液晶表示装置のブーストコンバータ
【課題】エルディアイのブーストコンバータで可変周波数を利用して、パネル駆動電圧を生成して電磁波干渉が低減されるようにするが、毎フレームが始まる度に同一な周波数を使用して、ブースティング動作が安定になされるようにする液晶表示装置の液晶パネル駆動技術を提供する。
【解決手段】本発明は、エルディアイのブーストコンバータで可変周波数を利用してパネル駆動電圧を生成して電磁波干渉が低減されるようにするが、毎フレームが始まる度に同一な周波数を使用してブースティング動作が安定になされるようにするために、中心周波数を基準に一定なパターンで変化されるか、または不規則的にホッピングする周波数の発振信号を同期信号に同期させて生成して、毎フレームが始まる度にあらかじめ決まった固定された周波数の発振信号を生成する発振器を具備することを特徴とする。
【解決手段】本発明は、エルディアイのブーストコンバータで可変周波数を利用してパネル駆動電圧を生成して電磁波干渉が低減されるようにするが、毎フレームが始まる度に同一な周波数を使用してブースティング動作が安定になされるようにするために、中心周波数を基準に一定なパターンで変化されるか、または不規則的にホッピングする周波数の発振信号を同期信号に同期させて生成して、毎フレームが始まる度にあらかじめ決まった固定された周波数の発振信号を生成する発振器を具備することを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、液晶表示装置の液晶パネル駆動技術に関し、特に、パネル駆動電圧を生成する時、可変周波数を使用して電磁波干渉を低減して、ブースティング動作を画像データの同期信号に同期させて遂行して画像に影響を与えない安定したブースティング動作がなされるようにした液晶表示装置のブーストコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来液晶表示装置の概略ブロック図であり、これに示したように、複数個のゲートラインとデータラインがお互いに垂直した方向に配列されて、マトリックス形態のピクセル領域を有する液晶パネル１１０と、該液晶パネル１１０に駆動信号とデータ信号を供給する駆動回路部１２１及び、その駆動回路部１２１で要する各種電源を供給する電源供給部１２２で構成されたエルディアイ（ＬＤＩ：ＬＣＤ Ｄｒｉｖｅｒ ＩＣ）１２０を具備する。
【０００３】
前記駆動回路部１２１は、ゲートドライバー１２１Ａ、ソースドライバー１２１Ｂ、タイミングコントローラ１２１Ｃを具備する。ゲートドライバー１２１Ａは、前記液晶パネル１１０の各ゲートラインを駆動するためのゲート駆動信号を出力する。ソースドライバー１２１Ｂは、前記液晶パネル１１０の各データラインにデータ信号を出力する。タイミングコントローラ１２１Ｃは、前記ゲートドライバー１２１Ａ及びソースドライバー１２１Ｂの駆動を制御すると共に、電源供給部１２２の駆動を制御する。電源供給部１２２は、電源制御部１２２Ａ、ソース電源駆動部１２２Ｂ及びゲート電源駆動部１２２Ｃを具備する。
【０００４】
電源制御部１２２Ａは、前記タイミングコントローラ１２１Ｃの制御を受けてソース電源駆動部１２２Ｂ及びゲート電源駆動部１２２Ｃの駆動を制御する。この時、前記ゲート電源駆動部１２２Ｃは、前記ゲートドライバー１２１Ａで前記ゲート駆動信号を生成するのに要するゲートハイ電圧（ＶＧＨ）とゲートロー電圧（ＶＧＬ）を供給する。そして、ソース電源駆動部１２２Ｂは、前記ソースドライバー１２１Ｂで前記データ信号を生成するのに要する正極性のパネル駆動電圧（以下、’パネル駆動電圧’と称する。）（ＶＤＤＰ）と負極性のパネル駆動電圧（ＶＤＤＮ）を供給する。
【０００５】
図２は、前記エルディアイ１２０のソース電源駆動部１２２Ｂに具備されて、パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を出力するブーストコンバータ回路図としてこれに示したように、スイッチングパルス（ＬＳＷ）によってリアクターＬ１を駆動する電界効果トランジスターＦＥＴ１と、
前記電界効果トランジスターＦＥＴ１のスイッチング動作によって前記リアクターＬ１から逆流防止用ダイオードＤ１を通じてローディングされる電圧を保存するコンデンサー（Ｃｏｕｔ）と、
前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存された後に出力されるパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を所定レベルに分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、
前記抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧された電圧を基にして前記パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）をモニタリングして、目的としたレベルに出力されるように前記スイッチングパルス（ＬＳＷ）を制御する制御部２００で構成される。
【０００６】
電界効果トランジスターＦＥＴ１は、制御部２００から入力される図３の（ａ）のようなスイッチングパルス（ＬＳＷ）によって一連のオンオフ動作を繰り返す。この時、前記電界効果トランジスターＦＥＴ１のスイッチング動作によって前記リアクターＬ１からローディングされるブースティング電圧は、逆流防止用ダイオードＤ１を通じてコンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存される。
【０００７】
前記のような経路を通じて前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存されたブースティング電圧が前記パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）に出力される。
【０００８】
ところが、前記パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）の出力端子を通じて外部にローディングされる電流量が前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）に蓄積される電流量より少ない場合、そのパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）が不必要に高く上昇される。
【０００９】
これを防止するために、抵抗Ｒ１、Ｒ２を利用して前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）から出力されるパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を所定レベルに分圧して、制御部２００は、その分圧された電圧を基にしてパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）をモニタリングして、目的としたレベルから出力されるように前記スイッチングパルス（ＬＳＷ）を制御する。
【００１０】
前記スイッチングパルス（ＬＳＷ）の例として、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ−Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルスとＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルスがある。前記ＰＷＭパルスを使用する場合、前記制御部２００はそのＰＷＭパルスのデューティー比を調節して、目的としたレベルのブースティング電圧が出力されるようにして、ＰＦＭパルスを使用する場合には、そのＰＦＭパルスの周波数を調節して目的としたレベルのブースティング電圧が出力されるようにする。
【００１１】
一般に、前記制御部２００は出力しようとするスイッチングパルス（ＬＳＷ）の形態が決まれば、これを図３の（ａ）でのように同一位相として出力する。よって、周期的なブースティング動作によってスペクトラムが図３の（ｂ）でのように中心周波数（ｆ０）帯域に集中される。
【００１２】
このように従来のＬＤＩシステムのブーストコンバータ回路においては、リアクター駆動のためのスイッチングパルスとして同一位相のスイッチングパルスを使用して、周期的なブースティング動作によって増幅された形態のエネルギースペクトラムが形成されて、これによって調和周波数（ｈａｒｍｏｎｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）のエネルギースペクトラムも増幅された形態で示される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００８−１３４５８９号公報。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
さらに、増幅された形態のエネルギースペクトラムは、システムに使用する他の信号の周波数に対して電磁波干渉（ＥＭＩ：Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を誘発させる問題点があった。
【００１５】
最近になって、このような問題点を解消するために可変周波数形態のスイッチングパルスを発生して、スペクトラム拡散（ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ）が示されるようにしている。しかし、毎フレームが始まる度にお互いに異なる周波数のスイッチングパルスを使用して、その度に少しずつ異なるレベルのパネル駆動電圧が出力されて、これによって画像が不安定にディスプレイされる問題点があった。
【００１６】
したがって、本発明が解決しようとする課題は、エルディアイのブーストコンバータで可変周波数を利用して、パネル駆動電圧を生成して電磁波干渉が低減されるようにするが、毎フレームが始まる度に同一な周波数を使用して、ブースティング動作が安定になされるようにすることにある。
【００１７】
本発明が解決しようとする課題は、前で言及した課題に制限されない。本発明の他の課題及び長所は下の説明によってさらに明らかに理解されるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
前記のような課題を達成するための本発明は、
中心周波数を基準で一定なパターンに変化されるか、または不規則的にホッピングする周波数の発振信号を同期信号に同期させて生成して、毎フレームが始まる度にあらかじめ決まった固定された周波数の発振信号を生成する発振器と、
前記発振器から出力される発振信号、パネル駆動電圧で検出した電圧、期設定された基準電圧を利用して要求されるパネル駆動電圧を生成するためのスイッチング信号を出力する制御器と、
前記制御器から出力されるスイッチング信号を利用して、前記パネル駆動電圧を発生するリアクターを駆動するトランジスターをスイッチング動作させるドライバーと、を含むブーストコンバータを提供することにある。
【発明の効果】
【００１９】
本発明は、エルディアイのブーストコンバータで可変周波数を利用して、パネル駆動電圧を生成して電磁波干渉が低減されるようにして、毎フレームが始まる度に同一な周波数を使用してブースティング動作が画像に影響を与えないで安定に遂行されることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】従来液晶表示装置の概略ブロック図である。
【図２】エルディアイに具備されるブーストコンバータ回路図である。
【図３】（ａ）は、スイッチングパルスの波形図であり、（ｂ）は、従来のブースティング動作によるスペクトラムである。
【図４】本発明による液晶表示装置のブーストコンバータのブロック図である。
【図５】（ａ）は、本発明によって周波数が一定なパターンに変化されることを示したグラフであり、（ｂ）は、本発明によって周波数がランダムなパターンに変化されることを示したグラフであり、（ｃ）は、本発明によって周波数が可変されてエネルギーが拡散されたスペクトラムを示したグラフであり、（ｄ）は、本発明によって周波数が可変されて示されたスイッチングパルスの波形図である。
【図６】発振器の第１実施例を示した回路図である。
【図７】図６で電流源及びカウンターの詳細ブロック図である。
【図８】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）及び（ｇ）は、図７各部の波形図であり、（ｈ）は、本発明に適用された垂直同期信号の波形図であり、（ｉ）は、本発明で、垂直同期信号及び水平同期信号によって決定されるカウンターの出力値変化を示した説明図である。
【図９】図７のアップ／ダウンカウンターの詳細回路図である。
【図１０】図７の擬似ランダムビット発生器の詳細回路図である。
【図１１】発振器の第２実施例を示した回路図である。
【図１２】（ａ）−（ｄ）は、図１１の各部の波形図である。
【図１３】（ａ）は、本発明が適用されないブーストコンバータ回路から発生される電磁波干渉（ＥＭＩ）を示した図面であり、（ｂ）は、本発明によるブーストコンバータ回路で電磁波干渉が低減されたことを示した実験結果の図面である。
【図１４】（ａ）、（ｂ）は、ｔ１、ｔ２の同じ位相で同一なパネル駆動電圧でパネル駆動が可能になることを示した波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施例を詳しく説明すると次のようである。
【００２２】
図４は、本発明による液晶表示装置のブーストコンバータのブロック図として、これに示したように、電界効果トランジスターＦＥＴ１としてリアクターＬ１を駆動して、パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を生成するブーストコンバータにおいて、発振器４１０と、パネル駆動電圧モニタリング部４２０と、オンタイムカウンター４３０と、オフタイムカウンター４４０と、ＳＲラッチ４５０及び、ドライバー４６０で構成された制御部４００を具備する。
【００２３】
発振器４１０は、図５の（ａ）のように中心周波数（ｆ０）を基準で一定なパターンに変化される周波数の発振信号を生成するか、または図５の（ｂ）のように中心周波数（ｆ０）を基準で不規則的にホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）する周波数の発振信号を生成する。これによって、ブーストコンバータによるスペクトラムが図５の（ｃ）でのように中心周波数（ｆ０）帯域に集中されないで広く開かれた形態になる。図５の（ｄ）は前記発振器４１０から出力される信号が可変周波数形態から出力されることを示した波形図である。そして、前記発振器４１０は垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）を利用して、毎フレームが始まる度にあらかじめ決まった固定された周波数を生成する。前記発振器４１０の詳細な説明及び多様な実施例に対しては添付した図面を参照して後述する。
【００２４】
パネル駆動電圧モニタリング部４２０は、比較機ＣＰ４０１、ＣＰ４０２及びアンドゲートＡＤ４０１を具備する。比較機ＣＰ４０１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分配されたパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を基準電圧（Ｖｒｅｆ）と比べて、それによる信号を出力する。比較機ＣＰ４０２は、前記抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分配されたパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）をソフトスタートのために設定された基準電圧（ＳＳｒｅｆ）と比べてそれによるモニタリング信号を出力する。アンドゲートＡＤ４０１は、前記比較機ＣＰ４０１の出力信号とオフタイムカウンター４４０の出力信号をアンド演算して、それによるモニタリング信号を出力する。
【００２５】
オンタイムカウンター４３０は、垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）によってリセットされた後に前記発振器４１０から出力される発振信号のオンタイム区間をカウントする。オフタイムカウンター４４０は、垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）によってリセットされた後、前記発振器４１０から出力される発振信号のオフタイム区間をカウントする。ＳＲラッチ４５０は、前記アンドゲートＡＤ４０１から出力されるモニタリング信号をセット端子Ｓに入力されて、前記オンタイムカウンター４３０から出力される信号をリセット端子Ｒに入力されてエラーが訂正されたスイッチングパルス（ＬＳＷ）形態のパルスを出力する。
【００２６】
ドライバー４６０は、前記ＳＲラッチ４５０から入力されるパルスを、電界効果トランジスターＦＥＴ１をスイッチングするのに適当な形態のスイッチングパルス（ＬＳＷ）に変換して出力する。前記ドライバー４６０から出力されるスイッチングパルス（ＬＳＷ）は、前記図５の（ｄ）のように可変周波数形態を有する。
【００２７】
電界効果トランジスターＦＥＴ１は、前記ドライバー４６０から入力される前記スイッチングパルス（ＬＳＷ）によって一連のオンオフ動作を繰り返す。この時、前記電界効果トランジスターＦＥＴ１のスイッチング動作によって前記リアクターＬ１からローディングされるブースティング電圧は、逆流防止用ダイオードＤ１を通じてコンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存される。
【００２８】
前記のような経路を通じて前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存されたブースティング電圧がパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）に出力される。
【００２９】
図６は、前記のように動作する発振器４１０の第１実施例を示した回路図としてこれに示したように、第１、第２電流源６０１、６０２、カウンター６０３、セット信号出力部６０４、リセット信号出力部６０５、ＳＲラッチ６０６を具備する。
【００３０】
ＳＲラッチ６０６のセット端子Ｓ、リセット端子Ｒに’ロー’、’ハイ’が入力される時に出力端子Ｑ、Ｑｂに’ロー’、’ハイ’が出力される。これによって、セット信号出力部６０４のトランジスターＦＥＴ６０１がターンオンされる反面、トランジスターＦＥＴ６０２はターンオフされる。この時、リセット信号出力部６０５のトランジスターＦＥＴ６０３がターンオフされる反面、トランジスターＦＥＴ６０４はターンオンされる。
【００３１】
これによって、第１電流源６０１から供給される電圧が前記トランジスターＦＥＴ６０１を通じてコンデンサーＣ６０１に充電される。比較機ＣＰ６０１は第１入力端子に入力される前記コンデンサーＣ６０１の充電電圧を基準電圧と比べてその充電電圧が基準電圧を上回る瞬間、前記ＳＲラッチ６０６のセット端子Ｓに’ハイ’を出力する。この時、前記コンデンサーＣ６０２の充電電圧は、前記トランジスターＦＥＴ６０４を通じて接地端子で放電する。それで、比較機ＣＰ６０２の第１入力端子に’ロー’が入力されて、これの出力端子から前記ＳＲラッチ６０６のリセット端子Ｒに’ロー’が出力される。よって、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑ、Ｑｂに’ハイ’、’ロー’が出力される。
【００３２】
以後、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑ、Ｑｂから出力される’ハイ’、’ロー’によって前記セット信号出力部６０４のトランジスターＦＥＴ６０１がターンオフされる反面、トランジスターＦＥＴ６０２はターンオンされる。この時、リセット信号出力部６０５のトランジスターＦＥＴ６０３は、ターンオンされる反面、トランジスターＦＥＴ６０４はターンオフされる。
【００３３】
これによって、前記のような過程を通じてＳＲラッチ６０６のセット端子Ｓ、リセット端子Ｒに’ロー’、’ハイ’が入力される。よって、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑ、Ｑｂに’ロー’、’ハイ’が出力される。
【００３４】
結局、前記のように動作するリセット信号出力部６０４とセット信号出力部６０５によって前記ＳＲラッチ６０６のセット端子Ｓに’ハイ’、’ロー’が交互に入力されて、これによってその出力端子Ｑに該当周波数の球形波が出力される。
【００３５】
ところが、カウンター６０３は各種同期信号（例：Ｖｓｙｎｃ、Ｈｓｙｎｃ、ＤＥなど）に同期して、前記第１、第２電流源６０１、６０２の出力電流量を制御して前記コンデンサーＣ６０１、Ｃ６０２の充電時間を可変させて、これによって前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑに出力される球形波の周波数が可変されて、スペクトラム拡散が具現される。よって、電磁波干渉が低減される。
【００３６】
図７は、前記第１、第２電流源６０１、６０２及びカウンター６０３の具現例を示したものである。前記第１、第２電流源６０１、６０２は、お互いに同一構成であるので図７ではそのうちで一つの第１電流源６０１を例示的に示した。第１電流源６０１は、スイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）にそれぞれ直列接続されて、お互いに並列接続された複数の電流源（Ｉ１−Ｉｎ）をそれぞれ具備する。そして、前記カウンター６０３は、アップ／ダウンカウンター７０１、擬似ランダムビット発生器（ＰＲＢＧ：Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎｄｏｍ Ｂｉｔ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）７０２及びマルチプレクサ７０３を具備する。
【００３７】
第１電流源６０１は、スイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）にそれぞれ直列接続されて、お互いに並列接続された複数の電流源（Ｉ１−Ｉｎ）をそれぞれ具備するが、このスイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）は、カウンター６０３から出力されるｎビットのスイッチング制御信号によってターンオンされて、それによる可変電流を出力する。例えば、前記スイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）のうちで前記スイッチング制御信号によってスイッチ（ＳＷ２、ＳＷ４）がターンオンされる場合、前記第１、第２電流源６０１、６０２からΔＩ＝Ｉ２＋Ｉ４の可変電流が出力される。
【００３８】
前記アップ／ダウンカウンター７０１の出力信号及び擬似ランダムビット発生器７０２の出力信号は、マルチプレクサ７０３から選択信号（ＳＳ＿ＳＥＬ）によって選択されて、前記第１、第２電流源６０１、６０２のスイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）に伝達する。
【００３９】
前記アップ／ダウンカウンター７０１は、図８の（ａ）、（ｄ）のように毎フレームの一番目水平ラインを駆動する時度に垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）によってリセットされてｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力して、これによって前記第１、第２電流源６０１、６０２のスイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）のうちで該当スイッチがターンオンされて、それによる電流量が出力される。よって、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑで該当周波数、例えば、図８の（ｅ）でのように８ＭＨｚの発振周波数が出力される。
【００４０】
以後、前記アップ／ダウンカウンター７０１は、図８の（ｂ）、（ｃ）でのような水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）やデータイネーブル信号（ＤＥ）を図８の（ｄ）でのように一定なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力する。これによって前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑで図８の（ｅ）のように周期的に変化される前記ｎビットの可変周波数の信号が出力される。
【００４１】
また、擬似ランダムビット発生器７０２は、図８の（ａ）、（ｆ）のように毎フレームの一番目水平ラインを駆動する時度に垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）によってリセットされてｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力して、これによって前記第１、第２電流源６０１、６０２のスイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）のうちで該当スイッチがターンオンされて、それによる電流量が出力される。よって、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑで該当周波数、例えば、図８の（ｇ）でのように８ＭＨｚの発振周波数が出力される。
【００４２】
このように毎フレームが始まる度に同一な周波数の発振信号が出力されるようにすることで、可変周波数を利用して電磁波干渉を低減させる時画像に影響を与えないで安定されたブースティング動作を保障することができるようになる。
【００４３】
以後、前記擬似ランダムビット発生器７０２は、図８の（ｂ）、（ｃ）でのような水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）やデータイネーブル信号（ＤＥ）を図８の（ｆ）でのように不規則なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力する。これによって前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑで図８の（ｇ）のように不規則的に変化される前記ｎビットの可変周波数の信号が出力される。
【００４４】
前記図７で、選択信号ＳＥＬは前記アップ／ダウンカウンター７０１のアップカウンティングやダウンカウンティング動作を選択して、前記擬似ランダムビット発生器７０２のランダムビット発生周期を選択する。図８の（ｈ）、（ｉ）は前記選択信号ＳＥＬを利用して、垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）が入力される度に、または任意の垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）が入力される度に前記アップ／ダウンカウンター７０１または擬似ランダムビット発生器７０２のカウント周期を変化させる例を示したものである。このようにすることで、前記アップ／ダウンカウンター７０１または擬似ランダムビット発生器７０２が垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）が入力される度に、または任意の垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）が入力される度にカウント値を変更してブーストコンバータによって発生するエネルギースペクトラムが分散される。これによって、エネルギー上昇による電磁波干渉を低下させることができるようになる。
【００４５】
図９は、前記アップ／ダウンカウンター７０１の具現例を示した回路図として、これに示したように、クロック信号端子が水平同期信号端子（Ｈｓｙｎｃ）に共通に接続されて、クリア端子（ＣＬＲ）が垂直同期信号端子（Ｖｓｙｎｃ）に共通で接続されたＮ段のＴ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ａ−Ｆ／Ｆ９０１Ｎと、
選択信号ＳＥＬを反転出力するインバーターＩ９０１、第１、第２入力端子が前記選択信号端子ＳＥＬ、Ｔ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ａの出力端子Ｑ１にそれぞれ接続されたアンドゲートＡＤ９０１、第１、第２入力端子が前記Ｔ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ａの反転出力端子Ｑｂ１、前記インバーターＩ９０１の出力端子にそれぞれ接続されたアンドゲートＡＤ９０２、第１、第２入力端子が前記アンドゲートＡＤ９０１、ＡＤ９０２の出力端子にそれぞれ接続されたオアゲートＯＲ９０１で構成された第１出力信号演算部９０１Ａと、
第１、第２入力端子が前記アンドゲートＡＤ９０１の出力端子、Ｔ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ｂの出力端子Ｑ２にそれぞれ接続されたアンドゲートＡＤ９０３、第１、第２入力端子が前記Ｔ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ｂの反転出力端子Ｑｂ２、前記アンドゲートＡＤ９０２の出力端子にそれぞれ接続されたアンドゲートＡＤ９０４、第１、第２入力端子が前記アンドゲートＡＤ９０３、ＡＤ９０４の出力端子にそれぞれ接続されたオアゲートＯＲ９０２で構成された第２出力信号演算部９０１Ｂと、
以後の段に前記出力信号演算部９０１Ｂのように構成された第３−Ｎ出力信号演算部９０１Ｃ−９０１Ｎを具備する。
【００４６】
図１０は、前記擬似ランダムビット発生器７０２の具現例を示した回路図として、これに示したように、クロック信号端子が水平同期信号端子（Ｈｓｙｎｃ）に共通で接続されて、クリア端子（ＣＬＲ）が垂直同期信号端子（Ｖｓｙｎｃ）に共通で接続されたＮ段のＤ型フリップフロップＦ／Ｆ１００１Ａ−Ｆ／Ｆ１００１Ｎと、
選択信号ＳＥＬによって前記Ｄ型フリップフロップＦ／Ｆ１００１Ａ−Ｆ／Ｆ１００１Ｎの出力端子（Ｑ１−Ｑｎ）の出力信号を選択して出力するマルチプレクサＭＵＸ１００１と、
前記マルチプレクサＭＵＸ１００１の出力信号をエクスクルーシブオア演算して、その演算結果を前記一番目段のＤ型フリップフロップＦ／Ｆ１００１Ａの入力端子ＤにフィードバックするエクスクルーシブオアゲートＸＯＲ１００１を具備する。
【００４７】
図１１は、前記図４で発振器４１０の第２実施例を示した回路図として、これに示したように、ＲＣ発振回路１１０１、グラウンド電圧発生部１１０２、カウンター１１０３を具備する。
【００４８】
第１ノードＮ１と第３ノードＮ３は、コンデンサー（Ｃｏｓｃ）によって連結されている。よって、第３ノードＮ３が’ハイ’なら、第１ノードＮ１はそれに相応されるレベルでブースティングされる。
【００４９】
前記第３ノードＮ３が’ハイ’なら、これによってトランジスターＦＥＴ１１１がターンオフされる反面、トランジスターＦＥＴ１１１２、ＦＥＴ１１１３がターンオンされるので、第４ノードＮ４はグラウンド電圧（ＶＳＳＡ）のレベルになる。よって、ＲＣ時定数（Ｒｏｓｃ・Ｃｏｓｃ）で充電された前記コンデンサー（Ｃｏｓｃ）の電荷が前記第４ノードＮ４で放電される。
【００５０】
後述するように前記グラウンド電圧（ＶＳＳＡ）は、グラウンド電圧発生部１１０２、カウンター１１０３によってＶＳＳＡ１、ＶＳＳＡ２、ＶＳＳＡ３レベルのグラウンド電圧に可変されるが、図１２の（ａ）でのように第１ノードＮ１電圧がロジッグスレッショルド電圧を越せば（落ちると）第２ノードＮ２の電圧は上昇されて、第３ノードＮ３の電圧は下降される。この時、第４ノードＮ４は’ハイ’であるので、ＲＣ時定数で前記コンデンサー（Ｃｏｓｃ）が充電される。
【００５１】
このような動作が繰り返し遂行されながらＲＣ発振動作がなされる。この時の発振周波数は、トランジスターのオン抵抗を無視すると、ＲＣタイムの二倍周期で発振する。
【００５２】
ところが、前記のようなＲＣ発振回路１１０１を使用して、所望の周波数の信号を生成する時、下の説明でのようにグラウンド電圧（ＶＳＳＡ）を可変して、拡散スペクトラムが具現されるようにした。
【００５３】
すなわち、グラウンド電源電圧（ＶＳＳ）を分配用直列抵抗Ｒ１１０１、Ｒ１１０２、Ｒ１１０３を利用して、ＶＳＳＡ１、ＶＳＳＡ２、ＶＳＳＡ３のレベルに分圧して、バッファーＢＵＦ１１０１、ＢＵＦ１１０２、ＢＵＦ１０３を通じてバッファリングした後マルチプレクサＭＵＸ１１０１を通じて、そのうちで一つを選択して、ＲＣ発振回路のグラウンド電圧（ＶＳＳＡ）に出力する。この時、カウンター１１０３を利用して、前記マルチプレクサＭＵＸ１１０１でのグラウンド電圧選択動作を制御することで、ＲＣ発振回路の発振周波数を可変させることができるようになるが、図１２の（ａ）−（ｄ）は、これによって第１−第４ノード（Ｎ１−Ｎ４）の位相が変化される例を示した波形図である。
【００５４】
このために前記カウンター１１０３を多様に具現することができるが、例えば、前記図７でのようにアップ／ダウンカウンターと擬似ランダムビット発生器を具備して、前記説明でのように各種同期信号（例：Ｖｓｙｎｃ、Ｈｓｙｎｃ、ＤＥなど）に同期して駆動させることができる。これによってＲＣ発振回路１１０１で生成される発振信号の周波数が可変されて、スペクトラム拡散が具現される。よって、画像に影響を与えない安定されたブースティング動作を保障しながら電磁波干渉を低減することができるようになる。
【００５５】
図１３の（ａ）は、本発明が適用されないブーストコンバータ回路から発生される電磁波干渉（ＥＭＩ）を示した実験結果の図面であり、図１３の（ｂ）は本発明によるブーストコンバータ回路で電磁波干渉が低減されたことを示した実験結果の図面である。
【００５６】
図１４の（ａ）、（ｂ）は、本発明によってフレームが始まる度に同期信号を利用して同一なパネル駆動電圧でパネル駆動が可能になることを示した波形図である。参照で、前記図１４の（ａ）は垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）またはデータイネーブル信号（ＤＥ）の波形図であり、図１４の（ｂ）は正、負パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ、ＶＤＤＮ）の波形図である。
【００５７】
以上で本発明の望ましい実施例に対して詳しく説明したが、本発明の権利範囲がこれに限定されるものではなく、次の請求範囲で定義する本発明の基本概念を基にして、より多様な実施例で具現されることができるし、このような実施例も本発明の権利範囲に属するものである。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
以上詳述したように、本発明によれば、エルディアイのブーストコンバータで可変周波数を利用して、パネル駆動電圧を生成して電磁波干渉が低減されるようにして、毎フレームが始まる度に同一な周波数を使用してブースティング動作が画像に影響を与えないで安定に遂行されることができる効果がある。
【符号の説明】
【００５９】
４００…制御部、
４１０…発振器、
４２０…パネル駆動電圧モニタリング部、
４３０…オンタイムカウンター、
４４０…オフタイムカウンター、
４５０…ＳＲラッチ、
４６０…ドライバー。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、液晶表示装置の液晶パネル駆動技術に関し、特に、パネル駆動電圧を生成する時、可変周波数を使用して電磁波干渉を低減して、ブースティング動作を画像データの同期信号に同期させて遂行して画像に影響を与えない安定したブースティング動作がなされるようにした液晶表示装置のブーストコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来液晶表示装置の概略ブロック図であり、これに示したように、複数個のゲートラインとデータラインがお互いに垂直した方向に配列されて、マトリックス形態のピクセル領域を有する液晶パネル１１０と、該液晶パネル１１０に駆動信号とデータ信号を供給する駆動回路部１２１及び、その駆動回路部１２１で要する各種電源を供給する電源供給部１２２で構成されたエルディアイ（ＬＤＩ：ＬＣＤ Ｄｒｉｖｅｒ ＩＣ）１２０を具備する。
【０００３】
前記駆動回路部１２１は、ゲートドライバー１２１Ａ、ソースドライバー１２１Ｂ、タイミングコントローラ１２１Ｃを具備する。ゲートドライバー１２１Ａは、前記液晶パネル１１０の各ゲートラインを駆動するためのゲート駆動信号を出力する。ソースドライバー１２１Ｂは、前記液晶パネル１１０の各データラインにデータ信号を出力する。タイミングコントローラ１２１Ｃは、前記ゲートドライバー１２１Ａ及びソースドライバー１２１Ｂの駆動を制御すると共に、電源供給部１２２の駆動を制御する。電源供給部１２２は、電源制御部１２２Ａ、ソース電源駆動部１２２Ｂ及びゲート電源駆動部１２２Ｃを具備する。
【０００４】
電源制御部１２２Ａは、前記タイミングコントローラ１２１Ｃの制御を受けてソース電源駆動部１２２Ｂ及びゲート電源駆動部１２２Ｃの駆動を制御する。この時、前記ゲート電源駆動部１２２Ｃは、前記ゲートドライバー１２１Ａで前記ゲート駆動信号を生成するのに要するゲートハイ電圧（ＶＧＨ）とゲートロー電圧（ＶＧＬ）を供給する。そして、ソース電源駆動部１２２Ｂは、前記ソースドライバー１２１Ｂで前記データ信号を生成するのに要する正極性のパネル駆動電圧（以下、’パネル駆動電圧’と称する。）（ＶＤＤＰ）と負極性のパネル駆動電圧（ＶＤＤＮ）を供給する。
【０００５】
図２は、前記エルディアイ１２０のソース電源駆動部１２２Ｂに具備されて、パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を出力するブーストコンバータ回路図としてこれに示したように、スイッチングパルス（ＬＳＷ）によってリアクターＬ１を駆動する電界効果トランジスターＦＥＴ１と、
前記電界効果トランジスターＦＥＴ１のスイッチング動作によって前記リアクターＬ１から逆流防止用ダイオードＤ１を通じてローディングされる電圧を保存するコンデンサー（Ｃｏｕｔ）と、
前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存された後に出力されるパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を所定レベルに分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、
前記抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧された電圧を基にして前記パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）をモニタリングして、目的としたレベルに出力されるように前記スイッチングパルス（ＬＳＷ）を制御する制御部２００で構成される。
【０００６】
電界効果トランジスターＦＥＴ１は、制御部２００から入力される図３の（ａ）のようなスイッチングパルス（ＬＳＷ）によって一連のオンオフ動作を繰り返す。この時、前記電界効果トランジスターＦＥＴ１のスイッチング動作によって前記リアクターＬ１からローディングされるブースティング電圧は、逆流防止用ダイオードＤ１を通じてコンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存される。
【０００７】
前記のような経路を通じて前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存されたブースティング電圧が前記パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）に出力される。
【０００８】
ところが、前記パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）の出力端子を通じて外部にローディングされる電流量が前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）に蓄積される電流量より少ない場合、そのパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）が不必要に高く上昇される。
【０００９】
これを防止するために、抵抗Ｒ１、Ｒ２を利用して前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）から出力されるパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を所定レベルに分圧して、制御部２００は、その分圧された電圧を基にしてパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）をモニタリングして、目的としたレベルから出力されるように前記スイッチングパルス（ＬＳＷ）を制御する。
【００１０】
前記スイッチングパルス（ＬＳＷ）の例として、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ−Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルスとＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルスがある。前記ＰＷＭパルスを使用する場合、前記制御部２００はそのＰＷＭパルスのデューティー比を調節して、目的としたレベルのブースティング電圧が出力されるようにして、ＰＦＭパルスを使用する場合には、そのＰＦＭパルスの周波数を調節して目的としたレベルのブースティング電圧が出力されるようにする。
【００１１】
一般に、前記制御部２００は出力しようとするスイッチングパルス（ＬＳＷ）の形態が決まれば、これを図３の（ａ）でのように同一位相として出力する。よって、周期的なブースティング動作によってスペクトラムが図３の（ｂ）でのように中心周波数（ｆ０）帯域に集中される。
【００１２】
このように従来のＬＤＩシステムのブーストコンバータ回路においては、リアクター駆動のためのスイッチングパルスとして同一位相のスイッチングパルスを使用して、周期的なブースティング動作によって増幅された形態のエネルギースペクトラムが形成されて、これによって調和周波数（ｈａｒｍｏｎｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）のエネルギースペクトラムも増幅された形態で示される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００８−１３４５８９号公報。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
さらに、増幅された形態のエネルギースペクトラムは、システムに使用する他の信号の周波数に対して電磁波干渉（ＥＭＩ：Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を誘発させる問題点があった。
【００１５】
最近になって、このような問題点を解消するために可変周波数形態のスイッチングパルスを発生して、スペクトラム拡散（ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ）が示されるようにしている。しかし、毎フレームが始まる度にお互いに異なる周波数のスイッチングパルスを使用して、その度に少しずつ異なるレベルのパネル駆動電圧が出力されて、これによって画像が不安定にディスプレイされる問題点があった。
【００１６】
したがって、本発明が解決しようとする課題は、エルディアイのブーストコンバータで可変周波数を利用して、パネル駆動電圧を生成して電磁波干渉が低減されるようにするが、毎フレームが始まる度に同一な周波数を使用して、ブースティング動作が安定になされるようにすることにある。
【００１７】
本発明が解決しようとする課題は、前で言及した課題に制限されない。本発明の他の課題及び長所は下の説明によってさらに明らかに理解されるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
前記のような課題を達成するための本発明は、
中心周波数を基準で一定なパターンに変化されるか、または不規則的にホッピングする周波数の発振信号を同期信号に同期させて生成して、毎フレームが始まる度にあらかじめ決まった固定された周波数の発振信号を生成する発振器と、
前記発振器から出力される発振信号、パネル駆動電圧で検出した電圧、期設定された基準電圧を利用して要求されるパネル駆動電圧を生成するためのスイッチング信号を出力する制御器と、
前記制御器から出力されるスイッチング信号を利用して、前記パネル駆動電圧を発生するリアクターを駆動するトランジスターをスイッチング動作させるドライバーと、を含むブーストコンバータを提供することにある。
【発明の効果】
【００１９】
本発明は、エルディアイのブーストコンバータで可変周波数を利用して、パネル駆動電圧を生成して電磁波干渉が低減されるようにして、毎フレームが始まる度に同一な周波数を使用してブースティング動作が画像に影響を与えないで安定に遂行されることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】従来液晶表示装置の概略ブロック図である。
【図２】エルディアイに具備されるブーストコンバータ回路図である。
【図３】（ａ）は、スイッチングパルスの波形図であり、（ｂ）は、従来のブースティング動作によるスペクトラムである。
【図４】本発明による液晶表示装置のブーストコンバータのブロック図である。
【図５】（ａ）は、本発明によって周波数が一定なパターンに変化されることを示したグラフであり、（ｂ）は、本発明によって周波数がランダムなパターンに変化されることを示したグラフであり、（ｃ）は、本発明によって周波数が可変されてエネルギーが拡散されたスペクトラムを示したグラフであり、（ｄ）は、本発明によって周波数が可変されて示されたスイッチングパルスの波形図である。
【図６】発振器の第１実施例を示した回路図である。
【図７】図６で電流源及びカウンターの詳細ブロック図である。
【図８】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）及び（ｇ）は、図７各部の波形図であり、（ｈ）は、本発明に適用された垂直同期信号の波形図であり、（ｉ）は、本発明で、垂直同期信号及び水平同期信号によって決定されるカウンターの出力値変化を示した説明図である。
【図９】図７のアップ／ダウンカウンターの詳細回路図である。
【図１０】図７の擬似ランダムビット発生器の詳細回路図である。
【図１１】発振器の第２実施例を示した回路図である。
【図１２】（ａ）−（ｄ）は、図１１の各部の波形図である。
【図１３】（ａ）は、本発明が適用されないブーストコンバータ回路から発生される電磁波干渉（ＥＭＩ）を示した図面であり、（ｂ）は、本発明によるブーストコンバータ回路で電磁波干渉が低減されたことを示した実験結果の図面である。
【図１４】（ａ）、（ｂ）は、ｔ１、ｔ２の同じ位相で同一なパネル駆動電圧でパネル駆動が可能になることを示した波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施例を詳しく説明すると次のようである。
【００２２】
図４は、本発明による液晶表示装置のブーストコンバータのブロック図として、これに示したように、電界効果トランジスターＦＥＴ１としてリアクターＬ１を駆動して、パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を生成するブーストコンバータにおいて、発振器４１０と、パネル駆動電圧モニタリング部４２０と、オンタイムカウンター４３０と、オフタイムカウンター４４０と、ＳＲラッチ４５０及び、ドライバー４６０で構成された制御部４００を具備する。
【００２３】
発振器４１０は、図５の（ａ）のように中心周波数（ｆ０）を基準で一定なパターンに変化される周波数の発振信号を生成するか、または図５の（ｂ）のように中心周波数（ｆ０）を基準で不規則的にホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）する周波数の発振信号を生成する。これによって、ブーストコンバータによるスペクトラムが図５の（ｃ）でのように中心周波数（ｆ０）帯域に集中されないで広く開かれた形態になる。図５の（ｄ）は前記発振器４１０から出力される信号が可変周波数形態から出力されることを示した波形図である。そして、前記発振器４１０は垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）を利用して、毎フレームが始まる度にあらかじめ決まった固定された周波数を生成する。前記発振器４１０の詳細な説明及び多様な実施例に対しては添付した図面を参照して後述する。
【００２４】
パネル駆動電圧モニタリング部４２０は、比較機ＣＰ４０１、ＣＰ４０２及びアンドゲートＡＤ４０１を具備する。比較機ＣＰ４０１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分配されたパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）を基準電圧（Ｖｒｅｆ）と比べて、それによる信号を出力する。比較機ＣＰ４０２は、前記抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分配されたパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）をソフトスタートのために設定された基準電圧（ＳＳｒｅｆ）と比べてそれによるモニタリング信号を出力する。アンドゲートＡＤ４０１は、前記比較機ＣＰ４０１の出力信号とオフタイムカウンター４４０の出力信号をアンド演算して、それによるモニタリング信号を出力する。
【００２５】
オンタイムカウンター４３０は、垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）によってリセットされた後に前記発振器４１０から出力される発振信号のオンタイム区間をカウントする。オフタイムカウンター４４０は、垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）によってリセットされた後、前記発振器４１０から出力される発振信号のオフタイム区間をカウントする。ＳＲラッチ４５０は、前記アンドゲートＡＤ４０１から出力されるモニタリング信号をセット端子Ｓに入力されて、前記オンタイムカウンター４３０から出力される信号をリセット端子Ｒに入力されてエラーが訂正されたスイッチングパルス（ＬＳＷ）形態のパルスを出力する。
【００２６】
ドライバー４６０は、前記ＳＲラッチ４５０から入力されるパルスを、電界効果トランジスターＦＥＴ１をスイッチングするのに適当な形態のスイッチングパルス（ＬＳＷ）に変換して出力する。前記ドライバー４６０から出力されるスイッチングパルス（ＬＳＷ）は、前記図５の（ｄ）のように可変周波数形態を有する。
【００２７】
電界効果トランジスターＦＥＴ１は、前記ドライバー４６０から入力される前記スイッチングパルス（ＬＳＷ）によって一連のオンオフ動作を繰り返す。この時、前記電界効果トランジスターＦＥＴ１のスイッチング動作によって前記リアクターＬ１からローディングされるブースティング電圧は、逆流防止用ダイオードＤ１を通じてコンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存される。
【００２８】
前記のような経路を通じて前記コンデンサー（Ｃｏｕｔ）に保存されたブースティング電圧がパネル駆動電圧（ＶＤＤＰ）に出力される。
【００２９】
図６は、前記のように動作する発振器４１０の第１実施例を示した回路図としてこれに示したように、第１、第２電流源６０１、６０２、カウンター６０３、セット信号出力部６０４、リセット信号出力部６０５、ＳＲラッチ６０６を具備する。
【００３０】
ＳＲラッチ６０６のセット端子Ｓ、リセット端子Ｒに’ロー’、’ハイ’が入力される時に出力端子Ｑ、Ｑｂに’ロー’、’ハイ’が出力される。これによって、セット信号出力部６０４のトランジスターＦＥＴ６０１がターンオンされる反面、トランジスターＦＥＴ６０２はターンオフされる。この時、リセット信号出力部６０５のトランジスターＦＥＴ６０３がターンオフされる反面、トランジスターＦＥＴ６０４はターンオンされる。
【００３１】
これによって、第１電流源６０１から供給される電圧が前記トランジスターＦＥＴ６０１を通じてコンデンサーＣ６０１に充電される。比較機ＣＰ６０１は第１入力端子に入力される前記コンデンサーＣ６０１の充電電圧を基準電圧と比べてその充電電圧が基準電圧を上回る瞬間、前記ＳＲラッチ６０６のセット端子Ｓに’ハイ’を出力する。この時、前記コンデンサーＣ６０２の充電電圧は、前記トランジスターＦＥＴ６０４を通じて接地端子で放電する。それで、比較機ＣＰ６０２の第１入力端子に’ロー’が入力されて、これの出力端子から前記ＳＲラッチ６０６のリセット端子Ｒに’ロー’が出力される。よって、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑ、Ｑｂに’ハイ’、’ロー’が出力される。
【００３２】
以後、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑ、Ｑｂから出力される’ハイ’、’ロー’によって前記セット信号出力部６０４のトランジスターＦＥＴ６０１がターンオフされる反面、トランジスターＦＥＴ６０２はターンオンされる。この時、リセット信号出力部６０５のトランジスターＦＥＴ６０３は、ターンオンされる反面、トランジスターＦＥＴ６０４はターンオフされる。
【００３３】
これによって、前記のような過程を通じてＳＲラッチ６０６のセット端子Ｓ、リセット端子Ｒに’ロー’、’ハイ’が入力される。よって、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑ、Ｑｂに’ロー’、’ハイ’が出力される。
【００３４】
結局、前記のように動作するリセット信号出力部６０４とセット信号出力部６０５によって前記ＳＲラッチ６０６のセット端子Ｓに’ハイ’、’ロー’が交互に入力されて、これによってその出力端子Ｑに該当周波数の球形波が出力される。
【００３５】
ところが、カウンター６０３は各種同期信号（例：Ｖｓｙｎｃ、Ｈｓｙｎｃ、ＤＥなど）に同期して、前記第１、第２電流源６０１、６０２の出力電流量を制御して前記コンデンサーＣ６０１、Ｃ６０２の充電時間を可変させて、これによって前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑに出力される球形波の周波数が可変されて、スペクトラム拡散が具現される。よって、電磁波干渉が低減される。
【００３６】
図７は、前記第１、第２電流源６０１、６０２及びカウンター６０３の具現例を示したものである。前記第１、第２電流源６０１、６０２は、お互いに同一構成であるので図７ではそのうちで一つの第１電流源６０１を例示的に示した。第１電流源６０１は、スイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）にそれぞれ直列接続されて、お互いに並列接続された複数の電流源（Ｉ１−Ｉｎ）をそれぞれ具備する。そして、前記カウンター６０３は、アップ／ダウンカウンター７０１、擬似ランダムビット発生器（ＰＲＢＧ：Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎｄｏｍ Ｂｉｔ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）７０２及びマルチプレクサ７０３を具備する。
【００３７】
第１電流源６０１は、スイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）にそれぞれ直列接続されて、お互いに並列接続された複数の電流源（Ｉ１−Ｉｎ）をそれぞれ具備するが、このスイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）は、カウンター６０３から出力されるｎビットのスイッチング制御信号によってターンオンされて、それによる可変電流を出力する。例えば、前記スイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）のうちで前記スイッチング制御信号によってスイッチ（ＳＷ２、ＳＷ４）がターンオンされる場合、前記第１、第２電流源６０１、６０２からΔＩ＝Ｉ２＋Ｉ４の可変電流が出力される。
【００３８】
前記アップ／ダウンカウンター７０１の出力信号及び擬似ランダムビット発生器７０２の出力信号は、マルチプレクサ７０３から選択信号（ＳＳ＿ＳＥＬ）によって選択されて、前記第１、第２電流源６０１、６０２のスイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）に伝達する。
【００３９】
前記アップ／ダウンカウンター７０１は、図８の（ａ）、（ｄ）のように毎フレームの一番目水平ラインを駆動する時度に垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）によってリセットされてｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力して、これによって前記第１、第２電流源６０１、６０２のスイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）のうちで該当スイッチがターンオンされて、それによる電流量が出力される。よって、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑで該当周波数、例えば、図８の（ｅ）でのように８ＭＨｚの発振周波数が出力される。
【００４０】
以後、前記アップ／ダウンカウンター７０１は、図８の（ｂ）、（ｃ）でのような水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）やデータイネーブル信号（ＤＥ）を図８の（ｄ）でのように一定なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力する。これによって前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑで図８の（ｅ）のように周期的に変化される前記ｎビットの可変周波数の信号が出力される。
【００４１】
また、擬似ランダムビット発生器７０２は、図８の（ａ）、（ｆ）のように毎フレームの一番目水平ラインを駆動する時度に垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）によってリセットされてｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力して、これによって前記第１、第２電流源６０１、６０２のスイッチ（ＳＷ１−ＳＷｎ）のうちで該当スイッチがターンオンされて、それによる電流量が出力される。よって、前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑで該当周波数、例えば、図８の（ｇ）でのように８ＭＨｚの発振周波数が出力される。
【００４２】
このように毎フレームが始まる度に同一な周波数の発振信号が出力されるようにすることで、可変周波数を利用して電磁波干渉を低減させる時画像に影響を与えないで安定されたブースティング動作を保障することができるようになる。
【００４３】
以後、前記擬似ランダムビット発生器７０２は、図８の（ｂ）、（ｃ）でのような水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）やデータイネーブル信号（ＤＥ）を図８の（ｆ）でのように不規則なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力する。これによって前記ＳＲラッチ６０６の出力端子Ｑで図８の（ｇ）のように不規則的に変化される前記ｎビットの可変周波数の信号が出力される。
【００４４】
前記図７で、選択信号ＳＥＬは前記アップ／ダウンカウンター７０１のアップカウンティングやダウンカウンティング動作を選択して、前記擬似ランダムビット発生器７０２のランダムビット発生周期を選択する。図８の（ｈ）、（ｉ）は前記選択信号ＳＥＬを利用して、垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）が入力される度に、または任意の垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）が入力される度に前記アップ／ダウンカウンター７０１または擬似ランダムビット発生器７０２のカウント周期を変化させる例を示したものである。このようにすることで、前記アップ／ダウンカウンター７０１または擬似ランダムビット発生器７０２が垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）が入力される度に、または任意の垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）が入力される度にカウント値を変更してブーストコンバータによって発生するエネルギースペクトラムが分散される。これによって、エネルギー上昇による電磁波干渉を低下させることができるようになる。
【００４５】
図９は、前記アップ／ダウンカウンター７０１の具現例を示した回路図として、これに示したように、クロック信号端子が水平同期信号端子（Ｈｓｙｎｃ）に共通に接続されて、クリア端子（ＣＬＲ）が垂直同期信号端子（Ｖｓｙｎｃ）に共通で接続されたＮ段のＴ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ａ−Ｆ／Ｆ９０１Ｎと、
選択信号ＳＥＬを反転出力するインバーターＩ９０１、第１、第２入力端子が前記選択信号端子ＳＥＬ、Ｔ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ａの出力端子Ｑ１にそれぞれ接続されたアンドゲートＡＤ９０１、第１、第２入力端子が前記Ｔ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ａの反転出力端子Ｑｂ１、前記インバーターＩ９０１の出力端子にそれぞれ接続されたアンドゲートＡＤ９０２、第１、第２入力端子が前記アンドゲートＡＤ９０１、ＡＤ９０２の出力端子にそれぞれ接続されたオアゲートＯＲ９０１で構成された第１出力信号演算部９０１Ａと、
第１、第２入力端子が前記アンドゲートＡＤ９０１の出力端子、Ｔ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ｂの出力端子Ｑ２にそれぞれ接続されたアンドゲートＡＤ９０３、第１、第２入力端子が前記Ｔ型フリップフロップＦ／Ｆ９０１Ｂの反転出力端子Ｑｂ２、前記アンドゲートＡＤ９０２の出力端子にそれぞれ接続されたアンドゲートＡＤ９０４、第１、第２入力端子が前記アンドゲートＡＤ９０３、ＡＤ９０４の出力端子にそれぞれ接続されたオアゲートＯＲ９０２で構成された第２出力信号演算部９０１Ｂと、
以後の段に前記出力信号演算部９０１Ｂのように構成された第３−Ｎ出力信号演算部９０１Ｃ−９０１Ｎを具備する。
【００４６】
図１０は、前記擬似ランダムビット発生器７０２の具現例を示した回路図として、これに示したように、クロック信号端子が水平同期信号端子（Ｈｓｙｎｃ）に共通で接続されて、クリア端子（ＣＬＲ）が垂直同期信号端子（Ｖｓｙｎｃ）に共通で接続されたＮ段のＤ型フリップフロップＦ／Ｆ１００１Ａ−Ｆ／Ｆ１００１Ｎと、
選択信号ＳＥＬによって前記Ｄ型フリップフロップＦ／Ｆ１００１Ａ−Ｆ／Ｆ１００１Ｎの出力端子（Ｑ１−Ｑｎ）の出力信号を選択して出力するマルチプレクサＭＵＸ１００１と、
前記マルチプレクサＭＵＸ１００１の出力信号をエクスクルーシブオア演算して、その演算結果を前記一番目段のＤ型フリップフロップＦ／Ｆ１００１Ａの入力端子ＤにフィードバックするエクスクルーシブオアゲートＸＯＲ１００１を具備する。
【００４７】
図１１は、前記図４で発振器４１０の第２実施例を示した回路図として、これに示したように、ＲＣ発振回路１１０１、グラウンド電圧発生部１１０２、カウンター１１０３を具備する。
【００４８】
第１ノードＮ１と第３ノードＮ３は、コンデンサー（Ｃｏｓｃ）によって連結されている。よって、第３ノードＮ３が’ハイ’なら、第１ノードＮ１はそれに相応されるレベルでブースティングされる。
【００４９】
前記第３ノードＮ３が’ハイ’なら、これによってトランジスターＦＥＴ１１１がターンオフされる反面、トランジスターＦＥＴ１１１２、ＦＥＴ１１１３がターンオンされるので、第４ノードＮ４はグラウンド電圧（ＶＳＳＡ）のレベルになる。よって、ＲＣ時定数（Ｒｏｓｃ・Ｃｏｓｃ）で充電された前記コンデンサー（Ｃｏｓｃ）の電荷が前記第４ノードＮ４で放電される。
【００５０】
後述するように前記グラウンド電圧（ＶＳＳＡ）は、グラウンド電圧発生部１１０２、カウンター１１０３によってＶＳＳＡ１、ＶＳＳＡ２、ＶＳＳＡ３レベルのグラウンド電圧に可変されるが、図１２の（ａ）でのように第１ノードＮ１電圧がロジッグスレッショルド電圧を越せば（落ちると）第２ノードＮ２の電圧は上昇されて、第３ノードＮ３の電圧は下降される。この時、第４ノードＮ４は’ハイ’であるので、ＲＣ時定数で前記コンデンサー（Ｃｏｓｃ）が充電される。
【００５１】
このような動作が繰り返し遂行されながらＲＣ発振動作がなされる。この時の発振周波数は、トランジスターのオン抵抗を無視すると、ＲＣタイムの二倍周期で発振する。
【００５２】
ところが、前記のようなＲＣ発振回路１１０１を使用して、所望の周波数の信号を生成する時、下の説明でのようにグラウンド電圧（ＶＳＳＡ）を可変して、拡散スペクトラムが具現されるようにした。
【００５３】
すなわち、グラウンド電源電圧（ＶＳＳ）を分配用直列抵抗Ｒ１１０１、Ｒ１１０２、Ｒ１１０３を利用して、ＶＳＳＡ１、ＶＳＳＡ２、ＶＳＳＡ３のレベルに分圧して、バッファーＢＵＦ１１０１、ＢＵＦ１１０２、ＢＵＦ１０３を通じてバッファリングした後マルチプレクサＭＵＸ１１０１を通じて、そのうちで一つを選択して、ＲＣ発振回路のグラウンド電圧（ＶＳＳＡ）に出力する。この時、カウンター１１０３を利用して、前記マルチプレクサＭＵＸ１１０１でのグラウンド電圧選択動作を制御することで、ＲＣ発振回路の発振周波数を可変させることができるようになるが、図１２の（ａ）−（ｄ）は、これによって第１−第４ノード（Ｎ１−Ｎ４）の位相が変化される例を示した波形図である。
【００５４】
このために前記カウンター１１０３を多様に具現することができるが、例えば、前記図７でのようにアップ／ダウンカウンターと擬似ランダムビット発生器を具備して、前記説明でのように各種同期信号（例：Ｖｓｙｎｃ、Ｈｓｙｎｃ、ＤＥなど）に同期して駆動させることができる。これによってＲＣ発振回路１１０１で生成される発振信号の周波数が可変されて、スペクトラム拡散が具現される。よって、画像に影響を与えない安定されたブースティング動作を保障しながら電磁波干渉を低減することができるようになる。
【００５５】
図１３の（ａ）は、本発明が適用されないブーストコンバータ回路から発生される電磁波干渉（ＥＭＩ）を示した実験結果の図面であり、図１３の（ｂ）は本発明によるブーストコンバータ回路で電磁波干渉が低減されたことを示した実験結果の図面である。
【００５６】
図１４の（ａ）、（ｂ）は、本発明によってフレームが始まる度に同期信号を利用して同一なパネル駆動電圧でパネル駆動が可能になることを示した波形図である。参照で、前記図１４の（ａ）は垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）や水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）またはデータイネーブル信号（ＤＥ）の波形図であり、図１４の（ｂ）は正、負パネル駆動電圧（ＶＤＤＰ、ＶＤＤＮ）の波形図である。
【００５７】
以上で本発明の望ましい実施例に対して詳しく説明したが、本発明の権利範囲がこれに限定されるものではなく、次の請求範囲で定義する本発明の基本概念を基にして、より多様な実施例で具現されることができるし、このような実施例も本発明の権利範囲に属するものである。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
以上詳述したように、本発明によれば、エルディアイのブーストコンバータで可変周波数を利用して、パネル駆動電圧を生成して電磁波干渉が低減されるようにして、毎フレームが始まる度に同一な周波数を使用してブースティング動作が画像に影響を与えないで安定に遂行されることができる効果がある。
【符号の説明】
【００５９】
４００…制御部、
４１０…発振器、
４２０…パネル駆動電圧モニタリング部、
４３０…オンタイムカウンター、
４４０…オフタイムカウンター、
４５０…ＳＲラッチ、
４６０…ドライバー。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチングパルスによってスイッチング動作するトランジスターによってリアクターが駆動されてパネル駆動電圧を発生する液晶表示装置のブーストコンバータにおいて、
中心周波数を基準で一定なパターンに変化されるか、または不規則的にホッピングする周波数の発振信号を同期信号に同期させて生成して、毎フレームが始まる度にあらかじめ決まった固定された周波数の発振信号を生成する発振器と、
前記発振器から出力される発振信号、パネル駆動電圧で検出した電圧、期設定された基準電圧を利用して要求されるパネル駆動電圧を生成するためのスイッチング信号を出力する制御器と、
前記制御器から出力されるスイッチング信号を利用して、前記パネル駆動電圧を発生するリアクターを駆動するトランジスターをスイッチング動作させるドライバーと、を含んで構成したことを特徴とする液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項２】
発振器は、
可変電流を出力する第１電流源及び第２電流源と、
同期信号をカウントして、そのカウント値を利用して前記第１電流源及び第２電流源の出力電流を可変するカウンターと、
前記第１電流源の出力電流に相応されるように充電電圧を変更して、その変更される充電電圧を第１基準電圧と比べて、それによるセット信号を生成するセット信号出力部と、
前記第２電流源の出力電流に相応されるように充電電圧を変更して、その変更される充電電圧を第２基準電圧と比べて、それによるリセット信号を生成するリセット信号出力部と、
前記セット信号出力部から出力されるセット信号と前記リセット信号出力部から出力されるリセット信号によって球形波形態の出力信号及び反転出力信号を生成して、これらとして前記第１電流源及び第２電流源の出力電流を制御するＳＲラッチと、を含んで構成されたことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項３】
第１電流源及び第２電流源は、
前記カウンターによって制御される複数のスイッチと、
前記複数のスイッチのうちで一つと直列接続されて、お互いに並列接続された複数の電流源をそれぞれ具備したことを特徴とする請求項２に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項４】
カウンターは、
毎フレームが始まる度に垂直同期信号によってリセットされて、ｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力した後水平同期信号やデータイネーブル信号を一定なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力するアップ／ダウンカウンターと、
毎フレームが始まる度に垂直同期信号によってリセットされて、ｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力した後水平同期信号やデータイネーブル信号によって不規則なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力する擬似ランダムビット発生器と、
選択信号によって前記アップ／ダウンカウンターの出力信号や擬似ランダムビット発生器の出力信号を選択して、出力するマルチプレクサを含んで構成されたことを特徴とする請求項２に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項５】
アップ／ダウンカウンターは、選択信号によってアップ／ダウンカウント動作が決定されることを特徴とする請求項４に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項６】
擬似ランダムビット発生器は、前記選択信号によってランダムビット発生周期が決定されることを特徴とする請求項４に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項７】
発振器は、
グラウンド電圧の変化によって可変される周波数の信号を発振するＲＣ発振回路と、
グラウンド電圧をそれぞれ他のいくつのレベルに分圧して、これらを選択的に出力するグラウンド電圧発生部と、
同期信号に同期して前記グラウンド電圧発生部でのグラウンド電圧選択動作を制御するカウンターと、を含んで構成されたことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項８】
グラウンド電圧発生部は、
グラウンド電圧ＶＳＳＡをＶＳＳＡ１、ＶＳＳＡ２、ＶＳＳＡ３レベルのグラウンド電圧に分圧する直列接続抵抗と、
前記分圧されたグラウンド電圧ＶＳＳＡ１、ＶＳＳＡ２、ＶＳＳＡ３をそれぞれバッファリングする複数のバッファーと、
前記バッファリングされたグラウンド電圧を選択的に出力するマルチプレクサを含んで構成されたことを特徴とする請求項７に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項９】
カウンターは、
毎フレームが始まる度に垂直同期信号によってリセットされて、ｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力した後水平同期信号やデータイネーブル信号を一定なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力するアップ／ダウンカウンターと、
毎フレームが始まる度に垂直同期信号によってリセットされて、ｎビットのスイッチング制御信号を期設定された期設定された値に出力した後水平同期信号やデータイネーブル信号を不規則なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力する擬似ランダムビット発生器と、
選択信号によって前記アップ／ダウンカウンターの出力信号や擬似ランダムビット発生器の出力信号を選択して出力するマルチプレクサを含んで構成されたことを特徴とする請求項７に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項１０】
制御器は、
前記パネル駆動電圧の検出電圧を基準電圧と比べて、それによる信号を出力する第１比較機、前記パネル駆動電圧の検出電圧をソフトスタートのために設定された基準電圧と比べて、それによる第２モニタリング信号を出力する第２比較機、前記第１比較機の出力信号とオフタイムカウンターの出力信号をアンド演算して、それによる第１モニタリング信号を出力するアンドゲートを具備したパネル駆動電圧モニタリング部と、
垂直同期信号によってリセットされた後前記発振器から出力される発振信号のオンタイム区間をカウントするオンタイムカウンターと、
垂直同期信号によってリセットされた後前記発振器から出力される発振信号のオフタイム区間をカウントするオフタイムカウンターと、
前記アンドゲートから出力される第１モニタリング信号をセット端子で入力されて、前記オンタイムカウンターから出力される信号をリセット端子で入力されて、エラーが訂正されたスイッチングパルス形態のパルスを出力するＳＲラッチを含んで構成されたことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項１】
スイッチングパルスによってスイッチング動作するトランジスターによってリアクターが駆動されてパネル駆動電圧を発生する液晶表示装置のブーストコンバータにおいて、
中心周波数を基準で一定なパターンに変化されるか、または不規則的にホッピングする周波数の発振信号を同期信号に同期させて生成して、毎フレームが始まる度にあらかじめ決まった固定された周波数の発振信号を生成する発振器と、
前記発振器から出力される発振信号、パネル駆動電圧で検出した電圧、期設定された基準電圧を利用して要求されるパネル駆動電圧を生成するためのスイッチング信号を出力する制御器と、
前記制御器から出力されるスイッチング信号を利用して、前記パネル駆動電圧を発生するリアクターを駆動するトランジスターをスイッチング動作させるドライバーと、を含んで構成したことを特徴とする液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項２】
発振器は、
可変電流を出力する第１電流源及び第２電流源と、
同期信号をカウントして、そのカウント値を利用して前記第１電流源及び第２電流源の出力電流を可変するカウンターと、
前記第１電流源の出力電流に相応されるように充電電圧を変更して、その変更される充電電圧を第１基準電圧と比べて、それによるセット信号を生成するセット信号出力部と、
前記第２電流源の出力電流に相応されるように充電電圧を変更して、その変更される充電電圧を第２基準電圧と比べて、それによるリセット信号を生成するリセット信号出力部と、
前記セット信号出力部から出力されるセット信号と前記リセット信号出力部から出力されるリセット信号によって球形波形態の出力信号及び反転出力信号を生成して、これらとして前記第１電流源及び第２電流源の出力電流を制御するＳＲラッチと、を含んで構成されたことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項３】
第１電流源及び第２電流源は、
前記カウンターによって制御される複数のスイッチと、
前記複数のスイッチのうちで一つと直列接続されて、お互いに並列接続された複数の電流源をそれぞれ具備したことを特徴とする請求項２に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項４】
カウンターは、
毎フレームが始まる度に垂直同期信号によってリセットされて、ｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力した後水平同期信号やデータイネーブル信号を一定なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力するアップ／ダウンカウンターと、
毎フレームが始まる度に垂直同期信号によってリセットされて、ｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力した後水平同期信号やデータイネーブル信号によって不規則なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力する擬似ランダムビット発生器と、
選択信号によって前記アップ／ダウンカウンターの出力信号や擬似ランダムビット発生器の出力信号を選択して、出力するマルチプレクサを含んで構成されたことを特徴とする請求項２に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項５】
アップ／ダウンカウンターは、選択信号によってアップ／ダウンカウント動作が決定されることを特徴とする請求項４に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項６】
擬似ランダムビット発生器は、前記選択信号によってランダムビット発生周期が決定されることを特徴とする請求項４に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項７】
発振器は、
グラウンド電圧の変化によって可変される周波数の信号を発振するＲＣ発振回路と、
グラウンド電圧をそれぞれ他のいくつのレベルに分圧して、これらを選択的に出力するグラウンド電圧発生部と、
同期信号に同期して前記グラウンド電圧発生部でのグラウンド電圧選択動作を制御するカウンターと、を含んで構成されたことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項８】
グラウンド電圧発生部は、
グラウンド電圧ＶＳＳＡをＶＳＳＡ１、ＶＳＳＡ２、ＶＳＳＡ３レベルのグラウンド電圧に分圧する直列接続抵抗と、
前記分圧されたグラウンド電圧ＶＳＳＡ１、ＶＳＳＡ２、ＶＳＳＡ３をそれぞれバッファリングする複数のバッファーと、
前記バッファリングされたグラウンド電圧を選択的に出力するマルチプレクサを含んで構成されたことを特徴とする請求項７に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項９】
カウンターは、
毎フレームが始まる度に垂直同期信号によってリセットされて、ｎビットのスイッチング制御信号を期設定された値に出力した後水平同期信号やデータイネーブル信号を一定なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力するアップ／ダウンカウンターと、
毎フレームが始まる度に垂直同期信号によってリセットされて、ｎビットのスイッチング制御信号を期設定された期設定された値に出力した後水平同期信号やデータイネーブル信号を不規則なパターンでアップ／ダウンカウントして、それによるｎビットのスイッチング制御信号を出力する擬似ランダムビット発生器と、
選択信号によって前記アップ／ダウンカウンターの出力信号や擬似ランダムビット発生器の出力信号を選択して出力するマルチプレクサを含んで構成されたことを特徴とする請求項７に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【請求項１０】
制御器は、
前記パネル駆動電圧の検出電圧を基準電圧と比べて、それによる信号を出力する第１比較機、前記パネル駆動電圧の検出電圧をソフトスタートのために設定された基準電圧と比べて、それによる第２モニタリング信号を出力する第２比較機、前記第１比較機の出力信号とオフタイムカウンターの出力信号をアンド演算して、それによる第１モニタリング信号を出力するアンドゲートを具備したパネル駆動電圧モニタリング部と、
垂直同期信号によってリセットされた後前記発振器から出力される発振信号のオンタイム区間をカウントするオンタイムカウンターと、
垂直同期信号によってリセットされた後前記発振器から出力される発振信号のオフタイム区間をカウントするオフタイムカウンターと、
前記アンドゲートから出力される第１モニタリング信号をセット端子で入力されて、前記オンタイムカウンターから出力される信号をリセット端子で入力されて、エラーが訂正されたスイッチングパルス形態のパルスを出力するＳＲラッチを含んで構成されたことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置のブーストコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−２３９６５８（Ｐ２０１１−２３９６５８Ａ）
【公開日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１５３９９９（Ｐ２０１０−１５３９９９）
【出願日】平成２２年７月６日（２０１０．７．６）
【出願人】（５０８０３８０９１）シリコン・ワークス・カンパニー・リミテッド (46)
【氏名又は名称原語表記】Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｗｏｒｋｓ Ｃｏ．， ＬＴＤ．
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年７月６日（２０１０．７．６）
【出願人】（５０８０３８０９１）シリコン・ワークス・カンパニー・リミテッド (46)
【氏名又は名称原語表記】Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｗｏｒｋｓ Ｃｏ．， ＬＴＤ．
【Ｆターム（参考）】
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