自動ステップ可変減衰器および無線通信装置
【課題】動作を開始してから最終的なステップ減衰値が確定するまでの時間を短縮できる自動ステップ可変減衰器および無線通信装置を提供する。
【解決手段】電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器１２２と、電波信号の受信信号の入力に対してステップ可変減衰器１２２と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器１２１と、検波器１２１による強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部１２４とを有する。
【解決手段】電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器１２２と、電波信号の受信信号の入力に対してステップ可変減衰器１２２と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器１２１と、検波器１２１による強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部１２４とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本技術は、無線通信機やテレビジョン（ＴＶ）システムの受信機におけるフロントエンド部に適用可能な自動ステップ可変減衰器およびこれを適用した無線通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機においては幅広いレンジのＲＦ受信信号を受信可能とするため、可変利得機能を備えている。
通常、そのレンジをできるだけ大きくとることができるようにするためには可変機能を一つの素子に集約させず、複数の素子に分散させることが多い。
【０００３】
可変利得機能素子としては、主に１倍以上の利得を持っているか否かで可変利得増幅器と可変減衰器に大別される。
特に、後者は主に抵抗やスイッチなどのパッシブ素子で構成できることから通常線形性が高く、受信機のフロントエンドに実装することにより過大なＲＦ受信信号が入力されたときに信号を劣化させずに可変利得機能が得られる。
【０００４】
たとえば受信機信号経路において、３つの可変利得機能を持つ素子を備えたＬｏｗ-ＩＦ型無線受信機が知られている。この場合、自動ステップ可変減衰器、低雑音可変利得増幅器、ＩＦ可変利得増幅器が可変利得機能素子に当たる。
この主の技術として、受信機のフロントエンド部に自動ステップ可変減衰器を実装した自動利得制御回路が知られている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００-２８６６５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述した公知例では、自動ステップ可変機能を実現するために検波器をステップ減衰器の後段に実装するフィードバック系である。
フィードバック系は検波器が動作する信号ダイナミックレンジが小さくて済むという長所がある。
【０００７】
しかし、自律的に動作する回路においては、ステップが切り替わる度に検波器へのＲＦ信号入力が変化するため、出力が安定するまでの時間が必要となり、動作を開始してから最終的なステップ減衰値が確定するまでの時間が長くなる傾向にある。
たとえば地上アナログＴＶ受信機に上記システムを利用する場合、受信機チャネル設定期間（この間は後段の受信機および復調器が利得設定などの初期設定を行うためＴＶ画像への出力がない）に自動ステップ減衰器の減衰値が確定している必要がある。
チャネル設定完了後にステップ減衰器が切り替わると、画像にノイズが入るため好ましくない。
【０００８】
本技術は、動作を開始してから最終的なステップ減衰値が確定するまでの時間を短縮できる自動ステップ可変減衰器および無線通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本技術の第１の観点の自動ステップ可変減衰器は、電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器と、電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部とを有する。
【００１０】
本技術の第２の観点の無線通信装置は、電波信号の受信信号をステップ状に減衰させる自動ステップ可変減衰器と、上記自動ステップ可変減衰器から出力された受信信号を所定の利得をもって増幅する低雑音増幅器と、を有し、上記自動ステップ可変減衰器は、電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器と、電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と、を含む。
【発明の効果】
【００１１】
本技術によれば、動作を開始してから最終的なステップ減衰値が確定するまでの時間を短縮できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本実施形態に係る自動ステップ可変減衰器を採用した無線通信装置の構成例を示す図である。
【図２】本実施形態に係る自動ステップ可変減衰器の構成例を示す図である。
【図３】本実施形態に係る検波器の入出力特性を示す図である。
【図４】本実施形態に係るステップ可変減衰器の構成例を示す回路図である。
【図５】図４のステップ可変減衰器の制御信号と減衰領域の対応の一例を示す図である。
【図６】検波器の出力電圧によりヒステリシスコンパレータ部の各コンパレータの閾値が変化する様子を示す図である。
【図７】上側（高レベル側）閾値シフト機能を有する場合であって、検波器の出力電圧によりヒステリシスコンパレータ部の各コンパレータの閾値が変化する様子を示す図である。
【図８】上側（高レベル側）閾値シフト機能が必要となる場合を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本技術の実施形態を図面に関連付けて説明する。
なお、説明は以下の順序で行う。
１．無線通信装置の構成例
２．自動ステップ可変減衰器の構成例
２．１ 検波器の構成例
２．２ ステップ可変減衰器の構成例
２．３ 基準電圧発生部の構成例
２．４ ヒステリシスコンパレータ部の構成例
２．５ 上側（高レベル側）閾値シフト機能部の構成例
【００１４】
＜１．無線通信装置の構成例＞
図１は、本実施形態に係る自動ステップ可変減衰器を採用した無線通信装置の構成例を示す図である。
【００１５】
図１の無線通信装置１０は、一例として無線受信機であるＬｏｗ−ＩＦ型チューナのフロントエンド部の構成例を示している。
無線通信装置１０は、図１に示すように、アンテナ１１、自動ステップ可変減衰器１２、レジスタ設定部１３、低雑音可変増幅器（ＬＮＡ）１４、およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５−１〜１５−ｎ（図１ではｎ＝３）を有する。
無線通信装置１０は、ローカル（局部）発振器１６、分周器１７、ミキサ１８−１，１８−２、ポリフェーズフィルタ１９、およびＩＦ可変利得増幅器２０を有する。
【００１６】
無線通信装置１０は、自動ステップ可変減衰器１２，低雑音可変増幅器１４、およびＩＦ可変利得増幅器２０の３つの可変利得機能素子を含んで構成されている。
無線通信装置１０は、３つの可変利得素子により、たとえば合計８０ｄＢ以上の可変利得ダイナミックレンジを持ち、広範囲なレンジの入力信号レベルに対して最適な出力レベルを維持することができる。
また、無線通信装置１０は、入力部にパッシブ素子で構成されている自動ステップ可変減衰器１２が実装されている。これにより、大きな妨害波が入力される際には歪を発生させることなく、歪を発生し易いアクテイブ素子から構成されている低雑音可変増幅器１４への信号を低減させることができる。
【００１７】
自動ステップ可変減衰器１２は、受信信号電力および妨害波電力に応じた最適な減衰量を自動的に選択し、選択した減衰量をもって、アンテナ１１で受信した無線受信信号（ＲＦ信号）を減衰させ、その減衰信号Ｓ１２を低雑音可変増幅器１４に出力する。
自動ステップ可変減衰器１２は、受信初期設定後も完全に減衰量を固定せず、受信処理設定（チャネル切替など）後は、閾値を切り替えて受信動作中の不要なステップ切替動作を防止する機能を有している。
自動ステップ可変減衰器１２は、レジスタ設定部１３に設定される受信装置チャネル設定完了信号に応じた上側閾値シフト信号Ｓ１３に応答して、上側（高レベル側）閾値をシフトする機能を有する。なお、受信装置チャネル設定完了信号は外部の制御系により供給される。
この自動ステップ可変減衰器１２の具体的な構成および機能については後で詳述する。
【００１８】
低雑音可変増幅器１４は、自動ステップ可変減衰器１２の出力信号Ｓ１２を所定の利得をもって増幅し、増幅した信号Ｓ１４をＢＰＦ１５−１〜１５−ｎ（図１ではｎ＝３）に出力する。
【００１９】
ＢＰＦ１５−１〜１５−ｎは、低雑音可変増幅器１４の出力信号Ｓ１４からそれぞれ所定周波数帯域の信号を抽出してミキサ１８−１，１８−２に出力する。
【００２０】
ミキサ１８−１，１８−２は、ＢＰＦ１５（−１〜ｎ）の出力受信信号とローカル発振器１６の発振信号を分周器１７で分周した信号とをミキシングして、中間周波信号（ＩＦ信号）を生成、生成したＩＦ信号をポリフェーズフィルタ１９に出力する。
【００２１】
ポリフェーズフィルタ１９は、ＩＦ信号の不要な成分を除去し、ＩＦ可変利得増幅器２０に出力する。
ＩＦ可変利得増幅器２０は、ＩＦ信号を所定の利得をもって増幅する。
【００２２】
＜２．自動ステップ可変減衰器の構成例＞
次に、自動ステップ可変減衰器１２の具体的な構成および機能について詳述する。
図２は、本実施形態に係る自動ステップ可変減衰器の構成例を示す図である。
【００２３】
自動ステップ可変減衰器１２は、図２に示すように、検波器１２１、ステップ可変減衰器１２２、基準電圧発生部１２３、ヒステリシスコンパレータ部１２４、および上側（高レベル側）閾値シフト機能部１２５を含んで構成されている。
【００２４】
＜２．１ 検波器の構成例＞
検波器１２１は、電波受信信号（ＲＦ信号）の入力に対してステップ可変減衰器１２２と並列に配置され（ステップ可変減衰器１２２の前段に配置され）、入力したＲＦ信号（電波信号）の電力を電圧などのその強度を示す強度信号に変換する。
検波器１２１は、変換した信号Ｓ１２１をヒステリシスコンパレータ部１２４に出力する。
検波器１２１は、抵抗素子Ｒ１およびキャパシタＣ１の時定数に応じた電圧信号（強度信号）Ｓ１２１を生成する。
【００２５】
図３は、本実施形態に係る検波器の入出力特性を示す図である。
図３において、横軸がＲＦ入力電力［ｄＢｍ］を、縦軸が検波器１２１の出力電圧（Ｖ）をそれぞれ表している。
【００２６】
図３に示すように、検波器１２１からは、ＲＦ信号の電力に応じて単調増加で電圧信号Ｓ１２１が出力される。
検波器１２１の出力は、ＲＦ信号印加前はほぼ０Ｖの出力となり、ＲＦ信号が入力された瞬間から内蔵の時定数により出力電圧が増加していく動作となる。
本実施形態ではフィードバック系ではないため、検波器に入力されるＲＦ信号がステップ状に変化することはない。
検波器１２１の時定数は、ステップ可変減衰器１２２の適切な減衰値を設定する動作が全て受信機チャネル設定期間に完了するように適切な値に選択されている。
【００２７】
＜２．２ ステップ可変減衰器の構成例＞
ステップ可変減衰器１２２は、ヒステリシスコンパレータ部１２４によりフィードフォワード系信号として供給される制御信号ＣＴＬに応じて、ＲＦ信号（受信信号）をステップ状に減衰させる。
本実施形態のステップ可変減衰器１２２は、一例として５ｄＢごとに５段階に切り替える可変減衰器として形成されている。
ステップ可変減衰器１２２は、制御信号ＣＴＬに応じて減衰値として０ｄＢを基準として５ｄＢ，１０ｄＢ，１５ｄＢ，２０ｄＢの５ｄＢごとに５段階に切り替える。
ステップ可変減衰器１２２は、制御端子Ｔ１〜Ｔ４を有する。
４つの制御端子Ｔ１〜Ｔ４が配置されているのは、一例としてヒステリシスコンパレータ部１２４による制御信号ＣＴＬが４つ（４ビット）の信号Ｖｃ１〜Ｖｃ４を含むからである。
制御端子Ｔ１に制御信号Ｖｃ１が供給され、制御端子Ｔ２に制御信号Ｖｃ２が供給され、制御端子Ｔ３に制御信号Ｖｃ３が供給され、制御端子Ｔ４に制御信号Ｖｃ４が供給される。
【００２８】
図４は、本実施形態に係るステップ可変減衰器の構成例を示す回路図である。
図４のステップ可変減衰器１２２は、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１４、抵抗素子Ｒｓ１１、Ｒｓ１２、Ｒｓ２１、Ｒｓ２２、Ｒｓ３１、Ｒｓ３２、Ｒｓ４１、Ｒｓ４２、およびノードＮＤ１１，ＮＤ１２を有する。
ステップ可変減衰器１２２は、ｎチャネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）により形成されたスイッチトランジスタＳＴ１１〜ＳＴ１４、スイッチトランジスタＳｓ１１、Ｓｓ１２、Ｓｓ２１、Ｓｓ２２、Ｓｓ３１、Ｓｓ３２、Ｓｓ４１、Ｓｓ４２を有する。
ステップ可変減衰器１２２は、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ８、ＲＦ信号の入力端子ＴＩ、ＲＦ信号の出力端子ＴＯを有する。
【００２９】
制御端子Ｔ１に対してインバータＩＮＶ１およびＩＮＶ５が直列に接続され、制御端子Ｔ２に対してインバータＩＮＶ２およびＩＮＶ６が直列に接続されている。制御端子Ｔ３に対してインバータＩＮＶ３およびＩＮＶ７が直列に接続され、制御端子Ｔ４に対してインバータＩＮＶ４およびＩＮＶ８が直列に接続されている。
ノードＮＤ１１が入力端子ＴＩに接続され、ノードＮＤ１２が出力端子ＴＯに接続されている。そして、抵抗素子Ｒ１１の一端がノードＮＤ１１に接続され、他端がノードＮＤ１２に接続されている。
スイッチトランジスタＳＴ１１のドレインがノードＮＤ１１に接続され、ソースがノードＮＤ１２に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ５の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒ１２の一端がノードＮＤ１１に接続され、他端がスイッチトランジスタＳＴ１２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳＴ１２のソースがノードＮＤ１２に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ６の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒ１３の一端がノードＮＤ１１に接続され、他端がスイッチトランジスタＳＴ１３のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳＴ１３のソースがノードＮＤ１２に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ７の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒ１４の一端がノードＮＤ１１に接続され、他端がスイッチトランジスタＳＴ１４のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳＴ１４のソースがノードＮＤ１２に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ８の出力に接続されている。
【００３０】
抵抗素子Ｒｓ１１の一端がノードＮＤ１１および入力端子ＴＩに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ１１のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ１１のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ１の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ１２の一端がノードＮＤ１２および出力端子ＴＯに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ１２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ１２のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ１の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ２１の一端がノードＮＤ１１および入力端子ＴＩに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ２１のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ２１のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ２の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ２２の一端がノードＮＤ１２および出力端子ＴＯに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ２２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ２２のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ２の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ３１の一端がノードＮＤ１１および入力端子ＴＩに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ３１のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ３１のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ３の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ３２の一端がノードＮＤ１２および出力端子ＴＯに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ３２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ３２のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ３の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ４１の一端がノードＮＤ１１および入力端子ＴＩに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ４１のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ４１のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ４の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ４２の一端がノードＮＤ１２および出力端子ＴＯに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ４２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ４２のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ４の出力に接続されている。
【００３１】
図４のステップ可変減衰器１２２は、いわゆるπ型の抵抗減衰器を構成し、どの状態でも入力インピーダンスが一定となり、かつ５ｄＢステップの減衰量が得られるよう適切な抵抗値が選ばれている。
【００３２】
図５は、図４のステップ可変減衰器の制御信号と減衰領域の対応の一例を示す図である。
図５において、Ｈはスイッチングトランジスタが導通（オン）するハイレベル（論理１）を示し、Ｌはスイッチングトランジスタが非導通（オフ）となるローレベル（論理０）を示している。本実施形態においては、Ｈレベルは第１のレベルに相当し、Ｌレベルは第２のレベルに相当する。
【００３３】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｈ，Ｈ，Ｈ，Ｈ）である場合、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ５〜ＩＮＶ８の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳＴ１１（ＳＴ１２〜ＳＴ１４）がオンとなり、スイッチトランジスタＳｓ１１〜Ｓｓ４２がオフとなる。
この場合、スイッチトランジスタＳＴ１１により入力端子ＴＩと出力端子ＴＯが接続されるバイパス状態となり、減衰値は０ｄＢである。
【００３４】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｌ，Ｈ，Ｈ，Ｈ）である場合、インバータＩＮＶ２〜ＩＮＶ４，ＩＮＶ５の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ６〜ＩＮＶ８の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳＴ１２〜ＳＴ１４、Ｓｓ１１，Ｓｓ１２がオンとなり、スイッチトランジスタＳＴ１１，Ｓｓ２１〜Ｓｓ４２がオフとなる。
この場合、抵抗素子Ｒ１２〜Ｒ１４、Ｒｓ１１，Ｒｓ１２がπ型の抵抗減衰器を形成し、減衰値は５ｄＢとなる。
【００３５】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｌ，Ｌ，Ｈ，Ｈ）である場合、次のようになる。
この場合、インバータＩＮＶ３，ＩＮＶ４，ＩＮＶ５，ＩＮＶ６の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ７，ＩＮＶ８の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳＴ１３，ＳＴ１４、Ｓｓ１１，Ｓｓ１２、Ｓｓ２１，Ｓｓ２２がオンとなり、スイッチトランジスタＳＴ１１，ＳＴ１２、Ｓｓ３１〜Ｓｓ４２がオフとなる。
この場合、抵抗素子Ｒ１３，Ｒ１４、Ｒｓ１１，Ｒｓ１２、Ｒｓ２１，Ｒｓ２２がπ型の抵抗減衰器を形成し、減衰値は１０Ｂとなる。
【００３６】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｈ）である場合、次のようになる。
この場合、インバータＩＮＶ４，ＩＮＶ５，ＩＮＶ６、ＩＮＶ７の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３，ＩＮＶ８の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳＴ１４、Ｓｓ１１，Ｓｓ１２、Ｓｓ２１，Ｓｓ２２、Ｓｓ３１、Ｓｓ３２がオンとなり、スイッチトランジスタＳＴ１１，ＳＴ１２，ＳＴ１３、Ｓｓ４１、Ｓｓ４２がオフとなる。
この場合、抵抗素子Ｒ１４、Ｒｓ１１，Ｒｓ１２、Ｒｓ２１，Ｒｓ２２、Ｒｓ３１，Ｒｓ３２がπ型の抵抗減衰器を形成し、減衰値は１５Ｂとなる。
【００３７】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｌ）である場合、次のようになる。
この場合、インバータＩＮＶ５，ＩＮＶ６，ＩＮＶ７、ＩＮＶ８の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３，ＩＮＶ４の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳｓ１１，Ｓｓ１２、Ｓｓ２１，Ｓｓ２２、Ｓｓ３１、Ｓｓ３２、Ｓｓ４１，Ｓｓ４２がオンとなり、スイッチトランジスタＳＴ１１，ＳＴ１２，ＳＴ１３、ＳＴ１４がオフとなる。
この場合、抵抗素子Ｒｓ１１，Ｒｓ１２、Ｒｓ２１，Ｒｓ２２、Ｒｓ３１，Ｒｓ３２、Ｒｓ４１，Ｒｓ４２がπ型の抵抗減衰器を形成し、減衰値は２０Ｂとなる。
【００３８】
このように、図４のステップ可変減衰器１２２は、図５に示す５状態をもつ動作をする。
ステップ可変減衰器１２２においては、過剰な大きさのＲＦ入力信号がシステムに入力された場合にもステップ可変範囲内においては５ｄＢ以内の範囲で次段の低雑音可変増幅器に出力される信号レベルが調節されることになる。
【００３９】
＜２．３ 基準電圧発生部の構成例＞
基準電圧発生部１２３は、ヒステリシスコンパレータ部１２４に比較用電圧を与えるための基準電圧である閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ５を生成する。
基準電圧発生部１２３は、図２に示すように、電源側に接続された電流源Ｉ２１、電流源Ｉ２１と基準電位ＶＳＳ（接地電位ＧＮＤ）間に直列に接続された抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２６、およびノードＮＤ２１〜ＮＤ２６を有する。
基準電圧発生部１２３において、抵抗素子Ｒ２１と抵抗素子Ｒ２２との接続点によりノードＮＤ２１が形成され、抵抗素子Ｒ２２と抵抗素子Ｒ２３との接続点によりノードＮＤ２２が形成されている。
抵抗素子Ｒ２３と抵抗素子Ｒ２４との接続点によりノードＮＤ２３が形成され、抵抗素子Ｒ２４と抵抗素子Ｒ２５との接続点によりノードＮＤ２４が形成されている。
抵抗素子Ｒ２５と抵抗素子Ｒ２６との接続点によりノードＮＤ２５が形成され、抵抗素子Ｒ２６と電流源Ｉ２１との接続点によりノードＮＤ２６が形成されている。
【００４０】
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２２にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ）である第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２３にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２４にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２５にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２６にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより２０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋２０ｄＢ）である第５の閾値電圧Ｖｔｈ５を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２１にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ−５ｄＢ）である第０の閾値電圧Ｖｔｈ０を発生する。
【００４１】
基準電圧発生部１２３は、発生した第０〜第５の閾値電圧Ｖｔｈ０〜Ｖｔｈ５を、上側閾値シフト機能部１２５を介してヒステリシスコンパレータ部１２４に出力する。
【００４２】
＜２．４ ヒステリシスコンパレータ部の構成例＞
ヒステリシスコンパレータ部１２４は、検波器１２１で検波された基本的に単調増加する電圧信号Ｓ１２１と、供給される閾値電圧Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ５（Ｖｔｈ０）との比較結果に応じた制御信号ＣＬＴ（Ｖｃ１〜Ｖｃ４）を生成する。ヒステリシスコンパレータ部１２４は、生成した制御部信号（Ｖｃ１〜Ｖｃ４）をステップ可変減衰器１２２に出力する。
ヒステリシスコンパレータ部１２４は、電圧信号Ｓ１２１と最も低い電圧の閾値電圧Ｖｔｈ１から順番に閾値電圧Ｖｔｈ２〜Ｖｔｈ５を比較する複数のコンパレータを有する。
ヒステリシスコンパレータ部１２４は、最も低い閾値電圧Ｖｔｈ１と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転したコンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値電圧よりたとえば５ｄＢ分低い電圧に相当する閾値電圧に切り替えて比較動作を行う。
【００４３】
図２のヒステリシスコンパレータ部１２４は、コンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１４、およびスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１８を含んで構成されている。
コンパレータＣＭＰ１１はＨレベルまたはＬレベルをとる制御信号Ｖｃ１を出力し、コンパレータＳＭＰ１２はＨレベルまたはＬレベルをとる制御信号Ｖｃ２を出力する。
コンパレータＣＭＰ１３はＨレベルまたはＬレベルをとる制御信号Ｖｃ３を出力し、コンパレータＳＭＰ１４はＨレベルまたはＬレベルをとる制御信号Ｖｃ４を出力する。
【００４４】
コンパレータＣＭＰ１１は、反転入力端子（−）が検波器１２１による電圧信号Ｓ１２１の供給ラインに接続され、非反転入力端子（＋）がスイッチＳＷ１１およびスイッチＳＷ１２の端子ａに接続されている。
スイッチＳＷ１１の端子ｂは、基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２１に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ１１の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ−５ｄＢ）である第０の閾値電圧Ｖｔｈ０が供給される。
スイッチＳＷ１２の端子ｂは、上側閾値シフト機能部１２５を介して基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２２またはノードＮＤ２３に接続される。
すなわち、スイッチＳＷ１２の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶである第１の閾値電圧Ｖｔｈ１または開始電圧ＰｓｔａｒｔＶより５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が供給される。
【００４５】
スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２は、コンパレータＣＭＰ１１の出力により相補的にオンオフされる。具体的には、コンパレータＣＭＰ１１の出力制御信号Ｖｃ１がＨレベルのときはスイッチＳＷ１２がオンしスイッチＳＷ１１がオフし、ＬレベルのときスイッチＳＷ１２がオフしスイッチＳＷ１１がオンする。
コンパレータＣＭＰ１１は、検出開始時は、反転入力端子（−）に供給される電圧信号Ｓ１２１と非反転入力端子（＋）に供給される第１の閾値電圧Ｖｔｈ１とを比較する。
コンパレータＣＭＰ１１は、電圧信号Ｓ１２１が第１の閾値電圧Ｖｔｈ１より低いときは制御信号Ｖｃ１をＨレベルで出力し、電圧信号Ｓ１２１が増加して第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を超えると制御信号Ｖｃ１をＬレベルで出力する。
これにより、スイッチＳＷ１２がオフし、スイッチＳＷ１１がオンする。
コンパレータＣＭＰ１１は、出力レベルが反転した後は、電圧信号Ｓ１２１と電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ−５ｄＢ）である第０の閾値電圧Ｖｔｈ０との比較動作を行う。この第０の閾値電圧Ｖｔｈ０を用いた比較動作は、電圧信号Ｓ１２１が第０の閾値電圧Ｖｔｈ０より低くなりコンパレータＣＭＰ１１の出力がＨレベルに切り替わるまで行われる。
【００４６】
コンパレータＣＭＰ１２は、反転入力端子（−）が検波器１２１による電圧信号Ｓ１２１の供給ラインに接続され、非反転入力端子（＋）がスイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４の端子ａに接続されている。
スイッチＳＷ１３の端子ｂは、基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２２に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ１３の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶである第１の閾値電圧Ｖｔｈ１が供給される。
スイッチＳＷ１４の端子ｂは、上側閾値シフト機能部１２５を介して基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２３またはノードＮＤ２４に接続される。
すなわち、スイッチＳＷ１４の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が供給される。または、スイッチＳＷ１４の端子ｂには、開始電圧ＰｓｔａｒｔＶより１０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が供給される。
【００４７】
スイッチＳＷ１３，ＳＷ１４は、コンパレータＣＭＰ１２の出力により相補的にオンオフされる。具体的には、コンパレータＣＭＰ１２の出力制御信号Ｖｃ２がＨレベルのときはスイッチＳＷ１４がオンしスイッチＳＷ１３がオフし、ＬレベルのときスイッチＳＷ１４がオフしスイッチＳＷ１３がオンする。
コンパレータＣＭＰ１２は、検出開始時は、反転入力端子（−）に供給される電圧信号Ｓ１２１と非反転入力端子（＋）に供給される第２の閾値電圧Ｖｔｈ２とを比較する。
コンパレータＣＭＰ１２は、電圧信号Ｓ１２１が第２の閾値電圧Ｖｔｈ２より低いときは制御信号Ｖｃ２をＨレベルで出力し、電圧信号Ｓ１２１が増加して第２の閾値電圧Ｖｔｈ２を超えると制御信号Ｖｃ２をＬレベルで出力する。
これにより、スイッチＳＷ１４がオフし、スイッチＳＷ１３がオンする。
コンパレータＣＭＰ１２は、出力レベルが反転した後は、電圧信号Ｓ１２１と第２の閾値電圧Ｖｔｈ２より−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ）である第１の閾値電圧Ｖｔｈ１との比較動作を行う。この第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を用いた比較動作は、電圧信号Ｓ１２１が第１の閾値電圧Ｖｔｈ１より低くなりコンパレータＣＭＰ１２の出力がＨレベルに切り替わるまで行われる。
【００４８】
コンパレータＣＭＰ１３は、反転入力端子（−）が検波器１２１による電圧信号Ｓ１２１の供給ラインに接続され、非反転入力端子（＋）がスイッチＳＷ１５およびスイッチＳＷ１６の端子ａに接続されている。
スイッチＳＷ１５の端子ｂは、基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２３に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ１５の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が供給される。
スイッチＳＷ１６の端子ｂは、上側閾値シフト機能部１２５を介して基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２４またはノードＮＤ２５に接続される。
すなわち、スイッチＳＷ１６の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が供給される。または、スイッチＳＷ１６の端子ｂには、開始電圧ＰｓｔａｒｔＶより１５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が供給される。
【００４９】
スイッチＳＷ１５，ＳＷ１６は、コンパレータＣＭＰ１３の出力により相補的にオンオフされる。具体的には、コンパレータＣＭＰ１３の出力制御信号Ｖｃ３がＨレベルのときはスイッチＳＷ１６がオンしスイッチＳＷ１５がオフし、ＬレベルのときスイッチＳＷ１６がオフしスイッチＳＷ１５がオンする。
コンパレータＣＭＰ１３は、検出開始時は、反転入力端子（−）に供給される電圧信号Ｓ１２１と非反転入力端子（＋）に供給される第３の閾値電圧Ｖｔｈ３とを比較する。
コンパレータＣＭＰ１３は、電圧信号Ｓ１２１が第３の閾値電圧Ｖｔｈ３より低いときは制御信号Ｖｃ３をＨレベルで出力し、電圧信号Ｓ１２１が増加して第３の閾値電圧Ｖｔｈ３を超えると制御信号Ｖｃ３をＬレベルで出力する。
これにより、スイッチＳＷ１６がオフし、スイッチＳＷ１５がオンする。
コンパレータＣＭＰ１３は、出力レベルが反転した後は、電圧信号Ｓ１２１と第３の閾値電圧Ｖｔｈ３より−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２との比較動作を行う。この第２の閾値電圧Ｖｔｈ２を用いた比較動作は、電圧信号Ｓ１２１が第２の閾値電圧Ｖｔｈ２より低くなりコンパレータＣＭＰ１２の出力がＨレベルに切り替わるまで行われる。
【００５０】
コンパレータＣＭＰ１４は、反転入力端子（−）が検波器１２１による電圧信号Ｓ１２１の供給ラインに接続され、非反転入力端子（＋）がスイッチＳＷ１７およびスイッチＳＷ１８の端子ａに接続されている。
スイッチＳＷ１７の端子ｂは、基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２４に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ１７の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が供給される。
スイッチＳＷ１８の端子ｂは、上側閾値シフト機能部１２５を介して基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２５またはノードＮＤ２６に接続される。
すなわち、スイッチＳＷ１８の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が供給される。または、スイッチＳＷ１８の端子ｂには、開始電圧ＰｓｔａｒｔＶより２０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋２０ｄＢ）である第５の閾値電圧Ｖｔｈ５が供給される。
【００５１】
スイッチＳＷ１７，ＳＷ１８は、コンパレータＣＭＰ１４の出力により相補的にオンオフされる。具体的には、コンパレータＣＭＰ１４の出力制御信号Ｖｃ４がＨレベルのときはスイッチＳＷ１８がオンしスイッチＳＷ１７がオフし、ＬレベルのときスイッチＳＷ１８がオフしスイッチＳＷ１７がオンする。
コンパレータＣＭＰ１４は、検出開始時は、反転入力端子（−）に供給される電圧信号Ｓ１２１と非反転入力端子（＋）に供給される第４の閾値電圧Ｖｔｈ４とを比較する。
コンパレータＣＭＰ１４は、電圧信号Ｓ１２１が第４の閾値電圧Ｖｔｈ４より低いときは制御信号Ｖｃ４をＨレベルで出力し、電圧信号Ｓ１２１が増加して第４の閾値電圧Ｖｔｈ４を超えると制御信号Ｖｃ４をＬレベルで出力する。
これにより、スイッチＳＷ１８がオフし、スイッチＳＷ１７がオンする。
コンパレータＣＭＰ１４は、出力レベルが反転した後は、電圧信号Ｓ１２１と第４の閾値電圧Ｖｔｈ４より−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３との比較動作を行う。この第３の閾値電圧Ｖｔｈ３を用いた比較動作は、電圧信号Ｓ１２１が第３の閾値電圧Ｖｔｈ３より低くなりコンパレータＣＭＰ１２の出力がＨレベルに切り替わるまで行われる。
【００５２】
このような構成を有するヒステリシスコンパレータ部１２４では、検波器１２１の出力電圧が０Ｖから上昇していくに従って最も低い閾値電圧での比較動作を行うコンパレータＣＭＰ１１から反転動作する。
【００５３】
図６は、検波器の出力電圧によりヒステリシスコンパレータ部の各コンパレータの閾値が変化する様子を示す図である。
図６は、ヒステリシスコンパレータ部１２４の各コンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１４の動作例を時間軸により表現している。また、図６は、上側閾値シフト機能部１２５の上側シフト機能が発現されていないときの動作例を示している。
【００５４】
この例では、全４つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１４の内のコンパレータＣＭＰ１４を除く３つ目までのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の閾値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３を超えるようなレベルのＲＦ信号が入力されている。
検波器１２１の電圧信号Ｓ１２１が閾値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３を超えた瞬間にコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の閾値は５ｄＢ分低い電圧に相当する閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２に下がる。
これにより、ノイズなどの存在によりコンパレータ状態が元に戻る動作を防止している。
本実施形態においては、ヒステリシスコンパレータ部１２４からはステップ可変減衰器１２２に対して１５ｄＢ分の減衰を行う制御信号ＣＴＬ（Ｖｃ１〜Ｖｃ４）が出力される。
【００５５】
＜２．５ 上側（高レベル側）閾値シフト機能部の構成例＞
図７は、上側（高レベル側）閾値シフト機能を有する場合であって、検波器の出力電圧によりヒステリシスコンパレータ部の各コンパレータの閾値が変化する様子を示す図である。
図８は、上側（高レベル側）閾値シフト機能が必要となる場合を説明するための図である。
【００５６】
上側閾値シフト機能部１２５は、図７に示すように、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、ヒステリシスコンパレータ部１２４において出力が反転していないコンパレータの閾値電圧Ｖｔｈを高レベル側の閾値に切り替える機能を有する。
上側閾値シフト機能部１２５は、出力が反転していないコンパレータの閾値電圧Ｖｔｈをシフト前の閾値電圧より５ｄＢ分高い電圧に相当する閾値電圧にシフトさせる。
本実施形態（図６の例）では、ヒステリシスコンパレータ部１２４において、３つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の出力は反転し、閾値電圧がそれぞれＶｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３から低い側の閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２にシフトする。
そして、上記例では、コンパレータＣＭＰ１４の出力は反転していない。
この状態で、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、上側閾値シフト機能部１２５は、コンパレータＣＭＰ１４の第４の閾値電圧Ｖｔｈ４から５ｄＢ分高い電圧に相当する第５の閾値電圧Ｖｔｈ５にシフトさせる。
【００５７】
この上側閾値シフト機能を実装する理由について説明する。
ヒステリシスコンパレータ部１２４内の閾値電圧を、出力が反転したコンパレータの閾値電圧を５ｄＢ低い電圧にシフトするヒステリシス動作により、常に下側（低レベル側）の閾値については５ｄＢ以上のヒステリシスマージンを持つ。
このために、多少のＲＦ信号の入力低下の変動が発生した場合でもコンパレータの出力が元に戻ってしまうことは無いが、図８に示すように、上側の閾値についてはヒステリシスマージンが無い。
このため、受信機チャネル設定期間後に多少のＲＦ信号入力増加が発生した場合、ステップ可変減衰器１２２で切り替えが発生してしまう可能性があり、その場合前述のとおり画像ノイズが発生してしまう。
図８の例では、第３の閾値電圧Ｖｔｈ３にぎりぎり達しない電圧で収束している状態にある場合に、微小ノイズの重畳によりコンパレータＣＭＰ１３の閾値を超える可能性が大きい。
また、受信中にステップ可変減衰器１２２の切替動作が発生すると、画ノイズが発生する受信方式もある。
そこで、ノイズによる誤動作を防止するために、上側閾値シフト機能を実装している。
【００５８】
受信機チャネル設定期間においては、上側閾値シフト信号Ｓ１３がローレベルに設定されて上側閾値シフト機能はオフしており、システムの動作は前述と同様である。
受信機チャネル設定期間完了後、外部から受信機チャネル設定期間完了の信号を入力させ、上側閾値シフト信号Ｓ１３がハイレベルに設定されて上側閾値シフト機能をオンさせる。
その場合にはまだ反転していないコンパレータＣＭＰ１４の閾値が５ｄＢ分だけ高い側にシフトする。
これにより、上側（高レベル側）にもヒステリシスマージンが得られ、対象のＲＦ信号入力増減に対してステップ減衰器切り替えが発生しない状態となる。
【００５９】
図２の上側閾値シフト機能部１２５は、スイッチＳＷ２１〜ＳＷ２８を含んで構成されている。
上側閾値シフト信号Ｓ１３がＬレベルのときはスイッチＳＷ２１、ＳＷ２３、ＳＷ２５、ＳＷ２７がオン状態に保持され、ＳＷ２２，ＳＷ２４，ＳＷ２６，ＳＷ２８がオフ状態に保持される。
上側閾値シフト信号Ｓ１３がＨレベルのときはスイッチＳＷ２１、ＳＷ２３、ＳＷ２５、ＳＷ２７がオフ状態に切り替えられ、ＳＷ２２，ＳＷ２４，ＳＷ２６，ＳＷ２８がオン状態に切り替えられる。
【００６０】
接続は、スイッチＳＷ２１およびＳＷ２２の端子ａが、ヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１２の端子ｂに接続されている。
スイッチＳＷ２１の端子ｂが基準電圧発生部１２３の電圧（ＰｓｔａｒｔＶ）である第１の閾値電圧Ｖｔｈ１が発現するノードＮＤ２２に接続されている。
スイッチＳＷ２２の端子ｂが電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が発現するノードＮＤ２３に接続されている。
【００６１】
スイッチＳＷ２３およびＳＷ２４の端子ａが、ヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１４の端子ｂに接続されている。
スイッチＳＷ２３の端子ｂが基準電圧発生部１２３の電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が発現するノードＮＤ２３に接続されている。
スイッチＳＷ２４の端子ｂが電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が発現するノードＮＤ２４に接続されている。
【００６２】
スイッチＳＷ２５およびＳＷ２６の端子ａが、ヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１６の端子ｂに接続されている。
スイッチＳＷ２５の端子ｂが基準電圧発生部１２３の電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が発現するノードＮＤ２４に接続されている。
スイッチＳＷ２６の端子ｂが電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が発現するノードＮＤ２５に接続されている。
【００６３】
スイッチＳＷ２７およびＳＷ２８の端子ａが、ヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１８の端子ｂに接続されている。
スイッチＳＷ２７の端子ｂが基準電圧発生部１２３の電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が発現するノードＮＤ２５に接続されている。
スイッチＳＷ２８の端子ｂが電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋２０ｄＢ）である第５の閾値電圧Ｖｔｈ５が発現するノードＮＤ２６に接続されている。
【００６４】
上述したように、図６の例では、ヒステリシスコンパレータ部１２４において、３つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の出力は反転し、閾値電圧がそれぞれＶｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３から低い側の閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２にシフトする。
そして、上記例では、コンパレータＣＭＰ１４の出力は反転していない。
この状態で、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、上側閾値シフト機能部１２５は、スイッチＳＷ２２，ＳＷ２４，ＳＷ２６，ＳＷ２８がオン状態に切り替わる。
このとき、スイッチＳＷ２２，ＳＷ２４，ＳＷ２６の接続先であるヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１２，ＳＷ１４，ＳＷ１６はオフ状態にあり、スイッチＳＷ２８の接続先であるスイッチＳＷ１８のみオン状態にある。
その結果、コンパレータＣＭＰ１４の第４の閾値電圧Ｖｔｈ４から５ｄＢ分高い電圧に相当する第５の閾値電圧Ｖｔｈ５にシフトする。
【００６５】
次に、上記構成を有する自動ステップ可変減衰器１２の動作を説明する。
まず、アンテナ１１を介して受信されたＲＦ信号（無線受信信号）が検波器１２１において電圧や電流などのＲＦ信号の強度を表す別の信号Ｓ１２１に変換される。
検波器１２１では、図３に示すように、ＲＦ信号により単調増加する電圧信号Ｓ１２１が出力される。
検波器１２１の出力は、ＲＦ信号印加前はほぼ０Ｖの出力となり、ＲＦ信号が入力された瞬間から内蔵の時定数により出力電圧が増加していく動作となる。
ここで、フィードバック系ではないため、検波器１２１に入力されるＲＦ信号がステップ状に変化することはない。
【００６６】
基準電圧発生部１２３においては、ヒステリシスコンパレータ部１２４における比較用の電圧を与えるための基準電圧である閾値電圧が抵抗素子と固定電流で発生される。
このとき、各閾値電圧は検波器１２１の変換特性に合わせてあらかじめ所望の電力を示すように設定されている。
本例ではＲＦ信号電力において５ｄＢ毎の閾値となるように電圧が決められている。
【００６７】
検波器１２１の出力電圧信号Ｓ１２１はヒステリシスコンパレータ部１２４に入力される。
ヒステリシスコンパレータ部では、検波器出力電圧が０Ｖから上昇していくに従って最も低い閾値電圧を持つコンパレータから反転動作する。
たとえば、図６の例では、全４つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１４の内の３つ目のコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３までが閾値電圧Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ３を超えるようなレベルのＲＦ信号が入力されている。
閾値電圧Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ３を超えた瞬間にコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の閾値は５ｄＢ分下がり、これによりノイズなどの存在によりコンパレータ状態が元に戻る動作を防止している。
ヒステリシスコンパレータ部１２４からはステップ可変減衰器１２２に対して１５ｄＢ分の減衰を行う制御信号ＣＴＬ（Ｖｃ１〜Ｖｃ４）が出力される。
【００６８】
ステップ可変減衰器１２２は、いわゆるπ型の抵抗減衰器を構成し、どの状態でも入力インピーダンスが一定となり、かつ５ｄＢステップの減衰量が得られるよう適切な抵抗値が選ばれている。
たとえば図６の例では、最終的に１５ｄＢ分のステップ減衰値となるよう動作する。
過剰な大きさのＲＦ入力信号がシステムに入力された場合にもステップ可変範囲内においては５ｄＢ以内の範囲で次段の低雑音可変増幅器１４に出力される信号レベルが調節されることになる。
以上の動作が全て受信機チャネル設定期間に完了するように検波器１２１における適切な時定数を選択されている。
【００６９】
上記の説明は、上側閾値シフト機能を発現させない場合の動作説明であった。
上側閾値シフト機能を発現させる場合、上側閾値シフト機能部１２５に上側閾値シフト信号Ｓ１３がハイレベルで供給される。
上側閾値シフト機能部１２５では、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、ヒステリシスコンパレータ部１２４において出力が反転していないコンパレータの閾値電圧Ｖｔｈが高レベル側の閾値に切り替えられる。
上側閾値シフト機能部１２５は、出力が反転していないコンパレータの閾値電圧Ｖｔｈをシフト前の閾値電圧より５ｄＢ分高い電圧に相当する閾値電圧にシフトさせる。
図６および図７の例では、ヒステリシスコンパレータ部１２４において、３つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の出力は反転し、閾値電圧がそれぞれＶｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３から低い側の閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２にシフトする。
そして、コンパレータＣＭＰ１４の出力は反転していない。
この状態で、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、上側閾値シフト機能部１２５は、コンパレータＣＭＰ１４の第４の閾値電圧Ｖｔｈ４から５ｄＢ分高い電圧に相当する第５の閾値電圧Ｖｔｈ５にシフトさせる。
これにより上側にもヒステリシスマージンが得られ、対象のＲＦ信号入力増減に対してステップ減衰器切り替えが発生しない状態となる。
【００７０】
以上説明したように、本実施形態によれば、ステップ可変減衰器のステップ制御がフィードフォワード系のためシステムの収束時間、すなわちステップ減衰量の最終決定時間を検波器時定数選択によって単純に決定することができる。
すなわち、本実施形態の無線通信装置１０は、３つの可変利得素子により、たとえば合計８０ｄＢ以上の可変利得ダイナミックレンジを持ち、広範囲なレンジの入力信号レベルに対して最適な出力レベルを維持することができる。
また、無線通信装置１０は、入力部にパッシブ素子で構成されている自動ステップ可変減衰器１２が実装されている。これにより、大きな妨害波が入力される際には歪を発生させることなく、歪を発生し易いアクテイブ素子から構成されている低雑音可変増幅器１４への信号を低減させることができる。
また、ヒステリシスマージンが適度に確保されるため、受信機チャネル設定期間完了後には多少のＲＦ信号の変動に対してはステップ減衰切り替えの発生を防止することができるような自動ステップ可変減衰器が実現できる。
【００７１】
なお、本技術は以下のような構成もとることができる。
（１）電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器と、
電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、
上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と
を有する自動ステップ可変減衰器。
（２）上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
最も低い比較開始用閾値電と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転した上記コンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値より低い閾値に切り替えて比較動作を行う。
上記（１）記載の自動ステップ可変減衰器。
（３）上記強度信号は、基本的に単調に増加する信号であり、
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
上記各コンパレータは、
上記強度信号が対応して与えられる比較開始用閾値を超えないときは制御信号を第１のレベルで出力し、上記強度信号が上記比較開始用閾値を超えると制御信号を第１のレベルを反転させた第２のレベルで出力し、
上記第２のレベルの制御信号を出力すると上記比較開始用閾値に代えて、当該比較開始用閾値より少なくとも一段階分低い閾値が与えられて当該低い閾値と上記強度信号との比較を行う
上記（１）または（２）記載の自動ステップ可変減衰器。
（４）上記コンパレータの比較開始用閾値をより高い閾値にシフトさせる閾値シフト機能部を有する
上記（２）または（３）記載の自動ステップ可変減衰器。
（５）上記閾値シフト機能部は、
上記複数のコンパレータのうち、上記強度信号と与えられた比較開始用閾値との比較の結果、出力が反転していないコンパレータの閾値を上記より高い閾値にシフトさせる
上記（４）記載の自動ステップ可変減衰器。
（６）電波信号の受信信号をステップ状に減衰させる自動ステップ可変減衰器と、
上記自動ステップ可変減衰器から出力された受信信号を所定の利得をもって増幅する低雑音増幅器と、を有し、
上記自動ステップ可変減衰器は、
電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させて上記低雑音増幅器に出力するステップ可変減衰器と、
電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、
上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と、を含む
無線通信装置。
（７）上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
最も低い比較開始用閾値電と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転した上記コンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値より低い閾値に切り替えて比較動作を行う。
上記（６）記載の無線通信装置。
（８）上記強度信号は、基本的に単調に増加する信号であり、
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
上記各コンパレータは、
上記強度信号が対応して与えられる比較開始用閾値を超えないときは制御信号を第１のレベルで出力し、上記強度信号が上記比較開始用閾値を超えると制御信号を第１のレベルを反転させた第２のレベルで出力し、
上記第２のレベルの制御信号を出力すると上記比較開始用閾値に代えて、当該比較開始用閾値より少なくとも一段階分低い閾値が与えられて当該低い閾値と上記強度信号との比較を行う
上記（６）または（７）記載の無線通信装置。
（９）上記コンパレータの比較開始用閾値をより高い閾値にシフトさせる閾値シフト機能部を有する
上記（７）または（８）記載の無線通信装置。
（１０）上記閾値シフト機能部は、
上記複数のコンパレータのうち、上記強度信号と与えられた比較開始用閾値との比較の結果、出力が反転していないコンパレータの閾値を上記より高い閾値にシフトさせる
上記（９）記載の無線通信装置。
【符号の説明】
【００７２】
１０・・・無線通信装置、１１・・・アンテナ、１２・・・自動ステップ可変減衰器、１２１・・・検波器、１２２・・・ステップ可変減衰器、１２３・・・基準電圧発生部、１２４・・・ヒステリシスコンパレータ部、１２５・・・上側（高レベル側）閾値シフト機能部、１３・・・レジスタ設定部、１４・・・低雑音可変増幅器（ＬＮＡ）、１５−１〜１５−ｎ・・・バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１６・・・ローカル発振器、１７・・・分周器、１８−１，１８−２・・・ミキサ、１９・・・ポリフェーズフィルタ、２０・・・ＩＦ可変利得増幅器。
【技術分野】
【０００１】
本技術は、無線通信機やテレビジョン（ＴＶ）システムの受信機におけるフロントエンド部に適用可能な自動ステップ可変減衰器およびこれを適用した無線通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機においては幅広いレンジのＲＦ受信信号を受信可能とするため、可変利得機能を備えている。
通常、そのレンジをできるだけ大きくとることができるようにするためには可変機能を一つの素子に集約させず、複数の素子に分散させることが多い。
【０００３】
可変利得機能素子としては、主に１倍以上の利得を持っているか否かで可変利得増幅器と可変減衰器に大別される。
特に、後者は主に抵抗やスイッチなどのパッシブ素子で構成できることから通常線形性が高く、受信機のフロントエンドに実装することにより過大なＲＦ受信信号が入力されたときに信号を劣化させずに可変利得機能が得られる。
【０００４】
たとえば受信機信号経路において、３つの可変利得機能を持つ素子を備えたＬｏｗ-ＩＦ型無線受信機が知られている。この場合、自動ステップ可変減衰器、低雑音可変利得増幅器、ＩＦ可変利得増幅器が可変利得機能素子に当たる。
この主の技術として、受信機のフロントエンド部に自動ステップ可変減衰器を実装した自動利得制御回路が知られている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００-２８６６５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述した公知例では、自動ステップ可変機能を実現するために検波器をステップ減衰器の後段に実装するフィードバック系である。
フィードバック系は検波器が動作する信号ダイナミックレンジが小さくて済むという長所がある。
【０００７】
しかし、自律的に動作する回路においては、ステップが切り替わる度に検波器へのＲＦ信号入力が変化するため、出力が安定するまでの時間が必要となり、動作を開始してから最終的なステップ減衰値が確定するまでの時間が長くなる傾向にある。
たとえば地上アナログＴＶ受信機に上記システムを利用する場合、受信機チャネル設定期間（この間は後段の受信機および復調器が利得設定などの初期設定を行うためＴＶ画像への出力がない）に自動ステップ減衰器の減衰値が確定している必要がある。
チャネル設定完了後にステップ減衰器が切り替わると、画像にノイズが入るため好ましくない。
【０００８】
本技術は、動作を開始してから最終的なステップ減衰値が確定するまでの時間を短縮できる自動ステップ可変減衰器および無線通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本技術の第１の観点の自動ステップ可変減衰器は、電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器と、電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部とを有する。
【００１０】
本技術の第２の観点の無線通信装置は、電波信号の受信信号をステップ状に減衰させる自動ステップ可変減衰器と、上記自動ステップ可変減衰器から出力された受信信号を所定の利得をもって増幅する低雑音増幅器と、を有し、上記自動ステップ可変減衰器は、電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器と、電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と、を含む。
【発明の効果】
【００１１】
本技術によれば、動作を開始してから最終的なステップ減衰値が確定するまでの時間を短縮できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本実施形態に係る自動ステップ可変減衰器を採用した無線通信装置の構成例を示す図である。
【図２】本実施形態に係る自動ステップ可変減衰器の構成例を示す図である。
【図３】本実施形態に係る検波器の入出力特性を示す図である。
【図４】本実施形態に係るステップ可変減衰器の構成例を示す回路図である。
【図５】図４のステップ可変減衰器の制御信号と減衰領域の対応の一例を示す図である。
【図６】検波器の出力電圧によりヒステリシスコンパレータ部の各コンパレータの閾値が変化する様子を示す図である。
【図７】上側（高レベル側）閾値シフト機能を有する場合であって、検波器の出力電圧によりヒステリシスコンパレータ部の各コンパレータの閾値が変化する様子を示す図である。
【図８】上側（高レベル側）閾値シフト機能が必要となる場合を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本技術の実施形態を図面に関連付けて説明する。
なお、説明は以下の順序で行う。
１．無線通信装置の構成例
２．自動ステップ可変減衰器の構成例
２．１ 検波器の構成例
２．２ ステップ可変減衰器の構成例
２．３ 基準電圧発生部の構成例
２．４ ヒステリシスコンパレータ部の構成例
２．５ 上側（高レベル側）閾値シフト機能部の構成例
【００１４】
＜１．無線通信装置の構成例＞
図１は、本実施形態に係る自動ステップ可変減衰器を採用した無線通信装置の構成例を示す図である。
【００１５】
図１の無線通信装置１０は、一例として無線受信機であるＬｏｗ−ＩＦ型チューナのフロントエンド部の構成例を示している。
無線通信装置１０は、図１に示すように、アンテナ１１、自動ステップ可変減衰器１２、レジスタ設定部１３、低雑音可変増幅器（ＬＮＡ）１４、およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５−１〜１５−ｎ（図１ではｎ＝３）を有する。
無線通信装置１０は、ローカル（局部）発振器１６、分周器１７、ミキサ１８−１，１８−２、ポリフェーズフィルタ１９、およびＩＦ可変利得増幅器２０を有する。
【００１６】
無線通信装置１０は、自動ステップ可変減衰器１２，低雑音可変増幅器１４、およびＩＦ可変利得増幅器２０の３つの可変利得機能素子を含んで構成されている。
無線通信装置１０は、３つの可変利得素子により、たとえば合計８０ｄＢ以上の可変利得ダイナミックレンジを持ち、広範囲なレンジの入力信号レベルに対して最適な出力レベルを維持することができる。
また、無線通信装置１０は、入力部にパッシブ素子で構成されている自動ステップ可変減衰器１２が実装されている。これにより、大きな妨害波が入力される際には歪を発生させることなく、歪を発生し易いアクテイブ素子から構成されている低雑音可変増幅器１４への信号を低減させることができる。
【００１７】
自動ステップ可変減衰器１２は、受信信号電力および妨害波電力に応じた最適な減衰量を自動的に選択し、選択した減衰量をもって、アンテナ１１で受信した無線受信信号（ＲＦ信号）を減衰させ、その減衰信号Ｓ１２を低雑音可変増幅器１４に出力する。
自動ステップ可変減衰器１２は、受信初期設定後も完全に減衰量を固定せず、受信処理設定（チャネル切替など）後は、閾値を切り替えて受信動作中の不要なステップ切替動作を防止する機能を有している。
自動ステップ可変減衰器１２は、レジスタ設定部１３に設定される受信装置チャネル設定完了信号に応じた上側閾値シフト信号Ｓ１３に応答して、上側（高レベル側）閾値をシフトする機能を有する。なお、受信装置チャネル設定完了信号は外部の制御系により供給される。
この自動ステップ可変減衰器１２の具体的な構成および機能については後で詳述する。
【００１８】
低雑音可変増幅器１４は、自動ステップ可変減衰器１２の出力信号Ｓ１２を所定の利得をもって増幅し、増幅した信号Ｓ１４をＢＰＦ１５−１〜１５−ｎ（図１ではｎ＝３）に出力する。
【００１９】
ＢＰＦ１５−１〜１５−ｎは、低雑音可変増幅器１４の出力信号Ｓ１４からそれぞれ所定周波数帯域の信号を抽出してミキサ１８−１，１８−２に出力する。
【００２０】
ミキサ１８−１，１８−２は、ＢＰＦ１５（−１〜ｎ）の出力受信信号とローカル発振器１６の発振信号を分周器１７で分周した信号とをミキシングして、中間周波信号（ＩＦ信号）を生成、生成したＩＦ信号をポリフェーズフィルタ１９に出力する。
【００２１】
ポリフェーズフィルタ１９は、ＩＦ信号の不要な成分を除去し、ＩＦ可変利得増幅器２０に出力する。
ＩＦ可変利得増幅器２０は、ＩＦ信号を所定の利得をもって増幅する。
【００２２】
＜２．自動ステップ可変減衰器の構成例＞
次に、自動ステップ可変減衰器１２の具体的な構成および機能について詳述する。
図２は、本実施形態に係る自動ステップ可変減衰器の構成例を示す図である。
【００２３】
自動ステップ可変減衰器１２は、図２に示すように、検波器１２１、ステップ可変減衰器１２２、基準電圧発生部１２３、ヒステリシスコンパレータ部１２４、および上側（高レベル側）閾値シフト機能部１２５を含んで構成されている。
【００２４】
＜２．１ 検波器の構成例＞
検波器１２１は、電波受信信号（ＲＦ信号）の入力に対してステップ可変減衰器１２２と並列に配置され（ステップ可変減衰器１２２の前段に配置され）、入力したＲＦ信号（電波信号）の電力を電圧などのその強度を示す強度信号に変換する。
検波器１２１は、変換した信号Ｓ１２１をヒステリシスコンパレータ部１２４に出力する。
検波器１２１は、抵抗素子Ｒ１およびキャパシタＣ１の時定数に応じた電圧信号（強度信号）Ｓ１２１を生成する。
【００２５】
図３は、本実施形態に係る検波器の入出力特性を示す図である。
図３において、横軸がＲＦ入力電力［ｄＢｍ］を、縦軸が検波器１２１の出力電圧（Ｖ）をそれぞれ表している。
【００２６】
図３に示すように、検波器１２１からは、ＲＦ信号の電力に応じて単調増加で電圧信号Ｓ１２１が出力される。
検波器１２１の出力は、ＲＦ信号印加前はほぼ０Ｖの出力となり、ＲＦ信号が入力された瞬間から内蔵の時定数により出力電圧が増加していく動作となる。
本実施形態ではフィードバック系ではないため、検波器に入力されるＲＦ信号がステップ状に変化することはない。
検波器１２１の時定数は、ステップ可変減衰器１２２の適切な減衰値を設定する動作が全て受信機チャネル設定期間に完了するように適切な値に選択されている。
【００２７】
＜２．２ ステップ可変減衰器の構成例＞
ステップ可変減衰器１２２は、ヒステリシスコンパレータ部１２４によりフィードフォワード系信号として供給される制御信号ＣＴＬに応じて、ＲＦ信号（受信信号）をステップ状に減衰させる。
本実施形態のステップ可変減衰器１２２は、一例として５ｄＢごとに５段階に切り替える可変減衰器として形成されている。
ステップ可変減衰器１２２は、制御信号ＣＴＬに応じて減衰値として０ｄＢを基準として５ｄＢ，１０ｄＢ，１５ｄＢ，２０ｄＢの５ｄＢごとに５段階に切り替える。
ステップ可変減衰器１２２は、制御端子Ｔ１〜Ｔ４を有する。
４つの制御端子Ｔ１〜Ｔ４が配置されているのは、一例としてヒステリシスコンパレータ部１２４による制御信号ＣＴＬが４つ（４ビット）の信号Ｖｃ１〜Ｖｃ４を含むからである。
制御端子Ｔ１に制御信号Ｖｃ１が供給され、制御端子Ｔ２に制御信号Ｖｃ２が供給され、制御端子Ｔ３に制御信号Ｖｃ３が供給され、制御端子Ｔ４に制御信号Ｖｃ４が供給される。
【００２８】
図４は、本実施形態に係るステップ可変減衰器の構成例を示す回路図である。
図４のステップ可変減衰器１２２は、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１４、抵抗素子Ｒｓ１１、Ｒｓ１２、Ｒｓ２１、Ｒｓ２２、Ｒｓ３１、Ｒｓ３２、Ｒｓ４１、Ｒｓ４２、およびノードＮＤ１１，ＮＤ１２を有する。
ステップ可変減衰器１２２は、ｎチャネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）により形成されたスイッチトランジスタＳＴ１１〜ＳＴ１４、スイッチトランジスタＳｓ１１、Ｓｓ１２、Ｓｓ２１、Ｓｓ２２、Ｓｓ３１、Ｓｓ３２、Ｓｓ４１、Ｓｓ４２を有する。
ステップ可変減衰器１２２は、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ８、ＲＦ信号の入力端子ＴＩ、ＲＦ信号の出力端子ＴＯを有する。
【００２９】
制御端子Ｔ１に対してインバータＩＮＶ１およびＩＮＶ５が直列に接続され、制御端子Ｔ２に対してインバータＩＮＶ２およびＩＮＶ６が直列に接続されている。制御端子Ｔ３に対してインバータＩＮＶ３およびＩＮＶ７が直列に接続され、制御端子Ｔ４に対してインバータＩＮＶ４およびＩＮＶ８が直列に接続されている。
ノードＮＤ１１が入力端子ＴＩに接続され、ノードＮＤ１２が出力端子ＴＯに接続されている。そして、抵抗素子Ｒ１１の一端がノードＮＤ１１に接続され、他端がノードＮＤ１２に接続されている。
スイッチトランジスタＳＴ１１のドレインがノードＮＤ１１に接続され、ソースがノードＮＤ１２に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ５の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒ１２の一端がノードＮＤ１１に接続され、他端がスイッチトランジスタＳＴ１２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳＴ１２のソースがノードＮＤ１２に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ６の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒ１３の一端がノードＮＤ１１に接続され、他端がスイッチトランジスタＳＴ１３のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳＴ１３のソースがノードＮＤ１２に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ７の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒ１４の一端がノードＮＤ１１に接続され、他端がスイッチトランジスタＳＴ１４のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳＴ１４のソースがノードＮＤ１２に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ８の出力に接続されている。
【００３０】
抵抗素子Ｒｓ１１の一端がノードＮＤ１１および入力端子ＴＩに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ１１のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ１１のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ１の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ１２の一端がノードＮＤ１２および出力端子ＴＯに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ１２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ１２のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ１の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ２１の一端がノードＮＤ１１および入力端子ＴＩに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ２１のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ２１のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ２の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ２２の一端がノードＮＤ１２および出力端子ＴＯに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ２２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ２２のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ２の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ３１の一端がノードＮＤ１１および入力端子ＴＩに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ３１のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ３１のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ３の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ３２の一端がノードＮＤ１２および出力端子ＴＯに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ３２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ３２のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ３の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ４１の一端がノードＮＤ１１および入力端子ＴＩに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ４１のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ４１のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ４の出力に接続されている。
抵抗素子Ｒｓ４２の一端がノードＮＤ１２および出力端子ＴＯに接続され、他端がスイッチトランジスタＳｓ４２のドレインに接続されている。スイッチトランジスタＳｓ４２のソースが基準電位ＶＳＳ（ここでは接地電位ＧＮＤ）に接続され、ゲートがインバータＩＮＶ４の出力に接続されている。
【００３１】
図４のステップ可変減衰器１２２は、いわゆるπ型の抵抗減衰器を構成し、どの状態でも入力インピーダンスが一定となり、かつ５ｄＢステップの減衰量が得られるよう適切な抵抗値が選ばれている。
【００３２】
図５は、図４のステップ可変減衰器の制御信号と減衰領域の対応の一例を示す図である。
図５において、Ｈはスイッチングトランジスタが導通（オン）するハイレベル（論理１）を示し、Ｌはスイッチングトランジスタが非導通（オフ）となるローレベル（論理０）を示している。本実施形態においては、Ｈレベルは第１のレベルに相当し、Ｌレベルは第２のレベルに相当する。
【００３３】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｈ，Ｈ，Ｈ，Ｈ）である場合、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ５〜ＩＮＶ８の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳＴ１１（ＳＴ１２〜ＳＴ１４）がオンとなり、スイッチトランジスタＳｓ１１〜Ｓｓ４２がオフとなる。
この場合、スイッチトランジスタＳＴ１１により入力端子ＴＩと出力端子ＴＯが接続されるバイパス状態となり、減衰値は０ｄＢである。
【００３４】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｌ，Ｈ，Ｈ，Ｈ）である場合、インバータＩＮＶ２〜ＩＮＶ４，ＩＮＶ５の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ６〜ＩＮＶ８の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳＴ１２〜ＳＴ１４、Ｓｓ１１，Ｓｓ１２がオンとなり、スイッチトランジスタＳＴ１１，Ｓｓ２１〜Ｓｓ４２がオフとなる。
この場合、抵抗素子Ｒ１２〜Ｒ１４、Ｒｓ１１，Ｒｓ１２がπ型の抵抗減衰器を形成し、減衰値は５ｄＢとなる。
【００３５】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｌ，Ｌ，Ｈ，Ｈ）である場合、次のようになる。
この場合、インバータＩＮＶ３，ＩＮＶ４，ＩＮＶ５，ＩＮＶ６の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ７，ＩＮＶ８の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳＴ１３，ＳＴ１４、Ｓｓ１１，Ｓｓ１２、Ｓｓ２１，Ｓｓ２２がオンとなり、スイッチトランジスタＳＴ１１，ＳＴ１２、Ｓｓ３１〜Ｓｓ４２がオフとなる。
この場合、抵抗素子Ｒ１３，Ｒ１４、Ｒｓ１１，Ｒｓ１２、Ｒｓ２１，Ｒｓ２２がπ型の抵抗減衰器を形成し、減衰値は１０Ｂとなる。
【００３６】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｈ）である場合、次のようになる。
この場合、インバータＩＮＶ４，ＩＮＶ５，ＩＮＶ６、ＩＮＶ７の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３，ＩＮＶ８の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳＴ１４、Ｓｓ１１，Ｓｓ１２、Ｓｓ２１，Ｓｓ２２、Ｓｓ３１、Ｓｓ３２がオンとなり、スイッチトランジスタＳＴ１１，ＳＴ１２，ＳＴ１３、Ｓｓ４１、Ｓｓ４２がオフとなる。
この場合、抵抗素子Ｒ１４、Ｒｓ１１，Ｒｓ１２、Ｒｓ２１，Ｒｓ２２、Ｒｓ３１，Ｒｓ３２がπ型の抵抗減衰器を形成し、減衰値は１５Ｂとなる。
【００３７】
制御端子Ｔ１〜Ｔ４に供給される制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が（Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｌ）である場合、次のようになる。
この場合、インバータＩＮＶ５，ＩＮＶ６，ＩＮＶ７、ＩＮＶ８の出力がＬレベルとなり、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３，ＩＮＶ４の出力がＨレベルとなる。その結果、スイッチトランジスタＳｓ１１，Ｓｓ１２、Ｓｓ２１，Ｓｓ２２、Ｓｓ３１、Ｓｓ３２、Ｓｓ４１，Ｓｓ４２がオンとなり、スイッチトランジスタＳＴ１１，ＳＴ１２，ＳＴ１３、ＳＴ１４がオフとなる。
この場合、抵抗素子Ｒｓ１１，Ｒｓ１２、Ｒｓ２１，Ｒｓ２２、Ｒｓ３１，Ｒｓ３２、Ｒｓ４１，Ｒｓ４２がπ型の抵抗減衰器を形成し、減衰値は２０Ｂとなる。
【００３８】
このように、図４のステップ可変減衰器１２２は、図５に示す５状態をもつ動作をする。
ステップ可変減衰器１２２においては、過剰な大きさのＲＦ入力信号がシステムに入力された場合にもステップ可変範囲内においては５ｄＢ以内の範囲で次段の低雑音可変増幅器に出力される信号レベルが調節されることになる。
【００３９】
＜２．３ 基準電圧発生部の構成例＞
基準電圧発生部１２３は、ヒステリシスコンパレータ部１２４に比較用電圧を与えるための基準電圧である閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ５を生成する。
基準電圧発生部１２３は、図２に示すように、電源側に接続された電流源Ｉ２１、電流源Ｉ２１と基準電位ＶＳＳ（接地電位ＧＮＤ）間に直列に接続された抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２６、およびノードＮＤ２１〜ＮＤ２６を有する。
基準電圧発生部１２３において、抵抗素子Ｒ２１と抵抗素子Ｒ２２との接続点によりノードＮＤ２１が形成され、抵抗素子Ｒ２２と抵抗素子Ｒ２３との接続点によりノードＮＤ２２が形成されている。
抵抗素子Ｒ２３と抵抗素子Ｒ２４との接続点によりノードＮＤ２３が形成され、抵抗素子Ｒ２４と抵抗素子Ｒ２５との接続点によりノードＮＤ２４が形成されている。
抵抗素子Ｒ２５と抵抗素子Ｒ２６との接続点によりノードＮＤ２５が形成され、抵抗素子Ｒ２６と電流源Ｉ２１との接続点によりノードＮＤ２６が形成されている。
【００４０】
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２２にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ）である第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２３にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２４にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２５にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２６にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより２０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋２０ｄＢ）である第５の閾値電圧Ｖｔｈ５を発生する。
基準電圧発生部１２３は、直列抵抗によりノードＮＤ２１にヒステリシスコンパレータ部１２４で電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ−５ｄＢ）である第０の閾値電圧Ｖｔｈ０を発生する。
【００４１】
基準電圧発生部１２３は、発生した第０〜第５の閾値電圧Ｖｔｈ０〜Ｖｔｈ５を、上側閾値シフト機能部１２５を介してヒステリシスコンパレータ部１２４に出力する。
【００４２】
＜２．４ ヒステリシスコンパレータ部の構成例＞
ヒステリシスコンパレータ部１２４は、検波器１２１で検波された基本的に単調増加する電圧信号Ｓ１２１と、供給される閾値電圧Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ５（Ｖｔｈ０）との比較結果に応じた制御信号ＣＬＴ（Ｖｃ１〜Ｖｃ４）を生成する。ヒステリシスコンパレータ部１２４は、生成した制御部信号（Ｖｃ１〜Ｖｃ４）をステップ可変減衰器１２２に出力する。
ヒステリシスコンパレータ部１２４は、電圧信号Ｓ１２１と最も低い電圧の閾値電圧Ｖｔｈ１から順番に閾値電圧Ｖｔｈ２〜Ｖｔｈ５を比較する複数のコンパレータを有する。
ヒステリシスコンパレータ部１２４は、最も低い閾値電圧Ｖｔｈ１と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転したコンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値電圧よりたとえば５ｄＢ分低い電圧に相当する閾値電圧に切り替えて比較動作を行う。
【００４３】
図２のヒステリシスコンパレータ部１２４は、コンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１４、およびスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１８を含んで構成されている。
コンパレータＣＭＰ１１はＨレベルまたはＬレベルをとる制御信号Ｖｃ１を出力し、コンパレータＳＭＰ１２はＨレベルまたはＬレベルをとる制御信号Ｖｃ２を出力する。
コンパレータＣＭＰ１３はＨレベルまたはＬレベルをとる制御信号Ｖｃ３を出力し、コンパレータＳＭＰ１４はＨレベルまたはＬレベルをとる制御信号Ｖｃ４を出力する。
【００４４】
コンパレータＣＭＰ１１は、反転入力端子（−）が検波器１２１による電圧信号Ｓ１２１の供給ラインに接続され、非反転入力端子（＋）がスイッチＳＷ１１およびスイッチＳＷ１２の端子ａに接続されている。
スイッチＳＷ１１の端子ｂは、基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２１に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ１１の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ−５ｄＢ）である第０の閾値電圧Ｖｔｈ０が供給される。
スイッチＳＷ１２の端子ｂは、上側閾値シフト機能部１２５を介して基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２２またはノードＮＤ２３に接続される。
すなわち、スイッチＳＷ１２の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶである第１の閾値電圧Ｖｔｈ１または開始電圧ＰｓｔａｒｔＶより５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が供給される。
【００４５】
スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２は、コンパレータＣＭＰ１１の出力により相補的にオンオフされる。具体的には、コンパレータＣＭＰ１１の出力制御信号Ｖｃ１がＨレベルのときはスイッチＳＷ１２がオンしスイッチＳＷ１１がオフし、ＬレベルのときスイッチＳＷ１２がオフしスイッチＳＷ１１がオンする。
コンパレータＣＭＰ１１は、検出開始時は、反転入力端子（−）に供給される電圧信号Ｓ１２１と非反転入力端子（＋）に供給される第１の閾値電圧Ｖｔｈ１とを比較する。
コンパレータＣＭＰ１１は、電圧信号Ｓ１２１が第１の閾値電圧Ｖｔｈ１より低いときは制御信号Ｖｃ１をＨレベルで出力し、電圧信号Ｓ１２１が増加して第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を超えると制御信号Ｖｃ１をＬレベルで出力する。
これにより、スイッチＳＷ１２がオフし、スイッチＳＷ１１がオンする。
コンパレータＣＭＰ１１は、出力レベルが反転した後は、電圧信号Ｓ１２１と電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ−５ｄＢ）である第０の閾値電圧Ｖｔｈ０との比較動作を行う。この第０の閾値電圧Ｖｔｈ０を用いた比較動作は、電圧信号Ｓ１２１が第０の閾値電圧Ｖｔｈ０より低くなりコンパレータＣＭＰ１１の出力がＨレベルに切り替わるまで行われる。
【００４６】
コンパレータＣＭＰ１２は、反転入力端子（−）が検波器１２１による電圧信号Ｓ１２１の供給ラインに接続され、非反転入力端子（＋）がスイッチＳＷ１３およびスイッチＳＷ１４の端子ａに接続されている。
スイッチＳＷ１３の端子ｂは、基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２２に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ１３の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶである第１の閾値電圧Ｖｔｈ１が供給される。
スイッチＳＷ１４の端子ｂは、上側閾値シフト機能部１２５を介して基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２３またはノードＮＤ２４に接続される。
すなわち、スイッチＳＷ１４の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が供給される。または、スイッチＳＷ１４の端子ｂには、開始電圧ＰｓｔａｒｔＶより１０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が供給される。
【００４７】
スイッチＳＷ１３，ＳＷ１４は、コンパレータＣＭＰ１２の出力により相補的にオンオフされる。具体的には、コンパレータＣＭＰ１２の出力制御信号Ｖｃ２がＨレベルのときはスイッチＳＷ１４がオンしスイッチＳＷ１３がオフし、ＬレベルのときスイッチＳＷ１４がオフしスイッチＳＷ１３がオンする。
コンパレータＣＭＰ１２は、検出開始時は、反転入力端子（−）に供給される電圧信号Ｓ１２１と非反転入力端子（＋）に供給される第２の閾値電圧Ｖｔｈ２とを比較する。
コンパレータＣＭＰ１２は、電圧信号Ｓ１２１が第２の閾値電圧Ｖｔｈ２より低いときは制御信号Ｖｃ２をＨレベルで出力し、電圧信号Ｓ１２１が増加して第２の閾値電圧Ｖｔｈ２を超えると制御信号Ｖｃ２をＬレベルで出力する。
これにより、スイッチＳＷ１４がオフし、スイッチＳＷ１３がオンする。
コンパレータＣＭＰ１２は、出力レベルが反転した後は、電圧信号Ｓ１２１と第２の閾値電圧Ｖｔｈ２より−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ）である第１の閾値電圧Ｖｔｈ１との比較動作を行う。この第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を用いた比較動作は、電圧信号Ｓ１２１が第１の閾値電圧Ｖｔｈ１より低くなりコンパレータＣＭＰ１２の出力がＨレベルに切り替わるまで行われる。
【００４８】
コンパレータＣＭＰ１３は、反転入力端子（−）が検波器１２１による電圧信号Ｓ１２１の供給ラインに接続され、非反転入力端子（＋）がスイッチＳＷ１５およびスイッチＳＷ１６の端子ａに接続されている。
スイッチＳＷ１５の端子ｂは、基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２３に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ１５の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が供給される。
スイッチＳＷ１６の端子ｂは、上側閾値シフト機能部１２５を介して基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２４またはノードＮＤ２５に接続される。
すなわち、スイッチＳＷ１６の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が供給される。または、スイッチＳＷ１６の端子ｂには、開始電圧ＰｓｔａｒｔＶより１５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が供給される。
【００４９】
スイッチＳＷ１５，ＳＷ１６は、コンパレータＣＭＰ１３の出力により相補的にオンオフされる。具体的には、コンパレータＣＭＰ１３の出力制御信号Ｖｃ３がＨレベルのときはスイッチＳＷ１６がオンしスイッチＳＷ１５がオフし、ＬレベルのときスイッチＳＷ１６がオフしスイッチＳＷ１５がオンする。
コンパレータＣＭＰ１３は、検出開始時は、反転入力端子（−）に供給される電圧信号Ｓ１２１と非反転入力端子（＋）に供給される第３の閾値電圧Ｖｔｈ３とを比較する。
コンパレータＣＭＰ１３は、電圧信号Ｓ１２１が第３の閾値電圧Ｖｔｈ３より低いときは制御信号Ｖｃ３をＨレベルで出力し、電圧信号Ｓ１２１が増加して第３の閾値電圧Ｖｔｈ３を超えると制御信号Ｖｃ３をＬレベルで出力する。
これにより、スイッチＳＷ１６がオフし、スイッチＳＷ１５がオンする。
コンパレータＣＭＰ１３は、出力レベルが反転した後は、電圧信号Ｓ１２１と第３の閾値電圧Ｖｔｈ３より−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２との比較動作を行う。この第２の閾値電圧Ｖｔｈ２を用いた比較動作は、電圧信号Ｓ１２１が第２の閾値電圧Ｖｔｈ２より低くなりコンパレータＣＭＰ１２の出力がＨレベルに切り替わるまで行われる。
【００５０】
コンパレータＣＭＰ１４は、反転入力端子（−）が検波器１２１による電圧信号Ｓ１２１の供給ラインに接続され、非反転入力端子（＋）がスイッチＳＷ１７およびスイッチＳＷ１８の端子ａに接続されている。
スイッチＳＷ１７の端子ｂは、基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２４に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ１７の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が供給される。
スイッチＳＷ１８の端子ｂは、上側閾値シフト機能部１２５を介して基準電圧発生部１２３のノードＮＤ２５またはノードＮＤ２６に接続される。
すなわち、スイッチＳＷ１８の端子ｂには、電力検出を開始する電圧ＰｓｔａｒｔＶより１５ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が供給される。または、スイッチＳＷ１８の端子ｂには、開始電圧ＰｓｔａｒｔＶより２０ｄＢ分高い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋２０ｄＢ）である第５の閾値電圧Ｖｔｈ５が供給される。
【００５１】
スイッチＳＷ１７，ＳＷ１８は、コンパレータＣＭＰ１４の出力により相補的にオンオフされる。具体的には、コンパレータＣＭＰ１４の出力制御信号Ｖｃ４がＨレベルのときはスイッチＳＷ１８がオンしスイッチＳＷ１７がオフし、ＬレベルのときスイッチＳＷ１８がオフしスイッチＳＷ１７がオンする。
コンパレータＣＭＰ１４は、検出開始時は、反転入力端子（−）に供給される電圧信号Ｓ１２１と非反転入力端子（＋）に供給される第４の閾値電圧Ｖｔｈ４とを比較する。
コンパレータＣＭＰ１４は、電圧信号Ｓ１２１が第４の閾値電圧Ｖｔｈ４より低いときは制御信号Ｖｃ４をＨレベルで出力し、電圧信号Ｓ１２１が増加して第４の閾値電圧Ｖｔｈ４を超えると制御信号Ｖｃ４をＬレベルで出力する。
これにより、スイッチＳＷ１８がオフし、スイッチＳＷ１７がオンする。
コンパレータＣＭＰ１４は、出力レベルが反転した後は、電圧信号Ｓ１２１と第４の閾値電圧Ｖｔｈ４より−５ｄＢ分低い電圧に相当する電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３との比較動作を行う。この第３の閾値電圧Ｖｔｈ３を用いた比較動作は、電圧信号Ｓ１２１が第３の閾値電圧Ｖｔｈ３より低くなりコンパレータＣＭＰ１２の出力がＨレベルに切り替わるまで行われる。
【００５２】
このような構成を有するヒステリシスコンパレータ部１２４では、検波器１２１の出力電圧が０Ｖから上昇していくに従って最も低い閾値電圧での比較動作を行うコンパレータＣＭＰ１１から反転動作する。
【００５３】
図６は、検波器の出力電圧によりヒステリシスコンパレータ部の各コンパレータの閾値が変化する様子を示す図である。
図６は、ヒステリシスコンパレータ部１２４の各コンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１４の動作例を時間軸により表現している。また、図６は、上側閾値シフト機能部１２５の上側シフト機能が発現されていないときの動作例を示している。
【００５４】
この例では、全４つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１４の内のコンパレータＣＭＰ１４を除く３つ目までのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の閾値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３を超えるようなレベルのＲＦ信号が入力されている。
検波器１２１の電圧信号Ｓ１２１が閾値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３を超えた瞬間にコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の閾値は５ｄＢ分低い電圧に相当する閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２に下がる。
これにより、ノイズなどの存在によりコンパレータ状態が元に戻る動作を防止している。
本実施形態においては、ヒステリシスコンパレータ部１２４からはステップ可変減衰器１２２に対して１５ｄＢ分の減衰を行う制御信号ＣＴＬ（Ｖｃ１〜Ｖｃ４）が出力される。
【００５５】
＜２．５ 上側（高レベル側）閾値シフト機能部の構成例＞
図７は、上側（高レベル側）閾値シフト機能を有する場合であって、検波器の出力電圧によりヒステリシスコンパレータ部の各コンパレータの閾値が変化する様子を示す図である。
図８は、上側（高レベル側）閾値シフト機能が必要となる場合を説明するための図である。
【００５６】
上側閾値シフト機能部１２５は、図７に示すように、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、ヒステリシスコンパレータ部１２４において出力が反転していないコンパレータの閾値電圧Ｖｔｈを高レベル側の閾値に切り替える機能を有する。
上側閾値シフト機能部１２５は、出力が反転していないコンパレータの閾値電圧Ｖｔｈをシフト前の閾値電圧より５ｄＢ分高い電圧に相当する閾値電圧にシフトさせる。
本実施形態（図６の例）では、ヒステリシスコンパレータ部１２４において、３つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の出力は反転し、閾値電圧がそれぞれＶｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３から低い側の閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２にシフトする。
そして、上記例では、コンパレータＣＭＰ１４の出力は反転していない。
この状態で、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、上側閾値シフト機能部１２５は、コンパレータＣＭＰ１４の第４の閾値電圧Ｖｔｈ４から５ｄＢ分高い電圧に相当する第５の閾値電圧Ｖｔｈ５にシフトさせる。
【００５７】
この上側閾値シフト機能を実装する理由について説明する。
ヒステリシスコンパレータ部１２４内の閾値電圧を、出力が反転したコンパレータの閾値電圧を５ｄＢ低い電圧にシフトするヒステリシス動作により、常に下側（低レベル側）の閾値については５ｄＢ以上のヒステリシスマージンを持つ。
このために、多少のＲＦ信号の入力低下の変動が発生した場合でもコンパレータの出力が元に戻ってしまうことは無いが、図８に示すように、上側の閾値についてはヒステリシスマージンが無い。
このため、受信機チャネル設定期間後に多少のＲＦ信号入力増加が発生した場合、ステップ可変減衰器１２２で切り替えが発生してしまう可能性があり、その場合前述のとおり画像ノイズが発生してしまう。
図８の例では、第３の閾値電圧Ｖｔｈ３にぎりぎり達しない電圧で収束している状態にある場合に、微小ノイズの重畳によりコンパレータＣＭＰ１３の閾値を超える可能性が大きい。
また、受信中にステップ可変減衰器１２２の切替動作が発生すると、画ノイズが発生する受信方式もある。
そこで、ノイズによる誤動作を防止するために、上側閾値シフト機能を実装している。
【００５８】
受信機チャネル設定期間においては、上側閾値シフト信号Ｓ１３がローレベルに設定されて上側閾値シフト機能はオフしており、システムの動作は前述と同様である。
受信機チャネル設定期間完了後、外部から受信機チャネル設定期間完了の信号を入力させ、上側閾値シフト信号Ｓ１３がハイレベルに設定されて上側閾値シフト機能をオンさせる。
その場合にはまだ反転していないコンパレータＣＭＰ１４の閾値が５ｄＢ分だけ高い側にシフトする。
これにより、上側（高レベル側）にもヒステリシスマージンが得られ、対象のＲＦ信号入力増減に対してステップ減衰器切り替えが発生しない状態となる。
【００５９】
図２の上側閾値シフト機能部１２５は、スイッチＳＷ２１〜ＳＷ２８を含んで構成されている。
上側閾値シフト信号Ｓ１３がＬレベルのときはスイッチＳＷ２１、ＳＷ２３、ＳＷ２５、ＳＷ２７がオン状態に保持され、ＳＷ２２，ＳＷ２４，ＳＷ２６，ＳＷ２８がオフ状態に保持される。
上側閾値シフト信号Ｓ１３がＨレベルのときはスイッチＳＷ２１、ＳＷ２３、ＳＷ２５、ＳＷ２７がオフ状態に切り替えられ、ＳＷ２２，ＳＷ２４，ＳＷ２６，ＳＷ２８がオン状態に切り替えられる。
【００６０】
接続は、スイッチＳＷ２１およびＳＷ２２の端子ａが、ヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１２の端子ｂに接続されている。
スイッチＳＷ２１の端子ｂが基準電圧発生部１２３の電圧（ＰｓｔａｒｔＶ）である第１の閾値電圧Ｖｔｈ１が発現するノードＮＤ２２に接続されている。
スイッチＳＷ２２の端子ｂが電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が発現するノードＮＤ２３に接続されている。
【００６１】
スイッチＳＷ２３およびＳＷ２４の端子ａが、ヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１４の端子ｂに接続されている。
スイッチＳＷ２３の端子ｂが基準電圧発生部１２３の電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋５ｄＢ）である第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が発現するノードＮＤ２３に接続されている。
スイッチＳＷ２４の端子ｂが電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が発現するノードＮＤ２４に接続されている。
【００６２】
スイッチＳＷ２５およびＳＷ２６の端子ａが、ヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１６の端子ｂに接続されている。
スイッチＳＷ２５の端子ｂが基準電圧発生部１２３の電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１０ｄＢ）である第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が発現するノードＮＤ２４に接続されている。
スイッチＳＷ２６の端子ｂが電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が発現するノードＮＤ２５に接続されている。
【００６３】
スイッチＳＷ２７およびＳＷ２８の端子ａが、ヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１８の端子ｂに接続されている。
スイッチＳＷ２７の端子ｂが基準電圧発生部１２３の電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋１５ｄＢ）である第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が発現するノードＮＤ２５に接続されている。
スイッチＳＷ２８の端子ｂが電圧（ＰｓｔａｒｔＶ＋２０ｄＢ）である第５の閾値電圧Ｖｔｈ５が発現するノードＮＤ２６に接続されている。
【００６４】
上述したように、図６の例では、ヒステリシスコンパレータ部１２４において、３つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の出力は反転し、閾値電圧がそれぞれＶｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３から低い側の閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２にシフトする。
そして、上記例では、コンパレータＣＭＰ１４の出力は反転していない。
この状態で、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、上側閾値シフト機能部１２５は、スイッチＳＷ２２，ＳＷ２４，ＳＷ２６，ＳＷ２８がオン状態に切り替わる。
このとき、スイッチＳＷ２２，ＳＷ２４，ＳＷ２６の接続先であるヒステリシスコンパレータ部１２４のスイッチＳＷ１２，ＳＷ１４，ＳＷ１６はオフ状態にあり、スイッチＳＷ２８の接続先であるスイッチＳＷ１８のみオン状態にある。
その結果、コンパレータＣＭＰ１４の第４の閾値電圧Ｖｔｈ４から５ｄＢ分高い電圧に相当する第５の閾値電圧Ｖｔｈ５にシフトする。
【００６５】
次に、上記構成を有する自動ステップ可変減衰器１２の動作を説明する。
まず、アンテナ１１を介して受信されたＲＦ信号（無線受信信号）が検波器１２１において電圧や電流などのＲＦ信号の強度を表す別の信号Ｓ１２１に変換される。
検波器１２１では、図３に示すように、ＲＦ信号により単調増加する電圧信号Ｓ１２１が出力される。
検波器１２１の出力は、ＲＦ信号印加前はほぼ０Ｖの出力となり、ＲＦ信号が入力された瞬間から内蔵の時定数により出力電圧が増加していく動作となる。
ここで、フィードバック系ではないため、検波器１２１に入力されるＲＦ信号がステップ状に変化することはない。
【００６６】
基準電圧発生部１２３においては、ヒステリシスコンパレータ部１２４における比較用の電圧を与えるための基準電圧である閾値電圧が抵抗素子と固定電流で発生される。
このとき、各閾値電圧は検波器１２１の変換特性に合わせてあらかじめ所望の電力を示すように設定されている。
本例ではＲＦ信号電力において５ｄＢ毎の閾値となるように電圧が決められている。
【００６７】
検波器１２１の出力電圧信号Ｓ１２１はヒステリシスコンパレータ部１２４に入力される。
ヒステリシスコンパレータ部では、検波器出力電圧が０Ｖから上昇していくに従って最も低い閾値電圧を持つコンパレータから反転動作する。
たとえば、図６の例では、全４つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１４の内の３つ目のコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３までが閾値電圧Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ３を超えるようなレベルのＲＦ信号が入力されている。
閾値電圧Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ３を超えた瞬間にコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の閾値は５ｄＢ分下がり、これによりノイズなどの存在によりコンパレータ状態が元に戻る動作を防止している。
ヒステリシスコンパレータ部１２４からはステップ可変減衰器１２２に対して１５ｄＢ分の減衰を行う制御信号ＣＴＬ（Ｖｃ１〜Ｖｃ４）が出力される。
【００６８】
ステップ可変減衰器１２２は、いわゆるπ型の抵抗減衰器を構成し、どの状態でも入力インピーダンスが一定となり、かつ５ｄＢステップの減衰量が得られるよう適切な抵抗値が選ばれている。
たとえば図６の例では、最終的に１５ｄＢ分のステップ減衰値となるよう動作する。
過剰な大きさのＲＦ入力信号がシステムに入力された場合にもステップ可変範囲内においては５ｄＢ以内の範囲で次段の低雑音可変増幅器１４に出力される信号レベルが調節されることになる。
以上の動作が全て受信機チャネル設定期間に完了するように検波器１２１における適切な時定数を選択されている。
【００６９】
上記の説明は、上側閾値シフト機能を発現させない場合の動作説明であった。
上側閾値シフト機能を発現させる場合、上側閾値シフト機能部１２５に上側閾値シフト信号Ｓ１３がハイレベルで供給される。
上側閾値シフト機能部１２５では、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、ヒステリシスコンパレータ部１２４において出力が反転していないコンパレータの閾値電圧Ｖｔｈが高レベル側の閾値に切り替えられる。
上側閾値シフト機能部１２５は、出力が反転していないコンパレータの閾値電圧Ｖｔｈをシフト前の閾値電圧より５ｄＢ分高い電圧に相当する閾値電圧にシフトさせる。
図６および図７の例では、ヒステリシスコンパレータ部１２４において、３つのコンパレータＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１３の出力は反転し、閾値電圧がそれぞれＶｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３から低い側の閾値電圧Ｖｔｈ０，Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２にシフトする。
そして、コンパレータＣＭＰ１４の出力は反転していない。
この状態で、上側閾値シフト信号Ｓ１３をハイレベルで受けると、上側閾値シフト機能部１２５は、コンパレータＣＭＰ１４の第４の閾値電圧Ｖｔｈ４から５ｄＢ分高い電圧に相当する第５の閾値電圧Ｖｔｈ５にシフトさせる。
これにより上側にもヒステリシスマージンが得られ、対象のＲＦ信号入力増減に対してステップ減衰器切り替えが発生しない状態となる。
【００７０】
以上説明したように、本実施形態によれば、ステップ可変減衰器のステップ制御がフィードフォワード系のためシステムの収束時間、すなわちステップ減衰量の最終決定時間を検波器時定数選択によって単純に決定することができる。
すなわち、本実施形態の無線通信装置１０は、３つの可変利得素子により、たとえば合計８０ｄＢ以上の可変利得ダイナミックレンジを持ち、広範囲なレンジの入力信号レベルに対して最適な出力レベルを維持することができる。
また、無線通信装置１０は、入力部にパッシブ素子で構成されている自動ステップ可変減衰器１２が実装されている。これにより、大きな妨害波が入力される際には歪を発生させることなく、歪を発生し易いアクテイブ素子から構成されている低雑音可変増幅器１４への信号を低減させることができる。
また、ヒステリシスマージンが適度に確保されるため、受信機チャネル設定期間完了後には多少のＲＦ信号の変動に対してはステップ減衰切り替えの発生を防止することができるような自動ステップ可変減衰器が実現できる。
【００７１】
なお、本技術は以下のような構成もとることができる。
（１）電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器と、
電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、
上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と
を有する自動ステップ可変減衰器。
（２）上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
最も低い比較開始用閾値電と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転した上記コンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値より低い閾値に切り替えて比較動作を行う。
上記（１）記載の自動ステップ可変減衰器。
（３）上記強度信号は、基本的に単調に増加する信号であり、
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
上記各コンパレータは、
上記強度信号が対応して与えられる比較開始用閾値を超えないときは制御信号を第１のレベルで出力し、上記強度信号が上記比較開始用閾値を超えると制御信号を第１のレベルを反転させた第２のレベルで出力し、
上記第２のレベルの制御信号を出力すると上記比較開始用閾値に代えて、当該比較開始用閾値より少なくとも一段階分低い閾値が与えられて当該低い閾値と上記強度信号との比較を行う
上記（１）または（２）記載の自動ステップ可変減衰器。
（４）上記コンパレータの比較開始用閾値をより高い閾値にシフトさせる閾値シフト機能部を有する
上記（２）または（３）記載の自動ステップ可変減衰器。
（５）上記閾値シフト機能部は、
上記複数のコンパレータのうち、上記強度信号と与えられた比較開始用閾値との比較の結果、出力が反転していないコンパレータの閾値を上記より高い閾値にシフトさせる
上記（４）記載の自動ステップ可変減衰器。
（６）電波信号の受信信号をステップ状に減衰させる自動ステップ可変減衰器と、
上記自動ステップ可変減衰器から出力された受信信号を所定の利得をもって増幅する低雑音増幅器と、を有し、
上記自動ステップ可変減衰器は、
電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させて上記低雑音増幅器に出力するステップ可変減衰器と、
電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、
上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と、を含む
無線通信装置。
（７）上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
最も低い比較開始用閾値電と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転した上記コンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値より低い閾値に切り替えて比較動作を行う。
上記（６）記載の無線通信装置。
（８）上記強度信号は、基本的に単調に増加する信号であり、
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
上記各コンパレータは、
上記強度信号が対応して与えられる比較開始用閾値を超えないときは制御信号を第１のレベルで出力し、上記強度信号が上記比較開始用閾値を超えると制御信号を第１のレベルを反転させた第２のレベルで出力し、
上記第２のレベルの制御信号を出力すると上記比較開始用閾値に代えて、当該比較開始用閾値より少なくとも一段階分低い閾値が与えられて当該低い閾値と上記強度信号との比較を行う
上記（６）または（７）記載の無線通信装置。
（９）上記コンパレータの比較開始用閾値をより高い閾値にシフトさせる閾値シフト機能部を有する
上記（７）または（８）記載の無線通信装置。
（１０）上記閾値シフト機能部は、
上記複数のコンパレータのうち、上記強度信号と与えられた比較開始用閾値との比較の結果、出力が反転していないコンパレータの閾値を上記より高い閾値にシフトさせる
上記（９）記載の無線通信装置。
【符号の説明】
【００７２】
１０・・・無線通信装置、１１・・・アンテナ、１２・・・自動ステップ可変減衰器、１２１・・・検波器、１２２・・・ステップ可変減衰器、１２３・・・基準電圧発生部、１２４・・・ヒステリシスコンパレータ部、１２５・・・上側（高レベル側）閾値シフト機能部、１３・・・レジスタ設定部、１４・・・低雑音可変増幅器（ＬＮＡ）、１５−１〜１５−ｎ・・・バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１６・・・ローカル発振器、１７・・・分周器、１８−１，１８−２・・・ミキサ、１９・・・ポリフェーズフィルタ、２０・・・ＩＦ可変利得増幅器。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器と、
電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、
上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と
を有する自動ステップ可変減衰器。
【請求項２】
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
最も低い比較開始用閾値電と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転した上記コンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値より低い閾値に切り替えて比較動作を行う。
請求項１記載の自動ステップ可変減衰器。
【請求項３】
上記強度信号は、基本的に単調に増加する信号であり、
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
上記各コンパレータは、
上記強度信号が対応して与えられる比較開始用閾値を超えないときは制御信号を第１のレベルで出力し、上記強度信号が上記比較開始用閾値を超えると制御信号を第１のレベルを反転させた第２のレベルで出力し、
上記第２のレベルの制御信号を出力すると上記比較開始用閾値に代えて、当該比較開始用閾値より少なくとも一段階分低い閾値が与えられて当該低い閾値と上記強度信号との比較を行う
請求項１記載の自動ステップ可変減衰器。
【請求項４】
上記コンパレータの比較開始用閾値をより高い閾値にシフトさせる閾値シフト機能部を有する
請求項２記載の自動ステップ可変減衰器。
【請求項５】
上記閾値シフト機能部は、
上記複数のコンパレータのうち、上記強度信号と与えられた比較開始用閾値との比較の結果、出力が反転していないコンパレータの閾値を上記より高い閾値にシフトさせる
請求項４記載の自動ステップ可変減衰器。
【請求項６】
電波信号の受信信号をステップ状に減衰させる自動ステップ可変減衰器と、
上記自動ステップ可変減衰器から出力された受信信号を所定の利得をもって増幅する低雑音増幅器と、を有し、
上記自動ステップ可変減衰器は、
電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させて上記低雑音増幅器に出力するステップ可変減衰器と、
電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、
上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と、を含む
無線通信装置。
【請求項７】
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
最も低い比較開始用閾値電と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転した上記コンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値より低い閾値に切り替えて比較動作を行う。
請求項６記載の無線通信装置。
【請求項８】
上記強度信号は、基本的に単調に増加する信号であり、
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
上記各コンパレータは、
上記強度信号が対応して与えられる比較開始用閾値を超えないときは制御信号を第１のレベルで出力し、上記強度信号が上記比較開始用閾値を超えると制御信号を第１のレベルを反転させた第２のレベルで出力し、
上記第２のレベルの制御信号を出力すると上記比較開始用閾値に代えて、当該比較開始用閾値より少なくとも一段階分低い閾値が与えられて当該低い閾値と上記強度信号との比較を行う
請求項６記載の無線通信装置。
【請求項９】
上記コンパレータの比較開始用閾値をより高い閾値にシフトさせる閾値シフト機能部を有する
請求項７記載の無線通信装置。
【請求項１０】
上記閾値シフト機能部は、
上記複数のコンパレータのうち、上記強度信号と与えられた比較開始用閾値との比較の結果、出力が反転していないコンパレータの閾値を上記より高い閾値にシフトさせる
請求項９記載の無線通信装置。
【請求項１】
電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させるステップ可変減衰器と、
電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、
上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と
を有する自動ステップ可変減衰器。
【請求項２】
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
最も低い比較開始用閾値電と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転した上記コンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値より低い閾値に切り替えて比較動作を行う。
請求項１記載の自動ステップ可変減衰器。
【請求項３】
上記強度信号は、基本的に単調に増加する信号であり、
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
上記各コンパレータは、
上記強度信号が対応して与えられる比較開始用閾値を超えないときは制御信号を第１のレベルで出力し、上記強度信号が上記比較開始用閾値を超えると制御信号を第１のレベルを反転させた第２のレベルで出力し、
上記第２のレベルの制御信号を出力すると上記比較開始用閾値に代えて、当該比較開始用閾値より少なくとも一段階分低い閾値が与えられて当該低い閾値と上記強度信号との比較を行う
請求項１記載の自動ステップ可変減衰器。
【請求項４】
上記コンパレータの比較開始用閾値をより高い閾値にシフトさせる閾値シフト機能部を有する
請求項２記載の自動ステップ可変減衰器。
【請求項５】
上記閾値シフト機能部は、
上記複数のコンパレータのうち、上記強度信号と与えられた比較開始用閾値との比較の結果、出力が反転していないコンパレータの閾値を上記より高い閾値にシフトさせる
請求項４記載の自動ステップ可変減衰器。
【請求項６】
電波信号の受信信号をステップ状に減衰させる自動ステップ可変減衰器と、
上記自動ステップ可変減衰器から出力された受信信号を所定の利得をもって増幅する低雑音増幅器と、を有し、
上記自動ステップ可変減衰器は、
電波信号の受信信号を制御信号に応じた減衰量でステップ状に減衰させて上記低雑音増幅器に出力するステップ可変減衰器と、
電波信号の受信信号の入力に対して上記ステップ可変減衰器と並列に配置され、入力した受信信号の電力を、当該受信信号の強度を示す強度信号に変換する検波器と、
上記検波器による上記強度信号と複数の閾値との高低の比較結果に応じた上記制御信号を生成し、生成した上記制御信号を上記ステップ可変減衰器に出力するコンパレータ部と、を含む
無線通信装置。
【請求項７】
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
最も低い比較開始用閾値電と比較するコンパレータから出力が反転し、出力が反転した上記コンパレータから最初の比較に用いた比較開始用閾値より低い閾値に切り替えて比較動作を行う。
請求項６記載の無線通信装置。
【請求項８】
上記強度信号は、基本的に単調に増加する信号であり、
上記コンパレータ部は、
値が段階的に異なる閾値と上記強度信号を比較する複数のコンパレータを含み、
上記各コンパレータは、
上記強度信号が対応して与えられる比較開始用閾値を超えないときは制御信号を第１のレベルで出力し、上記強度信号が上記比較開始用閾値を超えると制御信号を第１のレベルを反転させた第２のレベルで出力し、
上記第２のレベルの制御信号を出力すると上記比較開始用閾値に代えて、当該比較開始用閾値より少なくとも一段階分低い閾値が与えられて当該低い閾値と上記強度信号との比較を行う
請求項６記載の無線通信装置。
【請求項９】
上記コンパレータの比較開始用閾値をより高い閾値にシフトさせる閾値シフト機能部を有する
請求項７記載の無線通信装置。
【請求項１０】
上記閾値シフト機能部は、
上記複数のコンパレータのうち、上記強度信号と与えられた比較開始用閾値との比較の結果、出力が反転していないコンパレータの閾値を上記より高い閾値にシフトさせる
請求項９記載の無線通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−３８５０９（Ｐ２０１３−３８５０９Ａ）
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１７１２０２（Ｐ２０１１−１７１２０２）
【出願日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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