発振装置
【課題】消費電流が大きく、また、発振信号の振幅が小さかった。
【解決手段】第１のＮＰＮ型トランジスタと、第２のＮＰＮ型トランジスタと、水晶振動子と、第１の抵抗器と、第１のキャパシタと、第２のキャパシタと、を含み、第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、実質的に接地電位に接続され、第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、実質的に電源電位に接続され、第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、水晶振動子及び第１の抵抗器は、第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間で相互に並列接続され、第１のキャパシタは、第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び電源電位間に接続され、第２のキャパシタは、第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
【解決手段】第１のＮＰＮ型トランジスタと、第２のＮＰＮ型トランジスタと、水晶振動子と、第１の抵抗器と、第１のキャパシタと、第２のキャパシタと、を含み、第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、実質的に接地電位に接続され、第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、実質的に電源電位に接続され、第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、水晶振動子及び第１の抵抗器は、第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間で相互に並列接続され、第１のキャパシタは、第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び電源電位間に接続され、第２のキャパシタは、第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低電圧で動作可能な、バイポーラトランジスタを含む発振装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２８に示されるように、従来の発振装置ＯＳＣ１００は、発振周波数ｆを有する発振信号ＯＳを生成する発振ユニットＵ１０１（下記の特許文献１に記載の「圧電発振器」に相当。）と、当該発振ユニットＵ１０１から前記発振信号ＯＳを取り出して出力するための出力ユニットＵ１０２とを含む。
【０００３】
前記発振ユニットＵ１０１では、前記発振信号ＯＳを生成すべく、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２を有する。
【０００４】
第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０１は、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のベース電圧、即ち、ベース電流を安定させるべく、ベースが第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のエミッタに接続されており、かつ、コレクタが第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のベースに実質的に接続されており、これにより、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のエミッタ電圧の変動に応じて、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のベース電圧を変化させる。
【０００５】
第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２は、前記発振信号ＯＳを低電圧（例えば、３Ｖ、５Ｖ）で生成することができるように、そのコレクタが電源電位Ｖｃｃ（例えば、３Ｖ、５Ｖ）に直接、接続されている。
【０００６】
このような構成を有する発振ユニットＵ１０１では、前記発振信号ＯＳを生成するための電流が、図２８中の矢印で示されるように流れる。
【０００７】
他方で、出力ユニットＵ１０２はバッファの機能を有し、エミッタ接地された第３のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０３が、前記発振信号ＯＳを出力端ＯＵＴから出力するようになっている。
【０００８】
図２９は上述した従来の発振装置の負性抵抗（水晶振動子の両端から回路側を見たインピーダンス）を実測した結果を示したものである。当該発振装置ＯＳＣ１００は、Ｃ１０１＝１０ｐＦ、Ｃ１０２＝２０ｐＦ、Ｒ１０１＝２．２ｋΩ、Ｒ１０２＝１０ｋΩ、Ｒ１０３＝１ｋΩの場合、図２９に示されるように、例えば、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、６２０Ω（絶対値）であり、前記発振を行うに足りる値となっている。
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−４８６３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
負性抵抗Ｒｂｃｉの大きさは、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２の相互コンダクタンスｇｍの大きさに概ね正比例することが知られている。すなわち、相互コンダクタンスｇｍを大きくするためには、図２８に矢印で図示した回路電流を大きくしなければならない。ところが、前記回路電流を大きくすると、図３０に示すように発振装置ＯＳＣ１００の消費電流も増えてしまう。例えば、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのときには、１．８ｍＡもの電流を消費してしまうという問題があった。
【００１１】
また、発振ユニットＵ１０１内で、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のみが発振信号ＯＳの生成に寄与し、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０１は発振信号ＯＳの生成に寄与しないことから、発振信号ＯＳの振幅が、図３１に示されるように、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、５６０ｍＶｐｐ（ｐｅａｋ ｔｏ ｐｅａｋ）であり、出力電圧が比較的小さい値に制限されてしまうという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記した課題を解決すべく、本発明に係る第１の発振装置は、
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタと、
水晶振動子と、
第１の抵抗器と、
第１のキャパシタと、
第２のキャパシタと、を含み、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、実質的に接地電位に接続され、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、実質的に電源電位に接続され、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子及び前記第１の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間で相互に並列接続され、
前記第１のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第２のキャパシタは、前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
【００１３】
上記した本発明に係る第１の発振装置は、
第３のキャパシタを更に含み、
前記第３のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
【００１４】
上記した本発明に係る第１の発振装置は、
第２の抵抗器を更に含み、
前記第２の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されている。
【００１５】
本発明に係る第２の発振装置は、
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタと、
水晶振動子と、
第１の抵抗器と、
第１のキャパシタと、
第２のキャパシタと、を含み、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、電源電位に接続され、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、接地電位に接続され、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びコレクタ間に接続され、
前記第１の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間に、又は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ間に接続され、
前記第１のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第２のキャパシタは、前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
【００１６】
上記した本発明に係る第１、第２の発振装置は、
第２の抵抗器を更に含み、
前記第２の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されている。
【００１７】
本発明に係る第１、第２の発振装置によれば、前記第１のＮＰＮ型トランジスタと、前記第２のＮＰＮ型トランジスタと、前記水晶振動子と、前記第１の抵抗器と、前記第１のキャパシタと、前記第２のキャパシタとが、上記したような接続関係を有することから、従来の発振装置に比して、消費電流を低減し、かつ、発振信号の振幅を増大させることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明に係る発振装置の実施例について図面を参照して説明する。
【００１９】
《実施例１》
図１は、実施例１の発振装置の構成を示したものである。実施例１の発振装置ＯＳＣ１は、図１に示されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２と、第１のインピーダンスＺ１と、第２のインピーダンスＺ２と、第３のインピーダンスＺ３と、第４のインピーダンスＺ４とを含む。
【００２０】
ここで、実施例１の主要な特徴点は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に関する接続、及び、第１のインピーダンスＺ１に関する接続である。また、第２のインピーダンスＺ２は、後述されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間のインピーダンス（内部インピーダンス）により自ずと存在することから、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間に外付けしなくとも良い。
【００２１】
低電圧で動作することを目的として、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１は、そのエミッタが、接地電位ＧＮＤに直接、接続されており、また、同目的のために、従来と同様に、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２は、そのコレクタが電源電位Ｖｃｃに直接、接続されている。加えて、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース電流を安定化すべく、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベースと第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のエミッタとが接続されており、また、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベースが接続されている。
【００２２】
第１のインピーダンスＺ１は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース間に接続されており、第２のインピーダンスＺ２は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間に接続され、第３のインピーダンスＺ３は、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース及びエミッタ間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び電源電位Ｖｃｃ間に接続されている。
【００２３】
図２は、実施例１の発振装置の等価回路を示したものである。実施例１の発振装置ＯＳＣ１の等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ）は、図２に示されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１の機能を有する、電流（ｇｍ×Ｚ２×ｉ２）を供給する定電流源ＣＣ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２の機能を有する、電流（ｇｍ×Ｚ３×ｉ１）を供給する定電流源ＣＣ２と、第１〜第４のインピーダンスＺ１〜Ｚ４とにより構成される。
【００２４】
図３は、本発明に係る発振装置の実施例１の詳細な等価回路を示したものである。実施例１の発振装置ＯＳＣ１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）は、図３に示されるように、第１のインピーダンスＺ１は、相互に並列接続された水晶振動子Ｘ（インピーダンスｚｘｔ）と抵抗器Ｒ１とにより構成され、第２のインピーダンスＺ２は、相互に並列接続された、抵抗器Ｒ２と、キャパシタＣ２と、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間の内部抵抗Ｒπ及び内部容量Ｃπとから構成され、第３のインピーダンスＺ３は、相互に並列接続された、キャパシタＣ３と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース及びエミッタ間の内部抵抗Ｒπ及び内部容量Ｃπとから構成され、第４のインピーダンスＺ４は、相互に並列接続された、抵抗器Ｒ４とキャパシタＣ４とから構成されている。
【００２５】
発振装置ＯＳＣ１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）に、キルヒホッフの法則を適用すると、電流及び電圧の関係より、（１）式、（２）式、（３）式、及び（４）式が得られる。
【００２６】
【数１】
【００２７】
【数２】
【００２８】
【数３】
【００２９】
【数４】
（１）式〜（４）式を整理すると、（５）式が得られる。
【００３０】
【数５】
（５）式中のＺ１〜Ｚ５は、（６）式で与えられ、（５）式中のｒ２、ｃ２、ｒ４、ｃ４、ｒ５、ｃ５は、（７）式で与えられる。
【００３１】
【数６】
【００３２】
【数７】
水晶振動子Ｘを除く、詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）の回路抵抗をＲｃｉとし、容量性リアクタンスをＣｃｉとすると、（５）式は、（８）式に置き換えることができる。
【００３３】
【数８】
（８）式中のＲｃｉ、Ｃｃｉは、（９）式により与えられ、また、（８）式中のｒａ、ｘａ、ｒｂ、ｘｂ、ｒｓ、ｘｓ、ｒｔ、ｘｔは、（１０）式により与えられる。
【００３４】
【数９】
【００３５】
【数１０】
図４は、実施例１の発振装置の具体的回路を示したものである。図１と図４との比較から明らかなように、具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）では、第１のインピーダンスＺ１は、相互に並列接続された水晶振動子Ｘ及び抵抗器Ｒ１により構成され、第２のインピーダンスＺ２は、「外付け素子」としては存在せず（内部的には存在する。）、第３のインピーダンスＺ３は、キャパシタＣ３により構成され、第４のインピーダンスＺ４は、相互に並列接続された、抵抗器Ｒ４及びキャパシタＣ４により構成されている。なお、キャパシタＣ４は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及びエミッタ間に接続されているものの、交流的には、キャパシタＣｐ（電源−ＧＮＤ間を交流的に短絡する素子）を介して抵抗器Ｒ４と並列接続されていることと等価である。
【００３６】
ここで、キャパシタＣ４は、交流的な動作（発振動作）の意味で必要な素子であり、他方で、抵抗器Ｒ４は、直流的な動作（トランジスタのバイアス設定）の意味で必要な素子である。キャパシタＣｐは、バイパスコンデンサ（パスコン）であり、また、キャパシタＣｃは、カップリングコンデンサである。
【００３７】
図５、図６、図７は、本発明に係る発振装置の実施例１の具体的回路の実験結果を示す。上記した具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）では、水晶振動子Ｘの周波数ｆ＝１０ＭＨｚ、抵抗器Ｒ１＝２０ｋΩ、抵抗器Ｒ４＝２ｋΩ、キャパシタＣ３＝Ｃ４＝２２ｐＦ、Ｃｐ＝Ｃｃ＝０．１μＦの場合、電源電圧Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、１２００Ω（絶対値）であり、具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）の消費電流は、９５０μＡであり、発振信号ＯＳの振幅は、２０００ｍＶｐｐである。即ち、従来の発振装置ＯＳＣ１００と比較すると、従来の発振装置ＯＳＣ１００と同様に、２．０Ｖの低電圧での動作を維持することができ、他方で、従来の発振装置ＯＳＣ１００と異なり、負性抵抗Ｒｂｃｉを６２０Ωから１２００Ωに増大させ、消費電流を１８００μＡから９５０μＡへ減少させ、かつ、発振信号ＯＳの振幅を５６０ｍＶｐｐから２０００ｍＶｐｐに増大させることができる。
【００３８】
発振装置ＯＳＣ１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）は、また、図６に示されるように、電源電位Ｖｃｃが１．５Ｖから３．０Ｖまでの範囲において、発振信号ＯＳの周波数偏差ｄｆ／ｆが５０ｐｐｍ内に抑えられることから、比較的安定的に発振することができる。
【００３９】
発振装置ＯＳＣ１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）では、さらに、その発振信号ＯＳは、図７に示されるように、比較的歪みの少ない正弦波に近い波形が得られる。
【００４０】
《実施例１の変形例》
図８は、実施例１の発振装置の他の具体的回路を示す。図８に図示された他の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）は、図４に図示された具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）と同様な構成を有し、加えて、第２のインピーダンスＺ２として、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間にキャパシタＣ２を有する。
【００４１】
図９、図１０、図１１は、実施例１の発振装置の他の具体的回路の実験結果を示したものである。具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）では、水晶振動子Ｘの周波数ｆ＝１０ＭＨｚ、抵抗器Ｒ１＝４７０ｋΩ、抵抗器Ｒ４＝２ｋΩ、キャパシタＣ３＝Ｃ４＝２２ｐＦ、キャパシタＣ２＝２０ｐＦ、Ｃｐ＝Ｃｃ＝０．１μＦの場合、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、８５０Ω（絶対値）であり、具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）の消費電流は、７００μＡであり、発振信号ＯＳの振幅は、１１００ｍＶｐｐである。即ち、上記した具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）と比較すると、消費電流及び発振信号ＯＳの振幅は、概ね同一であるが、負性抵抗Ｒｂｃｉは、やや劣る。
【００４２】
しかしながら、当該具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）は、図１０に示されるように、発振信号ＯＳの周波数偏差ｄｆ／ｆが、電源電位Ｖｃｃが１．５Ｖから３．０Ｖまでの範囲において、発振信号ＯＳの周波数偏差ｄｆ／ｆを３ｐｐｍ内に抑えられることから、上記の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）に比して、より安定的に発振することができる。
【００４３】
当該具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）では、加えて、その発振信号ＯＳは、図１１に示されるように、図７に示される具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）に比して、より歪みの少ない正弦波にほぼ等しい波形が得られる。
【００４４】
《実施例２》
図１２は、本発明に係る発振装置の実施例２の構成を示したものである。実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａは、図１２に示されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２と、第１のインピーダンスＺ１と、第２のインピーダンスＺ２と、第３のインピーダンスＺ３と、第４のインピーダンスＺ４と、第５のインピーダンスＺ５とを含む。ここで、実施例２Ａの発振装置ＯＳＣ２の主要な特徴点は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に関する接続、及び、第３のインピーダンスＺ３に関する接続である。
【００４５】
実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａでは、実施例１の発振装置ＯＳＣ１と同様に、低電圧で動作することを目的として、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１は、そのエミッタが、接地電位ＧＮＤに直接、接続されており、また、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２は、そのコレクタが電源電位Ｖｃｃに直接、接続されている。更に、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース電流を安定化すべく、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベースと第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のエミッタとが接続されており、また、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベースが、実質的に接続されている。
【００４６】
第１〜第５のインピーダンスＺ１〜Ｚ５については、第１のインピーダンスＺ１は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及びベース間に接続されており、第２のインピーダンスＺ２は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間に接続されており、第３のインピーダンスＺ３は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び電源電位Ｖｃｃ間に接続されており、第５のインピーダンスＺ５は、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース及びエミッタ間に接続されている。
【００４７】
図１３は、本発明に係る発振装置の実施例２の等価回路を示したものである。実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａの等価回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｑ）は、図１３に示されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１の機能を有する、電流（ｇｍ×Ｚ２×ｉ２）を供給する定電流源ＣＣ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２の機能を有する、電流（ｇｍ×Ｚ３×ｉ５）を供給する定電流源ＣＣ２と、水晶振動子Ｘからなる第１のインピーダンスＺ１と、相互に並列接続された、キャパシタＣ２と第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間の内部抵抗Ｒπ及び内部容量Ｃπとからなる第２のインピーダンスＺ２と、抵抗器Ｒ３からなる第３のインピーダンスＺ３と、相互に並列接続されたキャパシタＣ４及び抵抗器Ｒ４からなる第４のインピーダンスＺ４と、相互に並列接続された、キャパシタＣ５と第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース及びエミッタ間の内部抵抗Ｒπ及び内部容量Ｃπとからなる第５のインピーダンスＺ５とにより表される。
【００４８】
実施例２の等価回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｑ）に、キルヒホッフの法則を適用すると、電流及び電圧の関係より、（１１）式〜（１５）式が得られる。
【００４９】
【数１１】
【００５０】
【数１２】
【００５１】
【数１３】
【００５２】
【数１４】
【００５３】
【数１５】
上記の（１１）式〜（１５）式を整理すると、（１６）式が得られる。
【００５４】
【数１６】
（１６）式中のＺ１〜Ｚ５は、上記した（６）式で与えられ、（１５）式中のｒ２、ｃ２、ｒ４、ｃ４、ｒ５、ｃ５は、上記した（７）式で与えられる。
【００５５】
等価回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｑ）の回路抵抗Ｒｃｉ、容量性リアクタンスＣｃｉを用いると、（１６）式は、（１７）式に置き換えることができる。
【００５６】
【数１７】
（１７）式中のＲｃｉ、Ｃｃｉは、（１８）式により与えられ、また、（１７）式中のｒａ、ｘａ、ｒｂ、ｘｂ、ｒｓ、ｘｓ、ｒｔ、ｘｔは、（１９）式により与えられる。
【００５７】
【数１８】
【００５８】
【数１９】
図１４は、本発明に係る発振装置の実施例２の具体的回路を示したものである。発振装置ＯＳＣ２Ａの具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）では、図１４に示されるように、第１のインピーダンスＺ１は、水晶振動子Ｘから構成され、第２のインピーダンスＺ２は、キャパシタＣ２から構成され、第３のインピーダンスＺ３は、抵抗器Ｒ３から構成され、第４のインピーダンスＺ４は、交流的に相互に並列接続された、抵抗器Ｒ４及びキャパシタＣ４から構成され、第５のインピーダンスＺ５は、キャパシタＣ５から構成されている。
【００５９】
ここで、キャパシタＣ４は、交流的な動作（発振動作）の意味で必要な素子であり、他方で、抵抗器Ｒ４は、直流的な動作（トランジスタのバイアス設定）の意味で必要な素子である。
【００６０】
図１５、図１６、図１７は、実施例２の発振装置の具体的回路の実験結果を示したものである。上記した発振装置ＯＳＣ２Ａの具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）では、水晶振動子Ｘの周波数ｆ＝１０ＭＨｚ、抵抗器Ｒ３＝１００ｋΩ、抵抗器Ｒ４＝１２ｋΩ、キャパシタＣ３＝Ｃ４＝２２ｐＦ、Ｃ５＝０ｐＦ、Ｃｐ＝０．１μＦ、Ｃｃ＝３３μＦの場合、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、６００Ω（絶対値）であり、具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）の消費電流は、２００μＡであり、発振信号ＯＳの振幅は、１０００ｍＶｐｐである。即ち、従来の発振装置ＯＳＣ１００と比較すると、従来の発振装置ＯＳＣ１００と同様に、２．０Ｖの低電圧での動作を維持し、かつ、負性抵抗Ｒｂｃｉを発振可能な程度の値に維持することができ、他方で、従来の発振装置ＯＳＣ１００と異なり、消費電流を１８００μＡから２００μＡへ減少させ、かつ、発振信号ＯＳの振幅を５６０ｍＶｐｐから１０００ｍＶｐｐに増大させることができる。
【００６１】
発振装置ＯＳＣ２Ａの具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）は、また、図１６に示されるように、電源電位Ｖｃｃが１．５Ｖから３．０Ｖまでの範囲において、発振信号ＯＳの周波数偏差を５ｐｐｍ内に抑えられることから、極めて安定的に発振することができる。
【００６２】
発振装置ＯＳＣ２Ａの具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）では、さらに、その発振信号ＯＳは、図１７に示されるように、歪みの少ない正弦波にほぼ等しい波形が得られる。
【００６３】
《実施例２の変形例》
図１８は、本発明に係る発振装置の実施例２の変形例の構成を示し、図１９は、その等価回路を示し、図２０は、その具体的回路を示したものである。実施例２の変形例の発振装置ＯＳＣ２Ｂは、図１８、図１９に示されるように、実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａと同様に、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２と、第１のインピーダンスＺ１と、第２のインピーダンスＺ２と、第３のインピーダンスＺ３と、第４のインピーダンスＺ４と、第５のインピーダンスＺ５とを含む。
【００６４】
変形例の発振装置ＯＳＣ２Ｂでは、図１２と図１８との比較、図１３と図１９との比較、及び図１４と図２０との比較から明らかなように、第１、第２、第４、第５のインピーダンスＺ１、Ｚ２、Ｚ４、Ｚ５は、発振装置ＯＳＣ２Ａのそれらと同様な位置に接続されており、他方で、第３のインピーダンスＺ３は、実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａのそれと挿入位置のみが異なり、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース間に代えて、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のエミッタ間に接続されている。
【００６５】
変形例の等価回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｑ）の回路抵抗Ｒｃｉ、容量性リアクタンスＣｃｉは、実施例２の等価回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｑ）と同様に、（１８）式により表わされる。
【００６６】
図２１、図２２、図２３は、本発明に係る発振装置の実施例２の変形例の具体的回路の実験結果を示す。上記した発振装置ＯＳＣ２Ｂの具体的回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｍｂ）では、水晶振動子Ｘの周波数ｆ＝１０ＭＨｚ、抵抗器Ｒ３＝１００ｋΩ、抵抗器Ｒ４＝１２ｋΩ、キャパシタＣ３＝Ｃ４＝２２ｐＦ、Ｃ５＝０ｐＦ、Ｃｐ＝０．１μＦ、Ｃｃ＝３３μＦの場合、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、２５０Ω（絶対値）であり、具体的回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｍｂ）の消費電流は、１００μＡであり、発振信号ＯＳの振幅は、１０００ｍＶｐｐである。即ち、従来の発振装置ＯＳＣ１００と比較すると、従来の発振装置ＯＳＣ１００と同様に、２．０Ｖの低電圧での動作を維持し、かつ、負性抵抗Ｒｂｃｉを発振可能な程度の値に維持することができ、他方で、従来の発振装置ＯＳＣ１００と異なり、消費電流を１８００μＡから１００μＡへ減少させ、かつ、発振信号ＯＳの振幅を５６０ｍＶｐｐから１０００ｍＶｐｐに増大させることができる。
【００６７】
発振装置ＯＳＣ２Ｂの具体的回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｍｂ）は、また、図２２に示されるように、電源電位Ｖｃｃが２Ｖから３．０Ｖまでの範囲において、発振信号ＯＳの周波数偏差を３ｐｐｍ内に抑えられることから、極めて安定的に発振することができる。
【００６８】
発振装置ＯＳＣ２Ｂの具体的回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｍｂ）では、さらに、その発振信号ＯＳは、図２３に示されるように、比較的歪みの少ないほぼ正弦波に近い波形が得られる。
【００６９】
《実施例１、２の他の変形例》
実施例１、２の発振装置の他の変形例について説明する。
【００７０】
〈実施例１の他の変形例〉
図２４〜図２７に示されるように、実施例１の他の変形例の発振装置ＯＳＣ１ｐ（１）、ＯＳＣ１ｐ（２）、及び、実施例２の他の変形例の発振装置ＯＳＣ２ｐ（１）、ＯＳＣ２ｐ（２）は、実施例１、２の発振装置ＯＳＣ１、ＯＳＣ２Ａ、ＯＳＣ２Ｂに用いられているＮＰＮ型トランジスタに代えて、ＰＮＰ型トランジスタを用いている。
【００７１】
より詳細には、発振装置ＯＳＣ１ｐ（１）は、図２４に示されるように、実施例１の発振装置ＯＳＣ１と異なり、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に代わる第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２に代わる第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４とを有する。
【００７２】
低電圧での動作を可能にすべく、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３は、そのエミッタが、電源電位Ｖｃｃに接続されており、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４は、そのコレクタが接地電位ＧＮＤに接続されている。加えて、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース電流を安定化すべく、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベースと第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のエミッタとが接続されており、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタと第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベースが実質的に接続されている。
【００７３】
また、発振装置ＯＳＣ１ｐ（１）は、実施例１の発振装置ＯＳＣ１と同様に、第１のインピーダンスＺ１（抵抗器Ｒ１と水晶振動子Ｘ）、第３のインピーダンスＺ３（キャパシタＣ３）と、第４のインピーダンスＺ４（抵抗器Ｒ４）とを有する。
【００７４】
第１のインピーダンスＺ１は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース間に接続されており、第３のインピーダンスＺ３は、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース及びエミッタ間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び接地電位ＧＮＤ間に接続されている。なお、図２５に示されるように、図８に図示された実施例１の変形例ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）と同様に、第２のインピーダンスＺ２として、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベース及び接地電位ＧＮＤ間にキャパシタＣ２が接続されていてもよい。
【００７５】
〈実施例２の他の変形例〉
また、実施例２の変形例の発振装置ＯＳＣ２ｐ（１）は、図２６に示されるように、実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａと異なり、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に代わる第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２に代わる第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４とを有する。
【００７６】
低電圧での動作を可能にすべく、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３は、そのエミッタが、電源電位Ｖｃｃに接続されており、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４は、そのコレクタが接地電位ＧＮＤに接続されている。加えて、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース電流を安定化すべく、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベースと第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のエミッタとが接続されており、また、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベースが実質的に接続されている。
【００７７】
また、発振装置ＯＳＣ２ｐ（１）は、実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａと同様に、第１のインピーダンスＺ１（水晶振動子Ｘ）、第２のインピーダンスＺ２（キャパシタＣ２）と、第３のインピーダンスＺ３（抵抗器Ｒ３）と、第４のインピーダンスＺ４（抵抗器Ｒ４とキャパシタＣ４）と、第５のインピーダンスＺ５（キャパシタＣ５）とを有する。
【００７８】
第１のインピーダンスＺ１は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及びベース間に接続されており、第２のインピーダンスＺ２は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベース及び接地電位ＧＮＤ間に接続されており、第３のインピーダンスＺ３は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び接地電位ＧＮＤ間に接続されており、第５のインピーダンスＺ５は、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のエミッタ及びベース間に接続されている。
【００７９】
なお、図２７に示されるように、図１８に図示された実施例２の変形例の発振装置ＯＳＣ２Ｂと同様に、第３のインピーダンスＺ３は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース間に代えて、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベース及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のエミッタ間に接続されても良い。
【００８０】
上記したような構成を有する発振装置ＯＳＣ１ｐ（１）、ＯＳＣ１ｐ（２）、ＯＳＣ２ｐ（１）、ＯＳＣ２ｐ（２）によっても、上記した実施例１、実施例２の発振装置ＯＳＣ１、ＯＳＣ２Ａ、ＯＳＣ２Ｂと同様な効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】実施例１の発振装置の構成を示す図。
【図２】実施例１の発振装置の等価回路を示す図。
【図３】実施例１の発振装置の詳細な等価回路を示す図。
【図４】実施例１の発振装置の具体的回路を示す図。
【図５】実施例１の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その１）。
【図６】実施例１の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その２）。
【図７】実施例１の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その３）。
【図８】実施例１の発振装置の他の具体的回路を示す図。
【図９】実施例１の発振装置の他の具体的回路の実験結果を示す図（その１）。
【図１０】実施例１の発振装置の他の具体的回路の実験結果を示す図（その２）。
【図１１】実施例１の発振装置の他の具体的回路の実験結果を示す図（その３）。
【図１２】実施例２の発振装置の構成を示す図。
【図１３】実施例２の発振装置の等価回路を示す図。
【図１４】実施例２の発振装置の具体的回路を示す図。
【図１５】実施例２の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その１）。
【図１６】実施例２の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その２）。
【図１７】実施例２の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その３）。
【図１８】実施例２の変形例の発振装置の構成を示す図。
【図１９】実施例２の変形例の発振装置の等価回路を示す図。
【図２０】実施例２の変形例の発振装置の具体的回路を示す図。
【図２１】実施例２の変形例の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その１）。
【図２２】実施例２の変形例の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その２）。
【図２３】実施例２の変形例の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その３）。
【図２４】実施例１の他の変形例の発振装置の構成を示す図（その１）。
【図２５】実施例１の他の変形例の発振装置の構成を示す図（その２）。
【図２６】実施例２の他の変形例の発振装置の構成を示す図（その１）。
【図２７】実施例２の他の変形例の発振装置の構成を示す図（その２）。
【図２８】従来の発振装置の構成を示す図。
【図２９】従来の発振装置の負性抵抗を示す図。
【図３０】従来の発振装置の消費電流を示す図。
【図３１】従来の発振装置の発振信号の振幅を示す図。
【符号の説明】
【００８２】
ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）…具体的回路、ＴＲ１…第１のＮＰＮ型トランジスタ、ＴＲ２…第２のＮＰＮ型トランジスタ、Ｘ…水晶振動子、Ｒ１…第１の抵抗器、Ｃ３、Ｃ４…キャパシタ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低電圧で動作可能な、バイポーラトランジスタを含む発振装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２８に示されるように、従来の発振装置ＯＳＣ１００は、発振周波数ｆを有する発振信号ＯＳを生成する発振ユニットＵ１０１（下記の特許文献１に記載の「圧電発振器」に相当。）と、当該発振ユニットＵ１０１から前記発振信号ＯＳを取り出して出力するための出力ユニットＵ１０２とを含む。
【０００３】
前記発振ユニットＵ１０１では、前記発振信号ＯＳを生成すべく、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２を有する。
【０００４】
第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０１は、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のベース電圧、即ち、ベース電流を安定させるべく、ベースが第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のエミッタに接続されており、かつ、コレクタが第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のベースに実質的に接続されており、これにより、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のエミッタ電圧の変動に応じて、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のベース電圧を変化させる。
【０００５】
第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２は、前記発振信号ＯＳを低電圧（例えば、３Ｖ、５Ｖ）で生成することができるように、そのコレクタが電源電位Ｖｃｃ（例えば、３Ｖ、５Ｖ）に直接、接続されている。
【０００６】
このような構成を有する発振ユニットＵ１０１では、前記発振信号ＯＳを生成するための電流が、図２８中の矢印で示されるように流れる。
【０００７】
他方で、出力ユニットＵ１０２はバッファの機能を有し、エミッタ接地された第３のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０３が、前記発振信号ＯＳを出力端ＯＵＴから出力するようになっている。
【０００８】
図２９は上述した従来の発振装置の負性抵抗（水晶振動子の両端から回路側を見たインピーダンス）を実測した結果を示したものである。当該発振装置ＯＳＣ１００は、Ｃ１０１＝１０ｐＦ、Ｃ１０２＝２０ｐＦ、Ｒ１０１＝２．２ｋΩ、Ｒ１０２＝１０ｋΩ、Ｒ１０３＝１ｋΩの場合、図２９に示されるように、例えば、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、６２０Ω（絶対値）であり、前記発振を行うに足りる値となっている。
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−４８６３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
負性抵抗Ｒｂｃｉの大きさは、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２の相互コンダクタンスｇｍの大きさに概ね正比例することが知られている。すなわち、相互コンダクタンスｇｍを大きくするためには、図２８に矢印で図示した回路電流を大きくしなければならない。ところが、前記回路電流を大きくすると、図３０に示すように発振装置ＯＳＣ１００の消費電流も増えてしまう。例えば、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのときには、１．８ｍＡもの電流を消費してしまうという問題があった。
【００１１】
また、発振ユニットＵ１０１内で、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０２のみが発振信号ＯＳの生成に寄与し、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１０１は発振信号ＯＳの生成に寄与しないことから、発振信号ＯＳの振幅が、図３１に示されるように、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、５６０ｍＶｐｐ（ｐｅａｋ ｔｏ ｐｅａｋ）であり、出力電圧が比較的小さい値に制限されてしまうという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記した課題を解決すべく、本発明に係る第１の発振装置は、
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタと、
水晶振動子と、
第１の抵抗器と、
第１のキャパシタと、
第２のキャパシタと、を含み、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、実質的に接地電位に接続され、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、実質的に電源電位に接続され、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子及び前記第１の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間で相互に並列接続され、
前記第１のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第２のキャパシタは、前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
【００１３】
上記した本発明に係る第１の発振装置は、
第３のキャパシタを更に含み、
前記第３のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
【００１４】
上記した本発明に係る第１の発振装置は、
第２の抵抗器を更に含み、
前記第２の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されている。
【００１５】
本発明に係る第２の発振装置は、
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタと、
水晶振動子と、
第１の抵抗器と、
第１のキャパシタと、
第２のキャパシタと、を含み、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、電源電位に接続され、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、接地電位に接続され、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びコレクタ間に接続され、
前記第１の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間に、又は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ間に接続され、
前記第１のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第２のキャパシタは、前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
【００１６】
上記した本発明に係る第１、第２の発振装置は、
第２の抵抗器を更に含み、
前記第２の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されている。
【００１７】
本発明に係る第１、第２の発振装置によれば、前記第１のＮＰＮ型トランジスタと、前記第２のＮＰＮ型トランジスタと、前記水晶振動子と、前記第１の抵抗器と、前記第１のキャパシタと、前記第２のキャパシタとが、上記したような接続関係を有することから、従来の発振装置に比して、消費電流を低減し、かつ、発振信号の振幅を増大させることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明に係る発振装置の実施例について図面を参照して説明する。
【００１９】
《実施例１》
図１は、実施例１の発振装置の構成を示したものである。実施例１の発振装置ＯＳＣ１は、図１に示されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２と、第１のインピーダンスＺ１と、第２のインピーダンスＺ２と、第３のインピーダンスＺ３と、第４のインピーダンスＺ４とを含む。
【００２０】
ここで、実施例１の主要な特徴点は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に関する接続、及び、第１のインピーダンスＺ１に関する接続である。また、第２のインピーダンスＺ２は、後述されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間のインピーダンス（内部インピーダンス）により自ずと存在することから、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間に外付けしなくとも良い。
【００２１】
低電圧で動作することを目的として、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１は、そのエミッタが、接地電位ＧＮＤに直接、接続されており、また、同目的のために、従来と同様に、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２は、そのコレクタが電源電位Ｖｃｃに直接、接続されている。加えて、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース電流を安定化すべく、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベースと第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のエミッタとが接続されており、また、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベースが接続されている。
【００２２】
第１のインピーダンスＺ１は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース間に接続されており、第２のインピーダンスＺ２は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間に接続され、第３のインピーダンスＺ３は、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース及びエミッタ間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び電源電位Ｖｃｃ間に接続されている。
【００２３】
図２は、実施例１の発振装置の等価回路を示したものである。実施例１の発振装置ＯＳＣ１の等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ）は、図２に示されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１の機能を有する、電流（ｇｍ×Ｚ２×ｉ２）を供給する定電流源ＣＣ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２の機能を有する、電流（ｇｍ×Ｚ３×ｉ１）を供給する定電流源ＣＣ２と、第１〜第４のインピーダンスＺ１〜Ｚ４とにより構成される。
【００２４】
図３は、本発明に係る発振装置の実施例１の詳細な等価回路を示したものである。実施例１の発振装置ＯＳＣ１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）は、図３に示されるように、第１のインピーダンスＺ１は、相互に並列接続された水晶振動子Ｘ（インピーダンスｚｘｔ）と抵抗器Ｒ１とにより構成され、第２のインピーダンスＺ２は、相互に並列接続された、抵抗器Ｒ２と、キャパシタＣ２と、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間の内部抵抗Ｒπ及び内部容量Ｃπとから構成され、第３のインピーダンスＺ３は、相互に並列接続された、キャパシタＣ３と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース及びエミッタ間の内部抵抗Ｒπ及び内部容量Ｃπとから構成され、第４のインピーダンスＺ４は、相互に並列接続された、抵抗器Ｒ４とキャパシタＣ４とから構成されている。
【００２５】
発振装置ＯＳＣ１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）に、キルヒホッフの法則を適用すると、電流及び電圧の関係より、（１）式、（２）式、（３）式、及び（４）式が得られる。
【００２６】
【数１】
【００２７】
【数２】
【００２８】
【数３】
【００２９】
【数４】
（１）式〜（４）式を整理すると、（５）式が得られる。
【００３０】
【数５】
（５）式中のＺ１〜Ｚ５は、（６）式で与えられ、（５）式中のｒ２、ｃ２、ｒ４、ｃ４、ｒ５、ｃ５は、（７）式で与えられる。
【００３１】
【数６】
【００３２】
【数７】
水晶振動子Ｘを除く、詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）の回路抵抗をＲｃｉとし、容量性リアクタンスをＣｃｉとすると、（５）式は、（８）式に置き換えることができる。
【００３３】
【数８】
（８）式中のＲｃｉ、Ｃｃｉは、（９）式により与えられ、また、（８）式中のｒａ、ｘａ、ｒｂ、ｘｂ、ｒｓ、ｘｓ、ｒｔ、ｘｔは、（１０）式により与えられる。
【００３４】
【数９】
【００３５】
【数１０】
図４は、実施例１の発振装置の具体的回路を示したものである。図１と図４との比較から明らかなように、具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）では、第１のインピーダンスＺ１は、相互に並列接続された水晶振動子Ｘ及び抵抗器Ｒ１により構成され、第２のインピーダンスＺ２は、「外付け素子」としては存在せず（内部的には存在する。）、第３のインピーダンスＺ３は、キャパシタＣ３により構成され、第４のインピーダンスＺ４は、相互に並列接続された、抵抗器Ｒ４及びキャパシタＣ４により構成されている。なお、キャパシタＣ４は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及びエミッタ間に接続されているものの、交流的には、キャパシタＣｐ（電源−ＧＮＤ間を交流的に短絡する素子）を介して抵抗器Ｒ４と並列接続されていることと等価である。
【００３６】
ここで、キャパシタＣ４は、交流的な動作（発振動作）の意味で必要な素子であり、他方で、抵抗器Ｒ４は、直流的な動作（トランジスタのバイアス設定）の意味で必要な素子である。キャパシタＣｐは、バイパスコンデンサ（パスコン）であり、また、キャパシタＣｃは、カップリングコンデンサである。
【００３７】
図５、図６、図７は、本発明に係る発振装置の実施例１の具体的回路の実験結果を示す。上記した具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）では、水晶振動子Ｘの周波数ｆ＝１０ＭＨｚ、抵抗器Ｒ１＝２０ｋΩ、抵抗器Ｒ４＝２ｋΩ、キャパシタＣ３＝Ｃ４＝２２ｐＦ、Ｃｐ＝Ｃｃ＝０．１μＦの場合、電源電圧Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、１２００Ω（絶対値）であり、具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）の消費電流は、９５０μＡであり、発振信号ＯＳの振幅は、２０００ｍＶｐｐである。即ち、従来の発振装置ＯＳＣ１００と比較すると、従来の発振装置ＯＳＣ１００と同様に、２．０Ｖの低電圧での動作を維持することができ、他方で、従来の発振装置ＯＳＣ１００と異なり、負性抵抗Ｒｂｃｉを６２０Ωから１２００Ωに増大させ、消費電流を１８００μＡから９５０μＡへ減少させ、かつ、発振信号ＯＳの振幅を５６０ｍＶｐｐから２０００ｍＶｐｐに増大させることができる。
【００３８】
発振装置ＯＳＣ１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）は、また、図６に示されるように、電源電位Ｖｃｃが１．５Ｖから３．０Ｖまでの範囲において、発振信号ＯＳの周波数偏差ｄｆ／ｆが５０ｐｐｍ内に抑えられることから、比較的安定的に発振することができる。
【００３９】
発振装置ＯＳＣ１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）では、さらに、その発振信号ＯＳは、図７に示されるように、比較的歪みの少ない正弦波に近い波形が得られる。
【００４０】
《実施例１の変形例》
図８は、実施例１の発振装置の他の具体的回路を示す。図８に図示された他の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）は、図４に図示された具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）と同様な構成を有し、加えて、第２のインピーダンスＺ２として、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間にキャパシタＣ２を有する。
【００４１】
図９、図１０、図１１は、実施例１の発振装置の他の具体的回路の実験結果を示したものである。具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）では、水晶振動子Ｘの周波数ｆ＝１０ＭＨｚ、抵抗器Ｒ１＝４７０ｋΩ、抵抗器Ｒ４＝２ｋΩ、キャパシタＣ３＝Ｃ４＝２２ｐＦ、キャパシタＣ２＝２０ｐＦ、Ｃｐ＝Ｃｃ＝０．１μＦの場合、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、８５０Ω（絶対値）であり、具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）の消費電流は、７００μＡであり、発振信号ＯＳの振幅は、１１００ｍＶｐｐである。即ち、上記した具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）と比較すると、消費電流及び発振信号ＯＳの振幅は、概ね同一であるが、負性抵抗Ｒｂｃｉは、やや劣る。
【００４２】
しかしながら、当該具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）は、図１０に示されるように、発振信号ＯＳの周波数偏差ｄｆ／ｆが、電源電位Ｖｃｃが１．５Ｖから３．０Ｖまでの範囲において、発振信号ＯＳの周波数偏差ｄｆ／ｆを３ｐｐｍ内に抑えられることから、上記の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）に比して、より安定的に発振することができる。
【００４３】
当該具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）では、加えて、その発振信号ＯＳは、図１１に示されるように、図７に示される具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）に比して、より歪みの少ない正弦波にほぼ等しい波形が得られる。
【００４４】
《実施例２》
図１２は、本発明に係る発振装置の実施例２の構成を示したものである。実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａは、図１２に示されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２と、第１のインピーダンスＺ１と、第２のインピーダンスＺ２と、第３のインピーダンスＺ３と、第４のインピーダンスＺ４と、第５のインピーダンスＺ５とを含む。ここで、実施例２Ａの発振装置ＯＳＣ２の主要な特徴点は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に関する接続、及び、第３のインピーダンスＺ３に関する接続である。
【００４５】
実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａでは、実施例１の発振装置ＯＳＣ１と同様に、低電圧で動作することを目的として、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１は、そのエミッタが、接地電位ＧＮＤに直接、接続されており、また、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２は、そのコレクタが電源電位Ｖｃｃに直接、接続されている。更に、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース電流を安定化すべく、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベースと第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のエミッタとが接続されており、また、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベースが、実質的に接続されている。
【００４６】
第１〜第５のインピーダンスＺ１〜Ｚ５については、第１のインピーダンスＺ１は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及びベース間に接続されており、第２のインピーダンスＺ２は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間に接続されており、第３のインピーダンスＺ３は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び電源電位Ｖｃｃ間に接続されており、第５のインピーダンスＺ５は、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース及びエミッタ間に接続されている。
【００４７】
図１３は、本発明に係る発振装置の実施例２の等価回路を示したものである。実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａの等価回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｑ）は、図１３に示されるように、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１の機能を有する、電流（ｇｍ×Ｚ２×ｉ２）を供給する定電流源ＣＣ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２の機能を有する、電流（ｇｍ×Ｚ３×ｉ５）を供給する定電流源ＣＣ２と、水晶振動子Ｘからなる第１のインピーダンスＺ１と、相互に並列接続された、キャパシタＣ２と第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及びエミッタ間の内部抵抗Ｒπ及び内部容量Ｃπとからなる第２のインピーダンスＺ２と、抵抗器Ｒ３からなる第３のインピーダンスＺ３と、相互に並列接続されたキャパシタＣ４及び抵抗器Ｒ４からなる第４のインピーダンスＺ４と、相互に並列接続された、キャパシタＣ５と第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース及びエミッタ間の内部抵抗Ｒπ及び内部容量Ｃπとからなる第５のインピーダンスＺ５とにより表される。
【００４８】
実施例２の等価回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｑ）に、キルヒホッフの法則を適用すると、電流及び電圧の関係より、（１１）式〜（１５）式が得られる。
【００４９】
【数１１】
【００５０】
【数１２】
【００５１】
【数１３】
【００５２】
【数１４】
【００５３】
【数１５】
上記の（１１）式〜（１５）式を整理すると、（１６）式が得られる。
【００５４】
【数１６】
（１６）式中のＺ１〜Ｚ５は、上記した（６）式で与えられ、（１５）式中のｒ２、ｃ２、ｒ４、ｃ４、ｒ５、ｃ５は、上記した（７）式で与えられる。
【００５５】
等価回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｑ）の回路抵抗Ｒｃｉ、容量性リアクタンスＣｃｉを用いると、（１６）式は、（１７）式に置き換えることができる。
【００５６】
【数１７】
（１７）式中のＲｃｉ、Ｃｃｉは、（１８）式により与えられ、また、（１７）式中のｒａ、ｘａ、ｒｂ、ｘｂ、ｒｓ、ｘｓ、ｒｔ、ｘｔは、（１９）式により与えられる。
【００５７】
【数１８】
【００５８】
【数１９】
図１４は、本発明に係る発振装置の実施例２の具体的回路を示したものである。発振装置ＯＳＣ２Ａの具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）では、図１４に示されるように、第１のインピーダンスＺ１は、水晶振動子Ｘから構成され、第２のインピーダンスＺ２は、キャパシタＣ２から構成され、第３のインピーダンスＺ３は、抵抗器Ｒ３から構成され、第４のインピーダンスＺ４は、交流的に相互に並列接続された、抵抗器Ｒ４及びキャパシタＣ４から構成され、第５のインピーダンスＺ５は、キャパシタＣ５から構成されている。
【００５９】
ここで、キャパシタＣ４は、交流的な動作（発振動作）の意味で必要な素子であり、他方で、抵抗器Ｒ４は、直流的な動作（トランジスタのバイアス設定）の意味で必要な素子である。
【００６０】
図１５、図１６、図１７は、実施例２の発振装置の具体的回路の実験結果を示したものである。上記した発振装置ＯＳＣ２Ａの具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）では、水晶振動子Ｘの周波数ｆ＝１０ＭＨｚ、抵抗器Ｒ３＝１００ｋΩ、抵抗器Ｒ４＝１２ｋΩ、キャパシタＣ３＝Ｃ４＝２２ｐＦ、Ｃ５＝０ｐＦ、Ｃｐ＝０．１μＦ、Ｃｃ＝３３μＦの場合、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、６００Ω（絶対値）であり、具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）の消費電流は、２００μＡであり、発振信号ＯＳの振幅は、１０００ｍＶｐｐである。即ち、従来の発振装置ＯＳＣ１００と比較すると、従来の発振装置ＯＳＣ１００と同様に、２．０Ｖの低電圧での動作を維持し、かつ、負性抵抗Ｒｂｃｉを発振可能な程度の値に維持することができ、他方で、従来の発振装置ＯＳＣ１００と異なり、消費電流を１８００μＡから２００μＡへ減少させ、かつ、発振信号ＯＳの振幅を５６０ｍＶｐｐから１０００ｍＶｐｐに増大させることができる。
【００６１】
発振装置ＯＳＣ２Ａの具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）は、また、図１６に示されるように、電源電位Ｖｃｃが１．５Ｖから３．０Ｖまでの範囲において、発振信号ＯＳの周波数偏差を５ｐｐｍ内に抑えられることから、極めて安定的に発振することができる。
【００６２】
発振装置ＯＳＣ２Ａの具体的回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｍｂ）では、さらに、その発振信号ＯＳは、図１７に示されるように、歪みの少ない正弦波にほぼ等しい波形が得られる。
【００６３】
《実施例２の変形例》
図１８は、本発明に係る発振装置の実施例２の変形例の構成を示し、図１９は、その等価回路を示し、図２０は、その具体的回路を示したものである。実施例２の変形例の発振装置ＯＳＣ２Ｂは、図１８、図１９に示されるように、実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａと同様に、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２と、第１のインピーダンスＺ１と、第２のインピーダンスＺ２と、第３のインピーダンスＺ３と、第４のインピーダンスＺ４と、第５のインピーダンスＺ５とを含む。
【００６４】
変形例の発振装置ＯＳＣ２Ｂでは、図１２と図１８との比較、図１３と図１９との比較、及び図１４と図２０との比較から明らかなように、第１、第２、第４、第５のインピーダンスＺ１、Ｚ２、Ｚ４、Ｚ５は、発振装置ＯＳＣ２Ａのそれらと同様な位置に接続されており、他方で、第３のインピーダンスＺ３は、実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａのそれと挿入位置のみが異なり、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のベース間に代えて、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース及び第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２のエミッタ間に接続されている。
【００６５】
変形例の等価回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｑ）の回路抵抗Ｒｃｉ、容量性リアクタンスＣｃｉは、実施例２の等価回路ＯＳＣ２Ａ（ｅｑ）と同様に、（１８）式により表わされる。
【００６６】
図２１、図２２、図２３は、本発明に係る発振装置の実施例２の変形例の具体的回路の実験結果を示す。上記した発振装置ＯＳＣ２Ｂの具体的回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｍｂ）では、水晶振動子Ｘの周波数ｆ＝１０ＭＨｚ、抵抗器Ｒ３＝１００ｋΩ、抵抗器Ｒ４＝１２ｋΩ、キャパシタＣ３＝Ｃ４＝２２ｐＦ、Ｃ５＝０ｐＦ、Ｃｐ＝０．１μＦ、Ｃｃ＝３３μＦの場合、電源電位Ｖｃｃ＝２．０Ｖのとき、負性抵抗Ｒｂｃｉは、２５０Ω（絶対値）であり、具体的回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｍｂ）の消費電流は、１００μＡであり、発振信号ＯＳの振幅は、１０００ｍＶｐｐである。即ち、従来の発振装置ＯＳＣ１００と比較すると、従来の発振装置ＯＳＣ１００と同様に、２．０Ｖの低電圧での動作を維持し、かつ、負性抵抗Ｒｂｃｉを発振可能な程度の値に維持することができ、他方で、従来の発振装置ＯＳＣ１００と異なり、消費電流を１８００μＡから１００μＡへ減少させ、かつ、発振信号ＯＳの振幅を５６０ｍＶｐｐから１０００ｍＶｐｐに増大させることができる。
【００６７】
発振装置ＯＳＣ２Ｂの具体的回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｍｂ）は、また、図２２に示されるように、電源電位Ｖｃｃが２Ｖから３．０Ｖまでの範囲において、発振信号ＯＳの周波数偏差を３ｐｐｍ内に抑えられることから、極めて安定的に発振することができる。
【００６８】
発振装置ＯＳＣ２Ｂの具体的回路ＯＳＣ２Ｂ（ｅｍｂ）では、さらに、その発振信号ＯＳは、図２３に示されるように、比較的歪みの少ないほぼ正弦波に近い波形が得られる。
【００６９】
《実施例１、２の他の変形例》
実施例１、２の発振装置の他の変形例について説明する。
【００７０】
〈実施例１の他の変形例〉
図２４〜図２７に示されるように、実施例１の他の変形例の発振装置ＯＳＣ１ｐ（１）、ＯＳＣ１ｐ（２）、及び、実施例２の他の変形例の発振装置ＯＳＣ２ｐ（１）、ＯＳＣ２ｐ（２）は、実施例１、２の発振装置ＯＳＣ１、ＯＳＣ２Ａ、ＯＳＣ２Ｂに用いられているＮＰＮ型トランジスタに代えて、ＰＮＰ型トランジスタを用いている。
【００７１】
より詳細には、発振装置ＯＳＣ１ｐ（１）は、図２４に示されるように、実施例１の発振装置ＯＳＣ１と異なり、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に代わる第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２に代わる第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４とを有する。
【００７２】
低電圧での動作を可能にすべく、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３は、そのエミッタが、電源電位Ｖｃｃに接続されており、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４は、そのコレクタが接地電位ＧＮＤに接続されている。加えて、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース電流を安定化すべく、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベースと第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のエミッタとが接続されており、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタと第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベースが実質的に接続されている。
【００７３】
また、発振装置ＯＳＣ１ｐ（１）は、実施例１の発振装置ＯＳＣ１と同様に、第１のインピーダンスＺ１（抵抗器Ｒ１と水晶振動子Ｘ）、第３のインピーダンスＺ３（キャパシタＣ３）と、第４のインピーダンスＺ４（抵抗器Ｒ４）とを有する。
【００７４】
第１のインピーダンスＺ１は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース間に接続されており、第３のインピーダンスＺ３は、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース及びエミッタ間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び接地電位ＧＮＤ間に接続されている。なお、図２５に示されるように、図８に図示された実施例１の変形例ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）と同様に、第２のインピーダンスＺ２として、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベース及び接地電位ＧＮＤ間にキャパシタＣ２が接続されていてもよい。
【００７５】
〈実施例２の他の変形例〉
また、実施例２の変形例の発振装置ＯＳＣ２ｐ（１）は、図２６に示されるように、実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａと異なり、第１のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に代わる第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３と、第２のＮＰＮ型トランジスタＴＲ２に代わる第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４とを有する。
【００７６】
低電圧での動作を可能にすべく、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３は、そのエミッタが、電源電位Ｖｃｃに接続されており、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４は、そのコレクタが接地電位ＧＮＤに接続されている。加えて、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース電流を安定化すべく、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベースと第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のエミッタとが接続されており、また、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベースが実質的に接続されている。
【００７７】
また、発振装置ＯＳＣ２ｐ（１）は、実施例２の発振装置ＯＳＣ２Ａと同様に、第１のインピーダンスＺ１（水晶振動子Ｘ）、第２のインピーダンスＺ２（キャパシタＣ２）と、第３のインピーダンスＺ３（抵抗器Ｒ３）と、第４のインピーダンスＺ４（抵抗器Ｒ４とキャパシタＣ４）と、第５のインピーダンスＺ５（キャパシタＣ５）とを有する。
【００７８】
第１のインピーダンスＺ１は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及びベース間に接続されており、第２のインピーダンスＺ２は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベース及び接地電位ＧＮＤ間に接続されており、第３のインピーダンスＺ３は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び接地電位ＧＮＤ間に接続されており、第５のインピーダンスＺ５は、第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のエミッタ及びベース間に接続されている。
【００７９】
なお、図２７に示されるように、図１８に図示された実施例２の変形例の発振装置ＯＳＣ２Ｂと同様に、第３のインピーダンスＺ３は、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のコレクタ及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のベース間に代えて、第３のＰＮＰ型トランジスタＴＲ３のベース及び第４のＰＮＰ型トランジスタＴＲ４のエミッタ間に接続されても良い。
【００８０】
上記したような構成を有する発振装置ＯＳＣ１ｐ（１）、ＯＳＣ１ｐ（２）、ＯＳＣ２ｐ（１）、ＯＳＣ２ｐ（２）によっても、上記した実施例１、実施例２の発振装置ＯＳＣ１、ＯＳＣ２Ａ、ＯＳＣ２Ｂと同様な効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】実施例１の発振装置の構成を示す図。
【図２】実施例１の発振装置の等価回路を示す図。
【図３】実施例１の発振装置の詳細な等価回路を示す図。
【図４】実施例１の発振装置の具体的回路を示す図。
【図５】実施例１の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その１）。
【図６】実施例１の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その２）。
【図７】実施例１の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その３）。
【図８】実施例１の発振装置の他の具体的回路を示す図。
【図９】実施例１の発振装置の他の具体的回路の実験結果を示す図（その１）。
【図１０】実施例１の発振装置の他の具体的回路の実験結果を示す図（その２）。
【図１１】実施例１の発振装置の他の具体的回路の実験結果を示す図（その３）。
【図１２】実施例２の発振装置の構成を示す図。
【図１３】実施例２の発振装置の等価回路を示す図。
【図１４】実施例２の発振装置の具体的回路を示す図。
【図１５】実施例２の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その１）。
【図１６】実施例２の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その２）。
【図１７】実施例２の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その３）。
【図１８】実施例２の変形例の発振装置の構成を示す図。
【図１９】実施例２の変形例の発振装置の等価回路を示す図。
【図２０】実施例２の変形例の発振装置の具体的回路を示す図。
【図２１】実施例２の変形例の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その１）。
【図２２】実施例２の変形例の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その２）。
【図２３】実施例２の変形例の発振装置の具体的回路の実験結果を示す図（その３）。
【図２４】実施例１の他の変形例の発振装置の構成を示す図（その１）。
【図２５】実施例１の他の変形例の発振装置の構成を示す図（その２）。
【図２６】実施例２の他の変形例の発振装置の構成を示す図（その１）。
【図２７】実施例２の他の変形例の発振装置の構成を示す図（その２）。
【図２８】従来の発振装置の構成を示す図。
【図２９】従来の発振装置の負性抵抗を示す図。
【図３０】従来の発振装置の消費電流を示す図。
【図３１】従来の発振装置の発振信号の振幅を示す図。
【符号の説明】
【００８２】
ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）…具体的回路、ＴＲ１…第１のＮＰＮ型トランジスタ、ＴＲ２…第２のＮＰＮ型トランジスタ、Ｘ…水晶振動子、Ｒ１…第１の抵抗器、Ｃ３、Ｃ４…キャパシタ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタと、
水晶振動子と、
第１の抵抗器と、
第１のキャパシタと、
第２のキャパシタと、を含み、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、接地電位に接続され、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、電源電位に接続され、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子及び前記第１の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間で相互に並列接続され、
前記第１のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第２のキャパシタは、前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されていることを特徴とする発振装置。
【請求項２】
第３のキャパシタを更に含み、
前記第３のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されていることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
【請求項３】
第２の抵抗器を更に含み、
前記第２の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されていることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
【請求項４】
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタと、
水晶振動子と、
第１の抵抗器と、
第１のキャパシタと、
第２のキャパシタと、を含み、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、電源電位に接続され、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、接地電位に接続され、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びコレクタ間に接続され、
前記第１の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間に、又は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ間に接続され、
前記第１のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第２のキャパシタは、前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されていることを特徴とする発振装置。
【請求項５】
第２の抵抗器を更に含み、
前記第２の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されていることを特徴とする請求項４記載の発振装置。
【請求項１】
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタと、
水晶振動子と、
第１の抵抗器と、
第１のキャパシタと、
第２のキャパシタと、を含み、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、接地電位に接続され、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、電源電位に接続され、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子及び前記第１の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間で相互に並列接続され、
前記第１のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第２のキャパシタは、前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されていることを特徴とする発振装置。
【請求項２】
第３のキャパシタを更に含み、
前記第３のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されていることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
【請求項３】
第２の抵抗器を更に含み、
前記第２の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されていることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
【請求項４】
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタと、
水晶振動子と、
第１の抵抗器と、
第１のキャパシタと、
第２のキャパシタと、を含み、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタが、電源電位に接続され、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタが、接地電位に接続され、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びコレクタ間に接続され、
前記第１の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース間に、又は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及び前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ間に接続され、
前記第１のキャパシタは、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第２のキャパシタは、前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されていることを特徴とする発振装置。
【請求項５】
第２の抵抗器を更に含み、
前記第２の抵抗器は、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されていることを特徴とする請求項４記載の発振装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【公開番号】特開２００８−９２４０１（Ｐ２００８−９２４０１Ａ）
【公開日】平成２０年４月１７日（２００８．４．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２７２６３９（Ｐ２００６−２７２６３９）
【出願日】平成１８年１０月４日（２００６．１０．４）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年４月１７日（２００８．４．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１０月４日（２００６．１０．４）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
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