変調器およびそれを用いる増幅器
【課題】寄生振幅変調を自動的に除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する変調器を提供する。
【解決手段】非線形コンポーネントを有するＬＩＮＣ変調器は、ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームを含む。
【解決手段】非線形コンポーネントを有するＬＩＮＣ変調器は、ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調器およびそれを用いる高電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信において通信標準の第三世代（３Ｇ）および来たる第四世代に適する（４Ｇ）高線形性および高効率の電力増幅器を開発することに大きな興味が存在する。これらの新しい標準はより多くのそしてより良いデータサービスを提供するポテンシャルを有している。しかしながら、制限された周波数帯の中で高線形性および高効率電力増幅器を確立するために、高いピーク対平均電力比（たとえば、広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）〜１０ｄＢ）を有する信号を用いることが要求され、送信増幅器の高い線形性を必要とする。よって、一般に、電力増幅器はピーク電力条件を鑑みて設計されるが、多くの場合、十分に低い電力レベル（電力ピークオフ）で動作する。結果として、これらの信号で動作する電力増幅器は、ピーク効率は高いが、平均増幅効率は比較的低く機能することがある。
【０００３】
この理由のため、たとえば、ドハティ電力増幅器（ＤＰＡ）、非線形コンポーネント（ＮＬＮＣ）を用いる線形増幅、ベロープ・トラッキング（ＥＴ）等の高効率電力増幅器に改めて興味が持たれている。増幅器のこれらのタイプは、現在のおよび上述の次期の通信標準に適する可能性のある候補として現在、研究されている。このような無線周波数（ＲＦ）増幅器は、一般的なＲＦ増幅器よりも高効率と高線形性を要求する。特に、改善された効率、低い複雑さ、および低コストにより、２ウェイＤＰＡが既に市場に出回っている。ＤＰＡは、全般的に、一般的な平衡増幅器より高い効率である。一般的な設計では、増幅歪み及び位相歪みのみ焦点が当てられるが、記憶効果および線形性は最近、非常に重要な因子となっている。そのようなＤＰＡの一般的な構造は、３次および５次の混変調歪み（ＩＭＤ）のような高い歪みを導く弱点を有している。たとえば、そのような歪みは信号同期点でのインピーダンスの突然の変化によって引き起こされる。ＤＰＡの構造によって歪みを減らすために、複素補償器が必要である。記憶効果は、電気的記憶効果および電熱的記憶効果を含む。電気的記憶効果は、ベースおよび高調波帯でのバイアスおよびマッチング回路インピーダンス変化によって引き起こされる。電熱的記憶効果は、デバイス温度によるＦＥＴ電力増幅利得変化である。電熱的記憶効果は、不可避の因子である。
【０００４】
したがって、効率および出力電力を増やすために、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）のような適切な補償器構造が導入されている。そのようなＣ―ＨＰＡは幾つかの独立の高電力増幅器（ＨＰＡ）を含む。最も一般的な構成は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）として知られる、２つのＨＰＡを有するＣ−ＨＰＡである。
【０００５】
ＬＩＮＣ技術は、最初、マイクロ波周波数で線形増幅を実現する方法として１９７４年に提案された。増幅器に対するＬＩＮＣの基本スキームは、高効率および高非線形性であると仮定される２つのＲＦ ＨＰＡを有する。ＲＦソース信号ｘ（ｔ）は、２つの定数包絡位相変調信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に、信号分離または生成過程の機能を有する信号成分分離器（ＳＣＳ）により分離され、各々は、それぞれ自身が有する非線形ＲＦ電力増幅器に送られる。ＨＰＡは、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）が最結合のための加算分岐器に送られる前に、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）を生成するために、各信号の電力を別々に増幅する。加算分岐器からの結果の出力信号はよって、もし、ＨＰＡを構成する全てのコンポーネントが理想的なものであれば、いかなる歪みも含まない元々の入力信号が増幅されたものである。
【０００６】
多くの事例において、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）出力における帯域幅は無制限であると仮定されている。しかしながら、多くの場合、そのような仮定は適用可能ではない。通常、ＤＡＣは、その出力においてローパスフィルタ（ＬＰＦ）を有する。そのようなＬＰＦは、寄生振幅変調（ＡＭ）をＤＡＣ出力信号に導入する。そのような寄生ＡＭおよび非線形ＨＰＡを用いると、全送信信号再構成は可能ではない。よって、帯域外スペクトル成分がＨＰＡ出力信号スペクトルに生じている。
【０００７】
元々の信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有するにも関わらず、信号成分分離（ＳＣＳ）動作は、Ｃ−ＨＰＡアームで信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対して十分に大きなスペクトル拡大を引き起こす。たとえば、上で引用された特許文献１および非特許文献１−４で開示されている従来技術は、広帯域信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）をいかなる歪みもなく通過し、ＨＰＡ（以下、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２として引用することがある）に入力し得る無制限の帯域（すなわち、超広帯域理想的ＤＡＣ）を有する理想的アームが仮定される。アームで最も重要な素子は、ＤＡＣであり得るが、それはその帯域幅が動作クロックによって制限されるからである。動作クロックは、典型的には、入手可能な低エンド／ミドルエンド市販集積回路（ＬＳＩ）に対しては１００〜１５０ＭＨｚである。一方、ワールドワイド・インターオペラビリティ・フォー・マイクロウェーブ・アクセス（ＷｉＭＡＸ）、ロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）、広帯域符号分割多重アクセス（Ｗ−ＣＤＭＡ）などのようなブロードバンド応用に対するＤＡＣは、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）中の歪みを避ける目的で、非常に高度な広帯域を提供しなくてはならず（数百ＭＨｚのオーダーの高いクロック周波数で動作させなくてはならず）、同時に、例えば８００ＭＨｚで１４ビット分解能のような、高レベルのビット分解能（量子化）を提供しなくてはならない。そのような高速かつ高分解能ハイエンドＤＡＣのコストは高い。
【０００８】
ＤＡＣ入力（またはＤＡＣ出力）におけるＬＰＦのような高周波回路のコンポーネントによって引き起こされる周波数制限は、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対するＨＰＡ１およびＨＰＡ２入力において寄生ＡＭをもたらす。ＬＰＦは、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）の高周波数部分をカットする。ＬＰＦによってカットされた高周波数成分は、ＬＰＦ出力において信号に望ましくない寄生ＡＭ変調を引き起こす。そのような寄生ＡＭは、信号ｙ１、ｙ２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。一般に、ＬＰＦを通過した信号の結合後の完全信号再構成は難しくなっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００８−１７２３５２号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】J.H. Qurehi et al, “90-W Peak Power GaN Outphasing Amplifier With Optimum Input Signal Conditioning”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 57,No. 8, pp.1925-1935, 2009
【非特許文献２】Ilkka Hakala et al, “A 2.14-GHz Chireix Outphasing Transmitter”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 53, No.6, pp. 2129-2138, 2005
【非特許文献３】W. C. Edmund et al, ”A Mixed Signal Approach Towards Linear And Efficient N-Way Doherty Amplifiers”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 55, No. 5, pp. 866-879, 2007.
【非特許文献４】Paloma Garcia, Jesus de Mingo, Antonio Valdovinos and Alfonso Ortega, “Adaptive digital correction of gain and phase imbalances in LINC transmitters”, Vehicular Technology Conference, 2004. VTC 2004-Spring. 2004 IEEE 59th, Vol. 3, pp. 2137-2141
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ＲＦ信号が２つ以上の独立アームを有するＣ−ＨＰＡであって、アームのそれぞれが帯域幅制限を有する高電力増幅器（ＨＰＡ）を有するＣ−ＨＰＡで増幅されるときに問題が生じる。そのような周波数制限は、ＬＰＦの周波数特性、低速ＤＡＣ、および／または狭帯域直交変調器に原因が帰せられ得る。
【００１２】
本発明の目的の一つは、変調器であって、寄生振幅変調を自動的に除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する変調器を提供することである。
【００１３】
本発明の別の目的は、増幅器であって、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器が提供される。ＬＩＮＣ変調器は、ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数より低い周波数から構成される、前記入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームを含む。
【発明の効果】
【００１５】
ＬＩＮＣ変調器は複合高増幅器アーム中の狭帯域回路、たとえば、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】Ｃ−ＨＰＡ中の周波数制限と個々のＨＰＡからの出力信号が結合された出力信号ｙ（ｔ）を有するＣ−ＨＰＡの例を示す機能図である。
【図２】Ｃ−ＨＰＡの入力信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【図３】信号補償分離器（ＳＣＳ）後のＣ−ＨＰＡアーム中の信号（ｘ１およびｘ２）のスペクトルを示す図である。
【図４】ＬＰＦ出力でのＣ−ＨＰＡアーム中の信号に対するスペクトルを示す図である。
【図５】通過帯２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦに対するＣ−ＨＰＡ出力信号スペクトル（信号ｙに対するスペクトル）を示す図である。
【図６】非線形コンポーネント（ＬＩＮＣ）変調器を用いる線形増幅のための信号アームを示す機能図である。
【図７】本発明の実施形態の狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器を示す機能図である。
【図８】本発明の実施形態の狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器に対するデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ブロック内部構成を示す機能図である。
【図９】通過帯域２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦの狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器に対するＣ−ＨＰＡ出力信号スペクトルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図面を参照して、本発明の詳細な記載を提供する。図面では、類似の符号は異なる図面の類似のコンポーネントを記載し得る。異なる下付き文字を有する類似の符号は類似のコンポーネントの異なる瞬間を表すことがあり得る。図面は、一般に、例示であるが、限定ではない仕方で、本明細書中で議論される幾つかの実施形態を示す。
（比較例）
【００１８】
最初に、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）の比較例を説明し、本発明の好適な実施形態の技術的特徴の理解を容易にしよう。
【００１９】
図１は、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）１００の例を示す機能図である。Ｃ−ＨＰＡ１００は、Ｃ−ＨＰＡアームの各々で周波数の限定を受け、個々の高電力増幅器（ＨＰＡ）からの信号が結合される方法で得られる出力信号ｙ（ｔ）を生成し得る。
【００２０】
図１に示されているＣ−ＨＰＡ１００は、高周波回路の幾つかのコンポーネントを含む。コンポーネントは、単一の成分分離器（ＳＣＳ）１０２、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）（時として単にフィルタとして参照される）１０４ａおよび１０４ｂ、２つのデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ａおよび１０６ｂ、２つの第一の直交変調器（または時として簡単のため、２つの直交変調器として参照される）１０８ａおよび１０８ｂ、局部発振器１１０、第一の高電力増幅器（ＨＰＡ１）１１２ａ、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ２）１１２ｂ、および結合器１１４を含む。ＳＣＳ１０２、ＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａ、１０６ｂ、第一直交変調器１０８ａ、１０８ｂ、および結合器１１４は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器１５０を構成する。
【００２１】
ＳＣＳ１０２は、２つの定数包絡信号、すなわち第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二定数包絡信号ｘ２（ｔ）を、ソース信号ｘ（ｔ）、すなわちベースバンドソース信号ｘ（ｔ）を用いて生成する。別の言葉では、ソース信号ｘ（ｔ）は、ＳＣＳ１０２によって、２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）に分離される。もしソース信号ｘ（ｔ）が
【数１】
のように書けるならば、２つの２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）は、
【数２】
のように計算される。ここで、
【数３】
であり、ｅ(ｔ)は、ソース信号ｘ（ｔ）に直交する信号
【数４】
である。
【００２２】
よって、ｘ(ｔ)＝ｘ１（ｔ）＋ｘ２（ｔ）かつ｜ｘ１（ｔ）｜＝｜ｘ２（ｔ）｜であり、ここで｜ｘ｜はｘの絶対値を表す。ソース信号ｘ（ｔ）は時間に依存する振幅であるが、ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）は時間に依存しない定数振幅であることに注意しよう。
【００２３】
図２は、式（１）中のソース信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示している。ソース信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有することが分かろう。しかしながら、信号成分分離動作は、図３に示されているように、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対して大きなスペクトル拡大を引き起こす。
【００２４】
ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはそれぞれ、ＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ１(ｔ)およびｘ２(ｔ)から、所定のサンプリング周波数より高い周波数成分およびノイズ成分を除去する。別の言葉では、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂは、所定のサンプリング周波数より低い周波数成分のみを通過させる。
【００２５】
ＬＰＦ出力（またはＨＰＡ１１１２ａとＨＰＡ２１１２ｂの入力と同じこと）における信号のスペクトルが図４に示されており、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）から１０ＭＨｚより高い周波数成分を除去し得ることが示されている。ＬＰＦによってカットされた高い周波数線分は、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂの出力端子において信号に望ましくない寄生ＡＭを引き起こす。
【００２６】
ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂはそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂからの出力信号をデジタルからアナログに変換する。
【００２７】
局部発振器１１０は、位相ロックループ（ＰＬＬ）によって制御され得る電圧制御振動器を用いる周波数結合器等のような振動回路である。局部発振器１１０は、局部発振信号を第一の直交変調器１０８ａおよび１０８ｂに出力する。
【００２８】
第一の直交変調器１０８ａは、周波数を周波数変換（アップコンバート）し、ＤＡＣ１０６ａを局部発振器１１０からの局部発振信号と混合するためのミキサを含む。よって、第一の直交変調器１０８ａは、出力信号を生成するために入力信号を定数倍させる乗算器として機能する。混合後、第一の直交変調器１０８ａは、ＤＡＣ１０６ａからの出力信号を所定の周波数にアップコンバートする。理想的には、第一の直交変調器１０８ａは、定数包絡信号ｘ１（ｔ）を生成および出力する。
【００２９】
第一の直交変調器１０８ｂは、第一の直交変調器１０８ａと類似の構成および機能を有する。理想的には、第一の直交変調器１０８ｂは、定数包絡信号ｘ２（ｔ）を生成および出力する。
【００３０】
第一の高電力増幅器（ＨＰＡ１）１１２ａは、第一の直交変調器１０８ａからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。同様に、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ２）１１２ｂは、第一の直交変調器１０８ｂからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。
【００３１】
各アームの第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂは、レベル依存の複素利得Ｇによって特徴付けされ得る。よって、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）は、
【数５】
で与えられ得る。
【００３２】
結合器１１４は、結合器１１４への入力信号、今の場合はＨＰＡ１１１２ａとＨＰＡ２１１２ｂからの信号を結合し、増幅器１００からの出力信号ｙ（ｔ）を生成する。今の場合、出力信号ｙ（ｔ）は、
【数６】
となる。（７）の第二項は、利得と位相のマッチングが完全ではないとき、すなわち、不完全な相殺が生じるとき、望ましくない残留信号が存在することを意味している。この項は、隣接アームでの電力の干渉によるスペクトル効率の制限をもたらす。
【００３３】
寄生振幅変調（ＡＭ）は、信号ｙ１とｙ２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。図５は、１０ＭＨｚ直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号ｘ（ｔ）に対するＬＩＮＣ ＨＰＡ出力信号のスペクトルを示している。図５から見出せるだろうように、結合後のＬＩＮＣ Ｃ−ＨＰＡ信号は元々の信号ｘ（ｔ）に比べて高いレベルの帯域外スペクトル成分を有する。
【００３４】
（基本動作）
好適な実施形態を記載する前に、狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器の基本動作を以下で説明する。
【００３５】
本実施形態にしたがう教示の目的の一つは、式（７）の右辺の望ましくない因子
【数７】
を減少させることである。
【００３６】
図６は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器２００に対する一つのアームを示している。図１に示されているコンポーネントのものと同一または類似の機能を有するコンポーネントは、同一または類似の参照符号を有し、それらの詳細な説明は省略する。
【００３７】
図６に示されているＬＩＮＣ変調器の一つのアームは、高電力増幅器（ＨＰＡ）を有するＬＩＮＣ増幅器で用いられ得る。ここで、図１に示されているようにソース信号Ｓ（ｔ）が進ｇ脳成分分離器（ＳＣＳ）で２つ以上の定数包絡信号に分離されるとき、複数アームコンポーネント高電力増幅器、つまりＬＩＮＣ増幅器の最も単純な場合を考える。これらの定数包絡信号は、共通の負荷を有するＨＰＡの個々のアームによって増幅され、これら増幅信号は結合器で結合されるであろう。第一の直交変調器１０８の出力端子でソース信号Ｓ（ｔ）を再構成するためには、Ｃ−ＨＰＡアームの回路は定数包絡信号になんら周波数歪みを導入してはならない。
【００３８】
ＬＩＮＣ変調器２００は、アーム中の回路に対する帯域幅要求を減らすように設計されている。また、デジタル−アナログ変換機（ＤＡＣ）回路の要求も緩和されよう。よって、ＬＩＮＣ変調器２００のアーム中のＤＡＣに対する変換速度（クロック）および分解能要求（ビット分解能）は、結果として減少されるであろう。したがって、コストが高いグレードのＬＳＩに代わって、ローコストＤＡＣがＬＩＮＣ Ｃ−ＨＰＡに実装され得る。同時に、結合後のＣ−ＨＰＡ出力における帯域外スペクトルのレベルは低いままに維持される。よって、本実施形態は、アーム中で周波数を制限する場合、Ｃ−ＨＰＡ出力で完全な再構成信号を提供し得る。
【００３９】
図６に示されているように、ＬＩＮＣ変調器２００の一つのアームは、ＬＰＦ１０４、第一のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２０６、第一の直交変調器（または時として簡単のため、直交変調器として参照される）１０８、引算器２０２、プロセッサ２０４、第二のＤＡＣ２０８、第二の直交変調器２１０、および局部発振器２１２を含む。
【００４０】
図６から分かるように、図１に示されている場合では、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）または第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）を表し得るソース信号Ｓ（ｔ）はさらに、２つの部分、すなわち定数包絡信号の高周波数成分を含まない低周波数部分と、周波数成分がソース信号Ｓ（ｔ）がＬＰＦ１０４を通過した後に低周波数部分の周波数とは異なる周波数成分である高周波数部分に分離される。ＬＰＦ１０４からの出力信号は、スレッショルド周波数より低い周波数成分を有することに注意しよう。これらの成分は、実質的に連続スペクトルを有すると考えられよう。周波数制限による信号歪みは、高周波数部分（高周波数成分）だけに影響を及ぼす。高周波数を含む信号である歪んだ信号は、望ましくない寄生ＡＭの原因であり得る。図６に示されているアームに対する高周波数部分ΔＳ（ｔ）は、アームの元々の信号Ｓ（ｔ）とＬＰＦ出力での周波数制限を有する信号ＬＰＦ｛Ｓ｝
【数８】
の間の差（エラー）として生成される。
【００４１】
つまり、高周波数部分ΔＳ（ｔ）は、ソース信号Ｓから線形に分離される。図６に示されているように、ソース信号Ｓ（ｔ）の低周波数部分ＬＰＦ｛Ｓ｝は、直接的にＤＡＣ２０６を通過する。その低周波数的性質ゆえに、低周波数かつ高分解能（たとえば、１４ビット）ＤＡＣをＤＡＣ２０６として実装することが可能である。
【００４２】
結合後に完全に信号Ｓ（ｔ）を再構成するために、アームに対する信号歪み（高周波数部分）ΔＳ（ｔ）はまた処理されなくてはならない。
【００４３】
信号歪み（高周波数部分）ΔＳ（ｔ）は信号ΔＳ’
【数９】
を生成するために用いられる。
【００４４】
もし、フィルタされた信号ＬＰＦ｛Ｓ｝と歪んだ信号ΔＳ’が適切に結合されるならば、ＬＰＦ｛Ｓ｝とΔＳ’の乗算はＳ（ｔ）＝ＬＰＦ｛Ｓ｝＋ΔＳ（ｔ）となるため、ソース信号Ｓ（ｔ）を完全に再構成することが可能であろう。
【００４５】
一般に、信号歪みΔＳは、図４に示されているようにＬＰＦ出力における主信号ＬＰＦ｛Ｓ｝に関して−３５ｄＢより小さい振幅レベルを有する。したがって低い量子化レベル（ビット分解能）を有するＤＡＣ２０８が、そのような低レベル信号の生成のために使用され得る。信号レベル３５ｄＢは、６ビット分可能に相当している。よって、たった８ビット（１４−６＝８ビット）を有するＤＡＣ２０８が、信号歪みΔＳ＝Ｓ−ＬＰＦ｛Ｓ｝を生成することが可能であることがある。
【００４６】
ここで、図６を参照しながら、Ｃ−ＨＰＡに対する一つのアームの基本動作を説明する。
【００４７】
第一のＤＡＣ２０６は、低速で高分解能（たとえば、１４ビット）ＤＡＣであり得るが、第二のＤＡＣ２０８は高速で低分解能（たとえば、８ビット）ＤＡＣであり得る。
【００４８】
第一の直交変調器１０８は、周波数を周波数変換（アップコンバート）し、ＤＡＣ２０６からの出力信号を第二の直交変調器２１０からの出力信号を混合する。第一の直交変調器１０８は、第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂと同一または類似の構成および機能を有し得る。
【００４９】
第一および第二の直交変調器１０８および２１０は、たとえばベース帯域入力端子として参照されるある入力端子の信号と、たとえばＬＯ入力端子として参照される別の入力端子のＲＦ信号を掛け合わせる。
【００５０】
引算器２０２は、２つの信号、すなわちソース信号ＳとＬＰＦ１０４からの出力信号ＬＰＦ｛Ｓ｝を受け、ソース信号ＳからＬＰＦ１０４からの出力信号ＬＰＦ｛Ｓ｝を引き、結果の信号ΔＳ＝Ｓ−ＬＰＦ｛Ｓ｝を出力し得る。引算器２０２からの出力信号は、プロセッサ２０４に入力され得る。
【００５１】
プロセッサ２０４は、引算器２０２からの出力信号に加え、ＬＰＦ１０４からの出力信号ＬＰＦ｛Ｓ｝を受ける。プロセッサ２０４は、上式（９）で定義される信号ΔＳ’を生成し出力するための計算を行い得る。式（９）は、以下で導出される。ここでは、信号ΔＳ’は、信号歪みΔＳの変形版であることを認識すべきであろう。プロセッサ２０４からの出力信号ΔＳ’は、処理されて、ＤＡＣ２０８でデジタルからアナログ信号に変換され得る。ＤＡＣ２０８からの出力信号は、第二の直交変調器２１０に入力される。第二の直交変調器２１０では、ＤＡＣ２０８からの出力信号の周波数はアップコンバートされ、局部発振器２１２からの信号からの出力と混合され、結果の信号を生成し、結果の信号は第一の直交変調器１０８に入力される。つまり、Ｃ−ＨＰＡアーム直交変調器に適用される前に、局部発振器（ＬＯ）信号は信号ΔＳ’によって変調される。
【００５２】
ここで、式（９）の導出を説明する。
ソース信号Ｓは、ＬＰＦ１０４を用いて２つの部分に分割され得る。
【数１０】
【００５３】
式（１０）は単に、ＬＰＦ１０４を通過した後、ソース信号Ｓは通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝とカットオフ部分ΔＳに分割されるだろうことを意味している。通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝はＬＰＦ１０４でカットオフされる高周波数成分を含まないが、カットオフ部分ΔＳは高周波数成分を含む。図６に従うと、ソース信号Ｓの別の表現が存在する。第一の直交変調器１０８は、ＤＡＣ２０６からの出力信号と第二の直交変調器２１０からの出力信号ΔＳ’からソース信号Ｓを再構成しないといけない。この事実から以下の式が導かれる。
【００５４】
【数１１】
ここで、ΔＳ’は導出される未知の因子である。式（１０）および（１１）に基くと、ΔＳ’はソース信号Ｓ、ＬＰＦ１０４からの出力信号、およびソース信号ＳとＬＰＦ１０４からの出力信号の差分信号ΔＳを用いて、以下のように表現され得る。
【数１２】
【００５５】
この式（１２）は、式（９）に他ならない。したがって、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２にはいかなる寄生ＡＭも存在せず、完全に結合した後では元々の信号Ｓを再構成することが可能であり得る。さらに、通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝は元々の信号Ｓより狭いスペクトルを有し得る。よって、通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝はＤＡＣ２０６のような高周波数回路のコンポーネントを通過するとき、寄生振幅変調が生じることを防ぐことが可能である。
【００５６】
（図示された実施形態の詳細な記述）
図７〜９を参照しながら、ＬＩＮＣ変調器３５０を含む複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）の例３００を説明する。
【００５７】
図７は、ＬＩＮＣ変調器３５０を含むＬＩＮＣ変調器３５０を含む増幅器３００を示す機能図である。ＬＩＮＣ変調器３５０は、狭帯域信号のみがＬＩＮＣ変調器３５０の各アームを通過し得るので、望ましくない寄生振幅変調を引き起こすことを防ぎ得る。
【００５８】
本実施形態では、比較例を参照して議論したように、ＳＣＳ１０２は２つの定数包絡信号、すなわち、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）を、ソース信号ｘ（ｔ）を用いて生成する、第一および第二の定数包絡信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）はそれぞれ、互いに異なる経路を伝播し、高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１）および１１２ｂ（ＨＰＡ２）に入る。
【００５９】
図７に示されているように、ＬＩＮＣ変調器３５０を有する増幅器３００は、増幅器３００のＬＩＮＣ変調器３５０に対する２つのアームを有するように構成される。信号成分分離器（ＳＣＳ）１０２、ＬＰＦ１０４ａ、ＤＡＣ１０６ａ、第一の直交変調器（または時として簡単のため直交変調器として参照される）１０８ａ、ＤＳＰ４００ａ、第二の直交変調器２１０ａ、および局部発振器１１０は、Ｃ−ＨＰＡ３００のＬＩＮＣ変調器３５０のアームの一つを構成する。ＬＰＦ１０４ａ、ＤＡＣ１０６ａ、第一の直交変調器（または時として簡単のため直交変調器として参照される）１０８ａ、第二の直交変調器２１０ａは、図６に示されているＬＰＦ１０４、ＤＡＣ１０６、第一の直交変調器１０８、第二の直交変調器２１０と類似のまたは同一の機能を有する。同様に、ＳＣＳ１０２、ＬＰＦ１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ｂ、第一の直交変調器（または時として簡単のため直交変調器として参照される）１０８ｂ、ＤＳＰ４００ｂ、第二の直交変調器２１０ｂ、および局部発振器１１０は、Ｃ−ＨＰＡ３００のＬＩＮＣ変調器３５０の別のアーム、つまりＣ−ＨＰＡ３００の第二のアームを構成する。第一および第二のアームは同一の構成および／または機能を有することが望ましい。
【００６０】
Ｃ−ＨＰＡ３００は、ＬＩＮＣ変調器３５０、高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１）および１１２ｂ（ＨＰＡ２）、および結合器１１４で構成される。
【００６１】
ソース信号ｘ（ｔ）は、信号成分分離器（ＳＣＳ）１０２において２つの部分、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）に分離される。これら２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）の各々はさらに、２つの部分、すなわち低周波数部分ＬＰＦ｛ｘ１｝とＬＰＦ｛ｘ２｝、および高周波数部分ΔＳ１、ΔＳ２に分離される。低周波数部分ＬＰＦ｛ｘ１｝はＤＡＣ１０６ａおよびＤＳＰ４００ａに入力される。同様に、低周波数部分ＬＰＦ｛ｘ２｝はＤＡＣ１０６ｂおよびＤＳＰ４００ｂに入力される。ＤＡＣ１０６ａの出力信号は直交変調ユニット１０８ａに入力される一方、ＤＳＰ４００ａの出力信号は、直交変調ユニット２１０ａであり、ＤＳＰ４００ｂの出力」信号と局部発振器１１０の出力信号が結合される直交変調ユニット２１０ａを通過した後、直交変調ユニット１０８ａに入力される。
【００６２】
個々のアームに対する高周波数部分ΔＳ１およびΔＳ２は、アームにおける元々の信号ＳとＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂ、引算器２０２ａおよび２０２ｂ、ＤＳＰ４００ａおよび４００ｂでの周波数限定を受けた信号との差異（エラー）として生成される。
【数１３】
ここで、ＬＰＦ｛ｘ１｝およびＬＰＦ｛ｘ２｝はそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよびＬＰＦ１０４ｂを通過した周波数成分を表す。
【００６３】
図８は、本発明の実施形態の狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器３００のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ブロック内部構造を示す機能図である。図８に示されている構造は、ＤＳＰ４００ａおよび４００ｂの両方に適用される。ＤＳＰ４００ａおよび４００ｂは、上の機能を処理する専用回路として構成され得るし、または図示されていないメモリデバイス中に記憶されるソフトウェアプログラムに含まれるコマンドおよび／または命令を処理し得る汎用プロセッサであり得る。ＤＳＰ４００ａは、引算器２０２ａ、プロセッサ２０４ａ、およびＤＡＣ２０８ａを含む。ＤＳＰ４００ｂは、引算器２０２ｂ、プロセッサ２０４ｂ、およびＤＡＣ２０８ｂを含む。ＤＳＰ４００ａは、ＳＣＳ１０２およびＬＰＦ１０４ａの出力信号を受け、信号ΔＳ１’：
【数１４】
を出力する。
【００６４】
上述のように、信号ΔＳ１’はＤＡＣ１０８ａでアナログ信号に変換された後、アナログ信号ΔＳ１’は直交変調器２１０ａに入力される。信号歪みの高周波数的性質ゆえに、そのような信号に対しＤＡＣ２０８ａは、広い帯域を提供しなくてはならない、すなわちクロックは十分に高くなくてはならない。しかしながら、ＤＡＣ２０８ａに対する低いビット分解能要求ゆえに、重大な問題は起こらないかも知れない。よって、ローコスト高速かつ低分解能ＤＡＣ２０８ａがそのような目的に使用され得る。
【００６５】
第二の直交変調器２１０ａは、図１の第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂと類似のまたは同一の機能を有し得る。第二の直交変調器２１０ａ、２０１ｂのそれぞれは、周波数をアップコンバートし、ＤＡＣ２０６からの出力信号を局部発振器１１０からの局部発振信号と混合するためにミキサを含む。混合後、第二の直交変調器２１０ａ、２１０ｂはＤＡＣからの出力信号を所定の周波数にアップコンバートし、結果の信号を第一の直交変調器１０８に向けて出力する。第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂにおいては、式（１１）が有効なので、ソース信号Ｓ（ｔ）は完全に再構成され得る。
【００６６】
ＤＡＣ４００ｂは、ＤＡＣ４００ａに類似のまたは同一の機能を有し、図６を参照して説明した完全再構成機構はまた、ＬＩＮＣ変調器３５０を有する増幅器３００の第二のアームで機能する。
【００６７】
ＤＰＡ４００ａの詳細な構成は図面には示されていないが、信号ΔＳ２’：
【数１５】
が、ＳＣＳ１０２およびＬＰＦ１０４ｂの出力信号に基いてＤＳＰ４００ｂで生成される。信号ΔＳ２’はＤＡＣ２０８ｂでアナログ信号に変換された後、アナログ信号ΔＳ２’は、第二の直交変調器２１０ｂに入力される。
【００６８】
第一の直交変調器１０８ａおよび１０８ｂからの出力信号はそれぞれ、高電力増幅器１１２ａおよび１１２ｂ（ＨＰＡ１およびＨＰＡ２）により増幅され、増幅されたアーム信号ｙ１（ｔ）およびｙ２（ｔ）を生成する。これら２つの信号ｙ１（ｔ）およびｙ２（ｔ）は次に、加算器１１４で結合され増幅された信号ｙ（ｔ）を生成する。
【００６９】
Ｃ−ＨＰＡ３００のＬＩＮＣ変調器３５０のそのような構成ゆえ、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２への入力信号が再構成され、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）および第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）となる。狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器３００は自動的にＨＰＡ１１１２ａおよびＨＰＡ２１１２ｂの入力端子で寄生振幅変調（ＡＭ）を除去する。よって、Ｃ−ＨＰＡアーム中で狭帯域回路、すなわち低クロック周波数を有するＤＡＣ２０８ａ、２０８ｂを用いることが許容される。したがって、ＨＰＡ出力信号スペクトルに混変調歪みが存在しない。加えて、用いている理論は厳密解であるので、送られた信号の完全な再構成を得ることができる。よって、式（７）の右辺の望ましくない因子：
【数１６】
は確実に減少し、ＬＰＦを通過した信号を結合した後、完全な信号再構成を得ることが可能となる。
【００７０】
さらに、ＬＩＮＣ変調器３５０を有する増幅器３００のそのような構成に従うと、ソース信号を増幅する方法が機能し得る。ソース信号ｘ（ｔ）を増幅する方法は：ソース信号ｘ（ｔ）を分離して複数の定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））をＳＣＳ１０２によって生成することと；複数の定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）＝Ｓ２（ｔ））の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、入力信号の所定の周波数より低い周波数からなる第一の周波数部分を含む第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）と、入力信号の第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）の第一の周波数部分とは異なる周波数である第二の周波数部分を含む第二の信号（ΔＳ１、ΔＳ２）をＬＰＦ１０４ａおよびＬＰＦ１０４ｂを用いて生成すること；第二の信号（ΔＳ１、ΔＳ２）の周波数信号ディストーション（歪み）を実行し、歪んだ信号（１＋ΔＳ１／ＬＰＦ｛ｘ１｝、１＋ΔＳ２／ＬＰＦ｛ｘ２｝）であって、第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）と第二の信号を（ΔＳ１、ΔＳ２）用いＤＳＰ４００ａ、４００ｂを利用して生成することと；第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）と歪んだ信号（１＋ΔＳ１／ＬＰＦ｛ｘ１｝、１＋ΔＳ２／ＬＰＦ｛ｘ２｝）を掛け合わせて定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を再構成することと；定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を増幅して増幅されたアーム信号（ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ））を高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１），１１２ｂ（ＨＰＡ２）を用いて生成することと；加算器１１４により増幅された信号の全てを加え合わせて、増幅された信号（ｙ（ｔ））を生成することを含む。この方法は入力信号をＬＰＦのような限られた帯域を有するデバイスを通過させた後にＨＰＡに再構成する方法を含むことに注意すべきである。
【００７１】
したがって、第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）は高周波数回路、たとえば、ＬＰＦ１０４ａ、ＬＰＦ１０４ｂ、ＤＳＰ４００ａ、４００ｂを通過している一方で、寄生振幅変調が生じないであろう。さらに、定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））は、変調器の出力端子で再構成され得る。
【００７２】
図９は、通過帯域２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦの狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器に対するＣ−ＨＰＡ出力信号ｙ（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【００７３】
図９から見て取ることができるだろうように、提案のアプローチは１００％の帯域外スペクトル抑制を提供する。Ｃ−ＨＰＡ出力における信号スペクトルは、（図９中にＮＯ ＨＰＡ ＬＰＦとプロットされている）送られた信号ｘのスペクトルと同一である。よって、提案された狭帯域線形ＬＩＮＣ ＨＰＡの帯域外スペクトルのレベルは、−９０ｄＢより小さい。
【００７４】
したがって、変調器、例えばＬＩＮＣ変調器を得ることができる。変調器は混成式高増幅器アーム中で狭帯域回路、例えば低クロック周波数を有するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用い、寄生振幅変調を自動的に取り除き、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力された信号を再構成することができる。
【００７５】
２つのアームを有する混成式高電力増幅器のみを記載したが、当業者は明細書中の例を複数のアームにそのまま一般化し得ることは記しておくべきであろう。
（付記）
【００７６】
上述の実施形態に関して幾つかの付記を追加する。
（付記１）
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数より低い周波数から構成される、前記入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアーム
を含む非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器。
（付記２）
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記１のＬＩＮＣ変調器。
（付記３）
前記周波数ディストーションは、ｘを入力信号、ＬＰＦ｛ｘ｝を前記第一の信号、ΔＳをｘ−ＬＰＦ｛ｘ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛ｘ｝｝で与えられる付記１または２のＬＩＮＣ変調器。
（付記４）
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記１乃至３のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
（付記５）
前記各アームはさらに、
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第一のデジタル−アナログ変換器であって、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器と、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第二のデジタル−アナログ変換器であって、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器と、
を含む付記１乃至４のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
（付記６）
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、前記複数のアームの各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つが通過して複数の入力信号の対応する一つを出力し、前記複数のアームの各々は、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、
複数の電力増幅器であって、前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を生成する複数の電力増幅器と、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成する加算器と、
を含む増幅器。
（付記７）
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記６の増幅器。
（付記８）
前記周波数ディストーションは、Ｓを入力信号、ＬＰＦ｛Ｓ｝を前記第一の信号、ΔＳをＳ−ＬＰＦ｛Ｓ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛Ｓ｝｝で与えられる付記７または８の増幅器。
（付記９）
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記６乃至８のいずれか一項の増幅器。
（付記１０）
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第一のデジタル−アナログ変換器であって、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器と、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第二のデジタル−アナログ変換器であって、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器と、
を含む付記６乃至９のいずれか一項の増幅器。
（付記１１）
ソース信号を増複する方法であって、
前記ソース信号ｘ（ｔ）を分離し複数の定数包絡信号を生成することと、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成することと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成することと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成することと、
前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を再構成することと、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成することと、
を含む方法。
（付記１２）
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記１１の方法。
（付記１３）
前記周波数ディストーションは、Ｓを入力信号、ＬＰＦ｛Ｓ｝を前記第一の信号、ΔＳをＳ−ＬＰＦ｛Ｓ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛Ｓ｝｝で与えられる付記１１または１２の方法。
（付記１４）
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記１１乃至１３のいずれか一項の方法。
（付記１５）
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器によって前記第一の信号をデジタルからアナログ信号に変換することと、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器によって前記第二の信号をデジタルからアナログ信号に変換することと、
を含む付記１１乃至１４のいずれか一項の方法。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調器およびそれを用いる高電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信において通信標準の第三世代（３Ｇ）および来たる第四世代に適する（４Ｇ）高線形性および高効率の電力増幅器を開発することに大きな興味が存在する。これらの新しい標準はより多くのそしてより良いデータサービスを提供するポテンシャルを有している。しかしながら、制限された周波数帯の中で高線形性および高効率電力増幅器を確立するために、高いピーク対平均電力比（たとえば、広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）〜１０ｄＢ）を有する信号を用いることが要求され、送信増幅器の高い線形性を必要とする。よって、一般に、電力増幅器はピーク電力条件を鑑みて設計されるが、多くの場合、十分に低い電力レベル（電力ピークオフ）で動作する。結果として、これらの信号で動作する電力増幅器は、ピーク効率は高いが、平均増幅効率は比較的低く機能することがある。
【０００３】
この理由のため、たとえば、ドハティ電力増幅器（ＤＰＡ）、非線形コンポーネント（ＮＬＮＣ）を用いる線形増幅、ベロープ・トラッキング（ＥＴ）等の高効率電力増幅器に改めて興味が持たれている。増幅器のこれらのタイプは、現在のおよび上述の次期の通信標準に適する可能性のある候補として現在、研究されている。このような無線周波数（ＲＦ）増幅器は、一般的なＲＦ増幅器よりも高効率と高線形性を要求する。特に、改善された効率、低い複雑さ、および低コストにより、２ウェイＤＰＡが既に市場に出回っている。ＤＰＡは、全般的に、一般的な平衡増幅器より高い効率である。一般的な設計では、増幅歪み及び位相歪みのみ焦点が当てられるが、記憶効果および線形性は最近、非常に重要な因子となっている。そのようなＤＰＡの一般的な構造は、３次および５次の混変調歪み（ＩＭＤ）のような高い歪みを導く弱点を有している。たとえば、そのような歪みは信号同期点でのインピーダンスの突然の変化によって引き起こされる。ＤＰＡの構造によって歪みを減らすために、複素補償器が必要である。記憶効果は、電気的記憶効果および電熱的記憶効果を含む。電気的記憶効果は、ベースおよび高調波帯でのバイアスおよびマッチング回路インピーダンス変化によって引き起こされる。電熱的記憶効果は、デバイス温度によるＦＥＴ電力増幅利得変化である。電熱的記憶効果は、不可避の因子である。
【０００４】
したがって、効率および出力電力を増やすために、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）のような適切な補償器構造が導入されている。そのようなＣ―ＨＰＡは幾つかの独立の高電力増幅器（ＨＰＡ）を含む。最も一般的な構成は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）として知られる、２つのＨＰＡを有するＣ−ＨＰＡである。
【０００５】
ＬＩＮＣ技術は、最初、マイクロ波周波数で線形増幅を実現する方法として１９７４年に提案された。増幅器に対するＬＩＮＣの基本スキームは、高効率および高非線形性であると仮定される２つのＲＦ ＨＰＡを有する。ＲＦソース信号ｘ（ｔ）は、２つの定数包絡位相変調信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に、信号分離または生成過程の機能を有する信号成分分離器（ＳＣＳ）により分離され、各々は、それぞれ自身が有する非線形ＲＦ電力増幅器に送られる。ＨＰＡは、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）が最結合のための加算分岐器に送られる前に、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）を生成するために、各信号の電力を別々に増幅する。加算分岐器からの結果の出力信号はよって、もし、ＨＰＡを構成する全てのコンポーネントが理想的なものであれば、いかなる歪みも含まない元々の入力信号が増幅されたものである。
【０００６】
多くの事例において、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）出力における帯域幅は無制限であると仮定されている。しかしながら、多くの場合、そのような仮定は適用可能ではない。通常、ＤＡＣは、その出力においてローパスフィルタ（ＬＰＦ）を有する。そのようなＬＰＦは、寄生振幅変調（ＡＭ）をＤＡＣ出力信号に導入する。そのような寄生ＡＭおよび非線形ＨＰＡを用いると、全送信信号再構成は可能ではない。よって、帯域外スペクトル成分がＨＰＡ出力信号スペクトルに生じている。
【０００７】
元々の信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有するにも関わらず、信号成分分離（ＳＣＳ）動作は、Ｃ−ＨＰＡアームで信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対して十分に大きなスペクトル拡大を引き起こす。たとえば、上で引用された特許文献１および非特許文献１−４で開示されている従来技術は、広帯域信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）をいかなる歪みもなく通過し、ＨＰＡ（以下、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２として引用することがある）に入力し得る無制限の帯域（すなわち、超広帯域理想的ＤＡＣ）を有する理想的アームが仮定される。アームで最も重要な素子は、ＤＡＣであり得るが、それはその帯域幅が動作クロックによって制限されるからである。動作クロックは、典型的には、入手可能な低エンド／ミドルエンド市販集積回路（ＬＳＩ）に対しては１００〜１５０ＭＨｚである。一方、ワールドワイド・インターオペラビリティ・フォー・マイクロウェーブ・アクセス（ＷｉＭＡＸ）、ロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）、広帯域符号分割多重アクセス（Ｗ−ＣＤＭＡ）などのようなブロードバンド応用に対するＤＡＣは、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）中の歪みを避ける目的で、非常に高度な広帯域を提供しなくてはならず（数百ＭＨｚのオーダーの高いクロック周波数で動作させなくてはならず）、同時に、例えば８００ＭＨｚで１４ビット分解能のような、高レベルのビット分解能（量子化）を提供しなくてはならない。そのような高速かつ高分解能ハイエンドＤＡＣのコストは高い。
【０００８】
ＤＡＣ入力（またはＤＡＣ出力）におけるＬＰＦのような高周波回路のコンポーネントによって引き起こされる周波数制限は、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対するＨＰＡ１およびＨＰＡ２入力において寄生ＡＭをもたらす。ＬＰＦは、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）の高周波数部分をカットする。ＬＰＦによってカットされた高周波数成分は、ＬＰＦ出力において信号に望ましくない寄生ＡＭ変調を引き起こす。そのような寄生ＡＭは、信号ｙ１、ｙ２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。一般に、ＬＰＦを通過した信号の結合後の完全信号再構成は難しくなっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００８−１７２３５２号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】J.H. Qurehi et al, “90-W Peak Power GaN Outphasing Amplifier With Optimum Input Signal Conditioning”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 57,No. 8, pp.1925-1935, 2009
【非特許文献２】Ilkka Hakala et al, “A 2.14-GHz Chireix Outphasing Transmitter”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 53, No.6, pp. 2129-2138, 2005
【非特許文献３】W. C. Edmund et al, ”A Mixed Signal Approach Towards Linear And Efficient N-Way Doherty Amplifiers”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 55, No. 5, pp. 866-879, 2007.
【非特許文献４】Paloma Garcia, Jesus de Mingo, Antonio Valdovinos and Alfonso Ortega, “Adaptive digital correction of gain and phase imbalances in LINC transmitters”, Vehicular Technology Conference, 2004. VTC 2004-Spring. 2004 IEEE 59th, Vol. 3, pp. 2137-2141
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ＲＦ信号が２つ以上の独立アームを有するＣ−ＨＰＡであって、アームのそれぞれが帯域幅制限を有する高電力増幅器（ＨＰＡ）を有するＣ−ＨＰＡで増幅されるときに問題が生じる。そのような周波数制限は、ＬＰＦの周波数特性、低速ＤＡＣ、および／または狭帯域直交変調器に原因が帰せられ得る。
【００１２】
本発明の目的の一つは、変調器であって、寄生振幅変調を自動的に除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する変調器を提供することである。
【００１３】
本発明の別の目的は、増幅器であって、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器が提供される。ＬＩＮＣ変調器は、ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数より低い周波数から構成される、前記入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームを含む。
【発明の効果】
【００１５】
ＬＩＮＣ変調器は複合高増幅器アーム中の狭帯域回路、たとえば、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】Ｃ−ＨＰＡ中の周波数制限と個々のＨＰＡからの出力信号が結合された出力信号ｙ（ｔ）を有するＣ−ＨＰＡの例を示す機能図である。
【図２】Ｃ−ＨＰＡの入力信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【図３】信号補償分離器（ＳＣＳ）後のＣ−ＨＰＡアーム中の信号（ｘ１およびｘ２）のスペクトルを示す図である。
【図４】ＬＰＦ出力でのＣ−ＨＰＡアーム中の信号に対するスペクトルを示す図である。
【図５】通過帯２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦに対するＣ−ＨＰＡ出力信号スペクトル（信号ｙに対するスペクトル）を示す図である。
【図６】非線形コンポーネント（ＬＩＮＣ）変調器を用いる線形増幅のための信号アームを示す機能図である。
【図７】本発明の実施形態の狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器を示す機能図である。
【図８】本発明の実施形態の狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器に対するデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ブロック内部構成を示す機能図である。
【図９】通過帯域２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦの狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器に対するＣ−ＨＰＡ出力信号スペクトルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図面を参照して、本発明の詳細な記載を提供する。図面では、類似の符号は異なる図面の類似のコンポーネントを記載し得る。異なる下付き文字を有する類似の符号は類似のコンポーネントの異なる瞬間を表すことがあり得る。図面は、一般に、例示であるが、限定ではない仕方で、本明細書中で議論される幾つかの実施形態を示す。
（比較例）
【００１８】
最初に、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）の比較例を説明し、本発明の好適な実施形態の技術的特徴の理解を容易にしよう。
【００１９】
図１は、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）１００の例を示す機能図である。Ｃ−ＨＰＡ１００は、Ｃ−ＨＰＡアームの各々で周波数の限定を受け、個々の高電力増幅器（ＨＰＡ）からの信号が結合される方法で得られる出力信号ｙ（ｔ）を生成し得る。
【００２０】
図１に示されているＣ−ＨＰＡ１００は、高周波回路の幾つかのコンポーネントを含む。コンポーネントは、単一の成分分離器（ＳＣＳ）１０２、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）（時として単にフィルタとして参照される）１０４ａおよび１０４ｂ、２つのデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ａおよび１０６ｂ、２つの第一の直交変調器（または時として簡単のため、２つの直交変調器として参照される）１０８ａおよび１０８ｂ、局部発振器１１０、第一の高電力増幅器（ＨＰＡ１）１１２ａ、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ２）１１２ｂ、および結合器１１４を含む。ＳＣＳ１０２、ＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａ、１０６ｂ、第一直交変調器１０８ａ、１０８ｂ、および結合器１１４は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器１５０を構成する。
【００２１】
ＳＣＳ１０２は、２つの定数包絡信号、すなわち第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二定数包絡信号ｘ２（ｔ）を、ソース信号ｘ（ｔ）、すなわちベースバンドソース信号ｘ（ｔ）を用いて生成する。別の言葉では、ソース信号ｘ（ｔ）は、ＳＣＳ１０２によって、２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）に分離される。もしソース信号ｘ（ｔ）が
【数１】
のように書けるならば、２つの２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）は、
【数２】
のように計算される。ここで、
【数３】
であり、ｅ(ｔ)は、ソース信号ｘ（ｔ）に直交する信号
【数４】
である。
【００２２】
よって、ｘ(ｔ)＝ｘ１（ｔ）＋ｘ２（ｔ）かつ｜ｘ１（ｔ）｜＝｜ｘ２（ｔ）｜であり、ここで｜ｘ｜はｘの絶対値を表す。ソース信号ｘ（ｔ）は時間に依存する振幅であるが、ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）は時間に依存しない定数振幅であることに注意しよう。
【００２３】
図２は、式（１）中のソース信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示している。ソース信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有することが分かろう。しかしながら、信号成分分離動作は、図３に示されているように、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対して大きなスペクトル拡大を引き起こす。
【００２４】
ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはそれぞれ、ＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ１(ｔ)およびｘ２(ｔ)から、所定のサンプリング周波数より高い周波数成分およびノイズ成分を除去する。別の言葉では、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂは、所定のサンプリング周波数より低い周波数成分のみを通過させる。
【００２５】
ＬＰＦ出力（またはＨＰＡ１１１２ａとＨＰＡ２１１２ｂの入力と同じこと）における信号のスペクトルが図４に示されており、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）から１０ＭＨｚより高い周波数成分を除去し得ることが示されている。ＬＰＦによってカットされた高い周波数線分は、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂの出力端子において信号に望ましくない寄生ＡＭを引き起こす。
【００２６】
ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂはそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂからの出力信号をデジタルからアナログに変換する。
【００２７】
局部発振器１１０は、位相ロックループ（ＰＬＬ）によって制御され得る電圧制御振動器を用いる周波数結合器等のような振動回路である。局部発振器１１０は、局部発振信号を第一の直交変調器１０８ａおよび１０８ｂに出力する。
【００２８】
第一の直交変調器１０８ａは、周波数を周波数変換（アップコンバート）し、ＤＡＣ１０６ａを局部発振器１１０からの局部発振信号と混合するためのミキサを含む。よって、第一の直交変調器１０８ａは、出力信号を生成するために入力信号を定数倍させる乗算器として機能する。混合後、第一の直交変調器１０８ａは、ＤＡＣ１０６ａからの出力信号を所定の周波数にアップコンバートする。理想的には、第一の直交変調器１０８ａは、定数包絡信号ｘ１（ｔ）を生成および出力する。
【００２９】
第一の直交変調器１０８ｂは、第一の直交変調器１０８ａと類似の構成および機能を有する。理想的には、第一の直交変調器１０８ｂは、定数包絡信号ｘ２（ｔ）を生成および出力する。
【００３０】
第一の高電力増幅器（ＨＰＡ１）１１２ａは、第一の直交変調器１０８ａからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。同様に、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ２）１１２ｂは、第一の直交変調器１０８ｂからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。
【００３１】
各アームの第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂは、レベル依存の複素利得Ｇによって特徴付けされ得る。よって、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）は、
【数５】
で与えられ得る。
【００３２】
結合器１１４は、結合器１１４への入力信号、今の場合はＨＰＡ１１１２ａとＨＰＡ２１１２ｂからの信号を結合し、増幅器１００からの出力信号ｙ（ｔ）を生成する。今の場合、出力信号ｙ（ｔ）は、
【数６】
となる。（７）の第二項は、利得と位相のマッチングが完全ではないとき、すなわち、不完全な相殺が生じるとき、望ましくない残留信号が存在することを意味している。この項は、隣接アームでの電力の干渉によるスペクトル効率の制限をもたらす。
【００３３】
寄生振幅変調（ＡＭ）は、信号ｙ１とｙ２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。図５は、１０ＭＨｚ直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号ｘ（ｔ）に対するＬＩＮＣ ＨＰＡ出力信号のスペクトルを示している。図５から見出せるだろうように、結合後のＬＩＮＣ Ｃ−ＨＰＡ信号は元々の信号ｘ（ｔ）に比べて高いレベルの帯域外スペクトル成分を有する。
【００３４】
（基本動作）
好適な実施形態を記載する前に、狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器の基本動作を以下で説明する。
【００３５】
本実施形態にしたがう教示の目的の一つは、式（７）の右辺の望ましくない因子
【数７】
を減少させることである。
【００３６】
図６は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器２００に対する一つのアームを示している。図１に示されているコンポーネントのものと同一または類似の機能を有するコンポーネントは、同一または類似の参照符号を有し、それらの詳細な説明は省略する。
【００３７】
図６に示されているＬＩＮＣ変調器の一つのアームは、高電力増幅器（ＨＰＡ）を有するＬＩＮＣ増幅器で用いられ得る。ここで、図１に示されているようにソース信号Ｓ（ｔ）が進ｇ脳成分分離器（ＳＣＳ）で２つ以上の定数包絡信号に分離されるとき、複数アームコンポーネント高電力増幅器、つまりＬＩＮＣ増幅器の最も単純な場合を考える。これらの定数包絡信号は、共通の負荷を有するＨＰＡの個々のアームによって増幅され、これら増幅信号は結合器で結合されるであろう。第一の直交変調器１０８の出力端子でソース信号Ｓ（ｔ）を再構成するためには、Ｃ−ＨＰＡアームの回路は定数包絡信号になんら周波数歪みを導入してはならない。
【００３８】
ＬＩＮＣ変調器２００は、アーム中の回路に対する帯域幅要求を減らすように設計されている。また、デジタル−アナログ変換機（ＤＡＣ）回路の要求も緩和されよう。よって、ＬＩＮＣ変調器２００のアーム中のＤＡＣに対する変換速度（クロック）および分解能要求（ビット分解能）は、結果として減少されるであろう。したがって、コストが高いグレードのＬＳＩに代わって、ローコストＤＡＣがＬＩＮＣ Ｃ−ＨＰＡに実装され得る。同時に、結合後のＣ−ＨＰＡ出力における帯域外スペクトルのレベルは低いままに維持される。よって、本実施形態は、アーム中で周波数を制限する場合、Ｃ−ＨＰＡ出力で完全な再構成信号を提供し得る。
【００３９】
図６に示されているように、ＬＩＮＣ変調器２００の一つのアームは、ＬＰＦ１０４、第一のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２０６、第一の直交変調器（または時として簡単のため、直交変調器として参照される）１０８、引算器２０２、プロセッサ２０４、第二のＤＡＣ２０８、第二の直交変調器２１０、および局部発振器２１２を含む。
【００４０】
図６から分かるように、図１に示されている場合では、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）または第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）を表し得るソース信号Ｓ（ｔ）はさらに、２つの部分、すなわち定数包絡信号の高周波数成分を含まない低周波数部分と、周波数成分がソース信号Ｓ（ｔ）がＬＰＦ１０４を通過した後に低周波数部分の周波数とは異なる周波数成分である高周波数部分に分離される。ＬＰＦ１０４からの出力信号は、スレッショルド周波数より低い周波数成分を有することに注意しよう。これらの成分は、実質的に連続スペクトルを有すると考えられよう。周波数制限による信号歪みは、高周波数部分（高周波数成分）だけに影響を及ぼす。高周波数を含む信号である歪んだ信号は、望ましくない寄生ＡＭの原因であり得る。図６に示されているアームに対する高周波数部分ΔＳ（ｔ）は、アームの元々の信号Ｓ（ｔ）とＬＰＦ出力での周波数制限を有する信号ＬＰＦ｛Ｓ｝
【数８】
の間の差（エラー）として生成される。
【００４１】
つまり、高周波数部分ΔＳ（ｔ）は、ソース信号Ｓから線形に分離される。図６に示されているように、ソース信号Ｓ（ｔ）の低周波数部分ＬＰＦ｛Ｓ｝は、直接的にＤＡＣ２０６を通過する。その低周波数的性質ゆえに、低周波数かつ高分解能（たとえば、１４ビット）ＤＡＣをＤＡＣ２０６として実装することが可能である。
【００４２】
結合後に完全に信号Ｓ（ｔ）を再構成するために、アームに対する信号歪み（高周波数部分）ΔＳ（ｔ）はまた処理されなくてはならない。
【００４３】
信号歪み（高周波数部分）ΔＳ（ｔ）は信号ΔＳ’
【数９】
を生成するために用いられる。
【００４４】
もし、フィルタされた信号ＬＰＦ｛Ｓ｝と歪んだ信号ΔＳ’が適切に結合されるならば、ＬＰＦ｛Ｓ｝とΔＳ’の乗算はＳ（ｔ）＝ＬＰＦ｛Ｓ｝＋ΔＳ（ｔ）となるため、ソース信号Ｓ（ｔ）を完全に再構成することが可能であろう。
【００４５】
一般に、信号歪みΔＳは、図４に示されているようにＬＰＦ出力における主信号ＬＰＦ｛Ｓ｝に関して−３５ｄＢより小さい振幅レベルを有する。したがって低い量子化レベル（ビット分解能）を有するＤＡＣ２０８が、そのような低レベル信号の生成のために使用され得る。信号レベル３５ｄＢは、６ビット分可能に相当している。よって、たった８ビット（１４−６＝８ビット）を有するＤＡＣ２０８が、信号歪みΔＳ＝Ｓ−ＬＰＦ｛Ｓ｝を生成することが可能であることがある。
【００４６】
ここで、図６を参照しながら、Ｃ−ＨＰＡに対する一つのアームの基本動作を説明する。
【００４７】
第一のＤＡＣ２０６は、低速で高分解能（たとえば、１４ビット）ＤＡＣであり得るが、第二のＤＡＣ２０８は高速で低分解能（たとえば、８ビット）ＤＡＣであり得る。
【００４８】
第一の直交変調器１０８は、周波数を周波数変換（アップコンバート）し、ＤＡＣ２０６からの出力信号を第二の直交変調器２１０からの出力信号を混合する。第一の直交変調器１０８は、第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂと同一または類似の構成および機能を有し得る。
【００４９】
第一および第二の直交変調器１０８および２１０は、たとえばベース帯域入力端子として参照されるある入力端子の信号と、たとえばＬＯ入力端子として参照される別の入力端子のＲＦ信号を掛け合わせる。
【００５０】
引算器２０２は、２つの信号、すなわちソース信号ＳとＬＰＦ１０４からの出力信号ＬＰＦ｛Ｓ｝を受け、ソース信号ＳからＬＰＦ１０４からの出力信号ＬＰＦ｛Ｓ｝を引き、結果の信号ΔＳ＝Ｓ−ＬＰＦ｛Ｓ｝を出力し得る。引算器２０２からの出力信号は、プロセッサ２０４に入力され得る。
【００５１】
プロセッサ２０４は、引算器２０２からの出力信号に加え、ＬＰＦ１０４からの出力信号ＬＰＦ｛Ｓ｝を受ける。プロセッサ２０４は、上式（９）で定義される信号ΔＳ’を生成し出力するための計算を行い得る。式（９）は、以下で導出される。ここでは、信号ΔＳ’は、信号歪みΔＳの変形版であることを認識すべきであろう。プロセッサ２０４からの出力信号ΔＳ’は、処理されて、ＤＡＣ２０８でデジタルからアナログ信号に変換され得る。ＤＡＣ２０８からの出力信号は、第二の直交変調器２１０に入力される。第二の直交変調器２１０では、ＤＡＣ２０８からの出力信号の周波数はアップコンバートされ、局部発振器２１２からの信号からの出力と混合され、結果の信号を生成し、結果の信号は第一の直交変調器１０８に入力される。つまり、Ｃ−ＨＰＡアーム直交変調器に適用される前に、局部発振器（ＬＯ）信号は信号ΔＳ’によって変調される。
【００５２】
ここで、式（９）の導出を説明する。
ソース信号Ｓは、ＬＰＦ１０４を用いて２つの部分に分割され得る。
【数１０】
【００５３】
式（１０）は単に、ＬＰＦ１０４を通過した後、ソース信号Ｓは通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝とカットオフ部分ΔＳに分割されるだろうことを意味している。通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝はＬＰＦ１０４でカットオフされる高周波数成分を含まないが、カットオフ部分ΔＳは高周波数成分を含む。図６に従うと、ソース信号Ｓの別の表現が存在する。第一の直交変調器１０８は、ＤＡＣ２０６からの出力信号と第二の直交変調器２１０からの出力信号ΔＳ’からソース信号Ｓを再構成しないといけない。この事実から以下の式が導かれる。
【００５４】
【数１１】
ここで、ΔＳ’は導出される未知の因子である。式（１０）および（１１）に基くと、ΔＳ’はソース信号Ｓ、ＬＰＦ１０４からの出力信号、およびソース信号ＳとＬＰＦ１０４からの出力信号の差分信号ΔＳを用いて、以下のように表現され得る。
【数１２】
【００５５】
この式（１２）は、式（９）に他ならない。したがって、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２にはいかなる寄生ＡＭも存在せず、完全に結合した後では元々の信号Ｓを再構成することが可能であり得る。さらに、通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝は元々の信号Ｓより狭いスペクトルを有し得る。よって、通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝はＤＡＣ２０６のような高周波数回路のコンポーネントを通過するとき、寄生振幅変調が生じることを防ぐことが可能である。
【００５６】
（図示された実施形態の詳細な記述）
図７〜９を参照しながら、ＬＩＮＣ変調器３５０を含む複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）の例３００を説明する。
【００５７】
図７は、ＬＩＮＣ変調器３５０を含むＬＩＮＣ変調器３５０を含む増幅器３００を示す機能図である。ＬＩＮＣ変調器３５０は、狭帯域信号のみがＬＩＮＣ変調器３５０の各アームを通過し得るので、望ましくない寄生振幅変調を引き起こすことを防ぎ得る。
【００５８】
本実施形態では、比較例を参照して議論したように、ＳＣＳ１０２は２つの定数包絡信号、すなわち、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）を、ソース信号ｘ（ｔ）を用いて生成する、第一および第二の定数包絡信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）はそれぞれ、互いに異なる経路を伝播し、高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１）および１１２ｂ（ＨＰＡ２）に入る。
【００５９】
図７に示されているように、ＬＩＮＣ変調器３５０を有する増幅器３００は、増幅器３００のＬＩＮＣ変調器３５０に対する２つのアームを有するように構成される。信号成分分離器（ＳＣＳ）１０２、ＬＰＦ１０４ａ、ＤＡＣ１０６ａ、第一の直交変調器（または時として簡単のため直交変調器として参照される）１０８ａ、ＤＳＰ４００ａ、第二の直交変調器２１０ａ、および局部発振器１１０は、Ｃ−ＨＰＡ３００のＬＩＮＣ変調器３５０のアームの一つを構成する。ＬＰＦ１０４ａ、ＤＡＣ１０６ａ、第一の直交変調器（または時として簡単のため直交変調器として参照される）１０８ａ、第二の直交変調器２１０ａは、図６に示されているＬＰＦ１０４、ＤＡＣ１０６、第一の直交変調器１０８、第二の直交変調器２１０と類似のまたは同一の機能を有する。同様に、ＳＣＳ１０２、ＬＰＦ１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ｂ、第一の直交変調器（または時として簡単のため直交変調器として参照される）１０８ｂ、ＤＳＰ４００ｂ、第二の直交変調器２１０ｂ、および局部発振器１１０は、Ｃ−ＨＰＡ３００のＬＩＮＣ変調器３５０の別のアーム、つまりＣ−ＨＰＡ３００の第二のアームを構成する。第一および第二のアームは同一の構成および／または機能を有することが望ましい。
【００６０】
Ｃ−ＨＰＡ３００は、ＬＩＮＣ変調器３５０、高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１）および１１２ｂ（ＨＰＡ２）、および結合器１１４で構成される。
【００６１】
ソース信号ｘ（ｔ）は、信号成分分離器（ＳＣＳ）１０２において２つの部分、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）に分離される。これら２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）の各々はさらに、２つの部分、すなわち低周波数部分ＬＰＦ｛ｘ１｝とＬＰＦ｛ｘ２｝、および高周波数部分ΔＳ１、ΔＳ２に分離される。低周波数部分ＬＰＦ｛ｘ１｝はＤＡＣ１０６ａおよびＤＳＰ４００ａに入力される。同様に、低周波数部分ＬＰＦ｛ｘ２｝はＤＡＣ１０６ｂおよびＤＳＰ４００ｂに入力される。ＤＡＣ１０６ａの出力信号は直交変調ユニット１０８ａに入力される一方、ＤＳＰ４００ａの出力信号は、直交変調ユニット２１０ａであり、ＤＳＰ４００ｂの出力」信号と局部発振器１１０の出力信号が結合される直交変調ユニット２１０ａを通過した後、直交変調ユニット１０８ａに入力される。
【００６２】
個々のアームに対する高周波数部分ΔＳ１およびΔＳ２は、アームにおける元々の信号ＳとＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂ、引算器２０２ａおよび２０２ｂ、ＤＳＰ４００ａおよび４００ｂでの周波数限定を受けた信号との差異（エラー）として生成される。
【数１３】
ここで、ＬＰＦ｛ｘ１｝およびＬＰＦ｛ｘ２｝はそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよびＬＰＦ１０４ｂを通過した周波数成分を表す。
【００６３】
図８は、本発明の実施形態の狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器３００のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ブロック内部構造を示す機能図である。図８に示されている構造は、ＤＳＰ４００ａおよび４００ｂの両方に適用される。ＤＳＰ４００ａおよび４００ｂは、上の機能を処理する専用回路として構成され得るし、または図示されていないメモリデバイス中に記憶されるソフトウェアプログラムに含まれるコマンドおよび／または命令を処理し得る汎用プロセッサであり得る。ＤＳＰ４００ａは、引算器２０２ａ、プロセッサ２０４ａ、およびＤＡＣ２０８ａを含む。ＤＳＰ４００ｂは、引算器２０２ｂ、プロセッサ２０４ｂ、およびＤＡＣ２０８ｂを含む。ＤＳＰ４００ａは、ＳＣＳ１０２およびＬＰＦ１０４ａの出力信号を受け、信号ΔＳ１’：
【数１４】
を出力する。
【００６４】
上述のように、信号ΔＳ１’はＤＡＣ１０８ａでアナログ信号に変換された後、アナログ信号ΔＳ１’は直交変調器２１０ａに入力される。信号歪みの高周波数的性質ゆえに、そのような信号に対しＤＡＣ２０８ａは、広い帯域を提供しなくてはならない、すなわちクロックは十分に高くなくてはならない。しかしながら、ＤＡＣ２０８ａに対する低いビット分解能要求ゆえに、重大な問題は起こらないかも知れない。よって、ローコスト高速かつ低分解能ＤＡＣ２０８ａがそのような目的に使用され得る。
【００６５】
第二の直交変調器２１０ａは、図１の第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂと類似のまたは同一の機能を有し得る。第二の直交変調器２１０ａ、２０１ｂのそれぞれは、周波数をアップコンバートし、ＤＡＣ２０６からの出力信号を局部発振器１１０からの局部発振信号と混合するためにミキサを含む。混合後、第二の直交変調器２１０ａ、２１０ｂはＤＡＣからの出力信号を所定の周波数にアップコンバートし、結果の信号を第一の直交変調器１０８に向けて出力する。第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂにおいては、式（１１）が有効なので、ソース信号Ｓ（ｔ）は完全に再構成され得る。
【００６６】
ＤＡＣ４００ｂは、ＤＡＣ４００ａに類似のまたは同一の機能を有し、図６を参照して説明した完全再構成機構はまた、ＬＩＮＣ変調器３５０を有する増幅器３００の第二のアームで機能する。
【００６７】
ＤＰＡ４００ａの詳細な構成は図面には示されていないが、信号ΔＳ２’：
【数１５】
が、ＳＣＳ１０２およびＬＰＦ１０４ｂの出力信号に基いてＤＳＰ４００ｂで生成される。信号ΔＳ２’はＤＡＣ２０８ｂでアナログ信号に変換された後、アナログ信号ΔＳ２’は、第二の直交変調器２１０ｂに入力される。
【００６８】
第一の直交変調器１０８ａおよび１０８ｂからの出力信号はそれぞれ、高電力増幅器１１２ａおよび１１２ｂ（ＨＰＡ１およびＨＰＡ２）により増幅され、増幅されたアーム信号ｙ１（ｔ）およびｙ２（ｔ）を生成する。これら２つの信号ｙ１（ｔ）およびｙ２（ｔ）は次に、加算器１１４で結合され増幅された信号ｙ（ｔ）を生成する。
【００６９】
Ｃ−ＨＰＡ３００のＬＩＮＣ変調器３５０のそのような構成ゆえ、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２への入力信号が再構成され、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）および第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）となる。狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器３００は自動的にＨＰＡ１１１２ａおよびＨＰＡ２１１２ｂの入力端子で寄生振幅変調（ＡＭ）を除去する。よって、Ｃ−ＨＰＡアーム中で狭帯域回路、すなわち低クロック周波数を有するＤＡＣ２０８ａ、２０８ｂを用いることが許容される。したがって、ＨＰＡ出力信号スペクトルに混変調歪みが存在しない。加えて、用いている理論は厳密解であるので、送られた信号の完全な再構成を得ることができる。よって、式（７）の右辺の望ましくない因子：
【数１６】
は確実に減少し、ＬＰＦを通過した信号を結合した後、完全な信号再構成を得ることが可能となる。
【００７０】
さらに、ＬＩＮＣ変調器３５０を有する増幅器３００のそのような構成に従うと、ソース信号を増幅する方法が機能し得る。ソース信号ｘ（ｔ）を増幅する方法は：ソース信号ｘ（ｔ）を分離して複数の定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））をＳＣＳ１０２によって生成することと；複数の定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）＝Ｓ２（ｔ））の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、入力信号の所定の周波数より低い周波数からなる第一の周波数部分を含む第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）と、入力信号の第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）の第一の周波数部分とは異なる周波数である第二の周波数部分を含む第二の信号（ΔＳ１、ΔＳ２）をＬＰＦ１０４ａおよびＬＰＦ１０４ｂを用いて生成すること；第二の信号（ΔＳ１、ΔＳ２）の周波数信号ディストーション（歪み）を実行し、歪んだ信号（１＋ΔＳ１／ＬＰＦ｛ｘ１｝、１＋ΔＳ２／ＬＰＦ｛ｘ２｝）であって、第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）と第二の信号を（ΔＳ１、ΔＳ２）用いＤＳＰ４００ａ、４００ｂを利用して生成することと；第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）と歪んだ信号（１＋ΔＳ１／ＬＰＦ｛ｘ１｝、１＋ΔＳ２／ＬＰＦ｛ｘ２｝）を掛け合わせて定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を再構成することと；定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を増幅して増幅されたアーム信号（ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ））を高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１），１１２ｂ（ＨＰＡ２）を用いて生成することと；加算器１１４により増幅された信号の全てを加え合わせて、増幅された信号（ｙ（ｔ））を生成することを含む。この方法は入力信号をＬＰＦのような限られた帯域を有するデバイスを通過させた後にＨＰＡに再構成する方法を含むことに注意すべきである。
【００７１】
したがって、第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）は高周波数回路、たとえば、ＬＰＦ１０４ａ、ＬＰＦ１０４ｂ、ＤＳＰ４００ａ、４００ｂを通過している一方で、寄生振幅変調が生じないであろう。さらに、定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））は、変調器の出力端子で再構成され得る。
【００７２】
図９は、通過帯域２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦの狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器に対するＣ−ＨＰＡ出力信号ｙ（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【００７３】
図９から見て取ることができるだろうように、提案のアプローチは１００％の帯域外スペクトル抑制を提供する。Ｃ−ＨＰＡ出力における信号スペクトルは、（図９中にＮＯ ＨＰＡ ＬＰＦとプロットされている）送られた信号ｘのスペクトルと同一である。よって、提案された狭帯域線形ＬＩＮＣ ＨＰＡの帯域外スペクトルのレベルは、−９０ｄＢより小さい。
【００７４】
したがって、変調器、例えばＬＩＮＣ変調器を得ることができる。変調器は混成式高増幅器アーム中で狭帯域回路、例えば低クロック周波数を有するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用い、寄生振幅変調を自動的に取り除き、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力された信号を再構成することができる。
【００７５】
２つのアームを有する混成式高電力増幅器のみを記載したが、当業者は明細書中の例を複数のアームにそのまま一般化し得ることは記しておくべきであろう。
（付記）
【００７６】
上述の実施形態に関して幾つかの付記を追加する。
（付記１）
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数より低い周波数から構成される、前記入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアーム
を含む非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器。
（付記２）
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記１のＬＩＮＣ変調器。
（付記３）
前記周波数ディストーションは、ｘを入力信号、ＬＰＦ｛ｘ｝を前記第一の信号、ΔＳをｘ−ＬＰＦ｛ｘ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛ｘ｝｝で与えられる付記１または２のＬＩＮＣ変調器。
（付記４）
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記１乃至３のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
（付記５）
前記各アームはさらに、
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第一のデジタル−アナログ変換器であって、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器と、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第二のデジタル−アナログ変換器であって、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器と、
を含む付記１乃至４のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
（付記６）
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、前記複数のアームの各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つが通過して複数の入力信号の対応する一つを出力し、前記複数のアームの各々は、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、
複数の電力増幅器であって、前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を生成する複数の電力増幅器と、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成する加算器と、
を含む増幅器。
（付記７）
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記６の増幅器。
（付記８）
前記周波数ディストーションは、Ｓを入力信号、ＬＰＦ｛Ｓ｝を前記第一の信号、ΔＳをＳ−ＬＰＦ｛Ｓ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛Ｓ｝｝で与えられる付記７または８の増幅器。
（付記９）
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記６乃至８のいずれか一項の増幅器。
（付記１０）
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第一のデジタル−アナログ変換器であって、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器と、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第二のデジタル−アナログ変換器であって、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器と、
を含む付記６乃至９のいずれか一項の増幅器。
（付記１１）
ソース信号を増複する方法であって、
前記ソース信号ｘ（ｔ）を分離し複数の定数包絡信号を生成することと、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成することと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成することと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成することと、
前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を再構成することと、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成することと、
を含む方法。
（付記１２）
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記１１の方法。
（付記１３）
前記周波数ディストーションは、Ｓを入力信号、ＬＰＦ｛Ｓ｝を前記第一の信号、ΔＳをＳ−ＬＰＦ｛Ｓ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛Ｓ｝｝で与えられる付記１１または１２の方法。
（付記１４）
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記１１乃至１３のいずれか一項の方法。
（付記１５）
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器によって前記第一の信号をデジタルからアナログ信号に変換することと、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器によって前記第二の信号をデジタルからアナログ信号に変換することと、
を含む付記１１乃至１４のいずれか一項の方法。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数より低い周波数から構成される、前記入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアーム
を含む非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器。
【請求項２】
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記１のＬＩＮＣ変調器。
【請求項３】
前記周波数ディストーションは、ｘを入力信号、ＬＰＦ｛ｘ｝を前記第一の信号、ΔＳをｘ−ＬＰＦ｛ｘ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛ｘ｝｝で与えられる付記１または２のＬＩＮＣ変調器。
【請求項４】
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記１乃至３のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
【請求項５】
前記各アームはさらに、
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第一のデジタル−アナログ変換器であって、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器と、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第二のデジタル−アナログ変換器であって、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器と、
を含む付記１乃至４のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
【請求項６】
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、前記複数のアームの各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つが通過して複数の入力信号の対応する一つを出力し、前記複数のアームの各々は、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、
複数の電力増幅器であって、前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を生成する複数の電力増幅器と、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成する加算器と
を含む増幅器。
【請求項７】
ソース信号を増複する方法であって、
前記ソース信号ｘ（ｔ）を分離し複数の定数包絡信号を生成することと、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成することと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成することと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成することと、
前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を再構成することと、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成することと、
を含む方法。
【請求項１】
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数より低い周波数から構成される、前記入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアーム
を含む非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器。
【請求項２】
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記１のＬＩＮＣ変調器。
【請求項３】
前記周波数ディストーションは、ｘを入力信号、ＬＰＦ｛ｘ｝を前記第一の信号、ΔＳをｘ−ＬＰＦ｛ｘ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛ｘ｝｝で与えられる付記１または２のＬＩＮＣ変調器。
【請求項４】
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記１乃至３のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
【請求項５】
前記各アームはさらに、
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第一のデジタル−アナログ変換器であって、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器と、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第二のデジタル−アナログ変換器であって、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器と、
を含む付記１乃至４のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
【請求項６】
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、前記複数のアームの各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つが通過して複数の入力信号の対応する一つを出力し、前記複数のアームの各々は、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、
複数の電力増幅器であって、前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を生成する複数の電力増幅器と、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成する加算器と
を含む増幅器。
【請求項７】
ソース信号を増複する方法であって、
前記ソース信号ｘ（ｔ）を分離し複数の定数包絡信号を生成することと、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成することと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成することと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成することと、
前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を再構成することと、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成することと、
を含む方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１３−５１４５６（Ｐ２０１３−５１４５６Ａ）
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１１−１８４９１８（Ｐ２０１１−１８４９１８）
【出願日】平成２３年８月２６日（２０１１．８．２６）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＷＣＤＭＡ
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８４９１８（Ｐ２０１１−１８４９１８）
【出願日】平成２３年８月２６日（２０１１．８．２６）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＷＣＤＭＡ
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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