過電流保護回路及び車載用表示装置
【課題】 過電流の発生時に素子の破壊を防止するとともに、許容電流値の低い安価な部品を使用可能にすることで、過電流保護回路のコストダウンを図ることができる過電流保護回路及び車載用電子機器を提供する。
【解決手段】 Ｉｏｕｔの増大により負荷電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が予め決められた過電流検出電圧に達すると、第１トランジスタＱ１がオンする。ここで、第１トランジスタＱ１の出力端と第１抵抗Ｒ１とが接続され、当該接続点と主トランジスタＱＭの制御端とが、第１ダイオードＤ１を介して接続されている。このため、第１トランジスタＱ１のオンにより、主トランジスタＱＭの制御端に電圧ＶＧｌｉｍが印加される。
【解決手段】 Ｉｏｕｔの増大により負荷電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が予め決められた過電流検出電圧に達すると、第１トランジスタＱ１がオンする。ここで、第１トランジスタＱ１の出力端と第１抵抗Ｒ１とが接続され、当該接続点と主トランジスタＱＭの制御端とが、第１ダイオードＤ１を介して接続されている。このため、第１トランジスタＱ１のオンにより、主トランジスタＱＭの制御端に電圧ＶＧｌｉｍが印加される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、突入電流等による誤動作がなく、過電流検出時に負荷への通電を停止する過電流保護回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来の技術による過電流保護回路を示す図である。Ｒｓは負荷電流検出抵抗、ＱｍはＰチャネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタである。これらは電源Ｂと負荷ＲＬに直列に接続されている。第１トランジスタＱ１０は、負荷へ供給される電流である負荷電流に応じて負荷電流検出抵抗Ｒｓの両端に生じる電圧降下に従い、オン又はオフ状態にスイッチングされる。
【０００３】
電源Ｂが投入されると、電源Ｂの電圧は抵抗Ｒ１００と抵抗Ｒ１１０で分圧されて主トランジスタＱｍの制御端へ所定の電圧を印加する。主トランジスタＱｍの制御端へ電圧が印加されると、主トランジスタＱｍはオンし、負荷ＲＬに所要の電流が供給される。
【０００４】
負荷側の回路で地絡が発生すると、負荷抵抗が低下するため、負荷電流検出抵抗Ｒｓ及び主トランジスタＱｍの両素子に過大な電流が流れる。この過電流が素子の許容電流量を超過すると、これら素子が破壊されることとなる。
【０００５】
過電流が流れると、負荷電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が予め決められた過電流検出電圧に達し、第１トランジスタＱ１０がオンする。第１トランジスタＱ１０のオンにより、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ２０とが通電され、第２トランジスタＱ２０の制御端と出力端との間にバイアス電圧が印加され、第２トランジスタＱ２０がオンする。また、第２トランジスタＱ２０のオンにより、抵抗Ｒ４０と抵抗Ｒ５０とが通電され、第３トランジスタＱ３０の制御端と入力端との間にバイアス電圧が印加され、第３トランジスタＱ３０がオンする。さらに、第３トランジスタＱ３０がオンすることにより、主トランジスタＱｍの入力端と制御端との電位差が減少し、主トランジスタＱｍがオフする。このように、従来の過電流保護回路は、過電流の発生を検出すると、主トランジスタＱｍがオフすることにより、過電流の通電を停止するよう構成されている。
【０００６】
また、第２トランジスタＱ２０の制御端へ印加される電圧は、抵抗Ｒ３０とコンデンサＣ１０からなる積分回路の時定数により、上昇する時間が遅延される。このため、起動時の突入電流や外部からのノイズの侵入による瞬時的な過電流が生じた場合であっても、第２トランジスタＱ２０は直ちにオンすることがない。このように、従来の過電流保護回路は、起動時の突入電流等を地絡と誤検出して通電を停止しないよう構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−１７５３４５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来の過電流保護回路には、以下のような問題点があった。
【０００９】
過電流保護回路は、過電流を検出するとコンデンサＣ１０の時定数で規定される規定時間後に通電を停止するが、かかる規定時間の間は過電流の通電が継続されるため、この間に負荷へ接続された過電流検出抵抗Ｒｓや主トランジスタＱｍが破壊される恐れがあった。
【００１０】
このため、両素子には規定時間における過電流に耐え得る許容電流量の高い高価な部品を使用しなければならず、過電流保護回路のコストが増大するという問題点があった。
【００１１】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、過電流による破壊を防止すると共に、許容電流量の低い安価な部品を使用可能にすることで、過電流保護回路のコストダウンを図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、電源と負荷との間に接続され、負荷への過電流を検出する過電流検出素子と、
前記負荷と前記過電流検出素子との間に接続され、制御端と入力端との間に印加される電圧に応じて前記負荷への通電を制御する主スイッチ素子とを備え、
前記過電流検出素子が負荷への過電流を検出すると、所定時間後に主スイッチ素子が負荷への通電を停止する過電流保護回路において、
出力端が前記主スイッチ素子の制御端へ接続され、前記過電流検出素子が負荷への過電流を検出すると導通する第１スイッチ素子を備えたことを特徴とする過電流保護回路である。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、起動時の突入電流や外部からのノイズの侵入による瞬時的な過電流が生じた場合でも、過電流保護回路が地絡と誤検出しないうえ、許容電流量の低い安価な部品を使用可能にすることで、過電流保護回路のコストダウンを図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来の技術による過電流保護回路の構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態を示す過電流保護回路１ａの構成図である。
【図３】本発明の第１の実施形態を示す過電流保護回路１ａの動作を説明するタイムチャートである。
【図４】本発明の第２の実施形態を示す過電流保護回路１ｂの構成図である。
【図５】本発明の第３の実施形態を示す過電流保護回路１ｃの構成図である。
【図６】本発明の第４の実施形態を示す過電流保護回路１ｄの構成図である。
【図７】本発明の第５の実施形態を示す過電流保護回路１ｅの構成図である。
【図８】本発明の第６の実施形態を示す車載用表示装置４の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
〔第１の実施形態〕
以下に、本発明の過電流保護回路について図面を用いて詳細に説明する。
【００１６】
図２は本発明の第１の実施形態を示す過電流保護回路１ａの構成図である。電源を供給する電源ＶＩＮと電圧の出力ＶＯＵＴの先に接続されている負荷（図示せず）との間に、過電流検出抵抗ＲＳと負荷への電源の供給を制御する主トランジスタＱＭとが直列に接続されている。主トランジスタＱＭは、たとえばＰチャネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタで構成されるが、スイッチ素子として動作するものであればよい。
【００１７】
電源ＶＩＮと負荷電流検出抵抗ＲＳとの接続点と接地点との間に、第１トランジスタＱ１と第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２とが直列に接続されている。第１トランジスタＱ１は、負荷電流に応じて負荷電流検出抵抗ＲＳの両端に生じる電圧降下に従い、電流を通電する導通状態（以下「オン」という）、通電する電流量を制限する制限状態と、電流を遮断する遮断状態（以下「オフ」という）とのいずれかに制御される。
【００１８】
負荷電流検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとの接続点と接地点との間に、第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４と第２トランジスタＱ２とが直列に接続されている。また、当該接続点と主トランジスタＱＭの制御端との間に第５抵抗Ｒ５が接続されている。
【００１９】
主トランジスタＱＭの制御端と接地点との間に、第６抵抗Ｒ６と第３トランジスタＱ３とが直列に接続されている。
【００２０】
第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との接続点と第２トランジスタＱ２の制御端とが接続され、コンデンサＣ１と第４トランジスタＱ４とが第２抵抗Ｒ２に対して並列に接続されている。
【００２１】
第１トランジスタＱ１と第１抵抗Ｒ１との接続点が第１ダイオードＤ１の入力端に接続され、第１ダイオードＤ１の出力端が主トランジスタＱＭの制御端と第６抵抗Ｒ６との接続点に接続されている。
【００２２】
第３トランジスタＱ３の制御端には、主トランジスタＱＭをオンさせるＳＷｏｎ信号が入力され、第４トランジスタＱ４の制御端は、過電流保護回路１ａを再起動させるＲｅｓｔａｒｔ信号が入力されるようになっている。
【００２３】
なお、主トランジスタＱＭと第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６と第３トランジスタＱ３とは、負荷に電源ＶＩＮを供給するためのスイッチ回路２ａを構成する。
【００２４】
また、Ｑ１乃至Ｑ４は、たとえばＮＰＮ型又は接合型トランジスタで構成されるが、スイッチ素子として動作するものであればよい。
【００２５】
図３は第１の実施形態を示す過電流保護回路１ａの動作を説明するタイムチャートである。横軸は時間の経過を表し、縦軸は過電流保護回路１ａとスイッチ回路２ａとの所定箇所における電圧値と電流値と信号との動きを表す。ＶＯＵＴは、負荷へ印加される電圧値である。Ｉｏｕｔは主トランジスタＱＭの入力端と出力端間に通電され、負荷へ出力される電流の値であり、Ｉｌｉｍは後述するようにＩｏｕｔの所定の電流値を表す。ＶＧは主トランジスタＱＭの制御端の電位であり、ＶＩＮの電位からどれだけ低下しているかを表す。ＶＧｌｉｍとＶＧｓｔｐとは後述するようにＶＧの所定電圧値を表す。Ｑ２制御端電流は、Ｑ２の制御端に流れる電流の量を表す。ＲｅｓｔａｒｔはＲｅｓｔａｒｔ信号の値を表す。
【００２６】
スイッチ回路２ａにおいて、ＳＷｏｎ信号が投入されると、第３トランジスタＱ３にバイアスが与えられ、第３トランジスタＱ３がオンする。主トランジスタＱＭの制御端と接地点とが接続され、電源ＶＩＮから電圧が印加されるため、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との間に電圧降下が生じ、主トランジスタＱＭがオンする。これにより、負荷への出力電流Ｉｏｕｔの通電が開始され、時刻ｔ１の状態となる。
【００２７】
時刻ｔ２は、負荷で地絡が発生し、出力電流Ｉｏｕｔが増大した時点を示す。Ｉｏｕｔの増大により負荷電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が予め決められた過電流検出電圧に達すると、第１トランジスタＱ１がオンする。ここで、第１トランジスタＱ１の出力端と第１抵抗Ｒ１とが接続され、当該接続点と主トランジスタＱＭの制御端とが、第１ダイオードＤ１を介して接続されている。このため、第１トランジスタＱ１のオンにより、主トランジスタＱＭの制御端に電圧が印加される。主トランジスタＱＭの入力端の電位は、第５抵抗Ｒ５における電圧降下により制御端の電位よりも高い。したがって、主トランジスタＱＭの制御端に電圧が印加されると、制御端の電位が高まるため、入力端と制御端との電位差が縮小されることとなる。この場合の主トランジスタＱＭの制御端の電位をＶＧｌｉｍとする。主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差が少なくなると、チャネルが狭くなることにより主トランジスタＱＭの通電量が低減され、出力電流ＩｏｕｔがＩｌｉｍの値に制限される。Ｉｌｉｍの値には、後述するように、過電流検出抵抗ＲＳ及び主トランジスタＱＭの許容電流量を超過しない値が与えられる。
【００２８】
このように、主トランジスタＱＭは、負荷への通電を制限する制限手段として機能する。また、主トランジスタＱＭと第１トランジスタＱ１と第３抵抗Ｒ３と第１ダイオードＤ１とは、負荷への通電を制限する制限手段を含む制限回路を構成する。
【００２９】
第１トランジスタＱ１がオンすると、第１抵抗Ｒ１に流れる電流がコンデンサＣ１へ流入し、コンデンサＣ１への充電が開始される。コンデンサＣ１が十分に充電されると、第２トランジスタＱ２に所定のバイアスが与えられ、第２トランジスタＱ２がオンする。
【００３０】
なお、第２トランジスタＱ２の制御端へ印加される電圧が所定電圧に達するまでの時間Ｔｄは、第１抵抗Ｒ１の大きさとコンデンサＣ１の容量とに基づく時定数に応じて規定される。当該時間は、コンデンサＣ１を第１抵抗Ｒ１に流れる電流で充電し、コンデンサＣ１の両端電圧が第２トランジスタＱ２をオンさせる電圧になるまでの時間である。このＴｄのために、地絡による過電流が生じた場合でも、第２トランジスタＱ２は直ちにオンせず、主トランジスタＱＭは通電を停止しない。過電流保護回路１ａでは起動時の突入電流や外部からのノイズの侵入による瞬時的な過電流を地絡と誤検出し、負荷電流の通電を停止することがないよう構成されている。
【００３１】
このように、コンデンサＣ１は、過電流の検出から負荷電流の通電を停止するまでの間を規定の遅延時間だけ遅らせる遅延手段として機能する。また、コンデンサＣ１と第１抵抗Ｒ１とは、遅延手段を含む遅延回路を構成する。
【００３２】
時刻ｔ３は、地絡による過電流の発生後、遅延時間Ｔｄが経過し、負荷への通電が停止される時点を示す。第２トランジスタＱ２がオンすると、第１トランジスタＱ１の制御端が接地点へ接続されるため、当該制御端の電流が増加する。第２トランジスタＱ２は接地用トランジスタとして機能する。かかる制御端の電流の増加により、第１トランジスタＱ１に通電される電流が増幅する。このため、第１トランジスタＱ１の出力端に接続される第１ダイオードＤ１に通電される電流が増加する。当該電流の増加により主トランジスタＱＭの制御端と第６抵抗Ｒ６との接続点の電位ＶＧが上昇してＶＧｓｔｐに達する。なお、ＶＧｓｔｐは、主トランジスタＱＭの入力端の電位と同電位であり、後述の式により与えられる。
【００３３】
このため、後述するように、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差がなくなり、主トランジスタＱＭがオフする。当該オフ変化により、負荷への通電が停止されるため、電源ＶＩＮと負荷との間に接続される過電流検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとが過電流から保護される。
【００３４】
ここで、ＶＧｓｔｐは以下の（１）式により与えられる。なお、ＶＣＥ（Ｑ１）は第１トランジスタＱ１の制御端と出力端間の電圧であり、ＶＦ（Ｄ１）は第１ダイオードＤ１の両端の電圧である。
ＶＧｓｔｐ＝ＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１） ・・・（１）
また、ＶＧｌｉｍの値は、０からＶＧｓｔｐまでの値であり、負荷検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとが破壊されない程度のＩｌｉｍを通電するよう主トランジスタＱＭの特性に基づき設定すればよい。
【００３５】
ＶＧｓｔｐをＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１）に設定した場合に、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差がなくなるのは、当該両端の電圧であるＶＧＳが０［ｖ］となる場合である。ＶＧＳは、以下の式により与えられる。なお、ＩｌｉｍはＶＢＥ（Ｑ１）／ＲＳである。
ＶＧＳ＝ＶＧｓｔｐ−ＲＳ×Ｉｌｉｍ
（１）式より、
ＶＧＳ＝ＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１）−ＲＳ×Ｉｌｉｍ
Ｉｌｉｍ＝ＶＢＥ（Ｑ１）／ＲＳより、
ＶＧＳ＝ＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１）−ＶＢＥ（Ｑ１） ・・・（２）
ここで、ＶＦ（Ｄ１）とＶＢＥ（Ｑ１）との値は、ダイオードの一般的な電圧降下の特性に従い、約０．６［ｖ］が該当すると考えられ、（３）式が導出される。
ＶＧＳ＝ＶＣＥ（Ｑ１） ・・・（３）
また、ＶＣＥ（Ｑ１）の値は、第１トランジスタＱ１が十分に導通した場合には、第１トランジスタＱ１の入力端と出力端間における電圧降下も十分に小さいため、０［ｖ］と近似できる。第１トランジスタＱ１が十分に導通した場合のＶＣＥ（Ｑ１）をＶＣＥｓａｔ（Ｑ１）とすると、（３）式より、
ＶＧＳ≒ＶＣＥｓａｔ（Ｑ１）
ＶＧＳ≒０
となり、主トランジスタＱＭの制御端と入力端間の電圧ＶＧＳは０［ｖ］となる。
【００３６】
このように、主トランジスタＱＭは負荷への通電を停止する停止手段として機能する。また、主トランジスタＱＭと第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４と第２トランジスタＱ２とは、負荷への通電を停止する停止手段を含む停止回路を構成する。
【００３７】
また、主トランジスタＱＭによる通電が停止された状態において、第１トランジスタＱ１は第３抵抗Ｒ３を介して、また第２トランジスタＱ２は第１トランジスタＱ１と第１抵抗Ｒ１とを介して継続的にバイアスが与えられる。このため、両トランジスタはオン状態が保持され、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との間に電位差が生じない状態が保持され、以後、負荷への通電が継続的に停止される。
【００３８】
このように、第１トランジスタＱ１は、第２トランジスタＱ２のオン状態を保持する保持手段として機能する。また、第１トランジスタＱ１と第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３とは、第２トランジスタＱ２のオン状態を保持する保持手段を含む保持回路を構成する。
【００３９】
時刻ｔ４は、負荷への通電が停止され、地絡が解消されていない状態において、Ｒｅｓｔａｒｔ信号が出力された時点を示す。Ｒｅｓｔａｒｔ信号が出力されると、第４トランジスタＱ４へバイアスが与えられ、第４トランジスタＱ４がオンする。これにより、第１抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点が接地点に接続されるため、コンデンサＣ１が放電され、第２トランジスタＱ２がオフする。すなわち、Ｒｅｓｔａｒｔ信号は、第２トランジスタＱ２のオン状態と主トランジスタＱＭでの通電の停止が保持された状態とを解消する信号である。ただし、第１トランジスタＱ１は、第２トランジスタＱ２がオフしても、地絡が解消されていない場合には過電流検出抵抗ＲＳの両端に生じる電圧降下により、一定のバイアスが与えられるためオフ変化しない。このため、上述の通り主トランジスタＱＭの制御端の電位はＶＧｌｉｍとなり、出力電流ＩｏｕｔはＩｌｉｍの値に制限される。
【００４０】
なお、時刻ｔ４において地絡が解消されている場合には、Ｉｏｕｔは時刻ｔ１と同様の正常な電流値となる。
【００４１】
なお、Ｒｅｓｔａｒｔ信号は、例えば負荷への通電が停止された後の所定時間後に、図示しないマイクロコンピュータにより出力される。また、過電流保護回路１ａが車両に搭載される場合には、車載用電子機器や原動機の起動に応じて出力されるよう構成してもよい。
【００４２】
時刻ｔ５は、Ｒｅｓｔａｒｔ信号の出力が停止された時点を示す。Ｒｅｓｔａｒｔ信号の出力が停止されると、第４トランジスタＱ４へバイアスが与えられないため第４トランジスタＱ４がオフする。これにより、第１抵抗Ｒ１に流れる電流がコンデンサＣ１へ流入し、コンデンサＣ１への充電が開始される。以後、前述の通り、遅延時間Ｔｄの間に出力電流の通電が制限され、Ｔｄの経過後である時刻ｔ６において通電が停止される。
【００４３】
なお、ＳＷｏｎ信号の投入直後において、出力電流Ｉｏｕｔは負荷に備えられた図示しないコンデンサへ突入電流として流入する。突入電流は負荷電流検出抵抗Ｒｓと主トランジスタＱＭとに対し過大な電流であり、両素子を破壊される恐れがあるとともに、負荷の起動に必要な電流である。本発明における過電流保護回路１ａは、突入電流による過電流を検出した場合、前述の時刻ｔ２の動作と同様に、第１トランジスタＱ１がオン変化し、主トランジスタＱＭの制御端へ電圧を印加し、当該制御端の電位をＶＧｌｉｍとする。これにより、主トランジスタＱＭは負荷への通電を制限する。また、本発明における過電流保護回路１ａは、電源ＶＩＮと負荷の間に接続された負荷電流検出抵抗Ｒｓと主トランジスタＱＭとを突入電流による過電流から保護するとともに、負荷への電流の供給を停止しないため、負荷の起動に必要な一定の電流を供給することができる。
【００４４】
〔第２の実施形態〕
図４は本発明の第２の実施形態を示す過電流保護回路１ｂの構成図である。
【００４５】
過電流保護回路１ｂは、図２に示した過電流保護回路１ａにおけるスイッチ回路２に第２ダイオードＤ２を付加した回路である。２ダイオードＤ２は、スイッチ回路２ｂに設けられる。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００４６】
図２に示した過電流保護回路１ａは、主トランジスタＱＭの制御端の電位ＶＧを上昇させ、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差をなくすことにより、主トランジスタＱＭをオフさせる。当該制御は、ダイオードの特性に基づき、ＶＢＥ（Ｑ１）＝ＶＦ（Ｄ１）であることを前提とする。
【００４７】
しかし、第１トランジスタＱ１と第１ダイオードＤ１は半導体の性質上、温度の影響を受け、導通する電流や印加される電圧の値に変動を生じ易い。かかる温度変化により、ＶＢＥ（Ｑ１）の値が ＶＦ（Ｄ１）より大きくなる場合も生じる。かかる場合には、上記（２）式は以下の通りとなる。
ＶＧＳ＝ＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１）−ＶＢＥ（Ｑ１）
ＶＧＳ＞ ０
すなわち、ＶＧＳは０より大きい値となり、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差がなくならない。この場合、主トランジスタＱＭがオフせず、負荷への通電が停止されないため、不要な電流が出力され続けることが問題となる。
【００４８】
そこで、過電流保護回路１ｂは、第２ダイオードD２を備えることで、かかる問題を解決する。第２ダイオードD２は、入力端が主トランジスタＱＭの制御端と第５抵抗Ｒ５との接続点に接続され、出力端が第１ダイオードD１の出力端に接続される。
【００４９】
第２ダイオードD２は、ダイオードの性質上、所定の電圧降下を生じさせるため、直列に接続される主トランジスタＱＭの入力端と制御端との端子間の電圧を低減させる。このため、ＶＧＳは０により接近した値となり、チャネルがより狭くなり主トランジスタＱＭの通電量が低減される。
【００５０】
このように、過電流保護回路１ｂは、温度変化により、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との端子間の電圧が０とならない場合であっても、当該電圧値を低減させるため、主トランジスタＱＭの通電量を低減させることができる。これにより、不要な電流の出力を低減させることができる。
【００５１】
なお、第２ダイオードD２は抵抗素子でもよく、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との間の電圧を低下させるよう機能する素子であればよい。
【００５２】
また、過電流保護回路１ｂは、図２に示した過電流保護回路１ａに第２ダイオードＤ２を付加した回路であるが、当該第２ダイオードＤ２は過電流保護回路１ａへ付加されるだけでなく、以下に示す本発明の他の実施形態における過電流保護回路へ付加することもできる。この場合、当該第２ダイオードＤ２が付加された過電流保護回路は前述したのと同様の作用及び効果を生じさせる。
【００５３】
〔第３の実施形態〕
図５は本発明の第３の実施形態を示す過電流保護回路の構成図である。
【００５４】
過電流保護回路１ｃは、図２に示した過電流保護回路１ａに第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４と第７抵抗Ｒ７とを付加した回路である。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００５５】
電源ＶＩＮから出力される電圧は、レギュレータを介す前の電圧であるため変動を生じやすい。ＶＩＮの電圧が減少すると、コンデンサＣ１への充電電流も減少するため、前述の遅延時間が延長される。この結果、過電流検出抵抗ＲＳや主トランジスタＱＭに過電流が通電される時間も延長され、両素子が破壊される恐れが増すことが問題となる。
【００５６】
そこで、過電流保護回路１ｃは、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４と第７抵抗Ｒ７とを備えることで、かかる問題を解決する。第７抵抗Ｒ７は一端が第１抵抗Ｒ１に接続され、他端が第２抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点に接続される。第３ダイオードＤ３は、入力端が第１抵抗Ｒ１と第７抵抗Ｒ７との接続点に接続され、出力端が第４ダイオードＤ４の入力端に接続される。第４ダイオードＤ４は、入力端が第３ダイオードＤ３の出力端に接続され、出力端が接地点に接続される。
【００５７】
第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４とは、ダイオードの作用により一定の電圧降下を生じさせる、いわゆるクランプ素子として機能する。本回路においては両素子による電圧降下の合計は約１．２［ｖ］である。これは、電源ＶＩＮから出力される電圧の変動に係わらずほぼ一定となる。コンデンサＣ１と第７抵抗Ｒ７とは、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４とに並列に接続されるため、コンデンサＣ１と第７抵抗Ｒ７とに生じる電圧降下の合計は、約１．２［ｖ］で一定となる。かかる電圧降下はダイオードの作用に基づくため、電源ＶＩＮから出力される電圧の変動に係わらず、コンデンサＣ１と第７抵抗Ｒ７とには安定的に電圧が印加される。この結果、ＶＩＮの電圧が減少した場合であっても、コンデンサＣ１への充電電流は一定し、前述の遅延時間が延長されることはない。
【００５８】
このように、過電流保護回路１ｃは、電源ＶＩＮの出力に変動があった場合であっても、過電流検出抵抗ＲＳや主トランジスタＱＭに過電流が通電される時間が延長されず、両素子が破壊される恐れが増すのを防止する。また、温度変化により第１トランジスタＱ１の出力電流に変動が生じた場合であっても、同様に、コンデンサＣ１と第７抵抗Ｒ７とには安定的に電圧が印加され、コンデンサＣ１への充電電流を一定させることができる。
【００５９】
なお、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４とは、ダイオードに限定されず、電源ＶＩＮの出力の変動に係わらず、一定の電圧降下を生じさせる素子であればよい。
【００６０】
また、過電流保護回路１ｃは、図２に示した過電流保護回路１ａに第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４と第７抵抗Ｒ７の各素子を付加した回路であるが、当該各素子は過電流保護回路１ａへ付加されるだけでなく、以下に示す本発明の他の実施形態における過電流保護回路へ付加することもできる。この場合、当該各素子が付加された過電流保護回路は前述したのと同様の作用及び効果を生じさせる。
【００６１】
〔第４の実施形態〕
図６は本発明の第４の実施形態を示す過電流保護回路の構成図である。
【００６２】
過電流保護回路１ｄは、図２に示した過電流保護回路１ａにマイクロコンピュータ２と第８抵抗Ｒ８と第５ダイオードＤ５とを付加した回路であり、マイクロコンピュータ２がＳＷｏｎ信号とＲｅｓｔａｒｔ信号とを出力する回路を示す。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００６３】
図２に示した過電流保護回路１ａは、負荷への通電が停止された後の所定時間後に、マイクロコンピュータによりＲｅｓｔａｒｔ信号が出力される。しかし、負荷への通電は、地絡による過電流の発生によるもののほか、負荷の稼働状況に応じて停止される場合もある。Ｒｅｓｔａｒｔ信号は、過電流の発生により負荷への通電が停止された場合に、過電流保護回路による通電停止状態を解消する信号である。このため、過電流保護回路１ａでは、Ｒｅｓｔａｒｔ信号を出力するために、過電流の発生による負荷への通電の停止をどのように検知するか問題となる。
【００６４】
そこで、過電流保護回路１ｄは、マイクロコンピュータ２と第８抵抗Ｒ８と第５ダイオードＤ５とを備えることで、かかる問題を解決する。過電流保護回路１ｄに接続されたマイクロコンピュータ２は、第３トランジスタＱ３の制御端にＳＷｏｎ信号が出力され、第４トランジスタＱ４の制御端にＲｅｓｔａｒｔ信号が出力される。また、マイクロコンピュータ２が第５ダイオードＤ５の入力端に接続され、第５ダイオードＤ５の出力端が第４抵抗Ｒ４と第２トランジスタＱ２の入力端との接続点に接続される。マイクロコンピュータ２は、電源ＶＤＤにより電源が与えられる。第８抵抗Ｒ８は、一端が電源ＶＤＤに接続され、他端が第５ダイオードＤ５の入力端とマイクロコンピュータ２との接続点に接続される。
【００６５】
マイクロコンピュータ２は、電源ＶＤＤに接続された第８抵抗Ｒ８を介して所定の電圧が印加される。当該電圧の値は、電源ＶＤＤと第８抵抗Ｒ８との値に基づいて規定され、電源ＶＤＤが安定して与えられる間、一定した値となる。すなわち、マイクロコンピュータ２は、電源ＶＤＤによりハイレベルの信号が入力される。過電流検出抵抗ＲＳにより過電流が検出されると、前述の遅延時間後に第２トランジスタＱ２がオンする。これにより、第８抵抗Ｒ８とマイクロコンピュータ２の入力端子との接続点も接地点に接続される。当該入力端子との接続点が接地点に接続されると、第８抵抗Ｒ８を流れる電流が接地点に流入するため、マイクロコンピュータ２に印加される電圧が急減する。すなわち、マイクロコンピュータ２へローレベルの信号が入力される。マイクロコンピュータ２は当該電圧のハイレベルからローレベルへの変化を検出することで、過電流の発生による負荷への通電の停止を検知することができる。マイクロコンピュータ２は通電の停止を検知した後に所定のタイミングでＲｅｓｔａｒｔ信号を出力する。
【００６６】
このように、過電流保護回路１ｄは、マイクロコンピュータ２と接続され、過電流の発生による負荷への通電の停止を検知することができ、負荷への通電が停止された後に、マイクロコンピュータ２よりＲｅｓｔａｒｔ信号を出力することができる。
【００６７】
〔第５の実施形態〕
図７は本発明の第５の実施形態を示す過電流保護回路の構成図である。
【００６８】
過電流保護回路１ｅは、図２に示した過電流保護回路１ａから第４トランジスタＱ４を削減した回路である。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００６９】
図２に示した過電流保護回路１ａは、ＳＷｏｎ信号とＲｅｓｔａｒｔ信号との出力回路を各別に設ける。過電流保護回路１ｅは、両出力回路を単一の回路で構成することで、過電流保護回路のコスト削減を図る。
【００７０】
過電流保護回路１ｅは、回路１ａにおいて、第２トランジスタＱ２の出力端とコンデンサＣ１の負極端子と第２抵抗Ｒ２の接地側端子を各々接地点に接続せず、スイッチトランジスタＱＳＷの入力端に接続する。また、過電流保護回路１ｅは、第４トランジスタＱ４を含むＲｅｓｔａｒｔ信号の出力回路を削減して構成される。主トランジスタＱＭと第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６とスイッチトランジスタＱＳＷとでスイッチ回路２ｅを構成する。
【００７１】
スイッチトランジスタＱＳＷの制御端にＳＷｏｎ信号が継続して入力されると、スイッチトランジスタＱＳＷにバイアスが与えられ、スイッチトランジスタＱＳＷが継続してオンする。スイッチトランジスタＱＳＷがオンすると、主トランジスタＱＭの制御端と接地点とが接続され、電源ＶＩＮから電圧が印加されるため、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との間に電圧降下が生じ、主トランジスタＱＭがオンする。これにより、出力電流Ｉｏｕｔの通電が開始される。すなわち、スイッチトランジスタＱＳＷの制御端への信号の入力は、過電流保護回路１ａにおけるＳＷｏｎ信号の入力と同様の作用を生じさせる。
【００７２】
過電流検出抵抗ＲＳにより過電流が検出されると、前述の手順により第２トランジスタＱ２がオンする。これにより、過電流検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとの接続点がスイッチトランジスタＱＳＷを介して接地点に接続され、主トランジスタＱＭの入力端に電流が流入せず、主トランジスタＱＭはオフして通電を停止する。スイッチトランジスタＱＳＷがオンである間は、主トランジスタＱＭはオフの状態を継続するため、通電は継続して停止される。
【００７３】
スイッチトランジスタＱＳＷの制御端への信号入力を停止すると、過電流保護回路１ｅは接地点と切断され、電流が流入しない。このため、第１トランジスタＱ１はオフされ、コンデンサＣ１が放電する。コンデンサＣ１の放電により第２トランジスタＱ２がオフされ、過電流検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとの接続点が接地点と切断される。これにより、スイッチトランジスタＱＳＷの入力端に信号が再度入力されると、主トランジスタＱＭがオン状態となる。すなわち、スイッチトランジスタＱＳＷの制御端への信号の停止は、過電流保護回路１ａにおけるＲｅｓｔａｒｔ信号の入力と同様の作用を生じさせる。
【００７４】
このように、過電流保護回路１ｅは、スイッチトランジスタＱＳＷの制御端に入力される信号がＳＷｏｎ信号とＲｅｓｔａｒｔ信号とを兼ねる。これにより、過電流保護回路１ｅは、両出力回路が単一の回路で構成され、過電流保護回路のコスト削減を図ることができる。
【００７５】
〔第６の実施形態〕
図８は本発明の第６の実施形態を示す車載用表示装置４の構成図である。
【００７６】
車載用表示装置４は、図２に示した過電流保護回路１ａを備えた装置である。図８における過電流保護回路１ｆは図２に示した過電流保護回路１ａに相当する。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００７７】
車載用表示装置４は、発光ＬＥＤ５を制御するＬＥＤドライバ６を備え、発光ＬＥＤ５を光源とし乗車者に地図等の所定の情報を表示する。車載用表示装置４は、車両内に設置されるため、車両走行中は走行による振動が継続的に加えられる。この振動は内部回路の配線に支障を来たし、地絡が発生する要因となる。また、車載用表示装置４は、複数の発光ＬＥＤ５を光源とするため、発光による熱を放出するための複数の通気口が設けられる。通気口から装置内部へ侵入した埃が、ＬＥＤドライバ６や発光ＬＥＤ５の回路に接触すると地絡が発生する要因となる。
【００７８】
そこで、車載用表示装置４へ電源を供給する回路に過電流保護回路１ｆが接続される。ＬＥＤドライバ６と電源ＶＩＮの間に主トランジスタＱＭと過電流検出抵抗ＲＳとが接続され、発光ＬＥＤ５への電源の供給を行う。ＬＥＤドライバ６で地絡が発生した場合には、過電流保護回路１ｆが作動し、前述の手順で主トランジスタＱＭと過電流検出抵抗ＲＳとが過電流から保護される。
【００７９】
このように、車載用表示装置４は、振動等により地絡が発生しやすいため、過電流保護回路１ｆを備えることが有用である。
【００８０】
なお、車載用表示装置は、表示装置に限定されるものではなく、車載用オーディオ装置や車載用ナビゲーション装置でもよく、車載用電子機器であればよい。また、車載用に限定されるものではなく、家庭用や移動体用でもよい。
【符号の説明】
【００８１】
１ａ〜１ｅ 過電流保護回路
２，２ｂ，２ｅ 電源スイッチ回路
３ マイクロコンピュータ
４ 車載用表示装置
５ 発光ＬＥＤ
６ ＬＥＤドライバ
ＱＭ 電界効果トランジスタ
Ｑ１〜Ｑ４，ＱＳＷ 接合型トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ８，ＲＳ 抵抗
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード
ＶＩＮ，ＶＤＤ 電源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、突入電流等による誤動作がなく、過電流検出時に負荷への通電を停止する過電流保護回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来の技術による過電流保護回路を示す図である。Ｒｓは負荷電流検出抵抗、ＱｍはＰチャネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタである。これらは電源Ｂと負荷ＲＬに直列に接続されている。第１トランジスタＱ１０は、負荷へ供給される電流である負荷電流に応じて負荷電流検出抵抗Ｒｓの両端に生じる電圧降下に従い、オン又はオフ状態にスイッチングされる。
【０００３】
電源Ｂが投入されると、電源Ｂの電圧は抵抗Ｒ１００と抵抗Ｒ１１０で分圧されて主トランジスタＱｍの制御端へ所定の電圧を印加する。主トランジスタＱｍの制御端へ電圧が印加されると、主トランジスタＱｍはオンし、負荷ＲＬに所要の電流が供給される。
【０００４】
負荷側の回路で地絡が発生すると、負荷抵抗が低下するため、負荷電流検出抵抗Ｒｓ及び主トランジスタＱｍの両素子に過大な電流が流れる。この過電流が素子の許容電流量を超過すると、これら素子が破壊されることとなる。
【０００５】
過電流が流れると、負荷電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が予め決められた過電流検出電圧に達し、第１トランジスタＱ１０がオンする。第１トランジスタＱ１０のオンにより、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ２０とが通電され、第２トランジスタＱ２０の制御端と出力端との間にバイアス電圧が印加され、第２トランジスタＱ２０がオンする。また、第２トランジスタＱ２０のオンにより、抵抗Ｒ４０と抵抗Ｒ５０とが通電され、第３トランジスタＱ３０の制御端と入力端との間にバイアス電圧が印加され、第３トランジスタＱ３０がオンする。さらに、第３トランジスタＱ３０がオンすることにより、主トランジスタＱｍの入力端と制御端との電位差が減少し、主トランジスタＱｍがオフする。このように、従来の過電流保護回路は、過電流の発生を検出すると、主トランジスタＱｍがオフすることにより、過電流の通電を停止するよう構成されている。
【０００６】
また、第２トランジスタＱ２０の制御端へ印加される電圧は、抵抗Ｒ３０とコンデンサＣ１０からなる積分回路の時定数により、上昇する時間が遅延される。このため、起動時の突入電流や外部からのノイズの侵入による瞬時的な過電流が生じた場合であっても、第２トランジスタＱ２０は直ちにオンすることがない。このように、従来の過電流保護回路は、起動時の突入電流等を地絡と誤検出して通電を停止しないよう構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−１７５３４５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来の過電流保護回路には、以下のような問題点があった。
【０００９】
過電流保護回路は、過電流を検出するとコンデンサＣ１０の時定数で規定される規定時間後に通電を停止するが、かかる規定時間の間は過電流の通電が継続されるため、この間に負荷へ接続された過電流検出抵抗Ｒｓや主トランジスタＱｍが破壊される恐れがあった。
【００１０】
このため、両素子には規定時間における過電流に耐え得る許容電流量の高い高価な部品を使用しなければならず、過電流保護回路のコストが増大するという問題点があった。
【００１１】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、過電流による破壊を防止すると共に、許容電流量の低い安価な部品を使用可能にすることで、過電流保護回路のコストダウンを図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、電源と負荷との間に接続され、負荷への過電流を検出する過電流検出素子と、
前記負荷と前記過電流検出素子との間に接続され、制御端と入力端との間に印加される電圧に応じて前記負荷への通電を制御する主スイッチ素子とを備え、
前記過電流検出素子が負荷への過電流を検出すると、所定時間後に主スイッチ素子が負荷への通電を停止する過電流保護回路において、
出力端が前記主スイッチ素子の制御端へ接続され、前記過電流検出素子が負荷への過電流を検出すると導通する第１スイッチ素子を備えたことを特徴とする過電流保護回路である。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、起動時の突入電流や外部からのノイズの侵入による瞬時的な過電流が生じた場合でも、過電流保護回路が地絡と誤検出しないうえ、許容電流量の低い安価な部品を使用可能にすることで、過電流保護回路のコストダウンを図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来の技術による過電流保護回路の構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態を示す過電流保護回路１ａの構成図である。
【図３】本発明の第１の実施形態を示す過電流保護回路１ａの動作を説明するタイムチャートである。
【図４】本発明の第２の実施形態を示す過電流保護回路１ｂの構成図である。
【図５】本発明の第３の実施形態を示す過電流保護回路１ｃの構成図である。
【図６】本発明の第４の実施形態を示す過電流保護回路１ｄの構成図である。
【図７】本発明の第５の実施形態を示す過電流保護回路１ｅの構成図である。
【図８】本発明の第６の実施形態を示す車載用表示装置４の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
〔第１の実施形態〕
以下に、本発明の過電流保護回路について図面を用いて詳細に説明する。
【００１６】
図２は本発明の第１の実施形態を示す過電流保護回路１ａの構成図である。電源を供給する電源ＶＩＮと電圧の出力ＶＯＵＴの先に接続されている負荷（図示せず）との間に、過電流検出抵抗ＲＳと負荷への電源の供給を制御する主トランジスタＱＭとが直列に接続されている。主トランジスタＱＭは、たとえばＰチャネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタで構成されるが、スイッチ素子として動作するものであればよい。
【００１７】
電源ＶＩＮと負荷電流検出抵抗ＲＳとの接続点と接地点との間に、第１トランジスタＱ１と第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２とが直列に接続されている。第１トランジスタＱ１は、負荷電流に応じて負荷電流検出抵抗ＲＳの両端に生じる電圧降下に従い、電流を通電する導通状態（以下「オン」という）、通電する電流量を制限する制限状態と、電流を遮断する遮断状態（以下「オフ」という）とのいずれかに制御される。
【００１８】
負荷電流検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとの接続点と接地点との間に、第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４と第２トランジスタＱ２とが直列に接続されている。また、当該接続点と主トランジスタＱＭの制御端との間に第５抵抗Ｒ５が接続されている。
【００１９】
主トランジスタＱＭの制御端と接地点との間に、第６抵抗Ｒ６と第３トランジスタＱ３とが直列に接続されている。
【００２０】
第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との接続点と第２トランジスタＱ２の制御端とが接続され、コンデンサＣ１と第４トランジスタＱ４とが第２抵抗Ｒ２に対して並列に接続されている。
【００２１】
第１トランジスタＱ１と第１抵抗Ｒ１との接続点が第１ダイオードＤ１の入力端に接続され、第１ダイオードＤ１の出力端が主トランジスタＱＭの制御端と第６抵抗Ｒ６との接続点に接続されている。
【００２２】
第３トランジスタＱ３の制御端には、主トランジスタＱＭをオンさせるＳＷｏｎ信号が入力され、第４トランジスタＱ４の制御端は、過電流保護回路１ａを再起動させるＲｅｓｔａｒｔ信号が入力されるようになっている。
【００２３】
なお、主トランジスタＱＭと第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６と第３トランジスタＱ３とは、負荷に電源ＶＩＮを供給するためのスイッチ回路２ａを構成する。
【００２４】
また、Ｑ１乃至Ｑ４は、たとえばＮＰＮ型又は接合型トランジスタで構成されるが、スイッチ素子として動作するものであればよい。
【００２５】
図３は第１の実施形態を示す過電流保護回路１ａの動作を説明するタイムチャートである。横軸は時間の経過を表し、縦軸は過電流保護回路１ａとスイッチ回路２ａとの所定箇所における電圧値と電流値と信号との動きを表す。ＶＯＵＴは、負荷へ印加される電圧値である。Ｉｏｕｔは主トランジスタＱＭの入力端と出力端間に通電され、負荷へ出力される電流の値であり、Ｉｌｉｍは後述するようにＩｏｕｔの所定の電流値を表す。ＶＧは主トランジスタＱＭの制御端の電位であり、ＶＩＮの電位からどれだけ低下しているかを表す。ＶＧｌｉｍとＶＧｓｔｐとは後述するようにＶＧの所定電圧値を表す。Ｑ２制御端電流は、Ｑ２の制御端に流れる電流の量を表す。ＲｅｓｔａｒｔはＲｅｓｔａｒｔ信号の値を表す。
【００２６】
スイッチ回路２ａにおいて、ＳＷｏｎ信号が投入されると、第３トランジスタＱ３にバイアスが与えられ、第３トランジスタＱ３がオンする。主トランジスタＱＭの制御端と接地点とが接続され、電源ＶＩＮから電圧が印加されるため、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との間に電圧降下が生じ、主トランジスタＱＭがオンする。これにより、負荷への出力電流Ｉｏｕｔの通電が開始され、時刻ｔ１の状態となる。
【００２７】
時刻ｔ２は、負荷で地絡が発生し、出力電流Ｉｏｕｔが増大した時点を示す。Ｉｏｕｔの増大により負荷電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が予め決められた過電流検出電圧に達すると、第１トランジスタＱ１がオンする。ここで、第１トランジスタＱ１の出力端と第１抵抗Ｒ１とが接続され、当該接続点と主トランジスタＱＭの制御端とが、第１ダイオードＤ１を介して接続されている。このため、第１トランジスタＱ１のオンにより、主トランジスタＱＭの制御端に電圧が印加される。主トランジスタＱＭの入力端の電位は、第５抵抗Ｒ５における電圧降下により制御端の電位よりも高い。したがって、主トランジスタＱＭの制御端に電圧が印加されると、制御端の電位が高まるため、入力端と制御端との電位差が縮小されることとなる。この場合の主トランジスタＱＭの制御端の電位をＶＧｌｉｍとする。主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差が少なくなると、チャネルが狭くなることにより主トランジスタＱＭの通電量が低減され、出力電流ＩｏｕｔがＩｌｉｍの値に制限される。Ｉｌｉｍの値には、後述するように、過電流検出抵抗ＲＳ及び主トランジスタＱＭの許容電流量を超過しない値が与えられる。
【００２８】
このように、主トランジスタＱＭは、負荷への通電を制限する制限手段として機能する。また、主トランジスタＱＭと第１トランジスタＱ１と第３抵抗Ｒ３と第１ダイオードＤ１とは、負荷への通電を制限する制限手段を含む制限回路を構成する。
【００２９】
第１トランジスタＱ１がオンすると、第１抵抗Ｒ１に流れる電流がコンデンサＣ１へ流入し、コンデンサＣ１への充電が開始される。コンデンサＣ１が十分に充電されると、第２トランジスタＱ２に所定のバイアスが与えられ、第２トランジスタＱ２がオンする。
【００３０】
なお、第２トランジスタＱ２の制御端へ印加される電圧が所定電圧に達するまでの時間Ｔｄは、第１抵抗Ｒ１の大きさとコンデンサＣ１の容量とに基づく時定数に応じて規定される。当該時間は、コンデンサＣ１を第１抵抗Ｒ１に流れる電流で充電し、コンデンサＣ１の両端電圧が第２トランジスタＱ２をオンさせる電圧になるまでの時間である。このＴｄのために、地絡による過電流が生じた場合でも、第２トランジスタＱ２は直ちにオンせず、主トランジスタＱＭは通電を停止しない。過電流保護回路１ａでは起動時の突入電流や外部からのノイズの侵入による瞬時的な過電流を地絡と誤検出し、負荷電流の通電を停止することがないよう構成されている。
【００３１】
このように、コンデンサＣ１は、過電流の検出から負荷電流の通電を停止するまでの間を規定の遅延時間だけ遅らせる遅延手段として機能する。また、コンデンサＣ１と第１抵抗Ｒ１とは、遅延手段を含む遅延回路を構成する。
【００３２】
時刻ｔ３は、地絡による過電流の発生後、遅延時間Ｔｄが経過し、負荷への通電が停止される時点を示す。第２トランジスタＱ２がオンすると、第１トランジスタＱ１の制御端が接地点へ接続されるため、当該制御端の電流が増加する。第２トランジスタＱ２は接地用トランジスタとして機能する。かかる制御端の電流の増加により、第１トランジスタＱ１に通電される電流が増幅する。このため、第１トランジスタＱ１の出力端に接続される第１ダイオードＤ１に通電される電流が増加する。当該電流の増加により主トランジスタＱＭの制御端と第６抵抗Ｒ６との接続点の電位ＶＧが上昇してＶＧｓｔｐに達する。なお、ＶＧｓｔｐは、主トランジスタＱＭの入力端の電位と同電位であり、後述の式により与えられる。
【００３３】
このため、後述するように、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差がなくなり、主トランジスタＱＭがオフする。当該オフ変化により、負荷への通電が停止されるため、電源ＶＩＮと負荷との間に接続される過電流検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとが過電流から保護される。
【００３４】
ここで、ＶＧｓｔｐは以下の（１）式により与えられる。なお、ＶＣＥ（Ｑ１）は第１トランジスタＱ１の制御端と出力端間の電圧であり、ＶＦ（Ｄ１）は第１ダイオードＤ１の両端の電圧である。
ＶＧｓｔｐ＝ＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１） ・・・（１）
また、ＶＧｌｉｍの値は、０からＶＧｓｔｐまでの値であり、負荷検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとが破壊されない程度のＩｌｉｍを通電するよう主トランジスタＱＭの特性に基づき設定すればよい。
【００３５】
ＶＧｓｔｐをＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１）に設定した場合に、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差がなくなるのは、当該両端の電圧であるＶＧＳが０［ｖ］となる場合である。ＶＧＳは、以下の式により与えられる。なお、ＩｌｉｍはＶＢＥ（Ｑ１）／ＲＳである。
ＶＧＳ＝ＶＧｓｔｐ−ＲＳ×Ｉｌｉｍ
（１）式より、
ＶＧＳ＝ＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１）−ＲＳ×Ｉｌｉｍ
Ｉｌｉｍ＝ＶＢＥ（Ｑ１）／ＲＳより、
ＶＧＳ＝ＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１）−ＶＢＥ（Ｑ１） ・・・（２）
ここで、ＶＦ（Ｄ１）とＶＢＥ（Ｑ１）との値は、ダイオードの一般的な電圧降下の特性に従い、約０．６［ｖ］が該当すると考えられ、（３）式が導出される。
ＶＧＳ＝ＶＣＥ（Ｑ１） ・・・（３）
また、ＶＣＥ（Ｑ１）の値は、第１トランジスタＱ１が十分に導通した場合には、第１トランジスタＱ１の入力端と出力端間における電圧降下も十分に小さいため、０［ｖ］と近似できる。第１トランジスタＱ１が十分に導通した場合のＶＣＥ（Ｑ１）をＶＣＥｓａｔ（Ｑ１）とすると、（３）式より、
ＶＧＳ≒ＶＣＥｓａｔ（Ｑ１）
ＶＧＳ≒０
となり、主トランジスタＱＭの制御端と入力端間の電圧ＶＧＳは０［ｖ］となる。
【００３６】
このように、主トランジスタＱＭは負荷への通電を停止する停止手段として機能する。また、主トランジスタＱＭと第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４と第２トランジスタＱ２とは、負荷への通電を停止する停止手段を含む停止回路を構成する。
【００３７】
また、主トランジスタＱＭによる通電が停止された状態において、第１トランジスタＱ１は第３抵抗Ｒ３を介して、また第２トランジスタＱ２は第１トランジスタＱ１と第１抵抗Ｒ１とを介して継続的にバイアスが与えられる。このため、両トランジスタはオン状態が保持され、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との間に電位差が生じない状態が保持され、以後、負荷への通電が継続的に停止される。
【００３８】
このように、第１トランジスタＱ１は、第２トランジスタＱ２のオン状態を保持する保持手段として機能する。また、第１トランジスタＱ１と第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３とは、第２トランジスタＱ２のオン状態を保持する保持手段を含む保持回路を構成する。
【００３９】
時刻ｔ４は、負荷への通電が停止され、地絡が解消されていない状態において、Ｒｅｓｔａｒｔ信号が出力された時点を示す。Ｒｅｓｔａｒｔ信号が出力されると、第４トランジスタＱ４へバイアスが与えられ、第４トランジスタＱ４がオンする。これにより、第１抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点が接地点に接続されるため、コンデンサＣ１が放電され、第２トランジスタＱ２がオフする。すなわち、Ｒｅｓｔａｒｔ信号は、第２トランジスタＱ２のオン状態と主トランジスタＱＭでの通電の停止が保持された状態とを解消する信号である。ただし、第１トランジスタＱ１は、第２トランジスタＱ２がオフしても、地絡が解消されていない場合には過電流検出抵抗ＲＳの両端に生じる電圧降下により、一定のバイアスが与えられるためオフ変化しない。このため、上述の通り主トランジスタＱＭの制御端の電位はＶＧｌｉｍとなり、出力電流ＩｏｕｔはＩｌｉｍの値に制限される。
【００４０】
なお、時刻ｔ４において地絡が解消されている場合には、Ｉｏｕｔは時刻ｔ１と同様の正常な電流値となる。
【００４１】
なお、Ｒｅｓｔａｒｔ信号は、例えば負荷への通電が停止された後の所定時間後に、図示しないマイクロコンピュータにより出力される。また、過電流保護回路１ａが車両に搭載される場合には、車載用電子機器や原動機の起動に応じて出力されるよう構成してもよい。
【００４２】
時刻ｔ５は、Ｒｅｓｔａｒｔ信号の出力が停止された時点を示す。Ｒｅｓｔａｒｔ信号の出力が停止されると、第４トランジスタＱ４へバイアスが与えられないため第４トランジスタＱ４がオフする。これにより、第１抵抗Ｒ１に流れる電流がコンデンサＣ１へ流入し、コンデンサＣ１への充電が開始される。以後、前述の通り、遅延時間Ｔｄの間に出力電流の通電が制限され、Ｔｄの経過後である時刻ｔ６において通電が停止される。
【００４３】
なお、ＳＷｏｎ信号の投入直後において、出力電流Ｉｏｕｔは負荷に備えられた図示しないコンデンサへ突入電流として流入する。突入電流は負荷電流検出抵抗Ｒｓと主トランジスタＱＭとに対し過大な電流であり、両素子を破壊される恐れがあるとともに、負荷の起動に必要な電流である。本発明における過電流保護回路１ａは、突入電流による過電流を検出した場合、前述の時刻ｔ２の動作と同様に、第１トランジスタＱ１がオン変化し、主トランジスタＱＭの制御端へ電圧を印加し、当該制御端の電位をＶＧｌｉｍとする。これにより、主トランジスタＱＭは負荷への通電を制限する。また、本発明における過電流保護回路１ａは、電源ＶＩＮと負荷の間に接続された負荷電流検出抵抗Ｒｓと主トランジスタＱＭとを突入電流による過電流から保護するとともに、負荷への電流の供給を停止しないため、負荷の起動に必要な一定の電流を供給することができる。
【００４４】
〔第２の実施形態〕
図４は本発明の第２の実施形態を示す過電流保護回路１ｂの構成図である。
【００４５】
過電流保護回路１ｂは、図２に示した過電流保護回路１ａにおけるスイッチ回路２に第２ダイオードＤ２を付加した回路である。２ダイオードＤ２は、スイッチ回路２ｂに設けられる。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００４６】
図２に示した過電流保護回路１ａは、主トランジスタＱＭの制御端の電位ＶＧを上昇させ、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差をなくすことにより、主トランジスタＱＭをオフさせる。当該制御は、ダイオードの特性に基づき、ＶＢＥ（Ｑ１）＝ＶＦ（Ｄ１）であることを前提とする。
【００４７】
しかし、第１トランジスタＱ１と第１ダイオードＤ１は半導体の性質上、温度の影響を受け、導通する電流や印加される電圧の値に変動を生じ易い。かかる温度変化により、ＶＢＥ（Ｑ１）の値が ＶＦ（Ｄ１）より大きくなる場合も生じる。かかる場合には、上記（２）式は以下の通りとなる。
ＶＧＳ＝ＶＣＥ（Ｑ１）＋ＶＦ（Ｄ１）−ＶＢＥ（Ｑ１）
ＶＧＳ＞ ０
すなわち、ＶＧＳは０より大きい値となり、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との電位差がなくならない。この場合、主トランジスタＱＭがオフせず、負荷への通電が停止されないため、不要な電流が出力され続けることが問題となる。
【００４８】
そこで、過電流保護回路１ｂは、第２ダイオードD２を備えることで、かかる問題を解決する。第２ダイオードD２は、入力端が主トランジスタＱＭの制御端と第５抵抗Ｒ５との接続点に接続され、出力端が第１ダイオードD１の出力端に接続される。
【００４９】
第２ダイオードD２は、ダイオードの性質上、所定の電圧降下を生じさせるため、直列に接続される主トランジスタＱＭの入力端と制御端との端子間の電圧を低減させる。このため、ＶＧＳは０により接近した値となり、チャネルがより狭くなり主トランジスタＱＭの通電量が低減される。
【００５０】
このように、過電流保護回路１ｂは、温度変化により、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との端子間の電圧が０とならない場合であっても、当該電圧値を低減させるため、主トランジスタＱＭの通電量を低減させることができる。これにより、不要な電流の出力を低減させることができる。
【００５１】
なお、第２ダイオードD２は抵抗素子でもよく、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との間の電圧を低下させるよう機能する素子であればよい。
【００５２】
また、過電流保護回路１ｂは、図２に示した過電流保護回路１ａに第２ダイオードＤ２を付加した回路であるが、当該第２ダイオードＤ２は過電流保護回路１ａへ付加されるだけでなく、以下に示す本発明の他の実施形態における過電流保護回路へ付加することもできる。この場合、当該第２ダイオードＤ２が付加された過電流保護回路は前述したのと同様の作用及び効果を生じさせる。
【００５３】
〔第３の実施形態〕
図５は本発明の第３の実施形態を示す過電流保護回路の構成図である。
【００５４】
過電流保護回路１ｃは、図２に示した過電流保護回路１ａに第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４と第７抵抗Ｒ７とを付加した回路である。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００５５】
電源ＶＩＮから出力される電圧は、レギュレータを介す前の電圧であるため変動を生じやすい。ＶＩＮの電圧が減少すると、コンデンサＣ１への充電電流も減少するため、前述の遅延時間が延長される。この結果、過電流検出抵抗ＲＳや主トランジスタＱＭに過電流が通電される時間も延長され、両素子が破壊される恐れが増すことが問題となる。
【００５６】
そこで、過電流保護回路１ｃは、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４と第７抵抗Ｒ７とを備えることで、かかる問題を解決する。第７抵抗Ｒ７は一端が第１抵抗Ｒ１に接続され、他端が第２抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点に接続される。第３ダイオードＤ３は、入力端が第１抵抗Ｒ１と第７抵抗Ｒ７との接続点に接続され、出力端が第４ダイオードＤ４の入力端に接続される。第４ダイオードＤ４は、入力端が第３ダイオードＤ３の出力端に接続され、出力端が接地点に接続される。
【００５７】
第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４とは、ダイオードの作用により一定の電圧降下を生じさせる、いわゆるクランプ素子として機能する。本回路においては両素子による電圧降下の合計は約１．２［ｖ］である。これは、電源ＶＩＮから出力される電圧の変動に係わらずほぼ一定となる。コンデンサＣ１と第７抵抗Ｒ７とは、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４とに並列に接続されるため、コンデンサＣ１と第７抵抗Ｒ７とに生じる電圧降下の合計は、約１．２［ｖ］で一定となる。かかる電圧降下はダイオードの作用に基づくため、電源ＶＩＮから出力される電圧の変動に係わらず、コンデンサＣ１と第７抵抗Ｒ７とには安定的に電圧が印加される。この結果、ＶＩＮの電圧が減少した場合であっても、コンデンサＣ１への充電電流は一定し、前述の遅延時間が延長されることはない。
【００５８】
このように、過電流保護回路１ｃは、電源ＶＩＮの出力に変動があった場合であっても、過電流検出抵抗ＲＳや主トランジスタＱＭに過電流が通電される時間が延長されず、両素子が破壊される恐れが増すのを防止する。また、温度変化により第１トランジスタＱ１の出力電流に変動が生じた場合であっても、同様に、コンデンサＣ１と第７抵抗Ｒ７とには安定的に電圧が印加され、コンデンサＣ１への充電電流を一定させることができる。
【００５９】
なお、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４とは、ダイオードに限定されず、電源ＶＩＮの出力の変動に係わらず、一定の電圧降下を生じさせる素子であればよい。
【００６０】
また、過電流保護回路１ｃは、図２に示した過電流保護回路１ａに第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４と第７抵抗Ｒ７の各素子を付加した回路であるが、当該各素子は過電流保護回路１ａへ付加されるだけでなく、以下に示す本発明の他の実施形態における過電流保護回路へ付加することもできる。この場合、当該各素子が付加された過電流保護回路は前述したのと同様の作用及び効果を生じさせる。
【００６１】
〔第４の実施形態〕
図６は本発明の第４の実施形態を示す過電流保護回路の構成図である。
【００６２】
過電流保護回路１ｄは、図２に示した過電流保護回路１ａにマイクロコンピュータ２と第８抵抗Ｒ８と第５ダイオードＤ５とを付加した回路であり、マイクロコンピュータ２がＳＷｏｎ信号とＲｅｓｔａｒｔ信号とを出力する回路を示す。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００６３】
図２に示した過電流保護回路１ａは、負荷への通電が停止された後の所定時間後に、マイクロコンピュータによりＲｅｓｔａｒｔ信号が出力される。しかし、負荷への通電は、地絡による過電流の発生によるもののほか、負荷の稼働状況に応じて停止される場合もある。Ｒｅｓｔａｒｔ信号は、過電流の発生により負荷への通電が停止された場合に、過電流保護回路による通電停止状態を解消する信号である。このため、過電流保護回路１ａでは、Ｒｅｓｔａｒｔ信号を出力するために、過電流の発生による負荷への通電の停止をどのように検知するか問題となる。
【００６４】
そこで、過電流保護回路１ｄは、マイクロコンピュータ２と第８抵抗Ｒ８と第５ダイオードＤ５とを備えることで、かかる問題を解決する。過電流保護回路１ｄに接続されたマイクロコンピュータ２は、第３トランジスタＱ３の制御端にＳＷｏｎ信号が出力され、第４トランジスタＱ４の制御端にＲｅｓｔａｒｔ信号が出力される。また、マイクロコンピュータ２が第５ダイオードＤ５の入力端に接続され、第５ダイオードＤ５の出力端が第４抵抗Ｒ４と第２トランジスタＱ２の入力端との接続点に接続される。マイクロコンピュータ２は、電源ＶＤＤにより電源が与えられる。第８抵抗Ｒ８は、一端が電源ＶＤＤに接続され、他端が第５ダイオードＤ５の入力端とマイクロコンピュータ２との接続点に接続される。
【００６５】
マイクロコンピュータ２は、電源ＶＤＤに接続された第８抵抗Ｒ８を介して所定の電圧が印加される。当該電圧の値は、電源ＶＤＤと第８抵抗Ｒ８との値に基づいて規定され、電源ＶＤＤが安定して与えられる間、一定した値となる。すなわち、マイクロコンピュータ２は、電源ＶＤＤによりハイレベルの信号が入力される。過電流検出抵抗ＲＳにより過電流が検出されると、前述の遅延時間後に第２トランジスタＱ２がオンする。これにより、第８抵抗Ｒ８とマイクロコンピュータ２の入力端子との接続点も接地点に接続される。当該入力端子との接続点が接地点に接続されると、第８抵抗Ｒ８を流れる電流が接地点に流入するため、マイクロコンピュータ２に印加される電圧が急減する。すなわち、マイクロコンピュータ２へローレベルの信号が入力される。マイクロコンピュータ２は当該電圧のハイレベルからローレベルへの変化を検出することで、過電流の発生による負荷への通電の停止を検知することができる。マイクロコンピュータ２は通電の停止を検知した後に所定のタイミングでＲｅｓｔａｒｔ信号を出力する。
【００６６】
このように、過電流保護回路１ｄは、マイクロコンピュータ２と接続され、過電流の発生による負荷への通電の停止を検知することができ、負荷への通電が停止された後に、マイクロコンピュータ２よりＲｅｓｔａｒｔ信号を出力することができる。
【００６７】
〔第５の実施形態〕
図７は本発明の第５の実施形態を示す過電流保護回路の構成図である。
【００６８】
過電流保護回路１ｅは、図２に示した過電流保護回路１ａから第４トランジスタＱ４を削減した回路である。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００６９】
図２に示した過電流保護回路１ａは、ＳＷｏｎ信号とＲｅｓｔａｒｔ信号との出力回路を各別に設ける。過電流保護回路１ｅは、両出力回路を単一の回路で構成することで、過電流保護回路のコスト削減を図る。
【００７０】
過電流保護回路１ｅは、回路１ａにおいて、第２トランジスタＱ２の出力端とコンデンサＣ１の負極端子と第２抵抗Ｒ２の接地側端子を各々接地点に接続せず、スイッチトランジスタＱＳＷの入力端に接続する。また、過電流保護回路１ｅは、第４トランジスタＱ４を含むＲｅｓｔａｒｔ信号の出力回路を削減して構成される。主トランジスタＱＭと第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６とスイッチトランジスタＱＳＷとでスイッチ回路２ｅを構成する。
【００７１】
スイッチトランジスタＱＳＷの制御端にＳＷｏｎ信号が継続して入力されると、スイッチトランジスタＱＳＷにバイアスが与えられ、スイッチトランジスタＱＳＷが継続してオンする。スイッチトランジスタＱＳＷがオンすると、主トランジスタＱＭの制御端と接地点とが接続され、電源ＶＩＮから電圧が印加されるため、主トランジスタＱＭの入力端と制御端との間に電圧降下が生じ、主トランジスタＱＭがオンする。これにより、出力電流Ｉｏｕｔの通電が開始される。すなわち、スイッチトランジスタＱＳＷの制御端への信号の入力は、過電流保護回路１ａにおけるＳＷｏｎ信号の入力と同様の作用を生じさせる。
【００７２】
過電流検出抵抗ＲＳにより過電流が検出されると、前述の手順により第２トランジスタＱ２がオンする。これにより、過電流検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとの接続点がスイッチトランジスタＱＳＷを介して接地点に接続され、主トランジスタＱＭの入力端に電流が流入せず、主トランジスタＱＭはオフして通電を停止する。スイッチトランジスタＱＳＷがオンである間は、主トランジスタＱＭはオフの状態を継続するため、通電は継続して停止される。
【００７３】
スイッチトランジスタＱＳＷの制御端への信号入力を停止すると、過電流保護回路１ｅは接地点と切断され、電流が流入しない。このため、第１トランジスタＱ１はオフされ、コンデンサＣ１が放電する。コンデンサＣ１の放電により第２トランジスタＱ２がオフされ、過電流検出抵抗ＲＳと主トランジスタＱＭとの接続点が接地点と切断される。これにより、スイッチトランジスタＱＳＷの入力端に信号が再度入力されると、主トランジスタＱＭがオン状態となる。すなわち、スイッチトランジスタＱＳＷの制御端への信号の停止は、過電流保護回路１ａにおけるＲｅｓｔａｒｔ信号の入力と同様の作用を生じさせる。
【００７４】
このように、過電流保護回路１ｅは、スイッチトランジスタＱＳＷの制御端に入力される信号がＳＷｏｎ信号とＲｅｓｔａｒｔ信号とを兼ねる。これにより、過電流保護回路１ｅは、両出力回路が単一の回路で構成され、過電流保護回路のコスト削減を図ることができる。
【００７５】
〔第６の実施形態〕
図８は本発明の第６の実施形態を示す車載用表示装置４の構成図である。
【００７６】
車載用表示装置４は、図２に示した過電流保護回路１ａを備えた装置である。図８における過電流保護回路１ｆは図２に示した過電流保護回路１ａに相当する。なお、図２に示した過電流保護回路１ａの構成要素と同様の構成要素については、同じ参照符を付して、説明は省略する。
【００７７】
車載用表示装置４は、発光ＬＥＤ５を制御するＬＥＤドライバ６を備え、発光ＬＥＤ５を光源とし乗車者に地図等の所定の情報を表示する。車載用表示装置４は、車両内に設置されるため、車両走行中は走行による振動が継続的に加えられる。この振動は内部回路の配線に支障を来たし、地絡が発生する要因となる。また、車載用表示装置４は、複数の発光ＬＥＤ５を光源とするため、発光による熱を放出するための複数の通気口が設けられる。通気口から装置内部へ侵入した埃が、ＬＥＤドライバ６や発光ＬＥＤ５の回路に接触すると地絡が発生する要因となる。
【００７８】
そこで、車載用表示装置４へ電源を供給する回路に過電流保護回路１ｆが接続される。ＬＥＤドライバ６と電源ＶＩＮの間に主トランジスタＱＭと過電流検出抵抗ＲＳとが接続され、発光ＬＥＤ５への電源の供給を行う。ＬＥＤドライバ６で地絡が発生した場合には、過電流保護回路１ｆが作動し、前述の手順で主トランジスタＱＭと過電流検出抵抗ＲＳとが過電流から保護される。
【００７９】
このように、車載用表示装置４は、振動等により地絡が発生しやすいため、過電流保護回路１ｆを備えることが有用である。
【００８０】
なお、車載用表示装置は、表示装置に限定されるものではなく、車載用オーディオ装置や車載用ナビゲーション装置でもよく、車載用電子機器であればよい。また、車載用に限定されるものではなく、家庭用や移動体用でもよい。
【符号の説明】
【００８１】
１ａ〜１ｅ 過電流保護回路
２，２ｂ，２ｅ 電源スイッチ回路
３ マイクロコンピュータ
４ 車載用表示装置
５ 発光ＬＥＤ
６ ＬＥＤドライバ
ＱＭ 電界効果トランジスタ
Ｑ１〜Ｑ４，ＱＳＷ 接合型トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ８，ＲＳ 抵抗
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード
ＶＩＮ，ＶＤＤ 電源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と負荷との間に接続され、負荷への過電流を検出する過電流検出素子と、
前記負荷と前記過電流検出素子との間に接続され、制御端と入力端との間に印加される電圧に応じて前記負荷への通電を制御する主スイッチ素子とを備え、
前記過電流検出素子が負荷への過電流を検出すると、所定時間後に主スイッチ素子が負荷への通電を停止する過電流保護回路において、
出力端が前記主スイッチ素子の制御端へ接続され、前記過電流検出素子が負荷への過電流を検出すると導通する第１スイッチ素子を備えたことを特徴とする過電流保護回路。
【請求項２】
前記第１スイッチ素子と接地点との間に接続された容量素子と、
前記容量素子と制御端が接続された第２スイッチ素子と、
前記容量素子と並列に接続され、出力端が接地点に接続された第３スイッチ素子と、
前記第２スイッチ素子のオン変化を検知すると、前記第３スイッチ素子の制御端へ信号を出力する出力回路を備え、
前記出力回路が前記信号を出力すると、前記容量素子が前記接地点へ放電することにより、前記第３スイッチ素子がオフ変化することを特徴とする請求項１に記載の過電流保護回路。
【請求項３】
前記主スイッチ素子の制御端と、前記第２スイッチ素子の出力端と、前記容量素子の一端とが入力端と直列に接続され、出力端が接地点に接続された接地用スイッチ素子を備え、
前記接地用スイッチ素子は制御端に信号が入力されるとオン変化し、前記接地点と導通することを特徴とする、請求項１又は２に記載の過電流保護回路。
【請求項４】
前記主スイッチ素子の制御端と前記接続端とが接続される接続線に、出力端を前記接続端へ向けて設けられた整流素子を備えたことを特徴とする、請求項１から３のいずれかに記載の過電流保護回路。
【請求項５】
前記容量素子にクランプ素子が並列に接続されていることを特徴とする、請求項２から４のいずれかに記載の過電流保護回路。
【請求項６】
請求項１から５のいずれかに記載の過電流保護回路を備え、
前記負荷が車載用表示装置であることを特徴とする車載用表示装置。
【請求項１】
電源と負荷との間に接続され、負荷への過電流を検出する過電流検出素子と、
前記負荷と前記過電流検出素子との間に接続され、制御端と入力端との間に印加される電圧に応じて前記負荷への通電を制御する主スイッチ素子とを備え、
前記過電流検出素子が負荷への過電流を検出すると、所定時間後に主スイッチ素子が負荷への通電を停止する過電流保護回路において、
出力端が前記主スイッチ素子の制御端へ接続され、前記過電流検出素子が負荷への過電流を検出すると導通する第１スイッチ素子を備えたことを特徴とする過電流保護回路。
【請求項２】
前記第１スイッチ素子と接地点との間に接続された容量素子と、
前記容量素子と制御端が接続された第２スイッチ素子と、
前記容量素子と並列に接続され、出力端が接地点に接続された第３スイッチ素子と、
前記第２スイッチ素子のオン変化を検知すると、前記第３スイッチ素子の制御端へ信号を出力する出力回路を備え、
前記出力回路が前記信号を出力すると、前記容量素子が前記接地点へ放電することにより、前記第３スイッチ素子がオフ変化することを特徴とする請求項１に記載の過電流保護回路。
【請求項３】
前記主スイッチ素子の制御端と、前記第２スイッチ素子の出力端と、前記容量素子の一端とが入力端と直列に接続され、出力端が接地点に接続された接地用スイッチ素子を備え、
前記接地用スイッチ素子は制御端に信号が入力されるとオン変化し、前記接地点と導通することを特徴とする、請求項１又は２に記載の過電流保護回路。
【請求項４】
前記主スイッチ素子の制御端と前記接続端とが接続される接続線に、出力端を前記接続端へ向けて設けられた整流素子を備えたことを特徴とする、請求項１から３のいずれかに記載の過電流保護回路。
【請求項５】
前記容量素子にクランプ素子が並列に接続されていることを特徴とする、請求項２から４のいずれかに記載の過電流保護回路。
【請求項６】
請求項１から５のいずれかに記載の過電流保護回路を備え、
前記負荷が車載用表示装置であることを特徴とする車載用表示装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１１−７８２３５（Ｐ２０１１−７８２３５Ａ）
【公開日】平成２３年４月１４日（２０１１．４．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２２８２１４（Ｐ２００９−２２８２１４）
【出願日】平成２１年９月３０日（２００９．９．３０）
【出願人】（０００２３７５９２）富士通テン株式会社 (3,383)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年４月１４日（２０１１．４．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年９月３０日（２００９．９．３０）
【出願人】（０００２３７５９２）富士通テン株式会社 (3,383)
【Ｆターム（参考）】
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