光変調装置および光送信器、並びに、光変調装置の制御方法
【課題】多重変調方式の光変調装置について、前後に接続された各光変調器の駆動に用いられる信号間の位相ずれをその方向も含めて、伝送特性に影響を及ぼすことなくモニタして制御する技術を提供する。
【解決手段】光変調装置は、第１および第２の光変調部より多重変調された信号光の一部をモニタ光とし、該モニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低周波側の周波数成分と高周波側の周波数成分とを抽出し、各々の周波数成分のパワーをモニタする。そして、各周波数成分のパワーの差分値を求め、該差分値に基づいて各光変調部の駆動に用いる信号間の相対的な位相の関係を制御する。
【解決手段】光変調装置は、第１および第２の光変調部より多重変調された信号光の一部をモニタ光とし、該モニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低周波側の周波数成分と高周波側の周波数成分とを抽出し、各々の周波数成分のパワーをモニタする。そして、各周波数成分のパワーの差分値を求め、該差分値に基づいて各光変調部の駆動に用いる信号間の相対的な位相の関係を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多重変調方式の信号光を生成する光変調装置および光送信器、並びに、光変調装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、波長分割多重（ＷＤＭ：Wavelength Division Multiplexing）技術の導入により、長距離光伝送網においてはテラビット級の大容量伝送が実現されている。ＷＤＭ方式における１波長当たりの伝送速度は、現状では１０ギガビット毎秒（Ｇｂｐｓ）が中心となっているが、今後の更なる大容量化の実現に向けて、４０Ｇｂｐｓ以上の高速伝送技術の導入が強く求められている。４０Ｇｂｐｓの伝送では、信号光の変調方式として、光雑音耐力の向上や伝送路における非線形効果の抑圧が可能であるなどの理由により、非強度変調と強度変調を組み合わせた多重変調方式が注目されており、特に、ＲＺ−ＤＰＳＫ（Return-to-Zero Differential Phase Shift Keying）方式やＲＺ−ＤＱＰＳＫ（Return-to-Zero Differential Quadrature Phase Shift Keying）方式などのＲＺパルス化された位相変調方式が有力視されている。（例えば、非特許文献１，２参照）
【０００３】
図１は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式における一般的な光送信器の構成例を示すブロック図である。図１において、光送信器は、光源（ＬＤ）１００と、該光源１００の出力光をＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式に従って変調する光変調装置２００と、を備える。また、光変調装置２００は、前後に接続されたＤＱＰＳＫ変調器２１０およびＲＺ変調器２２０と、駆動部２３０と、を備える。
【０００４】
光源１００は、連続（ＣＷ：Continuous Wave）光を発生し、該ＣＷ光を光変調装置２００のＤＱＰＳＫ変調器２１０に出力する。ＤＱＰＳＫ変調器２１０は、マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ：Mach-Zender Interferometer）を用いた２つの位相変調部２１１，２１２および位相シフト部２１３を有し、光源１００からのＣＷ光を２分岐してＩアームおよびＱアームに送る。Ｉアーム上には一方の位相変調部２１１が配置され、Ｑアーム上には他方の位相変調部２１２および位相シフト部２１３が配置されている。
【０００５】
各位相変調部２１１，２１２は、駆動部２３０から出力されるデータ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に対応した各駆動信号が、各々のＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、ＩアームおよびＱアームをそれぞれ伝搬するＣＷ光に対して、２値の位相変調を行う。位相シフト部２１３は、Ｑアーム側の位相変調部２１２で位相変調された光の位相をπ／２だけシフトさせる。この位相シフト部２１３の出力光が、Ｉアーム側の位相変調部２１１の出力光と合波されることで、４値の位相変調光（ＤＱＰＳＫ信号光）が生成される。
【０００６】
ＲＺ変調器２２０は、ＭＺＩを用いた強度変調器であり、駆動部２３０から出力されるクロック信号ＣＬＫに対応した駆動信号が、ＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、ＤＱＰＳＫ変調器２１０から出力されるＤＱＰＳＫ信号光をパルス化する。これにより、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が光変調装置２００から出力される。
【０００７】
駆動部２３０は、信号発生器（ＳＥＲ）２３１と、ＤＱＰＳＫ変調器２１０の位相変調部２１１，２１２に対応したドライバ回路（ＤＲＶ）２３２，２３３と、位相シフタ２３４と、ＲＺ変調器２２０に対応したドライバ回路（ＤＲＶ）２３５と、を有する。信号発生器２３１は、外部から与えられるデータ信号ＤＡＴに対して、ＤＱＰＳＫ方式に対応した所要の信号処理を実行し、１組のデータ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２および該データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に同期したクロック信号ＣＬＫを生成する。各ドライバ回路２３２，２３３は、信号発生器２３１から出力される各データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に従って、ＤＱＰＳＫ変調器２１０の各位相変調部２１１，２１２を駆動するための駆動信号をそれぞれ生成する。位相シフタ２３４は、信号発生器２３１から出力されるクロック信号ＣＬＫの位相をシフトさせることで、データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２およびクロック信号ＣＬＫ間の相対的な遅延量を調整する。ドライバ回路２３５は、位相シフタ２３４を通過したクロック信号ＣＬＫに従って、ＲＺ変調器２２０を駆動するための駆動信号を生成する。
【０００８】
図２は、上記のような一般的な光送信器において、ＤＱＰＳＫ変調器２１０から出力されるＤＱＰＳＫ信号光、および、ＲＺ変調器２２０から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の各アイパターン（eye pattern）波形を例示した図である。図２において、ＤＱＰＳＫ信号光の波形（上段）には、位相の切り替え時に、データ信号の立ち上がり時間および立下り時間（Ｔｒ／Ｔｆ）に応じた出力光強度の変化が見られる。しかし、このＤＱＰＳＫ信号光の強度変化成分（以下、「Ｔｒ／Ｔｆ成分」とする）は、ＲＺ変調器２２０によるパルス化により削られるため、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の波形（下段）は、Ｔｒ／Ｔｆ成分を含まないパルス列となる。
【０００９】
ところで、上記のようなＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式などの多重変調方式に対応した光変調装置は、上記図１に示したように非強度変調器（ＤＱＰＳＫ位相変調器）と強度変調器（ＲＺ変調器）とを前後に接続した構成であるため、各変調器の駆動に用いられる信号（データ信号およびクロック信号）の遅延量の温度変動により、当該光変調装置から出力される信号光の伝送特性が劣化してしまうという問題がある。この問題について具体例を挙げて詳しく説明する。
【００１０】
図３は、４４．６ＧｂｐｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を生成する光変調装置（図１参照）について、ＤＱＰＳＫ変調器の駆動に用いられるデータ信号の位相に対し、ＲＺ変調器の駆動に用いられるクロック信号の位相が最適状態から１０ｐｓずれた場合に、該光変調装置から出力される信号光の波形（アイパターン）を例示した図である。また、図４は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の伝送時における、データ信号およびクロック信号の位相ずれに対するＯＳＮＲ耐力の劣化をシミュレーションした結果である。なお、ＯＳＮＲ耐力の劣化は、データ信号およびクロック信号間の位相ずれが０ｐｓの場合を基準としたＯＳＮＲペナルティを用いて評価している。
【００１１】
図３より、データ信号およびクロック信号間の位相にずれが発生すると、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の波形歪みが顕著になる様子が分かる。このようなＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の伝送特性は、送信端の光変調装置でのデータ信号およびクロック信号間の位相ずれが増大することで指数関数的に劣化することが、図４のシミュレーション結果より分かる。このため、光変調装置の実際の運用においては、データ信号およびクロック信号間の位相差をモニタし、該位相差が出来る限り小さくなるように、データ信号およびクロック信号の相対的な位相の関係を常時制御する必要がある。
【００１２】
従来の光変調装置におけるデータ信号およびクロック信号間の位相差をモニタして制御する技術として、例えば特許文献１には、光変調装置から出力される信号光の一部を分岐し、該分岐光を光検出器で光電変換した電気信号のうちの特定の周波数成分、特に低周波数成分のパワー（電力）をモニタして、該モニタパワーが最小になるようにデータ信号およびクロック信号間の位相差をフィードバック制御する方式（以下、従来方式１と呼ぶ）が開示されている。
【００１３】
また、例えば特許文献２には、強度変調器を駆動するクロック信号の位相を特定の周波数ｆ０で変動（ディザリング）させておき、光変調装置から出力される信号光の一部を分岐して光電変換した電気信号の周波数ｆ０に同期した強度変動成分をモニタし、該モニタした周波数ｆ０成分が最小になるようにデータ信号およびクロック信号間の位相差をフィードバック制御する方式（以下、従来方式２と呼ぶ）が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００７−３２９８８６号公報
【特許文献２】特開２００８−１７２７１４号公報
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】A. H. Gnauck, et al., "2.5 Tb/s (64 × 42.7 Gb/s) transmission over 40 × 100 km NZDSF using RZ-DPSK format and all-Raman-amplified spans", Optical Fiber Communication Conference (OFC) 2002, Post-Deadline Paper FC2
【非特許文献２】C. Wree, et al., "RZ-DQPSK format with high spectral efficiency and high robustness towards fiber nonlinearities", 28th European Conference on Optical Communication (ECEC) 2002, Paper 9.6.6
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、上記従来方式１については、モニタされたパワー成分によってデータ信号およびクロック信号間の位相差の絶対値（位相ずれの大きさ）は判定可能であるが、データ信号に対してクロック信号の位相が進む方向にずれているのか、遅れる方向にずれているのかが分からないという課題がある。このため、従来方式１を採用した光変調装置では、結局のところ何らかの方法でクロック信号（またはデータ信号）の位相を変動させながらモニタパワーの変化を見ることで、位相ずれの方向を検出しなくてはならない。
【００１７】
また、上記従来方式１では、データ信号およびクロック信号間の位相のずれと、他の制御パラメータのずれとの区別が付かないという問題もある。例えば、上述の図１に示した光変調装置２００に従来方式１を採用した場合を想定すると、上記他の制御パラメータの一つとして、ＤＱＰＳＫ変調器２１０におけるＩアームおよびＱアーム間の光位相の差（理想的にはπ／２）が該当する。図５は、上記想定におけるデータ信号およびクロック信号間の位相ずれと、従来方式１によるモニタパワーとの関係を計算した結果である。また、図６は、上記想定におけるＩアームおよびＱアーム間の光位相の差と、従来方式１によるモニタパワーとの関係を計算した結果である。図５および図６から明らかなように、データ信号およびクロック信号間の位相の関係が最適状態からずれた場合も、ＩアームおよびＱアーム間の光位相の差が９０°の最適状態からずれた場合も、どちらも最適状態をボトムとしてモニタパワーが増加するため、従来方式１のモニタ方法では両者の区別がつかない。
【００１８】
上記従来方式２については、ディザリングによりクロック信号の位相が常に変化することに起因して、光変調装置から出力される信号光の伝送特性劣化が避けられないという問題がある。つまり、従来方式２では、クロック信号の位相を最適値に留めておくことが原理的に不可能であり、ディザリングを与えることによる伝送上のペナルティを予め見込んでおかなくてはならない。光伝送システムの設計では、システム全体で発生する信号光の伝送特性劣化を考慮すると、送信端に起因する伝送ペナルティは極僅かしか許容されないため、従来方式２を採用して光変調装置を実際に設計することが困難になる可能性がある。
【００１９】
また、上述の図１に示したようなＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式に対応した光変調装置では、構成の複雑化に伴って調整を要する箇所も多くなる。このような光変調装置に従来方式２を適用した場合、ディザリングによる制御が必要なパラメータが、データ信号およびクロック信号間の位相差の他にも複数存在するようになることが想定される。この場合、全てのパラメータをディザリングで制御することが前述のペナルティの観点から不可能、或いは、可能であっても非常に複雑な構成および制御アルゴリズムが必要になるという問題もある。
【００２０】
本発明は上記の点に着目してなされたもので、多重変調方式の信号光を生成する光変調装置について、前後に接続された各光変調器の駆動に用いられる信号間の位相ずれをその方向も含めて、伝送特性に影響を及ぼすことなくモニタして制御する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記の目的を達成するため、本発明は入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置を提供する。この光変調装置の一態様は、前後に接続された第１および第２の光変調部と、前記第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐する分岐部と、前記分岐部で分岐されたモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出する抽出部と、前記抽出部で抽出された低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタする光検出部と、前記光検出部でモニタされた各周波数成分のパワーの差分値を求め、該差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する制御部と、を備える。
【発明の効果】
【００２２】
上記光変調装置によれば、第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光とし、該モニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低周波側の周波数成分のパワーと高周波側の周波数成分のパワーとの差分値を求めることにより、各光変調部の駆動に用いられる第１および第２の信号の間の位相ずれをその方向も含めて、他の制御パラメータとは独立に検出することができるようになる。よって、上記差分値に基づいて第１および第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御することで、ディザリングを行うことなく位相ずれを補償することができ、高品位な多重変調信号光を簡略な制御アルゴリズムで生成することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】一般的なＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式の光送信器の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１のＤＱＰＳＫ変調器およびＲＺ変調器から出力される信号光の波形を例示した図である。
【図３】図１の光変調装置においてデータ信号およびクロック信号間に位相ずれが生じた場合に生成される信号光の波形を例示した図である。
【図４】ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の伝送時における、データ信号およびクロック信号の位相ずれに対するＯＳＮＲ耐力の劣化をシミュレーションした結果を示す図である。
【図５】データ信号およびクロック信号間の位相ずれと、従来方式１によるモニタパワーとの関係を計算した結果を示す図である。
【図６】ＩアームおよびＱアーム間の光位相の差と、従来方式１によるモニタパワーとの関係を計算した結果を示す図である。
【図７】本発明の一実施形態による光変調装置を適用した光送信器の構成を示すブロック図である。
【図８】上記実施形態におけるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルと各光フィルタの透過特性の一例を示す図である。
【図９】上記実施形態において周期フィルタを適用した場合の信号光の中心周波数と各光フィルタの透過特性を模式的に示した図である。
【図１０】上記実施形態において光変調装置から出力される信号光のスペクトル形状の変化をシミュレーションした結果を示す図である。
【図１１】図１０のスペクトルにおいて各光検出器でモニタされるサイドローブ成分のパワーを計算した結果を示す図である。
【図１２】低周波側および高周波側の各サイドローブ成分のモニタパワーに差異が生じる原因を説明する図である。
【図１３】上記実施形態における減算回路の出力値とデータ信号およびクロック信号間の位相ずれとの関係を示す図である。
【図１４】ＩアームおよびＱアーム間の光位相の差を最適値からずらした場合のＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状を示す図である。
【図１５】図９に関連した各光フィルタの他の透過特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図７は、本発明の一実施形態による光変調装置を適用した光送信器の構成を示すブロック図である。
図７において、光送信器は、例えば、光源（ＬＤ）１と、該光源１の出力光をＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式に従って変調する光変調装置２と、を備える。この光変調装置２は、前後に接続された第１および第２の光変調部としてのＤＱＰＳＫ変調器２１およびＲＺ変調器２２と、該ＤＱＰＳＫ変調器２１およびＲＺ変調器２２を駆動する駆動部２３と、データ信号およびクロック信号間の位相差をモニタして制御するモニタ制御部２４と、を具備する。
【００２５】
光源１は、ＣＷ光を発生して光変調装置２のＤＱＰＳＫ変調器２１に出力する。この光源１は、好ましくは発振周波数が可変であり、例えばＩＴＵ−Ｔ（International Telecommunication Union-Telecommunication sector ）等の規格に従う周波数グリットに対応させてＣＷ光の中心周波数が設定される。なお、光源１の発振周波数は固定であってもよい。
【００２６】
光変調装置２のＤＱＰＳＫ変調器２１は、例えば、マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）を用いた２つの位相変調部２１Ａ，２１Ｂおよび位相シフト部２１Ｃを有し、光源１からのＣＷ光を２分岐してＩアームおよびＱアームに送る。Ｉアーム上には一方の位相変調部２１Ａが配置され、Ｑアーム上には他方の位相変調部２１Ｂおよび位相シフト部２１Ｃが配置される。
【００２７】
位相変調部２１Ａは、駆動部２３の後述するドライバ回路２３Ｂから出力される、データ信号ＤＡＴ１に対応した駆動信号が、ＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、Ｉアームを伝搬するＣＷ光に対して２値の位相変調を行う。また、位相変調部２１Ｂは、駆動部２３の後述するドライバ回路２３Ｃから出力される、データ信号ＤＡＴ２に対応した駆動信号が、ＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、Ｑアームを伝搬するＣＷ光に対して２値の位相変調を行う。
【００２８】
位相シフト部２１Ｃは、Ｑアーム側の位相変調部２１Ｂで位相変調された光の位相をπ／２だけシフトさせる。この位相シフト部２１Ｃの出力光が、Ｉアーム側の位相変調部２１Ａの出力光と合波されることで、４値の位相変調光（ＤＱＰＳＫ信号光）が生成される。なお、ここでは位相シフト部２１ＣがＱアーム側に配置される構成例を示したが、Ｉアーム側に位相シフト部２１Ｃを配置することも可能である。また、光の位相を＋π／４だけシフトさせる位相シフト部を一方のアーム上に配置し、光の位相を−π／４だけシフトさせる位相シフト部を他方のアーム上に配置してもよい。
【００２９】
ＲＺ変調器２２は、ＭＺＩを用いた強度変調器であり、駆動部２３の後述するドライバ回路２３Ｅから出力される、クロック信号ＣＬＫに対応した駆動信号が、ＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、ＤＱＰＳＫ変調器２１から出力されるＤＱＰＳＫ信号光をパルス化する。これにより、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が光変調装置２から出力される。なお、ここではＤＱＰＳＫ変調器２１の後段にＲＺ変調器２２が接続される一例を示したが、ＤＱＰＳＫ変調器２１およびＲＺ変調器２２の接続順は任意であり、ＲＺ変調器２２をＤＱＰＳＫ変調器２１の前段に接続することも可能である。
【００３０】
駆動部２３は、例えば、信号発生器（ＳＥＲ）２３Ａと、ＤＱＰＳＫ変調器２１の位相変調部２１Ａ，２１Ｂに対応したドライバ回路（ＤＲＶ）２３Ｂ，２３Ｃと、位相シフタ２３Ｄと、ＲＺ変調器２２に対応したドライバ回路（ＤＲＶ）２３Ｅと、を有する。
【００３１】
信号発生器２３Ａは、外部から与えられるデータ信号ＤＡＴに対して、ＤＱＰＳＫ方式に対応した所要の信号処理を実行し、１組のデータ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２および該データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に同期したクロック信号ＣＬＫを生成する。ＤＱＰＳＫ方式ではボーレートがビットレートの１／２となるため、例えば、４０Ｇｂｐｓのデータ信号ＤＡＴが信号発生器２３１に入力される場合、該信号発生器２３Ａから出力される、データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２およびクロック信号ＣＬＫの周波数は２０ＧＨｚとなる。ただし、キャリア抑圧ＲＺ（ＣＳＲＺ：Carrier Suppressed Return to Zero）−ＤＱＰＳＫ方式が適用される場合には、クロック信号ＣＬＫの周波数は１０ＧＨｚとなる。
【００３２】
ドライバ回路２３Ｂは、信号発生器２３Ａから出力される各データ信号ＤＡＴ１に従って、ＤＱＰＳＫ変調器２１の位相変調部２１Ａを駆動するための駆動信号を生成する。また、ドライバ回路２３Ｃは、信号発生器２３Ａから出力される各データ信号ＤＡＴ２に従って、ＤＱＰＳＫ変調器２１の位相変調部２１Ｂを駆動するための駆動信号を生成する。
【００３３】
位相シフタ２３Ｄは、信号発生器２３Ａから出力されるクロック信号ＣＬＫの位相をシフトさせることで、データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２およびクロック信号ＣＬＫ間の相対的な位相の関係を調整する。この位相シフタ２３Ｄにおける位相シフト量は、モニタ制御部２４から出力される制御信号に従って制御される。上記位相シフタ２３Ｄを通過したクロック信号ＣＬＫに従って、ドライバ回路２３Ｅは、ＲＺ変調器２２を駆動するための駆動信号を生成する。
【００３４】
モニタ制御部２４は、例えば、分岐部としての光カプラ２４Ａと、抽出部としての光カプラ２４Ｂおよび２つの光フィルタ（ＦＩＬ）２４Ｃ，２４Ｄと、光検出部としての２つの光検出器（ＰＤ）２４Ｅ，２４Ｆと、制御部としての減算回路２４Ｇおよび制御回路（ＣＯＮＴ）２４Ｈと、を有する。
【００３５】
光カプラ２４Ａは、ＲＺ変調器２２から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の一部をモニタ光として分岐し、該モニタ光を光カプラ２４Ｂに出力する。この光カプラ２４Ａにおけるモニタ光の分岐比は、各光検出器２４Ｅ，２４Ｆの受光感度に応じて適宜に設定することが可能である。
【００３６】
光カプラ２４Ｂは、光カプラ２４Ａで分岐されたモニタ光を、更に２つに分岐して、一方のモニタ光を光フィルタ２４Ｃに出力し、他方のモニタ光を光フィルタ２４Ｄに出力する。この光カプラ２４Ｂの分岐比は、１：１とするのが望ましい。分岐比が１：１からずれた光カプラ２４Ｂを用いる場合には、減算回路２４Ｇ若しくは制御回路２４Ｈにおいて、光カプラ２４Ｂの分岐比のずれに対応したモニタ値の補正を行うようにする。
【００３７】
光フィルタ２４Ｃは、ＲＺ変調器２２から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数に対して、予め設定した周波数−Δだけ離れた位置に透過帯の中心周波数を有し、光カプラ２４Ｂで分岐された一方のモニタ光のスペクトルのうちの、低周波側のサイドローブ成分を抽出して光検出器２４Ｅに出力する。一方、光フィルタ２４Ｄは、上記ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数に対して、予め設定した周波数＋Δだけ離れた位置に透過帯の中心周波数を有し、光カプラ２４Ｂで分岐された他方のモニタ光のスペクトルのうちの、高周波側のサイドローブ成分を抽出して光検出器２４Ｅに出力する。
【００３８】
図８は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルと各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過特性の一例を示す図である。図８のように、２つの光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの周波数に対する透過特性は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数をｆｃとした場合、光フィルタ２４Ｃの透過帯の中心周波数がｆｃ−Δとなり、光フィルタ２４Ｄの透過帯の中心周波数がｆｃ＋Δとなるように設定されている。なお、図中の斜線部分は、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの３ｄＢ帯域幅を表している。上記周波数−Δおよび＋Δの絶対値｜Δ｜、すなわち、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃに対する、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過帯の中心周波数の離間量は、後述するようにＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のサイドローブの発生状態を考慮して、クロック信号ＣＬＫの周波数以上に設定するのが好ましい。
【００３９】
上記ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃは、前述したＩＴＵ−Ｔ等の周波数グリッド上の任意の周波数に設定される、つまり、所要の周波数間隔で配置された複数の中心周波数の候補のうちのいずれか１つが、光源１の発振周波数に応じて設定されることになる。このようなＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃの設定に対応するためには、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄとして、上記周波数グリッドの間隔に対応したフリースペクトラムレンジ（ＦＳＲ：Free Spectrum Range）を有する周期フィルタを適用するのが望ましい。
【００４０】
図９は、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄに周期フィルタを適用した場合における、信号光の中心周波数と各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの周期的な透過特性を模式的に示した図である。図９のように、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過特性は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃが配置される周波数グリッド（破線）の間隔に略等しい周期で透過帯が繰り返し出現する周期性を有する。つまり、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄは、周波数グリッドの間隔に略等しいＦＳＲを持つ。また、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの周期的な透過特性は、周波数グリッドに対して、光フィルタ２４Ｃの各透過帯が低周波側にΔだけシフトし、光フィルタ２４Ｄの各透過帯が高周波側にΔだけシフトするように設計される。これにより、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃが周波数グリッド上のいずれのチャネルに設定されても、該ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の低周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｃにより抽出され、高周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｄにより抽出されるようになる。上記のような周期性を有する光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの具体例としては、エタロン（etalon）またはファイバブラッググレーティング（ＦＢＧ：Fiber Bragg Grating）などを用いた周期フィルタが、サイズや特性等の観点より好適である。
【００４１】
光検出器２４Ｅは、光フィルタ２４Ｃを透過した低周波側のサイドローブ成分を受光して当該パワーをモニタし、そのモニタパワーに応じてレベルが変化する電気信号を減算回路２４Ｇに出力する。また、光検出器２４Ｆは、光フィルタ２４Ｄを透過した高周波側のサイドローブ成分を受光して当該パワーをモニタし、そのモニタパワーに応じてレベルが変化する電気信号を減算回路２４Ｇに出力する。
【００４２】
減算回路２４Ｇは、一方の入力端子に与えられる光検出器２４Ｅの出力信号レベルと、他方の入力端子に与えられる光検出器２４Ｆの出力信号レベルとの差分値を求め、該差分値を示す信号を制御回路２４Ｈに出力する。
【００４３】
制御回路２４Ｈは、減算回路２４Ｇの出力信号により示される差分値が零になるように、駆動部２３の位相シフタ２３Ｄにおける位相シフト量をフィードバック制御する。これにより、データ信号ＤＡＴ１、ＤＡＴ２およびクロック信号ＣＬＫ間の位相ずれが補償される。
【００４４】
次に、上記光変調装置２の動作について説明する。
上記のような構成の光変調装置２では、上述の図１に示した一般的な光変調器２００の場合と同様にして、光源１からのＣＷ光が、データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に従って駆動されるＤＱＰＳＫ変調器２１によりＤＱＰＳＫ変調された後に、クロック信号ＣＬＫに従って駆動されるＲＺ変調器２２によりパルス化されることで、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が生成される。
【００４５】
このＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光は、モニタ制御部２４の光カプラ２４Ａに与えられ、その一部がモニタ光として分岐される。光カプラ２４Ａで分岐されたモニタ光は、更に光カプラ２４Ｂで２分岐されて光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄに与えられる。そして、一方の光フィルタ２４Ｃでは、モニタ光の低周波側のサイドローブ成分が抽出され、該サイドローブ成分のパワーが光検出器２４Ｅでモニタされる。また、他方の光フィルタ２４Ｄでは、モニタ光の高周波側のサイドローブ成分が抽出され、該サイドローブ成分のパワーが光検出器２４Ｆでモニタされる。
【００４６】
ここで、各光検出器２４Ｅ，２４Ｆによってそれぞれモニタされるサイドローブ成分のパワーについて具体例を挙げて詳しく説明する。
図１０は、４４．６ＧｂｐｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が光変調装置２で生成される場合において、データ信号およびクロック信号間の位相差を０ｐｓ，５ｐｓおよび１０ｐｓと変化させたときに、光変調装置２から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状の変化をシミュレーションした結果である。図１０のシミュレーション結果より、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値（０ｐｓ）からずれる程、低周波側および高周波側の各サイドローブのレベルが高くなることが分かる。
【００４７】
このサイドローブのレベル上昇は、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値にある場合、上述の図２下段に示したようにＤＱＰＳＫ信号光のＴｒ／Ｔｆ成分がＲＺ変調によって切り取られるのに対して、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値からずれると、上述の図３に示したようにＤＱＰＳＫ信号光のＴｒ／Ｔｆ成分がＲＺパルス化後の信号光に現れることに起因する。つまり、ＤＱＰＳＫ信号光のＴｒ／Ｔｆ成分は、ＲＺパルス化におけるクロック周波数に対して、相対的に速い成分であるため、結果としてスペクトルが広がる（サイドローブが大きくなる）ことになる。
【００４８】
図１１は、上記図１０で示したＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルにおいて、データ信号およびクロック信号間の位相差を変化させながら、信号光の中心周波数から−１００ＧＨｚおよび＋１００ＧＨｚだけ離れた周波数領域を光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄで抽出した場合に、各光検出器２４Ｅ，２４Ｆでモニタされるサイドローブ成分のパワーを計算した結果である。図１１の横軸はデータ信号およびクロック信号間の位相ずれ、縦軸はサイドローブ成分のモニタパワーを表す。なお、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄは、１次のガウス型光バンドパスフィルタとし、３ｄＢ帯域幅を５０ＧＨｚとしている（図８参照）。
【００４９】
図１１の計算結果より、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値にある場合、低周波側のサイドローブ成分のモニタパワー（例えば、図中の黒丸）および高周波側のサイドローブ成分のモニタパワー（例えば、図中の白丸）の双方が最小になることが分かる。また、データ信号およびクロック信号間の位相ずれが大きくなると、低周波側および高周波側の各サイドローブ成分のモニタパワーが増加することが分かる。さらに、低周波側のサイドローブ成分のモニタパワーと、高周波側のサイドローブ成分のモニタパワーとでは、データ信号およびクロック信号間の位相ずれの方向に依存した差異が生じていることも分かる。この差異は、図１２に例示するようなＲＺ変調器２２によるパルス化の際に生じるチャープ（周波数変動）の影響に起因する。すなわち、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値にある場合、パルス化の際に生じる正および負のチャープが相殺されるため、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルが左右対称な形状になる。一方、データ信号およびクロック信号間に位相ずれが生じている場合には、位相ずれの方向に依存してＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が正または負のチャープの影響を受けることになり、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルが左右非対称となってモニタパワーに差異が生じる。
【００５０】
図１３は、上記図１１の計算結果をより分かり易くするために、低周波側のサイドローブ成分のモニタパワーと高周波側のサイドローブ成分のモニタパワーとの差分値、つまり、減算回路２４Ｇの出力信号によって示される差分値を、データ信号およびクロック信号間の位相のずれ量に対応させてプロットした一例である。図１３より、減算回路２４Ｇの出力値は、その符号（＋または−）が位相ずれの方向によって変化することが分かる。したがって、上述した従来方式２のようにクロック信号をディザリングすることなく、減算回路２４Ｇの出力値の符号により、データ信号およびクロック信号間の位相ずれの方向を判定することができる。また、減算回路２４Ｇの出力値は、データ信号およびクロック信号間の位相差が０ｐｓの状態を境界として急峻に変化するので、この減算回路２４Ｇの出力値が零になるように、データ信号およびクロック信号間の相対的な位相の関係（ここでは、位相シフタ２３Ｄにおける位相シフト量）をフィードバック制御することにより、高精度な位相制御が可能である。
【００５１】
なお、上記図１０に示したＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状（サイドローブの発生状態）は、ＤＱＰＳＫ変調器２１の駆動信号のＴｒ／Ｔｆ等に依存して変化する。このため、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数（光源１の発振周波数）に対する各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過帯の中心周波数の離間量｜Δ｜は、光源１および光変調装置２を含む光送信器全体の特性に応じて、低周波側および高周波側の各サイドローブ成分のモニタ感度が最も良くなるように設定すればよい。具体的には、先に図１０を参照して説明したように、ＲＺ変調器２２におけるクロック周波数よりも速いＴｒ／Ｔｆ成分が、光変調装置２の出力に現れることによるスペクトルの広がりに着目して、低周波側および高周波側の各サイドローブ成分をモニタしていることを考慮すると、離間量｜Δ｜はクロック信号ＣＬＫの周波数以上に設定することが望ましい。
【００５２】
また、上記図１２で示したＲＺ変調器２２によって発生するチャープの大きさや符号は、ＲＺ変調器２２の消光比、具体的にはマッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）における入力側の光分岐比および出力側の光結合比に依存する。このため、データ信号およびクロック信号間の位相ずれの方向と、減算回路２４Ｇの出力値の符号との関係は、上記図１３に示した例の通りとは限らない。この関係は、光変調装置２に実際に適用されるＲＺ変調器２２の消光比（ＭＺＩの構造）と減算回路２４Ｇの回路構成とが定まることにより一意に決まる。
【００５３】
上述したように光変調装置２によれば、データ信号およびクロック信号間に位相ずれが生じた場合に該位相ずれを補償するための位相調整が自動的に行われるようになるため、ディザリングによる伝送特性の劣化を回避して、常に高品位なＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を生成することが可能である。また、光変調装置２が採用するデータ信号およびクロック信号間の位相ずれのモニタ技術は、上述した従来方式１の場合のように光変調装置の他の制御パラメータのずれとの区別がつかなくなるようなことも無い。
【００５４】
図１４は、光変調装置の他の制御パラメータの一例として、ＤＱＰＳＫ変調器２１におけるＩアームおよびＱアーム間の光位相の差を９０°（最適値）から１００°までずらした場合のＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状を示した図である。図１４より、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状は、ＩアームおよびＱアーム間の光位相の差には殆ど依存しないことが分かる。すなわち、光変調装置２が採用するモニタ技術によれば、データ信号およびクロック信号間の位相差のみを独立にモニタすることができる。これにより、簡略なアルゴリズムに従って、データ信号およびクロック信号間の位相差をフィードバック制御することが可能である。
【００５５】
さらに、光変調装置２の各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄとして、上述の図９に示したような信号光の周波数グリッドに対応した透過特性を有する周期フィルタが適用されていれば、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数（光源１の発振周波数）が周波数グリッド上のいずれのチャネルに設定されても、データ信号およびクロック信号間の位相ずれを補償することができる。このような光変調装置２を適用した光送信器を用いてＷＤＭ光伝送システムを構築することにより、柔軟なシステム運用が可能になる。
【００５６】
なお、上述した図９では、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄが信号光の周波数グリッド間隔に略等しいＦＳＲを持つ一例を示したが、例えば図１５に示すように、各光フィルタ２４Ｃ，２４ＤのＦＳＲが、周波数グリッド間隔の２倍に略等しくなるように設定することも可能である。この場合、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過帯の中心周波数は、隣り合う周波数グリッドの中央付近となるように設定される。図１５の例では、周波数グリッド上の奇数チャネル（ＣＨ．１，ＣＨ．３，ＣＨ．５…）について、低周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｃにより抽出され、高周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｄにより抽出される一方、偶数チャネル（ＣＨ．２，ＣＨ．４，ＣＨ．６…）については、低周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｄにより抽出され、高周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｃにより抽出される。このように、各光フィルタ２４Ｃ，２４ＤのＦＳＲを周波数グリッド間隔の２倍にした場合、奇数チャンネルと偶数チャンネルとでは、信号光の中心周波数に対する各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過帯の中心周波数の差Δの符号が逆になる。
【００５７】
また、上述した実施形態では、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を生成する光変調装置の構成例について説明したが、本発明はこれに限らず、非強度変調および強度変調を組み合わせた多重変調方式の信号光を生成する光変調装置についても上述した実施形態の場合と同様にして本発明を適用することが可能である。
【００５８】
以上説明した実施形態に関して、さらに以下の付記を開示する。
（付記１） 入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置であって、
前後に接続された第１および第２の光変調部と、
前記第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐する分岐部と、
前記分岐部で分岐されたモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出する抽出部と、
前記抽出部で抽出された低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタする光検出部と、
前記光検出部でモニタされた各周波数成分のパワーの差分値を求め、該差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする光変調装置。
【００５９】
（付記２） 付記１に記載の光変調装置であって、
前記第１の光変調部は、入力される光をデータ信号に従って位相変調し、
前記第２の光変調部は、入力される光を前記データ信号に対応した周波数を有するクロック信号に従って強度変調してパルス化し、
前記制御部は、前記差分値に基づいて、前記データ信号および前記クロック信号間の位相ずれを制御することを特徴とする光変調装置。
【００６０】
（付記３） 付記２に記載の光変調装置であって、
前記第１の光変調部は、前記データ信号に従って駆動される少なくとも１つの位相変調器を有し、入力される光に対して多値の位相変調を行い、
前記第２の光変調部は、前記クロック信号に従って駆動される、マッハツェンダ干渉計を用いた強度変調器を有し、入力される光をＲＺパルス化することを特徴とする光変調装置。
【００６１】
（付記４） 付記１〜３のいずれか１つに記載の光変調装置であって、
前記抽出部は、
前記分岐部で分岐されたモニタ光を２つに分岐する光カプラと、
前記光カプラの一方の分岐光が入力され、前記多重変調された信号光の中心周波数から予め設定した離間量だけ低周波側に離れた位置に透過帯の中心周波数を有する第１の光フィルタと、
前記光カプラの他方の分岐光が入力され、前記多重変調された信号光の中心周波数から前記離間量だけ高周波側に離れた位置に透過帯の中心周波数を有する第２の光フィルタと、を含み、
前記光検出部は、
前記第１の光フィルタを透過した光のパワーをモニタする第１の光検出器と、
前記第２の光フィルタを透過した光のパワーをモニタする第２の光検出器と、を含むことを特徴とする光変調装置。
【００６２】
（付記５） 付記４に記載の光変調装置であって、
前記離間量は、前記第１および第２の光変調部のいずれかで行われる強度変調に用いられるクロック信号の周波数以上に設定されることを特徴とする光変調装置。
【００６３】
（付記６） 付記４または５に記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の光フィルタは、前記多重変調された信号光の中心周波数が配置される周波数グリッドの間隔に応じた周期で透過帯が繰り返し出現する透過特性を有することを特徴とする光変調装置。
【００６４】
（付記７） 付記６に記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の光フィルタは、前記周波数グリッドの間隔に略等しいフリースペクトラムレンジを有する周期フィルタであることを特徴とする光変調装置。
【００６５】
（付記８） 付記６に記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の光フィルタは、前記周波数グリッドの間隔の２倍に略等しいフリースペクトラムレンジを有する周期フィルタであることを特徴とする光変調装置。
【００６６】
（付記９） 付記１〜８のいずれか１つに記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の信号間の相対的な位相の関係を調整する位相シフタを備え、
前記制御部は、前記差分値が零になるように、前記位相シフタにおける位相シフト量をフィードバック制御することを特徴とする光変調装置。
【００６７】
（付記１０） 連続光を発生する光源と、該光源からの連続光が入力される付記１〜９のいずれか１つに記載の光変調装置と、を備えたことを特徴とする光送信器。
【００６８】
（付記１１） 付記１０に記載の光送信器であって、
前記光源は、発振波長が可変であることを特徴とする光送信器。
【００６９】
（付記１２） 入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置の制御方法であって、
前後に接続された第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐し、
該分岐したモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出し、
該抽出した低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタし、
該モニタした各周波数成分のパワーの差分値を求め、
該求めた差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する、
ことを特徴とする光変調装置の制御方法。
【符号の説明】
【００７０】
１…光源
２…光変調装置
２１…ＤＱＰＳＫ変調器
２１Ａ，２１Ｂ…位相変調部
２１Ｃ…位相シフト部
２２…ＲＺ変調器
２３…駆動部
２３Ａ…信号発生器（ＳＥＲ）
２３Ｂ，２３Ｃ，２３Ｅ…ドライバ回路（ＤＲＶ）
２３Ｄ…位相シフタ
２４…モニタ制御部
２４Ａ，２４Ｂ…光カプラ
２４Ｃ，２４Ｄ…光フィルタ（ＦＩＬ）
２４Ｅ，２４Ｆ…光検出器（ＰＤ）
２４Ｇ…減算回路
２４Ｈ…制御回路（ＣＯＮＴ）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多重変調方式の信号光を生成する光変調装置および光送信器、並びに、光変調装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、波長分割多重（ＷＤＭ：Wavelength Division Multiplexing）技術の導入により、長距離光伝送網においてはテラビット級の大容量伝送が実現されている。ＷＤＭ方式における１波長当たりの伝送速度は、現状では１０ギガビット毎秒（Ｇｂｐｓ）が中心となっているが、今後の更なる大容量化の実現に向けて、４０Ｇｂｐｓ以上の高速伝送技術の導入が強く求められている。４０Ｇｂｐｓの伝送では、信号光の変調方式として、光雑音耐力の向上や伝送路における非線形効果の抑圧が可能であるなどの理由により、非強度変調と強度変調を組み合わせた多重変調方式が注目されており、特に、ＲＺ−ＤＰＳＫ（Return-to-Zero Differential Phase Shift Keying）方式やＲＺ−ＤＱＰＳＫ（Return-to-Zero Differential Quadrature Phase Shift Keying）方式などのＲＺパルス化された位相変調方式が有力視されている。（例えば、非特許文献１，２参照）
【０００３】
図１は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式における一般的な光送信器の構成例を示すブロック図である。図１において、光送信器は、光源（ＬＤ）１００と、該光源１００の出力光をＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式に従って変調する光変調装置２００と、を備える。また、光変調装置２００は、前後に接続されたＤＱＰＳＫ変調器２１０およびＲＺ変調器２２０と、駆動部２３０と、を備える。
【０００４】
光源１００は、連続（ＣＷ：Continuous Wave）光を発生し、該ＣＷ光を光変調装置２００のＤＱＰＳＫ変調器２１０に出力する。ＤＱＰＳＫ変調器２１０は、マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ：Mach-Zender Interferometer）を用いた２つの位相変調部２１１，２１２および位相シフト部２１３を有し、光源１００からのＣＷ光を２分岐してＩアームおよびＱアームに送る。Ｉアーム上には一方の位相変調部２１１が配置され、Ｑアーム上には他方の位相変調部２１２および位相シフト部２１３が配置されている。
【０００５】
各位相変調部２１１，２１２は、駆動部２３０から出力されるデータ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に対応した各駆動信号が、各々のＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、ＩアームおよびＱアームをそれぞれ伝搬するＣＷ光に対して、２値の位相変調を行う。位相シフト部２１３は、Ｑアーム側の位相変調部２１２で位相変調された光の位相をπ／２だけシフトさせる。この位相シフト部２１３の出力光が、Ｉアーム側の位相変調部２１１の出力光と合波されることで、４値の位相変調光（ＤＱＰＳＫ信号光）が生成される。
【０００６】
ＲＺ変調器２２０は、ＭＺＩを用いた強度変調器であり、駆動部２３０から出力されるクロック信号ＣＬＫに対応した駆動信号が、ＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、ＤＱＰＳＫ変調器２１０から出力されるＤＱＰＳＫ信号光をパルス化する。これにより、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が光変調装置２００から出力される。
【０００７】
駆動部２３０は、信号発生器（ＳＥＲ）２３１と、ＤＱＰＳＫ変調器２１０の位相変調部２１１，２１２に対応したドライバ回路（ＤＲＶ）２３２，２３３と、位相シフタ２３４と、ＲＺ変調器２２０に対応したドライバ回路（ＤＲＶ）２３５と、を有する。信号発生器２３１は、外部から与えられるデータ信号ＤＡＴに対して、ＤＱＰＳＫ方式に対応した所要の信号処理を実行し、１組のデータ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２および該データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に同期したクロック信号ＣＬＫを生成する。各ドライバ回路２３２，２３３は、信号発生器２３１から出力される各データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に従って、ＤＱＰＳＫ変調器２１０の各位相変調部２１１，２１２を駆動するための駆動信号をそれぞれ生成する。位相シフタ２３４は、信号発生器２３１から出力されるクロック信号ＣＬＫの位相をシフトさせることで、データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２およびクロック信号ＣＬＫ間の相対的な遅延量を調整する。ドライバ回路２３５は、位相シフタ２３４を通過したクロック信号ＣＬＫに従って、ＲＺ変調器２２０を駆動するための駆動信号を生成する。
【０００８】
図２は、上記のような一般的な光送信器において、ＤＱＰＳＫ変調器２１０から出力されるＤＱＰＳＫ信号光、および、ＲＺ変調器２２０から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の各アイパターン（eye pattern）波形を例示した図である。図２において、ＤＱＰＳＫ信号光の波形（上段）には、位相の切り替え時に、データ信号の立ち上がり時間および立下り時間（Ｔｒ／Ｔｆ）に応じた出力光強度の変化が見られる。しかし、このＤＱＰＳＫ信号光の強度変化成分（以下、「Ｔｒ／Ｔｆ成分」とする）は、ＲＺ変調器２２０によるパルス化により削られるため、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の波形（下段）は、Ｔｒ／Ｔｆ成分を含まないパルス列となる。
【０００９】
ところで、上記のようなＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式などの多重変調方式に対応した光変調装置は、上記図１に示したように非強度変調器（ＤＱＰＳＫ位相変調器）と強度変調器（ＲＺ変調器）とを前後に接続した構成であるため、各変調器の駆動に用いられる信号（データ信号およびクロック信号）の遅延量の温度変動により、当該光変調装置から出力される信号光の伝送特性が劣化してしまうという問題がある。この問題について具体例を挙げて詳しく説明する。
【００１０】
図３は、４４．６ＧｂｐｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を生成する光変調装置（図１参照）について、ＤＱＰＳＫ変調器の駆動に用いられるデータ信号の位相に対し、ＲＺ変調器の駆動に用いられるクロック信号の位相が最適状態から１０ｐｓずれた場合に、該光変調装置から出力される信号光の波形（アイパターン）を例示した図である。また、図４は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の伝送時における、データ信号およびクロック信号の位相ずれに対するＯＳＮＲ耐力の劣化をシミュレーションした結果である。なお、ＯＳＮＲ耐力の劣化は、データ信号およびクロック信号間の位相ずれが０ｐｓの場合を基準としたＯＳＮＲペナルティを用いて評価している。
【００１１】
図３より、データ信号およびクロック信号間の位相にずれが発生すると、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の波形歪みが顕著になる様子が分かる。このようなＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の伝送特性は、送信端の光変調装置でのデータ信号およびクロック信号間の位相ずれが増大することで指数関数的に劣化することが、図４のシミュレーション結果より分かる。このため、光変調装置の実際の運用においては、データ信号およびクロック信号間の位相差をモニタし、該位相差が出来る限り小さくなるように、データ信号およびクロック信号の相対的な位相の関係を常時制御する必要がある。
【００１２】
従来の光変調装置におけるデータ信号およびクロック信号間の位相差をモニタして制御する技術として、例えば特許文献１には、光変調装置から出力される信号光の一部を分岐し、該分岐光を光検出器で光電変換した電気信号のうちの特定の周波数成分、特に低周波数成分のパワー（電力）をモニタして、該モニタパワーが最小になるようにデータ信号およびクロック信号間の位相差をフィードバック制御する方式（以下、従来方式１と呼ぶ）が開示されている。
【００１３】
また、例えば特許文献２には、強度変調器を駆動するクロック信号の位相を特定の周波数ｆ０で変動（ディザリング）させておき、光変調装置から出力される信号光の一部を分岐して光電変換した電気信号の周波数ｆ０に同期した強度変動成分をモニタし、該モニタした周波数ｆ０成分が最小になるようにデータ信号およびクロック信号間の位相差をフィードバック制御する方式（以下、従来方式２と呼ぶ）が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００７−３２９８８６号公報
【特許文献２】特開２００８−１７２７１４号公報
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】A. H. Gnauck, et al., "2.5 Tb/s (64 × 42.7 Gb/s) transmission over 40 × 100 km NZDSF using RZ-DPSK format and all-Raman-amplified spans", Optical Fiber Communication Conference (OFC) 2002, Post-Deadline Paper FC2
【非特許文献２】C. Wree, et al., "RZ-DQPSK format with high spectral efficiency and high robustness towards fiber nonlinearities", 28th European Conference on Optical Communication (ECEC) 2002, Paper 9.6.6
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、上記従来方式１については、モニタされたパワー成分によってデータ信号およびクロック信号間の位相差の絶対値（位相ずれの大きさ）は判定可能であるが、データ信号に対してクロック信号の位相が進む方向にずれているのか、遅れる方向にずれているのかが分からないという課題がある。このため、従来方式１を採用した光変調装置では、結局のところ何らかの方法でクロック信号（またはデータ信号）の位相を変動させながらモニタパワーの変化を見ることで、位相ずれの方向を検出しなくてはならない。
【００１７】
また、上記従来方式１では、データ信号およびクロック信号間の位相のずれと、他の制御パラメータのずれとの区別が付かないという問題もある。例えば、上述の図１に示した光変調装置２００に従来方式１を採用した場合を想定すると、上記他の制御パラメータの一つとして、ＤＱＰＳＫ変調器２１０におけるＩアームおよびＱアーム間の光位相の差（理想的にはπ／２）が該当する。図５は、上記想定におけるデータ信号およびクロック信号間の位相ずれと、従来方式１によるモニタパワーとの関係を計算した結果である。また、図６は、上記想定におけるＩアームおよびＱアーム間の光位相の差と、従来方式１によるモニタパワーとの関係を計算した結果である。図５および図６から明らかなように、データ信号およびクロック信号間の位相の関係が最適状態からずれた場合も、ＩアームおよびＱアーム間の光位相の差が９０°の最適状態からずれた場合も、どちらも最適状態をボトムとしてモニタパワーが増加するため、従来方式１のモニタ方法では両者の区別がつかない。
【００１８】
上記従来方式２については、ディザリングによりクロック信号の位相が常に変化することに起因して、光変調装置から出力される信号光の伝送特性劣化が避けられないという問題がある。つまり、従来方式２では、クロック信号の位相を最適値に留めておくことが原理的に不可能であり、ディザリングを与えることによる伝送上のペナルティを予め見込んでおかなくてはならない。光伝送システムの設計では、システム全体で発生する信号光の伝送特性劣化を考慮すると、送信端に起因する伝送ペナルティは極僅かしか許容されないため、従来方式２を採用して光変調装置を実際に設計することが困難になる可能性がある。
【００１９】
また、上述の図１に示したようなＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式に対応した光変調装置では、構成の複雑化に伴って調整を要する箇所も多くなる。このような光変調装置に従来方式２を適用した場合、ディザリングによる制御が必要なパラメータが、データ信号およびクロック信号間の位相差の他にも複数存在するようになることが想定される。この場合、全てのパラメータをディザリングで制御することが前述のペナルティの観点から不可能、或いは、可能であっても非常に複雑な構成および制御アルゴリズムが必要になるという問題もある。
【００２０】
本発明は上記の点に着目してなされたもので、多重変調方式の信号光を生成する光変調装置について、前後に接続された各光変調器の駆動に用いられる信号間の位相ずれをその方向も含めて、伝送特性に影響を及ぼすことなくモニタして制御する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記の目的を達成するため、本発明は入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置を提供する。この光変調装置の一態様は、前後に接続された第１および第２の光変調部と、前記第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐する分岐部と、前記分岐部で分岐されたモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出する抽出部と、前記抽出部で抽出された低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタする光検出部と、前記光検出部でモニタされた各周波数成分のパワーの差分値を求め、該差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する制御部と、を備える。
【発明の効果】
【００２２】
上記光変調装置によれば、第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光とし、該モニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低周波側の周波数成分のパワーと高周波側の周波数成分のパワーとの差分値を求めることにより、各光変調部の駆動に用いられる第１および第２の信号の間の位相ずれをその方向も含めて、他の制御パラメータとは独立に検出することができるようになる。よって、上記差分値に基づいて第１および第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御することで、ディザリングを行うことなく位相ずれを補償することができ、高品位な多重変調信号光を簡略な制御アルゴリズムで生成することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】一般的なＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式の光送信器の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１のＤＱＰＳＫ変調器およびＲＺ変調器から出力される信号光の波形を例示した図である。
【図３】図１の光変調装置においてデータ信号およびクロック信号間に位相ずれが生じた場合に生成される信号光の波形を例示した図である。
【図４】ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の伝送時における、データ信号およびクロック信号の位相ずれに対するＯＳＮＲ耐力の劣化をシミュレーションした結果を示す図である。
【図５】データ信号およびクロック信号間の位相ずれと、従来方式１によるモニタパワーとの関係を計算した結果を示す図である。
【図６】ＩアームおよびＱアーム間の光位相の差と、従来方式１によるモニタパワーとの関係を計算した結果を示す図である。
【図７】本発明の一実施形態による光変調装置を適用した光送信器の構成を示すブロック図である。
【図８】上記実施形態におけるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルと各光フィルタの透過特性の一例を示す図である。
【図９】上記実施形態において周期フィルタを適用した場合の信号光の中心周波数と各光フィルタの透過特性を模式的に示した図である。
【図１０】上記実施形態において光変調装置から出力される信号光のスペクトル形状の変化をシミュレーションした結果を示す図である。
【図１１】図１０のスペクトルにおいて各光検出器でモニタされるサイドローブ成分のパワーを計算した結果を示す図である。
【図１２】低周波側および高周波側の各サイドローブ成分のモニタパワーに差異が生じる原因を説明する図である。
【図１３】上記実施形態における減算回路の出力値とデータ信号およびクロック信号間の位相ずれとの関係を示す図である。
【図１４】ＩアームおよびＱアーム間の光位相の差を最適値からずらした場合のＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状を示す図である。
【図１５】図９に関連した各光フィルタの他の透過特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図７は、本発明の一実施形態による光変調装置を適用した光送信器の構成を示すブロック図である。
図７において、光送信器は、例えば、光源（ＬＤ）１と、該光源１の出力光をＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式に従って変調する光変調装置２と、を備える。この光変調装置２は、前後に接続された第１および第２の光変調部としてのＤＱＰＳＫ変調器２１およびＲＺ変調器２２と、該ＤＱＰＳＫ変調器２１およびＲＺ変調器２２を駆動する駆動部２３と、データ信号およびクロック信号間の位相差をモニタして制御するモニタ制御部２４と、を具備する。
【００２５】
光源１は、ＣＷ光を発生して光変調装置２のＤＱＰＳＫ変調器２１に出力する。この光源１は、好ましくは発振周波数が可変であり、例えばＩＴＵ−Ｔ（International Telecommunication Union-Telecommunication sector ）等の規格に従う周波数グリットに対応させてＣＷ光の中心周波数が設定される。なお、光源１の発振周波数は固定であってもよい。
【００２６】
光変調装置２のＤＱＰＳＫ変調器２１は、例えば、マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）を用いた２つの位相変調部２１Ａ，２１Ｂおよび位相シフト部２１Ｃを有し、光源１からのＣＷ光を２分岐してＩアームおよびＱアームに送る。Ｉアーム上には一方の位相変調部２１Ａが配置され、Ｑアーム上には他方の位相変調部２１Ｂおよび位相シフト部２１Ｃが配置される。
【００２７】
位相変調部２１Ａは、駆動部２３の後述するドライバ回路２３Ｂから出力される、データ信号ＤＡＴ１に対応した駆動信号が、ＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、Ｉアームを伝搬するＣＷ光に対して２値の位相変調を行う。また、位相変調部２１Ｂは、駆動部２３の後述するドライバ回路２３Ｃから出力される、データ信号ＤＡＴ２に対応した駆動信号が、ＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、Ｑアームを伝搬するＣＷ光に対して２値の位相変調を行う。
【００２８】
位相シフト部２１Ｃは、Ｑアーム側の位相変調部２１Ｂで位相変調された光の位相をπ／２だけシフトさせる。この位相シフト部２１Ｃの出力光が、Ｉアーム側の位相変調部２１Ａの出力光と合波されることで、４値の位相変調光（ＤＱＰＳＫ信号光）が生成される。なお、ここでは位相シフト部２１ＣがＱアーム側に配置される構成例を示したが、Ｉアーム側に位相シフト部２１Ｃを配置することも可能である。また、光の位相を＋π／４だけシフトさせる位相シフト部を一方のアーム上に配置し、光の位相を−π／４だけシフトさせる位相シフト部を他方のアーム上に配置してもよい。
【００２９】
ＲＺ変調器２２は、ＭＺＩを用いた強度変調器であり、駆動部２３の後述するドライバ回路２３Ｅから出力される、クロック信号ＣＬＫに対応した駆動信号が、ＭＺＩの一方の分岐アームに沿う電極に印加されることにより、ＤＱＰＳＫ変調器２１から出力されるＤＱＰＳＫ信号光をパルス化する。これにより、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が光変調装置２から出力される。なお、ここではＤＱＰＳＫ変調器２１の後段にＲＺ変調器２２が接続される一例を示したが、ＤＱＰＳＫ変調器２１およびＲＺ変調器２２の接続順は任意であり、ＲＺ変調器２２をＤＱＰＳＫ変調器２１の前段に接続することも可能である。
【００３０】
駆動部２３は、例えば、信号発生器（ＳＥＲ）２３Ａと、ＤＱＰＳＫ変調器２１の位相変調部２１Ａ，２１Ｂに対応したドライバ回路（ＤＲＶ）２３Ｂ，２３Ｃと、位相シフタ２３Ｄと、ＲＺ変調器２２に対応したドライバ回路（ＤＲＶ）２３Ｅと、を有する。
【００３１】
信号発生器２３Ａは、外部から与えられるデータ信号ＤＡＴに対して、ＤＱＰＳＫ方式に対応した所要の信号処理を実行し、１組のデータ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２および該データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に同期したクロック信号ＣＬＫを生成する。ＤＱＰＳＫ方式ではボーレートがビットレートの１／２となるため、例えば、４０Ｇｂｐｓのデータ信号ＤＡＴが信号発生器２３１に入力される場合、該信号発生器２３Ａから出力される、データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２およびクロック信号ＣＬＫの周波数は２０ＧＨｚとなる。ただし、キャリア抑圧ＲＺ（ＣＳＲＺ：Carrier Suppressed Return to Zero）−ＤＱＰＳＫ方式が適用される場合には、クロック信号ＣＬＫの周波数は１０ＧＨｚとなる。
【００３２】
ドライバ回路２３Ｂは、信号発生器２３Ａから出力される各データ信号ＤＡＴ１に従って、ＤＱＰＳＫ変調器２１の位相変調部２１Ａを駆動するための駆動信号を生成する。また、ドライバ回路２３Ｃは、信号発生器２３Ａから出力される各データ信号ＤＡＴ２に従って、ＤＱＰＳＫ変調器２１の位相変調部２１Ｂを駆動するための駆動信号を生成する。
【００３３】
位相シフタ２３Ｄは、信号発生器２３Ａから出力されるクロック信号ＣＬＫの位相をシフトさせることで、データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２およびクロック信号ＣＬＫ間の相対的な位相の関係を調整する。この位相シフタ２３Ｄにおける位相シフト量は、モニタ制御部２４から出力される制御信号に従って制御される。上記位相シフタ２３Ｄを通過したクロック信号ＣＬＫに従って、ドライバ回路２３Ｅは、ＲＺ変調器２２を駆動するための駆動信号を生成する。
【００３４】
モニタ制御部２４は、例えば、分岐部としての光カプラ２４Ａと、抽出部としての光カプラ２４Ｂおよび２つの光フィルタ（ＦＩＬ）２４Ｃ，２４Ｄと、光検出部としての２つの光検出器（ＰＤ）２４Ｅ，２４Ｆと、制御部としての減算回路２４Ｇおよび制御回路（ＣＯＮＴ）２４Ｈと、を有する。
【００３５】
光カプラ２４Ａは、ＲＺ変調器２２から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の一部をモニタ光として分岐し、該モニタ光を光カプラ２４Ｂに出力する。この光カプラ２４Ａにおけるモニタ光の分岐比は、各光検出器２４Ｅ，２４Ｆの受光感度に応じて適宜に設定することが可能である。
【００３６】
光カプラ２４Ｂは、光カプラ２４Ａで分岐されたモニタ光を、更に２つに分岐して、一方のモニタ光を光フィルタ２４Ｃに出力し、他方のモニタ光を光フィルタ２４Ｄに出力する。この光カプラ２４Ｂの分岐比は、１：１とするのが望ましい。分岐比が１：１からずれた光カプラ２４Ｂを用いる場合には、減算回路２４Ｇ若しくは制御回路２４Ｈにおいて、光カプラ２４Ｂの分岐比のずれに対応したモニタ値の補正を行うようにする。
【００３７】
光フィルタ２４Ｃは、ＲＺ変調器２２から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数に対して、予め設定した周波数−Δだけ離れた位置に透過帯の中心周波数を有し、光カプラ２４Ｂで分岐された一方のモニタ光のスペクトルのうちの、低周波側のサイドローブ成分を抽出して光検出器２４Ｅに出力する。一方、光フィルタ２４Ｄは、上記ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数に対して、予め設定した周波数＋Δだけ離れた位置に透過帯の中心周波数を有し、光カプラ２４Ｂで分岐された他方のモニタ光のスペクトルのうちの、高周波側のサイドローブ成分を抽出して光検出器２４Ｅに出力する。
【００３８】
図８は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルと各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過特性の一例を示す図である。図８のように、２つの光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの周波数に対する透過特性は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数をｆｃとした場合、光フィルタ２４Ｃの透過帯の中心周波数がｆｃ−Δとなり、光フィルタ２４Ｄの透過帯の中心周波数がｆｃ＋Δとなるように設定されている。なお、図中の斜線部分は、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの３ｄＢ帯域幅を表している。上記周波数−Δおよび＋Δの絶対値｜Δ｜、すなわち、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃに対する、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過帯の中心周波数の離間量は、後述するようにＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のサイドローブの発生状態を考慮して、クロック信号ＣＬＫの周波数以上に設定するのが好ましい。
【００３９】
上記ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃは、前述したＩＴＵ−Ｔ等の周波数グリッド上の任意の周波数に設定される、つまり、所要の周波数間隔で配置された複数の中心周波数の候補のうちのいずれか１つが、光源１の発振周波数に応じて設定されることになる。このようなＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃの設定に対応するためには、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄとして、上記周波数グリッドの間隔に対応したフリースペクトラムレンジ（ＦＳＲ：Free Spectrum Range）を有する周期フィルタを適用するのが望ましい。
【００４０】
図９は、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄに周期フィルタを適用した場合における、信号光の中心周波数と各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの周期的な透過特性を模式的に示した図である。図９のように、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過特性は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃが配置される周波数グリッド（破線）の間隔に略等しい周期で透過帯が繰り返し出現する周期性を有する。つまり、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄは、周波数グリッドの間隔に略等しいＦＳＲを持つ。また、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの周期的な透過特性は、周波数グリッドに対して、光フィルタ２４Ｃの各透過帯が低周波側にΔだけシフトし、光フィルタ２４Ｄの各透過帯が高周波側にΔだけシフトするように設計される。これにより、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数ｆｃが周波数グリッド上のいずれのチャネルに設定されても、該ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の低周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｃにより抽出され、高周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｄにより抽出されるようになる。上記のような周期性を有する光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの具体例としては、エタロン（etalon）またはファイバブラッググレーティング（ＦＢＧ：Fiber Bragg Grating）などを用いた周期フィルタが、サイズや特性等の観点より好適である。
【００４１】
光検出器２４Ｅは、光フィルタ２４Ｃを透過した低周波側のサイドローブ成分を受光して当該パワーをモニタし、そのモニタパワーに応じてレベルが変化する電気信号を減算回路２４Ｇに出力する。また、光検出器２４Ｆは、光フィルタ２４Ｄを透過した高周波側のサイドローブ成分を受光して当該パワーをモニタし、そのモニタパワーに応じてレベルが変化する電気信号を減算回路２４Ｇに出力する。
【００４２】
減算回路２４Ｇは、一方の入力端子に与えられる光検出器２４Ｅの出力信号レベルと、他方の入力端子に与えられる光検出器２４Ｆの出力信号レベルとの差分値を求め、該差分値を示す信号を制御回路２４Ｈに出力する。
【００４３】
制御回路２４Ｈは、減算回路２４Ｇの出力信号により示される差分値が零になるように、駆動部２３の位相シフタ２３Ｄにおける位相シフト量をフィードバック制御する。これにより、データ信号ＤＡＴ１、ＤＡＴ２およびクロック信号ＣＬＫ間の位相ずれが補償される。
【００４４】
次に、上記光変調装置２の動作について説明する。
上記のような構成の光変調装置２では、上述の図１に示した一般的な光変調器２００の場合と同様にして、光源１からのＣＷ光が、データ信号ＤＡＴ１，ＤＡＴ２に従って駆動されるＤＱＰＳＫ変調器２１によりＤＱＰＳＫ変調された後に、クロック信号ＣＬＫに従って駆動されるＲＺ変調器２２によりパルス化されることで、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が生成される。
【００４５】
このＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光は、モニタ制御部２４の光カプラ２４Ａに与えられ、その一部がモニタ光として分岐される。光カプラ２４Ａで分岐されたモニタ光は、更に光カプラ２４Ｂで２分岐されて光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄに与えられる。そして、一方の光フィルタ２４Ｃでは、モニタ光の低周波側のサイドローブ成分が抽出され、該サイドローブ成分のパワーが光検出器２４Ｅでモニタされる。また、他方の光フィルタ２４Ｄでは、モニタ光の高周波側のサイドローブ成分が抽出され、該サイドローブ成分のパワーが光検出器２４Ｆでモニタされる。
【００４６】
ここで、各光検出器２４Ｅ，２４Ｆによってそれぞれモニタされるサイドローブ成分のパワーについて具体例を挙げて詳しく説明する。
図１０は、４４．６ＧｂｐｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が光変調装置２で生成される場合において、データ信号およびクロック信号間の位相差を０ｐｓ，５ｐｓおよび１０ｐｓと変化させたときに、光変調装置２から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状の変化をシミュレーションした結果である。図１０のシミュレーション結果より、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値（０ｐｓ）からずれる程、低周波側および高周波側の各サイドローブのレベルが高くなることが分かる。
【００４７】
このサイドローブのレベル上昇は、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値にある場合、上述の図２下段に示したようにＤＱＰＳＫ信号光のＴｒ／Ｔｆ成分がＲＺ変調によって切り取られるのに対して、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値からずれると、上述の図３に示したようにＤＱＰＳＫ信号光のＴｒ／Ｔｆ成分がＲＺパルス化後の信号光に現れることに起因する。つまり、ＤＱＰＳＫ信号光のＴｒ／Ｔｆ成分は、ＲＺパルス化におけるクロック周波数に対して、相対的に速い成分であるため、結果としてスペクトルが広がる（サイドローブが大きくなる）ことになる。
【００４８】
図１１は、上記図１０で示したＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルにおいて、データ信号およびクロック信号間の位相差を変化させながら、信号光の中心周波数から−１００ＧＨｚおよび＋１００ＧＨｚだけ離れた周波数領域を光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄで抽出した場合に、各光検出器２４Ｅ，２４Ｆでモニタされるサイドローブ成分のパワーを計算した結果である。図１１の横軸はデータ信号およびクロック信号間の位相ずれ、縦軸はサイドローブ成分のモニタパワーを表す。なお、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄは、１次のガウス型光バンドパスフィルタとし、３ｄＢ帯域幅を５０ＧＨｚとしている（図８参照）。
【００４９】
図１１の計算結果より、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値にある場合、低周波側のサイドローブ成分のモニタパワー（例えば、図中の黒丸）および高周波側のサイドローブ成分のモニタパワー（例えば、図中の白丸）の双方が最小になることが分かる。また、データ信号およびクロック信号間の位相ずれが大きくなると、低周波側および高周波側の各サイドローブ成分のモニタパワーが増加することが分かる。さらに、低周波側のサイドローブ成分のモニタパワーと、高周波側のサイドローブ成分のモニタパワーとでは、データ信号およびクロック信号間の位相ずれの方向に依存した差異が生じていることも分かる。この差異は、図１２に例示するようなＲＺ変調器２２によるパルス化の際に生じるチャープ（周波数変動）の影響に起因する。すなわち、データ信号およびクロック信号間の位相差が最適値にある場合、パルス化の際に生じる正および負のチャープが相殺されるため、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルが左右対称な形状になる。一方、データ信号およびクロック信号間に位相ずれが生じている場合には、位相ずれの方向に依存してＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が正または負のチャープの影響を受けることになり、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトルが左右非対称となってモニタパワーに差異が生じる。
【００５０】
図１３は、上記図１１の計算結果をより分かり易くするために、低周波側のサイドローブ成分のモニタパワーと高周波側のサイドローブ成分のモニタパワーとの差分値、つまり、減算回路２４Ｇの出力信号によって示される差分値を、データ信号およびクロック信号間の位相のずれ量に対応させてプロットした一例である。図１３より、減算回路２４Ｇの出力値は、その符号（＋または−）が位相ずれの方向によって変化することが分かる。したがって、上述した従来方式２のようにクロック信号をディザリングすることなく、減算回路２４Ｇの出力値の符号により、データ信号およびクロック信号間の位相ずれの方向を判定することができる。また、減算回路２４Ｇの出力値は、データ信号およびクロック信号間の位相差が０ｐｓの状態を境界として急峻に変化するので、この減算回路２４Ｇの出力値が零になるように、データ信号およびクロック信号間の相対的な位相の関係（ここでは、位相シフタ２３Ｄにおける位相シフト量）をフィードバック制御することにより、高精度な位相制御が可能である。
【００５１】
なお、上記図１０に示したＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状（サイドローブの発生状態）は、ＤＱＰＳＫ変調器２１の駆動信号のＴｒ／Ｔｆ等に依存して変化する。このため、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数（光源１の発振周波数）に対する各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過帯の中心周波数の離間量｜Δ｜は、光源１および光変調装置２を含む光送信器全体の特性に応じて、低周波側および高周波側の各サイドローブ成分のモニタ感度が最も良くなるように設定すればよい。具体的には、先に図１０を参照して説明したように、ＲＺ変調器２２におけるクロック周波数よりも速いＴｒ／Ｔｆ成分が、光変調装置２の出力に現れることによるスペクトルの広がりに着目して、低周波側および高周波側の各サイドローブ成分をモニタしていることを考慮すると、離間量｜Δ｜はクロック信号ＣＬＫの周波数以上に設定することが望ましい。
【００５２】
また、上記図１２で示したＲＺ変調器２２によって発生するチャープの大きさや符号は、ＲＺ変調器２２の消光比、具体的にはマッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）における入力側の光分岐比および出力側の光結合比に依存する。このため、データ信号およびクロック信号間の位相ずれの方向と、減算回路２４Ｇの出力値の符号との関係は、上記図１３に示した例の通りとは限らない。この関係は、光変調装置２に実際に適用されるＲＺ変調器２２の消光比（ＭＺＩの構造）と減算回路２４Ｇの回路構成とが定まることにより一意に決まる。
【００５３】
上述したように光変調装置２によれば、データ信号およびクロック信号間に位相ずれが生じた場合に該位相ずれを補償するための位相調整が自動的に行われるようになるため、ディザリングによる伝送特性の劣化を回避して、常に高品位なＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を生成することが可能である。また、光変調装置２が採用するデータ信号およびクロック信号間の位相ずれのモニタ技術は、上述した従来方式１の場合のように光変調装置の他の制御パラメータのずれとの区別がつかなくなるようなことも無い。
【００５４】
図１４は、光変調装置の他の制御パラメータの一例として、ＤＱＰＳＫ変調器２１におけるＩアームおよびＱアーム間の光位相の差を９０°（最適値）から１００°までずらした場合のＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状を示した図である。図１４より、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のスペクトル形状は、ＩアームおよびＱアーム間の光位相の差には殆ど依存しないことが分かる。すなわち、光変調装置２が採用するモニタ技術によれば、データ信号およびクロック信号間の位相差のみを独立にモニタすることができる。これにより、簡略なアルゴリズムに従って、データ信号およびクロック信号間の位相差をフィードバック制御することが可能である。
【００５５】
さらに、光変調装置２の各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄとして、上述の図９に示したような信号光の周波数グリッドに対応した透過特性を有する周期フィルタが適用されていれば、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の中心周波数（光源１の発振周波数）が周波数グリッド上のいずれのチャネルに設定されても、データ信号およびクロック信号間の位相ずれを補償することができる。このような光変調装置２を適用した光送信器を用いてＷＤＭ光伝送システムを構築することにより、柔軟なシステム運用が可能になる。
【００５６】
なお、上述した図９では、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄが信号光の周波数グリッド間隔に略等しいＦＳＲを持つ一例を示したが、例えば図１５に示すように、各光フィルタ２４Ｃ，２４ＤのＦＳＲが、周波数グリッド間隔の２倍に略等しくなるように設定することも可能である。この場合、各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過帯の中心周波数は、隣り合う周波数グリッドの中央付近となるように設定される。図１５の例では、周波数グリッド上の奇数チャネル（ＣＨ．１，ＣＨ．３，ＣＨ．５…）について、低周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｃにより抽出され、高周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｄにより抽出される一方、偶数チャネル（ＣＨ．２，ＣＨ．４，ＣＨ．６…）については、低周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｄにより抽出され、高周波側のサイドローブ成分が光フィルタ２４Ｃにより抽出される。このように、各光フィルタ２４Ｃ，２４ＤのＦＳＲを周波数グリッド間隔の２倍にした場合、奇数チャンネルと偶数チャンネルとでは、信号光の中心周波数に対する各光フィルタ２４Ｃ，２４Ｄの透過帯の中心周波数の差Δの符号が逆になる。
【００５７】
また、上述した実施形態では、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を生成する光変調装置の構成例について説明したが、本発明はこれに限らず、非強度変調および強度変調を組み合わせた多重変調方式の信号光を生成する光変調装置についても上述した実施形態の場合と同様にして本発明を適用することが可能である。
【００５８】
以上説明した実施形態に関して、さらに以下の付記を開示する。
（付記１） 入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置であって、
前後に接続された第１および第２の光変調部と、
前記第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐する分岐部と、
前記分岐部で分岐されたモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出する抽出部と、
前記抽出部で抽出された低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタする光検出部と、
前記光検出部でモニタされた各周波数成分のパワーの差分値を求め、該差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする光変調装置。
【００５９】
（付記２） 付記１に記載の光変調装置であって、
前記第１の光変調部は、入力される光をデータ信号に従って位相変調し、
前記第２の光変調部は、入力される光を前記データ信号に対応した周波数を有するクロック信号に従って強度変調してパルス化し、
前記制御部は、前記差分値に基づいて、前記データ信号および前記クロック信号間の位相ずれを制御することを特徴とする光変調装置。
【００６０】
（付記３） 付記２に記載の光変調装置であって、
前記第１の光変調部は、前記データ信号に従って駆動される少なくとも１つの位相変調器を有し、入力される光に対して多値の位相変調を行い、
前記第２の光変調部は、前記クロック信号に従って駆動される、マッハツェンダ干渉計を用いた強度変調器を有し、入力される光をＲＺパルス化することを特徴とする光変調装置。
【００６１】
（付記４） 付記１〜３のいずれか１つに記載の光変調装置であって、
前記抽出部は、
前記分岐部で分岐されたモニタ光を２つに分岐する光カプラと、
前記光カプラの一方の分岐光が入力され、前記多重変調された信号光の中心周波数から予め設定した離間量だけ低周波側に離れた位置に透過帯の中心周波数を有する第１の光フィルタと、
前記光カプラの他方の分岐光が入力され、前記多重変調された信号光の中心周波数から前記離間量だけ高周波側に離れた位置に透過帯の中心周波数を有する第２の光フィルタと、を含み、
前記光検出部は、
前記第１の光フィルタを透過した光のパワーをモニタする第１の光検出器と、
前記第２の光フィルタを透過した光のパワーをモニタする第２の光検出器と、を含むことを特徴とする光変調装置。
【００６２】
（付記５） 付記４に記載の光変調装置であって、
前記離間量は、前記第１および第２の光変調部のいずれかで行われる強度変調に用いられるクロック信号の周波数以上に設定されることを特徴とする光変調装置。
【００６３】
（付記６） 付記４または５に記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の光フィルタは、前記多重変調された信号光の中心周波数が配置される周波数グリッドの間隔に応じた周期で透過帯が繰り返し出現する透過特性を有することを特徴とする光変調装置。
【００６４】
（付記７） 付記６に記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の光フィルタは、前記周波数グリッドの間隔に略等しいフリースペクトラムレンジを有する周期フィルタであることを特徴とする光変調装置。
【００６５】
（付記８） 付記６に記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の光フィルタは、前記周波数グリッドの間隔の２倍に略等しいフリースペクトラムレンジを有する周期フィルタであることを特徴とする光変調装置。
【００６６】
（付記９） 付記１〜８のいずれか１つに記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の信号間の相対的な位相の関係を調整する位相シフタを備え、
前記制御部は、前記差分値が零になるように、前記位相シフタにおける位相シフト量をフィードバック制御することを特徴とする光変調装置。
【００６７】
（付記１０） 連続光を発生する光源と、該光源からの連続光が入力される付記１〜９のいずれか１つに記載の光変調装置と、を備えたことを特徴とする光送信器。
【００６８】
（付記１１） 付記１０に記載の光送信器であって、
前記光源は、発振波長が可変であることを特徴とする光送信器。
【００６９】
（付記１２） 入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置の制御方法であって、
前後に接続された第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐し、
該分岐したモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出し、
該抽出した低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタし、
該モニタした各周波数成分のパワーの差分値を求め、
該求めた差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する、
ことを特徴とする光変調装置の制御方法。
【符号の説明】
【００７０】
１…光源
２…光変調装置
２１…ＤＱＰＳＫ変調器
２１Ａ，２１Ｂ…位相変調部
２１Ｃ…位相シフト部
２２…ＲＺ変調器
２３…駆動部
２３Ａ…信号発生器（ＳＥＲ）
２３Ｂ，２３Ｃ，２３Ｅ…ドライバ回路（ＤＲＶ）
２３Ｄ…位相シフタ
２４…モニタ制御部
２４Ａ，２４Ｂ…光カプラ
２４Ｃ，２４Ｄ…光フィルタ（ＦＩＬ）
２４Ｅ，２４Ｆ…光検出器（ＰＤ）
２４Ｇ…減算回路
２４Ｈ…制御回路（ＣＯＮＴ）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置であって、
前後に接続された第１および第２の光変調部と、
前記第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐する分岐部と、
前記分岐部で分岐されたモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出する抽出部と、
前記抽出部で抽出された低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタする光検出部と、
前記光検出部でモニタされた各周波数成分のパワーの差分値を求め、該差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする光変調装置。
【請求項２】
請求項１に記載の光変調装置であって、
前記第１の光変調部は、入力される光をデータ信号に従って位相変調し、
前記第２の光変調部は、入力される光を前記データ信号に対応した周波数を有するクロック信号に従って強度変調してパルス化し、
前記制御部は、前記差分値に基づいて、前記データ信号および前記クロック信号間の位相ずれを制御することを特徴とする光変調装置。
【請求項３】
請求項２に記載の光変調装置であって、
前記第１の光変調部は、前記データ信号に従って駆動される少なくとも１つの位相変調器を有し、入力される光に対して多値の位相変調を行い、
前記第２の光変調部は、前記クロック信号に従って駆動される、マッハツェンダ干渉計を用いた強度変調器を有し、入力される光をＲＺパルス化することを特徴とする光変調装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１つに記載の光変調装置であって、
前記抽出部は、
前記分岐部で分岐されたモニタ光を２つに分岐する光カプラと、
前記光カプラの一方の分岐光が入力され、前記多重変調された信号光の中心周波数から予め設定した離間量だけ低周波側に離れた位置に透過帯の中心周波数を有する第１の光フィルタと、
前記光カプラの他方の分岐光が入力され、前記多重変調された信号光の中心周波数から前記離間量だけ高周波側に離れた位置に透過帯の中心周波数を有する第２の光フィルタと、を含み、
前記光検出部は、
前記第１の光フィルタを透過した光のパワーをモニタする第１の光検出器と、
前記第２の光フィルタを透過した光のパワーをモニタする第２の光検出器と、を含むことを特徴とする光変調装置。
【請求項５】
請求項４に記載の光変調装置であって、
前記離間量は、前記第１および第２の光変調部のいずれかで行われる強度変調に用いられるクロック信号の周波数以上に設定されることを特徴とする光変調装置。
【請求項６】
請求項４または５に記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の光フィルタは、前記多重変調された信号光の中心周波数が配置される周波数グリッドの間隔に応じた周期で透過帯が繰り返し出現する透過特性を有することを特徴とする光変調装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１つに記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の信号間の相対的な位相の関係を調整する位相シフタを備え、
前記制御部は、前記差分値が零になるように、前記位相シフタにおける位相シフト量をフィードバック制御することを特徴とする光変調装置。
【請求項８】
連続光を発生する光源と、該光源からの連続光が入力される請求項１〜７のいずれか１つに記載の光変調装置と、を備えたことを特徴とする光送信器。
【請求項９】
請求項８に記載の光送信器であって、
前記光源は、発振波長が可変であることを特徴とする光送信器。
【請求項１０】
入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置の制御方法であって、
前後に接続された第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐し、
該分岐したモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出し、
該抽出した低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタし、
該モニタした各周波数成分のパワーの差分値を求め、
該求めた差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する、
ことを特徴とする光変調装置の制御方法。
【請求項１】
入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置であって、
前後に接続された第１および第２の光変調部と、
前記第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐する分岐部と、
前記分岐部で分岐されたモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出する抽出部と、
前記抽出部で抽出された低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタする光検出部と、
前記光検出部でモニタされた各周波数成分のパワーの差分値を求め、該差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする光変調装置。
【請求項２】
請求項１に記載の光変調装置であって、
前記第１の光変調部は、入力される光をデータ信号に従って位相変調し、
前記第２の光変調部は、入力される光を前記データ信号に対応した周波数を有するクロック信号に従って強度変調してパルス化し、
前記制御部は、前記差分値に基づいて、前記データ信号および前記クロック信号間の位相ずれを制御することを特徴とする光変調装置。
【請求項３】
請求項２に記載の光変調装置であって、
前記第１の光変調部は、前記データ信号に従って駆動される少なくとも１つの位相変調器を有し、入力される光に対して多値の位相変調を行い、
前記第２の光変調部は、前記クロック信号に従って駆動される、マッハツェンダ干渉計を用いた強度変調器を有し、入力される光をＲＺパルス化することを特徴とする光変調装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１つに記載の光変調装置であって、
前記抽出部は、
前記分岐部で分岐されたモニタ光を２つに分岐する光カプラと、
前記光カプラの一方の分岐光が入力され、前記多重変調された信号光の中心周波数から予め設定した離間量だけ低周波側に離れた位置に透過帯の中心周波数を有する第１の光フィルタと、
前記光カプラの他方の分岐光が入力され、前記多重変調された信号光の中心周波数から前記離間量だけ高周波側に離れた位置に透過帯の中心周波数を有する第２の光フィルタと、を含み、
前記光検出部は、
前記第１の光フィルタを透過した光のパワーをモニタする第１の光検出器と、
前記第２の光フィルタを透過した光のパワーをモニタする第２の光検出器と、を含むことを特徴とする光変調装置。
【請求項５】
請求項４に記載の光変調装置であって、
前記離間量は、前記第１および第２の光変調部のいずれかで行われる強度変調に用いられるクロック信号の周波数以上に設定されることを特徴とする光変調装置。
【請求項６】
請求項４または５に記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の光フィルタは、前記多重変調された信号光の中心周波数が配置される周波数グリッドの間隔に応じた周期で透過帯が繰り返し出現する透過特性を有することを特徴とする光変調装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１つに記載の光変調装置であって、
前記第１および第２の信号間の相対的な位相の関係を調整する位相シフタを備え、
前記制御部は、前記差分値が零になるように、前記位相シフタにおける位相シフト量をフィードバック制御することを特徴とする光変調装置。
【請求項８】
連続光を発生する光源と、該光源からの連続光が入力される請求項１〜７のいずれか１つに記載の光変調装置と、を備えたことを特徴とする光送信器。
【請求項９】
請求項８に記載の光送信器であって、
前記光源は、発振波長が可変であることを特徴とする光送信器。
【請求項１０】
入力光を非強度変調および強度変調の組み合わせにより多重変調する光変調装置の制御方法であって、
前後に接続された第１および第２の光変調部により多重変調された信号光の一部をモニタ光として分岐し、
該分岐したモニタ光のスペクトルについて、中心周波数よりも低い周波数成分および中心周波数よりも高い周波数成分を抽出し、
該抽出した低周波側および高周波側の各周波数成分のパワーをモニタし、
該モニタした各周波数成分のパワーの差分値を求め、
該求めた差分値に基づいて、前記第１の光変調部の駆動に用いる第１の信号および前記第２の光変調部の駆動に用いる第２の信号の間の相対的な位相の関係を制御する、
ことを特徴とする光変調装置の制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１１−２６４０（Ｐ２０１１−２６４０Ａ）
【公開日】平成２３年１月６日（２０１１．１．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１４５３４４（Ｐ２００９−１４５３４４）
【出願日】平成２１年６月１８日（２００９．６．１８）
【出願人】（３０９０１５１３４）富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 (72)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１月６日（２０１１．１．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年６月１８日（２００９．６．１８）
【出願人】（３０９０１５１３４）富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 (72)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]