間を制御するためである。同期あるいは遅延時間を制御するのは、アンプ２４に送られる符号化系列信号を、後述するミキサ３６にてミキシング処理を行うことにより、受信アンテナ部１８からの反射信号との間で相関関数を作成するためである。
発振器２０は、演算装置（コンピュータ）１４からのパルス信号、あるいは図示されない制御装置からのパルス信号、に応じて、符号化系列信号を、電磁波の伝送信号として繰り返し生成する。
【００２８】
アンプ２２，２４は、発振器２０で得られる符号化系列信号を増幅する。なお、符合化系列信号の信号レベルが十分にあればアンプ２２，２４は設けなくてもよい。
ＲＦスイッチ３０は、測定対象物Ｘの位置の情報を分布として得るために、発振器２０からの信号に応じて送信アンテナ１６ａの送信位置を変えて電磁波を出射させるために用いる。
ＲＦスイッチ３２は、測定対象物Ｘの位置の情報を分布として得るために、発振器２０からの信号、あるいは図示されない制御装置からの信号、に応じて受信アンテナ１８ａの受信位置を変えて反射波を受信するために用いる。
アンプ２６は、ＲＦスイッチ３２にて得られた反射信号を増幅する。
【００２９】
ミキサ３６は、符号化系列信号の情報を持った、アンプ２６を通して供給される反射信号と、発振器２０にて遅延して繰り返し生成される符号化系列信号とのミキシング処理を行って、混合信号を生成する。
ミキサ３６に供給される符号化系列信号は、発振器２０で繰り返し生成され、しかも、生成されるタイミングが、符号化系列信号のデータ間の時間間隔Δｔずつ、すなわち、符号化系列信号の１ビットずつ、ビット方向にシフトしている。このときのシフトによる遅延は、送信アンテナ部１６に供給する符号化系列信号の生成のタイミングを基準とした遅延である。
ミキシング処理では、遅延した符号化系列信号をａ（ｔ＋Δ）とし、反射信号をｂ（ｔ）としたとき、ａ（ｔ＋Δ）×ｂ（ｔ）の演算を行う。ここでΔは、遅延時間であり、Δ＝ｋ・Δｔ（ｋは自然数であり、データポイント上の１ビットのシフト量を表す）である。
なお、上記ミキシング処理による相関演算は、ミキサ３６を用いずに、コンピュータにて行うこともできる。この場合、アンプ２４，２６の出力信号を直接コンピュータで取り込み、ミキサ３６、ローパスフィルタ３８，４０、アンプ２８は不要となる。
【００３０】
ローパスフィルタ３８は、生成した混合信号のうち、符号化系列信号に応じて設定される周波数をカットオフ周波数として高周波成分の信号成分を除去して、低周波成分の信号を通過させる。演算装置１４は、発振器２０で繰り返し生成する符号化系列信号の生成のタイミングに同期して、上記低周波成分の信号を、符号化系列信号の１周期の時間、積算する。これにより、遅延時間Δにおける相関関数の値を求めることができる。この遅延時間Δが順次変更されることにより、相関関数を求めることができる。
アンプ２８は、低周波成分の信号を増幅する。ローパスフィルタ４０は、増幅によって低周波成分の信号に含まれるノイズ成分を除去する。
ＡＤ変換器４２は、低周波成分の信号をデジタル信号とし、コンピュータである演算装置１４に供給する。
【００３１】
演算装置１４は、条件設定部４４と位置情報算出部４５を有する。コンピュータである演算装置１４は、レーダ本体部１２の各機能の動作の管理と制御を行い、ＡＤ変換器４２から供給された信号を用いて、測定対象物Ｘの位置を算出する。さらに、発振器２０に符号化系列信号の生成を指示するパルス信号を提供し、符号化系列信号の生成のタイミングを遅らせる遅延時間Δの上限を定める。
条件設定部４４および位置情報算出部４５は、演算装置１４であるコンピュータにおいてソフトウェアを実行することで形成されるモジュールにより構成される。
条件設定部４４は、測定対象物Ｘがどこに位置するか、その上限となる（奥行き方向で最も遠い）位置、具体的には、電磁波の出射方向の、レーダ本体部１２から測定対象Ｘまでの奥行き情報の上限値を、図示されないマウスやキーボード等を用いて操作者が指示入力することにより設定する。この設定された奥行き情報の上限値から、上記遅延時間Δの上限値を定める。
具体的には、条件設定部４４において測定対象の奥行き情報の上限値が入力されると、奥行き情報の上限値を、電磁波の伝播速度で除算し２倍することにより、遅延時間Δの上限値が設定される。符号化系列信号のデータ間の時間間隔Δｔは定められているので、遅延時間Δをデータ間の時間間隔Δｔで除算することにより、ビット方向のシフト量、すなわち、データポイント上のシフト量の上限値が定まる。この上限値は、発振器２０に送られ、符合化系列信号を生成するときの、遅延時間Δの制御に用いられる。
【００３２】
位置情報算出部４５は、相関関数の算出結果から測定対象物Ｘの位置情報を求める。
位置情報算出部４５は、発振器２０で生成される符号化系列信号の遅延時間Δが増えるたびに、符号化系列信号の１周期に相当する時間の間、ＡＤ変換器４２を介して供給される信号の値を用いて測定対象物Ｘの位置情報を求める。
【００３３】
図４は、位置情報算出部４５において求められた、遅延時間Δを横軸に採った相関関数の結果の一例を示す図である。この例では、遅延時間Δの上限値、あるいはシフト量の上限値は設定されていないため、符合化系列信号の周期に相当する２０ナノ秒まで、遅延時間Δを伸ばして相関関数は算出される。
図４に示す相関関数は、増幅された符号化系列信号と、増幅された反射信号とをミキシング処理した結果であるので、相関関数の縦軸は反射信号の電圧の単位となっている。ここで、図中のピークＡで、相関関数の値は最大となっている。このピークＡの両側では、受信アンテナ１８ａ等の特性によりオーバーシュートが発生し、波形がボトムを形成している。
図４に示す相関関数の結果において、ピークＡにおける遅延時間をΔ1とすると、遅延時間Δ1に電磁波の伝播速度を乗算した値の半分を、レーダ装置１０から測定対象物Ｘまでの距離を示す位置情報として求める。
【００３４】
位置情報算出部４５は、上述のように、測定対象物Ｘの位置情報を求めることができるが、遅延時間Δのシフト量が、設定されたシフト量の上限値を超えるとき、発振器２０は、符号化系列信号の生成を終了するので、ミキサ３６でのミキシング処理は停止する。このように相関関数の演算を、設定した上限値に応じて終了するのは、所望する距離以遠の信号は不要であり、不必要な信号処理に要する時間を無くするためである。
【００３５】
図５は、ＰＮ符号化系列信号の自己相関関数の演算結果の一例を示す。図４に示す相関関数は、ＰＮ符号化系列信号の電磁波の反射波の信号である反射信号と上記ＰＮ符号化系列信号との相関を示す関数であるので、反射信号は上記ＰＮ符号化系列信号の情報を含んでいる。したがって、図４に示す相関関数は回路の帯域が無限大であれば、図５に示すような自己相関関数になる。すなわち、図５に示す波形は、図４に示す波形の理想的な波形といえる。このとき、ピークＡの値は１（ハイレベルの電圧値）となり、それ以外の位置では、−１／ｎ（ｎは、符号化系列信号の１周期のデータ数）となる。したがって、相関関数のＳＮ比を高くするために、図５に示す理想的な波形からわかるように、相関関数におけるピークＡ以外のノイズ領域では値が−１／ｎであるから、この値が０に近くなる、すなわち近似的に直交性を実現する（略直交する）ことが必要である。このためには、符号化系列信号の１周期のデータ数ｎを大きくする必要がある。しかし、データ数ｎを大きくすることにより、１周期に対応する時間Ｔ（＝ｎ・Δｔ）が増大し、相関関数を０〜Ｔの遅延時間の範囲で算出するには多くの計算時間を要する。このため、上述したように、測定対象物Ｘの測定範囲の上限によって設定されるシフト量の上限値に応じて、相関関数の演算を終了する。しかも、上限値以内のシフト量の範囲の中に、測定対象物Ｘの位置情報を示すピークＡが存在するので、測定対象物Ｘの位置を、相関関数から算出することができる。
このように、位置情報算出部４５は、相関関数のＳＮ比を向上させ、かつ、短い計算時間で、測定対象物Ｘの位置情報を含んだ相関関数を算出することができる。算出された相関関数は、図示されないディスプレイやプリンタに出力される。
【００３６】
以上が、レーダ装置１０の構成の説明である。
このようなレーダ装置１０では、ＰＮ符号化系列信号等の符合化系列信号の電磁波を、ベースバンド伝送方式で、測定対象物Ｘに向けて送信アンテナ部１６から出射させる。
次に、電磁波の照射された測定対象物Ｘからの反射波をアンテナ受信部１８にて受信して反射信号を出力する。
信号処理部１３あるいは演算装置１４では、電磁波の符号化系列信号（第１の符合化系列信号）がビット方向にビット単位で、１ビット以上シフトした信号である符号化系列信号（第２の符合化系列信号）を、１ビットシフトする度に参照信号（ＬＯ）としてミキサ３６にてミキシング処理を行う。これにより、反射信号（ＲＦ）との間でミキシング処理をすることにより、相関関数の値を算出する。この算出した関数に基づいて、測定対象物Ｘの位置情報を求める。ここで用いる符号化系列信号は、信号値、例えば１ビットの信号値が所定長さで符号化された信号であって、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成されている信号である。
【００３７】
符合化系列信号として、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交する信号を用いるので、反射信号との相関関数を求めたとき、相関がない状態では、近似的に値が０になる。このため、測定対象物Ｘの位置情報を示す相関関数のピーク位置が明確に形成される。したがって、測定対象物Ｘの位置情報を精度良く求めることができる。
なお、送信アンテナ１６ａから照射された電磁波の一部は反射することなく、受信アンテナ１８ａで直接受信されるが、この受信による信号を位置情報における基準として、測定対象物Ｘの位置情報を補正して求める。
【００３８】
一方、条件設定部４４では、測定前に、測定対象物Ｘの測定範囲の上限を、操作者の入力指示に応じて設定する。この設定された測定対象物Ｘの測定範囲の上限に応じて、符号化系列信号の遅延時間の上限値あるいはシフト量の上限値を定める。参照信号として用いる符号化系列信号の遅延時間あるいはシフト量が、定めた上限値を超えるとき、相関関数の演算を終了する。このため、上限値よりシフト量の大きな範囲では、相関関数の値は不要な情報になるので、相関関数を算出しない。このため、短時間に測定対象物Ｘの位置情報を求めることができる。
【００３９】
図６（ａ）は、測定対象物Ｘをコンクリート中に埋設された鉄筋とし、ＰＮ符号化系列信号の電磁波を、鉄筋の埋設されたコンクリートに向けて照射したときに得られる相関関数の算出結果である。ＰＮ符号化系列信号におけるΔｔは０．１(ナノ秒)とし、ＰＮ符号化系列信号のデータ数ｎは１０２４とした。図６（ａ）中の横軸は、データポイント上でのシフト量を単位として表している。ここでは、データポイント上のシフト量の上限値を１２８とした。すなわち、図６（ａ）において、データポイント１２８以降の相関関数の値は演算されていない。コンクリートに埋設された鉄筋の位置は概略わかっているので、この概略位置を参考にして、操作者は、コンクリート内の奥行き方向の測定範囲の上限を入力指示することで、シフト量の上限値を定めることができる。また、コンクリート等の物質内部や地中では、電磁波の減衰が大きく、深い地点での反射波は殆ど帰ってこない。コンクリート等の物質内部での測定範囲は数ｃｍ〜数１０ｃｍである。この減衰を考慮して、相関関数における必要な遅延時間の範囲の上限値を定め、この上限値を用いて相関関数の算出を終了することもできる。
【００４０】
図６（ａ）中の相関関数は、アンプの極性により正負が反転している。したがって、図中ボトムを形成する部分がピークとなる。図６（ａ）中、ピークＢは、コンクリート表面で反射した反射波の信号によるものであり、ピークＣは、鉄筋で反射した反射波によるものである。なお、ピークＢ（ボトム部分）の両側に山を形成するのは、帯域が有限であるためリンギングが生じたことによる。このように、複数の反射波を受信しても、相関関数を算出することで、複数の反射を分離、識別することができる。これより、ピークＢと、ピークＣとの間の遅延時間を求め、これに電磁波の伝播速度を乗算することで、測定対象物Ｘである鉄筋のコンクリート表面からの位置（深さ）を求めることができる。このように、測定対象物Ｘは、例えば、コンクリートや地中等の物質内部にあり、測定対象物Ｘの位置情報として、物質表面からの深さを求めることができる。
図６（ｂ）は、図６（ａ）に示す例と同様に、鉄筋の埋設されたコンクリートに対して、１つの送信アンテナ１６ａと１つの受信アンテナ１８ａを用いて得られる相関関数から作られた受信結果の濃淡分布である。図６（ｂ）では、測定に用いるアンテナの位置に対する鉄筋の深さ方向位置は、測定に用いるアンテナが移動することにより、変わる。したがって、図６（ｂ）に示すように、上記横方向位置の変化により、鉄筋の反射により形成されるピークＢの位置を示す部分は双曲線形状をなす。このように、レーダ装置１０は、測定対象物Ｘの位置を求めることもできる。
【００４１】
以上、本発明の位置情報取得装置および位置情報検出方法について詳細に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されず、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々の改良や変更をしてもよいのはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の位置情報取得装置の一実施形態であるレーダ装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】図１に示すレーダ装置で生成されるＰＮ符合化系列信号の一例を示す図である。
【図３】図１に示す発振器の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】図１に示すレーダ装置で得られる相関関数の一例を示す図である。
【図５】ＰＮ符合化系列信号の自己相関関数を示す図である。
【図６】（ａ）及び（ｂ）は、図１に示すレーダ装置で得られる、図４と異なる測定対象物における相関関数の算出結果を示す図である。
【００４３】
１０ レーダ装置
１２ レーダ本体部
１３ 信号処理部
１４ 演算装置
１６ 送信アンテナ部
１８ 受信アンテナ部
２０ 発振器
２２，２４，２６，２８ アンプ
３０，３２ ＲＦスイッチ
３６，４０ ＲＦミキサ
４２ ＡＤ変換器
４４ 条件設定部
４５ 位置情報算出部
４６ ＦＰＧＡ
４８，５０ パラレル・シリアル変換器
５２，５４ 同期信号分割器
５６ クロック信号発生器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁波を測定対象物に照射し測定対象物からの反射波を受信することにより測定対象物の位置情報を取得する位置情報検出装置および位置情報検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
地下埋蔵物の情報探査、地中の情報把握、あるいはコンクリート構造物の検査診断等において、レーダ装置が一般的に用いられている。また、レーザ光を用いたレーダ装置も種々提案されている。
下記特許文献１では、ＰＮ符号を用いて、測定対象物の距離解析を行うレーダ装置が提案されている。
【０００３】
すなわち、当該特許文献では、ＰＮ符号等の疑似雑音信号によって帯域が拡散された電波を送信し、この電波に基づく物体からの反射波を受信し、この受信信号を前記疑似雑音信号で逆拡散し、該逆拡散された受信信号の周波数を所定周波数の信号に変換し、該周波数変換された信号に基づいて前記物体の速度測定、該物体までの距離測定を行うレーダ装置である。このとき、測定対象物までの距離の情報を、ＰＮ符号等の擬似雑音信号の相関関数を用いて算出する。
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−１５３６５４号公報
【０００５】
このような距離の情報の算出において、擬似雑音信号を用いて上記遅延時間を求めるとき、信号のＳＮ比を向上するために、擬似雑音信号の１周期分の信号サイズを大きくすることが必要である。
しかし、擬似雑音信号の１周期分のサイズを大きくすると、遅延時間を求めるのに長時間を要し、迅速な距離解析ができない、といった問題がある。例えば、距離解析において、送信した擬似雑音信号と受信信号との相関関数を算出するとき、送信した擬似雑音信号の１周期分相当の遅延時間を範囲とする相関関数を算出するため、距離解析が短時間にできない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、本発明は、測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求めるとき、位置情報の算出精度が高く、従来の装置に比べて、算出結果を短時間に求めることのできる位置情報検出装置および位置情報検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明は、測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求める位置情報検出装置である。
この位置情報検出装置は、測定対象物に電磁波を照射するとき、所定の信号の電磁波を、ベースバンド方式により出射する電磁波出射部と、
電磁波の照射された測定対象物からの反射波を受信して反射信号を出力する受信部と、
前記所定の信号として、信号値が符号化された信号であって、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成される一定の信号長さの第１の符号化系列信号を生成する信号生成部と、
前記第１の符号化系列信号がビット方向にビット単位で１ビット以上シフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、前記反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求める信号処理・演算部と、
測定対象物の測定範囲の上限を設定する条件設定部と、を有し、
前記信号処理・演算部は、設定された測定対象物の測定範囲の上限に応じて前記第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、前記第２の符号化系列信号のシフト量が、前記上限値を超えるとき、前記相関関数の演算を終了する。
【０００８】
その際、反射信号と前記第２の符号化系列信号との相関関数を求めるために、前記信号生成部は、前記第１の符号化系列信号を繰り返し生成し、前記電磁波出射部は、繰り返し生成された前記第１の符合化系列信号の電磁波を照射することが好ましい。
前記信号処理・演算部は、例えば、前記相関関数がピークを形成するとき、このピークにおける前記第２の符号化系列信号のシフト量の情報と、前記第２の符号化系列信号のデータ間の時間間隔とを用いて測定対象物の位置を求める。
【０００９】
前記第１の符合化系列信号は、ＰＮ符号を用いた信号であることが好ましい。
なお、前記測定対象物は、例えば、コンクリートや地中等の物質内部にあり、前記位置情報は、前記測定対象物の、物質表面からの深さである。
【００１０】
さらに、本発明は、測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求める位置情報検出方法を提供する。
この方法は、測定対象物に電磁波を照射するとき、信号値が所定長さで符号化された第１の符号化系列信号の電磁波を、ベースバンド方式により測定対象物に向けて出射させるステップと、
電磁波の照射された測定対象物からの反射波を受信して反射信号を出力するステップと、
前記第１の符号化系列信号がビット方向にビット単位で１ビット以上シフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、前記反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求めるステップと、
測定対象物の測定範囲の上限を、操作者の入力指示に応じて設定するステップと、を有し、
前記第１の符号化系列信号は、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成され、
前記位置情報を求めるステップでは、設定された測定対象物の測定範囲の上限に応じて前記第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、前記第２の符号化系列信号のシフト量が、前記上限値を超えるとき、前記相関関数の演算を終了する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明では、照射する電磁波の伝送する信号として、略直交性を有する第１の符号化系列信号を用いる。その際、第１の符号化系列信号をビット方向に１ビット以上、ビット単位でシフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、反射信号との間で相関関数の値を算出する。このため、相関関数は、測定対象物で反射した電磁波の反射信号により生じるピーク以外の領域では０に近い値を示すので、位置情報の算出精度は高い。その際、測定対象物の測定範囲の上限を設定し、この上限に応じて第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、第２の符号化系列信号のシフト量が、上限値を超えるとき、相関関数の演算を終了する。このため、相関関数の不要な情報である上限値よりシフト量の大きな範囲の相関関数を算出しないので、短時間に測定対象物の位置情報を求めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の位置情報取得装置および位置情報検出方法について、添付の図面に示される好適実施形態を基に詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本発明の位置情報取得装置の一実施形態であるレーダ装置（以降、装置という）１０の外観図である。
装置１０は、測定対象物Ｘに照射した電磁波のうち測定対象物Ｘからの反射波を受信することにより得られる測定対象物Ｘの反射信号を用いて、測定対象物Ｘまでの奥行き方向に関する位置情報を求める装置である。
【００１４】
装置１０は、レーダ本体部１２と演算装置（コンピュータ）１４とを有して構成される。
レーダ本体部１２は、送信アンテナ部（電磁波出射部）１６と、受信アンテナ部（受信部）１８と、発振器（信号生成部）２０と、アンプ２２，２４，２６，２８と、ＲＦスイッチ３０，３２と、ＲＦミキサ３６と、ローパスフィルタ３８，４０と、ＡＤ変換器４２と、を有する。アンプ２４，２６，２８と、ミキサ３６と、ローパスフィルタ３８，４０と、ＡＤ変換器４２は、信号処理部１３を形成する。
【００１５】
送信アンテナ部１６は、複数の送信アンテナ１６ａが構成され、各送信アンテナ１６ａは、所定の信号の電磁波を測定対象物Ｘに向けて照射する。複数の送信アンテナ１６ａは、測定対象物Ｘの位置に関する分布を求めるために並列して設けられている。
受信アンテナ部１８も、送信アンテナ部１６と同様に、複数の受信アンテナ１８ａにより構成され、各受信アンテナ１８ａは、測定対象物Ｘからの反射波を受信するように設けられる。複数の受信アンテナ１８ａは、測定対象物Ｘの形状を検出するために並列して設けられている。
【００１６】
送信アンテナ部１６および受信アンテナ部１８には、それぞれＲＦスイッチ３０，３２が設けられている。ＲＦスイッチ３０，３２は、発振器２０からの制御信号に応じて、複数の送信アンテナ１６ａ、受信アンテナ１８ａの中から送受信するアンテナを選択して切り替えるために用いられる。
【００１７】
発振器２０は、所定の符号化系列信号を生成し、この符号化系列信号を、搬送波を用いて変調することなく、アンプ２２を介して送信アンテナ部１６に直接供給する。すなわち、ベースバンド方式により、符合化系列信号の電磁波を出射するように構成される。
発振器２０は、アンプ２２に供給する符号化系列信号（第１の符合化系列信号）の生成と、アンプ２４に供給する符号化系列信号（第２の符合化系列信号）の生成を繰り返し行う。その際、アンプ２４に供給する符号化系列信号は、アンプ２２に供給する符号化系列信号の生成のタイミングに対して遅延することなく（遅延ゼロの状態で）生成されるが、この符号化系列信号が生成される度に一定時間の増大幅で遅延していく。符号化系列信号の生成は、後述するように、遅延時間あるいは符号化系列信号のデータポイント上の遅延シフト量が、設定された上限値を超えるとき終了する。この後、ＲＦスイッチ３０，３２により、送信アンテナ部１６および受信アンテナ部１８の作用する送信アンテナ１６ａおよび受信アンテナ１８ａが変更される。この変更後、上述した符合化系列信号の生成が、上述した遅延ゼロの状態から再度繰り返される。なお、符号化系列信号として、信号値が所定長さで符号化され、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成された信号が用いられる。ビット方向とは、信号値の配列方向をいう。このような符号化系列信号として、例えば、ＰＮ符号化系列信号が好適に用いられる。ＰＮ符号化系列信号は、Ｍ系列あるいはＧｏｌｄ系列の符号を用いた信号であることが好ましく、特に、Ｍ系列が後述する相関特性の点で好ましい。
なお、Ｍ系列とは、発振器２０が、シフトレジスタ符号発生器を有し、このシフトレジスタ符号発生器は、ｍ段（ｍは自然数）のシフトレジスタと、シフトレジスタの各段の状態の論理結合をシフトレジスタの入力へフィードバックする論理回路とで構成されるとき、信号長さＬが２m−１で表されたものをいう。Ｇｏｌｄ系列は、２つのＭ系列を、同期してビットごとに加算したものである。従って２つの符号発生器の位相関係は不変であり、生成される系列の長さはもとになる系列の長さと同じ長さであるが、Ｍ系列にはならないものである。
【００１８】
ＰＮ符号化系列信号は、値が０および１からなる１ビット信号で、ビット方向にビット単位でシフトすることによってできる自己相関関数の値が０又は−１／ｎ（ｎは後述する系列符号の長さ）となる信号である。
ＰＮ符号化系列信号は、一例を挙げると以下のように作成されるＰＮ系列符号のデータを用いて信号化したものである。
次数ｋ＝５、符号系列の長さｎ＝３１とし、係数ｈ1＝１，ｈ2＝１，ｈ3＝０，ｈ4＝１，ｈ5＝１とし、初期値ａ0＝１，ａ1＝１,a2＝０,a3＝１，ａ4＝０としたとき下記式（１）に示す漸化式で一意的にＰＮ系列符号Ｃ＝｛ａk｝(ｋは自然数)を求めることができる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
さらに、系列符号Ｃ＝｛ａ0，ａ1，ａ2，………，ａn-1｝を用いて基準となる符号化系列信号を生成するとともに、さらにこの系列符号Ｃをｑ1ビット、ビット方向にビットシフトさせた系列符号Ｔq1・Ｃ（Ｔq1は、ビット方向にｑ1ビット、ビットシフトする作用素である）を用いて符号化系列信号を生成する。ここで、系列符号Ｔq1・Ｃは、{ａq1，ａq1+1，ａq1+2，………，ａq1+N-1｝である。さらに、系列符号Ｃをｑ２ビット（例えば、ｑ２＝２×ｑ１）、ビット方向にビットシフトさせた系列符号Ｔq2・Ｃを用いて符号化系列信号を生成する。
この符号化系列信号を生成するために用いられる系列符号Ｃ，Ｔq1・Ｃ，Ｔq2・Ｃは、互いに直交する特性を有するので、生成される符号化系列信号も互いに直交する性質を有する。
【００２１】
具体的に説明すると、長さｎの系列符号をＣ＝｛ｂ0，ｂ1，ｂ2，………,ｂn-1｝とし、上記作用素Ｔqを系列符号Ｃに作用させた系列符号をＣ’＝Ｔq・Ｃ、すなわちＣ’＝｛ｂq，ｂq+1，ｂq+2，………,ｂq+n-1}として、系列符号ＣとＣ’との間の相関関数Ｒcc'(q)を下記式（２）のように定義される。ここで、ＮAは系列符号における項ｂiと項bq+i（ｉは０以上ｎ−１以下の整数）の値が一致する数であり、ＮDは系列符号における項ｂiと項bq+iの値の不一致の数である。また、ＮAとＮDの和は系列符号長さｎとなる（ＮA＋ＮD＝ｎ）。ここで、iとｑ＋iはｍｏｄ（ｎ）で考える。
【００２２】
【数２】
【００２３】
上記ＰＮ符号化系列において２つの系列を項毎にｍｏｄ（２）で加算した結果はもとのＰＮ系列符号を巡回シフトしたＰＮ系列符号になる性質があり、ＰＮ系列符号の値が０となる個数は値が１となる個数より１つだけ少ないので、ＮA−ＮD＝−１となる。これより、ＰＮ系列符号において下記式（３）および（４）に示す値を示す。
【００２４】
【数３】
【００２５】
【数４】
【００２６】
上記式（３）よりビットシフト量が０、すなわちｑ＝０(ｍｏｄ（ｎ））の場合、式（３）に示すようにＲｃｃ’（ｑ）の値は１となり自己相関性を有する。一方、ビットシフト量が０でない、すなわちｑ≠０（ｍｏｄ（ｎ））の場合、式（４）に示すようにＲｃｃ’（ｑ）は−（１／ｎ）となる。ここで系列符号長さｎを大きくすることにより、Ｒｃｃ’（ｑ）（ｑ≠０）の値は０に近づく。
すなわち、系列符号ＣとＣ’は自己相関性を持ち、かつ略直交性を有するといえる。
このようなＰＮ系列符号の値を０，１として時系列信号としたのがＰＮ符号化系列信号である。
発振器２０は、このようなＰＮ符号化系列信号を生成する。
図２は、ＰＮ符合化系列信号の一例を示す図である。
【００２７】
レーザ装置１０の測定対象物Ｘの位置分解能を高めるためには、符号化系列信号のデータ間の時間間隔Δｔを極めて狭くする必要がある。すなわち、上記ＰＮ符合化系列信号の１ビットシフトする時間幅が小さくなるようにする必要がある。このため、発振器２０は、高速の符号化系列信号を発振させる必要があることから、図３に示すように、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）４６、パラレル・シリアル変換器４８，５０、同期信号分割器５２，５４、クロック信号発生器５６を用いて構成することが好ましい。
パラレル・シリアル変換器４８，５０を用いるのは、符号化系列信号を高速化させるためである。また、クロック信号発生器５６を用いるのは、パラレル・シリアル変換器４８，５０のシリアル信号として発生しアンプ２２及びアンプ２４に送られる２つの符号化系列信号を同期あるいは遅延時間を制御するためである。同期あるいは遅延時間を制御するのは、アンプ２４に送られる符号化系列信号を、後述するミキサ３６にてミキシング処理を行うことにより、受信アンテナ部１８からの反射信号との間で相関関数を作成するためである。
発振器２０は、演算装置（コンピュータ）１４からのパルス信号、あるいは図示されない制御装置からのパルス信号、に応じて、符号化系列信号を、電磁波の伝送信号として繰り返し生成する。
【００２８】
アンプ２２，２４は、発振器２０で得られる符号化系列信号を増幅する。なお、符合化系列信号の信号レベルが十分にあればアンプ２２，２４は設けなくてもよい。
ＲＦスイッチ３０は、測定対象物Ｘの位置の情報を分布として得るために、発振器２０からの信号に応じて送信アンテナ１６ａの送信位置を変えて電磁波を出射させるために用いる。
ＲＦスイッチ３２は、測定対象物Ｘの位置の情報を分布として得るために、発振器２０からの信号、あるいは図示されない制御装置からの信号、に応じて受信アンテナ１８ａの受信位置を変えて反射波を受信するために用いる。
アンプ２６は、ＲＦスイッチ３２にて得られた反射信号を増幅する。
【００２９】
ミキサ３６は、符号化系列信号の情報を持った、アンプ２６を通して供給される反射信号と、発振器２０にて遅延して繰り返し生成される符号化系列信号とのミキシング処理を行って、混合信号を生成する。
ミキサ３６に供給される符号化系列信号は、発振器２０で繰り返し生成され、しかも、生成されるタイミングが、符号化系列信号のデータ間の時間間隔Δｔずつ、すなわち、符号化系列信号の１ビットずつ、ビット方向にシフトしている。このときのシフトによる遅延は、送信アンテナ部１６に供給する符号化系列信号の生成のタイミングを基準とした遅延である。
ミキシング処理では、遅延した符号化系列信号をａ（ｔ＋Δ）とし、反射信号をｂ（ｔ）としたとき、ａ（ｔ＋Δ）×ｂ（ｔ）の演算を行う。ここでΔは、遅延時間であり、Δ＝ｋ・Δｔ（ｋは自然数であり、データポイント上の１ビットのシフト量を表す）である。
なお、上記ミキシング処理による相関演算は、ミキサ３６を用いずに、コンピュータにて行うこともできる。この場合、アンプ２４，２６の出力信号を直接コンピュータで取り込み、ミキサ３６、ローパスフィルタ３８，４０、アンプ２８は不要となる。
【００３０】
ローパスフィルタ３８は、生成した混合信号のうち、符号化系列信号に応じて設定される周波数をカットオフ周波数として高周波成分の信号成分を除去して、低周波成分の信号を通過させる。演算装置１４は、発振器２０で繰り返し生成する符号化系列信号の生成のタイミングに同期して、上記低周波成分の信号を、符号化系列信号の１周期の時間、積算する。これにより、遅延時間Δにおける相関関数の値を求めることができる。この遅延時間Δが順次変更されることにより、相関関数を求めることができる。
アンプ２８は、低周波成分の信号を増幅する。ローパスフィルタ４０は、増幅によって低周波成分の信号に含まれるノイズ成分を除去する。
ＡＤ変換器４２は、低周波成分の信号をデジタル信号とし、コンピュータである演算装置１４に供給する。
【００３１】
演算装置１４は、条件設定部４４と位置情報算出部４５を有する。コンピュータである演算装置１４は、レーダ本体部１２の各機能の動作の管理と制御を行い、ＡＤ変換器４２から供給された信号を用いて、測定対象物Ｘの位置を算出する。さらに、発振器２０に符号化系列信号の生成を指示するパルス信号を提供し、符号化系列信号の生成のタイミングを遅らせる遅延時間Δの上限を定める。
条件設定部４４および位置情報算出部４５は、演算装置１４であるコンピュータにおいてソフトウェアを実行することで形成されるモジュールにより構成される。
条件設定部４４は、測定対象物Ｘがどこに位置するか、その上限となる（奥行き方向で最も遠い）位置、具体的には、電磁波の出射方向の、レーダ本体部１２から測定対象Ｘまでの奥行き情報の上限値を、図示されないマウスやキーボード等を用いて操作者が指示入力することにより設定する。この設定された奥行き情報の上限値から、上記遅延時間Δの上限値を定める。
具体的には、条件設定部４４において測定対象の奥行き情報の上限値が入力されると、奥行き情報の上限値を、電磁波の伝播速度で除算し２倍することにより、遅延時間Δの上限値が設定される。符号化系列信号のデータ間の時間間隔Δｔは定められているので、遅延時間Δをデータ間の時間間隔Δｔで除算することにより、ビット方向のシフト量、すなわち、データポイント上のシフト量の上限値が定まる。この上限値は、発振器２０に送られ、符合化系列信号を生成するときの、遅延時間Δの制御に用いられる。
【００３２】
位置情報算出部４５は、相関関数の算出結果から測定対象物Ｘの位置情報を求める。
位置情報算出部４５は、発振器２０で生成される符号化系列信号の遅延時間Δが増えるたびに、符号化系列信号の１周期に相当する時間の間、ＡＤ変換器４２を介して供給される信号の値を用いて測定対象物Ｘの位置情報を求める。
【００３３】
図４は、位置情報算出部４５において求められた、遅延時間Δを横軸に採った相関関数の結果の一例を示す図である。この例では、遅延時間Δの上限値、あるいはシフト量の上限値は設定されていないため、符合化系列信号の周期に相当する２０ナノ秒まで、遅延時間Δを伸ばして相関関数は算出される。
図４に示す相関関数は、増幅された符号化系列信号と、増幅された反射信号とをミキシング処理した結果であるので、相関関数の縦軸は反射信号の電圧の単位となっている。ここで、図中のピークＡで、相関関数の値は最大となっている。このピークＡの両側では、受信アンテナ１８ａ等の特性によりオーバーシュートが発生し、波形がボトムを形成している。
図４に示す相関関数の結果において、ピークＡにおける遅延時間をΔ1とすると、遅延時間Δ1に電磁波の伝播速度を乗算した値の半分を、レーダ装置１０から測定対象物Ｘまでの距離を示す位置情報として求める。
【００３４】
位置情報算出部４５は、上述のように、測定対象物Ｘの位置情報を求めることができるが、遅延時間Δのシフト量が、設定されたシフト量の上限値を超えるとき、発振器２０は、符号化系列信号の生成を終了するので、ミキサ３６でのミキシング処理は停止する。このように相関関数の演算を、設定した上限値に応じて終了するのは、所望する距離以遠の信号は不要であり、不必要な信号処理に要する時間を無くするためである。
【００３５】
図５は、ＰＮ符号化系列信号の自己相関関数の演算結果の一例を示す。図４に示す相関関数は、ＰＮ符号化系列信号の電磁波の反射波の信号である反射信号と上記ＰＮ符号化系列信号との相関を示す関数であるので、反射信号は上記ＰＮ符号化系列信号の情報を含んでいる。したがって、図４に示す相関関数は回路の帯域が無限大であれば、図５に示すような自己相関関数になる。すなわち、図５に示す波形は、図４に示す波形の理想的な波形といえる。このとき、ピークＡの値は１（ハイレベルの電圧値）となり、それ以外の位置では、−１／ｎ（ｎは、符号化系列信号の１周期のデータ数）となる。したがって、相関関数のＳＮ比を高くするために、図５に示す理想的な波形からわかるように、相関関数におけるピークＡ以外のノイズ領域では値が−１／ｎであるから、この値が０に近くなる、すなわち近似的に直交性を実現する（略直交する）ことが必要である。このためには、符号化系列信号の１周期のデータ数ｎを大きくする必要がある。しかし、データ数ｎを大きくすることにより、１周期に対応する時間Ｔ（＝ｎ・Δｔ）が増大し、相関関数を０〜Ｔの遅延時間の範囲で算出するには多くの計算時間を要する。このため、上述したように、測定対象物Ｘの測定範囲の上限によって設定されるシフト量の上限値に応じて、相関関数の演算を終了する。しかも、上限値以内のシフト量の範囲の中に、測定対象物Ｘの位置情報を示すピークＡが存在するので、測定対象物Ｘの位置を、相関関数から算出することができる。
このように、位置情報算出部４５は、相関関数のＳＮ比を向上させ、かつ、短い計算時間で、測定対象物Ｘの位置情報を含んだ相関関数を算出することができる。算出された相関関数は、図示されないディスプレイやプリンタに出力される。
【００３６】
以上が、レーダ装置１０の構成の説明である。
このようなレーダ装置１０では、ＰＮ符号化系列信号等の符合化系列信号の電磁波を、ベースバンド伝送方式で、測定対象物Ｘに向けて送信アンテナ部１６から出射させる。
次に、電磁波の照射された測定対象物Ｘからの反射波をアンテナ受信部１８にて受信して反射信号を出力する。
信号処理部１３あるいは演算装置１４では、電磁波の符号化系列信号（第１の符合化系列信号）がビット方向にビット単位で、１ビット以上シフトした信号である符号化系列信号（第２の符合化系列信号）を、１ビットシフトする度に参照信号（ＬＯ）としてミキサ３６にてミキシング処理を行う。これにより、反射信号（ＲＦ）との間でミキシング処理をすることにより、相関関数の値を算出する。この算出した関数に基づいて、測定対象物Ｘの位置情報を求める。ここで用いる符号化系列信号は、信号値、例えば１ビットの信号値が所定長さで符号化された信号であって、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成されている信号である。
【００３７】
符合化系列信号として、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交する信号を用いるので、反射信号との相関関数を求めたとき、相関がない状態では、近似的に値が０になる。このため、測定対象物Ｘの位置情報を示す相関関数のピーク位置が明確に形成される。したがって、測定対象物Ｘの位置情報を精度良く求めることができる。
なお、送信アンテナ１６ａから照射された電磁波の一部は反射することなく、受信アンテナ１８ａで直接受信されるが、この受信による信号を位置情報における基準として、測定対象物Ｘの位置情報を補正して求める。
【００３８】
一方、条件設定部４４では、測定前に、測定対象物Ｘの測定範囲の上限を、操作者の入力指示に応じて設定する。この設定された測定対象物Ｘの測定範囲の上限に応じて、符号化系列信号の遅延時間の上限値あるいはシフト量の上限値を定める。参照信号として用いる符号化系列信号の遅延時間あるいはシフト量が、定めた上限値を超えるとき、相関関数の演算を終了する。このため、上限値よりシフト量の大きな範囲では、相関関数の値は不要な情報になるので、相関関数を算出しない。このため、短時間に測定対象物Ｘの位置情報を求めることができる。
【００３９】
図６（ａ）は、測定対象物Ｘをコンクリート中に埋設された鉄筋とし、ＰＮ符号化系列信号の電磁波を、鉄筋の埋設されたコンクリートに向けて照射したときに得られる相関関数の算出結果である。ＰＮ符号化系列信号におけるΔｔは０．１(ナノ秒)とし、ＰＮ符号化系列信号のデータ数ｎは１０２４とした。図６（ａ）中の横軸は、データポイント上でのシフト量を単位として表している。ここでは、データポイント上のシフト量の上限値を１２８とした。すなわち、図６（ａ）において、データポイント１２８以降の相関関数の値は演算されていない。コンクリートに埋設された鉄筋の位置は概略わかっているので、この概略位置を参考にして、操作者は、コンクリート内の奥行き方向の測定範囲の上限を入力指示することで、シフト量の上限値を定めることができる。また、コンクリート等の物質内部や地中では、電磁波の減衰が大きく、深い地点での反射波は殆ど帰ってこない。コンクリート等の物質内部での測定範囲は数ｃｍ〜数１０ｃｍである。この減衰を考慮して、相関関数における必要な遅延時間の範囲の上限値を定め、この上限値を用いて相関関数の算出を終了することもできる。
【００４０】
図６（ａ）中の相関関数は、アンプの極性により正負が反転している。したがって、図中ボトムを形成する部分がピークとなる。図６（ａ）中、ピークＢは、コンクリート表面で反射した反射波の信号によるものであり、ピークＣは、鉄筋で反射した反射波によるものである。なお、ピークＢ（ボトム部分）の両側に山を形成するのは、帯域が有限であるためリンギングが生じたことによる。このように、複数の反射波を受信しても、相関関数を算出することで、複数の反射を分離、識別することができる。これより、ピークＢと、ピークＣとの間の遅延時間を求め、これに電磁波の伝播速度を乗算することで、測定対象物Ｘである鉄筋のコンクリート表面からの位置（深さ）を求めることができる。このように、測定対象物Ｘは、例えば、コンクリートや地中等の物質内部にあり、測定対象物Ｘの位置情報として、物質表面からの深さを求めることができる。
図６（ｂ）は、図６（ａ）に示す例と同様に、鉄筋の埋設されたコンクリートに対して、１つの送信アンテナ１６ａと１つの受信アンテナ１８ａを用いて得られる相関関数から作られた受信結果の濃淡分布である。図６（ｂ）では、測定に用いるアンテナの位置に対する鉄筋の深さ方向位置は、測定に用いるアンテナが移動することにより、変わる。したがって、図６（ｂ）に示すように、上記横方向位置の変化により、鉄筋の反射により形成されるピークＢの位置を示す部分は双曲線形状をなす。このように、レーダ装置１０は、測定対象物Ｘの位置を求めることもできる。
【００４１】
以上、本発明の位置情報取得装置および位置情報検出方法について詳細に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されず、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々の改良や変更をしてもよいのはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の位置情報取得装置の一実施形態であるレーダ装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】図１に示すレーダ装置で生成されるＰＮ符合化系列信号の一例を示す図である。
【図３】図１に示す発振器の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】図１に示すレーダ装置で得られる相関関数の一例を示す図である。
【図５】ＰＮ符合化系列信号の自己相関関数を示す図である。
【図６】（ａ）及び（ｂ）は、図１に示すレーダ装置で得られる、図４と異なる測定対象物における相関関数の算出結果を示す図である。
【００４３】
１０ レーダ装置
１２ レーダ本体部
１３ 信号処理部
１４ 演算装置
１６ 送信アンテナ部
１８ 受信アンテナ部
２０ 発振器
２２，２４，２６，２８ アンプ
３０，３２ ＲＦスイッチ
３６，４０ ＲＦミキサ
４２ ＡＤ変換器
４４ 条件設定部
４５ 位置情報算出部
４６ ＦＰＧＡ
４８，５０ パラレル・シリアル変換器
５２，５４ 同期信号分割器
５６ クロック信号発生器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求める位置情報検出装置であって、
測定対象物に電磁波を照射するとき、所定の信号の電磁波を、ベースバンド方式により出射する電磁波出射部と、
電磁波の照射された測定対象物からの反射波を受信して反射信号を出力する受信部と、
前記所定の信号として、信号値が符号化された信号であって、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成される一定の信号長さの第１の符号化系列信号を生成する信号生成部と、
前記第１の符号化系列信号がビット方向にビット単位で１ビット以上シフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、前記反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求める信号処理・演算部と、
測定対象物の測定範囲の上限を設定する条件設定部と、を有し、
前記信号処理・演算部は、設定された測定対象物の測定範囲の上限に応じて前記第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、前記第２の符号化系列信号のシフト量が、前記上限値を超えるとき、前記相関関数の演算を終了することを特徴とする位置情報検出装置。
【請求項２】
前記信号生成部は、前記第１の符号化系列信号を繰り返し生成し、前記電磁波出射部は、繰り返し生成された前記第１の符合化系列信号の電磁波を照射する請求項１に記載の位置情報検出装置。
【請求項３】
前記信号処理・演算部は、前記相関関数の波形がピークを形成するとき、このピークにおける前記第２の符号化系列信号のシフト量の情報と、前記第２の符号化系列信号のデータ間の時間間隔とを用いて測定対象物の位置を求める請求項１または２のいずれか１項に記載の位置情報検出装置。
【請求項４】
前記第１の符合化系列信号は、ＰＮ符号を用いた信号である請求項１〜３のいずれか１項に記載の位置情報検出装置。
【請求項５】
前記測定対象物は、物質内部にあり、
前記位置情報は、前記測定対象物の物質表面からの深さである請求項１〜４のいずれか１項に記載の位置情報検出装置。
【請求項６】
測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求める位置情報検出方法であって、
測定対象物に電磁波を照射するとき、信号値が所定長さで符号化された第１の符号化系列信号の電磁波を、ベースバンド方式により測定対象物に向けて出射させるステップと、
電磁波の照射された測定対象物からの反射波を受信して反射信号を出力するステップと、
前記第１の符号化系列信号がビット方向にビット単位で１ビット以上シフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、前記反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求めるステップと、
測定対象物の測定範囲の上限を、操作者の入力指示に応じて設定するステップと、を有し、
前記第１の符号化系列信号は、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成され、
前記位置情報を求めるステップでは、設定された測定対象物の測定範囲の上限に応じて前記第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、前記第２の符号化系列信号のシフト量が、前記上限値を超えるとき、前記相関関数の演算を終了することを特徴とする位置情報検出方法。
【請求項１】
測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求める位置情報検出装置であって、
測定対象物に電磁波を照射するとき、所定の信号の電磁波を、ベースバンド方式により出射する電磁波出射部と、
電磁波の照射された測定対象物からの反射波を受信して反射信号を出力する受信部と、
前記所定の信号として、信号値が符号化された信号であって、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成される一定の信号長さの第１の符号化系列信号を生成する信号生成部と、
前記第１の符号化系列信号がビット方向にビット単位で１ビット以上シフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、前記反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求める信号処理・演算部と、
測定対象物の測定範囲の上限を設定する条件設定部と、を有し、
前記信号処理・演算部は、設定された測定対象物の測定範囲の上限に応じて前記第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、前記第２の符号化系列信号のシフト量が、前記上限値を超えるとき、前記相関関数の演算を終了することを特徴とする位置情報検出装置。
【請求項２】
前記信号生成部は、前記第１の符号化系列信号を繰り返し生成し、前記電磁波出射部は、繰り返し生成された前記第１の符合化系列信号の電磁波を照射する請求項１に記載の位置情報検出装置。
【請求項３】
前記信号処理・演算部は、前記相関関数の波形がピークを形成するとき、このピークにおける前記第２の符号化系列信号のシフト量の情報と、前記第２の符号化系列信号のデータ間の時間間隔とを用いて測定対象物の位置を求める請求項１または２のいずれか１項に記載の位置情報検出装置。
【請求項４】
前記第１の符合化系列信号は、ＰＮ符号を用いた信号である請求項１〜３のいずれか１項に記載の位置情報検出装置。
【請求項５】
前記測定対象物は、物質内部にあり、
前記位置情報は、前記測定対象物の物質表面からの深さである請求項１〜４のいずれか１項に記載の位置情報検出装置。
【請求項６】
測定対象物に電磁波を照射することにより測定対象物からの反射波を受信して信号処理を行い、測定対象物の位置情報を求める位置情報検出方法であって、
測定対象物に電磁波を照射するとき、信号値が所定長さで符号化された第１の符号化系列信号の電磁波を、ベースバンド方式により測定対象物に向けて出射させるステップと、
電磁波の照射された測定対象物からの反射波を受信して反射信号を出力するステップと、
前記第１の符号化系列信号がビット方向にビット単位で１ビット以上シフトした信号である第２の符号化系列信号を１ビットずつシフトすることにより、前記反射信号との間で相関関数の値を算出し、この算出結果に基づいて、測定対象物の位置情報を求めるステップと、
測定対象物の測定範囲の上限を、操作者の入力指示に応じて設定するステップと、を有し、
前記第１の符号化系列信号は、ビット方向にビット単位でシフトすることにより、シフト前の信号とシフト後の信号とが互いに略直交するように構成され、
前記位置情報を求めるステップでは、設定された測定対象物の測定範囲の上限に応じて前記第２の符号化系列信号のシフト量の上限値を定め、前記第２の符号化系列信号のシフト量が、前記上限値を超えるとき、前記相関関数の演算を終了することを特徴とする位置情報検出方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１０−７１８６１（Ｐ２０１０−７１８６１Ａ）
【公開日】平成２２年４月２日（２０１０．４．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２４０９５２（Ｐ２００８−２４０９５２）
【出願日】平成２０年９月１９日（２００８．９．１９）
【出願人】（０００００５９０２）三井造船株式会社 (1,723)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年４月２日（２０１０．４．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年９月１９日（２００８．９．１９）
【出願人】（０００００５９０２）三井造船株式会社 (1,723)
【Ｆターム（参考）】
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