電力変換装置
【課題】交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、損失の低減および小型化を図ることが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１０１は、第１の蓄電素子Ｃ２１を含み、第１の半波整流回路Ｄ１から受けた第１の極性の電圧に基づいて第１の蓄電素子Ｃ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路５１と、第２の蓄電素子Ｃ２２を含み、第２の半波整流回路Ｄ２から受けた第１の極性と逆極性である第２の極性の電圧に基づいて第２の蓄電素子Ｃ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路５２とを備える。第１の蓄電素子Ｃ２１および第２の蓄電素子Ｃ２２は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている。
【解決手段】電力変換装置１０１は、第１の蓄電素子Ｃ２１を含み、第１の半波整流回路Ｄ１から受けた第１の極性の電圧に基づいて第１の蓄電素子Ｃ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路５１と、第２の蓄電素子Ｃ２２を含み、第２の半波整流回路Ｄ２から受けた第１の極性と逆極性である第２の極性の電圧に基づいて第２の蓄電素子Ｃ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路５２とを備える。第１の蓄電素子Ｃ２１および第２の蓄電素子Ｃ２２は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭の交流電力を用いて電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）およびプラグイン方式のハイブリッドカー（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の駆動用の主電池を充電するための電力変換装置が開発されている。
【０００３】
電気自動車およびプラグイン方式のハイブリッドカーの特長の一つは、家庭用コンセント等の外部電源を用いて主電池である車載バッテリを充電できることである。そして、ＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖの家庭用コンセントを用いて車載バッテリを充電するには、交流電圧（ＡＣ）をバッテリ用の直流電圧（ＤＣ）に変換するためのＡＣ／ＤＣコンバータが必要となる。
【０００４】
ＡＣ／ＤＣコンバータの一例として、たとえば、特許文献１（特開平１０−３０４６７０号公報）には、以下のような構成が開示されている。すなわち、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、半導体スイッチおよびインダクタで電源を短絡してリアクトルに磁気エネルギーを蓄積し、スイッチオフ時に蓄積した磁気エネルギーを電流エネルギーに変換して、負荷側へ電流を供給する。
【０００５】
このＡＣ／ＤＣコンバータでは、入力電圧である交流電圧のピーク値より出力電圧が大きくなる。たとえば、交流電圧の振幅が２００Ｖの場合には、出力直流電圧のレベルは２８０Ｖ以上となる。このため、入力電圧の大きさによっては、負荷に過大な電圧が印加されてしまう場合がある。
【０００６】
このような問題点を解決するために、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、スイッチおよびリアクトルで整流回路の出力を短絡し、リアクトルの両端には、コンデンサおよび転流ダイオードが直列に接続されている。コンデンサは、スイッチオフによってリアクトルに発生した誘導起電力によって、転流ダイオードを経由して充電される。
【０００７】
このＡＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチを制御する信号のデューティを変えることにより、出力電圧の降圧および昇圧の両方が可能となり、出力電圧を任意のレベルに設定することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１０−３０４６７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチがオフ状態のとき、当該スイッチに入力電圧および出力電圧の和に相当する電圧が印加される。このため、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチの耐圧を大きくする必要があり、当該スイッチのサイズが大きくなってしまう。また、リアクトルも同様に、その耐圧を大きくする必要があり、サイズが大きくなってしまう。さらに、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチおよびリアクトルに流れる電流が大きくなるため、損失が大きくなり、効率が低下してしまう。
【００１０】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、損失の低減および小型化を図ることが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、上記交流電圧を半波整流して第１の極性の電圧を出力するための第１の半波整流回路と、上記交流電圧を半波整流して上記第１の極性と逆極性である第２の極性の電圧を出力するための第２の半波整流回路と、第１の蓄電素子を含み、上記第１の半波整流回路から受けた電圧に基づいて上記第１の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ上記直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路と、第２の蓄電素子を含み、上記第２の半波整流回路から受けた電圧に基づいて上記第２の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ上記直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路とを備え、上記第１の蓄電素子および上記第２の蓄電素子は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている。
【００１２】
このような構成により、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路における各電気部品に印加される電圧を小さくすることができるため、各電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつ小型化を図ることができる。また、交流電圧が高い場合であっても、負荷に過大な電圧が印加されることを防ぐことが可能となる。また、半波整流回路を用いることにより、全波整流回路を用いる構成と比べて小型化を図ることができる。
【００１３】
好ましくは、上記第１の昇降圧回路は、第１のインダクタと、上記第１の半波整流回路から受けた電圧を上記第１のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第１のスイッチ素子と、上記第１のインダクタと上記第１の蓄電素子との間に接続された第１のダイオードとを含み、上記第２の昇降圧回路は、上記第１のインダクタと直列に接続された第２のインダクタと、上記第２の半波整流回路から受けた電圧を上記第２のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第２のスイッチ素子と、上記第２のインダクタと上記第２の蓄電素子との間に接続された第２のダイオードとを含み、上記第１の蓄電素子と上記第２の蓄電素子とが直列に接続されている。
【００１４】
このような構成により、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、簡易な回路で損失の低減および小型化を図ることができる。
【００１５】
好ましくは、上記第１の昇降圧回路は、第１のインダクタと、上記第１の半波整流回路から受けた電圧を上記第１のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第１のスイッチ素子とを含み、上記第２の昇降圧回路は、上記第１のインダクタと直列に接続された第２のインダクタと、上記第２の半波整流回路から受けた電圧を上記第２のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第２のスイッチ素子とを含み、上記第１のインダクタおよび上記第２のインダクタは共通化されており、上記第１の昇降圧回路および上記第２の昇降圧回路は、上記第１の蓄電素子および上記第２の蓄電素子として共通の蓄電素子と、上記第１のインダクタおよび上記第２のインダクタと上記共通の蓄電素子との間に接続されたダイオードとを含む。
【００１６】
このような構成により、第１のインダクタおよび第２のインダクタを共通化しない構成と比べて、インダクタの小型化を図り、回路の簡素化を図ることができる。
【００１７】
より好ましくは、上記第１の半波整流回路から上記第１の極性の電圧が出力される期間において、上記第１のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、上記第２のスイッチ素子はオフ状態であり、上記第２の半波整流回路から上記第２の極性の電圧が出力される期間において、上記第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、上記第１のスイッチ素子はオフ状態である。
【００１８】
このような構成により、２つの半波整流回路から出力された異なる極性の電圧を、適切なスイッチ制御により昇圧または降圧することができる。また、昇降圧を行なわない期間における各昇降圧回路の消費電力を低減することができる。
【００１９】
好ましくは、上記電力変換装置は、さらに、入力側および出力側間を絶縁しながら、上記第１の昇降圧回路および上記第２の昇降圧回路から受けた直流電圧を負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路を備える。
【００２０】
このような構成により、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流電源側と負荷側とを電気的に絶縁することができる。
【００２１】
またこの発明の別の局面に係わる電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、上記交流電圧を全波整流して出力するための全波整流回路と、上記全波整流回路から受けた電圧を分圧して第１の分圧電圧および第２の分圧電圧を生成するための分圧回路と、第１の蓄電素子を含み、上記第１の分圧電圧に基づいて上記第１の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ上記直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路と、第２の蓄電素子を含み、上記第２の分圧電圧に基づいて上記第２の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ上記直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路とを備え、上記第１の蓄電素子および上記第２の蓄電素子は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている。
【００２２】
このような構成により、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路における各電気部品に印加される電圧を小さくすることができるため、各電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつ小型化を図ることができる。また、交流電圧が高い場合であっても、負荷に過大な電圧が印加されることを防ぐことが可能となる。また、半波整流回路を用いる構成と比べて、第１の昇降圧回路および第２の昇降圧回路を選択的に動作させる必要がないため、当該直流電圧の変動を小さくすることができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、損失の低減および小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２６】
＜第１の実施の形態＞
［構成および基本動作］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００２７】
図１を参照して、電力変換装置１０１は、ダイオード（半波整流回路）Ｄ１，Ｄ２と、昇降圧回路５１，５２と、電力伝達用絶縁回路５４と、制御部１４とを備える。昇降圧回路５１は、キャパシタＣ１１と、トランジスタＴＲ１１と、インダクタＬ１１と、ダイオードＤ１１と、キャパシタＣ２１とを含む。昇降圧回路５２は、キャパシタＣ１２と、トランジスタＴＲ１２と、インダクタＬ１２と、ダイオードＤ１２と、キャパシタＣ２２とを含む。電力伝達用絶縁回路５４は、キャパシタＣ１，Ｃ２と、入力スイッチ部２１と、出力スイッチ部２２とを含む。入力スイッチ部２１は、トランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２を含む。出力スイッチ部２２は、トランジスタＴＲ２３，ＴＲ２４を含む。トランジスタＴＲ１１，ＴＲ１２，ＴＲ２１，ＴＲ２２，ＴＲ２３，ＴＲ２４は、たとえばＩＧＢＴである。なお、電力変換装置１０１において、これらの各トランジスタの代わりに他の種類のスイッチ素子を用いてもよい。
【００２８】
電力変換装置１０１は、交流電源２０１から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０２に供給する。負荷２０２は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池である。
【００２９】
ダイオードＤ１のアノードおよびダイオードＤ２のカソードが交流電源２０１の正側端子に接続されている。
【００３０】
昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ１のカソードおよびキャパシタＣ１１の第１端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ１１のカソードおよびインダクタＬ１１の第１端に接続されたエミッタとを有する。ダイオードＤ１１のアノードとキャパシタＣ２１の第１端とが接続されている。キャパシタＣ１１の第２端と、インダクタＬ１１の第２端と、キャパシタＣ２１の第２端と、交流電源２０１の負側端子とが接続されている。キャパシタＣ１１の第１端が正側であり、第２端が負側である。キャパシタＣ２１の第１端が負側であり、第２端が正側である。
【００３１】
昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ２のアノードおよびキャパシタＣ１２の第１端に接続されたエミッタと、ダイオードＤ１２のアノードおよびインダクタＬ１２の第１端に接続されたコレクタとを有する。ダイオードＤ１２のカソードとキャパシタＣ２２の第１端とが接続されている。キャパシタＣ１２の第２端と、インダクタＬ１２の第２端と、キャパシタＣ２２の第２端と、交流電源２０１の負側端子とが接続されている。キャパシタＣ１２の第１端が負側であり、第２端が正側である。キャパシタＣ２２の第１端が正側であり、第２端が負側である。
【００３２】
電力伝達用絶縁回路５４において、トランジスタＴＲ２１は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、昇降圧回路５２のキャパシタＣ２２の第１端およびダイオードＤ５のカソードに接続されたコレクタと、ダイオードＤ５のアノードおよびキャパシタＣ１の第１端に接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２２は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、昇降圧回路５１のキャパシタＣ２１の第１端およびダイオードＤ６のアノードに接続されたエミッタと、ダイオードＤ６のカソードおよびキャパシタＣ１の第２端に接続されたコレクタとを有する。トランジスタＴＲ２３は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ７のカソードおよびキャパシタＣ１の第１端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ７のアノードおよびキャパシタＣ２の第１端に接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２４は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ８のカソードおよびキャパシタＣ２の第２端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ８のアノードおよびキャパシタＣ１の第２端に接続されたエミッタとを有する。キャパシタＣ１，Ｃ２の第１端が正側であり、第２端が負側である。
【００３３】
ダイオードＤ１は、交流電源２０１から供給される交流電圧を半波整流して正電圧を出力する。また、ダイオードＤ２は、交流電源２０１から供給される交流電圧を半波整流して負電圧を出力する。
【００３４】
昇降圧回路５１は、キャパシタＣ２１を含み、ダイオードＤ１から受けた正電圧に基づいてキャパシタＣ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。
【００３５】
昇降圧回路５２は、キャパシタＣ２１と電気的に接続されたキャパシタＣ２２を含み、ダイオードＤ２から受けた負電圧に基づいてキャパシタＣ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。
【００３６】
昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、ダイオードＤ１から受けた電圧をインダクタＬ１１に供給するか否かを切り替える。ダイオードＤ１１は、キャパシタＣ２１とインダクタＬ１１との間に接続されている。
【００３７】
昇降圧回路５２において、インダクタＬ１２は、インダクタＬ１１と直列に接続されている。トランジスタＴＲ１２は、ダイオードＤ２から受けた電圧をインダクタＬ１２に供給するか否かを切り替える。ダイオードＤ１２は、キャパシタＣ２２とインダクタＬ１２との間に接続されている。
【００３８】
また、キャパシタＣ１１，Ｃ１２を設けることにより、ダイオードＤ１およびＤ２からの電圧をそれぞれ安定させることができる。
【００３９】
また、キャパシタＣ２１，Ｃ２２を設けることにより、電力伝達用絶縁回路５４への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。
【００４０】
より詳細には、昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧すなわちダイオードＤ１から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ１１は、トランジスタＴＲ１１がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１１がオフしたときに、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１を通してキャパシタＣ２１へ放出され、キャパシタＣ２１が充電される。
【００４１】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１１に出力することにより、トランジスタＴＲ１１のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５１は、ダイオードＤ１から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【００４２】
昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２は、キャパシタＣ１２と電気的に接続され、キャパシタＣ１２との接続ノード経由で受けた電圧すなわちダイオードＤ２から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ１２は、トランジスタＴＲ１２がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１２がオフしたときに、インダクタＬ１２に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１２を通してキャパシタＣ２２へ放出され、キャパシタＣ２２が充電される。
【００４３】
また、制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１２に出力することにより、トランジスタＴＲ１２のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５２は、ダイオードＤ２から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【００４４】
ここで、昇降圧回路５１または昇降圧回路５２の入力電圧をＶｉとし、出力電圧をＶａとし、トランジスタＴＲ１１またはＴＲ１２のオンデューティ比をＤとすると、出力電圧Ｖａは以下のように表される。
Ｖａ＝−｛Ｄ／（１−Ｄ）｝×Ｖｉ
【００４５】
この式から分かるように、昇降圧回路５１または昇降圧回路５２は、デューティ比の設定次第で、入力電圧よりも高い出力電圧および低い出力電圧のいずれを得ることも可能である。すなわち、Ｖｉ＜ＶａおよびＶｉ＞Ｖａの両方を実現することができる。
【００４６】
なお、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２の出力電圧はそれぞれ入力電圧に対して極性が反転するので、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２と電力伝達用絶縁回路５４との電気的接続の極性は反転されている。
【００４７】
また、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２は、力率改善回路としての機能も有している。すなわち、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２は、制御部１４により、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるようにそれぞれ制御される。
【００４８】
電力伝達用絶縁回路５４は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路５１，５２から受けた電力を伝達する。
【００４９】
より詳細には、入力スイッチ部２１は、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２において昇圧または降圧された電力すなわちキャパシタＣ２１，Ｃ２２に蓄えられた電力をトランジスタＴＲ２１のコレクタおよびトランジスタＴＲ２２のエミッタにおいて受けて、キャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０２へ出力される。
【００５０】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４に出力することにより、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４のオンおよびオフをそれぞれ切り替える。電力伝達用絶縁回路５４は、制御部１４のスイッチ制御により、昇降圧回路５１，５２および負荷２０２間を絶縁しながら、昇降圧回路５１，５２から受けた電力を負荷２０２に伝達する。
【００５１】
［動作］
次に、本発明の第１の実施の形態に係る昇降圧回路の動作について図面を用いて説明する。
【００５２】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。図２において、Ｖ１，Ｖ２は、それぞれキャパシタＣ１１，Ｃ１２の両端電圧である。また、Ｇ１１，Ｇ１２は、制御部１４からトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のゲートへそれぞれ出力される制御信号である。
【００５３】
図２を参照して、ダイオードＤ１から正電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１１のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１２はオフ状態である。
【００５４】
また、ダイオードＤ２から負電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１２のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１１はオフ状態である。
【００５５】
ここで、交流電源２０１から供給される交流電圧の振幅が２００Ｖであり、負荷２０２に供給すべき直流電圧が３００Ｖである場合について考える。この場合において、交流電源２０１から供給される交流電圧の周波数は、たとえば６０Ｈｚまたは５０Ｈｚである。また、制御部１４から各トランジスタへ出力される制御信号の周期は、たとえば５０マイクロ秒である。
【００５６】
入力電圧Ｖｉすなわち交流電源２０１から供給される交流電圧の極性が正の期間において、制御部１４は、昇降圧回路５１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
【００５７】
より詳細には、昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１がオンすると、電流Ｉ１が流れ、インダクタＬ１１にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１１がオフすると、インダクタＬ１１に誘起電圧が発生し、電流Ｉ２が流れ、キャパシタＣ２１が充電される。
【００５８】
制御部１４は、昇降圧回路５１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ２１の両端電圧Ｖａ１を−１５０Ｖに制御する。
【００５９】
一方、入力電圧Ｖｉすなわち交流電源２０１から供給される交流電圧の極性が負の期間において、制御部１４は、昇降圧回路５２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御する。
【００６０】
より詳細には、昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２がオンすると、電流Ｉ３が流れ、インダクタＬ１２にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１２がオフすると、インダクタＬ１２に誘起電圧が発生し、電流Ｉ４が流れ、キャパシタＣ２２が充電される。
【００６１】
制御部１４は、昇降圧回路５２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ２２の両端電圧Ｖａ２を−１５０Ｖに制御する。
【００６２】
そして、キャパシタＣ２１の両端電圧Ｖａ１およびキャパシタＣ２２の両端電圧Ｖａ２の合成電圧、すなわち３００Ｖの直流電圧が、電力伝達用絶縁回路５４におけるトランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２に印加される。
【００６３】
また、制御部１４は、昇降圧回路５１の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行い、かつ昇降圧回路５２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行なう。これにより、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２の力率が改善される。
【００６４】
次に、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路が電力伝達を行なう際の動作について図面を用いて説明する。
【００６５】
図３は、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【００６６】
図３を参照して、まず、制御部１４は、期間Ｔ１において、トランジスタＴＲ２１をオンし、トランジスタＴＲ２２をオンし、トランジスタＴＲ２３をオフし、トランジスタＴＲ２４をオフする。これにより、キャパシタＣ２１，Ｃ２２に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ１に蓄えられる。トランジスタＴＲ２３およびＴＲ２４がオフされていることにより、昇降圧回路５１，５２および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００６７】
次に、制御部１４は、期間Ｔ２において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、電力伝達用絶縁回路５４の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。すなわち、入力スイッチ部２１における各スイッチおよび出力スイッチ部２２における各スイッチを介して電力伝達用絶縁回路５４の入力側および出力側間、すなわち昇降圧回路５１，５２および負荷２０２間が短絡することを防ぐことができる。
【００６８】
次に、制御部１４は、期間Ｔ３において、トランジスタＴＲ２１をオフし、トランジスタＴＲ２２をオフし、トランジスタＴＲ２３をオンし、トランジスタＴＲ２４をオンする。これにより、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ２に蓄えられる。トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２がオフされていることにより、昇降圧回路５１，５２および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００６９】
次に、制御部１４は、期間Ｔ４において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、期間Ｔ２と同様に、電力伝達用絶縁回路５４の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。
【００７０】
ここで、期間Ｔ１〜Ｔ４において、キャパシタＣ２１，Ｃ２２は昇降圧回路５１，５２において昇圧または降圧された電力により充電されており、また、キャパシタＣ２に蓄えられた電力は放電されて負荷２０２へ出力されている。また、期間Ｔ２およびＴ４においては、キャパシタＣ１における電荷の移動はない。
【００７１】
そして、制御部１４は、これら期間Ｔ１、期間Ｔ２、期間Ｔ３および期間Ｔ４をこの順番で繰り返すことにより、電力伝達用絶縁回路５４の入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路５１，５２からの電力を負荷２０２に伝達する。
【００７２】
ところで、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータでは、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチの耐圧を大きくする必要があり、当該スイッチのサイズが大きくなってしまう。また、リアクトルも同様に、その耐圧を大きくする必要があり、サイズが大きくなってしまう。さらに、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチおよびリアクトルに流れる電流が大きくなるため、損失が大きくなり、効率が低下してしまう。
【００７３】
たとえば、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、スイッチの耐圧を確保するために、スイッチを２個使いにしてこれらを並列に接続する構成が考えられる。しかしながら、このような構成では、各スイッチの特性のばらつきにより、各スイッチにおける発熱および電流に偏りが発生する。そうすると、たとえばＡＣ／ＤＣコンバータにおける部品選定の際に、より悪条件となる方のスイッチにサイズ等を合わせる必要が生じてしまう。
【００７４】
これに対して、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、ダイオードＤ１は、交流電源２０１から供給される交流電圧を半波整流して正電圧を出力する。ダイオードＤ２は、交流電源２０１から供給される交流電圧を半波整流して負電圧を出力する。昇降圧回路５１は、キャパシタＣ２１を含み、ダイオードＤ１から受けた正電圧に基づいてキャパシタＣ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。昇降圧回路５２は、キャパシタＣ２２を含み、ダイオードＤ２から受けた負電圧に基づいてキャパシタＣ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。そして、キャパシタＣ２１およびキャパシタＣ２２は、互いに電気的に接続されている。
【００７５】
すなわち、交流電圧を２つのダイオードで整流して正電圧および負電圧を生成し、当該交流電圧の正のサイクル用の昇降圧回路、および負のサイクル用の昇降圧回路を設ける。
【００７６】
このような構成により、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路における各電気部品に印加される電圧を小さくすることができるため、各電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつ小型化を図ることができる。
【００７７】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、各昇降圧回路に設けるトランジスタは１つでよく、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータのように、スイッチの耐圧を確保するために、スイッチを２個使いにしてこれらを並列に接続する必要がなくなる。これにより、各スイッチの特性のばらつきを考慮する必要がなくなり、たとえばスイッチの部品選定の際に、より悪条件となる方のスイッチにサイズ等を合わせることを不要とすることができる。
【００７８】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、ダイオードＤ１から受けた正電圧をインダクタＬ１１に供給するか否かを切り替える。ダイオードＤ１１は、キャパシタＣ２１とインダクタＬ１１との間に接続されている。また、昇降圧回路５２において、インダクタＬ１２は、インダクタＬ１１と直列に接続されている。トランジスタＴＲ１２は、ダイオードＤ２から受けた負電圧をインダクタＬ１２に供給するか否かを切り替える。ダイオードＤ１２は、キャパシタＣ２２とインダクタＬ１２との間に接続されている。そして、キャパシタＣ２１とキャパシタＣ２２とが直列に接続されている。
【００７９】
このような構成により、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、簡易な回路で損失の低減および小型化を図ることができる。
【００８０】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、ダイオードＤ１から正電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１１のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１２はオフ状態である。また、ダイオードＤ２から負電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１２のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１１はオフ状態である。
【００８１】
このような構成により、２つの半波整流回路から出力された異なる極性の電圧を、適切なスイッチ制御により昇圧または降圧することができる。また、昇降圧を行なわない期間における各昇降圧回路の消費電力を低減することができる。
【００８２】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、電力伝達用絶縁回路５４は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２から受けた直流電圧を負荷に伝達する。
【００８３】
このような構成により、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流電源側と負荷側とを電気的に絶縁することができる。
【００８４】
なお、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置は、電力伝達用絶縁回路５４を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。電力変換装置１０１が電力伝達用絶縁回路５４を備えない構成であっても、入力電圧および出力電圧の調整範囲が広い、力率改善に対応したＡＣ／ＤＣコンバータ、およびＥＶ等の充電器を提供することが可能である。
【００８５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置は、並列接続された２つの昇降圧回路を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。並列接続された３つ以上の昇降圧回路を備える構成であってもよい。
【００８６】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置は、制御部１４を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。制御部１４が電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。
【００８７】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置において、「インダクタ」は、リアクトルのような大型の部品も含むものとする。
【００８８】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００８９】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて回路接続を変更した電力変換装置に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様である。
【００９０】
図４は、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００９１】
図４を参照して、電力変換装置１０２は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて、昇降圧回路５１，５２の代わりに昇降圧回路６１，６２を備える。
【００９２】
昇降圧回路６１は、キャパシタＣ１１と、トランジスタＴＲ１１と、インダクタＬ２１と、ダイオードＤ１１と、キャパシタＣ３１とを含む。昇降圧回路６２は、キャパシタＣ１２と、トランジスタＴＲ１２と、インダクタＬ２１と、キャパシタＣ３１とを含む。
【００９３】
すなわち、電力変換装置１０２では、電力変換装置１０１の昇降圧回路５１，５２におけるインダクタＬ１１およびインダクタＬ１２が、インダクタＬ２１として共通化されている。また、電力変換装置１０１の昇降圧回路５１，５２におけるキャパシタＣ２１およびキャパシタＣ２２が、キャパシタＣ３１として共通化されている。また、ダイオードＤ１１は、インダクタＬ２１とキャパシタＣ３１との間に接続されている。
【００９４】
キャパシタＣ１１，Ｃ１２を設けることにより、ダイオードＤ１およびＤ２からの電圧をそれぞれ安定させることができる。
【００９５】
また、キャパシタＣ３１を設けることにより、電力伝達用絶縁回路５４への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。
【００９６】
より詳細には、昇降圧回路６１において、トランジスタＴＲ１１は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ１のカソードおよびキャパシタＣ１１の第１端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ１１のカソードおよびインダクタＬ２１の第１端に接続されたエミッタとを有する。ダイオードＤ１１のアノードとキャパシタＣ３１の第１端とが接続されている。キャパシタＣ１１の第２端と、インダクタＬ２１の中途点と、交流電源２０１の負側端子とが接続されている。キャパシタＣ１１の第１端が正側であり、第２端が負側である。
【００９７】
昇降圧回路６２において、トランジスタＴＲ１２は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ２のアノードおよびキャパシタＣ１２の第１端に接続されたエミッタと、インダクタＬ２１の第２端およびキャパシタＣ３１の第２端に接続されたコレクタとを有する。キャパシタＣ１２の第２端と、交流電源２０１の負側端子とが接続されている。キャパシタＣ１２の第１端が負側であり、第２端が正側である。キャパシタＣ３１の第１端が負側であり、第２端が正側である。
【００９８】
昇降圧回路６１において、トランジスタＴＲ１１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧すなわちダイオードＤ１から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ２１は、トランジスタＴＲ１１がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１１がオフしたときに、インダクタＬ２１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１を通してキャパシタＣ３１へ放出され、キャパシタＣ３１が充電される。
【００９９】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１１に出力することにより、トランジスタＴＲ１１のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路６１は、ダイオードＤ１から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【０１００】
昇降圧回路６２において、トランジスタＴＲ１２は、キャパシタＣ１２と電気的に接続され、キャパシタＣ１２との接続ノード経由で受けた電圧すなわちダイオードＤ２から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ２１は、トランジスタＴＲ１２がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１２がオフしたときに、インダクタＬ２１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１を通してキャパシタＣ３１へ放出され、キャパシタＣ３１が充電される。
【０１０１】
また、制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１２に出力することにより、トランジスタＴＲ１２のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路６２は、ダイオードＤ２から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【０１０２】
ここで、昇降圧回路６１または昇降圧回路６２の入力電圧をＶｉとし、出力電圧をＶａとし、トランジスタＴＲ１１またはＴＲ１２のオンデューティ比をＤとすると、出力電圧Ｖａは以下のように表される。
Ｖａ＝−｛２×Ｄ／（１−Ｄ）｝×Ｖｉ
【０１０３】
この式から分かるように、昇降圧回路６１または昇降圧回路６２は、デューティ比の設定次第で、入力電圧よりも高い出力電圧および低い出力電圧のいずれを得ることも可能である。すなわち、Ｖｉ＜ＶａおよびＶｉ＞Ｖａの両方を実現することができる。
【０１０４】
なお、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２の出力電圧はそれぞれ入力電圧に対して極性が反転するので、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２と電力伝達用絶縁回路５４との電気的接続の極性は反転されている。
【０１０５】
また、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２は、力率改善回路としての機能も有している。すなわち、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２は、制御部１４により、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるようにそれぞれ制御される。
【０１０６】
電力伝達用絶縁回路５４は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路６１，６２から受けた電力を伝達する。
【０１０７】
より詳細には、入力スイッチ部２１は、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２において昇圧または降圧された電力すなわちキャパシタＣ３１に蓄えられた電力をトランジスタＴＲ２１のコレクタおよびトランジスタＴＲ２２のエミッタにおいて受けて、キャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０２へ出力される。
【０１０８】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４に出力することにより、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４のオンおよびオフをそれぞれ切り替える。電力伝達用絶縁回路５４は、制御部１４のスイッチ制御により、昇降圧回路６１，６２および負荷２０２間を絶縁しながら、昇降圧回路６１，６２から受けた電力を負荷２０２に伝達する。
【０１０９】
［動作］
次に、本発明の第２の実施の形態に係る昇降圧回路の動作について図面を用いて説明する。
【０１１０】
図５は、本発明の第２の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。
【０１１１】
図５を参照して、ダイオードＤ１から正電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１１のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１２はオフ状態である。
【０１１２】
また、ダイオードＤ２から負電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１２のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１１はオフ状態である。
【０１１３】
ここで、交流電源２０１から供給される交流電圧の振幅が２００Ｖであり、負荷２０２に供給すべき直流電圧が３００Ｖである場合について考える。この場合において、交流電源２０１から供給される交流電圧の周波数は、たとえば６０Ｈｚまたは５０Ｈｚである。また、制御部１４から各トランジスタへ出力される制御信号の周期は、たとえば５０マイクロ秒である。
【０１１４】
入力電圧Ｖｉすなわち交流電源２０１から供給される交流電圧の極性が正の期間において、制御部１４は、昇降圧回路６１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
【０１１５】
より詳細には、昇降圧回路６１において、トランジスタＴＲ１１がオンすると、電流Ｉ１が流れ、インダクタＬ２１にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１１がオフすると、インダクタＬ２１に誘起電圧が発生し、電流Ｉ２が流れ、キャパシタＣ３１が充電される。
【０１１６】
制御部１４は、昇降圧回路６１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ３１の両端電圧Ｖａ１を−３００Ｖに制御する。
【０１１７】
一方、入力電圧Ｖｉすなわち交流電源２０１から供給される交流電圧の極性が負の期間において、制御部１４は、昇降圧回路６２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御する。
【０１１８】
より詳細には、昇降圧回路６２において、トランジスタＴＲ１２がオンすると、電流Ｉ３が流れ、インダクタＬ２１にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１２がオフすると、インダクタＬ２１に誘起電圧が発生し、電流Ｉ２が流れ、キャパシタＣ３１が充電される。
【０１１９】
制御部１４は、昇降圧回路６２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ３１の両端電圧Ｖａ１を−３００Ｖに制御する。
【０１２０】
そして、キャパシタＣ３１の両端電圧Ｖａ１すなわち３００Ｖの直流電圧が、電力伝達用絶縁回路５４におけるトランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２に印加される。
【０１２１】
また、制御部１４は、昇降圧回路６１の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行い、かつ昇降圧回路６２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行なう。これにより、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２の力率が改善される。
【０１２２】
このように、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置では、各昇降圧回路のインダクタおよびキャパシタが共通化されている。具体的には、交流電圧を２つのダイオードで整流して正電圧および負電圧を生成し、当該交流電圧の正のサイクル用の昇降圧回路、および負のサイクル用の昇降圧回路を設ける。そして、各昇降圧回路の後段を統合する。すなわち、各昇降圧回路においてインダクタを一部共有し、直流電圧を出力するためのキャパシタを共通化する。
【０１２３】
このような構成により、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて、インダクタの小型化を図り、回路の簡素化を図ることができる。
【０１２４】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１２５】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０１２６】
＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて全波整流回路を用いる電力変換装置に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様である。
【０１２７】
図６は、本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【０１２８】
図６を参照して、電力変換装置１０４は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて、半波整流回路であるダイオードＤ１，Ｄ２の代わりに全波整流回路６４を備える。また、電力変換装置１０４において、キャパシタＣ１１，Ｃ１２は、分圧回路６５として機能する。
【０１２９】
全波整流回路６４は、たとえば、ダイオードＤ３１〜Ｄ３４からなるダイオードブリッジを含み、交流電源２０１から供給される交流電力を全波整流して分圧回路６５へ出力する。
【０１３０】
分圧回路６５は、全波整流回路６４から受けた電圧を分圧して分圧電圧Ｖ１１および分圧電圧Ｖ１２を生成する。すなわち、分圧回路６５は、全波整流回路６４が整流した入力電圧Ｖ１０を受けて、直列に接続されたキャパシタＣ１１およびキャパシタＣ１２に電力を蓄積することにより、入力電圧Ｖ１０をキャパシタＣ１１の両端電圧Ｖ１１とキャパシタＣ１２の両端電圧Ｖ１２とに分圧する。
【０１３１】
昇降圧回路５１は、キャパシタＣ２１を含み、分圧電圧Ｖ１１に基づいてキャパシタＣ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。
【０１３２】
昇降圧回路５２は、キャパシタＣ２２を含み、分圧電圧Ｖ１２に基づいてキャパシタＣ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。
【０１３３】
昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧すなわち分圧回路６５から受けた分圧電圧Ｖ１１をスイッチングする。インダクタＬ１１は、トランジスタＴＲ１１がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１１がオフしたときに、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１を通してキャパシタＣ２１へ放出され、キャパシタＣ２１が充電される。
【０１３４】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１１に出力することにより、トランジスタＴＲ１１のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５１は、分圧回路６５から受けた分圧電圧Ｖ１１を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【０１３５】
昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２は、キャパシタＣ１２と電気的に接続され、キャパシタＣ１２との接続ノード経由で受けた電圧すなわち分圧回路６５から受けた分圧電圧Ｖ１２をスイッチングする。インダクタＬ１２は、トランジスタＴＲ１２がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１２がオフしたときに、インダクタＬ１２に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１２を通してキャパシタＣ２２へ放出され、キャパシタＣ２２が充電される。
【０１３６】
また、制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１２に出力することにより、トランジスタＴＲ１２のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５２は、分圧回路６５から受けた分圧電圧Ｖ１２を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【０１３７】
［動作］
次に、本発明の第３の実施の形態に係る昇降圧回路の動作について図面を用いて説明する。
【０１３８】
図７は、本発明の第３の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。図７において、Ｇ１１，Ｇ１２は、制御部１４からトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のゲートへそれぞれ出力される制御信号である。また、ＩＬ１，ＩＬ２は、インダクタＬ１１およびＬ１２を通して流れる電流である。また、ＶＰ１，ＶＰ２は、それぞれ昇降圧回路５１の基準電位および昇降圧回路５２の基準電位であり、これらは同電位である。
【０１３９】
図７を参照して、電力変換装置１０４では、交流電源２０１から供給される交流電圧の極性に関わらず、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられる。
【０１４０】
ここで、交流電源２０１から供給される交流電圧の振幅が２００Ｖであり、負荷２０２に供給すべき直流電圧が３００Ｖである場合について考える。この場合において、交流電源２０１から供給される交流電圧の周波数は、たとえば６０Ｈｚまたは５０Ｈｚである。また、制御部１４から各トランジスタへ出力される制御信号の周期は、たとえば５０マイクロ秒である。
【０１４１】
制御部１４は、昇降圧回路５１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ制御する。
【０１４２】
より詳細には、昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１がオンすると、電流Ｉ１１が流れ、インダクタＬ１１にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１１がオフすると、インダクタＬ１１に誘起電圧が発生し、電流Ｉ１２が流れ、キャパシタＣ２１が充電される。
【０１４３】
制御部１４は、昇降圧回路５１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ２１の両端電圧Ｖａ１を−１５０Ｖに制御する。
【０１４４】
また、制御部１４は、昇降圧回路５２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御する。
【０１４５】
より詳細には、昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２がオンすると、電流Ｉ１３が流れ、インダクタＬ１２にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１２がオフすると、インダクタＬ１２に誘起電圧が発生し、電流Ｉ１４が流れ、キャパシタＣ２２が充電される。
【０１４６】
制御部１４は、昇降圧回路５２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ２２の両端電圧Ｖａ２を−１５０Ｖに制御する。
【０１４７】
そして、キャパシタＣ２１の両端電圧Ｖａ１およびキャパシタＣ２２の両端電圧Ｖａ２の合成電圧、すなわち３００Ｖの直流電圧が、電力伝達用絶縁回路５４におけるトランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２に印加される。
【０１４８】
また、制御部１４は、昇降圧回路５１の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行い、かつ昇降圧回路５２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行なう。これにより、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２の力率が改善される。
【０１４９】
なお、電力変換装置１０４は、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置と同様に、インダクタＬ１１，Ｌ１２が一部共有され、キャパシタＣ１１およびキャパシタＣ１２が１つの蓄電素子として共通化される構成であってもよい。
【０１５０】
このように、本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置では、全波整流回路６４は、交流電源２０１から供給される交流電圧を全波整流して出力する。分圧回路６５は、全波整流回路６４から受けた電圧を分圧して分圧電圧Ｖ１１および分圧電圧Ｖ１２を生成する。昇降圧回路５１は、キャパシタＣ２１を含み、分圧電圧Ｖ１１に基づいてキャパシタＣ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。昇降圧回路５２は、キャパシタＣ２２を含み、分圧電圧Ｖ１２に基づいてキャパシタＣ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。そして、キャパシタＣ２１およびキャパシタＣ２２は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている。
【０１５１】
このような構成により、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様に、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路における各電気部品に印加される電圧を小さくすることができるため、各電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつ小型化を図ることができる。
【０１５２】
また、本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置では、各昇降圧回路に設けるトランジスタは１つでよく、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータのように、スイッチの耐圧を確保するために、スイッチを２個使いにしてこれらを並列に接続する必要がなくなる。これにより、各スイッチの特性のばらつきを考慮する必要がなくなり、たとえばスイッチの部品選定の際に、より悪条件となる方のスイッチにサイズ等を合わせることを不要とすることができる。
【０１５３】
具体的には、昇降圧回路５１，５２が昇圧または降圧する電圧は分圧回路６５によって分圧された電圧である。したがって、分圧を行なわず電力の変換を行なう回路に比べて、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様に、出力電圧を低く制御することができる。
【０１５４】
たとえば、交流電源２０１の供給電圧が２００Ｖの交流電圧であり、ピーク電圧が約２８０Ｖである場合において、分圧回路６５から出力される電圧Ｖ１１および電圧Ｖ１２が電圧Ｖ１０の半分の電圧になると、電圧Ｖ１１および電圧Ｖ１２のピーク電圧は約１４０Ｖとなる。この場合、昇降圧回路５１，５２が出力する電圧は１４０Ｖの電圧を昇圧または降圧した電圧となり、分圧を行なわない昇降圧回路が出力する電圧の約半分になる。
【０１５５】
すなわち、昇降圧回路５１，５２から負荷２０２へ出力される電圧は、それぞれ分圧回路６５が分圧した分圧電圧Ｖ１１，Ｖ１２に基づいているため、交流電源２０１からの交流電圧を分圧しない回路に比べて低い電圧となる。
【０１５６】
したがって、交流電源２０１からの交流電圧が高い場合であっても、負荷に過大な電圧が印加されることを防ぐことが可能となる。
【０１５７】
また、昇降圧回路５１，５２、および電力伝達用絶縁回路５４に印加される電圧が低くなることから、分圧を行なわない電力変換装置に比べて、装置に用いられる素子に必要な耐圧性能を低くすることが可能である。具体的には、昇降圧回路５１，５２の入力電圧を、分圧を行なわない電力変換装置と比べて約１／２にすることができるため、トランジスタおよびキャパシタに耐圧の低い部品を用いることができる。
【０１５８】
また、電力変換装置１０４では、昇降圧回路５１，５２は、交流電源２０１から供給される交流電圧の周期ではなく、電力変換装置１０３における昇降圧回路５１，５２と同様の周期で動作する。
【０１５９】
すなわち、電力変換装置１０１では、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２のいずれかが動作せず、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の放電時間が長くなることから、負荷２０２への供給電圧の変動が大きくなる。これに対して、電力変換装置１０４では、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２を選択的に動作させる必要がないため、負荷２０２への供給電圧の変動を小さくすることができる。
【０１６０】
ただし、電力変換装置１０１では、半波整流回路を用いることにより、電力変換装置１０４と比べてダイオードの数を減らすことができる。
【０１６１】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１６２】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１６３】
１４ 制御部
２１ 入力スイッチ部
２２ 出力スイッチ部
３１，３２ 入力スイッチ部
３３ 出力スイッチ部
５１，５２，６１，６２ 昇降圧回路
５４，５５ 電力伝達用絶縁回路
６４ 全波整流回路
６５ 分圧回路
１０１，１０２，１０４ 電力変換装置
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ３１ キャパシタ
Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１ インダクタ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード（半波整流回路）
ＴＲ１１，ＴＲ１２，ＴＲ２１，ＴＲ２２，ＴＲ２３，ＴＲ２４，ＴＲ３１，ＴＲ３２，ＴＲ３３，ＴＲ３４，ＴＲ３５，ＴＲ３６ トランジスタ
Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４，Ｄ２５，Ｄ２６，Ｄ３１〜Ｄ３４ ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭の交流電力を用いて電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）およびプラグイン方式のハイブリッドカー（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の駆動用の主電池を充電するための電力変換装置が開発されている。
【０００３】
電気自動車およびプラグイン方式のハイブリッドカーの特長の一つは、家庭用コンセント等の外部電源を用いて主電池である車載バッテリを充電できることである。そして、ＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖの家庭用コンセントを用いて車載バッテリを充電するには、交流電圧（ＡＣ）をバッテリ用の直流電圧（ＤＣ）に変換するためのＡＣ／ＤＣコンバータが必要となる。
【０００４】
ＡＣ／ＤＣコンバータの一例として、たとえば、特許文献１（特開平１０−３０４６７０号公報）には、以下のような構成が開示されている。すなわち、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、半導体スイッチおよびインダクタで電源を短絡してリアクトルに磁気エネルギーを蓄積し、スイッチオフ時に蓄積した磁気エネルギーを電流エネルギーに変換して、負荷側へ電流を供給する。
【０００５】
このＡＣ／ＤＣコンバータでは、入力電圧である交流電圧のピーク値より出力電圧が大きくなる。たとえば、交流電圧の振幅が２００Ｖの場合には、出力直流電圧のレベルは２８０Ｖ以上となる。このため、入力電圧の大きさによっては、負荷に過大な電圧が印加されてしまう場合がある。
【０００６】
このような問題点を解決するために、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、スイッチおよびリアクトルで整流回路の出力を短絡し、リアクトルの両端には、コンデンサおよび転流ダイオードが直列に接続されている。コンデンサは、スイッチオフによってリアクトルに発生した誘導起電力によって、転流ダイオードを経由して充電される。
【０００７】
このＡＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチを制御する信号のデューティを変えることにより、出力電圧の降圧および昇圧の両方が可能となり、出力電圧を任意のレベルに設定することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１０−３０４６７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチがオフ状態のとき、当該スイッチに入力電圧および出力電圧の和に相当する電圧が印加される。このため、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチの耐圧を大きくする必要があり、当該スイッチのサイズが大きくなってしまう。また、リアクトルも同様に、その耐圧を大きくする必要があり、サイズが大きくなってしまう。さらに、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチおよびリアクトルに流れる電流が大きくなるため、損失が大きくなり、効率が低下してしまう。
【００１０】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、損失の低減および小型化を図ることが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、上記交流電圧を半波整流して第１の極性の電圧を出力するための第１の半波整流回路と、上記交流電圧を半波整流して上記第１の極性と逆極性である第２の極性の電圧を出力するための第２の半波整流回路と、第１の蓄電素子を含み、上記第１の半波整流回路から受けた電圧に基づいて上記第１の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ上記直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路と、第２の蓄電素子を含み、上記第２の半波整流回路から受けた電圧に基づいて上記第２の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ上記直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路とを備え、上記第１の蓄電素子および上記第２の蓄電素子は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている。
【００１２】
このような構成により、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路における各電気部品に印加される電圧を小さくすることができるため、各電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつ小型化を図ることができる。また、交流電圧が高い場合であっても、負荷に過大な電圧が印加されることを防ぐことが可能となる。また、半波整流回路を用いることにより、全波整流回路を用いる構成と比べて小型化を図ることができる。
【００１３】
好ましくは、上記第１の昇降圧回路は、第１のインダクタと、上記第１の半波整流回路から受けた電圧を上記第１のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第１のスイッチ素子と、上記第１のインダクタと上記第１の蓄電素子との間に接続された第１のダイオードとを含み、上記第２の昇降圧回路は、上記第１のインダクタと直列に接続された第２のインダクタと、上記第２の半波整流回路から受けた電圧を上記第２のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第２のスイッチ素子と、上記第２のインダクタと上記第２の蓄電素子との間に接続された第２のダイオードとを含み、上記第１の蓄電素子と上記第２の蓄電素子とが直列に接続されている。
【００１４】
このような構成により、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、簡易な回路で損失の低減および小型化を図ることができる。
【００１５】
好ましくは、上記第１の昇降圧回路は、第１のインダクタと、上記第１の半波整流回路から受けた電圧を上記第１のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第１のスイッチ素子とを含み、上記第２の昇降圧回路は、上記第１のインダクタと直列に接続された第２のインダクタと、上記第２の半波整流回路から受けた電圧を上記第２のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第２のスイッチ素子とを含み、上記第１のインダクタおよび上記第２のインダクタは共通化されており、上記第１の昇降圧回路および上記第２の昇降圧回路は、上記第１の蓄電素子および上記第２の蓄電素子として共通の蓄電素子と、上記第１のインダクタおよび上記第２のインダクタと上記共通の蓄電素子との間に接続されたダイオードとを含む。
【００１６】
このような構成により、第１のインダクタおよび第２のインダクタを共通化しない構成と比べて、インダクタの小型化を図り、回路の簡素化を図ることができる。
【００１７】
より好ましくは、上記第１の半波整流回路から上記第１の極性の電圧が出力される期間において、上記第１のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、上記第２のスイッチ素子はオフ状態であり、上記第２の半波整流回路から上記第２の極性の電圧が出力される期間において、上記第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、上記第１のスイッチ素子はオフ状態である。
【００１８】
このような構成により、２つの半波整流回路から出力された異なる極性の電圧を、適切なスイッチ制御により昇圧または降圧することができる。また、昇降圧を行なわない期間における各昇降圧回路の消費電力を低減することができる。
【００１９】
好ましくは、上記電力変換装置は、さらに、入力側および出力側間を絶縁しながら、上記第１の昇降圧回路および上記第２の昇降圧回路から受けた直流電圧を負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路を備える。
【００２０】
このような構成により、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流電源側と負荷側とを電気的に絶縁することができる。
【００２１】
またこの発明の別の局面に係わる電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、上記交流電圧を全波整流して出力するための全波整流回路と、上記全波整流回路から受けた電圧を分圧して第１の分圧電圧および第２の分圧電圧を生成するための分圧回路と、第１の蓄電素子を含み、上記第１の分圧電圧に基づいて上記第１の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ上記直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路と、第２の蓄電素子を含み、上記第２の分圧電圧に基づいて上記第２の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ上記直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路とを備え、上記第１の蓄電素子および上記第２の蓄電素子は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている。
【００２２】
このような構成により、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路における各電気部品に印加される電圧を小さくすることができるため、各電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつ小型化を図ることができる。また、交流電圧が高い場合であっても、負荷に過大な電圧が印加されることを防ぐことが可能となる。また、半波整流回路を用いる構成と比べて、第１の昇降圧回路および第２の昇降圧回路を選択的に動作させる必要がないため、当該直流電圧の変動を小さくすることができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、損失の低減および小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２６】
＜第１の実施の形態＞
［構成および基本動作］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００２７】
図１を参照して、電力変換装置１０１は、ダイオード（半波整流回路）Ｄ１，Ｄ２と、昇降圧回路５１，５２と、電力伝達用絶縁回路５４と、制御部１４とを備える。昇降圧回路５１は、キャパシタＣ１１と、トランジスタＴＲ１１と、インダクタＬ１１と、ダイオードＤ１１と、キャパシタＣ２１とを含む。昇降圧回路５２は、キャパシタＣ１２と、トランジスタＴＲ１２と、インダクタＬ１２と、ダイオードＤ１２と、キャパシタＣ２２とを含む。電力伝達用絶縁回路５４は、キャパシタＣ１，Ｃ２と、入力スイッチ部２１と、出力スイッチ部２２とを含む。入力スイッチ部２１は、トランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２を含む。出力スイッチ部２２は、トランジスタＴＲ２３，ＴＲ２４を含む。トランジスタＴＲ１１，ＴＲ１２，ＴＲ２１，ＴＲ２２，ＴＲ２３，ＴＲ２４は、たとえばＩＧＢＴである。なお、電力変換装置１０１において、これらの各トランジスタの代わりに他の種類のスイッチ素子を用いてもよい。
【００２８】
電力変換装置１０１は、交流電源２０１から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０２に供給する。負荷２０２は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池である。
【００２９】
ダイオードＤ１のアノードおよびダイオードＤ２のカソードが交流電源２０１の正側端子に接続されている。
【００３０】
昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ１のカソードおよびキャパシタＣ１１の第１端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ１１のカソードおよびインダクタＬ１１の第１端に接続されたエミッタとを有する。ダイオードＤ１１のアノードとキャパシタＣ２１の第１端とが接続されている。キャパシタＣ１１の第２端と、インダクタＬ１１の第２端と、キャパシタＣ２１の第２端と、交流電源２０１の負側端子とが接続されている。キャパシタＣ１１の第１端が正側であり、第２端が負側である。キャパシタＣ２１の第１端が負側であり、第２端が正側である。
【００３１】
昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ２のアノードおよびキャパシタＣ１２の第１端に接続されたエミッタと、ダイオードＤ１２のアノードおよびインダクタＬ１２の第１端に接続されたコレクタとを有する。ダイオードＤ１２のカソードとキャパシタＣ２２の第１端とが接続されている。キャパシタＣ１２の第２端と、インダクタＬ１２の第２端と、キャパシタＣ２２の第２端と、交流電源２０１の負側端子とが接続されている。キャパシタＣ１２の第１端が負側であり、第２端が正側である。キャパシタＣ２２の第１端が正側であり、第２端が負側である。
【００３２】
電力伝達用絶縁回路５４において、トランジスタＴＲ２１は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、昇降圧回路５２のキャパシタＣ２２の第１端およびダイオードＤ５のカソードに接続されたコレクタと、ダイオードＤ５のアノードおよびキャパシタＣ１の第１端に接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２２は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、昇降圧回路５１のキャパシタＣ２１の第１端およびダイオードＤ６のアノードに接続されたエミッタと、ダイオードＤ６のカソードおよびキャパシタＣ１の第２端に接続されたコレクタとを有する。トランジスタＴＲ２３は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ７のカソードおよびキャパシタＣ１の第１端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ７のアノードおよびキャパシタＣ２の第１端に接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２４は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ８のカソードおよびキャパシタＣ２の第２端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ８のアノードおよびキャパシタＣ１の第２端に接続されたエミッタとを有する。キャパシタＣ１，Ｃ２の第１端が正側であり、第２端が負側である。
【００３３】
ダイオードＤ１は、交流電源２０１から供給される交流電圧を半波整流して正電圧を出力する。また、ダイオードＤ２は、交流電源２０１から供給される交流電圧を半波整流して負電圧を出力する。
【００３４】
昇降圧回路５１は、キャパシタＣ２１を含み、ダイオードＤ１から受けた正電圧に基づいてキャパシタＣ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。
【００３５】
昇降圧回路５２は、キャパシタＣ２１と電気的に接続されたキャパシタＣ２２を含み、ダイオードＤ２から受けた負電圧に基づいてキャパシタＣ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。
【００３６】
昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、ダイオードＤ１から受けた電圧をインダクタＬ１１に供給するか否かを切り替える。ダイオードＤ１１は、キャパシタＣ２１とインダクタＬ１１との間に接続されている。
【００３７】
昇降圧回路５２において、インダクタＬ１２は、インダクタＬ１１と直列に接続されている。トランジスタＴＲ１２は、ダイオードＤ２から受けた電圧をインダクタＬ１２に供給するか否かを切り替える。ダイオードＤ１２は、キャパシタＣ２２とインダクタＬ１２との間に接続されている。
【００３８】
また、キャパシタＣ１１，Ｃ１２を設けることにより、ダイオードＤ１およびＤ２からの電圧をそれぞれ安定させることができる。
【００３９】
また、キャパシタＣ２１，Ｃ２２を設けることにより、電力伝達用絶縁回路５４への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。
【００４０】
より詳細には、昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧すなわちダイオードＤ１から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ１１は、トランジスタＴＲ１１がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１１がオフしたときに、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１を通してキャパシタＣ２１へ放出され、キャパシタＣ２１が充電される。
【００４１】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１１に出力することにより、トランジスタＴＲ１１のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５１は、ダイオードＤ１から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【００４２】
昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２は、キャパシタＣ１２と電気的に接続され、キャパシタＣ１２との接続ノード経由で受けた電圧すなわちダイオードＤ２から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ１２は、トランジスタＴＲ１２がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１２がオフしたときに、インダクタＬ１２に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１２を通してキャパシタＣ２２へ放出され、キャパシタＣ２２が充電される。
【００４３】
また、制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１２に出力することにより、トランジスタＴＲ１２のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５２は、ダイオードＤ２から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【００４４】
ここで、昇降圧回路５１または昇降圧回路５２の入力電圧をＶｉとし、出力電圧をＶａとし、トランジスタＴＲ１１またはＴＲ１２のオンデューティ比をＤとすると、出力電圧Ｖａは以下のように表される。
Ｖａ＝−｛Ｄ／（１−Ｄ）｝×Ｖｉ
【００４５】
この式から分かるように、昇降圧回路５１または昇降圧回路５２は、デューティ比の設定次第で、入力電圧よりも高い出力電圧および低い出力電圧のいずれを得ることも可能である。すなわち、Ｖｉ＜ＶａおよびＶｉ＞Ｖａの両方を実現することができる。
【００４６】
なお、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２の出力電圧はそれぞれ入力電圧に対して極性が反転するので、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２と電力伝達用絶縁回路５４との電気的接続の極性は反転されている。
【００４７】
また、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２は、力率改善回路としての機能も有している。すなわち、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２は、制御部１４により、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるようにそれぞれ制御される。
【００４８】
電力伝達用絶縁回路５４は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路５１，５２から受けた電力を伝達する。
【００４９】
より詳細には、入力スイッチ部２１は、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２において昇圧または降圧された電力すなわちキャパシタＣ２１，Ｃ２２に蓄えられた電力をトランジスタＴＲ２１のコレクタおよびトランジスタＴＲ２２のエミッタにおいて受けて、キャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０２へ出力される。
【００５０】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４に出力することにより、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４のオンおよびオフをそれぞれ切り替える。電力伝達用絶縁回路５４は、制御部１４のスイッチ制御により、昇降圧回路５１，５２および負荷２０２間を絶縁しながら、昇降圧回路５１，５２から受けた電力を負荷２０２に伝達する。
【００５１】
［動作］
次に、本発明の第１の実施の形態に係る昇降圧回路の動作について図面を用いて説明する。
【００５２】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。図２において、Ｖ１，Ｖ２は、それぞれキャパシタＣ１１，Ｃ１２の両端電圧である。また、Ｇ１１，Ｇ１２は、制御部１４からトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のゲートへそれぞれ出力される制御信号である。
【００５３】
図２を参照して、ダイオードＤ１から正電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１１のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１２はオフ状態である。
【００５４】
また、ダイオードＤ２から負電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１２のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１１はオフ状態である。
【００５５】
ここで、交流電源２０１から供給される交流電圧の振幅が２００Ｖであり、負荷２０２に供給すべき直流電圧が３００Ｖである場合について考える。この場合において、交流電源２０１から供給される交流電圧の周波数は、たとえば６０Ｈｚまたは５０Ｈｚである。また、制御部１４から各トランジスタへ出力される制御信号の周期は、たとえば５０マイクロ秒である。
【００５６】
入力電圧Ｖｉすなわち交流電源２０１から供給される交流電圧の極性が正の期間において、制御部１４は、昇降圧回路５１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
【００５７】
より詳細には、昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１がオンすると、電流Ｉ１が流れ、インダクタＬ１１にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１１がオフすると、インダクタＬ１１に誘起電圧が発生し、電流Ｉ２が流れ、キャパシタＣ２１が充電される。
【００５８】
制御部１４は、昇降圧回路５１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ２１の両端電圧Ｖａ１を−１５０Ｖに制御する。
【００５９】
一方、入力電圧Ｖｉすなわち交流電源２０１から供給される交流電圧の極性が負の期間において、制御部１４は、昇降圧回路５２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御する。
【００６０】
より詳細には、昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２がオンすると、電流Ｉ３が流れ、インダクタＬ１２にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１２がオフすると、インダクタＬ１２に誘起電圧が発生し、電流Ｉ４が流れ、キャパシタＣ２２が充電される。
【００６１】
制御部１４は、昇降圧回路５２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ２２の両端電圧Ｖａ２を−１５０Ｖに制御する。
【００６２】
そして、キャパシタＣ２１の両端電圧Ｖａ１およびキャパシタＣ２２の両端電圧Ｖａ２の合成電圧、すなわち３００Ｖの直流電圧が、電力伝達用絶縁回路５４におけるトランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２に印加される。
【００６３】
また、制御部１４は、昇降圧回路５１の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行い、かつ昇降圧回路５２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行なう。これにより、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２の力率が改善される。
【００６４】
次に、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路が電力伝達を行なう際の動作について図面を用いて説明する。
【００６５】
図３は、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【００６６】
図３を参照して、まず、制御部１４は、期間Ｔ１において、トランジスタＴＲ２１をオンし、トランジスタＴＲ２２をオンし、トランジスタＴＲ２３をオフし、トランジスタＴＲ２４をオフする。これにより、キャパシタＣ２１，Ｃ２２に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ１に蓄えられる。トランジスタＴＲ２３およびＴＲ２４がオフされていることにより、昇降圧回路５１，５２および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００６７】
次に、制御部１４は、期間Ｔ２において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、電力伝達用絶縁回路５４の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。すなわち、入力スイッチ部２１における各スイッチおよび出力スイッチ部２２における各スイッチを介して電力伝達用絶縁回路５４の入力側および出力側間、すなわち昇降圧回路５１，５２および負荷２０２間が短絡することを防ぐことができる。
【００６８】
次に、制御部１４は、期間Ｔ３において、トランジスタＴＲ２１をオフし、トランジスタＴＲ２２をオフし、トランジスタＴＲ２３をオンし、トランジスタＴＲ２４をオンする。これにより、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ２に蓄えられる。トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２がオフされていることにより、昇降圧回路５１，５２および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００６９】
次に、制御部１４は、期間Ｔ４において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、期間Ｔ２と同様に、電力伝達用絶縁回路５４の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。
【００７０】
ここで、期間Ｔ１〜Ｔ４において、キャパシタＣ２１，Ｃ２２は昇降圧回路５１，５２において昇圧または降圧された電力により充電されており、また、キャパシタＣ２に蓄えられた電力は放電されて負荷２０２へ出力されている。また、期間Ｔ２およびＴ４においては、キャパシタＣ１における電荷の移動はない。
【００７１】
そして、制御部１４は、これら期間Ｔ１、期間Ｔ２、期間Ｔ３および期間Ｔ４をこの順番で繰り返すことにより、電力伝達用絶縁回路５４の入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路５１，５２からの電力を負荷２０２に伝達する。
【００７２】
ところで、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータでは、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチの耐圧を大きくする必要があり、当該スイッチのサイズが大きくなってしまう。また、リアクトルも同様に、その耐圧を大きくする必要があり、サイズが大きくなってしまう。さらに、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチおよびリアクトルに流れる電流が大きくなるため、損失が大きくなり、効率が低下してしまう。
【００７３】
たとえば、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、スイッチの耐圧を確保するために、スイッチを２個使いにしてこれらを並列に接続する構成が考えられる。しかしながら、このような構成では、各スイッチの特性のばらつきにより、各スイッチにおける発熱および電流に偏りが発生する。そうすると、たとえばＡＣ／ＤＣコンバータにおける部品選定の際に、より悪条件となる方のスイッチにサイズ等を合わせる必要が生じてしまう。
【００７４】
これに対して、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、ダイオードＤ１は、交流電源２０１から供給される交流電圧を半波整流して正電圧を出力する。ダイオードＤ２は、交流電源２０１から供給される交流電圧を半波整流して負電圧を出力する。昇降圧回路５１は、キャパシタＣ２１を含み、ダイオードＤ１から受けた正電圧に基づいてキャパシタＣ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。昇降圧回路５２は、キャパシタＣ２２を含み、ダイオードＤ２から受けた負電圧に基づいてキャパシタＣ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。そして、キャパシタＣ２１およびキャパシタＣ２２は、互いに電気的に接続されている。
【００７５】
すなわち、交流電圧を２つのダイオードで整流して正電圧および負電圧を生成し、当該交流電圧の正のサイクル用の昇降圧回路、および負のサイクル用の昇降圧回路を設ける。
【００７６】
このような構成により、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路における各電気部品に印加される電圧を小さくすることができるため、各電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつ小型化を図ることができる。
【００７７】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、各昇降圧回路に設けるトランジスタは１つでよく、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータのように、スイッチの耐圧を確保するために、スイッチを２個使いにしてこれらを並列に接続する必要がなくなる。これにより、各スイッチの特性のばらつきを考慮する必要がなくなり、たとえばスイッチの部品選定の際に、より悪条件となる方のスイッチにサイズ等を合わせることを不要とすることができる。
【００７８】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、ダイオードＤ１から受けた正電圧をインダクタＬ１１に供給するか否かを切り替える。ダイオードＤ１１は、キャパシタＣ２１とインダクタＬ１１との間に接続されている。また、昇降圧回路５２において、インダクタＬ１２は、インダクタＬ１１と直列に接続されている。トランジスタＴＲ１２は、ダイオードＤ２から受けた負電圧をインダクタＬ１２に供給するか否かを切り替える。ダイオードＤ１２は、キャパシタＣ２２とインダクタＬ１２との間に接続されている。そして、キャパシタＣ２１とキャパシタＣ２２とが直列に接続されている。
【００７９】
このような構成により、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、簡易な回路で損失の低減および小型化を図ることができる。
【００８０】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、ダイオードＤ１から正電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１１のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１２はオフ状態である。また、ダイオードＤ２から負電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１２のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１１はオフ状態である。
【００８１】
このような構成により、２つの半波整流回路から出力された異なる極性の電圧を、適切なスイッチ制御により昇圧または降圧することができる。また、昇降圧を行なわない期間における各昇降圧回路の消費電力を低減することができる。
【００８２】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置では、電力伝達用絶縁回路５４は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２から受けた直流電圧を負荷に伝達する。
【００８３】
このような構成により、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流電源側と負荷側とを電気的に絶縁することができる。
【００８４】
なお、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置は、電力伝達用絶縁回路５４を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。電力変換装置１０１が電力伝達用絶縁回路５４を備えない構成であっても、入力電圧および出力電圧の調整範囲が広い、力率改善に対応したＡＣ／ＤＣコンバータ、およびＥＶ等の充電器を提供することが可能である。
【００８５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置は、並列接続された２つの昇降圧回路を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。並列接続された３つ以上の昇降圧回路を備える構成であってもよい。
【００８６】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置は、制御部１４を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。制御部１４が電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。
【００８７】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置において、「インダクタ」は、リアクトルのような大型の部品も含むものとする。
【００８８】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００８９】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて回路接続を変更した電力変換装置に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様である。
【００９０】
図４は、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００９１】
図４を参照して、電力変換装置１０２は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて、昇降圧回路５１，５２の代わりに昇降圧回路６１，６２を備える。
【００９２】
昇降圧回路６１は、キャパシタＣ１１と、トランジスタＴＲ１１と、インダクタＬ２１と、ダイオードＤ１１と、キャパシタＣ３１とを含む。昇降圧回路６２は、キャパシタＣ１２と、トランジスタＴＲ１２と、インダクタＬ２１と、キャパシタＣ３１とを含む。
【００９３】
すなわち、電力変換装置１０２では、電力変換装置１０１の昇降圧回路５１，５２におけるインダクタＬ１１およびインダクタＬ１２が、インダクタＬ２１として共通化されている。また、電力変換装置１０１の昇降圧回路５１，５２におけるキャパシタＣ２１およびキャパシタＣ２２が、キャパシタＣ３１として共通化されている。また、ダイオードＤ１１は、インダクタＬ２１とキャパシタＣ３１との間に接続されている。
【００９４】
キャパシタＣ１１，Ｃ１２を設けることにより、ダイオードＤ１およびＤ２からの電圧をそれぞれ安定させることができる。
【００９５】
また、キャパシタＣ３１を設けることにより、電力伝達用絶縁回路５４への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。
【００９６】
より詳細には、昇降圧回路６１において、トランジスタＴＲ１１は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ１のカソードおよびキャパシタＣ１１の第１端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ１１のカソードおよびインダクタＬ２１の第１端に接続されたエミッタとを有する。ダイオードＤ１１のアノードとキャパシタＣ３１の第１端とが接続されている。キャパシタＣ１１の第２端と、インダクタＬ２１の中途点と、交流電源２０１の負側端子とが接続されている。キャパシタＣ１１の第１端が正側であり、第２端が負側である。
【００９７】
昇降圧回路６２において、トランジスタＴＲ１２は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ２のアノードおよびキャパシタＣ１２の第１端に接続されたエミッタと、インダクタＬ２１の第２端およびキャパシタＣ３１の第２端に接続されたコレクタとを有する。キャパシタＣ１２の第２端と、交流電源２０１の負側端子とが接続されている。キャパシタＣ１２の第１端が負側であり、第２端が正側である。キャパシタＣ３１の第１端が負側であり、第２端が正側である。
【００９８】
昇降圧回路６１において、トランジスタＴＲ１１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧すなわちダイオードＤ１から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ２１は、トランジスタＴＲ１１がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１１がオフしたときに、インダクタＬ２１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１を通してキャパシタＣ３１へ放出され、キャパシタＣ３１が充電される。
【００９９】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１１に出力することにより、トランジスタＴＲ１１のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路６１は、ダイオードＤ１から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【０１００】
昇降圧回路６２において、トランジスタＴＲ１２は、キャパシタＣ１２と電気的に接続され、キャパシタＣ１２との接続ノード経由で受けた電圧すなわちダイオードＤ２から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ２１は、トランジスタＴＲ１２がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１２がオフしたときに、インダクタＬ２１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１を通してキャパシタＣ３１へ放出され、キャパシタＣ３１が充電される。
【０１０１】
また、制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１２に出力することにより、トランジスタＴＲ１２のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路６２は、ダイオードＤ２から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【０１０２】
ここで、昇降圧回路６１または昇降圧回路６２の入力電圧をＶｉとし、出力電圧をＶａとし、トランジスタＴＲ１１またはＴＲ１２のオンデューティ比をＤとすると、出力電圧Ｖａは以下のように表される。
Ｖａ＝−｛２×Ｄ／（１−Ｄ）｝×Ｖｉ
【０１０３】
この式から分かるように、昇降圧回路６１または昇降圧回路６２は、デューティ比の設定次第で、入力電圧よりも高い出力電圧および低い出力電圧のいずれを得ることも可能である。すなわち、Ｖｉ＜ＶａおよびＶｉ＞Ｖａの両方を実現することができる。
【０１０４】
なお、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２の出力電圧はそれぞれ入力電圧に対して極性が反転するので、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２と電力伝達用絶縁回路５４との電気的接続の極性は反転されている。
【０１０５】
また、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２は、力率改善回路としての機能も有している。すなわち、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２は、制御部１４により、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるようにそれぞれ制御される。
【０１０６】
電力伝達用絶縁回路５４は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路６１，６２から受けた電力を伝達する。
【０１０７】
より詳細には、入力スイッチ部２１は、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２において昇圧または降圧された電力すなわちキャパシタＣ３１に蓄えられた電力をトランジスタＴＲ２１のコレクタおよびトランジスタＴＲ２２のエミッタにおいて受けて、キャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０２へ出力される。
【０１０８】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４に出力することにより、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４のオンおよびオフをそれぞれ切り替える。電力伝達用絶縁回路５４は、制御部１４のスイッチ制御により、昇降圧回路６１，６２および負荷２０２間を絶縁しながら、昇降圧回路６１，６２から受けた電力を負荷２０２に伝達する。
【０１０９】
［動作］
次に、本発明の第２の実施の形態に係る昇降圧回路の動作について図面を用いて説明する。
【０１１０】
図５は、本発明の第２の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。
【０１１１】
図５を参照して、ダイオードＤ１から正電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１１のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１２はオフ状態である。
【０１１２】
また、ダイオードＤ２から負電圧が出力される期間において、トランジスタＴＲ１２のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、トランジスタＴＲ１１はオフ状態である。
【０１１３】
ここで、交流電源２０１から供給される交流電圧の振幅が２００Ｖであり、負荷２０２に供給すべき直流電圧が３００Ｖである場合について考える。この場合において、交流電源２０１から供給される交流電圧の周波数は、たとえば６０Ｈｚまたは５０Ｈｚである。また、制御部１４から各トランジスタへ出力される制御信号の周期は、たとえば５０マイクロ秒である。
【０１１４】
入力電圧Ｖｉすなわち交流電源２０１から供給される交流電圧の極性が正の期間において、制御部１４は、昇降圧回路６１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
【０１１５】
より詳細には、昇降圧回路６１において、トランジスタＴＲ１１がオンすると、電流Ｉ１が流れ、インダクタＬ２１にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１１がオフすると、インダクタＬ２１に誘起電圧が発生し、電流Ｉ２が流れ、キャパシタＣ３１が充電される。
【０１１６】
制御部１４は、昇降圧回路６１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ３１の両端電圧Ｖａ１を−３００Ｖに制御する。
【０１１７】
一方、入力電圧Ｖｉすなわち交流電源２０１から供給される交流電圧の極性が負の期間において、制御部１４は、昇降圧回路６２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御する。
【０１１８】
より詳細には、昇降圧回路６２において、トランジスタＴＲ１２がオンすると、電流Ｉ３が流れ、インダクタＬ２１にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１２がオフすると、インダクタＬ２１に誘起電圧が発生し、電流Ｉ２が流れ、キャパシタＣ３１が充電される。
【０１１９】
制御部１４は、昇降圧回路６２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ３１の両端電圧Ｖａ１を−３００Ｖに制御する。
【０１２０】
そして、キャパシタＣ３１の両端電圧Ｖａ１すなわち３００Ｖの直流電圧が、電力伝達用絶縁回路５４におけるトランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２に印加される。
【０１２１】
また、制御部１４は、昇降圧回路６１の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行い、かつ昇降圧回路６２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行なう。これにより、昇降圧回路６１および昇降圧回路６２の力率が改善される。
【０１２２】
このように、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置では、各昇降圧回路のインダクタおよびキャパシタが共通化されている。具体的には、交流電圧を２つのダイオードで整流して正電圧および負電圧を生成し、当該交流電圧の正のサイクル用の昇降圧回路、および負のサイクル用の昇降圧回路を設ける。そして、各昇降圧回路の後段を統合する。すなわち、各昇降圧回路においてインダクタを一部共有し、直流電圧を出力するためのキャパシタを共通化する。
【０１２３】
このような構成により、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて、インダクタの小型化を図り、回路の簡素化を図ることができる。
【０１２４】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１２５】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０１２６】
＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて全波整流回路を用いる電力変換装置に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様である。
【０１２７】
図６は、本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【０１２８】
図６を参照して、電力変換装置１０４は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と比べて、半波整流回路であるダイオードＤ１，Ｄ２の代わりに全波整流回路６４を備える。また、電力変換装置１０４において、キャパシタＣ１１，Ｃ１２は、分圧回路６５として機能する。
【０１２９】
全波整流回路６４は、たとえば、ダイオードＤ３１〜Ｄ３４からなるダイオードブリッジを含み、交流電源２０１から供給される交流電力を全波整流して分圧回路６５へ出力する。
【０１３０】
分圧回路６５は、全波整流回路６４から受けた電圧を分圧して分圧電圧Ｖ１１および分圧電圧Ｖ１２を生成する。すなわち、分圧回路６５は、全波整流回路６４が整流した入力電圧Ｖ１０を受けて、直列に接続されたキャパシタＣ１１およびキャパシタＣ１２に電力を蓄積することにより、入力電圧Ｖ１０をキャパシタＣ１１の両端電圧Ｖ１１とキャパシタＣ１２の両端電圧Ｖ１２とに分圧する。
【０１３１】
昇降圧回路５１は、キャパシタＣ２１を含み、分圧電圧Ｖ１１に基づいてキャパシタＣ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。
【０１３２】
昇降圧回路５２は、キャパシタＣ２２を含み、分圧電圧Ｖ１２に基づいてキャパシタＣ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。
【０１３３】
昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧すなわち分圧回路６５から受けた分圧電圧Ｖ１１をスイッチングする。インダクタＬ１１は、トランジスタＴＲ１１がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１１がオフしたときに、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１を通してキャパシタＣ２１へ放出され、キャパシタＣ２１が充電される。
【０１３４】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１１に出力することにより、トランジスタＴＲ１１のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５１は、分圧回路６５から受けた分圧電圧Ｖ１１を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【０１３５】
昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２は、キャパシタＣ１２と電気的に接続され、キャパシタＣ１２との接続ノード経由で受けた電圧すなわち分圧回路６５から受けた分圧電圧Ｖ１２をスイッチングする。インダクタＬ１２は、トランジスタＴＲ１２がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１２がオフしたときに、インダクタＬ１２に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１２を通してキャパシタＣ２２へ放出され、キャパシタＣ２２が充電される。
【０１３６】
また、制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ１２に出力することにより、トランジスタＴＲ１２のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５２は、分圧回路６５から受けた分圧電圧Ｖ１２を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【０１３７】
［動作］
次に、本発明の第３の実施の形態に係る昇降圧回路の動作について図面を用いて説明する。
【０１３８】
図７は、本発明の第３の実施の形態に係る昇降圧回路における電圧、電流および制御信号を示す図である。図７において、Ｇ１１，Ｇ１２は、制御部１４からトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のゲートへそれぞれ出力される制御信号である。また、ＩＬ１，ＩＬ２は、インダクタＬ１１およびＬ１２を通して流れる電流である。また、ＶＰ１，ＶＰ２は、それぞれ昇降圧回路５１の基準電位および昇降圧回路５２の基準電位であり、これらは同電位である。
【０１３９】
図７を参照して、電力変換装置１０４では、交流電源２０１から供給される交流電圧の極性に関わらず、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられる。
【０１４０】
ここで、交流電源２０１から供給される交流電圧の振幅が２００Ｖであり、負荷２０２に供給すべき直流電圧が３００Ｖである場合について考える。この場合において、交流電源２０１から供給される交流電圧の周波数は、たとえば６０Ｈｚまたは５０Ｈｚである。また、制御部１４から各トランジスタへ出力される制御信号の周期は、たとえば５０マイクロ秒である。
【０１４１】
制御部１４は、昇降圧回路５１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ制御する。
【０１４２】
より詳細には、昇降圧回路５１において、トランジスタＴＲ１１がオンすると、電流Ｉ１１が流れ、インダクタＬ１１にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１１がオフすると、インダクタＬ１１に誘起電圧が発生し、電流Ｉ１２が流れ、キャパシタＣ２１が充電される。
【０１４３】
制御部１４は、昇降圧回路５１におけるトランジスタＴＲ１１をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ２１の両端電圧Ｖａ１を−１５０Ｖに制御する。
【０１４４】
また、制御部１４は、昇降圧回路５２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御する。
【０１４５】
より詳細には、昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１２がオンすると、電流Ｉ１３が流れ、インダクタＬ１２にエネルギーが蓄積される。また、トランジスタＴＲ１２がオフすると、インダクタＬ１２に誘起電圧が発生し、電流Ｉ１４が流れ、キャパシタＣ２２が充電される。
【０１４６】
制御部１４は、昇降圧回路５２におけるトランジスタＴＲ１２をＰＷＭ制御することにより、キャパシタＣ２２の両端電圧Ｖａ２を−１５０Ｖに制御する。
【０１４７】
そして、キャパシタＣ２１の両端電圧Ｖａ１およびキャパシタＣ２２の両端電圧Ｖａ２の合成電圧、すなわち３００Ｖの直流電圧が、電力伝達用絶縁回路５４におけるトランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２に印加される。
【０１４８】
また、制御部１４は、昇降圧回路５１の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行い、かつ昇降圧回路５２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように上記ＰＷＭ制御を行なう。これにより、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２の力率が改善される。
【０１４９】
なお、電力変換装置１０４は、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置と同様に、インダクタＬ１１，Ｌ１２が一部共有され、キャパシタＣ１１およびキャパシタＣ１２が１つの蓄電素子として共通化される構成であってもよい。
【０１５０】
このように、本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置では、全波整流回路６４は、交流電源２０１から供給される交流電圧を全波整流して出力する。分圧回路６５は、全波整流回路６４から受けた電圧を分圧して分圧電圧Ｖ１１および分圧電圧Ｖ１２を生成する。昇降圧回路５１は、キャパシタＣ２１を含み、分圧電圧Ｖ１１に基づいてキャパシタＣ２１を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。昇降圧回路５２は、キャパシタＣ２２を含み、分圧電圧Ｖ１２に基づいてキャパシタＣ２２を充電することにより直流電圧を生成し、かつ直流電圧のレベルを調整可能である。そして、キャパシタＣ２１およびキャパシタＣ２２は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている。
【０１５１】
このような構成により、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様に、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路における各電気部品に印加される電圧を小さくすることができるため、各電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつ小型化を図ることができる。
【０１５２】
また、本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置では、各昇降圧回路に設けるトランジスタは１つでよく、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータのように、スイッチの耐圧を確保するために、スイッチを２個使いにしてこれらを並列に接続する必要がなくなる。これにより、各スイッチの特性のばらつきを考慮する必要がなくなり、たとえばスイッチの部品選定の際に、より悪条件となる方のスイッチにサイズ等を合わせることを不要とすることができる。
【０１５３】
具体的には、昇降圧回路５１，５２が昇圧または降圧する電圧は分圧回路６５によって分圧された電圧である。したがって、分圧を行なわず電力の変換を行なう回路に比べて、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様に、出力電圧を低く制御することができる。
【０１５４】
たとえば、交流電源２０１の供給電圧が２００Ｖの交流電圧であり、ピーク電圧が約２８０Ｖである場合において、分圧回路６５から出力される電圧Ｖ１１および電圧Ｖ１２が電圧Ｖ１０の半分の電圧になると、電圧Ｖ１１および電圧Ｖ１２のピーク電圧は約１４０Ｖとなる。この場合、昇降圧回路５１，５２が出力する電圧は１４０Ｖの電圧を昇圧または降圧した電圧となり、分圧を行なわない昇降圧回路が出力する電圧の約半分になる。
【０１５５】
すなわち、昇降圧回路５１，５２から負荷２０２へ出力される電圧は、それぞれ分圧回路６５が分圧した分圧電圧Ｖ１１，Ｖ１２に基づいているため、交流電源２０１からの交流電圧を分圧しない回路に比べて低い電圧となる。
【０１５６】
したがって、交流電源２０１からの交流電圧が高い場合であっても、負荷に過大な電圧が印加されることを防ぐことが可能となる。
【０１５７】
また、昇降圧回路５１，５２、および電力伝達用絶縁回路５４に印加される電圧が低くなることから、分圧を行なわない電力変換装置に比べて、装置に用いられる素子に必要な耐圧性能を低くすることが可能である。具体的には、昇降圧回路５１，５２の入力電圧を、分圧を行なわない電力変換装置と比べて約１／２にすることができるため、トランジスタおよびキャパシタに耐圧の低い部品を用いることができる。
【０１５８】
また、電力変換装置１０４では、昇降圧回路５１，５２は、交流電源２０１から供給される交流電圧の周期ではなく、電力変換装置１０３における昇降圧回路５１，５２と同様の周期で動作する。
【０１５９】
すなわち、電力変換装置１０１では、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２のいずれかが動作せず、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の放電時間が長くなることから、負荷２０２への供給電圧の変動が大きくなる。これに対して、電力変換装置１０４では、昇降圧回路５１および昇降圧回路５２を選択的に動作させる必要がないため、負荷２０２への供給電圧の変動を小さくすることができる。
【０１６０】
ただし、電力変換装置１０１では、半波整流回路を用いることにより、電力変換装置１０４と比べてダイオードの数を減らすことができる。
【０１６１】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る電力変換装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１６２】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１６３】
１４ 制御部
２１ 入力スイッチ部
２２ 出力スイッチ部
３１，３２ 入力スイッチ部
３３ 出力スイッチ部
５１，５２，６１，６２ 昇降圧回路
５４，５５ 電力伝達用絶縁回路
６４ 全波整流回路
６５ 分圧回路
１０１，１０２，１０４ 電力変換装置
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ３１ キャパシタ
Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１ インダクタ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード（半波整流回路）
ＴＲ１１，ＴＲ１２，ＴＲ２１，ＴＲ２２，ＴＲ２３，ＴＲ２４，ＴＲ３１，ＴＲ３２，ＴＲ３３，ＴＲ３４，ＴＲ３５，ＴＲ３６ トランジスタ
Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４，Ｄ２５，Ｄ２６，Ｄ３１〜Ｄ３４ ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、
前記交流電圧を半波整流して第１の極性の電圧を出力するための第１の半波整流回路と、
前記交流電圧を半波整流して前記第１の極性と逆極性である第２の極性の電圧を出力するための第２の半波整流回路と、
第１の蓄電素子を含み、前記第１の半波整流回路から受けた電圧に基づいて前記第１の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ前記直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路と、
第２の蓄電素子を含み、前記第２の半波整流回路から受けた電圧に基づいて前記第２の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ前記直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路とを備え、
前記第１の蓄電素子および前記第２の蓄電素子は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている、電力変換装置。
【請求項２】
前記第１の昇降圧回路は、
第１のインダクタと、
前記第１の半波整流回路から受けた電圧を前記第１のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第１のスイッチ素子と、
前記第１のインダクタと前記第１の蓄電素子との間に接続された第１のダイオードとを含み、
前記第２の昇降圧回路は、
前記第１のインダクタと直列に接続された第２のインダクタと、
前記第２の半波整流回路から受けた電圧を前記第２のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第２のスイッチ素子と、
前記第２のインダクタと前記第２の蓄電素子との間に接続された第２のダイオードとを含み、
前記第１の蓄電素子と前記第２の蓄電素子とが直列に接続されている、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１の昇降圧回路は、
第１のインダクタと、
前記第１の半波整流回路から受けた電圧を前記第１のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第１のスイッチ素子とを含み、
前記第２の昇降圧回路は、
前記第１のインダクタと直列に接続された第２のインダクタと、
前記第２の半波整流回路から受けた電圧を前記第２のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第２のスイッチ素子とを含み、
前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタは共通化されており、
前記第１の昇降圧回路および前記第２の昇降圧回路は、
前記第１の蓄電素子および前記第２の蓄電素子として共通の蓄電素子と、
前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタと前記共通の蓄電素子との間に接続されたダイオードとを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１の半波整流回路から前記第１の極性の電圧が出力される期間において、前記第１のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、前記第２のスイッチ素子はオフ状態であり、
前記第２の半波整流回路から前記第２の極性の電圧が出力される期間において、前記第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、前記第１のスイッチ素子はオフ状態である、請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電力変換装置は、さらに、
入力側および出力側間を絶縁しながら、前記第１の昇降圧回路および前記第２の昇降圧回路から受けた直流電圧を負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路を備える、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、
前記交流電圧を全波整流して出力するための全波整流回路と、
前記全波整流回路から受けた電圧を分圧して第１の分圧電圧および第２の分圧電圧を生成するための分圧回路と、
第１の蓄電素子を含み、前記第１の分圧電圧に基づいて前記第１の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ前記直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路と、
第２の蓄電素子を含み、前記第２の分圧電圧に基づいて前記第２の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ前記直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路とを備え、
前記第１の蓄電素子および前記第２の蓄電素子は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている、電力変換装置。
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、
前記交流電圧を半波整流して第１の極性の電圧を出力するための第１の半波整流回路と、
前記交流電圧を半波整流して前記第１の極性と逆極性である第２の極性の電圧を出力するための第２の半波整流回路と、
第１の蓄電素子を含み、前記第１の半波整流回路から受けた電圧に基づいて前記第１の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ前記直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路と、
第２の蓄電素子を含み、前記第２の半波整流回路から受けた電圧に基づいて前記第２の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ前記直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路とを備え、
前記第１の蓄電素子および前記第２の蓄電素子は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている、電力変換装置。
【請求項２】
前記第１の昇降圧回路は、
第１のインダクタと、
前記第１の半波整流回路から受けた電圧を前記第１のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第１のスイッチ素子と、
前記第１のインダクタと前記第１の蓄電素子との間に接続された第１のダイオードとを含み、
前記第２の昇降圧回路は、
前記第１のインダクタと直列に接続された第２のインダクタと、
前記第２の半波整流回路から受けた電圧を前記第２のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第２のスイッチ素子と、
前記第２のインダクタと前記第２の蓄電素子との間に接続された第２のダイオードとを含み、
前記第１の蓄電素子と前記第２の蓄電素子とが直列に接続されている、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１の昇降圧回路は、
第１のインダクタと、
前記第１の半波整流回路から受けた電圧を前記第１のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第１のスイッチ素子とを含み、
前記第２の昇降圧回路は、
前記第１のインダクタと直列に接続された第２のインダクタと、
前記第２の半波整流回路から受けた電圧を前記第２のインダクタに供給するか否かを切り替えるための第２のスイッチ素子とを含み、
前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタは共通化されており、
前記第１の昇降圧回路および前記第２の昇降圧回路は、
前記第１の蓄電素子および前記第２の蓄電素子として共通の蓄電素子と、
前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタと前記共通の蓄電素子との間に接続されたダイオードとを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１の半波整流回路から前記第１の極性の電圧が出力される期間において、前記第１のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、前記第２のスイッチ素子はオフ状態であり、
前記第２の半波整流回路から前記第２の極性の電圧が出力される期間において、前記第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態が繰り返し切り替えられ、前記第１のスイッチ素子はオフ状態である、請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電力変換装置は、さらに、
入力側および出力側間を絶縁しながら、前記第１の昇降圧回路および前記第２の昇降圧回路から受けた直流電圧を負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路を備える、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、
前記交流電圧を全波整流して出力するための全波整流回路と、
前記全波整流回路から受けた電圧を分圧して第１の分圧電圧および第２の分圧電圧を生成するための分圧回路と、
第１の蓄電素子を含み、前記第１の分圧電圧に基づいて前記第１の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ前記直流電圧のレベルを調整可能な第１の昇降圧回路と、
第２の蓄電素子を含み、前記第２の分圧電圧に基づいて前記第２の蓄電素子を充電することにより直流電圧を生成し、かつ前記直流電圧のレベルを調整可能な第２の昇降圧回路とを備え、
前記第１の蓄電素子および前記第２の蓄電素子は、互いに電気的に接続されているか、または１つの蓄電素子として共通化されている、電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１３−５６４２（Ｐ２０１３−５６４２Ａ）
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１３６１００（Ｐ２０１１−１３６１００）
【出願日】平成２３年６月２０日（２０１１．６．２０）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【出願人】（０００１８３４０６）住友電装株式会社 (6,135)
【出願人】（３９５０１１６６５）株式会社オートネットワーク技術研究所 (2,668)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月２０日（２０１１．６．２０）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【出願人】（０００１８３４０６）住友電装株式会社 (6,135)
【出願人】（３９５０１１６６５）株式会社オートネットワーク技術研究所 (2,668)
【Ｆターム（参考）】
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