電力変換装置
【課題】高調波抑制フィルタ無しに高調波成分が小さい電圧電流波形を出力することができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】実施形態に係る電力変換装置は、１以上のスイッチングユニット１２を直列に接続したマルチレベルレグ１３ａと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子Ｑ１を直列に接続したオンオフレグ１４ａとが直列接続された相アーム１１ａと、前記相アームを構成する各スイッチング素子を制御する制御部１５とを具備し、前記相アームの最端部スイッチングユニット１２ａにおける直流側端部ａが直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグ１４ａの直流側端部ｂが前記直流電源の正負他方側に接続され、前記マルチレベルレグ１３ａと前記オンオフレグ１１ａの接続点が交流端子Ｔａｃとして交流電源Ｖｓに接続されている。
【解決手段】実施形態に係る電力変換装置は、１以上のスイッチングユニット１２を直列に接続したマルチレベルレグ１３ａと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子Ｑ１を直列に接続したオンオフレグ１４ａとが直列接続された相アーム１１ａと、前記相アームを構成する各スイッチング素子を制御する制御部１５とを具備し、前記相アームの最端部スイッチングユニット１２ａにおける直流側端部ａが直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグ１４ａの直流側端部ｂが前記直流電源の正負他方側に接続され、前記マルチレベルレグ１３ａと前記オンオフレグ１１ａの接続点が交流端子Ｔａｃとして交流電源Ｖｓに接続されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流を交流、または交流を直流に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力系統の交流を直流に変換するコンバータや、直流を交流に変換してモータ駆動に用いる電力変換装置には、図１１に示すような３相２レベルコンバータ、３相２レベルインバータが適用されてきた。３相２レベルインバータは、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で、必要最小限の半導体スイッチング素子６個で構成されるため、小型低コスト化を図ることが出来る。
【０００３】
３相２レベルインバータの出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２値の切替をＰＷＭ（パルス幅変調）で行うので、擬似的な交流波形となっている。高耐圧のスイッチング素子を使用する高電圧モータドライブ用インバータ及び長距離海底ケーブルのように直流で伝送された電力を交流に変換する電力系統接続用インバータ等では、スイッチング高調波低減のために、３相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成されたフィルタが挿入される。このような電力変換装置では、電力系統に流れ出す高調波成分を他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するために、このフィルタ容量が大きくなっており、コスト上昇と重量増加を招いていた。
【０００４】
更に、文献で発表されている回路方式では、図１２のように、電力系統、配電系統電圧に、従来一般的に用いられているトランスによる電圧降圧なしに、直接接続することの出来る電力変換装置の研究開発も進められている。この電力変換装置は例えばＣＶＣＦ(constant voltage constant frequency)インバータとして動作する。
【０００５】
これが実用化されると、重量・体積が大きく、システム全体に占めるコストも比較的大きいトランスが不用になるほかに、出力電圧・電流波形が多レベル化により正弦波に近づくため、高調波フィルタが不要になるメリットも享受することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】2009年cigre論文予稿集Paper４０１(Multilevel Voltage-Sourced Converters for HVDC and FACTS Applications：Siemens AG
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、このような回路方式は、各スイッチングユニットの構成要素である直流コンデンサの電圧値を一定に制御するために、直流電源を還流させる還流電流を常時流すことが原理的に必要である。３相を同一の直流電源に接続しているので、各相の直流電圧合成値がわずかでも異なると、相間に過大な短絡電流が流れてしまい機器を破壊してしまう危険がある。これを防止するために、各相にバッファリアクトルを挿入し、短絡電流が過大にならないように制限を加えている。このようなバッファリアクトルは装置の大型化、高コスト化を招く。
【０００８】
実施形態は、高調波抑制フィルタ無しに高調波成分が小さい電圧電流波形を出力することができるとともに、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルが不要な小型の電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態に係る電力変換装置は、直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、前記レグに並列に接続されたコンデンサを含む回路要素がスイッチングユニットとして構成され、１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグとが直列接続された相アームと、前記相アームを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、前記相アームの最端部スイッチングユニットにおける直流側端部が直流電源の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグの直流側端部が前記直流電源の正負他方側に接続され、前記マルチレベルレグと前記オンオフレグの接続点が交流端子として交流電源に接続されている。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】電力変換装置の第１実施形態の構成を示す図である。
【図２】直流電圧発生動作を説明する図である。
【図３】コンデンサ電圧一定制御を示す図である。
【図４】電力変換装置の第２実施形態の構成を示す図である。
【図５】第３実施形態の構成を示す図である。
【図６】第３実施形態の動作を示す図である。
【図７】第３実施形態の変形例の構成を示す図である。
【図８】図７に示す装置の動作を示す図である。
【図９】電力変換装置の第４実施形態の構成を示す図である。
【図１０】電力変換装置の第５実施形態の構成を示す図である。
【図１１】従来の電力変換装置の構成を示す図である。
【図１２】従来の電力変換装置の他の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、実施形態を図面を参照して説明する。
【００１２】
[第１実施形態]
図１は電力変換装置の第１実施形態の構成を示す図である。
【００１３】
第１実施形態に係る電力変換装置は、例えば単相５０Ｈｚの交流電力を、絶縁トランスを介して直流電力に変換、または直流電力を単相５０Ｈｚの交流電力に変換し絶縁トランスを介して出力する。交流／直流変換と直流／交流変換は、電力変換装置の制御方法に依存して変更できる。電力変換装置の直流側（端子Ｔｄｃ）は、バッテリ等の直流電源又はコンデンサに接続され、交流側（端子Ｔａｃ）は例えばトランスを介して商用交流電源に接続されるか又は交流出力電源端子となる。これは本実施例及び後述する他の実施例についても同様に言える。第１実施形態に係る電力変換装置を交流電力を直流電力に変換する電力変換器（コンバータ）として説明する。
【００１４】
図１に示す電力変換装置は、自己消弧能力を持つスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１を逆並列接続した回路を直列に接続したレグ１０に、コンデンサＣ１を並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器がスイッチングユニット１２ａとして構成されている。Ｎ個のスイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグ(U_multi)１３ａと、自己消弧能力を持つスイッチング素子をＮ個直列接続したオンオフレグ(U_onoff)１４ａとを直列接続して相アーム１１ａが構成される。相アーム１１ｂも同様に構成される。図１の例ではＮ＝２の例について示している。Ｎは装置の定格電圧及び各回路要素の定格電圧に応じて決定される。
【００１５】
マルチレベルレグ１３ａとオンオフレグ１４ａの接続点とマルチレベルレグ１３ｂとオンオフレグ１４ｂの接続点は、トランスＴｒ１の２次側にリアクトルＬ１を介して接続される。トランスＴｒ１の１次側には５０Ｈｚ交流電源電圧Ｖｓが供給される。相アーム１１ａ、１１ｂは、リアクトルＬ２を介してコンデンサに並列接続され、直流電源電圧Ｖｄｃを発生する。
【００１６】
制御部１５は、上位機器から入力される直流電源電圧指令Ｖｄｃと、トランスＴｒ１の２次側電圧Ｖｐの検出値と、内部で発生した交流電圧指令Ｖｕに基づいて、相アーム１１ａ、１１ｂを構成する各スイッチング素子に対するゲート指令を生成する。
【００１７】
次に、第１実施形態における制御部１５の制御動作を詳細に説明する。
【００１８】
交流電圧指令Ｖｕは５０Ｈｚの正弦波電圧で以下の式で表される。
Ｖｕ＝Ｖ０×ｓｉｎ（ω・ｔ） （１）
ここで、ωは５０Ｈｚの角周波数、Ｖ０は振幅最大値、ｔは時間である。
【００１９】
図２は、直流電圧発生動作を説明する図である。
オンオフレグ１４ａ、１４ｂのオンとオフの切替は、交流出力電圧指令Ｖｕの正負符号に応じて以下の条件分岐で決定する。
【００２０】
[１] Ｖｕ＞０のとき
オンオフレグ１４ａのスイッチング素子は全てオフ
オンオフレグ１４ｂのスイッチング素子は全てオン
[２] Ｖｕ＜０のとき
オンオフレグ１４ａのスイッチング素子は全てオン
オンオフレグ１４ｂのスイッチング素子は全てオフ
マルチレベルレグ１３ａ、１３ｂに対する電圧指令VU_multi1、VU_multi2は、交流電圧指令Ｖｕに応じて以下の条件分岐で決定され、一般的な三角波比較ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）に基づくチョッパスイッチング動作または１パルススイッチングにより、平均電圧が指令値通りになるように出力される。
【００２１】
[１] Ｖｕ＞０のとき
VU_multi1＝Vdc−Vu （２）
VU_multi2＝VCcontrol2 （３）
ここで、Vdcは直流電源電圧指令である。
図２（ｂ）〜２（ｄ）は、電圧指令Ｖｕが正の半波のとき（図中Ｔｐの期間）の電圧、電流、電力波形を示す図である。
【００２２】
図２（ｂ）のように、マルチレベルレグ１３ａに対する電圧指令VU_multi1は、直流電圧指令Ｖｄｃから交流電圧指令Ｖｕを減算した値となる。図２（ｃ）はこの時流れる電流Ｉａを示し、Ｉ０は電流Ｉａの最大値である。電流Ｉａはマルチレベルレグ１３ａのコンデンサＣ１、Ｃ２、及び直流電源電圧が発生するＣ５を通る。この時、マルチレベルレグ１３ａのコンデンサＣ１、Ｃ２は充電される。図２（ｄ）はコンデンサＣ１、Ｃ２の充電電力Ｐｃ１を示す。ここで、図２（ｄ）の電力Ｐｃ１を示すハッチング部の面積をＡとする。
【００２３】
[２] Ｖｕ＜０のとき
VU_multi1＝VCcontrol１ （４）
VU_multi2＝Vdc＋Vu （５）
図２（ｆ）〜２（ｇ）は、電圧指令Ｖｕが負の半波のときの（図中Ｔｎの期間）電圧、電流、電力波形を示す図である。
【００２４】
図２（ｆ）のように、マルチレベルレグ１３ｂに対する電圧指令VU_multi2は、上記VU_multi1のように、直流電圧指令Ｖｄｃから交流電圧指令Ｖｕを減算した値となる。図２（ｇ）はこの時流れる電流Ｉｂを示す。電流Ｉｂはマルチレベルレグ１３ｂのコンデンサＣ３、Ｃ４、及びＣ５を通る。この時、マルチレベルレグ１３ｂのコンデンサＣ３、Ｃ４は充電される。図２（ｈ）はコンデンサＣ３、Ｃ４の充電電力Ｐｃ２を示す。ここで、図２（ｈ）の電力Ｐｃ２を示すハッチング部の面積をＢとする。
【００２５】
以上のような動作を繰り返すと、コンデンサＣ１〜Ｃ４は充電され続け、各コンデンサ電圧は過電圧となり、動作継続が不可能となる。そこで本実施形態では、制御部１５は電力変換装置の動作中、各コンデンサＣ１〜Ｃ４の電圧平均値が一定値を維持するよう、各相アームのスイッッチング素子を制御する。このような制御をここではコンデンサ電圧一定制御という。
【００２６】
前述の電圧指令VCcontrol1は、マルチレベルレグ１３ａのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される電圧指令で、後述の演算式で演算される。同様に電圧指令VCcontrol2は、マルチレベルレグ１３ｂのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される電圧指令である。
【００２７】
図３はコンデンサ電圧一定制御を示す図である。
【００２８】
制御部１５は、マルチレベルレグ１３ａ、１３ｂを構成するコンデンサＣ１〜Ｃ４の各コンデンサ電圧の平均値が、指令値ＶＣｒｅｆに追従するように、マルチレベルレグの電圧指令VCcontrol1、VCcontrol2を次式のように決定する。
【００２９】
VCcontrol1＝Vdc＋G(s)×（VCref−VC1） （６）
VCcontrol2＝Vdc＋G(s)×（VCref−VC2） （７）
ここで、Ｇ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子であって、例えば比例積分制御の演算子である。指令値ＶＣｒｅｆは、スイッチング素子等の耐圧に応じて予め設定された固定値である。ＶＣ１はコンデンサＣ１、Ｃ２のコンデンサ電圧Ｖｃａ、Ｖｃｂの平均値であって、このコンデンサ電圧Ｖｃａ、Ｖｃｂは測定により得られる検出値である。ＶＣ２はコンデンサＣ３、Ｃ４のコンデンサ電圧Ｖｃｃ、Ｖｃｄの平均値であって、このコンデンサ電圧Ｖｃｃ、Ｖｃｄは測定により得られる検出値である。
【００３０】
図３（ｅ）〜３（ｆ）は、電圧指令Ｖｕが負の半波の時（図中Ｔｎの期間）のコンデンサ電圧一定制御を示す図である。
【００３１】
上式（６）に示す電圧指令VCcontrol1に対応するゲート指令をマルチレベルレグ１３ａを構成するスイッチング素子に供給することで、図３（ｅ）、３（ｇ）に示すような電流Ｉｄが流れ、コンデンサＣ１、Ｃ２は放電される。この時の放電電力Ｐｃ１は図３（ｈ）のハッチング部Ａ’として示されている。このように、上式（６）に示す電圧指令VCcontrol1をマルチレベルレグ１３ａに与えることで、前述したように、電圧指令Ｖｕが正の半波の時にコンデンサＣ１、Ｃ２に充電された電力を示すハッチング部Ａの面積と、放電電力を示すハッチング部Ａ’の面積は同一となる。すなわち、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電力と放電電力は同一となり、従ってコンデンサＣ１、Ｃ２の平均電圧は一定値を維持する。
【００３２】
図３（ａ）〜３（ｄ）は、電圧指令Ｖｕが正の半波の時（図中Ｔｐの期間）のコンデンサ電圧一定制御を示す図である。
【００３３】
マルチレベルレグ１３ｂについても同様に、上式（７）に示す電圧指令VCcontrol2に対応するゲート指令をマルチレベルレグ１３ｂを構成するスイッチング素子に供給することで、図３（ａ）、３（ｃ）に示すような電流Ｉｃが流れ、コンデンサＣ３、Ｃ４は放電される。この時の放電電力Ｐｃ２は図３（ｄ）のハッチング部Ｂ’として示されている。このように、上式（７）に示す電圧指令VCcontrol2をマルチレベルレグ１３ｂに与えることで、前述したように、電圧指令Ｖｕが負の半波の時にコンデンサＣ１、Ｃ２に充電される電力を示すハッチング部Ｂの面積と、放電電力を示すハッチング部Ｂ’の面積は同一となる。すなわち、コンデンサＣ３、Ｃ４の充電電力と放電電力は同一となり、従ってコンデンサＣ３、Ｃ４の平均電圧は一定値を維持する。
【００３４】
以上のように本実施形態に係る装置は、直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、自己消弧能力を持つスイッチング素子Ｑ１を直列に２個接続したレグ１０と、前記レグに並列に接続されたコンデンサＣ１を含む回路要素がスイッチングユニット１２ａとして構成され、１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグ１３ａと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグ１４ａとが直列接続された相アーム１１ａと、前記相アームを構成する各スイッチング素子を制御する制御部１５とを具備し、前記相アームの最端部スイッチングユニット１２ａにおける直流側端部ａが直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグ１４ａの直流側端部ｂが前記直流電源の正負他方側に接続され、前記マルチレベルレグ１３ａと前記オンオフレグ１１ａの接続点が交流端子Ｔａｃとして交流電源Ｖｓに接続されている。
【００３５】
また、相アーム１１が２回路並列に前記直流電源に接続され、前記制御部１５は、交流電圧指令の正負符号に応じて、前記オンオフレグ１４のスイッチング素子を各相アーム１１ごとに交互にオンオフ切替を行い、一方のオンオフレグをオフとした時に、２回路の相アーム１１ａ、１１ｂにおけるマルチレベルレグ１３とオンオフレグ１４の接続点間の電圧差が交流電圧指令Ｖｕに一致するように、当該オフとしたオンオフレグ１４と同一相アーム１１を構成するマルチレベルレグ１３のスイッチング素子を制御する。
【００３６】
更に制御部１５は、一方のオンオフレグ１４をオンとした時に、当該オンとしたオンオフレグと同一相アーム１１を構成するスイッチングユニット１２のコンデンサ電圧が、予め設定した電圧指令値に追従するような充放電電流が当該コンデンサに流れるように、当該スイッチングユニット１２のスイッチング素子を制御する。
【００３７】
本実施形態によれば、従来のように大型の高調波抑制フィルタを用いることなく低高調波の電圧電流波形を出力することができる。また従来のように、直流循環電流を流さなくともスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になり、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルを用いることなく、小型の電力変換器を提供することが可能になる。
【００３８】
[第２実施形態]
次に、第２実施形態について説明する。
【００３９】
図４は電力変換装置の第２実施形態の構成を示す図である。
【００４０】
この電力変換装置は、電力系統で一般的な３相交流（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）を、トランスＴｒ２を介して変換器（１）〜（３）に入力し、直流に変換するコンバータを示す。トランスＴｒ２の一次側は３相スター結線またはデルタ結線として、二次側を単相×３の合計６線に分割し、各相について図１に示す電力変換装置が変換器として設けられる。変換器（１）〜（３）の出力端を互いに並列に接続した上で直流電源（コンデンサＣ６）に接続する。
【００４１】
すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、相アーム１１が６回路並列に直流電源（Ｃ６）に接続され、交流端子が３相交流を３つの単相交流に分割する変圧器Ｔｒ２の単相交流側に接続され、直流と３相交流との電力変換を行う。
【００４２】
本構成を用いることにより、３相交流から直流への電力変換においても、第１実施形態と同一の効果を得ることが可能になる。
【００４３】
[第３実施形態]
図５は第３実施形態の構成を示す図である。
【００４４】
第３実施形態に係る電力変換装置は、第２実施形態のような３相トランスを用いずに３相５０Ｈｚの電源を直流に電力変換する電力変換器である。
【００４５】
ＵＶＷの各相アームの構成は第１実施形態と同様である。制御部１５は、各相アームのマルチレベルレグ２０ａ（Ｕ＿ｍｕｌｔｉ）、２０ｂ（Ｖ＿ｍｕｌｔｉ）、２０ｃ（Ｗ＿ｍｕｌｔｉ）に対する電圧指令VU_multi、VV_multi、VW_multiと、オンオフレグ２１ａ（Ｕ＿ｏｎｏｆｆ）、２１ｂ（Ｖ＿ｏｎｏｆｆ）、２１ｃ（Ｗ＿ｏｎｏｆｆ）に対するオンオフ指令を、３相電圧指令Vu、Vv、Vwの大小比較の結果に基づき、以下の条件分岐で算出する。
【００４６】
図６は本実施形態の動作を示す図であり、図６（ａ）は三相電圧指令Ｖｕ、Ｖｕ、Ｖｗ、図６（ｂ）はマルチレベルレグ２０ａ、２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VU_multi、VV_multi、VW_multi、図６（ｃ）はオンオフレグ２１ａ、２１ｂ、２１ｃに対するオンオフ指令を示す。
【００４７】
３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの中で最小値の相電圧をＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）と定義する。このとき、制御部１５は、以下の条件分岐で各相の出力電圧指令を演算する。
【００４８】
[１] Ｖｕ＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、つまり電圧指令Ｖｕが最も小さいとき（図６に示す期間Ｔ３）、オンオフレグ２１ａ（Ｕ＿ｏｎｏｆｆ）をオンに設定し、マルチレベルレグ２０ａ（Ｕ＿ｍｕｌｔｉ）に対する電圧指令VU_multiを以下のように算出する。
【００４９】
VU_multi＝VCcontrolU （８）
VV_multi＝Vdc−（Vv−MIN(Vu、Vv、Vw)） （９）
VW_multi＝Vdc−（Vw−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１０）
ここで、Ｖｄｃは、直流電源電圧指令であり、式（８）のVCcontrolUは、マルチレベルレグ２０ａ（U_multi）のコンデンサ電圧一定制御の結果出力される電圧指令で、後述の演算式で演算する。
【００５０】
式（９）の（Vv−MIN(Vu、Vv、Vw)）は、図６（ａ）に示すＶｖ−Ｖｕであり、図６（ｂ）に示すような値をとる。図６（ｂ）ではこのＶｖ−ＶｕがＶＶ＿ｍｕｌｔｉ０として表されている。式（９）のVV_multiは、直流電源電圧指令ＶｄｃからＶＶ＿ｍｕｌｔｉ０を減算した値である。
【００５１】
同様に、式（１０）の（Vw−MIN(Vu、Vv、Vw)）は、図６（ａ）に示すＶｗ−Ｖｕであり、図６（ｂ）に示すような値をとる。図６（ｂ）ではこのＶｗ−ＶｕがＶＷ＿ｍｕｌｔｉ０として表されている。式（１０）のVW_multiは、直流電源電圧指令ＶｄｃからＶＷ＿ｍｕｌｔｉ０を減算した値である。
【００５２】
制御部１５は、コンデンサ電圧一定制御において、マルチレベルレグ２０ａ（U_multi）を構成するのコンデンサＣ７、Ｃ８のコンデンサ電圧の平均値が、指令値VCrefに追従するようにマルチレベルレグ２０ａに対する電圧指令VCcontrolU（上記第１実施形態におけるVCcontrol1またはVCcontrol2）を以下のように決定する。
【００５３】
VCcontrolU＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCU） （１１）
ここで、Ｇ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子であって、例えば比例積分制御の演算子である。
【００５４】
同様に制御部１５は、期間Ｔ１、Ｔ２において、以下のようにマルチレベルレグ２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VV_multi、VW_multi、オンオフレグ２１ｂ、２１ｃに対するオンオフ指令を決定する。
【００５５】
[２] Vv＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、
VU_multi＝Vdc−（Vu−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１２）
VV_multi＝VCcontrolV （１３）
VW_multi＝Vdc−（Vw−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１４）
[３] Vw＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、
VU_multi＝Vdc−（Vu−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１５）
VV_multi＝Vdc−（Vv−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１６）
VW_multi＝VCcontrolW （１７）
同様に、電圧指令VCcontrolV、VCcontrolWが、それぞれV_multiレグ、W_multiレグのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される。
【００５６】
VCcontrolV＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCV） （１８）
VCcontrolW＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCW） （１９）
以上のように本実施形態に係る電力変換装置は、相アームが３回路並列に直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）に接続され、前記３回路の交流端子Ｔａｃが３相交流電源Ｕ、Ｖ、Ｗに接続され、制御部１５は、３相電圧指令のうち最も値が小さい相の相アームを構成するオンオフレグ２１のスイッチング素子をオンにし、残り２相のオンオフレグ２１のスイッチング素子をオフにした上で、前記残り２相の交流電圧指令相互の差電圧に基づいて、当該２相の相アームを構成するマルチレベルレグ２０のスイッチング素子を制御する。
【００５７】
以上の構成により、高調波抑制フィルタを用いずに低高調波の電圧電流波形を出力することができるとともに、直流循環電流を流さなくともスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になる。従って、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルを使用せずに、３相交流と直流との電力変換をするための、小型の電力変換器を提供することが可能になる。
【００５８】
次に、第３実施形態の変形例を説明する。
図７はこの変形例の構成を示す図である。図７の構成では、マルチレベルレグ２０とオンオフレグ２１の配置が図５の配置と比べ逆になっている。
【００５９】
この場合、制御部１５による制御論理も逆になる。制御部１５は、各相アームのマルチレベルレグ２０ａ、２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VU_multi、VV_multi、VW_multiと、オンオフレグ２１ａ、２１ｂ、２１ｃに対するオンオフ指令を、３相電圧指令Vu、Vv、Vwの大小比較の結果に基づき、以下の条件分岐で算出する。
【００６０】
図８は本実施形態の動作を示す図であり、図８（ａ）は三相電圧指令Ｖｕ、Ｖｕ、Ｖｗ、図６（ｂ）はマルチレベルレグ２０ａ、２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VU_multi、VV_multi、VW_multiを示す。
【００６１】
３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの中で最大値の相電圧をＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）と定義する。このとき制御部１５は、以下の条件分岐で各相の出力電圧指令を演算する。
【００６２】
[１] Ｖｕ＝ＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、つまり電圧指令Ｖｕが最も大きいとき、オンオフレグ２１ａをオンに設定し、マルチレベルレグ２０ａに対する電圧指令VU_multiを以下のように算出する。
【００６３】
VU_multi＝VCcontrolU （２０）
VV_multi＝Vdc-(MAX(Vu、Vv、Vw)−Vv) （２１）
VW_multi＝Vdc−（MAX(Vu、Vv、Vw)-Vw） （２２）
ここで、Ｖｄｃは、直流電源電圧指令であり、式（２０）のVCcontrolUは、マルチレベルレグ２０ａのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される電圧指令である。
【００６４】
制御部１５は、コンデンサ電圧一定制御において、マルチレベルレグ２０ａを構成するのコンデンサＣ７、Ｃ８のコンデンサ電圧の平均値が、指令値VCrefに追従するようにマルチレベルレグ２０ａに対する電圧指令VCcontrolUを以下のように決定する。
【００６５】
VCcontrolU＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCU） （２３）
ここで、Ｇ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子であって、例えば比例積分制御の演算子である。
【００６６】
同様に制御部１５は、電圧指令Ｖｖが最大のとき及び電圧指令Ｖｗが最大のとき、以下のようにマルチレベルレグ２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VV_multi、VW_multi、オンオフレグ２１ｂ、２１ｃに対するオンオフ指令を決定する。
【００６７】
[２] Vv＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、オンオフレグ２１ｂをオン、
VU_multi＝Vdc−（Vu−MIN(Vu、Vv、Vw)） （２４）
VV_multi＝VCcontrolV （２５）
VW_multi＝Vdc−（Vw−MIN(Vu、Vv、Vw)） （２６）
[３] Vw＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、 オンオフレグ２１ｃをオン、
VU_multi＝Vdc−（Vu−MIN(Vu、Vv、Vw)） （２７）
VV_multi＝Vdc−（Vv−MIN(Vu、Vv、Vw)） （２８）
VW_multi＝VCcontrolW （２９）
同様に、電圧指令VCcontrolV、VCcontrolWが、それぞれV_multiレグ、W_multiレグのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される。
【００６８】
VCcontrolV＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCV） （３０）
VCcontrolW＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCW） （３１）
以上のように本実施形態に係る電力変換装置は、相アームが３回路並列に直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）に接続され、前記３回路の交流端子Ｔａｃが３相交流電源Ｕ、Ｖ、Ｗに接続され、制御部１５は、３相電圧指令のうち最も値が大きい相の相アームを構成するオンオフレグ２１のスイッチング素子をオンにし、残り２相のオンオフレグ２１のスイッチング素子をオフにした上で、前記残り２相の交流電圧指令相互の差電圧に基づいて、当該２相の相アームを構成するマルチレベルレグ２０のスイッチング素子を制御する。
【００６９】
以上のように構成した場合も、上記第２実施例の電力変換装置と同様な効果を奏することができる。
【００７０】
[第４実施形態]
次に、第４実施形態について説明する。
【００７１】
図９は電力変換装置の第４実施形態の構成を示す図である。
【００７２】
この電力変換装置は、前述した図１の第1実施形態と同一の直流電圧Ｖｄｃを図１の交流電圧Ｖｕより大きな交流電圧に変換、あるいは図１と同一の交流電圧Ｖｕを図１の直流電圧Ｖｄｃより小さな直流電圧に変換する電力変換装置である。
【００７３】
図９に示す電力変換装置は、自己消弧能力を持つスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１を逆並列接続した回路を直列に接続したレグ２２と、同様に構成したレグ２３をコンデンサＣ１に並列に接続して、スイッチングユニット１６ａとして構成されている。Ｎ個のスイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグ１７ａと、自己消弧能力を持つスイッチング素子をＮ個直列接続したオンオフレグ１８ａとを直列接続して相アーム１９ａが構成される。相アーム１９ｂも同様に構成される。図９の例ではＮ＝２の例について示している。Ｎは装置の定格電圧及び各回路要素の定格電圧に応じて決定される。
【００７４】
マルチレベルレグ１７ａとオンオフレグ１８ａの接続点と、マルチレベルレグ１７ｂとオンオフレグ１８ｂの接続点は、トランスＴｒ１の２次側にリアクトルＬ１を介して接続される。トランスＴｒ１の１次側は交流電源Ｖｓに接続される。相アーム１９ａ、１９ｂは、リアクトルＬ２を介してコンデンサに並列接続され、直流電源Ｖｄｃ（コンデンサＣ５）に接続される。
【００７５】
例えばスイッチングユニット１６ａと１６ｂの接続点ｄと、マルチレベルレグ１７ａとオンオフレグ１８ａの接続点ｅには、交流中点ｃに対して正負両極性の電圧を、スイッチング素子のゲート制御により発生することが可能である。
【００７６】
以上のように本実施形態に係る電力変換装置は、直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグの２回路２０、２１がコンデンサＣ１に並列接続された回路要素がスイッチングユニット１６ａとして構成され、１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグ１７ａと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグ１８ａとが直列接続された相アーム１９ａを具備し、前記相アーム１９ａの最端部スイッチングユニット１６ａにおける直流側端部ａが直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）の正負一方の側、前記相アーム１９ａの最端部オンオフレグ１８ａの直流側端部ｂが前記直流電源の正負他方側に接続され、前記相アーム１９ａのマルチレベルレグ１７ａとオンオフレグ１８ａの接続点が交流端子として交流電源Ｖｓに接続される。
【００７７】
この電力変換装置は、例えばソーラパネルを電源として発生される直流電圧Ｖｄｃを、ピーク電圧がＶｄｃより高い交流電圧に変換するような用途に適している。
【００７８】
[第５実施形態]
次に、第５実施形態について説明する。
【００７９】
図１０は電力変換装置の第５実施形態の構成を示す図である。
【００８０】
この電力変換装置は、図５の第３実施形態の構成に加えて、短絡電流を早期に抑制するDCbreakレグ２４が直流電源とマルチレベルレグの間にリアクトルＬ２を介して接続される。DCbreakレグ２４は、図９のマルチレベルレグ１７ａと同様に構成されている。
【００８１】
DCbreakレグ２４は、通常動作時には、コンデンサＣ１、Ｃ２をバイパスするように各スイッチング素子のオンオフ状態を設定して動作し、コンデンサ電圧があらかじめ設定した一定値以下となった場合には、コンデンサＣ１、Ｃ２を充電する方向に電流が流れる経路を構成するようにスイッチング素子のオンオフ状態を切り替えて、コンデンサ電圧を一定値に維持する。
【００８２】
直流電源から電力変換器に流れる電流があらかじめ設定した一定値を超過したら、それ以上に電流が増加しないように、電流が流れているのと極性が逆の電圧が、直流電源と変換器レグとの間に印加されるようにスイッチング素子のオンオフを切り替えて、電流を抑制する。
【００８３】
以上の構成及び制御切替を行うことにより、直流電源側での正負短絡事故が発生した場合においても、短絡電流を早期に抑制することが可能になり、インバータ回路の素子破壊や電線の焼損などの事故の拡大を防ぐことが可能になる。
【００８４】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００８５】
１０、２２、２３…レグ、１１ａ、１１ｂ、１９ａ、１９ｂ…相アーム、１２ａ〜１２ｄ、１６ａ、１６ｂ…スイッチングユニット、１３ａ、１３ｂ、２０ａ〜２０ｃ…マルチレベルレグ、１４ａ、１４ｂ、２１ａ〜２１ｃ…オンオフレグ、１５…制御部、Ｔｒ１、Ｔｒ２…トランス。
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流を交流、または交流を直流に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力系統の交流を直流に変換するコンバータや、直流を交流に変換してモータ駆動に用いる電力変換装置には、図１１に示すような３相２レベルコンバータ、３相２レベルインバータが適用されてきた。３相２レベルインバータは、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で、必要最小限の半導体スイッチング素子６個で構成されるため、小型低コスト化を図ることが出来る。
【０００３】
３相２レベルインバータの出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２値の切替をＰＷＭ（パルス幅変調）で行うので、擬似的な交流波形となっている。高耐圧のスイッチング素子を使用する高電圧モータドライブ用インバータ及び長距離海底ケーブルのように直流で伝送された電力を交流に変換する電力系統接続用インバータ等では、スイッチング高調波低減のために、３相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成されたフィルタが挿入される。このような電力変換装置では、電力系統に流れ出す高調波成分を他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するために、このフィルタ容量が大きくなっており、コスト上昇と重量増加を招いていた。
【０００４】
更に、文献で発表されている回路方式では、図１２のように、電力系統、配電系統電圧に、従来一般的に用いられているトランスによる電圧降圧なしに、直接接続することの出来る電力変換装置の研究開発も進められている。この電力変換装置は例えばＣＶＣＦ(constant voltage constant frequency)インバータとして動作する。
【０００５】
これが実用化されると、重量・体積が大きく、システム全体に占めるコストも比較的大きいトランスが不用になるほかに、出力電圧・電流波形が多レベル化により正弦波に近づくため、高調波フィルタが不要になるメリットも享受することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】2009年cigre論文予稿集Paper４０１(Multilevel Voltage-Sourced Converters for HVDC and FACTS Applications：Siemens AG
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、このような回路方式は、各スイッチングユニットの構成要素である直流コンデンサの電圧値を一定に制御するために、直流電源を還流させる還流電流を常時流すことが原理的に必要である。３相を同一の直流電源に接続しているので、各相の直流電圧合成値がわずかでも異なると、相間に過大な短絡電流が流れてしまい機器を破壊してしまう危険がある。これを防止するために、各相にバッファリアクトルを挿入し、短絡電流が過大にならないように制限を加えている。このようなバッファリアクトルは装置の大型化、高コスト化を招く。
【０００８】
実施形態は、高調波抑制フィルタ無しに高調波成分が小さい電圧電流波形を出力することができるとともに、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルが不要な小型の電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態に係る電力変換装置は、直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、前記レグに並列に接続されたコンデンサを含む回路要素がスイッチングユニットとして構成され、１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグとが直列接続された相アームと、前記相アームを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、前記相アームの最端部スイッチングユニットにおける直流側端部が直流電源の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグの直流側端部が前記直流電源の正負他方側に接続され、前記マルチレベルレグと前記オンオフレグの接続点が交流端子として交流電源に接続されている。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】電力変換装置の第１実施形態の構成を示す図である。
【図２】直流電圧発生動作を説明する図である。
【図３】コンデンサ電圧一定制御を示す図である。
【図４】電力変換装置の第２実施形態の構成を示す図である。
【図５】第３実施形態の構成を示す図である。
【図６】第３実施形態の動作を示す図である。
【図７】第３実施形態の変形例の構成を示す図である。
【図８】図７に示す装置の動作を示す図である。
【図９】電力変換装置の第４実施形態の構成を示す図である。
【図１０】電力変換装置の第５実施形態の構成を示す図である。
【図１１】従来の電力変換装置の構成を示す図である。
【図１２】従来の電力変換装置の他の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、実施形態を図面を参照して説明する。
【００１２】
[第１実施形態]
図１は電力変換装置の第１実施形態の構成を示す図である。
【００１３】
第１実施形態に係る電力変換装置は、例えば単相５０Ｈｚの交流電力を、絶縁トランスを介して直流電力に変換、または直流電力を単相５０Ｈｚの交流電力に変換し絶縁トランスを介して出力する。交流／直流変換と直流／交流変換は、電力変換装置の制御方法に依存して変更できる。電力変換装置の直流側（端子Ｔｄｃ）は、バッテリ等の直流電源又はコンデンサに接続され、交流側（端子Ｔａｃ）は例えばトランスを介して商用交流電源に接続されるか又は交流出力電源端子となる。これは本実施例及び後述する他の実施例についても同様に言える。第１実施形態に係る電力変換装置を交流電力を直流電力に変換する電力変換器（コンバータ）として説明する。
【００１４】
図１に示す電力変換装置は、自己消弧能力を持つスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１を逆並列接続した回路を直列に接続したレグ１０に、コンデンサＣ１を並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器がスイッチングユニット１２ａとして構成されている。Ｎ個のスイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグ(U_multi)１３ａと、自己消弧能力を持つスイッチング素子をＮ個直列接続したオンオフレグ(U_onoff)１４ａとを直列接続して相アーム１１ａが構成される。相アーム１１ｂも同様に構成される。図１の例ではＮ＝２の例について示している。Ｎは装置の定格電圧及び各回路要素の定格電圧に応じて決定される。
【００１５】
マルチレベルレグ１３ａとオンオフレグ１４ａの接続点とマルチレベルレグ１３ｂとオンオフレグ１４ｂの接続点は、トランスＴｒ１の２次側にリアクトルＬ１を介して接続される。トランスＴｒ１の１次側には５０Ｈｚ交流電源電圧Ｖｓが供給される。相アーム１１ａ、１１ｂは、リアクトルＬ２を介してコンデンサに並列接続され、直流電源電圧Ｖｄｃを発生する。
【００１６】
制御部１５は、上位機器から入力される直流電源電圧指令Ｖｄｃと、トランスＴｒ１の２次側電圧Ｖｐの検出値と、内部で発生した交流電圧指令Ｖｕに基づいて、相アーム１１ａ、１１ｂを構成する各スイッチング素子に対するゲート指令を生成する。
【００１７】
次に、第１実施形態における制御部１５の制御動作を詳細に説明する。
【００１８】
交流電圧指令Ｖｕは５０Ｈｚの正弦波電圧で以下の式で表される。
Ｖｕ＝Ｖ０×ｓｉｎ（ω・ｔ） （１）
ここで、ωは５０Ｈｚの角周波数、Ｖ０は振幅最大値、ｔは時間である。
【００１９】
図２は、直流電圧発生動作を説明する図である。
オンオフレグ１４ａ、１４ｂのオンとオフの切替は、交流出力電圧指令Ｖｕの正負符号に応じて以下の条件分岐で決定する。
【００２０】
[１] Ｖｕ＞０のとき
オンオフレグ１４ａのスイッチング素子は全てオフ
オンオフレグ１４ｂのスイッチング素子は全てオン
[２] Ｖｕ＜０のとき
オンオフレグ１４ａのスイッチング素子は全てオン
オンオフレグ１４ｂのスイッチング素子は全てオフ
マルチレベルレグ１３ａ、１３ｂに対する電圧指令VU_multi1、VU_multi2は、交流電圧指令Ｖｕに応じて以下の条件分岐で決定され、一般的な三角波比較ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）に基づくチョッパスイッチング動作または１パルススイッチングにより、平均電圧が指令値通りになるように出力される。
【００２１】
[１] Ｖｕ＞０のとき
VU_multi1＝Vdc−Vu （２）
VU_multi2＝VCcontrol2 （３）
ここで、Vdcは直流電源電圧指令である。
図２（ｂ）〜２（ｄ）は、電圧指令Ｖｕが正の半波のとき（図中Ｔｐの期間）の電圧、電流、電力波形を示す図である。
【００２２】
図２（ｂ）のように、マルチレベルレグ１３ａに対する電圧指令VU_multi1は、直流電圧指令Ｖｄｃから交流電圧指令Ｖｕを減算した値となる。図２（ｃ）はこの時流れる電流Ｉａを示し、Ｉ０は電流Ｉａの最大値である。電流Ｉａはマルチレベルレグ１３ａのコンデンサＣ１、Ｃ２、及び直流電源電圧が発生するＣ５を通る。この時、マルチレベルレグ１３ａのコンデンサＣ１、Ｃ２は充電される。図２（ｄ）はコンデンサＣ１、Ｃ２の充電電力Ｐｃ１を示す。ここで、図２（ｄ）の電力Ｐｃ１を示すハッチング部の面積をＡとする。
【００２３】
[２] Ｖｕ＜０のとき
VU_multi1＝VCcontrol１ （４）
VU_multi2＝Vdc＋Vu （５）
図２（ｆ）〜２（ｇ）は、電圧指令Ｖｕが負の半波のときの（図中Ｔｎの期間）電圧、電流、電力波形を示す図である。
【００２４】
図２（ｆ）のように、マルチレベルレグ１３ｂに対する電圧指令VU_multi2は、上記VU_multi1のように、直流電圧指令Ｖｄｃから交流電圧指令Ｖｕを減算した値となる。図２（ｇ）はこの時流れる電流Ｉｂを示す。電流Ｉｂはマルチレベルレグ１３ｂのコンデンサＣ３、Ｃ４、及びＣ５を通る。この時、マルチレベルレグ１３ｂのコンデンサＣ３、Ｃ４は充電される。図２（ｈ）はコンデンサＣ３、Ｃ４の充電電力Ｐｃ２を示す。ここで、図２（ｈ）の電力Ｐｃ２を示すハッチング部の面積をＢとする。
【００２５】
以上のような動作を繰り返すと、コンデンサＣ１〜Ｃ４は充電され続け、各コンデンサ電圧は過電圧となり、動作継続が不可能となる。そこで本実施形態では、制御部１５は電力変換装置の動作中、各コンデンサＣ１〜Ｃ４の電圧平均値が一定値を維持するよう、各相アームのスイッッチング素子を制御する。このような制御をここではコンデンサ電圧一定制御という。
【００２６】
前述の電圧指令VCcontrol1は、マルチレベルレグ１３ａのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される電圧指令で、後述の演算式で演算される。同様に電圧指令VCcontrol2は、マルチレベルレグ１３ｂのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される電圧指令である。
【００２７】
図３はコンデンサ電圧一定制御を示す図である。
【００２８】
制御部１５は、マルチレベルレグ１３ａ、１３ｂを構成するコンデンサＣ１〜Ｃ４の各コンデンサ電圧の平均値が、指令値ＶＣｒｅｆに追従するように、マルチレベルレグの電圧指令VCcontrol1、VCcontrol2を次式のように決定する。
【００２９】
VCcontrol1＝Vdc＋G(s)×（VCref−VC1） （６）
VCcontrol2＝Vdc＋G(s)×（VCref−VC2） （７）
ここで、Ｇ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子であって、例えば比例積分制御の演算子である。指令値ＶＣｒｅｆは、スイッチング素子等の耐圧に応じて予め設定された固定値である。ＶＣ１はコンデンサＣ１、Ｃ２のコンデンサ電圧Ｖｃａ、Ｖｃｂの平均値であって、このコンデンサ電圧Ｖｃａ、Ｖｃｂは測定により得られる検出値である。ＶＣ２はコンデンサＣ３、Ｃ４のコンデンサ電圧Ｖｃｃ、Ｖｃｄの平均値であって、このコンデンサ電圧Ｖｃｃ、Ｖｃｄは測定により得られる検出値である。
【００３０】
図３（ｅ）〜３（ｆ）は、電圧指令Ｖｕが負の半波の時（図中Ｔｎの期間）のコンデンサ電圧一定制御を示す図である。
【００３１】
上式（６）に示す電圧指令VCcontrol1に対応するゲート指令をマルチレベルレグ１３ａを構成するスイッチング素子に供給することで、図３（ｅ）、３（ｇ）に示すような電流Ｉｄが流れ、コンデンサＣ１、Ｃ２は放電される。この時の放電電力Ｐｃ１は図３（ｈ）のハッチング部Ａ’として示されている。このように、上式（６）に示す電圧指令VCcontrol1をマルチレベルレグ１３ａに与えることで、前述したように、電圧指令Ｖｕが正の半波の時にコンデンサＣ１、Ｃ２に充電された電力を示すハッチング部Ａの面積と、放電電力を示すハッチング部Ａ’の面積は同一となる。すなわち、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電力と放電電力は同一となり、従ってコンデンサＣ１、Ｃ２の平均電圧は一定値を維持する。
【００３２】
図３（ａ）〜３（ｄ）は、電圧指令Ｖｕが正の半波の時（図中Ｔｐの期間）のコンデンサ電圧一定制御を示す図である。
【００３３】
マルチレベルレグ１３ｂについても同様に、上式（７）に示す電圧指令VCcontrol2に対応するゲート指令をマルチレベルレグ１３ｂを構成するスイッチング素子に供給することで、図３（ａ）、３（ｃ）に示すような電流Ｉｃが流れ、コンデンサＣ３、Ｃ４は放電される。この時の放電電力Ｐｃ２は図３（ｄ）のハッチング部Ｂ’として示されている。このように、上式（７）に示す電圧指令VCcontrol2をマルチレベルレグ１３ｂに与えることで、前述したように、電圧指令Ｖｕが負の半波の時にコンデンサＣ１、Ｃ２に充電される電力を示すハッチング部Ｂの面積と、放電電力を示すハッチング部Ｂ’の面積は同一となる。すなわち、コンデンサＣ３、Ｃ４の充電電力と放電電力は同一となり、従ってコンデンサＣ３、Ｃ４の平均電圧は一定値を維持する。
【００３４】
以上のように本実施形態に係る装置は、直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、自己消弧能力を持つスイッチング素子Ｑ１を直列に２個接続したレグ１０と、前記レグに並列に接続されたコンデンサＣ１を含む回路要素がスイッチングユニット１２ａとして構成され、１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグ１３ａと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグ１４ａとが直列接続された相アーム１１ａと、前記相アームを構成する各スイッチング素子を制御する制御部１５とを具備し、前記相アームの最端部スイッチングユニット１２ａにおける直流側端部ａが直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグ１４ａの直流側端部ｂが前記直流電源の正負他方側に接続され、前記マルチレベルレグ１３ａと前記オンオフレグ１１ａの接続点が交流端子Ｔａｃとして交流電源Ｖｓに接続されている。
【００３５】
また、相アーム１１が２回路並列に前記直流電源に接続され、前記制御部１５は、交流電圧指令の正負符号に応じて、前記オンオフレグ１４のスイッチング素子を各相アーム１１ごとに交互にオンオフ切替を行い、一方のオンオフレグをオフとした時に、２回路の相アーム１１ａ、１１ｂにおけるマルチレベルレグ１３とオンオフレグ１４の接続点間の電圧差が交流電圧指令Ｖｕに一致するように、当該オフとしたオンオフレグ１４と同一相アーム１１を構成するマルチレベルレグ１３のスイッチング素子を制御する。
【００３６】
更に制御部１５は、一方のオンオフレグ１４をオンとした時に、当該オンとしたオンオフレグと同一相アーム１１を構成するスイッチングユニット１２のコンデンサ電圧が、予め設定した電圧指令値に追従するような充放電電流が当該コンデンサに流れるように、当該スイッチングユニット１２のスイッチング素子を制御する。
【００３７】
本実施形態によれば、従来のように大型の高調波抑制フィルタを用いることなく低高調波の電圧電流波形を出力することができる。また従来のように、直流循環電流を流さなくともスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になり、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルを用いることなく、小型の電力変換器を提供することが可能になる。
【００３８】
[第２実施形態]
次に、第２実施形態について説明する。
【００３９】
図４は電力変換装置の第２実施形態の構成を示す図である。
【００４０】
この電力変換装置は、電力系統で一般的な３相交流（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）を、トランスＴｒ２を介して変換器（１）〜（３）に入力し、直流に変換するコンバータを示す。トランスＴｒ２の一次側は３相スター結線またはデルタ結線として、二次側を単相×３の合計６線に分割し、各相について図１に示す電力変換装置が変換器として設けられる。変換器（１）〜（３）の出力端を互いに並列に接続した上で直流電源（コンデンサＣ６）に接続する。
【００４１】
すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、相アーム１１が６回路並列に直流電源（Ｃ６）に接続され、交流端子が３相交流を３つの単相交流に分割する変圧器Ｔｒ２の単相交流側に接続され、直流と３相交流との電力変換を行う。
【００４２】
本構成を用いることにより、３相交流から直流への電力変換においても、第１実施形態と同一の効果を得ることが可能になる。
【００４３】
[第３実施形態]
図５は第３実施形態の構成を示す図である。
【００４４】
第３実施形態に係る電力変換装置は、第２実施形態のような３相トランスを用いずに３相５０Ｈｚの電源を直流に電力変換する電力変換器である。
【００４５】
ＵＶＷの各相アームの構成は第１実施形態と同様である。制御部１５は、各相アームのマルチレベルレグ２０ａ（Ｕ＿ｍｕｌｔｉ）、２０ｂ（Ｖ＿ｍｕｌｔｉ）、２０ｃ（Ｗ＿ｍｕｌｔｉ）に対する電圧指令VU_multi、VV_multi、VW_multiと、オンオフレグ２１ａ（Ｕ＿ｏｎｏｆｆ）、２１ｂ（Ｖ＿ｏｎｏｆｆ）、２１ｃ（Ｗ＿ｏｎｏｆｆ）に対するオンオフ指令を、３相電圧指令Vu、Vv、Vwの大小比較の結果に基づき、以下の条件分岐で算出する。
【００４６】
図６は本実施形態の動作を示す図であり、図６（ａ）は三相電圧指令Ｖｕ、Ｖｕ、Ｖｗ、図６（ｂ）はマルチレベルレグ２０ａ、２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VU_multi、VV_multi、VW_multi、図６（ｃ）はオンオフレグ２１ａ、２１ｂ、２１ｃに対するオンオフ指令を示す。
【００４７】
３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの中で最小値の相電圧をＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）と定義する。このとき、制御部１５は、以下の条件分岐で各相の出力電圧指令を演算する。
【００４８】
[１] Ｖｕ＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、つまり電圧指令Ｖｕが最も小さいとき（図６に示す期間Ｔ３）、オンオフレグ２１ａ（Ｕ＿ｏｎｏｆｆ）をオンに設定し、マルチレベルレグ２０ａ（Ｕ＿ｍｕｌｔｉ）に対する電圧指令VU_multiを以下のように算出する。
【００４９】
VU_multi＝VCcontrolU （８）
VV_multi＝Vdc−（Vv−MIN(Vu、Vv、Vw)） （９）
VW_multi＝Vdc−（Vw−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１０）
ここで、Ｖｄｃは、直流電源電圧指令であり、式（８）のVCcontrolUは、マルチレベルレグ２０ａ（U_multi）のコンデンサ電圧一定制御の結果出力される電圧指令で、後述の演算式で演算する。
【００５０】
式（９）の（Vv−MIN(Vu、Vv、Vw)）は、図６（ａ）に示すＶｖ−Ｖｕであり、図６（ｂ）に示すような値をとる。図６（ｂ）ではこのＶｖ−ＶｕがＶＶ＿ｍｕｌｔｉ０として表されている。式（９）のVV_multiは、直流電源電圧指令ＶｄｃからＶＶ＿ｍｕｌｔｉ０を減算した値である。
【００５１】
同様に、式（１０）の（Vw−MIN(Vu、Vv、Vw)）は、図６（ａ）に示すＶｗ−Ｖｕであり、図６（ｂ）に示すような値をとる。図６（ｂ）ではこのＶｗ−ＶｕがＶＷ＿ｍｕｌｔｉ０として表されている。式（１０）のVW_multiは、直流電源電圧指令ＶｄｃからＶＷ＿ｍｕｌｔｉ０を減算した値である。
【００５２】
制御部１５は、コンデンサ電圧一定制御において、マルチレベルレグ２０ａ（U_multi）を構成するのコンデンサＣ７、Ｃ８のコンデンサ電圧の平均値が、指令値VCrefに追従するようにマルチレベルレグ２０ａに対する電圧指令VCcontrolU（上記第１実施形態におけるVCcontrol1またはVCcontrol2）を以下のように決定する。
【００５３】
VCcontrolU＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCU） （１１）
ここで、Ｇ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子であって、例えば比例積分制御の演算子である。
【００５４】
同様に制御部１５は、期間Ｔ１、Ｔ２において、以下のようにマルチレベルレグ２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VV_multi、VW_multi、オンオフレグ２１ｂ、２１ｃに対するオンオフ指令を決定する。
【００５５】
[２] Vv＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、
VU_multi＝Vdc−（Vu−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１２）
VV_multi＝VCcontrolV （１３）
VW_multi＝Vdc−（Vw−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１４）
[３] Vw＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、
VU_multi＝Vdc−（Vu−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１５）
VV_multi＝Vdc−（Vv−MIN(Vu、Vv、Vw)） （１６）
VW_multi＝VCcontrolW （１７）
同様に、電圧指令VCcontrolV、VCcontrolWが、それぞれV_multiレグ、W_multiレグのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される。
【００５６】
VCcontrolV＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCV） （１８）
VCcontrolW＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCW） （１９）
以上のように本実施形態に係る電力変換装置は、相アームが３回路並列に直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）に接続され、前記３回路の交流端子Ｔａｃが３相交流電源Ｕ、Ｖ、Ｗに接続され、制御部１５は、３相電圧指令のうち最も値が小さい相の相アームを構成するオンオフレグ２１のスイッチング素子をオンにし、残り２相のオンオフレグ２１のスイッチング素子をオフにした上で、前記残り２相の交流電圧指令相互の差電圧に基づいて、当該２相の相アームを構成するマルチレベルレグ２０のスイッチング素子を制御する。
【００５７】
以上の構成により、高調波抑制フィルタを用いずに低高調波の電圧電流波形を出力することができるとともに、直流循環電流を流さなくともスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になる。従って、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルを使用せずに、３相交流と直流との電力変換をするための、小型の電力変換器を提供することが可能になる。
【００５８】
次に、第３実施形態の変形例を説明する。
図７はこの変形例の構成を示す図である。図７の構成では、マルチレベルレグ２０とオンオフレグ２１の配置が図５の配置と比べ逆になっている。
【００５９】
この場合、制御部１５による制御論理も逆になる。制御部１５は、各相アームのマルチレベルレグ２０ａ、２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VU_multi、VV_multi、VW_multiと、オンオフレグ２１ａ、２１ｂ、２１ｃに対するオンオフ指令を、３相電圧指令Vu、Vv、Vwの大小比較の結果に基づき、以下の条件分岐で算出する。
【００６０】
図８は本実施形態の動作を示す図であり、図８（ａ）は三相電圧指令Ｖｕ、Ｖｕ、Ｖｗ、図６（ｂ）はマルチレベルレグ２０ａ、２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VU_multi、VV_multi、VW_multiを示す。
【００６１】
３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの中で最大値の相電圧をＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）と定義する。このとき制御部１５は、以下の条件分岐で各相の出力電圧指令を演算する。
【００６２】
[１] Ｖｕ＝ＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、つまり電圧指令Ｖｕが最も大きいとき、オンオフレグ２１ａをオンに設定し、マルチレベルレグ２０ａに対する電圧指令VU_multiを以下のように算出する。
【００６３】
VU_multi＝VCcontrolU （２０）
VV_multi＝Vdc-(MAX(Vu、Vv、Vw)−Vv) （２１）
VW_multi＝Vdc−（MAX(Vu、Vv、Vw)-Vw） （２２）
ここで、Ｖｄｃは、直流電源電圧指令であり、式（２０）のVCcontrolUは、マルチレベルレグ２０ａのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される電圧指令である。
【００６４】
制御部１５は、コンデンサ電圧一定制御において、マルチレベルレグ２０ａを構成するのコンデンサＣ７、Ｃ８のコンデンサ電圧の平均値が、指令値VCrefに追従するようにマルチレベルレグ２０ａに対する電圧指令VCcontrolUを以下のように決定する。
【００６５】
VCcontrolU＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCU） （２３）
ここで、Ｇ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子であって、例えば比例積分制御の演算子である。
【００６６】
同様に制御部１５は、電圧指令Ｖｖが最大のとき及び電圧指令Ｖｗが最大のとき、以下のようにマルチレベルレグ２０ｂ、２０ｃに対する電圧指令VV_multi、VW_multi、オンオフレグ２１ｂ、２１ｃに対するオンオフ指令を決定する。
【００６７】
[２] Vv＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、オンオフレグ２１ｂをオン、
VU_multi＝Vdc−（Vu−MIN(Vu、Vv、Vw)） （２４）
VV_multi＝VCcontrolV （２５）
VW_multi＝Vdc−（Vw−MIN(Vu、Vv、Vw)） （２６）
[３] Vw＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のとき、 オンオフレグ２１ｃをオン、
VU_multi＝Vdc−（Vu−MIN(Vu、Vv、Vw)） （２７）
VV_multi＝Vdc−（Vv−MIN(Vu、Vv、Vw)） （２８）
VW_multi＝VCcontrolW （２９）
同様に、電圧指令VCcontrolV、VCcontrolWが、それぞれV_multiレグ、W_multiレグのコンデンサ電圧一定制御の結果出力される。
【００６８】
VCcontrolV＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCV） （３０）
VCcontrolW＝Vdc＋G(s)×（VCref−VCW） （３１）
以上のように本実施形態に係る電力変換装置は、相アームが３回路並列に直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）に接続され、前記３回路の交流端子Ｔａｃが３相交流電源Ｕ、Ｖ、Ｗに接続され、制御部１５は、３相電圧指令のうち最も値が大きい相の相アームを構成するオンオフレグ２１のスイッチング素子をオンにし、残り２相のオンオフレグ２１のスイッチング素子をオフにした上で、前記残り２相の交流電圧指令相互の差電圧に基づいて、当該２相の相アームを構成するマルチレベルレグ２０のスイッチング素子を制御する。
【００６９】
以上のように構成した場合も、上記第２実施例の電力変換装置と同様な効果を奏することができる。
【００７０】
[第４実施形態]
次に、第４実施形態について説明する。
【００７１】
図９は電力変換装置の第４実施形態の構成を示す図である。
【００７２】
この電力変換装置は、前述した図１の第1実施形態と同一の直流電圧Ｖｄｃを図１の交流電圧Ｖｕより大きな交流電圧に変換、あるいは図１と同一の交流電圧Ｖｕを図１の直流電圧Ｖｄｃより小さな直流電圧に変換する電力変換装置である。
【００７３】
図９に示す電力変換装置は、自己消弧能力を持つスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１を逆並列接続した回路を直列に接続したレグ２２と、同様に構成したレグ２３をコンデンサＣ１に並列に接続して、スイッチングユニット１６ａとして構成されている。Ｎ個のスイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグ１７ａと、自己消弧能力を持つスイッチング素子をＮ個直列接続したオンオフレグ１８ａとを直列接続して相アーム１９ａが構成される。相アーム１９ｂも同様に構成される。図９の例ではＮ＝２の例について示している。Ｎは装置の定格電圧及び各回路要素の定格電圧に応じて決定される。
【００７４】
マルチレベルレグ１７ａとオンオフレグ１８ａの接続点と、マルチレベルレグ１７ｂとオンオフレグ１８ｂの接続点は、トランスＴｒ１の２次側にリアクトルＬ１を介して接続される。トランスＴｒ１の１次側は交流電源Ｖｓに接続される。相アーム１９ａ、１９ｂは、リアクトルＬ２を介してコンデンサに並列接続され、直流電源Ｖｄｃ（コンデンサＣ５）に接続される。
【００７５】
例えばスイッチングユニット１６ａと１６ｂの接続点ｄと、マルチレベルレグ１７ａとオンオフレグ１８ａの接続点ｅには、交流中点ｃに対して正負両極性の電圧を、スイッチング素子のゲート制御により発生することが可能である。
【００７６】
以上のように本実施形態に係る電力変換装置は、直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグの２回路２０、２１がコンデンサＣ１に並列接続された回路要素がスイッチングユニット１６ａとして構成され、１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグ１７ａと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグ１８ａとが直列接続された相アーム１９ａを具備し、前記相アーム１９ａの最端部スイッチングユニット１６ａにおける直流側端部ａが直流電源（Ｃ５、Ｖｄｃ）の正負一方の側、前記相アーム１９ａの最端部オンオフレグ１８ａの直流側端部ｂが前記直流電源の正負他方側に接続され、前記相アーム１９ａのマルチレベルレグ１７ａとオンオフレグ１８ａの接続点が交流端子として交流電源Ｖｓに接続される。
【００７７】
この電力変換装置は、例えばソーラパネルを電源として発生される直流電圧Ｖｄｃを、ピーク電圧がＶｄｃより高い交流電圧に変換するような用途に適している。
【００７８】
[第５実施形態]
次に、第５実施形態について説明する。
【００７９】
図１０は電力変換装置の第５実施形態の構成を示す図である。
【００８０】
この電力変換装置は、図５の第３実施形態の構成に加えて、短絡電流を早期に抑制するDCbreakレグ２４が直流電源とマルチレベルレグの間にリアクトルＬ２を介して接続される。DCbreakレグ２４は、図９のマルチレベルレグ１７ａと同様に構成されている。
【００８１】
DCbreakレグ２４は、通常動作時には、コンデンサＣ１、Ｃ２をバイパスするように各スイッチング素子のオンオフ状態を設定して動作し、コンデンサ電圧があらかじめ設定した一定値以下となった場合には、コンデンサＣ１、Ｃ２を充電する方向に電流が流れる経路を構成するようにスイッチング素子のオンオフ状態を切り替えて、コンデンサ電圧を一定値に維持する。
【００８２】
直流電源から電力変換器に流れる電流があらかじめ設定した一定値を超過したら、それ以上に電流が増加しないように、電流が流れているのと極性が逆の電圧が、直流電源と変換器レグとの間に印加されるようにスイッチング素子のオンオフを切り替えて、電流を抑制する。
【００８３】
以上の構成及び制御切替を行うことにより、直流電源側での正負短絡事故が発生した場合においても、短絡電流を早期に抑制することが可能になり、インバータ回路の素子破壊や電線の焼損などの事故の拡大を防ぐことが可能になる。
【００８４】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００８５】
１０、２２、２３…レグ、１１ａ、１１ｂ、１９ａ、１９ｂ…相アーム、１２ａ〜１２ｄ、１６ａ、１６ｂ…スイッチングユニット、１３ａ、１３ｂ、２０ａ〜２０ｃ…マルチレベルレグ、１４ａ、１４ｂ、２１ａ〜２１ｃ…オンオフレグ、１５…制御部、Ｔｒ１、Ｔｒ２…トランス。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、
自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、前記レグに並列に接続されたコンデンサを含む回路要素がスイッチングユニットとして構成され、
１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグとが直列接続された相アームと、
前記相アームを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、
前記相アームの最端部スイッチングユニットにおける直流側端部が直流電源の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグの直流側端部が前記直流電源の正負他方側に接続され、前記マルチレベルレグと前記オンオフレグの接続点が交流端子として交流電源に接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記相アームが６回路並列に直流電源に接続され、前記交流端子が３相交流を３つの単相交流に分割する変圧器の単相交流側に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記相アームが２回路並列に前記直流電源に接続され、
前記制御部は、
交流電圧指令の正負符号に応じて、前記オンオフレグのスイッチング素子を各相アームごとに交互にオンオフ切替を行い、
一方のオンオフレグをオフとした時に、前記２回路の相アームにおけるマルチレベルレグとオンオフレグの接続点間の電圧差が交流電圧指令に一致するように、当該オフとしたオンオフレグと同一相アームを構成するマルチレベルレグのスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、一方のオンオフレグをオンとした時に、当該オンとしたオンオフレグと同一相アームを構成するスイッチングユニットのコンデンサ電圧が、予め設定した電圧指令値に追従するような充放電電流が当該コンデンサに流れるように、当該スイッチングユニットのスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記相アームが３回路並列に前記直流電源に接続され、前記３回路の交流端子が３相交流電源に接続され、
前記制御部は、３相電圧指令のうち最も値が小さい相の相アームを構成するオンオフレグのスイッチング素子をオンにし、残り２相のオンオフレグのスイッチング素子をオフにした上で、前記残り２相の交流電圧指令相互の差電圧に基づいて、当該２相の相アームを構成するマルチレベルレグのスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記相アームが３回路並列に前記直流電源に接続され、前記３回路の交流端子が３相交流電源に接続され、
前記制御部は、３相電圧指令のうち最も値が大きい相の相アームを構成するオンオフレグのスイッチング素子をオンにして、残り２相のオンオフレグのスイッチング素子をオフにした上で、前記残り２相の交流電圧指令相互の差電圧に基づいて、当該２相の相アームを構成するマルチレベルレグのスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記３回路並列に接続された相アームの相互接続点の一方と前記直流電源との間に直流電流制限レグが接続され、前記直流電流制限レグは、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグの２回路が共にコンデンサに並列接続された回路要素を含み、当該回路要素が複数直列に接続されていることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項８】
直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、
自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグの２回路がコンデンサに並列接続された回路要素がスイッチングユニットとして構成され、
１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグとが直列接続された相アームを具備し、
前記相アームの最端部スイッチングユニットにおける直流側端部が直流電源の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグの直流側端部が前記直流電源の正負他方側に接続され、前記相アームのマルチレベルレグとオンオフレグの接続点が交流端子として交流電源に接続された構成を特徴とする電力変換装置。
【請求項１】
直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、
自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、前記レグに並列に接続されたコンデンサを含む回路要素がスイッチングユニットとして構成され、
１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグとが直列接続された相アームと、
前記相アームを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、
前記相アームの最端部スイッチングユニットにおける直流側端部が直流電源の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグの直流側端部が前記直流電源の正負他方側に接続され、前記マルチレベルレグと前記オンオフレグの接続点が交流端子として交流電源に接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記相アームが６回路並列に直流電源に接続され、前記交流端子が３相交流を３つの単相交流に分割する変圧器の単相交流側に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記相アームが２回路並列に前記直流電源に接続され、
前記制御部は、
交流電圧指令の正負符号に応じて、前記オンオフレグのスイッチング素子を各相アームごとに交互にオンオフ切替を行い、
一方のオンオフレグをオフとした時に、前記２回路の相アームにおけるマルチレベルレグとオンオフレグの接続点間の電圧差が交流電圧指令に一致するように、当該オフとしたオンオフレグと同一相アームを構成するマルチレベルレグのスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、一方のオンオフレグをオンとした時に、当該オンとしたオンオフレグと同一相アームを構成するスイッチングユニットのコンデンサ電圧が、予め設定した電圧指令値に追従するような充放電電流が当該コンデンサに流れるように、当該スイッチングユニットのスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記相アームが３回路並列に前記直流電源に接続され、前記３回路の交流端子が３相交流電源に接続され、
前記制御部は、３相電圧指令のうち最も値が小さい相の相アームを構成するオンオフレグのスイッチング素子をオンにし、残り２相のオンオフレグのスイッチング素子をオフにした上で、前記残り２相の交流電圧指令相互の差電圧に基づいて、当該２相の相アームを構成するマルチレベルレグのスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記相アームが３回路並列に前記直流電源に接続され、前記３回路の交流端子が３相交流電源に接続され、
前記制御部は、３相電圧指令のうち最も値が大きい相の相アームを構成するオンオフレグのスイッチング素子をオンにして、残り２相のオンオフレグのスイッチング素子をオフにした上で、前記残り２相の交流電圧指令相互の差電圧に基づいて、当該２相の相アームを構成するマルチレベルレグのスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記３回路並列に接続された相アームの相互接続点の一方と前記直流電源との間に直流電流制限レグが接続され、前記直流電流制限レグは、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグの２回路が共にコンデンサに並列接続された回路要素を含み、当該回路要素が複数直列に接続されていることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項８】
直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置であって、
自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグの２回路がコンデンサに並列接続された回路要素がスイッチングユニットとして構成され、
１以上の前記スイッチングユニットを直列に接続したマルチレベルレグと、自己消弧能力を持つ１以上のスイッチング素子を直列に接続したオンオフレグとが直列接続された相アームを具備し、
前記相アームの最端部スイッチングユニットにおける直流側端部が直流電源の正負一方の側、前記相アームの最端部オンオフレグの直流側端部が前記直流電源の正負他方側に接続され、前記相アームのマルチレベルレグとオンオフレグの接続点が交流端子として交流電源に接続された構成を特徴とする電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−８１３０９（Ｐ２０１３−８１３０９Ａ）
【公開日】平成２５年５月２日（２０１３．５．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２０３０２（Ｐ２０１１−２２０３０２）
【出願日】平成２３年１０月４日（２０１１．１０．４）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２日（２０１３．５．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月４日（２０１１．１０．４）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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