半導体装置、その検査方法および送信回路
【課題】光結合部の伝送マージンを確保して復調誤りを抑制し、高精度の信号伝送を可能とする半導体装置、その検査方法および送信回路を提供する。
【解決手段】半導体装置１００は、アナログディジタル変換部３と、ディジタル信号に応じたパルスパターンである伝送信号を出力するパルス幅変調部５と、固定パルスである参照信号を生成する参照信号生成部７と、を備える。そして、前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択する第１の制御部１３と、前記伝送信号または前記参照信号に基づく駆動電流を出力する発光素子駆動部９と、前記伝送信号または前記参照信号基づく光信号を放出する発光素子１５と、を備える。さらに、前記光信号を電圧信号に変換する光受信部２１と、前記電圧信号を前記伝送信号または前記参照信号に基づくディジタル信号に復調する復調部２５と、を備える。
【解決手段】半導体装置１００は、アナログディジタル変換部３と、ディジタル信号に応じたパルスパターンである伝送信号を出力するパルス幅変調部５と、固定パルスである参照信号を生成する参照信号生成部７と、を備える。そして、前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択する第１の制御部１３と、前記伝送信号または前記参照信号に基づく駆動電流を出力する発光素子駆動部９と、前記伝送信号または前記参照信号基づく光信号を放出する発光素子１５と、を備える。さらに、前記光信号を電圧信号に変換する光受信部２１と、前記電圧信号を前記伝送信号または前記参照信号に基づくディジタル信号に復調する復調部２５と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、半導体装置、その検査方法および送信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力機器の制御に使用される半導体装置には、ノイズ耐量が大きく、アナログ信号の高精度な伝送が可能な絶縁回路が必要とされる。フォトカプラなど光学的に信号を伝送する光結合型絶縁回路を備えた半導体装置は、入出力間が電気的に完全に絶縁されノイズ耐量に優れるが、アナログ信号の伝送には適さない。例えば、受信側に信号処理回路を備えるＩＣ出力型フォトカプラが汎用され、デジタル信号の伝送に用いられているが、高精度なアナログ信号の伝送はできない。また、アナログ信号の伝送に用いられるトランジスタカプラ等の絶縁回路には、その非線形性に起因する信号波形の歪みの問題があり高精度なアナログ信号の伝送に適さない。
【０００３】
そこで、光結合型絶縁回路による高精度なアナログ信号の伝送を可能とするため、その送信側にアナログ／ディジタル（ＡＤ）変換回路を加える技術が開発された。すなわち、アナログ入力をディジタル信号に変換して伝送することにより、光結合部の非線形性の影響を回避し、高精度なアナログ伝送を可能とした。
【０００４】
アナログ／ディジタル変換回路としてデルタシグマ型変換回路を用いた場合、アナログ信号に含まれる情報を高精度に伝送するためには、ＡＤ変換におけるクロック周波数を高くすることが望まれる。また、光結合型絶縁回路内における光信号経路を一つにするために、アナログ／デジタル変換回路のサンプリングクロックとデジタルデータを一系列の信号に重畳させる変調回路が用いられる。変調方式としてパルス幅変調を行って光伝送を行っている場合、サンプリングクロック周波数が光結合部の応答限界に近づくと、光結合部のパルス幅歪みにより、受信側で復調誤りを生じさせることがある。そこで、光結合部の伝送マージンを確保して復調誤りを抑制し、高精度の信号伝送を可能とする光結合型絶縁回路と、それを備えた半導体装置が必要とされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−３０３６６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
実施形態によれば、光結合部の伝送マージンを確保して復調誤りを抑制し、高精度の信号伝送を可能とする半導体装置、その検査方法および送信回路が提供される。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態に係る半導体装置は、アナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換部と、前記アナログ／ディジタル変換部から出力される前記ディジタル信号に応じたパルスパターン（伝送信号）を出力するパルス幅変調部と、固定されたパルスパターン（参照信号）を生成する参照信号生成部と、を備える。そして、前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択する第１の制御部と、前記第１の制御部により選択された前記伝送信号または前記参照信号に基づく発光素子駆動電流を出力する発光素子駆動部と、前記発光素子駆動部により駆動され、前記伝送信号または前記参照信号に基づく光信号を放出する発光素子と、を備える。さらに、前記光信号を受信して受光素子の光電流を電圧信号に変換する光受信部と、前記電圧信号を復調する復調部と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図２】第２実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図３】第２実施形態の変形例に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図４】第３実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図５】第３実施形態の変形例に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図６】第４実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図７】第４実施形態の変形例に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図８】第５実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図９】第５実施形態の変形例に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図１０】第６実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図１１】第７実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図１２】パルス幅変調部における符号化方式を例示するチャートである。
【図１３】パルス歪み補償部を例示する回路図である。
【図１４】半導体装置の制御部を例示する回路図である。
【図１５】第１実施形態に係る半導体装置の検査方法を示すフローチャートである。
【図１６】第２実施形態に係る半導体装置の検査方法を示すフローチャートである。
【図１７】第４および第５実施形態に係る半導体装置の検査方法を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、図面中の同一部分には同一番号を付してその詳しい説明は適宜省略し、異なる部分について適宜説明する。
【００１０】
［第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係る半導体装置１００の構成を示す模式図である。半導体装置１００は、発光素子１５と受光素子１７とを介した光結合を含む絶縁回路を有し、送信部１０と受信部２０とを備える。
【００１１】
送信部１０は、例えば、差動入力信号を検出する正相入力端子４と、逆相入力端子６と、電源端子２と、第１の接地端子ＧＮＤ１と、を備える。さらに、送信部１０は、アナログ／ディジタル（ＡＤ）変換部３と、パルス幅変調部５と、参照信号生成部７と、発光素子１５を駆動する発光素子駆動部９と、を備える。
【００１２】
実施形態に係るＡＤ変換部３には、例えば、差動入力信号、もしくは、単相入力信号が入力される。単相入力信号の場合は、入力端子４もしくは入力端子６のどちらか一方に入力される。そして、差動入力信号の場合、ＡＤ変換部３の入力に接続された正相入力端子４および逆相入力端子６から入力される差動アナログ信号が、所定のクロック信号に基づきディジタルデータ信号に変換される。パルス幅変調部５では、クロック信号にＡＤ変換部３から出力されたディジタルデータ信号を重畳して符号化し、第１の平均デューティ比を有する伝送信号に変換する。
【００１３】
参照信号生成部７は、第２の平均デューティ比を有する参照信号を生成する。参照信号は、例えば、ＡＤ変換部３のクロックと同期したパルスであって、パルスパターンが固定された信号である。そして、そのデューティ比（第２の平均デューティ比）と、第１の平均デューティ比とは異なる。
【００１４】
半導体装置１００は、アナログ信号をディジタル信号に変換して伝送する伝送モードと、例えば、パルス歪みを検査するテストモードと、を有する。そして、伝送モードとテストモードとは、第１の制御部１３により切り替えられる。第１の制御部１３は、例えば、入力端子４に入力される電圧に基づいてスイッチ１４を制御し、伝送信号および参照信号のいずれかを選択する。
【００１５】
スイッチ１４は、例えば、初期状態（伝送モード）においてパルス幅変調部５の出力側ａ１に接続される。制御部１３は、例えば、入力端子４の電圧レベルＶＩＮ１が、所定の閾値ＶＴＨ１を越えた時に、スイッチ１４をａ１側から参照信号生成部７の出力側ｂ１に切り替える。そして、入力端子４の電圧レベルＶＩＮ１がＶＴＨ１以下となった時にａ１側に戻す。
【００１６】
伝送モードでは、スイッチ１４はａ１側に接続され、パルス幅変調部５から発光素子駆動部９に伝送信号が入力される。そして、発光素子駆動部９において、伝送信号に基づいた発光素子駆動電流を発光素子１５に流し、発光素子１５から伝送信号を含んだ光信号ＬＳが放出される。
【００１７】
テストモードでは、スイッチ１４はｂ１側に接続され、参照信号生成部７から参照信号が発光素子駆動部９に入力される。そして、発光素子駆動部９において、参照信号に基づいた駆動電流を発光素子１５に流し、発光素子１５から参照信号を含んだ光信号ＬＳが放出される。
【００１８】
受信部２０は、光信号ＬＳを受信する受光素子１７と、受光素子１７の出力電流を電圧信号に変換する光受信部２１と、を備える。そして、受信部２０は、第２の電源端子２２と、第２の接地端子ＧＮＤ２と、を備え、送信部１０から電気的に分離されている。さらに、受信部２０は、平均デューティ比検出部２３と、復調部２５と、バッファ２７と、を備える。
【００１９】
平均デューティ比検出部２３は、第１の平均デューティ比および第２の平均デューティ比の少なくともいずれかに基づいて、光受信部２１から出力される電圧信号を伝送信号または参照信号に対応させる。すなわち、平均デューティ比検出部２３は、受信部２１の出力電圧信号の平均デューティ比を検出し、その値に基づいてスイッチ２４ａおよび２４ｂを制御する。
【００２０】
平均デューティ比検出部２３は、例えば、検出された平均デューティ比が第１の平均デューティ比に等しければ、その電圧信号を伝送信号と認識してスイッチ２４ａをｃ１側に接続し、スイッチ２４ｂをｃ２側に接続する。これにより、伝送信号に対応づけられた電圧信号が復調部２５に入力される。そして、復調部２５は、電圧信号をディジタルデータ信号とクロック信号とに復調して出力する。
【００２１】
復調部２５で復調されたディジタルデータ信号およびクロック信号は、バッファ２７を介して端子２６および２８に出力される。例えば、端子２６からクロック信号を出力し、端子２８からディジタルデータ信号を出力する。
【００２２】
光受信部２１から出力される電圧信号の平均デューティ比が、第２の平均デューティ比に等しければ、デューティ比検出部２３は、その電圧信号を参照信号と認識してスイッチ２４ａをｄ１側に接続し、スイッチ２４ｂをｄ２側に接続する。これにより、光受信部２１から出力される電圧信号は、バッファ２７を介して端子２６もしくは２８に出力される。
【００２３】
デューティ比検出部２３における電圧信号の処理は、上記の例に限られない。例えば、第１の平均デューティ比と第２の平均デューティ比との間の値を基準デューティ比とし、基準デューティ比と、電圧信号の平均デューティ比と、の大小関係に基づいて、電圧信号を伝送信号もしくは参照信号に対応づけても良い。
【００２４】
ここで、例えば、参照信号が固定のパルス幅もしくはパルス周期を有し、そのパルス幅もしくはパルス周期が既知の場合、端子２６もしくは２８から出力される電圧信号のパルス幅を測定することにより、発光素子駆動部９の入力側から光受信回路２１の出力側の間（光結合部）において生じるパルス幅歪みを測定することができる。例えば、パルス周期が未知であるが、参照信号のパルス幅がパルス周期の１／Ｎに決まっている場合、端子２６もしくは２８から出力される電圧信号のパルス周期とパルス幅とを測定して下記の計算を行うことによりパルス幅歪みを求めることができる。
パルス幅歪み＝（パルス幅測定値／パルス周期測定値−１／Ｎ）×パルス周期測定値・・・（１）
上式において、参照信号のパルス幅がパルス周期の１／Ｎであることが前提となっているが、このようなパルスは、より高速のクロックパルスをカウンタ回路等で処理することにより容易に実現できる。
【００２５】
上記の通り、半導体装置１００は、そのテストモードにおいて、送信部で発生させた参照信号を光結合部を介して伝送し、パルス幅歪みを含んだ電圧信号を出力する。これにより、光結合部において生じるパルス幅歪みを測定することが可能となり、光結合部の伝送マージンを検査することができる。
【００２６】
また、図１に示す送信部１０および受信部２０において、それぞれ破線で囲んだ構成要素は、１つの半導体チップに集積することが可能である。例えば、送信部１０において、入力端子４および６、ＡＤ変換回路３、パルス幅変調回路５、参照信号生成回路７、発光素子駆動回路９、制御回路１３、および、制御回路１３で制御されるスイッチ回路１４を含む集積回路（送信用ＩＣ）を用いることができる。
【００２７】
一方、受信部２０には、光受信回路２１、平均デューティ比検出回路２３、復調回路２５、および、デューティ比検出回路２３で制御されるスイッチ回路２４ａ、２４ｂを含む受信用ＩＣを用いることができる。受光素子１７は、受信用ＩＣの他の構成要素と一体に集積化しても良いし、別途、受信用ＩＣの入力側に接続しても良い。
【００２８】
このように、各構成要素を集積化したＩＣを用いることにより、半導体装置１００を小型化することができる。さらに、伝送モードとテストモードとを切り替える際には、入力端子４に所定の電圧を入力し、伝送信号もしくは参照信号を含んだ電圧信号がバッファ２７を介した端子２６もしくは２８に出力させる。したがって、半導体装置１００では、アナログ信号入力端子に加えてテストモード用の端子を付加しない。このため、装置サイズの小型も実現することができる。
【００２９】
次に、図１２を参照して、実施形態に係るパルス幅変調について説明する。図１２は、パルス幅変調部５における１つの符号化方式を例示しており、これに限定される訳ではない。
【００３０】
送信部１０の入力端子４および６に入力されるアナログ信号は、ＡＤ変換部３においてディジタル信号に変換される。入力端子４および６に入力される入力差動信号を所定のクロック信号に基づいてサンプリングし、例えば、ΔΣ型ＡＤ変換回路で１ｂｉｔのディジタルデータ信号に変換する。そして、パルス幅変調部５において、クロック信号にディジタルデータ信号を重畳したパルス幅変調を行う。
【００３１】
さらに、ＡＤ変換部３のディジタルデータ信号（ＡＤＣ出力）にスクランブル信号を重畳し、例えば、図１２に示すＡ〜Ｃの３つのパルスパターンに変調する。図１２では、１ビットのＡＤＣ出力が例示されており、スクランブル信号には、クロック信号に基づいて生成される１ビットの疑似ランダム信号、もしくは、０１交番信号など、平均デューティ比が保証された信号を用いる。
【００３２】
図１２に示すように、例えば、ＡＤＣ出力が「Ｌ」の場合、スクランブルが「Ｌ」または「Ｈ」であっても、デューティ比を５０％とする（Ａパターン）。一方、ＡＤＣの出力が「Ｈ」で、スクランブルが「Ｌ」の場合、デューティ比を２５％とする（Ｂパターン）。そして、ＡＤＣ出力が「Ｈ」、スクランブルが「Ｈ」の場合、デューティ比を７５％とする（Ｃパターン）。これにより、伝送信号における第１の平均デューティ比を５０％にすることができる。なお、Ａ〜Ｃのパルスパターンの立ち上がりＴ０をクロック周期ＴＣと一致させているため、クロック信号にディジタルデータを重畳させることになる。
【００３３】
受信部２０では、復調部２５において、各パルスパターンの立ち上がりＴ０を検出することにより、クロック信号を再生する。さらに、再生されたクロック信号を用いて、図１２中に示す識別点Ｔ１〜Ｔ３における電圧レベルを検知し、電圧信号（伝送信号）をディジタルデータ信号に復調する。なお、識別点Ｔ１〜Ｔ３は再生されたクロック信号とＤＬＬ（Digital Locked Loop）回路等を用いることにより容易に生成できる。
【００３４】
一方、伝送信号をディジタルデータ信号に復調する際には、各識別点Ｔ１〜Ｔ３と、各パルスパターンＡ〜Ｃの立ち下がり点と、の間に、符号誤りを生じさせないマージンが必要となる。例えば、Ａパターンの識別点Ｔ１では、Ｂパターンの立ち下がり点との間のマージンΔＴＭ１と、Ａパターンの立ち下がり点との間のマージンΔＴＭ２と、を確保することが望ましい。例えば、図１２び示すパルスパターンが歪み無く伝送されるとすれば、マージンΔＴＭ１およびΔＴＭ２は、クロック周期ＴＣの８分の１となる。
【００３５】
このように、ＡＤＣ出力とスクランブル信号とを重畳する変調方式を用いると、伝送信号の平均デューティ比が一定となり受信回路の構成を簡略することができる。一方、伝送信号の復調時におけるマージンを小さくするデメリットも生じる。
【００３６】
光結合部のパルス幅歪みが、マージンΔＴＭ１およびΔＴＭ２よりも十分小さければ、符号誤り率を抑制したエラーフリーの信号伝送を実現できる。しかしながら、デルタシグマ型変換器において、入力されたアナログ信号を高精度でアナログ／デジタル変換するためにサンプリングクロック周波数を高くすると、マージンΔＴＭ１およびΔＴＭ２が小さくなり、小さなパルス幅歪みや信号ジッタなどによる復調誤りが無視できない状態となる場合がある。
【００３７】
さらに、ΔΣ型ＡＤ変換回路のように出力パターンが一意に決まらないＡＤ変換を用いる場合、パルス幅変調部５から出力されるパルスパターンを制御することは難しい。このため、伝送信号を含んだ電圧信号を光受信部２１から直接取り出すことが可能な構成としても、出力パルスパターンが一意に決まらないため、信号のパルス歪みを簡単に測定することが難しい。
【００３８】
これに対し、実施形態に係る半導体装置１００では、テストモードにおいてパルス幅を固定した参照信号を伝送することにより、パルス幅歪みを簡単に測定することができる。そして、半導体装置１００の製造過程における検査において、パルス幅歪みの大きいものを取り除くことが可能となる。これにより、半導体装置１００における光結合部の伝送マージンを確保して復調誤りを抑制し、アナログ信号を高精度にディジタル化した信号伝送を実現することができる。
【００３９】
なお、上記の例では、伝送信号の平均デューティ比が５０％に固定される符号化方式を示したが、実施形態は、平均デューティ比が５０％の値に固定される場合に限定される訳ではなく、参照信号の平均デューティ比と重複しなければ良い。
【００４０】
次に、図１５のフローチャートを参照して、半導体装置１００の検査方法を具体的に説明する。
【００４１】
最初に、送信部１０の入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ１よりも高い電圧を入力し、の制御部１３を動作させる（Ｓ０１）。ここで、動作とは、制御信号を出力することを言う。ＶＴＨ１は、アナログ入力信号の最大推奨電圧ＶＩＮＨよりも大きい値とする。電源端子２に印加される電源電圧ＶＤＤ１を５Ｖとして、アナログ入力の推奨電圧範囲を±１．５Ｖとした場合、ＶＴＨ１を、例えば、２．５Ｖとする。
【００４２】
ここで、推奨電圧とは、例えば、入力端子４および６に入力するアナログ信号の電圧振幅の望ましい範囲を意味する。
【００４３】
制御部１３を動作させる閾値ＶＴＨ１は、上記の例に限らず、アナログ入力信号の推奨電圧範囲外であれば良い。上述の例では、制御部１３として、例えば、閾値電圧２．５ＶのＣＭＯＳインバータ回路を用いることができる。
【００４４】
制御部１３は、入力端子４の電圧に基づき参照信号（参照信号生成部７）を選択し、スイッチ１４に制御信号を出力する。制御部１３から制御信号を受けたスイッチ１４は、参照信号生成部７の出力側ｂ１に接続を切り替える（Ｓ０２）。これにより、発光素子駆動部９の入力として参照信号が選択される。スイッチ１４には、例えば、ＣＭＯＳスイッチ回路を用いることができる。
【００４５】
発光素子駆動部９では、参照信号に基づいた発光素子駆動電流を発光素子１５に流す（Ｓ０３）。そして、発光素子駆動部９から出力される駆動電流により、発光素子１５は、参照信号に基づいた光信号ＬＳを放出する（Ｓ０４）。
【００４６】
受信部２０では、受光素子１７が光信号を受信し、光信号に対応した電流を出力する。受光素子１７の出力電流は、例えば、トランスインピーダンスアンプおよびコンパレータを含む光受信部２１において、電圧信号に変換される（Ｓ０５）。
【００４７】
さらに、平均デューティ比検出部２３は、電圧信号の平均デューティ比に基づいて識別し、スイッチ２４ａをｄ１側、スイッチ２４ｂをｄ２側に切り替える。これにより、参照信号に基づく電圧信号が、バッファ２７を介して出力される（Ｓ０６）。そして、図示しない測定器を出力端子２６もしくは２８に接続し、参照信号に基づく電圧信号のパルス幅およびパルス周期を測定してパルス幅歪みを検出する（Ｓ０７）。
【００４８】
上記の実施形態では、ＡＤ変換部３の入力が２端子、受信部２０における出力バッファ２７の端子が２端子の場合を例として説明したが、これに限られる訳ではなく、単相の１端子入力であっても良いし、入力端子および出力端子がそれぞれ２端子以上であっても良い。また、第１の制御部は、入力端子とは別に設けられたテスト端子の電圧に基づいて、伝送信号および参照信号のいずれかを選択しても良い。以下の実施形態においても同様である。
【００４９】
［第２実施形態］
図２は、第２実施形態に係る半導体装置２００における送信部３０の構成を示す模式図である。同図に示すように、半導体装置２００は、電流制御電流源４７と、第３の制御部４１と、を備える点で、半導体装置１００と相違する。図示しない受信部は、半導体装置１００と同じ構成を有する。
【００５０】
前述したように、発光素子１５と受光素子１７とを含む光結合部は、ディジタル伝送を行う構成となっている。したがって、その伝送特性の評価は、時間軸および信号強度においてパルスパターンが所定の範囲にあることを検査する。第１実施形態に示した例では、パルス幅歪み（時間軸方向）の検査を実施する。そして、本実施形態では、信号強度を評価するために、直流感度（信号強度）を検査する機構が付加されている。
【００５１】
制御部４１は、入力端子４に印加される電圧に基づいて、発光素子駆動部９および電流制御電流源４７のいずれかを選択し発光素子１５に駆動電流を流す。そして、電流制御電流源４７は、入力端子６に印加された電流に対応した駆動電流を発光素子１５に流す。
【００５２】
例えば、入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ２（＞ＶＴＨ１）よりも高い電圧が印加された時、制御部４１は、スイッチ４３を電流制御電流源４７の側ｂ２に接続する。これにより、発光素子１５の駆動電流は、電源端子２から電流制御電流源４７に流れる。一方、入力端子４の電圧がＶＴＨ２よりも低い場合には、制御部４１は、スイッチ４３に制御信号を送り、その接続を発光素子駆動部９の側ａ２に切り替える。
【００５３】
半導体装置２００において、例えば、入力端子４および６にアナログ信号が入力されている場合（伝送モード）、制御部１３はスイッチ１４をａ１側に接続し、制御部４１はスイッチ４３をａ２側に接続する。入力されたアナログ信号は、ＡＤ変換部３およびパルス幅変調部５を介して伝送信号に変換される。そして、発光素子駆動部９に入力された伝送信号が発光素子１５の駆動電流に重畳され、発光素子１５は、伝送信号を含んだ光信号ＬＳを放出する。
【００５４】
一方，入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２より低い電圧が印加された場合、半導体装置２００は、テストモードの動作をする。このとき、制御部１３から制御信号が出力され、スイッチ１４の接続をｂ１側に切り替える。
【００５５】
この場合、参照信号生成部７から出力された参照信号が発光素子駆動部９に伝わり、発光素子１５は、参照信号に基づく光信号ＬＳを放出する。そして、前述したように、受信部２０において、参照信号を含む電圧信号を出力させることによりパルス歪みを測定することができる。
【００５６】
本実施形態では、さらに、ＶＴＨ１よりも高い閾値電圧ＶＴＨ２が設定され、入力端子４の電圧がＶＴＨ２よりも高くなった時に、制御部４１からスイッチ４３に制御信号が出力される。そして、制御部４１から制御信号を受けたスイッチ４３は、その接続を電流制御電流源４７の側ｂ２に切り替える。また、電流制御電流源４７は、入力端子６の入力電流に応じた電流を流す。したがって、入力端子６の電流により発光素子１５に流れる駆動電流を制御することができる。
【００５７】
このような回路構成にすることにより、発光素子駆動部９と光受信回路２１との間（光結合部）のパルスス幅歪みを測定することが可能となる。さらに、発光素子１５の直流特性（光結合部の直流感度）を測定することができる。これにより、パルス幅歪みの大きなもの、および、直流感度が所定の範囲にないものを製造過程の検査で取り除くことができる。
【００５８】
次に、図１４（ａ）を参照して、制御部１３および制御部４１、電流制御電流源４７の構成について説明する。図１４（ａ）は、送信部１０、３０における電源端子２と、入力端子４および６と、接地端子ＧＮＤ１と、各制御部の結合を例示する回路図である。
【００５９】
制御部１３は、例えば、ＣＭＯＳロジック回路（一例としてインバータ回路）で構成することができる。インバータの入力側に配置された抵抗Ｒ３は、ＥＳＤ保護抵抗であり省略することも可能である。
【００６０】
電流制御電流源４７と制御部４１とには、例えば、カレントミラー回路を用いる。すなわち、電流制御電流源４７では、入力端子６の入力電流に応じた電流を流す機能を実現するため、好ましい構成としてカレントミラー回路を用いる。一方、第２の制御回路４１には、ＣＭＯＳロジック回路を用いても良い。しかしながら、例えば、入力端子４と入力端子６との間に差動信号を入力し、高精度のＡＤ変換を実現しようとする場合、両端子の入力インピーダンスを一致させることが望ましい。そこで、実施形態では、制御部４１にカレントミラー回路を用いる。
【００６１】
次に、制御部４１および電流制御電流源４７の動作を説明する。ここでは、
ＶＴＨ１＝ＶＴＨ３＝ＶＤＤ１／２・・・（２）
ＶＴＨ２＝ＶＴＨ４＝３ＶＤＤ１／４・・・（３）
とし、アナログ信号の推奨電圧範囲は、−ＶＤＤ１／４以上、ＶＤＤ１／４以下とする。
【００６２】
制御部４１では、ＮＭＯＳトランジスタＭ２およびＭ４をカレントミラー構成とし、Ｍ２に直列に接続されたＭ１１〜Ｍ１Ｎにより閾値電圧ＶＴＨ２を決める。また、Ｍ１１〜Ｍ１Ｎに直列に接続された抵抗Ｒ１は電流制限抵抗である。
【００６３】
制御部４１がＶＴＨ２以下で動作しないように、次式（４）を満足する段数ＮのＮＭＯＳトランジスタを配置する。
ＶＴＨ２（＝３ＶＤＤ１／４）＜ＶＴＨ×Ｎ・・・（４）
【００６４】
例えば、ＶＤＤ１を５Ｖ、ＮＭＯＳトランジスタの閾値ＶＴＨを０．８Ｖとすると、入力側には、５段以上（Ｎ≧５）のＮＭＯＳトランジスタを配置する。このように、ＭＯＳトランジスタの直列段数によりＶＴＨ２を設定し、所定の閾値を有する制御回路を実現することができる。
【００６５】
本実施形態において、入力端子４の電圧ＶＩＮ１が、ＶＴＨ１＜ＶＩＮ１＜ＶＴＨ２の場合は、制御部１３のみが動作する。そして、ＶＩＮ１＞ＶＴＨ２の場合は、制御部１３および制御部４１が共に動作する。さらに、ＶＩＮ１がＶＴＨ１以下の場合は、制御部１３および制御部４１は共に動作せず、その容量がＡＤ変換部の入力容量に付加される。
【００６６】
入力端子６の側も入力端子４と同様の構成となるが、電流制御電流源４７の出力側の構成が異なる。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＭ７のドレイン側が、スイッチ４３を介して発光素子１５に接続される点が異なる。したがって、ＶＩＮ２＞ＶＴＨ４の場合は、電流制御電流源４７が動作する。
【００６７】
本実施形態では、制御部４１の入力側と、電流制御電流源４７の入力側の構成を同一とすることにより、入力端子４の入力インピーダンスと、入力端子６の入力インピーダンスと、を一致させることができる。これにより、アナログ信号の歪みを抑制し、高精度のＡＤ変換および信号伝送を実現できる。
【００６８】
次に、図１６のフローチャートを参照して、半導体装置２００の検査方法を具体的に説明する。図１６は、発光素子１５の直流特性の検査方法を示している。
【００６９】
最初に、送信部３０の入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ２よりも高い電圧を入力し、制御部１３と制御部４１とを動作させる。同時に、入力端子６に閾値電圧ＶＴＨ４よりも高い電圧を入力し、電流制御電流源を動作させる（Ｓ０１）。例えば、電源端子２に印加される電源電圧ＶＤＤ１を５Ｖとした場合、ＶＴＨ２およびＶＴＨ４は、３．７５Ｖとする。
【００７０】
制御部４１は、入力端子４の電圧に基づき電流制御電流源４７を選択し、スイッチ４３に制御信号を出力する。制御部４１から制御信号を受けたスイッチ４３は、電流制御電流源４７の出力側ｂ２に接続を切り替える（Ｓ０２）。
【００７１】
入力端子４の電圧がＶＴＨ２以上になると、制御部４１の入力インピーダンスが下がり入力側に電流が流れ込む。このとき、ＡＤ変換部３および制御部１３の入力インピーダンスが高いため、入力端子４に流れる電流のほとんどは、制御部４１の入力側に流れ込む。制御部４１の入力側に電流が流れ込むと、出力側のＭＯＳトランジスタＭ４にも電流が流れ、スイッチ４３に制御信号を出力する。
【００７２】
電流制御電流源４７は、入力端子６の電流に対応した駆動電流を発光素子１５に流す（Ｓ０３）。なお、入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ２よりも高い電圧が入力された場合、制御部１３も動作し、スイッチ１４が参照信号生成部７の側ｂ１に接続される。これにより、参照信号が発光素子駆動部９に入力されるが、その出力側が電流制御電流源４７に切り替えられているため、参照信号に基づく駆動電流は発光素子に流れない。
【００７３】
テストモードの場合、受信部２０では、受光素子１７が光信号を受信し、光信号に対応した光電流を出力し、光受信部２１において電圧信号に変換される（Ｓ０４）。平均デューティ比検出部２３は、電圧信号の平均デューティ比に基づいて動作モードを識別し、スイッチ２４ａをｄ１側、スイッチ２４ｂをｄ２側に切り替える。これにより、参照信号を含む電圧信号が、バッファ２７を介して出力される（Ｓ０５）。そして、図示しない測定器を出力端子２６もしくは２８に接続し、電圧信号の電圧レベルに基づいて発光素子の光強度を検出する（Ｓ０６）。
【００７４】
入力端子６から電流制御電流源４７の入力側に流れる電流が直流電流の場合、発光素子１５は直流駆動され連続的に発光する。したがって、光受信部２１の出力は、平均デューティ比０％もしくは１００％の電圧信号となり、デューティ比検出部２３において容易に識別される。そして、平均デューティ比検出部２３は、スイッチ２４ａをｄ１側、スイッチ２４ｂをｄ２側に接続し、バッファ２７を介して光受信部２１の電圧信号を出力させる。例えば、入力端子６に徐々に増加する直流電流を流し込み、受信部２０の出力電圧と入力端子６の電流とを対比することにより、発光素子１５の駆動電流と、光受信部２１の出力との間の直流感度を測定することができる。
【００７５】
図３は、第３実施形態の変形例に係る半導体装置２５０の送信部３５の構成を示す模式図である。半導体装置２５０では、発光素子１５を駆動する電力が発光素子駆動部９から供給され、発光素子１５のカソード側が接地されている点で、図２に示す半導体装置２００と相違する。前述したように、例えば、発光素子１５の極性、および、半導体装置を収容するフレームの構造に合わせて、半導体装置２００もしくは２５０の構成を選択することが可能である。
【００７６】
［第３実施形態］
図４は、第３実施形態に係る半導体装置３００における送信部４０の構成を示す模式図である。同図に示すように、半導体装置３００は、スイッチ１４と発光素子駆動部９との間に歪み補償部３３を備える点で、半導体装置２００と相違する。本実施形態でも、受信部は、半導体装置１００の受信部２０と同じ構成を有する。
【００７７】
歪み補償部３３は、制御部１３により制御されるスイッチ１４と、発光素子駆動部９と、の間に配置され、パルス幅変調部５から出力される伝送信号、および、参照信号生成部７から出力される参照信号のパルス幅を補償する。これにより、比較的大きな等価容量をもつ発光素子を用いた場合や発光素子の駆動電流を小さくした動作条件でも良好な信号伝送を実現することができる。
【００７８】
例えば、発光素子１５として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、駆動電流を流し始めてから所定の発光強度に達するまでに時間遅れが生じる。この時間遅れは、駆動電流を止めてから発光素子１５が消光するまでの時間よりも短い。このため、パルス信号の駆動電流により発光素子１５を発光させる場合、駆動電流のパルス幅よりも、発光素子１５から放出される光信号ＬＳのパルス幅の方が短くなる傾向がある。
【００７９】
このパルス幅の減少は、発光素子１５の等価容量が大きいほど、もしくは、発光素子１５の駆動電流が小さいほど顕著になる。すなわち、発光素子１５の特性や駆動電流の大きさに依存して極めて大きなパルス幅の減少（パルス幅歪み）が発生し、受信側の復調部２５においてエラーフリーの復調ができない場合がある。
【００８０】
そこで、上記の通り、本実施形態では、パルス幅変調部５と発光素子駆動部９との間に配置した歪み補償部３３において予め伝送信号のパルス幅を広げ、発光素子１５の電気・光変換過程において減少するパルス幅歪みを補償する。
【００８１】
図５は、第３実施形態の変形例に係る半導体装置３５０の送信部４５の構成を示す模式図である。半導体装置３５０では、発光素子１５を駆動する電力が、制御部４１により選択された発光素子駆動部９、もしくは、電流制御電流源４７から供給され、発光素子１５のカソード側が接地されている点で、図４に示す半導体装置３００と相違する。
【００８２】
本変形例では、電流制御電流源４７の出力側から発光素子１５に駆動電流が供給される。したがって、例えば、電流制御電流源４７を構成するＭＯＳトランジスタの極性を逆転させ、ＰＭＯＳトランジスタを用いた回路とすることができる。
【００８３】
［第４実施形態］
図６は、第４実施形態に係る半導体装置４００における送信部５０の構成を示す模式図である。同図に示すように、半導体装置４００は、歪み補償部３３と、第２の制御部３１と、を備える点で、半導体装置１００と相違する。図示しない受信部は、半導体装置１００の受信部２０と同じ構成を有する。また、本実施形態では、電流制御電流源４７を備えない点で、第２および第３実施形態に示す半導体装置２００〜３５０と相違する。
【００８４】
前述したように、歪み補償部３３は、パルス幅変調部５から出力される伝送信号、および、参照信号生成部７から出力される参照信号のパルス幅を補償する。さらに、本実施形態では、入力端子６に入力される信号のレベルに基づいて、歪み補償部３３と発光素子駆動部９を制御する制御部３１が設けられる。
【００８５】
例えば、図１４（ｂ）は、本実施形態における各制御回路の構成を示す回路図であり、図１４（ａ）の回路図に制御回路３１が付加されている。制御部３１は、歪み補償部３３に制御信号を出力し、伝送信号もしくは参照信号のパルス幅に付加する補償量を変化させる。また、制御部３１は、発光素子駆動部９にも制御信号を出力し、発光素子１５の駆動電流の大きさを変化させる。制御部３１は、例えば、ＣＭＯＳインバータを用いて構成することができる。同図では、インバータの入力側に保護抵抗Ｒ４が配置されているが、省略することもできる。
【００８６】
発光素子駆動部９から出力される駆動電流は、例えば、発光素子１５に適合した一定の電流値に設定される。これに対し、例えば、入力端子６に閾値電圧ＶＴＨ３よりも高い電圧が印加された場合、制御部３１は発光素子駆動部９に制御信号を出力し、駆動電流が設定した電流値よりも小さな値になるように制御する。これにより、発光素子１５が経年劣化して発光効率が低下した状態を模擬し、その状態におけるパルス幅歪み、もしくは、パルス周期の測定を可能とする。
【００８７】
前述したように、単純に発光素子に流れる電流を小さくすると、発光素子の応答遅れによるパルス幅歪みが大きくなる。そこで、制御部３１は、歪み補償部３３も同時に制御し、発光素子駆動部９に入力される信号に対するパルス幅の補償量を大きくする。これにより、発光素子の駆動電流変化に伴うパルス幅歪みを補正することができるので、光強度が低下する経年劣化を模擬し、その状態におけるパルス歪みを測定することができる。
【００８８】
次に、図１３を参照して、歪み補償部３３の構成を説明する。図１３（ａ）および図１３（ｂ）は、それぞれ制御方式の異なる歪み補償部３３を例示する回路図である。
【００８９】
図１３（ａ）に示す回路では、インバータ７１で反転させたパルス信号と、そのパルス信号を遅延させた遅延信号と、を入力とし、ＮＡＮＤ７７から遅延分だけパルス幅を広げた信号を出力させる。例えば、伝送モードにおいて、スイッチ７５ａはｓ１側に接続され、スイッチ７５ｂは短絡、スイッチ７５ｃは開放される。この場合、ＮＡＮＤ７７からは、入力されたパルス信号に対し、インバータ７３および７４における遅延時間ｔ１が補償（付加）されたパルス信号が出力される。例えば、発光素子１５から放出される光信号ＬＳのパルス幅歪みをＤｔｐ（発光素子が消光するまでにかかる時間から発光するまでの時間を引いたもの）とすると、前述したようにＤｔｐ＜０である。従って、遅延時間ｔ１が−Ｄｔｐに等しくなるように設定しておけば、光信号ＬＳのパルス幅歪みをキャンセルすることができる。
【００９０】
入力端子６に、例えば、閾値電圧ＶＴＨ３よりも高い電圧が印加されると、制御部３１は、歪み補償部３３に制御信号を出力する。そして、歪み補償部３３では、スイッチ７５ａがｓ２側に切り替えられ、スイッチ７５ｂは開放、スイッチ７５ｃは短絡される。これにより、ＮＡＮＤ７７に入力されるパルスに、インバータ７８および７９における遅延時間ｔ２が付加される。
【００９１】
例えば、発光素子１５の経年劣化を模擬する場合、歪み補償部３３と同時に発光素子駆動部９にも制御信号が出力され発光素子１５の駆動電流を低下させる。そして、駆動電流を低下させたことに起因するパルス幅の減少量と、新たに付加される遅延時間ｔ２と、が同じであれば、駆動電流を低下させない場合のパルス幅を有し、強度を低下させた光信号が放出される。これにより、発光素子１５の経年劣化した状態を模擬することが可能となる。
【００９２】
図１３（ｂ）に示す回路では、ＮＡＮＤ８７に入力される遅延信号の遅延時間を、インバータ８１および８３の電流により制御する。例えば、インバータ８１および８３にＣＭＯＳインバータを用いた場合、インバータに流れる貫通電流を小さくすると遅延時間が長くなり、電流を大きくすると遅延時間が短くなる。
【００９３】
図１３（ｂ）に示すように、インバータ８１および８３のそれぞれに接続された電流源８２および８４を制御部３１により制御し、インバータ８１および８３の遅延時間を制御する。例えば、電流源８２として、電流出力の異なる複数の定電流回路を並列に設け、制御部３１から出力される制御信号により電流源を切り替える方法が考えられる。これにより、図１３（ａ）に示す歪み補償回路と同等の動作を実現することができる。
【００９４】
本実施形態に係る半導体装置でも、図６における破線で囲まれた構成要素を１つの半導体チップに集積することができる。すなわち、送信部５０において、入力端子４および６、ＡＤ変換回路３、パルス幅変調回路５、参照信号生成回路７、発光素子駆動回路９、制御回路１３、制御回路１３で制御されるスイッチ回路１４、歪み補償回路３３、および、歪み補償回路３３と発光素子駆動回路９とを制御する第３の制御回路３１を含む集積回路（送信用ＩＣ）を用いることができる。
【００９５】
次に、図１７のフローチャートを参照して、半導体装置４００の検査方法を具体的に説明する。図１７は、発光素子１５の経年劣化を模擬した場合のパルス歪みの検査方法を示している。
【００９６】
最初に、送信部５０の入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ１よりも高い電圧を入力し、制御部１３を動作させる。同時に、入力端子６に閾値電圧ＶＴＨ３よりも高い電圧を入力し、制御部３１を動作させる（Ｓ０１）。
【００９７】
ここで、ＶＴＨ１およびＶＴＨ３は、アナログ信号の推奨電圧の最大値ＶＩＮＨよりも大きい値とする。例えば、電源端子２に印加される電源電圧ＶＤＤ１を５Ｖとした場合、アナログ入力の推奨電圧範囲を±１．２５Ｖとして、ＶＴＨ１を２．５Ｖとする。また、上記の例に限らず、ＶＴＨ１およびＶＴＨ３は、アナログ信号の電圧範囲外であれば良い。
【００９８】
制御部１３は、入力端子４の電圧に基づき参照信号（参照信号生成部７）を選択し、スイッチ１４に制御信号を出力する。制御部１３からの制御信号を受けたスイッチ１４は、参照信号生成部７の出力側ｂ１に接続を切り替える。これにより、発光素子駆動部９の入力として参照信号が選択される（Ｓ０２）。
【００９９】
制御部３１は、入力端子６の電圧に基づき歪み補償部３３および発光素子駆動部９に制御信号を出力する。歪み補償部３３では、参照信号のパルス幅を補償し、所定の補償量（ｔ１＋ｔ２）を付加する。発光素子駆動部９では、駆動電流のレベルを低下させ、補償されたパルス幅の参照信号を出力する（Ｓ０２）。そして、発光素子駆動部９から出力された駆動電流により、参照信号に基づく光信号ＬＳが発光素子１５から放出される（Ｓ０３）。
【０１００】
受信部２０では、受光素子１７が光信号を受信し、光信号に対応した光電流を出力する。光電流は、光受信部２１において、参照信号を含む電圧信号に変換される（Ｓ０４）。
【０１０１】
平均デューティ比検出部２３は、電圧信号の平均デューティ比に基づいて信号を識別し、スイッチ２４ａをｄ１側、スイッチ２４ｂをｄ２側に切り替える。これにより、参照信号に基づく電圧信号が、バッファ２７を介して出力される（Ｓ０５）。そして、図示しない測定器を出力端子２６もしくは２８に接続し、参照信号を含む電圧信号のパルス幅を測定しパルス幅歪みを検出する（Ｓ０６）。
【０１０２】
図７は、第４実施形態の変形例に係る半導体装置４５０の送信部５５の構成を示す模式図である。半導体装置４５０では、発光素子１５を駆動する電流が発光素子駆動部９から供給され、発光素子１５のカソード側が接地されている点で、図６に示す半導体装置４００と相違する。
【０１０３】
例えば、発光素子１５の極性、および、半導体装置を収容するフレームの構造に合わせて、半導体装置４００もしくは４５０の構成を選択することが可能である。これにより、回路構成の簡略化および装置サイズの小型化を図ることができる。
【０１０４】
上記の通り、本実施形態に係る半導体装置４００および４５０では、直流感度の測定機構はなく、パルス歪みを測定する構成となっている。一方、第２および第３実施形態に係る半導体装置２００〜３５０では、光結合部の直流感度とパルス幅歪みとを検査する。
【０１０５】
すなわち、半導体装置２００〜３５０では、その光受信部２１において直流から高周波帯域まで信号を受信できるように構成される。このため、直流感度とパルス幅歪みの両方を評価する。これに対し、例えば、光信号ＬＳの平均デューティ比が一定の場合は、光受信部２１において低域遮断周波数と高域遮断周波との間の信号を増幅すれば良い場合がある。この場合、光受信部２１の各要素を容量で接続したＡＣ結合型の構成とすることができる。しかし、ＡＣ結合型光受信部では、直流感度を直接測定することがない。したがって、本実施形態に示す半導体装置４００および４５０の構成が適している。
【０１０６】
ちなみに、半導体装置２００〜３５０では、光受信部２１のパルス幅歪みを抑制する自動閾値制御回路(ＡＴＣ回路：図示せず)を設けることが多い。これに対し、ＡＣ結合型の光受信回路では、ＡＴＣ回路は不要となり回路構成を簡略化できる利点がある。
【０１０７】
［第５実施形態］
図８は、第５実施形態に係る半導体装置５００における送信部６０の構成を示す模式図である。同図に示すように、半導体装置５００の送信部６０は、半導体装置３００の送信部４０に、第２の制御部３１が付加された構成となっている。
【０１０８】
前述したように、半導体装置３００では、光結合部におけるパルス幅歪みと発光素子１５の直流感度を測定することができる。しかしながら，光結合部の検査は、これらの測定だけでは不十分である。例えば、発光素子１５の経時変化による発光効率の低下を見込んだ検査仕様を定める場合に、直流感度の変化を検出することは可能であるが、経時変化に伴いパルス幅歪みが大きくなったものを選別することはできない。
【０１０９】
そこで、本実施形態では、制御部３１を付加し、発光素子１５の経時変化を見越した検査を可能とする。これにより、光結合部の伝送マージンのより厳密な検出を可能とし、高精度の信号伝送を実現することができる。
【０１１０】
半導体装置５００では、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３以上、ＶＴＨ４以下の場合に、制御部３１が動作する。このとき、電流制御電流源４７では、入力側に電流が流れ込まない入力インピーダンス（ＭＯＳトランジスタの段数）が設定されている。また、ＡＤ変換部３の入力も高インピーダンスであるため、入力端子６の電圧が上記の範囲にあるときには、入力端子６に電流が流れ込むことがない。
【０１１１】
次に、入力端子６の電圧ＶＩＮ２をＶＴＨ４以上にすると、電流制御電流源４７の入力側に電流が流れ始める。この時、ＡＤ変換部３の入力、および、制御部３１の入力が高インピーダンスであれば、入力端子６に流れ込む電流のほとんどすべては、電流制御電流源４７の入力側に流れる。したがって、ＶＩＮ２をＶＴＨ４以上の範囲で変化させることにより入力端子６に流れ込む電流を変化させ、ＶＩＮ２に比例した電流で発光素子を駆動することができる。
【０１１２】
表１に、半導体装置５００における入力端子４および６のバイアス状態と、それに対応する動作モードの一例を示す。例えば、入力端子のバイアス状態によりＩ〜ＩＸの９つの動作モードが想定されるが、ＶＩ〜ＶＩＩＩの３つの動作モードは、意図しない動作状態であり使用することは想定しない。
【０１１３】
第１の動作モード（Ｉ）では、入力端子４および６にアナログ信号が入力され、受信側にディジタルデータ信号とクロック信号が出力される。第２〜第９の動作モード（ＩＩ〜ＩＸ）はテストモードであり、パルス幅歪み（ＩＩ）、経年劣化時のパルス幅歪み（Ｖ）、および、直流感度（ＩＸ）の測定を実施することができる。
【表１】
【０１１４】
図９は、第５実施形態の変形例に係る半導体装置５５０の送信部６５の構成を示す模式図である。半導体装置５５０では、発光素子１５を駆動する電力が、発光素子駆動部９、もしくは、電流制御電流源４７から供給され、発光素子１５のカソード側が接地される点で、図８に示す半導体装置５００と相違する。前述したように、発光素子１５の極性やフレームの構造により、半導体装置５００もしくは５５０の構成を適宜選択することが可能である。
【０１１５】
上記の実施形態では、入力端子４の電圧に基づいて制御部１３および制御部４１から制御信号が出力され、入力端子６の電圧に基づいて制御部３１から制御信号が出力され、電流制御電流源４７が駆動電流を制御する。この組み合わせは任意であり、複数の入力端子から選択された任意の入力端子の電圧に基づいて、各制御部および電流制御電流源４７がそれぞれ動作するように構成することができる。この際、誤動作を防ぐために、１つの入力端子に設定される閾値電圧を２以下とすることが好ましい。
【０１１６】
［第６実施形態］
図１０は、第６実施形態に係る半導体装置６００における送信部８０と受信部８５とを示す模式図である。同図に示すように、半導体装置６００は、スイッチ１４を制御する第１の制御部９１と、歪み補償部９６を制御する第２の制御部９３と、を備える点で、半導体装置５００と相違する。
【０１１７】
半導体装置６００は、復号誤りを検出することにより伝送マージンを評価する構成を有する。このため、送信部８０の参照信号生成部９４から、例えば、デューティ２５％および７５％のパルスパターンが交互に出力される。すなわち、図１２に示すＢパターンおよびＣパターンのパルスが交互に出力され、ＡＤＣ出力が全て「Ｈ」の状態を模した参照信号が出力される。また、別の例として、デューティ５０％のＡパターンのパルスを出力し、ＡＤＣ出力が全て「Ｌ」の状態を模した参照信号としても良い。
【０１１８】
制御部９１は、入力端子４および６の電圧に基づいてスイッチ１４を制御する。例えば、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合に、スイッチ１４をｂ１の側に接続し、参照信号を歪み補償部９６に入力させる。一方、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合には、スイッチ１４をａ１の側に接続し、伝送信号を歪み補償部９６に入力させる。
【０１１９】
制御部９３も、入力端子４および６の電圧に基づいて歪み補償部９６を制御する。本実施形態に係る歪み補償部９６では、３種類の遅延時間ｔ１、ｔ２、ｔ３を付加する。例えば、ｔ１＜ｔ２＜ｔ３として、遅延時間ｔ２を光信号ＬＳの発光素子のパルス歪みを適正に補償する遅延時間とする。このような、遅延時間の制御は、図１３（ｂ）に示す回路例を用いるもとにより容易に実現できる。また、図１３（ａ）の回路例に、新たなインバータとスイッチとを加えて構成することも可能である。
【０１２０】
例えば、制御部９３は、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合に、遅延時間ｔ３を付加する。また、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも高くＶＴＨ４よりも低い場合に、遅延時間ｔ１を付加する。すなわち、入力端子６の電圧に基づいて、参照信号のパルス幅の補償量を制御する。
【０１２１】
一方、受信部８５では、受光素子１７により参照信号に基づく光信号ＬＳを検出し、光受信部２１において電圧信号に変換する。本実施形態における平均デューティ比検出部９５は、例えば、電流制御電流源４７が動作する直流感度の測定モードにおいて、スイッチ２４ａおよび２４ｂをｄ１、ｄ２の側に接続する。すなわち、平均デューティ比が０％もしくは１００％の時に、電圧信号をバッファ２７を介して出力させる。したがって、参照信号に基づく電圧信号は、復調部２５においてディジタル信号に復号される。
【０１２２】
例えば、パルス幅が広がる方向に歪みが発生し、図１２に示すマージンΔＴＭ１が小さいとする。この場合に、遅延時間ｔ３が付加されてパルス幅が広がり、全て「Ｈ」の状態を模した参照信号が復調されると、デューティ２５％のパルスにおいて、識別点Ｔ１「Ｈ」、Ｔ２「Ｌ」、Ｔ３「Ｌ」のところが、Ｔ１「Ｈ」、Ｔ２「Ｈ」、Ｔ３「Ｌ」と判定され、「Ｌ」が混入した信号が出力される。また、反対にパルス幅が狭まる方向に歪みが生じ、マージンΔＴＭ２が小さいとする。この場合、補償量として不足した遅延時間ｔ１が付加された時に、デューティ７５％のパルスにおいて、識別点Ｔ１「Ｈ」、Ｔ２「Ｈ」、Ｔ３「Ｈ」のところが、Ｔ１「Ｈ」、Ｔ２「Ｈ」、Ｔ３「Ｌ」と判定され、「Ｌ」が混入した信号が出力される。このように、復号化された参照信号を検出することにより、マージンΔＴＭ１もしくはΔＴＭ２が小さい半導体装置を選別することができる。
【０１２３】
上記の測定方法は、「Ｌ」の有無を識別するのみで済むため、測定時間および測定難度の点で有利である。また、参照信号が、全て「Ｌ」を模した信号である場合にも、同様に測定することが可能である。
【０１２４】
［第７実施形態］
図１１は、第７実施形態に係る半導体装置７００における送信部９０と受信部９５とを示す模式図である。同図に示すように、半導体装置７００の送信部９０は、電流制御電流源４７とスイッチ４３とを有しない点で、半導体装置６００の送信部８０と相違する。さらに、受信部９５は、平均デューティ比検出部２３と、スイッチ２４ａ、２４ｂと、を有しない点で、受信部２０および８５と相違する。
【０１２５】
本実施形態は、直流感度を直接測定しないＡＣ結合型の光受信回路を備える構成に適する。前述した実施形態６と同じように、スイッチ１４を制御する制御部９４と、歪み補償部９６と、を備えている。さらに、制御部４１は、発光素子駆動部９を制御する。
【０１２６】
また、参照信号生成部９４は、ＡＤＣ出力が全て「Ｈ」の状態を模した参照信号を出力される。また、デューティ５０％のＡパターンのパルスを出力し、ＡＤＣ出力が全て「Ｌ」の状態を模した参照信号としても良い。前述したように、歪み補償部９６は、３種類の遅延時間ｔ１、ｔ２、ｔ３を付加する。
【０１２７】
例えば、制御部９１は、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合に、スイッチ１４をｂ１の側に接続し、参照信号を歪み補償部９６に入力させる。一方、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合には、スイッチ１４をａ１の側に接続し、伝送信号を歪み補償部９６に入力させる。
【０１２８】
制御部９３は、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合に、遅延時間ｔ３を付加する。また、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも高くＶＴＨ４よりも低い場合に、遅延時間ｔ１を付加する。すなわち、入力端子６の電圧に基づいて、参照信号のパルス幅の補償量を制御する。
【０１２９】
上記の状態で、伝送マージンを評価する方法については、前述した第６実施形態と同じである。本実施形態では、制御部４１により発光素子１５の駆動電流を変化させ、伝送マージンを評価することができる。
【０１３０】
例えば、パルス歪みの補償量を所定の値よりも大きくする場合、すなわち、遅延時間ｔ３を付加する場合に、発光素子１５の駆動電流を小さくする制御を行う。ここで、遅延時間ｔ３は、駆動電流を下げることにより増加するパルス歪みより大きくする。このような状態で、出力される参照信号に「Ｌ」または「Ｈ」の混入が無ければ、信号強度および時間軸方向の両方に伝送マージンがあると評価できる。
【０１３１】
さらに、遅延時間ｔ１を付加し、駆動電流を大きくする条件、また、遅延時間ｔ３を付加し、駆動電流を大きくする条件、遅延時間ｔ１を付加し、駆動電流を小さくする条件において測定を行うことにより、信号の強度方向および時間軸方向における伝送マージンを評価することができる。
【０１３２】
以上、第１〜第７実施形態に係る半導体装置によれば、光結合型絶縁回路における光結合部（発光素子駆動回路〜光受信回路）のパルス幅歪み、および、発光素子と光受信部の直流感度を検査することができる。さらに、発光素子の経年劣化を擬制した状態での検査を簡便に実施することが可能である。これにより、光結合部の伝送マージンを確保して復調誤りを抑制し、高精度の信号伝送を可能とする半導体装置を提供することができる。
【０１３３】
また、上記の実施形態に限らず、参照信号のパルスパターンと、送信部および受信部の回路構成の組み合わせを変えることにより、他のテストモードを設定することも可能である。
【０１３４】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１３５】
２、２２・・・電源端子、 ３・・・ＡＤ変換部（ＡＤ変換回路）、 ４、６・・・入力端子、 ５・・・パルス幅変調部（パルス幅変調回路）、 ７、９４・・・参照信号生成部（参照信号生成回路）、 ９・・・発光素子駆動部（発光素子駆動回路）、 １０、３０、３５、４０、４５、５０、５５、６０、６５、８０、９０・・・送信部、 １３、３１、４１、９１、９３・・・制御部（制御回路）、 １４、２４ａ、２４ｂ、４３、７５ａ、７５ｂ、７５ｃ・・・スイッチ（スイッチ回路）、 １５・・・発光素子、 １７・・・受光素子、 ２０、８５、９５・・・受信部、 ２１・・・光受信部（光受信回路）、 ２３、９５・・・デューティ比検出部（デューティ比検出回路）、 ２５・・・復調部（復調回路） ２６、２８・・・出力端子、 ２７・・・出力バッファ、 ３３、９６・・・歪み補償部（歪み補償回路）、 ４７・・・電流制御電流源、 ７１、７３、７８、７９、８１、８３・・・インバータ、 ８２、８４・・・電流源、 １００〜７００・・・半導体装置、 ＬＳ・・・光信号
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、半導体装置、その検査方法および送信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力機器の制御に使用される半導体装置には、ノイズ耐量が大きく、アナログ信号の高精度な伝送が可能な絶縁回路が必要とされる。フォトカプラなど光学的に信号を伝送する光結合型絶縁回路を備えた半導体装置は、入出力間が電気的に完全に絶縁されノイズ耐量に優れるが、アナログ信号の伝送には適さない。例えば、受信側に信号処理回路を備えるＩＣ出力型フォトカプラが汎用され、デジタル信号の伝送に用いられているが、高精度なアナログ信号の伝送はできない。また、アナログ信号の伝送に用いられるトランジスタカプラ等の絶縁回路には、その非線形性に起因する信号波形の歪みの問題があり高精度なアナログ信号の伝送に適さない。
【０００３】
そこで、光結合型絶縁回路による高精度なアナログ信号の伝送を可能とするため、その送信側にアナログ／ディジタル（ＡＤ）変換回路を加える技術が開発された。すなわち、アナログ入力をディジタル信号に変換して伝送することにより、光結合部の非線形性の影響を回避し、高精度なアナログ伝送を可能とした。
【０００４】
アナログ／ディジタル変換回路としてデルタシグマ型変換回路を用いた場合、アナログ信号に含まれる情報を高精度に伝送するためには、ＡＤ変換におけるクロック周波数を高くすることが望まれる。また、光結合型絶縁回路内における光信号経路を一つにするために、アナログ／デジタル変換回路のサンプリングクロックとデジタルデータを一系列の信号に重畳させる変調回路が用いられる。変調方式としてパルス幅変調を行って光伝送を行っている場合、サンプリングクロック周波数が光結合部の応答限界に近づくと、光結合部のパルス幅歪みにより、受信側で復調誤りを生じさせることがある。そこで、光結合部の伝送マージンを確保して復調誤りを抑制し、高精度の信号伝送を可能とする光結合型絶縁回路と、それを備えた半導体装置が必要とされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−３０３６６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
実施形態によれば、光結合部の伝送マージンを確保して復調誤りを抑制し、高精度の信号伝送を可能とする半導体装置、その検査方法および送信回路が提供される。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態に係る半導体装置は、アナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換部と、前記アナログ／ディジタル変換部から出力される前記ディジタル信号に応じたパルスパターン（伝送信号）を出力するパルス幅変調部と、固定されたパルスパターン（参照信号）を生成する参照信号生成部と、を備える。そして、前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択する第１の制御部と、前記第１の制御部により選択された前記伝送信号または前記参照信号に基づく発光素子駆動電流を出力する発光素子駆動部と、前記発光素子駆動部により駆動され、前記伝送信号または前記参照信号に基づく光信号を放出する発光素子と、を備える。さらに、前記光信号を受信して受光素子の光電流を電圧信号に変換する光受信部と、前記電圧信号を復調する復調部と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図２】第２実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図３】第２実施形態の変形例に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図４】第３実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図５】第３実施形態の変形例に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図６】第４実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図７】第４実施形態の変形例に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図８】第５実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図９】第５実施形態の変形例に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図１０】第６実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図１１】第７実施形態に係る半導体装置の構成を示す模式図である。
【図１２】パルス幅変調部における符号化方式を例示するチャートである。
【図１３】パルス歪み補償部を例示する回路図である。
【図１４】半導体装置の制御部を例示する回路図である。
【図１５】第１実施形態に係る半導体装置の検査方法を示すフローチャートである。
【図１６】第２実施形態に係る半導体装置の検査方法を示すフローチャートである。
【図１７】第４および第５実施形態に係る半導体装置の検査方法を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、図面中の同一部分には同一番号を付してその詳しい説明は適宜省略し、異なる部分について適宜説明する。
【００１０】
［第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係る半導体装置１００の構成を示す模式図である。半導体装置１００は、発光素子１５と受光素子１７とを介した光結合を含む絶縁回路を有し、送信部１０と受信部２０とを備える。
【００１１】
送信部１０は、例えば、差動入力信号を検出する正相入力端子４と、逆相入力端子６と、電源端子２と、第１の接地端子ＧＮＤ１と、を備える。さらに、送信部１０は、アナログ／ディジタル（ＡＤ）変換部３と、パルス幅変調部５と、参照信号生成部７と、発光素子１５を駆動する発光素子駆動部９と、を備える。
【００１２】
実施形態に係るＡＤ変換部３には、例えば、差動入力信号、もしくは、単相入力信号が入力される。単相入力信号の場合は、入力端子４もしくは入力端子６のどちらか一方に入力される。そして、差動入力信号の場合、ＡＤ変換部３の入力に接続された正相入力端子４および逆相入力端子６から入力される差動アナログ信号が、所定のクロック信号に基づきディジタルデータ信号に変換される。パルス幅変調部５では、クロック信号にＡＤ変換部３から出力されたディジタルデータ信号を重畳して符号化し、第１の平均デューティ比を有する伝送信号に変換する。
【００１３】
参照信号生成部７は、第２の平均デューティ比を有する参照信号を生成する。参照信号は、例えば、ＡＤ変換部３のクロックと同期したパルスであって、パルスパターンが固定された信号である。そして、そのデューティ比（第２の平均デューティ比）と、第１の平均デューティ比とは異なる。
【００１４】
半導体装置１００は、アナログ信号をディジタル信号に変換して伝送する伝送モードと、例えば、パルス歪みを検査するテストモードと、を有する。そして、伝送モードとテストモードとは、第１の制御部１３により切り替えられる。第１の制御部１３は、例えば、入力端子４に入力される電圧に基づいてスイッチ１４を制御し、伝送信号および参照信号のいずれかを選択する。
【００１５】
スイッチ１４は、例えば、初期状態（伝送モード）においてパルス幅変調部５の出力側ａ１に接続される。制御部１３は、例えば、入力端子４の電圧レベルＶＩＮ１が、所定の閾値ＶＴＨ１を越えた時に、スイッチ１４をａ１側から参照信号生成部７の出力側ｂ１に切り替える。そして、入力端子４の電圧レベルＶＩＮ１がＶＴＨ１以下となった時にａ１側に戻す。
【００１６】
伝送モードでは、スイッチ１４はａ１側に接続され、パルス幅変調部５から発光素子駆動部９に伝送信号が入力される。そして、発光素子駆動部９において、伝送信号に基づいた発光素子駆動電流を発光素子１５に流し、発光素子１５から伝送信号を含んだ光信号ＬＳが放出される。
【００１７】
テストモードでは、スイッチ１４はｂ１側に接続され、参照信号生成部７から参照信号が発光素子駆動部９に入力される。そして、発光素子駆動部９において、参照信号に基づいた駆動電流を発光素子１５に流し、発光素子１５から参照信号を含んだ光信号ＬＳが放出される。
【００１８】
受信部２０は、光信号ＬＳを受信する受光素子１７と、受光素子１７の出力電流を電圧信号に変換する光受信部２１と、を備える。そして、受信部２０は、第２の電源端子２２と、第２の接地端子ＧＮＤ２と、を備え、送信部１０から電気的に分離されている。さらに、受信部２０は、平均デューティ比検出部２３と、復調部２５と、バッファ２７と、を備える。
【００１９】
平均デューティ比検出部２３は、第１の平均デューティ比および第２の平均デューティ比の少なくともいずれかに基づいて、光受信部２１から出力される電圧信号を伝送信号または参照信号に対応させる。すなわち、平均デューティ比検出部２３は、受信部２１の出力電圧信号の平均デューティ比を検出し、その値に基づいてスイッチ２４ａおよび２４ｂを制御する。
【００２０】
平均デューティ比検出部２３は、例えば、検出された平均デューティ比が第１の平均デューティ比に等しければ、その電圧信号を伝送信号と認識してスイッチ２４ａをｃ１側に接続し、スイッチ２４ｂをｃ２側に接続する。これにより、伝送信号に対応づけられた電圧信号が復調部２５に入力される。そして、復調部２５は、電圧信号をディジタルデータ信号とクロック信号とに復調して出力する。
【００２１】
復調部２５で復調されたディジタルデータ信号およびクロック信号は、バッファ２７を介して端子２６および２８に出力される。例えば、端子２６からクロック信号を出力し、端子２８からディジタルデータ信号を出力する。
【００２２】
光受信部２１から出力される電圧信号の平均デューティ比が、第２の平均デューティ比に等しければ、デューティ比検出部２３は、その電圧信号を参照信号と認識してスイッチ２４ａをｄ１側に接続し、スイッチ２４ｂをｄ２側に接続する。これにより、光受信部２１から出力される電圧信号は、バッファ２７を介して端子２６もしくは２８に出力される。
【００２３】
デューティ比検出部２３における電圧信号の処理は、上記の例に限られない。例えば、第１の平均デューティ比と第２の平均デューティ比との間の値を基準デューティ比とし、基準デューティ比と、電圧信号の平均デューティ比と、の大小関係に基づいて、電圧信号を伝送信号もしくは参照信号に対応づけても良い。
【００２４】
ここで、例えば、参照信号が固定のパルス幅もしくはパルス周期を有し、そのパルス幅もしくはパルス周期が既知の場合、端子２６もしくは２８から出力される電圧信号のパルス幅を測定することにより、発光素子駆動部９の入力側から光受信回路２１の出力側の間（光結合部）において生じるパルス幅歪みを測定することができる。例えば、パルス周期が未知であるが、参照信号のパルス幅がパルス周期の１／Ｎに決まっている場合、端子２６もしくは２８から出力される電圧信号のパルス周期とパルス幅とを測定して下記の計算を行うことによりパルス幅歪みを求めることができる。
パルス幅歪み＝（パルス幅測定値／パルス周期測定値−１／Ｎ）×パルス周期測定値・・・（１）
上式において、参照信号のパルス幅がパルス周期の１／Ｎであることが前提となっているが、このようなパルスは、より高速のクロックパルスをカウンタ回路等で処理することにより容易に実現できる。
【００２５】
上記の通り、半導体装置１００は、そのテストモードにおいて、送信部で発生させた参照信号を光結合部を介して伝送し、パルス幅歪みを含んだ電圧信号を出力する。これにより、光結合部において生じるパルス幅歪みを測定することが可能となり、光結合部の伝送マージンを検査することができる。
【００２６】
また、図１に示す送信部１０および受信部２０において、それぞれ破線で囲んだ構成要素は、１つの半導体チップに集積することが可能である。例えば、送信部１０において、入力端子４および６、ＡＤ変換回路３、パルス幅変調回路５、参照信号生成回路７、発光素子駆動回路９、制御回路１３、および、制御回路１３で制御されるスイッチ回路１４を含む集積回路（送信用ＩＣ）を用いることができる。
【００２７】
一方、受信部２０には、光受信回路２１、平均デューティ比検出回路２３、復調回路２５、および、デューティ比検出回路２３で制御されるスイッチ回路２４ａ、２４ｂを含む受信用ＩＣを用いることができる。受光素子１７は、受信用ＩＣの他の構成要素と一体に集積化しても良いし、別途、受信用ＩＣの入力側に接続しても良い。
【００２８】
このように、各構成要素を集積化したＩＣを用いることにより、半導体装置１００を小型化することができる。さらに、伝送モードとテストモードとを切り替える際には、入力端子４に所定の電圧を入力し、伝送信号もしくは参照信号を含んだ電圧信号がバッファ２７を介した端子２６もしくは２８に出力させる。したがって、半導体装置１００では、アナログ信号入力端子に加えてテストモード用の端子を付加しない。このため、装置サイズの小型も実現することができる。
【００２９】
次に、図１２を参照して、実施形態に係るパルス幅変調について説明する。図１２は、パルス幅変調部５における１つの符号化方式を例示しており、これに限定される訳ではない。
【００３０】
送信部１０の入力端子４および６に入力されるアナログ信号は、ＡＤ変換部３においてディジタル信号に変換される。入力端子４および６に入力される入力差動信号を所定のクロック信号に基づいてサンプリングし、例えば、ΔΣ型ＡＤ変換回路で１ｂｉｔのディジタルデータ信号に変換する。そして、パルス幅変調部５において、クロック信号にディジタルデータ信号を重畳したパルス幅変調を行う。
【００３１】
さらに、ＡＤ変換部３のディジタルデータ信号（ＡＤＣ出力）にスクランブル信号を重畳し、例えば、図１２に示すＡ〜Ｃの３つのパルスパターンに変調する。図１２では、１ビットのＡＤＣ出力が例示されており、スクランブル信号には、クロック信号に基づいて生成される１ビットの疑似ランダム信号、もしくは、０１交番信号など、平均デューティ比が保証された信号を用いる。
【００３２】
図１２に示すように、例えば、ＡＤＣ出力が「Ｌ」の場合、スクランブルが「Ｌ」または「Ｈ」であっても、デューティ比を５０％とする（Ａパターン）。一方、ＡＤＣの出力が「Ｈ」で、スクランブルが「Ｌ」の場合、デューティ比を２５％とする（Ｂパターン）。そして、ＡＤＣ出力が「Ｈ」、スクランブルが「Ｈ」の場合、デューティ比を７５％とする（Ｃパターン）。これにより、伝送信号における第１の平均デューティ比を５０％にすることができる。なお、Ａ〜Ｃのパルスパターンの立ち上がりＴ０をクロック周期ＴＣと一致させているため、クロック信号にディジタルデータを重畳させることになる。
【００３３】
受信部２０では、復調部２５において、各パルスパターンの立ち上がりＴ０を検出することにより、クロック信号を再生する。さらに、再生されたクロック信号を用いて、図１２中に示す識別点Ｔ１〜Ｔ３における電圧レベルを検知し、電圧信号（伝送信号）をディジタルデータ信号に復調する。なお、識別点Ｔ１〜Ｔ３は再生されたクロック信号とＤＬＬ（Digital Locked Loop）回路等を用いることにより容易に生成できる。
【００３４】
一方、伝送信号をディジタルデータ信号に復調する際には、各識別点Ｔ１〜Ｔ３と、各パルスパターンＡ〜Ｃの立ち下がり点と、の間に、符号誤りを生じさせないマージンが必要となる。例えば、Ａパターンの識別点Ｔ１では、Ｂパターンの立ち下がり点との間のマージンΔＴＭ１と、Ａパターンの立ち下がり点との間のマージンΔＴＭ２と、を確保することが望ましい。例えば、図１２び示すパルスパターンが歪み無く伝送されるとすれば、マージンΔＴＭ１およびΔＴＭ２は、クロック周期ＴＣの８分の１となる。
【００３５】
このように、ＡＤＣ出力とスクランブル信号とを重畳する変調方式を用いると、伝送信号の平均デューティ比が一定となり受信回路の構成を簡略することができる。一方、伝送信号の復調時におけるマージンを小さくするデメリットも生じる。
【００３６】
光結合部のパルス幅歪みが、マージンΔＴＭ１およびΔＴＭ２よりも十分小さければ、符号誤り率を抑制したエラーフリーの信号伝送を実現できる。しかしながら、デルタシグマ型変換器において、入力されたアナログ信号を高精度でアナログ／デジタル変換するためにサンプリングクロック周波数を高くすると、マージンΔＴＭ１およびΔＴＭ２が小さくなり、小さなパルス幅歪みや信号ジッタなどによる復調誤りが無視できない状態となる場合がある。
【００３７】
さらに、ΔΣ型ＡＤ変換回路のように出力パターンが一意に決まらないＡＤ変換を用いる場合、パルス幅変調部５から出力されるパルスパターンを制御することは難しい。このため、伝送信号を含んだ電圧信号を光受信部２１から直接取り出すことが可能な構成としても、出力パルスパターンが一意に決まらないため、信号のパルス歪みを簡単に測定することが難しい。
【００３８】
これに対し、実施形態に係る半導体装置１００では、テストモードにおいてパルス幅を固定した参照信号を伝送することにより、パルス幅歪みを簡単に測定することができる。そして、半導体装置１００の製造過程における検査において、パルス幅歪みの大きいものを取り除くことが可能となる。これにより、半導体装置１００における光結合部の伝送マージンを確保して復調誤りを抑制し、アナログ信号を高精度にディジタル化した信号伝送を実現することができる。
【００３９】
なお、上記の例では、伝送信号の平均デューティ比が５０％に固定される符号化方式を示したが、実施形態は、平均デューティ比が５０％の値に固定される場合に限定される訳ではなく、参照信号の平均デューティ比と重複しなければ良い。
【００４０】
次に、図１５のフローチャートを参照して、半導体装置１００の検査方法を具体的に説明する。
【００４１】
最初に、送信部１０の入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ１よりも高い電圧を入力し、の制御部１３を動作させる（Ｓ０１）。ここで、動作とは、制御信号を出力することを言う。ＶＴＨ１は、アナログ入力信号の最大推奨電圧ＶＩＮＨよりも大きい値とする。電源端子２に印加される電源電圧ＶＤＤ１を５Ｖとして、アナログ入力の推奨電圧範囲を±１．５Ｖとした場合、ＶＴＨ１を、例えば、２．５Ｖとする。
【００４２】
ここで、推奨電圧とは、例えば、入力端子４および６に入力するアナログ信号の電圧振幅の望ましい範囲を意味する。
【００４３】
制御部１３を動作させる閾値ＶＴＨ１は、上記の例に限らず、アナログ入力信号の推奨電圧範囲外であれば良い。上述の例では、制御部１３として、例えば、閾値電圧２．５ＶのＣＭＯＳインバータ回路を用いることができる。
【００４４】
制御部１３は、入力端子４の電圧に基づき参照信号（参照信号生成部７）を選択し、スイッチ１４に制御信号を出力する。制御部１３から制御信号を受けたスイッチ１４は、参照信号生成部７の出力側ｂ１に接続を切り替える（Ｓ０２）。これにより、発光素子駆動部９の入力として参照信号が選択される。スイッチ１４には、例えば、ＣＭＯＳスイッチ回路を用いることができる。
【００４５】
発光素子駆動部９では、参照信号に基づいた発光素子駆動電流を発光素子１５に流す（Ｓ０３）。そして、発光素子駆動部９から出力される駆動電流により、発光素子１５は、参照信号に基づいた光信号ＬＳを放出する（Ｓ０４）。
【００４６】
受信部２０では、受光素子１７が光信号を受信し、光信号に対応した電流を出力する。受光素子１７の出力電流は、例えば、トランスインピーダンスアンプおよびコンパレータを含む光受信部２１において、電圧信号に変換される（Ｓ０５）。
【００４７】
さらに、平均デューティ比検出部２３は、電圧信号の平均デューティ比に基づいて識別し、スイッチ２４ａをｄ１側、スイッチ２４ｂをｄ２側に切り替える。これにより、参照信号に基づく電圧信号が、バッファ２７を介して出力される（Ｓ０６）。そして、図示しない測定器を出力端子２６もしくは２８に接続し、参照信号に基づく電圧信号のパルス幅およびパルス周期を測定してパルス幅歪みを検出する（Ｓ０７）。
【００４８】
上記の実施形態では、ＡＤ変換部３の入力が２端子、受信部２０における出力バッファ２７の端子が２端子の場合を例として説明したが、これに限られる訳ではなく、単相の１端子入力であっても良いし、入力端子および出力端子がそれぞれ２端子以上であっても良い。また、第１の制御部は、入力端子とは別に設けられたテスト端子の電圧に基づいて、伝送信号および参照信号のいずれかを選択しても良い。以下の実施形態においても同様である。
【００４９】
［第２実施形態］
図２は、第２実施形態に係る半導体装置２００における送信部３０の構成を示す模式図である。同図に示すように、半導体装置２００は、電流制御電流源４７と、第３の制御部４１と、を備える点で、半導体装置１００と相違する。図示しない受信部は、半導体装置１００と同じ構成を有する。
【００５０】
前述したように、発光素子１５と受光素子１７とを含む光結合部は、ディジタル伝送を行う構成となっている。したがって、その伝送特性の評価は、時間軸および信号強度においてパルスパターンが所定の範囲にあることを検査する。第１実施形態に示した例では、パルス幅歪み（時間軸方向）の検査を実施する。そして、本実施形態では、信号強度を評価するために、直流感度（信号強度）を検査する機構が付加されている。
【００５１】
制御部４１は、入力端子４に印加される電圧に基づいて、発光素子駆動部９および電流制御電流源４７のいずれかを選択し発光素子１５に駆動電流を流す。そして、電流制御電流源４７は、入力端子６に印加された電流に対応した駆動電流を発光素子１５に流す。
【００５２】
例えば、入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ２（＞ＶＴＨ１）よりも高い電圧が印加された時、制御部４１は、スイッチ４３を電流制御電流源４７の側ｂ２に接続する。これにより、発光素子１５の駆動電流は、電源端子２から電流制御電流源４７に流れる。一方、入力端子４の電圧がＶＴＨ２よりも低い場合には、制御部４１は、スイッチ４３に制御信号を送り、その接続を発光素子駆動部９の側ａ２に切り替える。
【００５３】
半導体装置２００において、例えば、入力端子４および６にアナログ信号が入力されている場合（伝送モード）、制御部１３はスイッチ１４をａ１側に接続し、制御部４１はスイッチ４３をａ２側に接続する。入力されたアナログ信号は、ＡＤ変換部３およびパルス幅変調部５を介して伝送信号に変換される。そして、発光素子駆動部９に入力された伝送信号が発光素子１５の駆動電流に重畳され、発光素子１５は、伝送信号を含んだ光信号ＬＳを放出する。
【００５４】
一方，入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２より低い電圧が印加された場合、半導体装置２００は、テストモードの動作をする。このとき、制御部１３から制御信号が出力され、スイッチ１４の接続をｂ１側に切り替える。
【００５５】
この場合、参照信号生成部７から出力された参照信号が発光素子駆動部９に伝わり、発光素子１５は、参照信号に基づく光信号ＬＳを放出する。そして、前述したように、受信部２０において、参照信号を含む電圧信号を出力させることによりパルス歪みを測定することができる。
【００５６】
本実施形態では、さらに、ＶＴＨ１よりも高い閾値電圧ＶＴＨ２が設定され、入力端子４の電圧がＶＴＨ２よりも高くなった時に、制御部４１からスイッチ４３に制御信号が出力される。そして、制御部４１から制御信号を受けたスイッチ４３は、その接続を電流制御電流源４７の側ｂ２に切り替える。また、電流制御電流源４７は、入力端子６の入力電流に応じた電流を流す。したがって、入力端子６の電流により発光素子１５に流れる駆動電流を制御することができる。
【００５７】
このような回路構成にすることにより、発光素子駆動部９と光受信回路２１との間（光結合部）のパルスス幅歪みを測定することが可能となる。さらに、発光素子１５の直流特性（光結合部の直流感度）を測定することができる。これにより、パルス幅歪みの大きなもの、および、直流感度が所定の範囲にないものを製造過程の検査で取り除くことができる。
【００５８】
次に、図１４（ａ）を参照して、制御部１３および制御部４１、電流制御電流源４７の構成について説明する。図１４（ａ）は、送信部１０、３０における電源端子２と、入力端子４および６と、接地端子ＧＮＤ１と、各制御部の結合を例示する回路図である。
【００５９】
制御部１３は、例えば、ＣＭＯＳロジック回路（一例としてインバータ回路）で構成することができる。インバータの入力側に配置された抵抗Ｒ３は、ＥＳＤ保護抵抗であり省略することも可能である。
【００６０】
電流制御電流源４７と制御部４１とには、例えば、カレントミラー回路を用いる。すなわち、電流制御電流源４７では、入力端子６の入力電流に応じた電流を流す機能を実現するため、好ましい構成としてカレントミラー回路を用いる。一方、第２の制御回路４１には、ＣＭＯＳロジック回路を用いても良い。しかしながら、例えば、入力端子４と入力端子６との間に差動信号を入力し、高精度のＡＤ変換を実現しようとする場合、両端子の入力インピーダンスを一致させることが望ましい。そこで、実施形態では、制御部４１にカレントミラー回路を用いる。
【００６１】
次に、制御部４１および電流制御電流源４７の動作を説明する。ここでは、
ＶＴＨ１＝ＶＴＨ３＝ＶＤＤ１／２・・・（２）
ＶＴＨ２＝ＶＴＨ４＝３ＶＤＤ１／４・・・（３）
とし、アナログ信号の推奨電圧範囲は、−ＶＤＤ１／４以上、ＶＤＤ１／４以下とする。
【００６２】
制御部４１では、ＮＭＯＳトランジスタＭ２およびＭ４をカレントミラー構成とし、Ｍ２に直列に接続されたＭ１１〜Ｍ１Ｎにより閾値電圧ＶＴＨ２を決める。また、Ｍ１１〜Ｍ１Ｎに直列に接続された抵抗Ｒ１は電流制限抵抗である。
【００６３】
制御部４１がＶＴＨ２以下で動作しないように、次式（４）を満足する段数ＮのＮＭＯＳトランジスタを配置する。
ＶＴＨ２（＝３ＶＤＤ１／４）＜ＶＴＨ×Ｎ・・・（４）
【００６４】
例えば、ＶＤＤ１を５Ｖ、ＮＭＯＳトランジスタの閾値ＶＴＨを０．８Ｖとすると、入力側には、５段以上（Ｎ≧５）のＮＭＯＳトランジスタを配置する。このように、ＭＯＳトランジスタの直列段数によりＶＴＨ２を設定し、所定の閾値を有する制御回路を実現することができる。
【００６５】
本実施形態において、入力端子４の電圧ＶＩＮ１が、ＶＴＨ１＜ＶＩＮ１＜ＶＴＨ２の場合は、制御部１３のみが動作する。そして、ＶＩＮ１＞ＶＴＨ２の場合は、制御部１３および制御部４１が共に動作する。さらに、ＶＩＮ１がＶＴＨ１以下の場合は、制御部１３および制御部４１は共に動作せず、その容量がＡＤ変換部の入力容量に付加される。
【００６６】
入力端子６の側も入力端子４と同様の構成となるが、電流制御電流源４７の出力側の構成が異なる。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＭ７のドレイン側が、スイッチ４３を介して発光素子１５に接続される点が異なる。したがって、ＶＩＮ２＞ＶＴＨ４の場合は、電流制御電流源４７が動作する。
【００６７】
本実施形態では、制御部４１の入力側と、電流制御電流源４７の入力側の構成を同一とすることにより、入力端子４の入力インピーダンスと、入力端子６の入力インピーダンスと、を一致させることができる。これにより、アナログ信号の歪みを抑制し、高精度のＡＤ変換および信号伝送を実現できる。
【００６８】
次に、図１６のフローチャートを参照して、半導体装置２００の検査方法を具体的に説明する。図１６は、発光素子１５の直流特性の検査方法を示している。
【００６９】
最初に、送信部３０の入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ２よりも高い電圧を入力し、制御部１３と制御部４１とを動作させる。同時に、入力端子６に閾値電圧ＶＴＨ４よりも高い電圧を入力し、電流制御電流源を動作させる（Ｓ０１）。例えば、電源端子２に印加される電源電圧ＶＤＤ１を５Ｖとした場合、ＶＴＨ２およびＶＴＨ４は、３．７５Ｖとする。
【００７０】
制御部４１は、入力端子４の電圧に基づき電流制御電流源４７を選択し、スイッチ４３に制御信号を出力する。制御部４１から制御信号を受けたスイッチ４３は、電流制御電流源４７の出力側ｂ２に接続を切り替える（Ｓ０２）。
【００７１】
入力端子４の電圧がＶＴＨ２以上になると、制御部４１の入力インピーダンスが下がり入力側に電流が流れ込む。このとき、ＡＤ変換部３および制御部１３の入力インピーダンスが高いため、入力端子４に流れる電流のほとんどは、制御部４１の入力側に流れ込む。制御部４１の入力側に電流が流れ込むと、出力側のＭＯＳトランジスタＭ４にも電流が流れ、スイッチ４３に制御信号を出力する。
【００７２】
電流制御電流源４７は、入力端子６の電流に対応した駆動電流を発光素子１５に流す（Ｓ０３）。なお、入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ２よりも高い電圧が入力された場合、制御部１３も動作し、スイッチ１４が参照信号生成部７の側ｂ１に接続される。これにより、参照信号が発光素子駆動部９に入力されるが、その出力側が電流制御電流源４７に切り替えられているため、参照信号に基づく駆動電流は発光素子に流れない。
【００７３】
テストモードの場合、受信部２０では、受光素子１７が光信号を受信し、光信号に対応した光電流を出力し、光受信部２１において電圧信号に変換される（Ｓ０４）。平均デューティ比検出部２３は、電圧信号の平均デューティ比に基づいて動作モードを識別し、スイッチ２４ａをｄ１側、スイッチ２４ｂをｄ２側に切り替える。これにより、参照信号を含む電圧信号が、バッファ２７を介して出力される（Ｓ０５）。そして、図示しない測定器を出力端子２６もしくは２８に接続し、電圧信号の電圧レベルに基づいて発光素子の光強度を検出する（Ｓ０６）。
【００７４】
入力端子６から電流制御電流源４７の入力側に流れる電流が直流電流の場合、発光素子１５は直流駆動され連続的に発光する。したがって、光受信部２１の出力は、平均デューティ比０％もしくは１００％の電圧信号となり、デューティ比検出部２３において容易に識別される。そして、平均デューティ比検出部２３は、スイッチ２４ａをｄ１側、スイッチ２４ｂをｄ２側に接続し、バッファ２７を介して光受信部２１の電圧信号を出力させる。例えば、入力端子６に徐々に増加する直流電流を流し込み、受信部２０の出力電圧と入力端子６の電流とを対比することにより、発光素子１５の駆動電流と、光受信部２１の出力との間の直流感度を測定することができる。
【００７５】
図３は、第３実施形態の変形例に係る半導体装置２５０の送信部３５の構成を示す模式図である。半導体装置２５０では、発光素子１５を駆動する電力が発光素子駆動部９から供給され、発光素子１５のカソード側が接地されている点で、図２に示す半導体装置２００と相違する。前述したように、例えば、発光素子１５の極性、および、半導体装置を収容するフレームの構造に合わせて、半導体装置２００もしくは２５０の構成を選択することが可能である。
【００７６】
［第３実施形態］
図４は、第３実施形態に係る半導体装置３００における送信部４０の構成を示す模式図である。同図に示すように、半導体装置３００は、スイッチ１４と発光素子駆動部９との間に歪み補償部３３を備える点で、半導体装置２００と相違する。本実施形態でも、受信部は、半導体装置１００の受信部２０と同じ構成を有する。
【００７７】
歪み補償部３３は、制御部１３により制御されるスイッチ１４と、発光素子駆動部９と、の間に配置され、パルス幅変調部５から出力される伝送信号、および、参照信号生成部７から出力される参照信号のパルス幅を補償する。これにより、比較的大きな等価容量をもつ発光素子を用いた場合や発光素子の駆動電流を小さくした動作条件でも良好な信号伝送を実現することができる。
【００７８】
例えば、発光素子１５として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、駆動電流を流し始めてから所定の発光強度に達するまでに時間遅れが生じる。この時間遅れは、駆動電流を止めてから発光素子１５が消光するまでの時間よりも短い。このため、パルス信号の駆動電流により発光素子１５を発光させる場合、駆動電流のパルス幅よりも、発光素子１５から放出される光信号ＬＳのパルス幅の方が短くなる傾向がある。
【００７９】
このパルス幅の減少は、発光素子１５の等価容量が大きいほど、もしくは、発光素子１５の駆動電流が小さいほど顕著になる。すなわち、発光素子１５の特性や駆動電流の大きさに依存して極めて大きなパルス幅の減少（パルス幅歪み）が発生し、受信側の復調部２５においてエラーフリーの復調ができない場合がある。
【００８０】
そこで、上記の通り、本実施形態では、パルス幅変調部５と発光素子駆動部９との間に配置した歪み補償部３３において予め伝送信号のパルス幅を広げ、発光素子１５の電気・光変換過程において減少するパルス幅歪みを補償する。
【００８１】
図５は、第３実施形態の変形例に係る半導体装置３５０の送信部４５の構成を示す模式図である。半導体装置３５０では、発光素子１５を駆動する電力が、制御部４１により選択された発光素子駆動部９、もしくは、電流制御電流源４７から供給され、発光素子１５のカソード側が接地されている点で、図４に示す半導体装置３００と相違する。
【００８２】
本変形例では、電流制御電流源４７の出力側から発光素子１５に駆動電流が供給される。したがって、例えば、電流制御電流源４７を構成するＭＯＳトランジスタの極性を逆転させ、ＰＭＯＳトランジスタを用いた回路とすることができる。
【００８３】
［第４実施形態］
図６は、第４実施形態に係る半導体装置４００における送信部５０の構成を示す模式図である。同図に示すように、半導体装置４００は、歪み補償部３３と、第２の制御部３１と、を備える点で、半導体装置１００と相違する。図示しない受信部は、半導体装置１００の受信部２０と同じ構成を有する。また、本実施形態では、電流制御電流源４７を備えない点で、第２および第３実施形態に示す半導体装置２００〜３５０と相違する。
【００８４】
前述したように、歪み補償部３３は、パルス幅変調部５から出力される伝送信号、および、参照信号生成部７から出力される参照信号のパルス幅を補償する。さらに、本実施形態では、入力端子６に入力される信号のレベルに基づいて、歪み補償部３３と発光素子駆動部９を制御する制御部３１が設けられる。
【００８５】
例えば、図１４（ｂ）は、本実施形態における各制御回路の構成を示す回路図であり、図１４（ａ）の回路図に制御回路３１が付加されている。制御部３１は、歪み補償部３３に制御信号を出力し、伝送信号もしくは参照信号のパルス幅に付加する補償量を変化させる。また、制御部３１は、発光素子駆動部９にも制御信号を出力し、発光素子１５の駆動電流の大きさを変化させる。制御部３１は、例えば、ＣＭＯＳインバータを用いて構成することができる。同図では、インバータの入力側に保護抵抗Ｒ４が配置されているが、省略することもできる。
【００８６】
発光素子駆動部９から出力される駆動電流は、例えば、発光素子１５に適合した一定の電流値に設定される。これに対し、例えば、入力端子６に閾値電圧ＶＴＨ３よりも高い電圧が印加された場合、制御部３１は発光素子駆動部９に制御信号を出力し、駆動電流が設定した電流値よりも小さな値になるように制御する。これにより、発光素子１５が経年劣化して発光効率が低下した状態を模擬し、その状態におけるパルス幅歪み、もしくは、パルス周期の測定を可能とする。
【００８７】
前述したように、単純に発光素子に流れる電流を小さくすると、発光素子の応答遅れによるパルス幅歪みが大きくなる。そこで、制御部３１は、歪み補償部３３も同時に制御し、発光素子駆動部９に入力される信号に対するパルス幅の補償量を大きくする。これにより、発光素子の駆動電流変化に伴うパルス幅歪みを補正することができるので、光強度が低下する経年劣化を模擬し、その状態におけるパルス歪みを測定することができる。
【００８８】
次に、図１３を参照して、歪み補償部３３の構成を説明する。図１３（ａ）および図１３（ｂ）は、それぞれ制御方式の異なる歪み補償部３３を例示する回路図である。
【００８９】
図１３（ａ）に示す回路では、インバータ７１で反転させたパルス信号と、そのパルス信号を遅延させた遅延信号と、を入力とし、ＮＡＮＤ７７から遅延分だけパルス幅を広げた信号を出力させる。例えば、伝送モードにおいて、スイッチ７５ａはｓ１側に接続され、スイッチ７５ｂは短絡、スイッチ７５ｃは開放される。この場合、ＮＡＮＤ７７からは、入力されたパルス信号に対し、インバータ７３および７４における遅延時間ｔ１が補償（付加）されたパルス信号が出力される。例えば、発光素子１５から放出される光信号ＬＳのパルス幅歪みをＤｔｐ（発光素子が消光するまでにかかる時間から発光するまでの時間を引いたもの）とすると、前述したようにＤｔｐ＜０である。従って、遅延時間ｔ１が−Ｄｔｐに等しくなるように設定しておけば、光信号ＬＳのパルス幅歪みをキャンセルすることができる。
【００９０】
入力端子６に、例えば、閾値電圧ＶＴＨ３よりも高い電圧が印加されると、制御部３１は、歪み補償部３３に制御信号を出力する。そして、歪み補償部３３では、スイッチ７５ａがｓ２側に切り替えられ、スイッチ７５ｂは開放、スイッチ７５ｃは短絡される。これにより、ＮＡＮＤ７７に入力されるパルスに、インバータ７８および７９における遅延時間ｔ２が付加される。
【００９１】
例えば、発光素子１５の経年劣化を模擬する場合、歪み補償部３３と同時に発光素子駆動部９にも制御信号が出力され発光素子１５の駆動電流を低下させる。そして、駆動電流を低下させたことに起因するパルス幅の減少量と、新たに付加される遅延時間ｔ２と、が同じであれば、駆動電流を低下させない場合のパルス幅を有し、強度を低下させた光信号が放出される。これにより、発光素子１５の経年劣化した状態を模擬することが可能となる。
【００９２】
図１３（ｂ）に示す回路では、ＮＡＮＤ８７に入力される遅延信号の遅延時間を、インバータ８１および８３の電流により制御する。例えば、インバータ８１および８３にＣＭＯＳインバータを用いた場合、インバータに流れる貫通電流を小さくすると遅延時間が長くなり、電流を大きくすると遅延時間が短くなる。
【００９３】
図１３（ｂ）に示すように、インバータ８１および８３のそれぞれに接続された電流源８２および８４を制御部３１により制御し、インバータ８１および８３の遅延時間を制御する。例えば、電流源８２として、電流出力の異なる複数の定電流回路を並列に設け、制御部３１から出力される制御信号により電流源を切り替える方法が考えられる。これにより、図１３（ａ）に示す歪み補償回路と同等の動作を実現することができる。
【００９４】
本実施形態に係る半導体装置でも、図６における破線で囲まれた構成要素を１つの半導体チップに集積することができる。すなわち、送信部５０において、入力端子４および６、ＡＤ変換回路３、パルス幅変調回路５、参照信号生成回路７、発光素子駆動回路９、制御回路１３、制御回路１３で制御されるスイッチ回路１４、歪み補償回路３３、および、歪み補償回路３３と発光素子駆動回路９とを制御する第３の制御回路３１を含む集積回路（送信用ＩＣ）を用いることができる。
【００９５】
次に、図１７のフローチャートを参照して、半導体装置４００の検査方法を具体的に説明する。図１７は、発光素子１５の経年劣化を模擬した場合のパルス歪みの検査方法を示している。
【００９６】
最初に、送信部５０の入力端子４に閾値電圧ＶＴＨ１よりも高い電圧を入力し、制御部１３を動作させる。同時に、入力端子６に閾値電圧ＶＴＨ３よりも高い電圧を入力し、制御部３１を動作させる（Ｓ０１）。
【００９７】
ここで、ＶＴＨ１およびＶＴＨ３は、アナログ信号の推奨電圧の最大値ＶＩＮＨよりも大きい値とする。例えば、電源端子２に印加される電源電圧ＶＤＤ１を５Ｖとした場合、アナログ入力の推奨電圧範囲を±１．２５Ｖとして、ＶＴＨ１を２．５Ｖとする。また、上記の例に限らず、ＶＴＨ１およびＶＴＨ３は、アナログ信号の電圧範囲外であれば良い。
【００９８】
制御部１３は、入力端子４の電圧に基づき参照信号（参照信号生成部７）を選択し、スイッチ１４に制御信号を出力する。制御部１３からの制御信号を受けたスイッチ１４は、参照信号生成部７の出力側ｂ１に接続を切り替える。これにより、発光素子駆動部９の入力として参照信号が選択される（Ｓ０２）。
【００９９】
制御部３１は、入力端子６の電圧に基づき歪み補償部３３および発光素子駆動部９に制御信号を出力する。歪み補償部３３では、参照信号のパルス幅を補償し、所定の補償量（ｔ１＋ｔ２）を付加する。発光素子駆動部９では、駆動電流のレベルを低下させ、補償されたパルス幅の参照信号を出力する（Ｓ０２）。そして、発光素子駆動部９から出力された駆動電流により、参照信号に基づく光信号ＬＳが発光素子１５から放出される（Ｓ０３）。
【０１００】
受信部２０では、受光素子１７が光信号を受信し、光信号に対応した光電流を出力する。光電流は、光受信部２１において、参照信号を含む電圧信号に変換される（Ｓ０４）。
【０１０１】
平均デューティ比検出部２３は、電圧信号の平均デューティ比に基づいて信号を識別し、スイッチ２４ａをｄ１側、スイッチ２４ｂをｄ２側に切り替える。これにより、参照信号に基づく電圧信号が、バッファ２７を介して出力される（Ｓ０５）。そして、図示しない測定器を出力端子２６もしくは２８に接続し、参照信号を含む電圧信号のパルス幅を測定しパルス幅歪みを検出する（Ｓ０６）。
【０１０２】
図７は、第４実施形態の変形例に係る半導体装置４５０の送信部５５の構成を示す模式図である。半導体装置４５０では、発光素子１５を駆動する電流が発光素子駆動部９から供給され、発光素子１５のカソード側が接地されている点で、図６に示す半導体装置４００と相違する。
【０１０３】
例えば、発光素子１５の極性、および、半導体装置を収容するフレームの構造に合わせて、半導体装置４００もしくは４５０の構成を選択することが可能である。これにより、回路構成の簡略化および装置サイズの小型化を図ることができる。
【０１０４】
上記の通り、本実施形態に係る半導体装置４００および４５０では、直流感度の測定機構はなく、パルス歪みを測定する構成となっている。一方、第２および第３実施形態に係る半導体装置２００〜３５０では、光結合部の直流感度とパルス幅歪みとを検査する。
【０１０５】
すなわち、半導体装置２００〜３５０では、その光受信部２１において直流から高周波帯域まで信号を受信できるように構成される。このため、直流感度とパルス幅歪みの両方を評価する。これに対し、例えば、光信号ＬＳの平均デューティ比が一定の場合は、光受信部２１において低域遮断周波数と高域遮断周波との間の信号を増幅すれば良い場合がある。この場合、光受信部２１の各要素を容量で接続したＡＣ結合型の構成とすることができる。しかし、ＡＣ結合型光受信部では、直流感度を直接測定することがない。したがって、本実施形態に示す半導体装置４００および４５０の構成が適している。
【０１０６】
ちなみに、半導体装置２００〜３５０では、光受信部２１のパルス幅歪みを抑制する自動閾値制御回路(ＡＴＣ回路：図示せず)を設けることが多い。これに対し、ＡＣ結合型の光受信回路では、ＡＴＣ回路は不要となり回路構成を簡略化できる利点がある。
【０１０７】
［第５実施形態］
図８は、第５実施形態に係る半導体装置５００における送信部６０の構成を示す模式図である。同図に示すように、半導体装置５００の送信部６０は、半導体装置３００の送信部４０に、第２の制御部３１が付加された構成となっている。
【０１０８】
前述したように、半導体装置３００では、光結合部におけるパルス幅歪みと発光素子１５の直流感度を測定することができる。しかしながら，光結合部の検査は、これらの測定だけでは不十分である。例えば、発光素子１５の経時変化による発光効率の低下を見込んだ検査仕様を定める場合に、直流感度の変化を検出することは可能であるが、経時変化に伴いパルス幅歪みが大きくなったものを選別することはできない。
【０１０９】
そこで、本実施形態では、制御部３１を付加し、発光素子１５の経時変化を見越した検査を可能とする。これにより、光結合部の伝送マージンのより厳密な検出を可能とし、高精度の信号伝送を実現することができる。
【０１１０】
半導体装置５００では、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３以上、ＶＴＨ４以下の場合に、制御部３１が動作する。このとき、電流制御電流源４７では、入力側に電流が流れ込まない入力インピーダンス（ＭＯＳトランジスタの段数）が設定されている。また、ＡＤ変換部３の入力も高インピーダンスであるため、入力端子６の電圧が上記の範囲にあるときには、入力端子６に電流が流れ込むことがない。
【０１１１】
次に、入力端子６の電圧ＶＩＮ２をＶＴＨ４以上にすると、電流制御電流源４７の入力側に電流が流れ始める。この時、ＡＤ変換部３の入力、および、制御部３１の入力が高インピーダンスであれば、入力端子６に流れ込む電流のほとんどすべては、電流制御電流源４７の入力側に流れる。したがって、ＶＩＮ２をＶＴＨ４以上の範囲で変化させることにより入力端子６に流れ込む電流を変化させ、ＶＩＮ２に比例した電流で発光素子を駆動することができる。
【０１１２】
表１に、半導体装置５００における入力端子４および６のバイアス状態と、それに対応する動作モードの一例を示す。例えば、入力端子のバイアス状態によりＩ〜ＩＸの９つの動作モードが想定されるが、ＶＩ〜ＶＩＩＩの３つの動作モードは、意図しない動作状態であり使用することは想定しない。
【０１１３】
第１の動作モード（Ｉ）では、入力端子４および６にアナログ信号が入力され、受信側にディジタルデータ信号とクロック信号が出力される。第２〜第９の動作モード（ＩＩ〜ＩＸ）はテストモードであり、パルス幅歪み（ＩＩ）、経年劣化時のパルス幅歪み（Ｖ）、および、直流感度（ＩＸ）の測定を実施することができる。
【表１】
【０１１４】
図９は、第５実施形態の変形例に係る半導体装置５５０の送信部６５の構成を示す模式図である。半導体装置５５０では、発光素子１５を駆動する電力が、発光素子駆動部９、もしくは、電流制御電流源４７から供給され、発光素子１５のカソード側が接地される点で、図８に示す半導体装置５００と相違する。前述したように、発光素子１５の極性やフレームの構造により、半導体装置５００もしくは５５０の構成を適宜選択することが可能である。
【０１１５】
上記の実施形態では、入力端子４の電圧に基づいて制御部１３および制御部４１から制御信号が出力され、入力端子６の電圧に基づいて制御部３１から制御信号が出力され、電流制御電流源４７が駆動電流を制御する。この組み合わせは任意であり、複数の入力端子から選択された任意の入力端子の電圧に基づいて、各制御部および電流制御電流源４７がそれぞれ動作するように構成することができる。この際、誤動作を防ぐために、１つの入力端子に設定される閾値電圧を２以下とすることが好ましい。
【０１１６】
［第６実施形態］
図１０は、第６実施形態に係る半導体装置６００における送信部８０と受信部８５とを示す模式図である。同図に示すように、半導体装置６００は、スイッチ１４を制御する第１の制御部９１と、歪み補償部９６を制御する第２の制御部９３と、を備える点で、半導体装置５００と相違する。
【０１１７】
半導体装置６００は、復号誤りを検出することにより伝送マージンを評価する構成を有する。このため、送信部８０の参照信号生成部９４から、例えば、デューティ２５％および７５％のパルスパターンが交互に出力される。すなわち、図１２に示すＢパターンおよびＣパターンのパルスが交互に出力され、ＡＤＣ出力が全て「Ｈ」の状態を模した参照信号が出力される。また、別の例として、デューティ５０％のＡパターンのパルスを出力し、ＡＤＣ出力が全て「Ｌ」の状態を模した参照信号としても良い。
【０１１８】
制御部９１は、入力端子４および６の電圧に基づいてスイッチ１４を制御する。例えば、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合に、スイッチ１４をｂ１の側に接続し、参照信号を歪み補償部９６に入力させる。一方、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合には、スイッチ１４をａ１の側に接続し、伝送信号を歪み補償部９６に入力させる。
【０１１９】
制御部９３も、入力端子４および６の電圧に基づいて歪み補償部９６を制御する。本実施形態に係る歪み補償部９６では、３種類の遅延時間ｔ１、ｔ２、ｔ３を付加する。例えば、ｔ１＜ｔ２＜ｔ３として、遅延時間ｔ２を光信号ＬＳの発光素子のパルス歪みを適正に補償する遅延時間とする。このような、遅延時間の制御は、図１３（ｂ）に示す回路例を用いるもとにより容易に実現できる。また、図１３（ａ）の回路例に、新たなインバータとスイッチとを加えて構成することも可能である。
【０１２０】
例えば、制御部９３は、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合に、遅延時間ｔ３を付加する。また、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも高くＶＴＨ４よりも低い場合に、遅延時間ｔ１を付加する。すなわち、入力端子６の電圧に基づいて、参照信号のパルス幅の補償量を制御する。
【０１２１】
一方、受信部８５では、受光素子１７により参照信号に基づく光信号ＬＳを検出し、光受信部２１において電圧信号に変換する。本実施形態における平均デューティ比検出部９５は、例えば、電流制御電流源４７が動作する直流感度の測定モードにおいて、スイッチ２４ａおよび２４ｂをｄ１、ｄ２の側に接続する。すなわち、平均デューティ比が０％もしくは１００％の時に、電圧信号をバッファ２７を介して出力させる。したがって、参照信号に基づく電圧信号は、復調部２５においてディジタル信号に復号される。
【０１２２】
例えば、パルス幅が広がる方向に歪みが発生し、図１２に示すマージンΔＴＭ１が小さいとする。この場合に、遅延時間ｔ３が付加されてパルス幅が広がり、全て「Ｈ」の状態を模した参照信号が復調されると、デューティ２５％のパルスにおいて、識別点Ｔ１「Ｈ」、Ｔ２「Ｌ」、Ｔ３「Ｌ」のところが、Ｔ１「Ｈ」、Ｔ２「Ｈ」、Ｔ３「Ｌ」と判定され、「Ｌ」が混入した信号が出力される。また、反対にパルス幅が狭まる方向に歪みが生じ、マージンΔＴＭ２が小さいとする。この場合、補償量として不足した遅延時間ｔ１が付加された時に、デューティ７５％のパルスにおいて、識別点Ｔ１「Ｈ」、Ｔ２「Ｈ」、Ｔ３「Ｈ」のところが、Ｔ１「Ｈ」、Ｔ２「Ｈ」、Ｔ３「Ｌ」と判定され、「Ｌ」が混入した信号が出力される。このように、復号化された参照信号を検出することにより、マージンΔＴＭ１もしくはΔＴＭ２が小さい半導体装置を選別することができる。
【０１２３】
上記の測定方法は、「Ｌ」の有無を識別するのみで済むため、測定時間および測定難度の点で有利である。また、参照信号が、全て「Ｌ」を模した信号である場合にも、同様に測定することが可能である。
【０１２４】
［第７実施形態］
図１１は、第７実施形態に係る半導体装置７００における送信部９０と受信部９５とを示す模式図である。同図に示すように、半導体装置７００の送信部９０は、電流制御電流源４７とスイッチ４３とを有しない点で、半導体装置６００の送信部８０と相違する。さらに、受信部９５は、平均デューティ比検出部２３と、スイッチ２４ａ、２４ｂと、を有しない点で、受信部２０および８５と相違する。
【０１２５】
本実施形態は、直流感度を直接測定しないＡＣ結合型の光受信回路を備える構成に適する。前述した実施形態６と同じように、スイッチ１４を制御する制御部９４と、歪み補償部９６と、を備えている。さらに、制御部４１は、発光素子駆動部９を制御する。
【０１２６】
また、参照信号生成部９４は、ＡＤＣ出力が全て「Ｈ」の状態を模した参照信号を出力される。また、デューティ５０％のＡパターンのパルスを出力し、ＡＤＣ出力が全て「Ｌ」の状態を模した参照信号としても良い。前述したように、歪み補償部９６は、３種類の遅延時間ｔ１、ｔ２、ｔ３を付加する。
【０１２７】
例えば、制御部９１は、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合に、スイッチ１４をｂ１の側に接続し、参照信号を歪み補償部９６に入力させる。一方、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合には、スイッチ１４をａ１の側に接続し、伝送信号を歪み補償部９６に入力させる。
【０１２８】
制御部９３は、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも低い場合に、遅延時間ｔ３を付加する。また、入力端子４の電圧ＶＩＮ１がＶＴＨ１よりも高くＶＴＨ２よりも低い場合、そして、入力端子６の電圧ＶＩＮ２がＶＴＨ３よりも高くＶＴＨ４よりも低い場合に、遅延時間ｔ１を付加する。すなわち、入力端子６の電圧に基づいて、参照信号のパルス幅の補償量を制御する。
【０１２９】
上記の状態で、伝送マージンを評価する方法については、前述した第６実施形態と同じである。本実施形態では、制御部４１により発光素子１５の駆動電流を変化させ、伝送マージンを評価することができる。
【０１３０】
例えば、パルス歪みの補償量を所定の値よりも大きくする場合、すなわち、遅延時間ｔ３を付加する場合に、発光素子１５の駆動電流を小さくする制御を行う。ここで、遅延時間ｔ３は、駆動電流を下げることにより増加するパルス歪みより大きくする。このような状態で、出力される参照信号に「Ｌ」または「Ｈ」の混入が無ければ、信号強度および時間軸方向の両方に伝送マージンがあると評価できる。
【０１３１】
さらに、遅延時間ｔ１を付加し、駆動電流を大きくする条件、また、遅延時間ｔ３を付加し、駆動電流を大きくする条件、遅延時間ｔ１を付加し、駆動電流を小さくする条件において測定を行うことにより、信号の強度方向および時間軸方向における伝送マージンを評価することができる。
【０１３２】
以上、第１〜第７実施形態に係る半導体装置によれば、光結合型絶縁回路における光結合部（発光素子駆動回路〜光受信回路）のパルス幅歪み、および、発光素子と光受信部の直流感度を検査することができる。さらに、発光素子の経年劣化を擬制した状態での検査を簡便に実施することが可能である。これにより、光結合部の伝送マージンを確保して復調誤りを抑制し、高精度の信号伝送を可能とする半導体装置を提供することができる。
【０１３３】
また、上記の実施形態に限らず、参照信号のパルスパターンと、送信部および受信部の回路構成の組み合わせを変えることにより、他のテストモードを設定することも可能である。
【０１３４】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１３５】
２、２２・・・電源端子、 ３・・・ＡＤ変換部（ＡＤ変換回路）、 ４、６・・・入力端子、 ５・・・パルス幅変調部（パルス幅変調回路）、 ７、９４・・・参照信号生成部（参照信号生成回路）、 ９・・・発光素子駆動部（発光素子駆動回路）、 １０、３０、３５、４０、４５、５０、５５、６０、６５、８０、９０・・・送信部、 １３、３１、４１、９１、９３・・・制御部（制御回路）、 １４、２４ａ、２４ｂ、４３、７５ａ、７５ｂ、７５ｃ・・・スイッチ（スイッチ回路）、 １５・・・発光素子、 １７・・・受光素子、 ２０、８５、９５・・・受信部、 ２１・・・光受信部（光受信回路）、 ２３、９５・・・デューティ比検出部（デューティ比検出回路）、 ２５・・・復調部（復調回路） ２６、２８・・・出力端子、 ２７・・・出力バッファ、 ３３、９６・・・歪み補償部（歪み補償回路）、 ４７・・・電流制御電流源、 ７１、７３、７８、７９、８１、８３・・・インバータ、 ８２、８４・・・電流源、 １００〜７００・・・半導体装置、 ＬＳ・・・光信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換部と、
前記アナログディジタル変換部から出力される前記ディジタル信号に応じたパルスパターンである伝送信号を出力するパルス幅変調部と、
固定されたパルスパターンである参照信号を生成する参照信号生成部と、
前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択する第１の制御部と、
前記第１の制御部により選択された前記伝送信号または前記参照信号に基づく駆動電流を出力する発光素子駆動部と、
前記発光素子駆動部により駆動され、前記伝送信号または前記参照信号に基づく光信号を放出する発光素子と、
前記光信号を受信した受光素子の光電流を電圧信号に変換する光受信部と、
前記電圧信号を前記伝送信号または参照信号に基づくディジタル信号に復調する復調部と、
を備えたことを特徴とする半導体装置。
【請求項２】
前記アナログディジタル変換部に前記アナログ信号を入力する少なくとも１つの入力端子をさらに備え、
前記第１の制御部は、前記入力端子に入力される電圧に基づいて、前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択することを特徴とする請求項１記載の半導体装置。
【請求項３】
前記伝送信号および前記参照信号のパルス幅を補償する歪み補償部と、
前記入力端子に入力される電圧に基づいて、前記歪み補償部を制御して前記参照信号の前記パルス幅を変化させる第２の制御部と、
をさらに備えたことを特徴とする請求項２記載の半導体装置。
【請求項４】
前記第２の制御部は、前記入力端子の電圧に基づいて前記発光素子駆動部を制御し、前記発光素子の駆動電流を変化させることを特徴とする請求項３記載の半導体装置。
【請求項５】
前記アナログディジタル変換部に前記アナログ信号を入力する複数の入力端子と、
前記複数の入力端子のうちの１つの入力端子に入力される電流に対応した駆動電流を前記発光素子に流す電流源と、
前記複数の入力端子のうちの１つの入力端子に入力される電圧に基づいて、前記発光素子駆動部および前記電流源のいずれかを選択し前記発光素子に駆動電流を流す第３の制御部と、
をさらに備えたことを特徴とする請求項２〜４のいずれか１つに記載の半導体装置。
【請求項６】
前記電圧信号の平均デューティ比を検出する平均デューティ比検出部をさらに備え、
前記平均デューティ比検出部は、前記電圧信号の平均デューティ比に基づいて、前記電圧信号を前記伝送信号または前記参照信号に対応づけることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の半導体装置。
【請求項７】
アナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路と、
前記アナログディジタル変換回路から出力される前記ディジタル信号に対応するパルスパターンを有する伝送信号を出力するパルス幅変調回路と、
固定されたパルスパターンを有する参照信号を生成する参照信号回路と、
前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択する第１の制御回路と、
前記第１の制御回路により選択された前記伝送信号または前記参照信号を含む駆動電流を出力する発光素子駆動回路と、
を備えたことを特徴とする送信回路。
【請求項８】
前記アナログディジタル変換部に前記アナログ信号を入力する少なくとも１つの入力端子をさらに備え、
前記第１の制御回路は、前記入力端子に入力される電圧に基づいて、前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択することを特徴とする請求項７記載の送信回路。
【請求項９】
前記アナログ／ディジタル変換回路に前記アナログ信号を入力する複数の入力端子と、
前記伝送信号および前記参照信号のパルス幅を補償する歪み補償回路と、
前記複数の入力端子のうちの１つの入力端子に入力される電圧に基づいて、前記歪み補償回路を制御し前記参照信号の前記パルス幅を変化させる第２の制御回路と、
をさらに備えたことを特徴とする請求項７または８に記載の送信回路。
【請求項１０】
請求項２に記載の半導体装置の検査方法であって、
前記入力端子に入力される前記アナログ信号の電圧振幅の範囲外の電圧を、前記入力端子に入力し、前記第１の制御部により前記参照信号生成部を選択するステップと、
前記発光素子駆動部から前記参照信号に基づく前記駆動電流を出力させ、前記発光素子から前記参照信号に基づく光信号を放出させるステップと、
前記光信号を受信した前記受光素子の光電流を、前記参照信号に基づいた前記電圧信号に変換するステップと、
前記電圧信号を復調し符号誤りを検出するステップと、
を備えたことを特徴とする半導体装置の検査方法。
【請求項１１】
請求項６に記載の半導体装置の検査方法であって、
前記入力端子に入力される前記アナログ信号の電圧振幅の範囲外の電圧を、前記入力端子に入力し、前記第１の制御部により前記参照信号生成部を選択するステップと、
前記発光素子駆動部から前記参照信号を含む前記駆動電流を出力させ、前記発光素子から前記参照信号を含む光信号を放出させるステップと、
前記光信号を受信した前記受光素子の光電流を、前記参照信号を含む前記電圧信号に変換するステップと、
前記参照信号のデューティ比に基づいて、前記参照信号に対応させた前記電圧信号を出力させ、前記参照信号を含む前記電圧信号のパルス幅を検出するステップと、
を備えたことを特徴とする半導体装置の検査方法。
【請求項１２】
請求項４に記載の半導体装置の検査方法であって、
前記アナログ信号の電圧振幅の範囲外の電圧を、前記複数の入力端子の１つに入力して前記第１の制御部により前記参照信号を選択し、
前記アナログ信号の電圧振幅の範囲外の電圧を、前記複数の入力端子の１つに入力し、前記第２の制御部により、前記参照信号のパルス幅および前記駆動電流を変化させるステップと、
前記発光素子駆動部から前記参照信号を含む前記駆動電流を出力させ、前記発光素子から前記参照信号を含む光信号を放出させるステップと、
前記光信号を受信した前記受光素子の光電流を、前記参照信号を含む前記電圧信号に変換するステップと、
前記参照信号のデューティ比に基づいて、前記参照信号に対応させた前記電圧信号を出力させ、前記参照信号を含む前記電圧信号のパルス幅を検出するステップと、
を備えたことを特徴とする半導体装置の検査方法。
【請求項１】
アナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換部と、
前記アナログディジタル変換部から出力される前記ディジタル信号に応じたパルスパターンである伝送信号を出力するパルス幅変調部と、
固定されたパルスパターンである参照信号を生成する参照信号生成部と、
前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択する第１の制御部と、
前記第１の制御部により選択された前記伝送信号または前記参照信号に基づく駆動電流を出力する発光素子駆動部と、
前記発光素子駆動部により駆動され、前記伝送信号または前記参照信号に基づく光信号を放出する発光素子と、
前記光信号を受信した受光素子の光電流を電圧信号に変換する光受信部と、
前記電圧信号を前記伝送信号または参照信号に基づくディジタル信号に復調する復調部と、
を備えたことを特徴とする半導体装置。
【請求項２】
前記アナログディジタル変換部に前記アナログ信号を入力する少なくとも１つの入力端子をさらに備え、
前記第１の制御部は、前記入力端子に入力される電圧に基づいて、前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択することを特徴とする請求項１記載の半導体装置。
【請求項３】
前記伝送信号および前記参照信号のパルス幅を補償する歪み補償部と、
前記入力端子に入力される電圧に基づいて、前記歪み補償部を制御して前記参照信号の前記パルス幅を変化させる第２の制御部と、
をさらに備えたことを特徴とする請求項２記載の半導体装置。
【請求項４】
前記第２の制御部は、前記入力端子の電圧に基づいて前記発光素子駆動部を制御し、前記発光素子の駆動電流を変化させることを特徴とする請求項３記載の半導体装置。
【請求項５】
前記アナログディジタル変換部に前記アナログ信号を入力する複数の入力端子と、
前記複数の入力端子のうちの１つの入力端子に入力される電流に対応した駆動電流を前記発光素子に流す電流源と、
前記複数の入力端子のうちの１つの入力端子に入力される電圧に基づいて、前記発光素子駆動部および前記電流源のいずれかを選択し前記発光素子に駆動電流を流す第３の制御部と、
をさらに備えたことを特徴とする請求項２〜４のいずれか１つに記載の半導体装置。
【請求項６】
前記電圧信号の平均デューティ比を検出する平均デューティ比検出部をさらに備え、
前記平均デューティ比検出部は、前記電圧信号の平均デューティ比に基づいて、前記電圧信号を前記伝送信号または前記参照信号に対応づけることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の半導体装置。
【請求項７】
アナログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路と、
前記アナログディジタル変換回路から出力される前記ディジタル信号に対応するパルスパターンを有する伝送信号を出力するパルス幅変調回路と、
固定されたパルスパターンを有する参照信号を生成する参照信号回路と、
前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択する第１の制御回路と、
前記第１の制御回路により選択された前記伝送信号または前記参照信号を含む駆動電流を出力する発光素子駆動回路と、
を備えたことを特徴とする送信回路。
【請求項８】
前記アナログディジタル変換部に前記アナログ信号を入力する少なくとも１つの入力端子をさらに備え、
前記第１の制御回路は、前記入力端子に入力される電圧に基づいて、前記伝送信号および前記参照信号のいずれかを選択することを特徴とする請求項７記載の送信回路。
【請求項９】
前記アナログ／ディジタル変換回路に前記アナログ信号を入力する複数の入力端子と、
前記伝送信号および前記参照信号のパルス幅を補償する歪み補償回路と、
前記複数の入力端子のうちの１つの入力端子に入力される電圧に基づいて、前記歪み補償回路を制御し前記参照信号の前記パルス幅を変化させる第２の制御回路と、
をさらに備えたことを特徴とする請求項７または８に記載の送信回路。
【請求項１０】
請求項２に記載の半導体装置の検査方法であって、
前記入力端子に入力される前記アナログ信号の電圧振幅の範囲外の電圧を、前記入力端子に入力し、前記第１の制御部により前記参照信号生成部を選択するステップと、
前記発光素子駆動部から前記参照信号に基づく前記駆動電流を出力させ、前記発光素子から前記参照信号に基づく光信号を放出させるステップと、
前記光信号を受信した前記受光素子の光電流を、前記参照信号に基づいた前記電圧信号に変換するステップと、
前記電圧信号を復調し符号誤りを検出するステップと、
を備えたことを特徴とする半導体装置の検査方法。
【請求項１１】
請求項６に記載の半導体装置の検査方法であって、
前記入力端子に入力される前記アナログ信号の電圧振幅の範囲外の電圧を、前記入力端子に入力し、前記第１の制御部により前記参照信号生成部を選択するステップと、
前記発光素子駆動部から前記参照信号を含む前記駆動電流を出力させ、前記発光素子から前記参照信号を含む光信号を放出させるステップと、
前記光信号を受信した前記受光素子の光電流を、前記参照信号を含む前記電圧信号に変換するステップと、
前記参照信号のデューティ比に基づいて、前記参照信号に対応させた前記電圧信号を出力させ、前記参照信号を含む前記電圧信号のパルス幅を検出するステップと、
を備えたことを特徴とする半導体装置の検査方法。
【請求項１２】
請求項４に記載の半導体装置の検査方法であって、
前記アナログ信号の電圧振幅の範囲外の電圧を、前記複数の入力端子の１つに入力して前記第１の制御部により前記参照信号を選択し、
前記アナログ信号の電圧振幅の範囲外の電圧を、前記複数の入力端子の１つに入力し、前記第２の制御部により、前記参照信号のパルス幅および前記駆動電流を変化させるステップと、
前記発光素子駆動部から前記参照信号を含む前記駆動電流を出力させ、前記発光素子から前記参照信号を含む光信号を放出させるステップと、
前記光信号を受信した前記受光素子の光電流を、前記参照信号を含む前記電圧信号に変換するステップと、
前記参照信号のデューティ比に基づいて、前記参照信号に対応させた前記電圧信号を出力させ、前記参照信号を含む前記電圧信号のパルス幅を検出するステップと、
を備えたことを特徴とする半導体装置の検査方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１３−４２２８０（Ｐ２０１３−４２２８０Ａ）
【公開日】平成２５年２月２８日（２０１３．２．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１７６８０１（Ｐ２０１１−１７６８０１）
【出願日】平成２３年８月１２日（２０１１．８．１２）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月２８日（２０１３．２．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月１２日（２０１１．８．１２）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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