電源回路、回路装置及び電子機器
【課題】安定な断熱的回路動作を実現し、消費電力を抑制することができる電源回路、回路装置及び電子機器等を提供すること。
【解決手段】電源回路２００は、第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第１の電源電圧ＶＰと、第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第２の電源電圧ＶＭとを出力する電圧出力回路１００と、制御信号ＳＣに基づいて電圧出力回路１００を制御する制御回路２１０と、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成して制御回路２１０に出力する制御信号生成回路２４０とを含む。制御回路２１０は、制御信号ＳＣに基づいて、電圧出力回路１００から出力される第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの振幅を可変に制御する。
【解決手段】電源回路２００は、第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第１の電源電圧ＶＰと、第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第２の電源電圧ＶＭとを出力する電圧出力回路１００と、制御信号ＳＣに基づいて電圧出力回路１００を制御する制御回路２１０と、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成して制御回路２１０に出力する制御信号生成回路２４０とを含む。制御回路２１０は、制御信号ＳＣに基づいて、電圧出力回路１００から出力される第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの振幅を可変に制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路、回路装置及び電子機器等に関する。
【背景技術】
【０００２】
バッテリーを電源とする携帯情報機器などにおいては、搭載される回路装置の消費電力を低減することが要求されている。回路装置の消費電力を抑制する技術として、例えば特許文献１には断熱的回路動作を行う断熱的回路が開示されている。この断熱的回路では、電源電圧を変化させることでトランジスターのドレイン損失での電力消費を抑制する。しかしながら、負荷変動等により電源回路から供給される電圧の振幅が変動するため、安定な断熱的回路動作を得ることが難しいなどの課題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３２５０３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の幾つかの態様によれば、安定な断熱的回路動作を実現し、消費電力を抑制することができる電源回路、回路装置及び電子機器等を提供できる。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の一態様は、第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第１の電源電圧と、第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第２の電源電圧とを出力する電圧出力回路と、制御信号に基づいて前記電圧出力回路を制御する制御回路と、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅に応じて変化する前記制御信号を生成して前記制御回路に出力する制御信号生成回路とを含み、前記制御回路は、前記制御信号に基づいて、前記電圧出力回路から出力される前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の振幅を可変に制御する電源回路に関係する。
【０００６】
本発明の一態様によれば、制御信号生成回路が第１の電源電圧及び第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号を生成し、制御回路が制御信号に基づいて第１、第２の電源電圧の振幅を可変に設定することができるから、例えば負荷変動によって第１、第２の電源電圧の振幅が変動した場合に、それらの振幅を適正な値に近づけることができる。その結果、第１、第２の電源電圧が供給される断熱的回路において、安定な断熱的回路動作を実現することができるから、回路装置の消費電力を低く抑えることなどが可能になる。
【０００７】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅が小さくなるほど、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の振幅を大きくする前記制御信号を生成してもよい。
【０００８】
このようにすれば、例えば負荷変動によって第１、第２の電源電圧の振幅が小さくなった場合に、制御回路は、制御信号に基づいて、第１の電源電圧及び第２の電源電圧の振幅を大きくする制御を行うことができる。
【０００９】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅を検出する振幅検出回路を含み、前記制御信号生成回路は、前記振幅検出回路の検出結果に基づいて、前記制御信号を生成してもよい。
【００１０】
このようにすれば、制御信号生成回路は、第１の電源電圧及び第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号を生成することができる。
【００１１】
また本発明の一態様では、前記振幅検出回路は、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方の整流を行う整流回路であってもよい。
【００１２】
このようにすれば、整流回路により、第１の電源電圧及び第２の電源電圧のいずれか一方の振幅に応じた電圧が出力されるから、制御信号生成回路は、整流された電圧に基づいて制御信号を生成することができる。
【００１３】
また本発明の一態様では、前記整流回路は、非反転入力ノードに所定の直流電圧が入力され、反転入力ノードに前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方に基づく電圧が入力される第１の演算増幅器と、前記第１の演算増幅器の出力ノードと前記反転入力ノードとの間に設けられる第１のダイオード素子と、前記第１の演算増幅器の前記出力ノードと前記反転入力ノードとの間に設けられる第２のダイオード素子と、非反転入力ノードが前記第１の演算増幅器の前記反転入力ノードに接続され、反転入力ノードに、前記第１の演算増幅器の出力電圧と、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方とに基づく電圧が入力される第２の演算増幅器とを含んでもよい。
【００１４】
このようにすれば、第１、第２の演算増幅器は、第１の電源電圧及び第２の電源電圧のいずれか一方の電圧に応じて、所定の直流電圧を基準とする反転増幅器として動作するから、整流回路は全波整流回路として動作することができる。
【００１５】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記振幅検出回路の出力を比較用電圧に変換する変換回路と、前記比較用電圧と参照電圧とが入力され、前記制御信号を出力する差動増幅回路とを含んでもよい。
【００１６】
このようにすれば、変換回路は、振幅検出回路からの出力電圧に応じた比較用電圧を出力することができる。そして差動増幅回路は、比較用電圧と参照電圧とに基づいて制御信号を出力することができる。
【００１７】
また本発明の一態様では、前記変換回路は、抵抗素子とキャパシターとを有する平滑回路であってもよい。
【００１８】
このようにすれば、振幅検出回路からの出力電圧を平滑回路により平滑することで、第１の電源電圧又は第２の電源電圧の振幅に応じた比較用電圧を生成することができる。
【００１９】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記比較用電圧の電圧レベルを変化させて、前記差動増幅回路の差動対を構成する第１の差動対トランジスターのゲートに出力する第１のレベルシフト回路を含んでもよい。
【００２０】
このようにすれば、比較用電圧の電圧レベルを変化させて差動増幅回路に入力することができるから、差動増幅回路から出力される制御信号の電圧レベルを所望の値に設定することができる。
【００２１】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記参照電圧の電圧レベルを変化させて、前記差動増幅回路の前記差動対を構成する第２の差動対トランジスターのゲートに出力する第２のレベルシフト回路を含んでもよい。
【００２２】
このようにすれば、参照電圧の電圧レベルを変化させて差動増幅回路に入力することができるから、差動増幅回路から出力される制御信号の電圧レベルを所望の値に設定することができる。
【００２３】
また本発明の一態様では、前記第１のレベルシフト回路は、第１の直流電源ノードと第１のノードとの間に設けられる第１の電流源と、ソースが前記第１のノードに接続され、ゲートとドレインが第１の出力ノードに共通接続される第１のトランジスターと、ソースが前記出力ノードに接続され、ゲートに前記比較用電圧が入力され、ドレインが第２のノードに接続される第２のトランジスターと、前記第２のノードと第２の直流電源ノードとの間に設けられる第２の電流源とを含み、前記第２のレベルシフト回路は、ソースが前記第１のノードに接続され、ゲートとドレインが第２の出力ノードに共通接続される第３のトランジスターと、ソースが前記第２の出力ノードに接続され、ゲートに前記参照電圧が入力され、ドレインが第３のノードに接続される第４のトランジスターと、前記第３のノードと前記第２の直流電源ノードとの間に設けられる第３の電流源とを含んでもよい。
【００２４】
このようにすれば、第１のレベルシフト回路は、例えば第２のトランジスターのゲート−ソース間電圧に相当する電圧レベル変化を生じさせ、第２のレベルシフト回路は、例えば第４のトランジスターのゲート−ソース間電圧に相当する電圧レベル変化を生じさせる。
【００２５】
また本発明の一態様では、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧は、前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧との電圧差が小さくなっていく第１の期間と、前記電圧差が大きくなっていく第２の期間とを繰り返し、前記第２の電源電圧は、前記第１の電源電圧の第１極大値と、前記第１極大値に続く第２極大値との間の期間に極大値となり、前記第１の電源電圧の第１極小値と、前記第１極小値に続く第２極小値との間の期間に極小値となってもよい。
【００２６】
このようにすれば、第１、第２の電源電圧が供給される断熱的回路において、安定な断熱的回路動作を実現することができる。また、共振により第１、第２の電源電圧が供給されることで、電源回路による電力回生を行うことができる。
【００２７】
また本発明の一態様では、前記制御回路は、前記第１の電源電圧が出力されるノード及び前記第２の電源電圧が出力されるノードのいずれか一方のノードである第１の電圧出力ノードに接続される駆動回路を含み、前記駆動回路は、前記制御信号と、前記第１の電源電圧が出力されるノード及び前記第２の電源電圧が出力されるノードのうちの前記第１の電圧出力ノードと異なるノードである第２の電圧出力ノードの電圧とに基づいて、前記第１の電圧出力ノードを駆動してもよい。
【００２８】
このようにすれば、駆動回路は、例えば第１の電源電圧と制御信号とに基づいて、第２の電源電圧が出力されるノードを駆動することができる。こうすることで一方の電源電圧の振幅が制御され、さらに共振によって他方の電源電圧の振幅も制御されるから、第１、第２の電源電圧の振幅を可変に制御することができる。
【００２９】
また本発明の一態様では、前記電圧出力回路は、第１のコイルと、前記第１のコイルとコアを共有する第２のコイルとを有するコイル部と、キャパシターとを含み、前記電圧出力回路は、前記コイル部と前記キャパシターとの共振により、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧を出力してもよい。
【００３０】
このようにすれば、電圧出力回路は、コイル部とキャパシターとの共振により、第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する第１の電源電圧及び第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する第２の電源電圧を出力することができる。
【００３１】
本発明の他の態様は、上記いずれかに記載の電源回路と、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧が供給されて断熱的回路動作を行う断熱的回路とを含む回路装置に関係する。
【００３２】
本発明の他の態様は、上記に記載の回路装置を含む電子機器に関係する。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】電源回路及び回路装置の基本的な構成例。
【図２】断熱的回路の詳細な構成例。
【図３】電圧出力回路の構成例。
【図４】共振回路の構成例。
【図５】トランスの構成例。
【図６】断熱的回路動作の電圧波形の一例。
【図７】電圧差ΔＶと消費エネルギーとの関係の一例。
【図８】電圧差ΔＶが正の場合の電圧波形の一例。
【図９】電圧差ΔＶが負の場合の電圧波形の一例。
【図１０】電圧差ΔＶが０Ｖの場合の電圧波形の一例。
【図１１】制御信号生成回路の第１の構成例。
【図１２】制御信号生成回路の第１の構成例の変形例。
【図１３】図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）は、制御信号生成回路の第１の構成例及びその変形例の動作を説明する図。
【図１４】整流回路による整流波形の一例。
【図１５】制御信号生成回路の第２の構成例。
【図１６】制御回路の構成例。
【図１７】制御回路における制御信号とＶＰ、ＶＭの振幅との関係の一例。
【図１８】電子機器の構成例。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００３５】
１．電源回路及び回路装置
図１に本実施形態の電源回路及び回路装置の基本的な構成例を示す。本実施形態の電源回路２００は、電圧出力回路１００、制御回路２１０及び制御信号生成回路２４０を含む。また、本実施形態の回路装置は、電源回路２００及び断熱的回路３００を含む。なお、本実施形態の電源回路及び回路装置は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素に置き換えたり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【００３６】
電圧出力回路１００は、第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第１の電源電圧ＶＰと、第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第２の電源電圧ＶＭとを出力する。
【００３７】
制御回路２１０は、電圧出力回路１００を制御する回路であって、制御信号ＳＣに基づいて、電圧出力回路１００から出力される第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの振幅を可変に制御する。
【００３８】
制御信号生成回路２４０は、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成して制御回路２１０に出力する。具体的には、制御信号生成回路２４０は、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの少なくとも一方の振幅が小さくなるほど、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの振幅を大きくする制御信号ＳＣを生成する。
【００３９】
なお、図１に示す制御信号生成回路２４０は、第２の電源電圧ＶＭが入力され、ＶＭの振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成するが、第１の電源電圧ＶＰが入力され、ＶＰの振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成してもよい。
【００４０】
断熱的回路３００は、電圧が周期的に変化する第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭが供給されて断熱的回路動作を行う。断熱的回路とは、電源に周期波を使用し、ＭＯＳトランジスターでのオン抵抗による熱的損失を抑制し、且つ、電源から回路に注入された電荷を再び電源へと回収し、通常では負荷容量からグランド（接地）に流れてしまう放電電流による電荷エネルギーの再利用を行う技術である。
【００４１】
後述するように、安定な断熱的回路動作を実現するためには、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの振幅が安定であることが望ましい。しかしながら、動作中の断熱的回路３００の内部ロジックでは、Ｈレベル（高電位レベル）からＬレベル（低電位レベル）、或いは、ＬレベルからＨレベルへ電圧レベルが変化するノード数が一定ではないなどの理由で、電源回路２００から見た負荷が変動する。この負荷変動の影響で、ＶＰ、ＶＭの電圧振幅が変動し、安定な断熱的回路動作を維持することが難しくなる。
【００４２】
本実施形態の電源回路２００によれば、制御信号生成回路２４０がＶＰ、ＶＭの少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成し、制御回路２１０が制御信号ＳＣに基づいてＶＰ及びＶＭの振幅を可変に設定することができる。こうすることで、負荷変動等によるＶＰ、ＶＭの電圧振幅の変動が生じた場合に、ＶＰ、ＶＭの振幅を適正な値に設定することができる。具体的には、制御信号生成回路２４０は、ＶＰ、ＶＭの少なくとも一方の振幅が小さくなるほど、ＶＰ、ＶＭの振幅を大きくする制御信号ＳＣを生成し、制御回路２１０は、制御信号ＳＣに基づいて、ＶＰの極小値とＶＭの極大値との差の絶対値を０Ｖに近づける制御を行うことができる。その結果、断熱的回路３００において安定な断熱的回路動作を実現することができるから、回路装置の消費電力を低く抑えることが可能になる。
【００４３】
なお、ＶＰ、ＶＭの振幅の適正な値とは、ＶＰの極小値とＶＭの極大値との電圧差が厳密に０Ｖとなる場合の振幅に限定されるものではなく、電圧差の絶対値が所定の値以下であれば適正な値としてもよい。この所定の値は、例えばトランジスターのしきい値電圧に基づいて定めることができる。
【００４４】
２．断熱的回路動作
図２に、本実施形態の断熱的回路３００の詳細な構成例を示す。この構成例は、ＰＭＯＳトランジスターＰＭ１、ＰＭ２（広義には第１導電型トランジスター）、ＮＭＯＳトランジスターＮＭ１、ＮＭ２（広義には第２導電型トランジスター）を含む。なお、以下では、断熱的回路に含まれることができる論理回路のうち、２段のインバーターを例に説明する。但し、本実施形態では、断熱的回路３００が他の論理回路を含んでもよい。
【００４５】
具体的には、トランジスターＰＭ１とＮＭ１は前段のインバーターを構成し、トランジスターＰＭ２とＮＭ２は後段のインバーターを構成する。すなわち、トランジスターＰＭ１、ＰＭ２のソース端子には、第１の電源供給ノードＮＶＰが接続され、トランジスターＮＭ１、ＮＭ２のソース端子には、第２の電源供給ノードＮＶＭが接続される。トランジスターＰＭ１、ＮＭ１のゲート端子には、入力ノードＮＶＩが接続され、ドレイン端子には、出力ノードＮＱ１が接続される。トランジスターＰＭ２、ＮＭ２のゲート端子には、出力ノードＮＱ１が接続され、ドレイン端子には、出力ノードＮＱ２が接続される。そして、電源供給ノードＮＶＰ、ＮＶＭには、周期的に変化する第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭが供給される。入力ノードＮＶＩには、入力電圧ＶＩＮが供給される。
【００４６】
なお、図２に示すように、トランジスターＰＭ１、ＰＭ２のウェル（又は、サブストレート（基板））には、第１の直流電源電圧ＶＤＤが供給され、トランジスターＮＭ１、ＮＭ２のサブストレート（ウェル）には、第２の直流電源電圧ＶＳＳが供給される。或いは、トランジスターＰＭ１、ＰＭ２のウェルには、第１の電源電圧ＶＰが供給されてもよく、トランジスターＮＭ１、ＮＭ２のサブストレートには、第２の電源電圧ＶＭが供給されてもよい。
【００４７】
図３に、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭを出力する電圧出力回路１００の構成例を示す。この構成例は、基準電圧生成回路１１０、共振回路１２０を含む。この構成例では、共振によりＶＰ、ＶＭを生成しているが、共振によらずＶＰ、ＶＭを生成してもよい。
【００４８】
基準電圧生成回路１１０は、第１の基準電圧ＶＲ１と、第１の基準電圧ＶＲ１とは電圧の異なる第２の基準電圧ＶＲ２を出力する。この基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２は、周期的に変化する第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭの基準となる電圧である。例えば、基準電圧生成回路１１０は、スイッチングレギュレーター（例えば、スイッチドキャパシターレギュレーター）で構成され、そのスイッチングレギュレーターが基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２を生成する。或いは、基準電圧生成回路１１０は、ハイレベル（Ｈレベル、ＶＤＤ）及びローレベル（Ｌレベル、ＶＳＳ）を出力するドライバーで構成されてもよい。そして、そのドライバーが、基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２に対応するデューティーでハイレベルとローレベルを出力することで実効的に（実効値として）基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２を生成してもよい。なお、基準電圧生成回路１１０は、基準電圧ＶＲ１を共振回路１２０に出力する第１の基準電圧生成回路と、基準電圧ＶＲ２を共振回路１２０に出力する第２の基準電圧生成回路と、を含むことができる。
【００４９】
共振回路１２０は、１つの共振回路の共振により第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭを出力する。上述のように、共振回路１２０が生成する電源電圧ＶＰ、ＶＭは、基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２を基準として周期的に変化する電源電圧である。具体的には、電源電圧ＶＰ、ＶＭは、正弦波、矩形波、台形波、三角波等が周期的に繰り返される電圧波形を有する。そして、電源電圧ＶＰ、ＶＭは、第３の基準電圧（例えば（ＶＲ１＋ＶＲ２）／２）を基準として線対称な電圧波形を有する。或いは、電源電圧ＶＰ、ＶＭは、逆相の電圧波形を有してもよい。例えば、共振回路１２０は、ＬＣ電流励振回路やＬＣ電圧励振回路、ＬＣ双安定回路、水晶発振回路等によって構成できる。
【００５０】
なお、電源回路を半導体集積回路として実装する場合は、共振回路は、その構成要素の全てが電源回路を構成する集積回路に含まれてもよく、その構成要素の一部が電源回路を構成する集積回路に含まれてもよい。例えば、共振回路がＬＣ共振回路の場合には、インダクターやキャパシターが電源回路を構成する集積回路の外部に設けられてもよい。
【００５１】
図４に、本実施形態の共振回路１２０の構成例を示す。この共振回路１２０は、トランスＬＴ（広義にはコイル部）、キャパシターＣを含む。そして、トランスＬＴは、第１のコイルＬ１（１次側コイル、第１のインダクター）、第２のコイルＬ２（２次側コイル、第２のインダクター）を含む。なお、以下では便宜的に、コイルＬ１、Ｌ２をトランスＬＴと呼ぶが、本実施形態では、コイルＬ１、Ｌ２はトランスである必要はなく、コイルＬ１、Ｌ２の間に相互誘導があればよい。
【００５２】
図４に示すように、コイルＬ１は、ノードＮＧ１とノードＮＶＰとの間に設けられ、コイルＬ２は、ノードＮＧ２とノードＮＶＭとの間に設けられる。キャパシターＣは、ノードＮＶＰとノードＮＶＭとの間に設けられる。そして、この共振回路１２０は、コイルＬ１、Ｌ２とキャパシターＣの共振により、ノードＮＶＰから第１の電源電圧ＶＰを出力し、ノードＮＶＭから第２の電源電圧ＶＭを出力する。例えば、後述するように、電源電圧ＶＰ、ＶＭは基準電圧の異なる逆相の正弦波である。そして、上述したように、この電源電圧ＶＰ、ＶＭは、断熱的回路３００の電源電圧ＶＰ、ＶＭとして用いられる。
【００５３】
図５に、トランスＬＴの構成例を示す。第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２はコアＦＲ（広義にはコア部、磁心）を共有する。ここで、コイルＬ１、Ｌ２に付されたドットは、コイルの極性を表す。そして、２つのコイルのドットの付された端子に流れる電流の方向が、２つのコイルの磁束が加算される方向になっている。
【００５４】
このようにすれば、相互誘導のある２つのコイルＬ１、Ｌ２とキャパシターＣにより共振回路を構成できる。そして、ノードＮＶＰ、ＮＶＭから電源電圧ＶＰ、ＶＭを出力し、断熱的回路３００に供給できる。
【００５５】
なお、本実施形態では、コア部が１つのコアで形成される場合に限定されず、複数の部材により構成されてもよい。すなわち、コイルＬ１、Ｌ２がコア部を共有するとは、コイルＬ１、Ｌ２が実質的にコアを共有していればよいことを意味する。具体的には、一体に形成されたコアに２つの巻線が巻かれて物理的にコアが共有されている場合だけでなく、別体に形成されたコアを接触させてコア部を構成し、磁気回路が形成されることでコアを共有してもよい。
【００５６】
図６に、本実施形態の断熱的回路３００による断熱的回路動作の電圧波形の一例を示す。なお以下では、説明を簡単にするために、ＶＳＳ＝０Ｖとし、ＶＲ１＝３／４・ＶＤＤであり、ＶＲ２＝１／４・ＶＤＤであり、ＶＰとＶＭが正弦波であり、図２に示したように断熱的回路が２段のインバーターである場合を例に説明する。
【００５７】
図６のＨ１に示すように、電源電圧ＶＰとして、３／４・ＶＤＤを基準（中心電圧）とする振幅１／４・ＶＤＤの正弦波が供給される。Ｈ２に示すように、電源電圧ＶＭとして、１／４・ＶＤＤを基準とする振幅１／４・ＶＤＤの正弦波が供給される。この電源電圧ＶＰの正弦波とＶＭの正弦波は、位相が１８０°異なっている。そして、Ｈ３に示すように、入力電圧ＶＩＮとしてローレベル（ＶＳＳ）が入力された場合には、Ｈ４に示すように、前段のインバーターの出力電圧ＶＱ１として電源電圧ＶＰが出力され、Ｈ５に示すように、後段のインバーターの出力電圧ＶＱ２として電源電圧ＶＭが出力される。一方、Ｈ６に示すように、入力電圧ＶＩＮとしてハイレベル（ＶＤＤ）が入力された場合には、Ｈ７に示すように、出力電圧ＶＱ１として電源電圧ＶＭが出力され、Ｈ８に示すように、出力電圧ＶＱ２として電源電圧ＶＰが出力される。
【００５８】
本実施形態の断熱的回路３００は、周期的に変化する第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭが供給されることで断熱的回路動作を行う。第１の電源電圧ＶＰは、第１の基準電圧ＶＲ１を基準電圧として周期的に変化し、第２の電源電圧ＶＭは、第２の基準電圧ＶＲ２を基準電圧として周期的に変化する。具体的には、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭは、第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭとの電圧差が小さくなっていく（小さくなる）第１の期間と、電圧差が大きくなっていく（大きくなる）第２の期間を繰り返す。
【００５９】
例えば、図６に示すように、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭは、それぞれ基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２を基準電圧とする正弦波である。そして、図６に示すように、電圧差が小さくなっていく第１の期間Ｔ１と、電圧差が大きくなっていく第２の期間Ｔ２を周期的に繰り返す。この第１の期間Ｔ１は、例えば電源電圧ＶＰとＶＭの差分電圧が最大値（例えばＶＤＤ）から最小値（例えば０Ｖ）まで変化する期間である。また、第２の期間Ｔ２は、例えば電源電圧ＶＰとＶＭの差分電圧が最小値（例えば０Ｖ）から最大値（例えばＶＤＤ）まで変化する期間である。
【００６０】
本実施形態の断熱的回路３００によれば、電圧差が小さくなっていく第１の期間と大きくなっていく第２の期間を繰り返す電源電圧ＶＰ、ＶＭが供給されることで、断熱的回路動作を実現できる。また、共振により電源電圧ＶＰ、ＶＭが供給されることで、電源回路２００による電力回生を行うことができる。
【００６１】
より具体的には、第２の電源電圧ＶＭは、第１の電源電圧ＶＰの第１極大値と第１極大値に続く第２極大値との間の期間に極大値となり、第１の電源電圧ＶＰの第１極小値と第１極小値に続く第２極小値との間の期間に極小値となる。例えば、図６に示すように、ＶＰの第１極大値ＶＤＤから第２極大値ＶＤＤの間の期間Ｔ３にＶＭが極大値１／２・ＶＤＤとなる。また、ＶＰの第１極小値１／２・ＶＤＤと第２極小値１／２・ＶＤＤの間の期間Ｔ４にＶＭが極小値ＶＳＳ（０Ｖ）となる。
【００６２】
このようにすれば、電圧差が小さくなっていく第１の期間と大きくなっていく第２の期間を繰り返す電源電圧ＶＰ、ＶＭを供給できる。これにより、断熱的回路３００の断熱的回路動作を実現できる。
【００６３】
また、本実施形態では、断熱的回路３００は、インバーターを含む。そして、そのインバーターの有する第１導電型トランジスターのソース電極には、他の能動素子を介さずに第１の電源電圧ＶＰが供給される。インバーターの有する第２導電型トランジスターのソース電極には、他の能動素子を介さずに第２の電源電圧ＶＭが供給される。
【００６４】
このようにすれば、電源供給ノードのダイオードが省略された断熱的回路を構成できる。また、通常の論理回路（例えばＣＭＯＳ論理回路）を、そのまま断熱的回路に転用することができる。すなわち、インバーター等の論理回路において、通常の直流電源電圧（例えばＶＤＤ、ＶＳＳ）を電源電圧ＶＰ、ＶＭに置き換えることで、断熱的回路を実現できる。
【００６５】
また、本実施形態の断熱的回路３００では、第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭは、互いに逆相の正弦波である。
【００６６】
このようにすれば、電圧差が小さくなっていく第１の期間と大きくなっていく第２の期間を繰り返す電源電圧ＶＰ、ＶＭを断熱的回路に供給できる。また、ＬＣ共振回路等により容易に正弦波を生成できるため、電源電圧ＶＰ、ＶＭを共振により供給することが容易になる。
【００６７】
また、本実施形態の断熱的回路３００には、第２の期間（例えば図６に示すＴ２）にエッジを有する入力信号、即ち第２の期間において信号レベル（論理レベル）が変化する入力信号が入力される。このようにすれば、チャージの回収期間（例えば図６に示すＴ１）にエッジが入力されないため、電力ロスを小さくできる。
【００６８】
より具体的には、断熱的回路３００には、第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭの電圧差が最小となるタイミングに、立ち上がり又は立下りのエッジを有する入力信号が入力される。即ち、第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭの電圧差が最小（極小）となるタイミングで信号レベル（論理レベル）が変化する入力信号が入力される。
【００６９】
このようにすれば、入力信号の論理レベルが変化する際のトランジスター（例えば図２のＰＭ１、ＮＭ１）に印加されるドレイン・ソース間電圧が最小（極小）になるから、入力信号レベルの変化に伴うトランジスターのドレイン電流を最小（極小）に抑えることができる。そして第２の期間（例えば図６に示すＴ２）において、ＶＰとＶＭの電圧差が緩やかに増大することで、ドレイン−ソース間電圧を低く抑えながら、インバーターの出力電圧をＨレベル又はＬレベルに設定することができる。このようにして、断熱的回路３００の断熱的回路動作を実現できる。
【００７０】
例えば、図６に示すように、電源電圧ＶＰはＶＤＤ〜ＶＤＤ／２の電圧範囲の正弦波である。また、電源電圧ＶＭは、ＶＤＤ／２〜ＶＳＳの電圧範囲であり、電源電圧ＶＰと逆相の正弦波である。そして、図６のＨ９に示すように、電源電圧ＶＰとＶＭの電圧差が最小（ＶＰ≒ＶＭ≒ＶＤＤ／２）となるタイミングで、Ｈ１０に示すように、入力電圧ＶＩＮが変化する。そして電源電圧ＶＰとＶＭの電圧差が緩やかに増大すると共に、インバーターの出力電圧ＶＱ１、ＶＱ２が緩やかに変化して、図６のＨ７に示すようにＬレベルが出力され、また図６のＨ８に示すようにＨレベルが出力される。
【００７１】
以上説明したように、周期的に変化する第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭが供給されることで、断熱的回路動作を実現することができるが、共振回路によりＶＰ、ＶＭの振幅を安定に制御することは容易ではない。本実施形態の電源回路２００では、ＶＰをＶＤＤ〜ＶＤＤ／２の電圧範囲に設定し、ＶＭをＶＤＤ／２〜ＶＳＳの電圧範囲に設定するために、制御回路２１０及び制御信号生成回路２４０を設けている。以下では、ＶＰ、ＶＭの振幅が変化した場合の断熱的回路動作への影響を説明する。
【００７２】
図７に、ＶＰの極小値とＶＭの極大値との電圧差ΔＶ（ＶＰの極小値−ＶＭの極大値）と消費エネルギーとの関係の一例を示す。断熱的回路として図２に示すインバーター２段を２個縦続接続した回路を用いた。入力信号として周期的矩形波を用い、入力信号１周期当たりの消費エネルギーをプロットしている。図７から分かるように、電圧差ΔＶが正の領域では、ΔＶの増加と共に消費エネルギーも増加する。一方、電圧差ΔＶが負の領域では、消費エネルギーに大きな変化は見られない。
【００７３】
図８は、電圧差ΔＶが正の場合の電圧波形の一例である。図８には、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭ及び初段インバーターの入力電圧ＶＩＮ、出力電圧ＶＱ１の各波形を示す。電圧差ΔＶが正であるから、ＶＰ、ＶＭの各電圧波形は交差することがなく、接することもない。入力電圧ＶＩＮは、電圧差ΔＶが極小となるタイミングでＨレベルからＬレベル、又はＬレベルからＨレベルに変化するが、電圧差ΔＶが正であるためにインバーターを構成するトランジスターに電流が流れる。その結果、断熱的回路動作ではなく非断熱的回路動作になってしまう。例えば図８のＡ１、Ａ２、Ａ３に示すように、出力電圧ＶＱが急峻に変化しているのは、非断熱的回路動作をしているためである。
【００７４】
図９は、電圧差ΔＶが負の場合の電圧波形の一例である。電圧差ΔＶが負であるから、ＶＰ、ＶＭの各電圧波形は交差する。この場合には、入力電圧ＶＩＮの変化に伴って断熱的回路動作と非断熱的回路動作とが混在して現れる。例えば図９のＢ１に示す波形は断熱的回路動作によるものであり、Ｂ２に示す波形は非断熱的回路動作によるものである。電圧差ΔＶが負の場合には、断熱的回路動作におけるエネルギー回生と非断熱的回路動作におけるエネルギー消費とが混在するために、図８に示すように消費エネルギーに大きな変化は見られない。
【００７５】
図１０は、電圧差ΔＶが０Ｖの場合の電圧波形の一例である。電圧差ΔＶが０Ｖであるから、ＶＰの極小とＶＭの極大において２つの電圧波形は接する。この場合には、入力電圧ＶＩＮが変化する際には電圧差ΔＶが０Ｖになっているから、トランジスターに電流が流れることはなく、安定な断熱的回路動作が実現できる。
【００７６】
以上説明したように、安定な断熱的回路動作を実現するためには、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭの振幅を適正に設定することが要求される。具体的には、第１の電源電圧ＶＰの極小値と第２の電源電圧ＶＭの極大値との差の絶対値を０Ｖ、或いは０Ｖに近い値に設定することが求められる。
【００７７】
実際の断熱的回路では、ＬレベルからＨレベル、又はＨレベルからＬレベルに変化するノードの数が一定ではなく、そのためにＶＰ、ＶＭの各周期毎に負荷変動（電源回路から見た負荷の変動）が生じる。また、入力信号によっては、頻繁に電圧レベルが変化するノードが多い期間と少ない期間とがあり、これも負荷変動の原因となる。このような負荷変動が生じると、ＶＰ、ＶＭの振幅が変化し、安定な断熱的回路動作を維持することが難しくなる。
【００７８】
本実施形態の電源回路２００によれば、制御信号生成回路２４０がＶＰ、ＶＭの少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成し、制御回路２１０が制御信号ＳＣに基づいてＶＰ及びＶＭの振幅を可変に設定することができる。こうすることで、負荷変動等によるＶＰ、ＶＭの電圧振幅の変動が生じた場合に、ＶＰの極小値とＶＭの極大値との差の絶対値を０Ｖに近づけることができる。
【００７９】
３．制御信号生成回路
図１１に、本実施形態の制御信号生成回路２４０の第１の構成例を示す。第１の構成例の制御信号生成回路２４０は、振幅検出回路ＡＰＤＥＴ、変換回路ＬＰＦ及び差動増幅回路ＤＦＡＭＰを含む。なお、本実施形態の制御信号生成回路２４０は図１１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素に置き換えたり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【００８０】
振幅検出回路ＡＰＤＥＴは、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの少なくとも一方の振幅を検出する。そして制御信号生成回路２４０は、振幅検出回路ＡＰＤＥＴの検出結果に基づいて、制御信号ＳＣを生成する。振幅検出回路ＡＰＤＥＴは、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭのいずれか一方の整流を行う整流回路ＲＥＣであってもよい。
【００８１】
整流回路ＲＥＣは、例えば図１１に示す全波整流回路であって、第１、第２の演算増幅器（オペアンプ）ＯＰＡ１、ＯＰＡ２、第１、第２のダイオード素子Ｄ１、Ｄ２を含む。また、整流回路ＲＥＣは、抵抗素子ＲＲ１〜ＲＲ５をさらに含む。
【００８２】
第１の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力ノード（＋）には、第２の基準電圧ＶＲ２（広義には所定の直流電圧ＶＤＣ）が入力され、ＯＰＡ１の反転入力ノード（−）には第２の電源電圧ＶＭ（広義には第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭのいずれか一方）に基づく電圧が入力される。また、第２の演算増幅器ＯＰＡ２の非反転入力ノード（＋）は第１の演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力ノード（−）に接続され、ＯＰＡ２の反転入力ノード（−）には、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧と、第２の電源電圧ＶＭ（広義には第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭのいずれか一方）とに基づく電圧が入力される。
【００８３】
第１のダイオード素子Ｄ１は、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の出力ノードＮＲ３と反転入力ノード（−）との間に設けられ、第２のダイオード素子Ｄ２は、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の出力ノードＮＲ３と反転入力ノード（−）との間に設けられる。具体的には、例えば図１１に示すように、第１のダイオード素子Ｄ１は、カソードがＯＰＡ１の出力ノードＮＲ３に接続され、アノードがノードＮＲ２に接続される。また、第２のダイオード素子Ｄ２は、カソードがＯＰＡ１の反転入力ノード（−）に接続され、アノードがＯＰＡ１の出力ノードＮＲ３に接続される。
【００８４】
抵抗素子ＲＲ１は、ＶＭが入力されるノードＮＲ１とＯＰＡ１の反転入力ノード（−）との間に設けられる。抵抗素子ＲＲ２は、ＯＰＡ１の反転入力ノード（−）と第１のダイオード素子Ｄ１の一端のノードＮＲ２との間に設けられる。抵抗素子ＲＲ３は、ノードＮＲ２とＯＰＡ２の反転入力ノード（−）との間に設けられる。抵抗素子ＲＲ４は、ノードＮＲ１とＯＰＡ２の反転入力ノード（−）との間に設けられる。抵抗素子ＲＲ５は、ＯＰＡ２の反転入力ノード（−）と出力ノードＮＲ４との間に設けられる。
【００８５】
また、整流回路ＲＥＣは、ＯＰＡ２の反転入力ノード（−）と出力ノードＮＲ４との間に設けられる平滑用のキャパシターＣＢ２をさらに含んでもよい。
【００８６】
なお、図１１に示す整流回路ＲＥＣはＶＭを整流する回路であるが、ＶＰを整流する回路としてもよい。その場合には、整流回路ＲＥＣの入力ノードＮＲ１にはＶＰが入力され、所定の直流電圧ＶＤＣとして第１の基準電圧ＶＲ１を用いることができる。
【００８７】
変換回路ＬＰＦは、整流回路ＲＥＣの出力を比較用電圧ＶＣＰに変換する。変換回路ＬＰＦは、例えば図１１に示すように、抵抗素子ＲＢ１とキャパシターＣＢ１とを有する平滑回路（ローパスフィルター）であってもよい。変換回路ＬＰＦは、整流回路ＲＥＣの出力電圧を平滑することで、例えばＶＭの振幅に応じた電圧を比較用電圧ＶＣＰとして出力する。具体的には、例えばＶＭの振幅が大きくなるとＶＣＰが上昇し、ＶＭの振幅が小さくなるとＶＣＰが降下する。
【００８８】
差動増幅回路ＤＦＡＭＰは、比較用電圧ＶＣＰと参照電圧ＶＲＥＦとが入力され、制御信号ＳＣを出力する。差動増幅回路ＤＦＡＭＰは、Ｐ型トランジスターＴＢ７、ＴＢ８、Ｎ型トランジスターＴＢ９、ＴＢ１０及び電流源ＩＳ２を含む。ＴＢ７のゲートに比較用電圧ＶＣＰが入力され、ＴＢ８のゲートに参照電圧ＶＲＥＦが入力される。ＴＢ９、ＴＢ１０はカレントミラー型負荷を構成する。参照電圧ＶＲＥＦは、電圧差ΔＶが０Ｖとなる制御信号ＳＣが出力されるように設定することができる。
【００８９】
図１２に、本実施形態の制御信号生成回路２４０の第１の構成例の変形例を示す。この変形例では、図１１の第１、第２のダイオード素子Ｄ１、Ｄ２をトランジスターＴＢ１、ＴＢ２にそれぞれ置き換えている。具体的には、各トランジスターＴＢ１、ＴＢ２のドレインとゲートとを共通接続することで、ダイオード素子として動作することができる。なお、ＴＢ１、ＴＢ２はＰ型トランジスターによりダイオード素子を置き換えても良い。
【００９０】
図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）は、制御信号生成回路２４０の第１の構成例（図１１）及びその変形例（図１２）の動作を説明する図である。図１３（Ａ）には、整流回路ＲＥＣのノードＮＲ１、ＮＲ２、ＮＲ３、ＮＲ４の各電圧波形及び平滑回路ＬＰＦの出力である比較用電圧ＶＣＰの波形の一例を示す。また、図１３（Ｂ）には、電圧差ΔＶが変化した場合の比較用電圧ＶＣＰ及び制御信号ＳＣの変化の一例を示す。なお、図１３（Ｂ）では、ＶＣＰ及びＳＣがΔＶに対して直線的（一次関数的）に変化しているが、曲線的（非線形的）に変化してもよい。また、この図では制御信号ＳＣは電圧としているが、電圧であっても電流であってもよい。
【００９１】
図１３（Ａ）を用いて、整流回路ＲＥＣ（図１１又は図１２）の動作を説明する。抵抗素子ＲＲ１、ＲＲ２、ＲＲ３は同一の抵抗値に設定され、抵抗素子ＲＲ４、ＲＲ５は共にＲＲ１、ＲＲ２、ＲＲ３の２倍の抵抗値に設定されている場合について説明する。また、図１３（Ａ）では、説明の便宜上、ダイオード素子Ｄ１、Ｄ２による電圧降下は無視している。
【００９２】
ＶＭ＞ＶＲ２である期間では、ダイオードＤ１には順方向電圧が印加され、ダイオードＤ２には逆方向電圧が印加される。従って、ダイオードＤ１がオン状態になり、ダイオードＤ２がオフ状態になるから、演算増幅器ＯＰＡ１はＶＲ２を基準電圧とする反転増幅器として動作する。ＲＲ１とＲＲ２の抵抗値が等しいから、この反転増幅器のゲインは１であり、ノードＮＲ２（ＮＲ３）には−（ＶＭ−ＶＲ２）＋ＶＲ２が出力される。
【００９３】
そして演算増幅器ＯＰＡ２は、ノードＮＲ２の信号に対しては、ＲＲ５の抵抗値がＲＲ３の２倍であるから、ＶＲ２を基準電圧とするゲイン２の反転増幅器として動作する。また演算増幅器ＯＰＡ２は、ノードＮＲ１の信号に対しては、ＲＲ４とＲＲ５の抵抗値が等しいから、ゲイン１の反転増幅器として動作する。その結果、出力ノードＮＲ４には、２×（ＶＭ−ＶＲ２）−（ＶＭ−ＶＲ２）＋ＶＲ２＝（ＶＭ−ＶＲ２）＋ＶＲ２＝ＶＭが出力される。
【００９４】
一方、ＶＭ＜ＶＲ２である期間では、ダイオードＤ１には逆方向電圧が印加され、ダイオードＤ２には順方向電圧が印加される。従って、ダイオードＤ１がオフ状態になり、ダイオードＤ２がオン状態になるから、ノードＮＲ３にはＶＲ２が出力される。そして演算増幅器ＯＰＡ２は、ノードＮＲ１の信号に対してＶＲ２を基準電圧とするゲイン１の反転増幅器として動作するから、出力ノードＮＲ４には−（ＶＭ−ＶＲ２）＋ＶＲ２が出力される。
【００９５】
このようにして、整流回路ＲＥＣの出力ノードＮＲ４には、ＶＲ２を基準電圧としてＶＭの全波整流波形が現れる。この整流波形を平滑回路ＬＰＦにより平滑して、比較用電圧ＶＣＰを得る。ＶＭの振幅が大きいほど比較用電圧ＶＣＰは高くなり、ＶＭの振幅が小さいほどＶＣＰは低くなる。
【００９６】
なお、以上の説明はＶＭを整流する場合であるが、ＶＰを整流する場合であっても同様である。整流回路ＲＥＣにより、ＶＲ１を基準としたＶＰの全波整流波形を得ることができ、それを平滑回路ＬＰＦで平滑することで比較用電圧ＶＣＰを得ることができる。
【００９７】
図１３（Ｂ）に示すように、ＶＰ、ＶＭの振幅が大きくなると（即ち、電圧差ΔＶが負になると）ＶＣＰは高くなり、ＶＰ、ＶＭの振幅が小さくなると（即ち、電圧差ΔＶが正になると）ＶＣＰは低くなる。ここでＶＰ、ＶＭの振幅が適正な場合、即ち電圧差ΔＶが０Ｖである場合の比較用電圧ＶＣＰの電圧値をＶＡとし、その場合の制御信号ＳＣの電圧をＶＢとする。
【００９８】
負荷変動等によって、電圧差ΔＶが正になるとＶＣＰはＶＡより低くなり、電圧差ΔＶが負になるとＶＣＰはＶＡより高くなる。そして差動増幅回路ＤＦＡＭＰは、ＶＣＰが低くなると制御信号ＳＣの電圧を低下させ、ＶＣＰが高くなると制御信号ＳＣの電圧を上昇させる。
【００９９】
後述するように、制御回路２１０は、制御信号ＳＣの電圧レベルがＶＢより低い場合にはＶＰ、ＶＭの振幅を増大させ、制御信号ＳＣの電圧レベルがＶＢより高い場合にはＶＰ、ＶＭの振幅を減少させる制御を行う。その結果、負荷変動等によるＶＰ、ＶＭの電圧振幅の変動が生じた場合に、電圧差ΔＶの絶対値を０Ｖに近づける制御を行うことができる。
【０１００】
図１４に整流回路ＲＥＣ（図１１、図１２）による整流波形の一例を示す。図１４には、第２の電源電圧ＶＭ、整流回路ＲＥＣの出力電圧（ノードＮＲ４の電圧）Ｖ（ＮＲ４）を示す。図１４に示すように、整流回路ＲＥＣにより、ＶＲ２を基準としてＶＭの全波整流波形が得られることが分かる。なお、ＶＤＤ＝１．８Ｖ、ＶＲ２＝０．４５Ｖ、ＶＳＳ＝０Ｖの場合を示す。
【０１０１】
図１５に、本実施形態の制御信号生成回路２４０の第２の構成例を示す。第２の構成例の制御信号生成回路２４０は、整流回路ＲＥＣ（振幅検出回路ＡＰＤＥＴ）、変換回路ＬＰＦ及び差動増幅回路ＤＦＡＭＰを含む。第２の構成例では、差動増幅回路ＤＦＡＭＰの構成が上述した第１の構成例と異なる。なお、本実施形態の制御信号生成回路２４０は図１５の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素に置き換えたり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【０１０２】
差動増幅回路ＤＦＡＭＰは、差動対を構成する第１、第２の差動対トランジスターＴＤ１、ＴＤ２及び第１、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１、ＬＳＨＴ２を含む。第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１は、比較用電圧ＶＣＰの電圧レベルを変化させて、第１の差動対トランジスターＴＤ１のゲートに出力する。第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２は、参照電圧ＶＲＥＦの電圧レベルを変化させて、第２の差動対トランジスターＴＤ２のゲートに出力する。
【０１０３】
第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１は、第１の電流源ＴＤ１０、第１のトランジスターＴＤ４、第２のトランジスターＴＤ５、第２の電流源ＴＤ６を含む。第１の電流源ＴＤ１０は、例えばＰ型トランジスターで構成され、第１の直流電源ノードＶＤＤと第１のノードＮＤ１との間に設けられる。第１のトランジスターＴＤ４は、Ｐ型トランジスターであって、ソースが第１のノードＮＤ１に接続され、ゲートとドレインが第１の出力ノードＮＰ１に共通接続される。第２のトランジスターＴＤ５は、Ｐ型トランジスターであって、ソースが第１の出力ノードＮＰ１に接続され、ゲートに比較用電圧ＶＣＰが入力され、ドレインが第２のノードＮＤ２に接続される。第２の電流源ＴＤ６は、例えばＮ型トランジスターで構成され、第２のノードＮＤ２と第２の直流電源ノードＶＳＳとの間に設けられる。第１の電流源ＴＤ１０及び第２の電流源ＴＤ６の電流値は、ＴＤ１２及ＴＤ１３を介して電流源ＩＳ１により設定される。
【０１０４】
第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２は、第３のトランジスターＴＤ７、第４のトランジスターＴＤ８、第３の電流源ＴＤ９を含む。第３のトランジスターＴＤ７は、Ｐ型トランジスターであって、ソースが第１のノードＮＤ１に接続され、ゲートとドレインが第２の出力ノードＮＰ２に共通接続される。第４のトランジスターＴＤ８は、Ｐ型トランジスターであって、ソースが第２の出力ノードＮＰ２に接続され、ゲートに参照電圧ＶＲＥＦが入力され、ドレインが第３のノードＮＤ３に接続される。第３の電流源ＴＤ９は、例えばＮ型トランジスターで構成され、第３のノードＮＤ３と第２の直流電源ノードＶＳＳとの間に設けられる。第３の電流源ＴＤ９の電流値は、ＴＤ１３を介して電流源ＩＳ１により設定される。なお図１５では、第１の電流源ＴＤ１０は、第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１に含まれているが、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２の電流源としても動作する。
【０１０５】
第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１の第２のトランジスターＴＤ５には、電流源ＩＳ１によりＴＤ６を介して設定された電流値のドレイン電流が流れる。従って、ＴＤ５のゲート−ソース間電圧は、そのドレイン電流に対応する電圧ＶＧ１になる。即ち、ＴＤ５のソース電位Ｖ（ＮＰ１）は、ＴＤ５のゲート電位ＶＣＰよりＶＧ１の絶対値だけ高くなる。このように第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１によれば、比較用電圧ＶＣＰの電圧レベルをＶＧ１の絶対値だけ高くして、第１の差動対トランジスターＴＤ１のゲートに出力することができる。
【０１０６】
同様に、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２の第４のトランジスターＴＤ８には、電流源ＩＳ１によりＴＤ９を介して設定された電流値のドレイン電流が流れる。従って、ＴＤ８のゲート−ソース間電圧は、そのドレイン電流に対応する電圧ＶＧ２になる。即ち、ＴＤ８のソース電位Ｖ（ＮＰ２）は、ＴＤ８のゲート電位ＶＣＰよりＶＧ２の絶対値だけ高くなる。このように第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２によれば、参照電圧ＶＲＥＦの電圧レベルをＶＧ２の絶対値だけ高くして、第２の差動対トランジスターＴＤ２のゲートに出力することができる。なお、ＴＤ５とＴＤ８のゲート長、ゲート幅、しきい値電圧が同一であればＶＧ１＝ＶＧ２となり、第１、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１、ＬＳＨＴ２は同じ電圧値のレベルシフトを行う。
【０１０７】
第１、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１、ＬＳＨＴ２により、比較用電圧ＶＣＰ及び参照電圧ＶＲＥＦの電圧レベルを高くすることで、差動増幅回路ＤＦＡＭＰの差動対トランジスターＴＤ１、ＴＤ２のゲートに入力される電圧を高くすることができる。こうすることで、差動増幅回路ＤＦＡＭＰの出力である制御信号ＳＣの電圧を高くすることができる。従って、例えば図１３（Ｂ）において、ＶＡがかなり低い（例えば数１００ｍＶ以上低い）場合であっても、制御信号生成回路２４０の第２の構成例（図１５）を用いることで、制御信号ＳＣの電圧を高くすることができるから、ＶＰ、ＶＭの振幅を適正な値に設定することができる。制御信号ＳＣの電圧が低い場合には、図１６に示す制御回路２１０のトランジスターＴＡ２のソース−ドレイン間電圧が十分に確保されず、ＶＰ、ＶＭの振幅を適正に制御することが難しくなるからである。
【０１０８】
以上説明したように、本実施形態の制御信号生成回路２４０によれば、ＶＰ又はＶＭの振幅に基づいて制御信号ＳＣを生成することができる。具体的には、ＶＰ、ＶＭの振幅が大きくなると制御信号ＳＣの電圧レベルを高くし、ＶＰ、ＶＭの振幅が小さくなると制御信号ＳＣの電圧レベルを低くする。そして以下に説明する制御回路２１０により、制御信号ＳＣに基づいてＶＰ、ＶＭの振幅を制御することができる。
【０１０９】
４．制御回路
図１６に、本実施形態の制御回路２１０の構成例を示す。本構成例の制御回路２１０は、駆動回路２２０、抵抗回路ＲＡ及び第１、第２のトランジスターＴＡ１、ＴＡ２を含む。なお、本実施形態の制御回路２１０は図１６の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素に置き換えたり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【０１１０】
駆動回路２２０は、第１の電源電圧ＶＰが出力されるノード及び第２の電源電圧ＶＭが出力されるノードのいずれか一方のノードである第１の電圧出力ノードＮ１に接続される。駆動回路２２０は、第１の電源電圧ＶＰが出力されるノード及び第２の電源電圧ＶＭが出力されるノードのうちの第１の電圧出力ノードＮ１と異なるノードである第２の電圧出力ノードＮ２の電圧とに基づいて、第１の電圧出力ノードＮ１を駆動する。
【０１１１】
駆動回路２２０は、例えば駆動用トランジスターＴＤＡを含み、駆動用トランジスターＴＤＡは、Ｎ型トランジスターであって、ドレインが第１の電圧出力ノードＮ１に接続され、ゲートがノードＮＤに接続され、ソースが第２の直流電源ノードＶＳＳに接続される。制御回路２１０は、制御信号ＳＣに基づいて、駆動用トランジスターＴＤＡの動作バイアス点を可変に設定する。
【０１１２】
抵抗回路ＲＡは、第２の電圧出力ノードＮ２とノードＮＤとの間に設けられる。抵抗回路ＲＡは、例えば図１６に示すように、Ｐ型トランジスターＴＡ３で構成することができる。或いは、ポリシリコン薄膜を用いた受動抵抗素子で構成することもできる。
【０１１３】
第１のトランジスターＴＡ１は、ドレインがノードＮＤに接続され、ゲートに制御信号ＳＣが入力され、ソースが第２の直流電源ノードＶＳＳに接続される。
【０１１４】
第２のトランジスターＴＡ２は、ドレインとゲートとが共通接続されて制御信号ＳＣが入力され、ソースが第２の直流電源ノードＶＳＳに接続される。第１、第２のトランジスターＴＡ１、ＴＡ２はカレントミラー回路を構成する。
【０１１５】
制御回路２１０は、ノードＮＤと第２の直流電源ノードＶＳＳとの間に設けられ、ノードＮＤの電圧変化を抑制する電圧変化抑制回路ＶＳＰをさらに含んでもよい。電圧変化抑制回路ＶＳＰは、例えば図１６に示すように、ドレインとゲートとを共通接続したＮ型トランジスターＴＡ４で構成することができる。また、図１６では所定電圧ノードとして第２の直流電源ノードＶＳＳを用いているが、他の電圧のノードであってもよい。
【０１１６】
制御回路２１０は、以下のように動作する。制御信号ＳＣにより、トランジスターＴＡ２に電流ＩＡが流れる。この実施形態では制御信号ＳＣは電流と考えたほうが理解しやすい。この電流値をｉａとする。トランジスターＴＡ１、ＴＡ２はカレントミラー回路を構成するから、ＴＡ１にも同じ電流値ｉａの電流が流れる。ＴＡ１を流れる電流は、抵抗回路ＲＡを介して、ＶＰが出力されるノード（広義には第２の電圧出力ノードＮ２）から供給される。抵抗回路ＲＡを流れる電流によって電圧降下が生じるから、ＲＡの抵抗値をｒａとすると、ノードＮＤの電圧はＶＰ−ｉａ×ｒａとなる。
【０１１７】
上述したように、ＶＰは基準電圧ＶＲ１を基準として周期的に電圧が変化する。例えばＶＰが正弦波である場合には、ＶＰを時間の関数としてＶＰ＝ＡＰ×ｓｉｎ（ωｔ）＋ＶＲ１と表すことができる。ここでωはＶＰの角周波数、ＡＰは振幅である。この式を用いると、ノードＮＤの電圧Ｖ（ＮＤ）は、Ｖ（ＮＤ）＝ＡＰ×ｓｉｎ（ωｔ）＋ＶＲ１−ｉａ×ｒａとなる。
【０１１８】
駆動用トランジスターＴＤＡのゲートにはＶ（ＮＤ）が印加されるから、ＴＤＡのゲートにはＶＲ１−ｉａ×ｒａを中心としてＶＰと同一周期で同一位相の正弦波電圧が印加される。駆動用トランジスターＴＤＡはＮ型トランジスターであるから、Ｖ（ＮＤ）が増加する期間にはＴＤＡを流れる電流は増加し、Ｖ（ＮＤ）が減少する期間にはＴＤＡを流れる電流は減少する。このＴＤＡの動作によって、Ｖ（ＮＤ）が増加する期間にはＶＭが出力されるノード（広義には第１の電圧出力ノードＮ１）の電圧が低下し、Ｖ（ＮＤ）が減少する期間にはＶＭが出力されるノードの電圧が上昇する。即ち、駆動トランジスターＴＤＡは、ＶＭがＶＰと同一周期で逆位相の電圧になるように駆動する。このように駆動回路２２０は、第１の電圧出力ノードＮ１が第２の電源電圧ＶＭが出力されるノードである場合には、第２の期間（図６のＴ２）において、第２の電源電圧ＶＭを降下させる駆動を行う。
【０１１９】
上記の電圧ＶＲ１−ｉａ×ｒａは、駆動用トランジスターＴＤＡの動作バイアス電圧（動作バイアス点を与えるゲート電圧）である。即ち、電流値ｉａを変化させることで、ＴＤＡの動作バイアス点を変化させることができる。例えば電流値ｉａが増加すると、動作バイアス点が低くなり、ＴＤＡの電流変化が小さくなる。その結果、ＴＤＡの駆動能力が低下するから、ＶＭの電圧変化が小さくなりＶＭの振幅が減少する。ＶＭの振幅が小さくなることで、共振回路１２０の第１のコイルＬ１に発生するＶＰの振幅も小さくなる。反対に電流値ｉａが減少すると、動作バイアス点が高くなり、ＴＤＡの電流変化が大きくなる。その結果、ＴＤＡの駆動能力が上昇するから、ＶＭの電圧変化が大きくなり、ＶＭの振幅が大きくなり、ＶＰの振幅も増大する。このように制御信号ＳＣに基づいて電流値ｉａを変化させることにより、ＶＰ、ＶＭの振幅を可変に制御することができる。
【０１２０】
電圧変化抑制回路ＶＳＰは、ノードＮＤの電圧Ｖ（ＮＤ）が過剰に高くなることを防止する。Ｖ（ＮＤ）が過剰に高くなると、駆動トランジスターＴＤＡのゲート電圧（動作バイアス点）が過剰に高くなり、その結果ＶＰ、ＶＭの振幅が過剰に大きくなる。例えば図１６に示す電圧変化抑制回路ＶＳＰでは、Ｖ（ＮＤ）がトランジスターＴＡ４のしきい値電圧を越えた場合にドレイン電流が流れることで、Ｖ（ＮＤ）が過剰に高い電圧になることを防止できる。
【０１２１】
図１７に、制御回路２１０（図１６）における制御信号ＳＣとＶＰ、ＶＭの振幅との関係の一例を示す。図１７には、制御信号ＳＣによる電流ＩＡを徐々に増加させていく場合のＶＰ、ＶＭの極大値及び極小値の変化を示す。上述したように、電流ＩＡの電流値が増加すると、駆動回路２２０の駆動能力が低下するから、ＶＭの振幅が減少し、それに伴ってＶＰの振幅も小さくなる。そして図１７のＣ１に示すように、ある電流値においてＶＰの極小値とＶＭの極大値との電圧差ΔＶが０Ｖになる。このようにＩＡの電流値を変化させることでＶＰ、ＶＭの振幅を可変に制御することができるから、電圧差ΔＶを０Ｖに近づける制御を行うことができる。
【０１２２】
以上説明したように、本実施形態の電源回路２００によれば、負荷変動等によりＶＰ、ＶＭの振幅が適正な値より大きくなると、制御信号生成回路２４０が制御信号ＳＣの電圧レベルを高くし、反対にＶＰ、ＶＭの振幅が適正な値より小さくなると、制御信号ＳＣの電圧レベルを低くする。即ち、ＶＰ、ＶＭの振幅が適正な値から変化すると、制御信号ＳＣ（電流ＩＡ）がその変化を打ち消すように変化する。そして制御回路２１０が制御信号ＳＣに基づいてＶＰ、ＶＭの振幅を制御することで、ＶＰ、ＶＭの振幅を適正な値に戻すことができる。その結果、断熱的回路３００において安定な断熱的回路動作を実現することができるから、回路装置の消費電力を低く抑えることが可能になる。
【０１２３】
５．電子機器
図１８に、本実施形態の回路装置を含む電子機器の構成例を示す。この電子機器は、集積回路装置４００、マイクロコントローラー４１０（ホスト、回路装置）、アンテナ４３０、センサー４４０、検出回路４５０、Ａ／Ｄ変換器４６０（Ａ／Ｄ変換回路）、記憶部４７０、操作部４８０を含む。本実施形態の電子機器の適用例としては、例えば、温度・湿度計、脈拍計、歩数計等を想定できる。
【０１２４】
センサー４４０は、例えば温度センサー、湿度センサー、ジャイロセンサー、加速度センサー、フォトセンサー、圧力センサー等の電子機器の用途に応じたセンサーで構成される。検出回路４５０は、センサー４４０からの出力信号（センサー信号）を増幅し、フィルターによりノイズを除去する。Ａ／Ｄ変換器４６０は、増幅された信号をデジタル信号に変換して集積回路装置４００へ出力する。集積回路装置４００は、センサー４４０からの出力信号を処理し、処理後の信号をアンテナ４３０から無線送信する。マイクロコントローラー４１０は、断熱的回路等で構成され、デジタル信号処理を行ったり、記憶部４７０に記憶された設定情報や操作部４８０からの信号に基づいて電子機器の制御処理を行う。記憶部４７０は、例えばフラッシュメモリーなどで構成され、設定情報や検出したデータ等を記憶する。操作部４８０は、例えばキーパッド等で構成され、ユーザーが電子機器を操作するために用いられる。
【０１２５】
本実施形態の回路装置を含む電子機器によれば、断熱的回路を含まない電子機器と比べて、消費電力を低く抑えることが可能になるから、電池で駆動される携帯機器などの場合に電池の消耗を低減することなどが可能になる。
【０１２６】
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項及び効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例は全て本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義又は同義な異なる用語（第１の直流電源電圧、第２の直流電源電圧等）と共に記載された用語（ＶＤＤ、ＶＳＳ等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また回路装置、電子機器等の構成、動作も本実施形態で説明したものに限定に限定されず、種々の変形実施が可能である。
【符号の説明】
【０１２７】
１００ 電圧出力回路、１１０ 基準電圧生成回路、１２０ 共振回路、
２００ 電源回路、２１０ 制御回路、２２０ 駆動回路、２４０ 制御信号生成回路、
３００ 断熱的回路、４００ 集積回路装置、４１０ マイクロコントローラー、
４３０ アンテナ、４４０ センサー、４５０ 検出回路、４６０ Ａ／Ｄ変換器、
４７０ 記憶部、４８０ 操作部、
ＳＣ 制御信号、ＶＰ 第１の電源電圧、ＶＭ 第２の電源電圧、
ＶＤＤ 第１の直流電源電圧、ＶＳＳ 第２の直流電源電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路、回路装置及び電子機器等に関する。
【背景技術】
【０００２】
バッテリーを電源とする携帯情報機器などにおいては、搭載される回路装置の消費電力を低減することが要求されている。回路装置の消費電力を抑制する技術として、例えば特許文献１には断熱的回路動作を行う断熱的回路が開示されている。この断熱的回路では、電源電圧を変化させることでトランジスターのドレイン損失での電力消費を抑制する。しかしながら、負荷変動等により電源回路から供給される電圧の振幅が変動するため、安定な断熱的回路動作を得ることが難しいなどの課題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３２５０３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の幾つかの態様によれば、安定な断熱的回路動作を実現し、消費電力を抑制することができる電源回路、回路装置及び電子機器等を提供できる。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の一態様は、第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第１の電源電圧と、第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第２の電源電圧とを出力する電圧出力回路と、制御信号に基づいて前記電圧出力回路を制御する制御回路と、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅に応じて変化する前記制御信号を生成して前記制御回路に出力する制御信号生成回路とを含み、前記制御回路は、前記制御信号に基づいて、前記電圧出力回路から出力される前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の振幅を可変に制御する電源回路に関係する。
【０００６】
本発明の一態様によれば、制御信号生成回路が第１の電源電圧及び第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号を生成し、制御回路が制御信号に基づいて第１、第２の電源電圧の振幅を可変に設定することができるから、例えば負荷変動によって第１、第２の電源電圧の振幅が変動した場合に、それらの振幅を適正な値に近づけることができる。その結果、第１、第２の電源電圧が供給される断熱的回路において、安定な断熱的回路動作を実現することができるから、回路装置の消費電力を低く抑えることなどが可能になる。
【０００７】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅が小さくなるほど、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の振幅を大きくする前記制御信号を生成してもよい。
【０００８】
このようにすれば、例えば負荷変動によって第１、第２の電源電圧の振幅が小さくなった場合に、制御回路は、制御信号に基づいて、第１の電源電圧及び第２の電源電圧の振幅を大きくする制御を行うことができる。
【０００９】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅を検出する振幅検出回路を含み、前記制御信号生成回路は、前記振幅検出回路の検出結果に基づいて、前記制御信号を生成してもよい。
【００１０】
このようにすれば、制御信号生成回路は、第１の電源電圧及び第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号を生成することができる。
【００１１】
また本発明の一態様では、前記振幅検出回路は、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方の整流を行う整流回路であってもよい。
【００１２】
このようにすれば、整流回路により、第１の電源電圧及び第２の電源電圧のいずれか一方の振幅に応じた電圧が出力されるから、制御信号生成回路は、整流された電圧に基づいて制御信号を生成することができる。
【００１３】
また本発明の一態様では、前記整流回路は、非反転入力ノードに所定の直流電圧が入力され、反転入力ノードに前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方に基づく電圧が入力される第１の演算増幅器と、前記第１の演算増幅器の出力ノードと前記反転入力ノードとの間に設けられる第１のダイオード素子と、前記第１の演算増幅器の前記出力ノードと前記反転入力ノードとの間に設けられる第２のダイオード素子と、非反転入力ノードが前記第１の演算増幅器の前記反転入力ノードに接続され、反転入力ノードに、前記第１の演算増幅器の出力電圧と、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方とに基づく電圧が入力される第２の演算増幅器とを含んでもよい。
【００１４】
このようにすれば、第１、第２の演算増幅器は、第１の電源電圧及び第２の電源電圧のいずれか一方の電圧に応じて、所定の直流電圧を基準とする反転増幅器として動作するから、整流回路は全波整流回路として動作することができる。
【００１５】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記振幅検出回路の出力を比較用電圧に変換する変換回路と、前記比較用電圧と参照電圧とが入力され、前記制御信号を出力する差動増幅回路とを含んでもよい。
【００１６】
このようにすれば、変換回路は、振幅検出回路からの出力電圧に応じた比較用電圧を出力することができる。そして差動増幅回路は、比較用電圧と参照電圧とに基づいて制御信号を出力することができる。
【００１７】
また本発明の一態様では、前記変換回路は、抵抗素子とキャパシターとを有する平滑回路であってもよい。
【００１８】
このようにすれば、振幅検出回路からの出力電圧を平滑回路により平滑することで、第１の電源電圧又は第２の電源電圧の振幅に応じた比較用電圧を生成することができる。
【００１９】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記比較用電圧の電圧レベルを変化させて、前記差動増幅回路の差動対を構成する第１の差動対トランジスターのゲートに出力する第１のレベルシフト回路を含んでもよい。
【００２０】
このようにすれば、比較用電圧の電圧レベルを変化させて差動増幅回路に入力することができるから、差動増幅回路から出力される制御信号の電圧レベルを所望の値に設定することができる。
【００２１】
また本発明の一態様では、前記制御信号生成回路は、前記参照電圧の電圧レベルを変化させて、前記差動増幅回路の前記差動対を構成する第２の差動対トランジスターのゲートに出力する第２のレベルシフト回路を含んでもよい。
【００２２】
このようにすれば、参照電圧の電圧レベルを変化させて差動増幅回路に入力することができるから、差動増幅回路から出力される制御信号の電圧レベルを所望の値に設定することができる。
【００２３】
また本発明の一態様では、前記第１のレベルシフト回路は、第１の直流電源ノードと第１のノードとの間に設けられる第１の電流源と、ソースが前記第１のノードに接続され、ゲートとドレインが第１の出力ノードに共通接続される第１のトランジスターと、ソースが前記出力ノードに接続され、ゲートに前記比較用電圧が入力され、ドレインが第２のノードに接続される第２のトランジスターと、前記第２のノードと第２の直流電源ノードとの間に設けられる第２の電流源とを含み、前記第２のレベルシフト回路は、ソースが前記第１のノードに接続され、ゲートとドレインが第２の出力ノードに共通接続される第３のトランジスターと、ソースが前記第２の出力ノードに接続され、ゲートに前記参照電圧が入力され、ドレインが第３のノードに接続される第４のトランジスターと、前記第３のノードと前記第２の直流電源ノードとの間に設けられる第３の電流源とを含んでもよい。
【００２４】
このようにすれば、第１のレベルシフト回路は、例えば第２のトランジスターのゲート−ソース間電圧に相当する電圧レベル変化を生じさせ、第２のレベルシフト回路は、例えば第４のトランジスターのゲート−ソース間電圧に相当する電圧レベル変化を生じさせる。
【００２５】
また本発明の一態様では、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧は、前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧との電圧差が小さくなっていく第１の期間と、前記電圧差が大きくなっていく第２の期間とを繰り返し、前記第２の電源電圧は、前記第１の電源電圧の第１極大値と、前記第１極大値に続く第２極大値との間の期間に極大値となり、前記第１の電源電圧の第１極小値と、前記第１極小値に続く第２極小値との間の期間に極小値となってもよい。
【００２６】
このようにすれば、第１、第２の電源電圧が供給される断熱的回路において、安定な断熱的回路動作を実現することができる。また、共振により第１、第２の電源電圧が供給されることで、電源回路による電力回生を行うことができる。
【００２７】
また本発明の一態様では、前記制御回路は、前記第１の電源電圧が出力されるノード及び前記第２の電源電圧が出力されるノードのいずれか一方のノードである第１の電圧出力ノードに接続される駆動回路を含み、前記駆動回路は、前記制御信号と、前記第１の電源電圧が出力されるノード及び前記第２の電源電圧が出力されるノードのうちの前記第１の電圧出力ノードと異なるノードである第２の電圧出力ノードの電圧とに基づいて、前記第１の電圧出力ノードを駆動してもよい。
【００２８】
このようにすれば、駆動回路は、例えば第１の電源電圧と制御信号とに基づいて、第２の電源電圧が出力されるノードを駆動することができる。こうすることで一方の電源電圧の振幅が制御され、さらに共振によって他方の電源電圧の振幅も制御されるから、第１、第２の電源電圧の振幅を可変に制御することができる。
【００２９】
また本発明の一態様では、前記電圧出力回路は、第１のコイルと、前記第１のコイルとコアを共有する第２のコイルとを有するコイル部と、キャパシターとを含み、前記電圧出力回路は、前記コイル部と前記キャパシターとの共振により、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧を出力してもよい。
【００３０】
このようにすれば、電圧出力回路は、コイル部とキャパシターとの共振により、第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する第１の電源電圧及び第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する第２の電源電圧を出力することができる。
【００３１】
本発明の他の態様は、上記いずれかに記載の電源回路と、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧が供給されて断熱的回路動作を行う断熱的回路とを含む回路装置に関係する。
【００３２】
本発明の他の態様は、上記に記載の回路装置を含む電子機器に関係する。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】電源回路及び回路装置の基本的な構成例。
【図２】断熱的回路の詳細な構成例。
【図３】電圧出力回路の構成例。
【図４】共振回路の構成例。
【図５】トランスの構成例。
【図６】断熱的回路動作の電圧波形の一例。
【図７】電圧差ΔＶと消費エネルギーとの関係の一例。
【図８】電圧差ΔＶが正の場合の電圧波形の一例。
【図９】電圧差ΔＶが負の場合の電圧波形の一例。
【図１０】電圧差ΔＶが０Ｖの場合の電圧波形の一例。
【図１１】制御信号生成回路の第１の構成例。
【図１２】制御信号生成回路の第１の構成例の変形例。
【図１３】図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）は、制御信号生成回路の第１の構成例及びその変形例の動作を説明する図。
【図１４】整流回路による整流波形の一例。
【図１５】制御信号生成回路の第２の構成例。
【図１６】制御回路の構成例。
【図１７】制御回路における制御信号とＶＰ、ＶＭの振幅との関係の一例。
【図１８】電子機器の構成例。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００３５】
１．電源回路及び回路装置
図１に本実施形態の電源回路及び回路装置の基本的な構成例を示す。本実施形態の電源回路２００は、電圧出力回路１００、制御回路２１０及び制御信号生成回路２４０を含む。また、本実施形態の回路装置は、電源回路２００及び断熱的回路３００を含む。なお、本実施形態の電源回路及び回路装置は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素に置き換えたり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【００３６】
電圧出力回路１００は、第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第１の電源電圧ＶＰと、第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第２の電源電圧ＶＭとを出力する。
【００３７】
制御回路２１０は、電圧出力回路１００を制御する回路であって、制御信号ＳＣに基づいて、電圧出力回路１００から出力される第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの振幅を可変に制御する。
【００３８】
制御信号生成回路２４０は、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成して制御回路２１０に出力する。具体的には、制御信号生成回路２４０は、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの少なくとも一方の振幅が小さくなるほど、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの振幅を大きくする制御信号ＳＣを生成する。
【００３９】
なお、図１に示す制御信号生成回路２４０は、第２の電源電圧ＶＭが入力され、ＶＭの振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成するが、第１の電源電圧ＶＰが入力され、ＶＰの振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成してもよい。
【００４０】
断熱的回路３００は、電圧が周期的に変化する第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭが供給されて断熱的回路動作を行う。断熱的回路とは、電源に周期波を使用し、ＭＯＳトランジスターでのオン抵抗による熱的損失を抑制し、且つ、電源から回路に注入された電荷を再び電源へと回収し、通常では負荷容量からグランド（接地）に流れてしまう放電電流による電荷エネルギーの再利用を行う技術である。
【００４１】
後述するように、安定な断熱的回路動作を実現するためには、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの振幅が安定であることが望ましい。しかしながら、動作中の断熱的回路３００の内部ロジックでは、Ｈレベル（高電位レベル）からＬレベル（低電位レベル）、或いは、ＬレベルからＨレベルへ電圧レベルが変化するノード数が一定ではないなどの理由で、電源回路２００から見た負荷が変動する。この負荷変動の影響で、ＶＰ、ＶＭの電圧振幅が変動し、安定な断熱的回路動作を維持することが難しくなる。
【００４２】
本実施形態の電源回路２００によれば、制御信号生成回路２４０がＶＰ、ＶＭの少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成し、制御回路２１０が制御信号ＳＣに基づいてＶＰ及びＶＭの振幅を可変に設定することができる。こうすることで、負荷変動等によるＶＰ、ＶＭの電圧振幅の変動が生じた場合に、ＶＰ、ＶＭの振幅を適正な値に設定することができる。具体的には、制御信号生成回路２４０は、ＶＰ、ＶＭの少なくとも一方の振幅が小さくなるほど、ＶＰ、ＶＭの振幅を大きくする制御信号ＳＣを生成し、制御回路２１０は、制御信号ＳＣに基づいて、ＶＰの極小値とＶＭの極大値との差の絶対値を０Ｖに近づける制御を行うことができる。その結果、断熱的回路３００において安定な断熱的回路動作を実現することができるから、回路装置の消費電力を低く抑えることが可能になる。
【００４３】
なお、ＶＰ、ＶＭの振幅の適正な値とは、ＶＰの極小値とＶＭの極大値との電圧差が厳密に０Ｖとなる場合の振幅に限定されるものではなく、電圧差の絶対値が所定の値以下であれば適正な値としてもよい。この所定の値は、例えばトランジスターのしきい値電圧に基づいて定めることができる。
【００４４】
２．断熱的回路動作
図２に、本実施形態の断熱的回路３００の詳細な構成例を示す。この構成例は、ＰＭＯＳトランジスターＰＭ１、ＰＭ２（広義には第１導電型トランジスター）、ＮＭＯＳトランジスターＮＭ１、ＮＭ２（広義には第２導電型トランジスター）を含む。なお、以下では、断熱的回路に含まれることができる論理回路のうち、２段のインバーターを例に説明する。但し、本実施形態では、断熱的回路３００が他の論理回路を含んでもよい。
【００４５】
具体的には、トランジスターＰＭ１とＮＭ１は前段のインバーターを構成し、トランジスターＰＭ２とＮＭ２は後段のインバーターを構成する。すなわち、トランジスターＰＭ１、ＰＭ２のソース端子には、第１の電源供給ノードＮＶＰが接続され、トランジスターＮＭ１、ＮＭ２のソース端子には、第２の電源供給ノードＮＶＭが接続される。トランジスターＰＭ１、ＮＭ１のゲート端子には、入力ノードＮＶＩが接続され、ドレイン端子には、出力ノードＮＱ１が接続される。トランジスターＰＭ２、ＮＭ２のゲート端子には、出力ノードＮＱ１が接続され、ドレイン端子には、出力ノードＮＱ２が接続される。そして、電源供給ノードＮＶＰ、ＮＶＭには、周期的に変化する第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭが供給される。入力ノードＮＶＩには、入力電圧ＶＩＮが供給される。
【００４６】
なお、図２に示すように、トランジスターＰＭ１、ＰＭ２のウェル（又は、サブストレート（基板））には、第１の直流電源電圧ＶＤＤが供給され、トランジスターＮＭ１、ＮＭ２のサブストレート（ウェル）には、第２の直流電源電圧ＶＳＳが供給される。或いは、トランジスターＰＭ１、ＰＭ２のウェルには、第１の電源電圧ＶＰが供給されてもよく、トランジスターＮＭ１、ＮＭ２のサブストレートには、第２の電源電圧ＶＭが供給されてもよい。
【００４７】
図３に、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭを出力する電圧出力回路１００の構成例を示す。この構成例は、基準電圧生成回路１１０、共振回路１２０を含む。この構成例では、共振によりＶＰ、ＶＭを生成しているが、共振によらずＶＰ、ＶＭを生成してもよい。
【００４８】
基準電圧生成回路１１０は、第１の基準電圧ＶＲ１と、第１の基準電圧ＶＲ１とは電圧の異なる第２の基準電圧ＶＲ２を出力する。この基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２は、周期的に変化する第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭの基準となる電圧である。例えば、基準電圧生成回路１１０は、スイッチングレギュレーター（例えば、スイッチドキャパシターレギュレーター）で構成され、そのスイッチングレギュレーターが基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２を生成する。或いは、基準電圧生成回路１１０は、ハイレベル（Ｈレベル、ＶＤＤ）及びローレベル（Ｌレベル、ＶＳＳ）を出力するドライバーで構成されてもよい。そして、そのドライバーが、基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２に対応するデューティーでハイレベルとローレベルを出力することで実効的に（実効値として）基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２を生成してもよい。なお、基準電圧生成回路１１０は、基準電圧ＶＲ１を共振回路１２０に出力する第１の基準電圧生成回路と、基準電圧ＶＲ２を共振回路１２０に出力する第２の基準電圧生成回路と、を含むことができる。
【００４９】
共振回路１２０は、１つの共振回路の共振により第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭを出力する。上述のように、共振回路１２０が生成する電源電圧ＶＰ、ＶＭは、基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２を基準として周期的に変化する電源電圧である。具体的には、電源電圧ＶＰ、ＶＭは、正弦波、矩形波、台形波、三角波等が周期的に繰り返される電圧波形を有する。そして、電源電圧ＶＰ、ＶＭは、第３の基準電圧（例えば（ＶＲ１＋ＶＲ２）／２）を基準として線対称な電圧波形を有する。或いは、電源電圧ＶＰ、ＶＭは、逆相の電圧波形を有してもよい。例えば、共振回路１２０は、ＬＣ電流励振回路やＬＣ電圧励振回路、ＬＣ双安定回路、水晶発振回路等によって構成できる。
【００５０】
なお、電源回路を半導体集積回路として実装する場合は、共振回路は、その構成要素の全てが電源回路を構成する集積回路に含まれてもよく、その構成要素の一部が電源回路を構成する集積回路に含まれてもよい。例えば、共振回路がＬＣ共振回路の場合には、インダクターやキャパシターが電源回路を構成する集積回路の外部に設けられてもよい。
【００５１】
図４に、本実施形態の共振回路１２０の構成例を示す。この共振回路１２０は、トランスＬＴ（広義にはコイル部）、キャパシターＣを含む。そして、トランスＬＴは、第１のコイルＬ１（１次側コイル、第１のインダクター）、第２のコイルＬ２（２次側コイル、第２のインダクター）を含む。なお、以下では便宜的に、コイルＬ１、Ｌ２をトランスＬＴと呼ぶが、本実施形態では、コイルＬ１、Ｌ２はトランスである必要はなく、コイルＬ１、Ｌ２の間に相互誘導があればよい。
【００５２】
図４に示すように、コイルＬ１は、ノードＮＧ１とノードＮＶＰとの間に設けられ、コイルＬ２は、ノードＮＧ２とノードＮＶＭとの間に設けられる。キャパシターＣは、ノードＮＶＰとノードＮＶＭとの間に設けられる。そして、この共振回路１２０は、コイルＬ１、Ｌ２とキャパシターＣの共振により、ノードＮＶＰから第１の電源電圧ＶＰを出力し、ノードＮＶＭから第２の電源電圧ＶＭを出力する。例えば、後述するように、電源電圧ＶＰ、ＶＭは基準電圧の異なる逆相の正弦波である。そして、上述したように、この電源電圧ＶＰ、ＶＭは、断熱的回路３００の電源電圧ＶＰ、ＶＭとして用いられる。
【００５３】
図５に、トランスＬＴの構成例を示す。第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２はコアＦＲ（広義にはコア部、磁心）を共有する。ここで、コイルＬ１、Ｌ２に付されたドットは、コイルの極性を表す。そして、２つのコイルのドットの付された端子に流れる電流の方向が、２つのコイルの磁束が加算される方向になっている。
【００５４】
このようにすれば、相互誘導のある２つのコイルＬ１、Ｌ２とキャパシターＣにより共振回路を構成できる。そして、ノードＮＶＰ、ＮＶＭから電源電圧ＶＰ、ＶＭを出力し、断熱的回路３００に供給できる。
【００５５】
なお、本実施形態では、コア部が１つのコアで形成される場合に限定されず、複数の部材により構成されてもよい。すなわち、コイルＬ１、Ｌ２がコア部を共有するとは、コイルＬ１、Ｌ２が実質的にコアを共有していればよいことを意味する。具体的には、一体に形成されたコアに２つの巻線が巻かれて物理的にコアが共有されている場合だけでなく、別体に形成されたコアを接触させてコア部を構成し、磁気回路が形成されることでコアを共有してもよい。
【００５６】
図６に、本実施形態の断熱的回路３００による断熱的回路動作の電圧波形の一例を示す。なお以下では、説明を簡単にするために、ＶＳＳ＝０Ｖとし、ＶＲ１＝３／４・ＶＤＤであり、ＶＲ２＝１／４・ＶＤＤであり、ＶＰとＶＭが正弦波であり、図２に示したように断熱的回路が２段のインバーターである場合を例に説明する。
【００５７】
図６のＨ１に示すように、電源電圧ＶＰとして、３／４・ＶＤＤを基準（中心電圧）とする振幅１／４・ＶＤＤの正弦波が供給される。Ｈ２に示すように、電源電圧ＶＭとして、１／４・ＶＤＤを基準とする振幅１／４・ＶＤＤの正弦波が供給される。この電源電圧ＶＰの正弦波とＶＭの正弦波は、位相が１８０°異なっている。そして、Ｈ３に示すように、入力電圧ＶＩＮとしてローレベル（ＶＳＳ）が入力された場合には、Ｈ４に示すように、前段のインバーターの出力電圧ＶＱ１として電源電圧ＶＰが出力され、Ｈ５に示すように、後段のインバーターの出力電圧ＶＱ２として電源電圧ＶＭが出力される。一方、Ｈ６に示すように、入力電圧ＶＩＮとしてハイレベル（ＶＤＤ）が入力された場合には、Ｈ７に示すように、出力電圧ＶＱ１として電源電圧ＶＭが出力され、Ｈ８に示すように、出力電圧ＶＱ２として電源電圧ＶＰが出力される。
【００５８】
本実施形態の断熱的回路３００は、周期的に変化する第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭが供給されることで断熱的回路動作を行う。第１の電源電圧ＶＰは、第１の基準電圧ＶＲ１を基準電圧として周期的に変化し、第２の電源電圧ＶＭは、第２の基準電圧ＶＲ２を基準電圧として周期的に変化する。具体的には、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭは、第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭとの電圧差が小さくなっていく（小さくなる）第１の期間と、電圧差が大きくなっていく（大きくなる）第２の期間を繰り返す。
【００５９】
例えば、図６に示すように、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭは、それぞれ基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２を基準電圧とする正弦波である。そして、図６に示すように、電圧差が小さくなっていく第１の期間Ｔ１と、電圧差が大きくなっていく第２の期間Ｔ２を周期的に繰り返す。この第１の期間Ｔ１は、例えば電源電圧ＶＰとＶＭの差分電圧が最大値（例えばＶＤＤ）から最小値（例えば０Ｖ）まで変化する期間である。また、第２の期間Ｔ２は、例えば電源電圧ＶＰとＶＭの差分電圧が最小値（例えば０Ｖ）から最大値（例えばＶＤＤ）まで変化する期間である。
【００６０】
本実施形態の断熱的回路３００によれば、電圧差が小さくなっていく第１の期間と大きくなっていく第２の期間を繰り返す電源電圧ＶＰ、ＶＭが供給されることで、断熱的回路動作を実現できる。また、共振により電源電圧ＶＰ、ＶＭが供給されることで、電源回路２００による電力回生を行うことができる。
【００６１】
より具体的には、第２の電源電圧ＶＭは、第１の電源電圧ＶＰの第１極大値と第１極大値に続く第２極大値との間の期間に極大値となり、第１の電源電圧ＶＰの第１極小値と第１極小値に続く第２極小値との間の期間に極小値となる。例えば、図６に示すように、ＶＰの第１極大値ＶＤＤから第２極大値ＶＤＤの間の期間Ｔ３にＶＭが極大値１／２・ＶＤＤとなる。また、ＶＰの第１極小値１／２・ＶＤＤと第２極小値１／２・ＶＤＤの間の期間Ｔ４にＶＭが極小値ＶＳＳ（０Ｖ）となる。
【００６２】
このようにすれば、電圧差が小さくなっていく第１の期間と大きくなっていく第２の期間を繰り返す電源電圧ＶＰ、ＶＭを供給できる。これにより、断熱的回路３００の断熱的回路動作を実現できる。
【００６３】
また、本実施形態では、断熱的回路３００は、インバーターを含む。そして、そのインバーターの有する第１導電型トランジスターのソース電極には、他の能動素子を介さずに第１の電源電圧ＶＰが供給される。インバーターの有する第２導電型トランジスターのソース電極には、他の能動素子を介さずに第２の電源電圧ＶＭが供給される。
【００６４】
このようにすれば、電源供給ノードのダイオードが省略された断熱的回路を構成できる。また、通常の論理回路（例えばＣＭＯＳ論理回路）を、そのまま断熱的回路に転用することができる。すなわち、インバーター等の論理回路において、通常の直流電源電圧（例えばＶＤＤ、ＶＳＳ）を電源電圧ＶＰ、ＶＭに置き換えることで、断熱的回路を実現できる。
【００６５】
また、本実施形態の断熱的回路３００では、第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭは、互いに逆相の正弦波である。
【００６６】
このようにすれば、電圧差が小さくなっていく第１の期間と大きくなっていく第２の期間を繰り返す電源電圧ＶＰ、ＶＭを断熱的回路に供給できる。また、ＬＣ共振回路等により容易に正弦波を生成できるため、電源電圧ＶＰ、ＶＭを共振により供給することが容易になる。
【００６７】
また、本実施形態の断熱的回路３００には、第２の期間（例えば図６に示すＴ２）にエッジを有する入力信号、即ち第２の期間において信号レベル（論理レベル）が変化する入力信号が入力される。このようにすれば、チャージの回収期間（例えば図６に示すＴ１）にエッジが入力されないため、電力ロスを小さくできる。
【００６８】
より具体的には、断熱的回路３００には、第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭの電圧差が最小となるタイミングに、立ち上がり又は立下りのエッジを有する入力信号が入力される。即ち、第１の電源電圧ＶＰと第２の電源電圧ＶＭの電圧差が最小（極小）となるタイミングで信号レベル（論理レベル）が変化する入力信号が入力される。
【００６９】
このようにすれば、入力信号の論理レベルが変化する際のトランジスター（例えば図２のＰＭ１、ＮＭ１）に印加されるドレイン・ソース間電圧が最小（極小）になるから、入力信号レベルの変化に伴うトランジスターのドレイン電流を最小（極小）に抑えることができる。そして第２の期間（例えば図６に示すＴ２）において、ＶＰとＶＭの電圧差が緩やかに増大することで、ドレイン−ソース間電圧を低く抑えながら、インバーターの出力電圧をＨレベル又はＬレベルに設定することができる。このようにして、断熱的回路３００の断熱的回路動作を実現できる。
【００７０】
例えば、図６に示すように、電源電圧ＶＰはＶＤＤ〜ＶＤＤ／２の電圧範囲の正弦波である。また、電源電圧ＶＭは、ＶＤＤ／２〜ＶＳＳの電圧範囲であり、電源電圧ＶＰと逆相の正弦波である。そして、図６のＨ９に示すように、電源電圧ＶＰとＶＭの電圧差が最小（ＶＰ≒ＶＭ≒ＶＤＤ／２）となるタイミングで、Ｈ１０に示すように、入力電圧ＶＩＮが変化する。そして電源電圧ＶＰとＶＭの電圧差が緩やかに増大すると共に、インバーターの出力電圧ＶＱ１、ＶＱ２が緩やかに変化して、図６のＨ７に示すようにＬレベルが出力され、また図６のＨ８に示すようにＨレベルが出力される。
【００７１】
以上説明したように、周期的に変化する第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭが供給されることで、断熱的回路動作を実現することができるが、共振回路によりＶＰ、ＶＭの振幅を安定に制御することは容易ではない。本実施形態の電源回路２００では、ＶＰをＶＤＤ〜ＶＤＤ／２の電圧範囲に設定し、ＶＭをＶＤＤ／２〜ＶＳＳの電圧範囲に設定するために、制御回路２１０及び制御信号生成回路２４０を設けている。以下では、ＶＰ、ＶＭの振幅が変化した場合の断熱的回路動作への影響を説明する。
【００７２】
図７に、ＶＰの極小値とＶＭの極大値との電圧差ΔＶ（ＶＰの極小値−ＶＭの極大値）と消費エネルギーとの関係の一例を示す。断熱的回路として図２に示すインバーター２段を２個縦続接続した回路を用いた。入力信号として周期的矩形波を用い、入力信号１周期当たりの消費エネルギーをプロットしている。図７から分かるように、電圧差ΔＶが正の領域では、ΔＶの増加と共に消費エネルギーも増加する。一方、電圧差ΔＶが負の領域では、消費エネルギーに大きな変化は見られない。
【００７３】
図８は、電圧差ΔＶが正の場合の電圧波形の一例である。図８には、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭ及び初段インバーターの入力電圧ＶＩＮ、出力電圧ＶＱ１の各波形を示す。電圧差ΔＶが正であるから、ＶＰ、ＶＭの各電圧波形は交差することがなく、接することもない。入力電圧ＶＩＮは、電圧差ΔＶが極小となるタイミングでＨレベルからＬレベル、又はＬレベルからＨレベルに変化するが、電圧差ΔＶが正であるためにインバーターを構成するトランジスターに電流が流れる。その結果、断熱的回路動作ではなく非断熱的回路動作になってしまう。例えば図８のＡ１、Ａ２、Ａ３に示すように、出力電圧ＶＱが急峻に変化しているのは、非断熱的回路動作をしているためである。
【００７４】
図９は、電圧差ΔＶが負の場合の電圧波形の一例である。電圧差ΔＶが負であるから、ＶＰ、ＶＭの各電圧波形は交差する。この場合には、入力電圧ＶＩＮの変化に伴って断熱的回路動作と非断熱的回路動作とが混在して現れる。例えば図９のＢ１に示す波形は断熱的回路動作によるものであり、Ｂ２に示す波形は非断熱的回路動作によるものである。電圧差ΔＶが負の場合には、断熱的回路動作におけるエネルギー回生と非断熱的回路動作におけるエネルギー消費とが混在するために、図８に示すように消費エネルギーに大きな変化は見られない。
【００７５】
図１０は、電圧差ΔＶが０Ｖの場合の電圧波形の一例である。電圧差ΔＶが０Ｖであるから、ＶＰの極小とＶＭの極大において２つの電圧波形は接する。この場合には、入力電圧ＶＩＮが変化する際には電圧差ΔＶが０Ｖになっているから、トランジスターに電流が流れることはなく、安定な断熱的回路動作が実現できる。
【００７６】
以上説明したように、安定な断熱的回路動作を実現するためには、第１、第２の電源電圧ＶＰ、ＶＭの振幅を適正に設定することが要求される。具体的には、第１の電源電圧ＶＰの極小値と第２の電源電圧ＶＭの極大値との差の絶対値を０Ｖ、或いは０Ｖに近い値に設定することが求められる。
【００７７】
実際の断熱的回路では、ＬレベルからＨレベル、又はＨレベルからＬレベルに変化するノードの数が一定ではなく、そのためにＶＰ、ＶＭの各周期毎に負荷変動（電源回路から見た負荷の変動）が生じる。また、入力信号によっては、頻繁に電圧レベルが変化するノードが多い期間と少ない期間とがあり、これも負荷変動の原因となる。このような負荷変動が生じると、ＶＰ、ＶＭの振幅が変化し、安定な断熱的回路動作を維持することが難しくなる。
【００７８】
本実施形態の電源回路２００によれば、制御信号生成回路２４０がＶＰ、ＶＭの少なくとも一方の振幅に応じて変化する制御信号ＳＣを生成し、制御回路２１０が制御信号ＳＣに基づいてＶＰ及びＶＭの振幅を可変に設定することができる。こうすることで、負荷変動等によるＶＰ、ＶＭの電圧振幅の変動が生じた場合に、ＶＰの極小値とＶＭの極大値との差の絶対値を０Ｖに近づけることができる。
【００７９】
３．制御信号生成回路
図１１に、本実施形態の制御信号生成回路２４０の第１の構成例を示す。第１の構成例の制御信号生成回路２４０は、振幅検出回路ＡＰＤＥＴ、変換回路ＬＰＦ及び差動増幅回路ＤＦＡＭＰを含む。なお、本実施形態の制御信号生成回路２４０は図１１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素に置き換えたり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【００８０】
振幅検出回路ＡＰＤＥＴは、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭの少なくとも一方の振幅を検出する。そして制御信号生成回路２４０は、振幅検出回路ＡＰＤＥＴの検出結果に基づいて、制御信号ＳＣを生成する。振幅検出回路ＡＰＤＥＴは、第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭのいずれか一方の整流を行う整流回路ＲＥＣであってもよい。
【００８１】
整流回路ＲＥＣは、例えば図１１に示す全波整流回路であって、第１、第２の演算増幅器（オペアンプ）ＯＰＡ１、ＯＰＡ２、第１、第２のダイオード素子Ｄ１、Ｄ２を含む。また、整流回路ＲＥＣは、抵抗素子ＲＲ１〜ＲＲ５をさらに含む。
【００８２】
第１の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力ノード（＋）には、第２の基準電圧ＶＲ２（広義には所定の直流電圧ＶＤＣ）が入力され、ＯＰＡ１の反転入力ノード（−）には第２の電源電圧ＶＭ（広義には第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭのいずれか一方）に基づく電圧が入力される。また、第２の演算増幅器ＯＰＡ２の非反転入力ノード（＋）は第１の演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力ノード（−）に接続され、ＯＰＡ２の反転入力ノード（−）には、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧と、第２の電源電圧ＶＭ（広義には第１の電源電圧ＶＰ及び第２の電源電圧ＶＭのいずれか一方）とに基づく電圧が入力される。
【００８３】
第１のダイオード素子Ｄ１は、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の出力ノードＮＲ３と反転入力ノード（−）との間に設けられ、第２のダイオード素子Ｄ２は、第１の演算増幅器ＯＰＡ１の出力ノードＮＲ３と反転入力ノード（−）との間に設けられる。具体的には、例えば図１１に示すように、第１のダイオード素子Ｄ１は、カソードがＯＰＡ１の出力ノードＮＲ３に接続され、アノードがノードＮＲ２に接続される。また、第２のダイオード素子Ｄ２は、カソードがＯＰＡ１の反転入力ノード（−）に接続され、アノードがＯＰＡ１の出力ノードＮＲ３に接続される。
【００８４】
抵抗素子ＲＲ１は、ＶＭが入力されるノードＮＲ１とＯＰＡ１の反転入力ノード（−）との間に設けられる。抵抗素子ＲＲ２は、ＯＰＡ１の反転入力ノード（−）と第１のダイオード素子Ｄ１の一端のノードＮＲ２との間に設けられる。抵抗素子ＲＲ３は、ノードＮＲ２とＯＰＡ２の反転入力ノード（−）との間に設けられる。抵抗素子ＲＲ４は、ノードＮＲ１とＯＰＡ２の反転入力ノード（−）との間に設けられる。抵抗素子ＲＲ５は、ＯＰＡ２の反転入力ノード（−）と出力ノードＮＲ４との間に設けられる。
【００８５】
また、整流回路ＲＥＣは、ＯＰＡ２の反転入力ノード（−）と出力ノードＮＲ４との間に設けられる平滑用のキャパシターＣＢ２をさらに含んでもよい。
【００８６】
なお、図１１に示す整流回路ＲＥＣはＶＭを整流する回路であるが、ＶＰを整流する回路としてもよい。その場合には、整流回路ＲＥＣの入力ノードＮＲ１にはＶＰが入力され、所定の直流電圧ＶＤＣとして第１の基準電圧ＶＲ１を用いることができる。
【００８７】
変換回路ＬＰＦは、整流回路ＲＥＣの出力を比較用電圧ＶＣＰに変換する。変換回路ＬＰＦは、例えば図１１に示すように、抵抗素子ＲＢ１とキャパシターＣＢ１とを有する平滑回路（ローパスフィルター）であってもよい。変換回路ＬＰＦは、整流回路ＲＥＣの出力電圧を平滑することで、例えばＶＭの振幅に応じた電圧を比較用電圧ＶＣＰとして出力する。具体的には、例えばＶＭの振幅が大きくなるとＶＣＰが上昇し、ＶＭの振幅が小さくなるとＶＣＰが降下する。
【００８８】
差動増幅回路ＤＦＡＭＰは、比較用電圧ＶＣＰと参照電圧ＶＲＥＦとが入力され、制御信号ＳＣを出力する。差動増幅回路ＤＦＡＭＰは、Ｐ型トランジスターＴＢ７、ＴＢ８、Ｎ型トランジスターＴＢ９、ＴＢ１０及び電流源ＩＳ２を含む。ＴＢ７のゲートに比較用電圧ＶＣＰが入力され、ＴＢ８のゲートに参照電圧ＶＲＥＦが入力される。ＴＢ９、ＴＢ１０はカレントミラー型負荷を構成する。参照電圧ＶＲＥＦは、電圧差ΔＶが０Ｖとなる制御信号ＳＣが出力されるように設定することができる。
【００８９】
図１２に、本実施形態の制御信号生成回路２４０の第１の構成例の変形例を示す。この変形例では、図１１の第１、第２のダイオード素子Ｄ１、Ｄ２をトランジスターＴＢ１、ＴＢ２にそれぞれ置き換えている。具体的には、各トランジスターＴＢ１、ＴＢ２のドレインとゲートとを共通接続することで、ダイオード素子として動作することができる。なお、ＴＢ１、ＴＢ２はＰ型トランジスターによりダイオード素子を置き換えても良い。
【００９０】
図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）は、制御信号生成回路２４０の第１の構成例（図１１）及びその変形例（図１２）の動作を説明する図である。図１３（Ａ）には、整流回路ＲＥＣのノードＮＲ１、ＮＲ２、ＮＲ３、ＮＲ４の各電圧波形及び平滑回路ＬＰＦの出力である比較用電圧ＶＣＰの波形の一例を示す。また、図１３（Ｂ）には、電圧差ΔＶが変化した場合の比較用電圧ＶＣＰ及び制御信号ＳＣの変化の一例を示す。なお、図１３（Ｂ）では、ＶＣＰ及びＳＣがΔＶに対して直線的（一次関数的）に変化しているが、曲線的（非線形的）に変化してもよい。また、この図では制御信号ＳＣは電圧としているが、電圧であっても電流であってもよい。
【００９１】
図１３（Ａ）を用いて、整流回路ＲＥＣ（図１１又は図１２）の動作を説明する。抵抗素子ＲＲ１、ＲＲ２、ＲＲ３は同一の抵抗値に設定され、抵抗素子ＲＲ４、ＲＲ５は共にＲＲ１、ＲＲ２、ＲＲ３の２倍の抵抗値に設定されている場合について説明する。また、図１３（Ａ）では、説明の便宜上、ダイオード素子Ｄ１、Ｄ２による電圧降下は無視している。
【００９２】
ＶＭ＞ＶＲ２である期間では、ダイオードＤ１には順方向電圧が印加され、ダイオードＤ２には逆方向電圧が印加される。従って、ダイオードＤ１がオン状態になり、ダイオードＤ２がオフ状態になるから、演算増幅器ＯＰＡ１はＶＲ２を基準電圧とする反転増幅器として動作する。ＲＲ１とＲＲ２の抵抗値が等しいから、この反転増幅器のゲインは１であり、ノードＮＲ２（ＮＲ３）には−（ＶＭ−ＶＲ２）＋ＶＲ２が出力される。
【００９３】
そして演算増幅器ＯＰＡ２は、ノードＮＲ２の信号に対しては、ＲＲ５の抵抗値がＲＲ３の２倍であるから、ＶＲ２を基準電圧とするゲイン２の反転増幅器として動作する。また演算増幅器ＯＰＡ２は、ノードＮＲ１の信号に対しては、ＲＲ４とＲＲ５の抵抗値が等しいから、ゲイン１の反転増幅器として動作する。その結果、出力ノードＮＲ４には、２×（ＶＭ−ＶＲ２）−（ＶＭ−ＶＲ２）＋ＶＲ２＝（ＶＭ−ＶＲ２）＋ＶＲ２＝ＶＭが出力される。
【００９４】
一方、ＶＭ＜ＶＲ２である期間では、ダイオードＤ１には逆方向電圧が印加され、ダイオードＤ２には順方向電圧が印加される。従って、ダイオードＤ１がオフ状態になり、ダイオードＤ２がオン状態になるから、ノードＮＲ３にはＶＲ２が出力される。そして演算増幅器ＯＰＡ２は、ノードＮＲ１の信号に対してＶＲ２を基準電圧とするゲイン１の反転増幅器として動作するから、出力ノードＮＲ４には−（ＶＭ−ＶＲ２）＋ＶＲ２が出力される。
【００９５】
このようにして、整流回路ＲＥＣの出力ノードＮＲ４には、ＶＲ２を基準電圧としてＶＭの全波整流波形が現れる。この整流波形を平滑回路ＬＰＦにより平滑して、比較用電圧ＶＣＰを得る。ＶＭの振幅が大きいほど比較用電圧ＶＣＰは高くなり、ＶＭの振幅が小さいほどＶＣＰは低くなる。
【００９６】
なお、以上の説明はＶＭを整流する場合であるが、ＶＰを整流する場合であっても同様である。整流回路ＲＥＣにより、ＶＲ１を基準としたＶＰの全波整流波形を得ることができ、それを平滑回路ＬＰＦで平滑することで比較用電圧ＶＣＰを得ることができる。
【００９７】
図１３（Ｂ）に示すように、ＶＰ、ＶＭの振幅が大きくなると（即ち、電圧差ΔＶが負になると）ＶＣＰは高くなり、ＶＰ、ＶＭの振幅が小さくなると（即ち、電圧差ΔＶが正になると）ＶＣＰは低くなる。ここでＶＰ、ＶＭの振幅が適正な場合、即ち電圧差ΔＶが０Ｖである場合の比較用電圧ＶＣＰの電圧値をＶＡとし、その場合の制御信号ＳＣの電圧をＶＢとする。
【００９８】
負荷変動等によって、電圧差ΔＶが正になるとＶＣＰはＶＡより低くなり、電圧差ΔＶが負になるとＶＣＰはＶＡより高くなる。そして差動増幅回路ＤＦＡＭＰは、ＶＣＰが低くなると制御信号ＳＣの電圧を低下させ、ＶＣＰが高くなると制御信号ＳＣの電圧を上昇させる。
【００９９】
後述するように、制御回路２１０は、制御信号ＳＣの電圧レベルがＶＢより低い場合にはＶＰ、ＶＭの振幅を増大させ、制御信号ＳＣの電圧レベルがＶＢより高い場合にはＶＰ、ＶＭの振幅を減少させる制御を行う。その結果、負荷変動等によるＶＰ、ＶＭの電圧振幅の変動が生じた場合に、電圧差ΔＶの絶対値を０Ｖに近づける制御を行うことができる。
【０１００】
図１４に整流回路ＲＥＣ（図１１、図１２）による整流波形の一例を示す。図１４には、第２の電源電圧ＶＭ、整流回路ＲＥＣの出力電圧（ノードＮＲ４の電圧）Ｖ（ＮＲ４）を示す。図１４に示すように、整流回路ＲＥＣにより、ＶＲ２を基準としてＶＭの全波整流波形が得られることが分かる。なお、ＶＤＤ＝１．８Ｖ、ＶＲ２＝０．４５Ｖ、ＶＳＳ＝０Ｖの場合を示す。
【０１０１】
図１５に、本実施形態の制御信号生成回路２４０の第２の構成例を示す。第２の構成例の制御信号生成回路２４０は、整流回路ＲＥＣ（振幅検出回路ＡＰＤＥＴ）、変換回路ＬＰＦ及び差動増幅回路ＤＦＡＭＰを含む。第２の構成例では、差動増幅回路ＤＦＡＭＰの構成が上述した第１の構成例と異なる。なお、本実施形態の制御信号生成回路２４０は図１５の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素に置き換えたり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【０１０２】
差動増幅回路ＤＦＡＭＰは、差動対を構成する第１、第２の差動対トランジスターＴＤ１、ＴＤ２及び第１、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１、ＬＳＨＴ２を含む。第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１は、比較用電圧ＶＣＰの電圧レベルを変化させて、第１の差動対トランジスターＴＤ１のゲートに出力する。第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２は、参照電圧ＶＲＥＦの電圧レベルを変化させて、第２の差動対トランジスターＴＤ２のゲートに出力する。
【０１０３】
第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１は、第１の電流源ＴＤ１０、第１のトランジスターＴＤ４、第２のトランジスターＴＤ５、第２の電流源ＴＤ６を含む。第１の電流源ＴＤ１０は、例えばＰ型トランジスターで構成され、第１の直流電源ノードＶＤＤと第１のノードＮＤ１との間に設けられる。第１のトランジスターＴＤ４は、Ｐ型トランジスターであって、ソースが第１のノードＮＤ１に接続され、ゲートとドレインが第１の出力ノードＮＰ１に共通接続される。第２のトランジスターＴＤ５は、Ｐ型トランジスターであって、ソースが第１の出力ノードＮＰ１に接続され、ゲートに比較用電圧ＶＣＰが入力され、ドレインが第２のノードＮＤ２に接続される。第２の電流源ＴＤ６は、例えばＮ型トランジスターで構成され、第２のノードＮＤ２と第２の直流電源ノードＶＳＳとの間に設けられる。第１の電流源ＴＤ１０及び第２の電流源ＴＤ６の電流値は、ＴＤ１２及ＴＤ１３を介して電流源ＩＳ１により設定される。
【０１０４】
第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２は、第３のトランジスターＴＤ７、第４のトランジスターＴＤ８、第３の電流源ＴＤ９を含む。第３のトランジスターＴＤ７は、Ｐ型トランジスターであって、ソースが第１のノードＮＤ１に接続され、ゲートとドレインが第２の出力ノードＮＰ２に共通接続される。第４のトランジスターＴＤ８は、Ｐ型トランジスターであって、ソースが第２の出力ノードＮＰ２に接続され、ゲートに参照電圧ＶＲＥＦが入力され、ドレインが第３のノードＮＤ３に接続される。第３の電流源ＴＤ９は、例えばＮ型トランジスターで構成され、第３のノードＮＤ３と第２の直流電源ノードＶＳＳとの間に設けられる。第３の電流源ＴＤ９の電流値は、ＴＤ１３を介して電流源ＩＳ１により設定される。なお図１５では、第１の電流源ＴＤ１０は、第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１に含まれているが、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２の電流源としても動作する。
【０１０５】
第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１の第２のトランジスターＴＤ５には、電流源ＩＳ１によりＴＤ６を介して設定された電流値のドレイン電流が流れる。従って、ＴＤ５のゲート−ソース間電圧は、そのドレイン電流に対応する電圧ＶＧ１になる。即ち、ＴＤ５のソース電位Ｖ（ＮＰ１）は、ＴＤ５のゲート電位ＶＣＰよりＶＧ１の絶対値だけ高くなる。このように第１のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１によれば、比較用電圧ＶＣＰの電圧レベルをＶＧ１の絶対値だけ高くして、第１の差動対トランジスターＴＤ１のゲートに出力することができる。
【０１０６】
同様に、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２の第４のトランジスターＴＤ８には、電流源ＩＳ１によりＴＤ９を介して設定された電流値のドレイン電流が流れる。従って、ＴＤ８のゲート−ソース間電圧は、そのドレイン電流に対応する電圧ＶＧ２になる。即ち、ＴＤ８のソース電位Ｖ（ＮＰ２）は、ＴＤ８のゲート電位ＶＣＰよりＶＧ２の絶対値だけ高くなる。このように第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ２によれば、参照電圧ＶＲＥＦの電圧レベルをＶＧ２の絶対値だけ高くして、第２の差動対トランジスターＴＤ２のゲートに出力することができる。なお、ＴＤ５とＴＤ８のゲート長、ゲート幅、しきい値電圧が同一であればＶＧ１＝ＶＧ２となり、第１、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１、ＬＳＨＴ２は同じ電圧値のレベルシフトを行う。
【０１０７】
第１、第２のレベルシフト回路ＬＳＨＴ１、ＬＳＨＴ２により、比較用電圧ＶＣＰ及び参照電圧ＶＲＥＦの電圧レベルを高くすることで、差動増幅回路ＤＦＡＭＰの差動対トランジスターＴＤ１、ＴＤ２のゲートに入力される電圧を高くすることができる。こうすることで、差動増幅回路ＤＦＡＭＰの出力である制御信号ＳＣの電圧を高くすることができる。従って、例えば図１３（Ｂ）において、ＶＡがかなり低い（例えば数１００ｍＶ以上低い）場合であっても、制御信号生成回路２４０の第２の構成例（図１５）を用いることで、制御信号ＳＣの電圧を高くすることができるから、ＶＰ、ＶＭの振幅を適正な値に設定することができる。制御信号ＳＣの電圧が低い場合には、図１６に示す制御回路２１０のトランジスターＴＡ２のソース−ドレイン間電圧が十分に確保されず、ＶＰ、ＶＭの振幅を適正に制御することが難しくなるからである。
【０１０８】
以上説明したように、本実施形態の制御信号生成回路２４０によれば、ＶＰ又はＶＭの振幅に基づいて制御信号ＳＣを生成することができる。具体的には、ＶＰ、ＶＭの振幅が大きくなると制御信号ＳＣの電圧レベルを高くし、ＶＰ、ＶＭの振幅が小さくなると制御信号ＳＣの電圧レベルを低くする。そして以下に説明する制御回路２１０により、制御信号ＳＣに基づいてＶＰ、ＶＭの振幅を制御することができる。
【０１０９】
４．制御回路
図１６に、本実施形態の制御回路２１０の構成例を示す。本構成例の制御回路２１０は、駆動回路２２０、抵抗回路ＲＡ及び第１、第２のトランジスターＴＡ１、ＴＡ２を含む。なお、本実施形態の制御回路２１０は図１６の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素に置き換えたり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【０１１０】
駆動回路２２０は、第１の電源電圧ＶＰが出力されるノード及び第２の電源電圧ＶＭが出力されるノードのいずれか一方のノードである第１の電圧出力ノードＮ１に接続される。駆動回路２２０は、第１の電源電圧ＶＰが出力されるノード及び第２の電源電圧ＶＭが出力されるノードのうちの第１の電圧出力ノードＮ１と異なるノードである第２の電圧出力ノードＮ２の電圧とに基づいて、第１の電圧出力ノードＮ１を駆動する。
【０１１１】
駆動回路２２０は、例えば駆動用トランジスターＴＤＡを含み、駆動用トランジスターＴＤＡは、Ｎ型トランジスターであって、ドレインが第１の電圧出力ノードＮ１に接続され、ゲートがノードＮＤに接続され、ソースが第２の直流電源ノードＶＳＳに接続される。制御回路２１０は、制御信号ＳＣに基づいて、駆動用トランジスターＴＤＡの動作バイアス点を可変に設定する。
【０１１２】
抵抗回路ＲＡは、第２の電圧出力ノードＮ２とノードＮＤとの間に設けられる。抵抗回路ＲＡは、例えば図１６に示すように、Ｐ型トランジスターＴＡ３で構成することができる。或いは、ポリシリコン薄膜を用いた受動抵抗素子で構成することもできる。
【０１１３】
第１のトランジスターＴＡ１は、ドレインがノードＮＤに接続され、ゲートに制御信号ＳＣが入力され、ソースが第２の直流電源ノードＶＳＳに接続される。
【０１１４】
第２のトランジスターＴＡ２は、ドレインとゲートとが共通接続されて制御信号ＳＣが入力され、ソースが第２の直流電源ノードＶＳＳに接続される。第１、第２のトランジスターＴＡ１、ＴＡ２はカレントミラー回路を構成する。
【０１１５】
制御回路２１０は、ノードＮＤと第２の直流電源ノードＶＳＳとの間に設けられ、ノードＮＤの電圧変化を抑制する電圧変化抑制回路ＶＳＰをさらに含んでもよい。電圧変化抑制回路ＶＳＰは、例えば図１６に示すように、ドレインとゲートとを共通接続したＮ型トランジスターＴＡ４で構成することができる。また、図１６では所定電圧ノードとして第２の直流電源ノードＶＳＳを用いているが、他の電圧のノードであってもよい。
【０１１６】
制御回路２１０は、以下のように動作する。制御信号ＳＣにより、トランジスターＴＡ２に電流ＩＡが流れる。この実施形態では制御信号ＳＣは電流と考えたほうが理解しやすい。この電流値をｉａとする。トランジスターＴＡ１、ＴＡ２はカレントミラー回路を構成するから、ＴＡ１にも同じ電流値ｉａの電流が流れる。ＴＡ１を流れる電流は、抵抗回路ＲＡを介して、ＶＰが出力されるノード（広義には第２の電圧出力ノードＮ２）から供給される。抵抗回路ＲＡを流れる電流によって電圧降下が生じるから、ＲＡの抵抗値をｒａとすると、ノードＮＤの電圧はＶＰ−ｉａ×ｒａとなる。
【０１１７】
上述したように、ＶＰは基準電圧ＶＲ１を基準として周期的に電圧が変化する。例えばＶＰが正弦波である場合には、ＶＰを時間の関数としてＶＰ＝ＡＰ×ｓｉｎ（ωｔ）＋ＶＲ１と表すことができる。ここでωはＶＰの角周波数、ＡＰは振幅である。この式を用いると、ノードＮＤの電圧Ｖ（ＮＤ）は、Ｖ（ＮＤ）＝ＡＰ×ｓｉｎ（ωｔ）＋ＶＲ１−ｉａ×ｒａとなる。
【０１１８】
駆動用トランジスターＴＤＡのゲートにはＶ（ＮＤ）が印加されるから、ＴＤＡのゲートにはＶＲ１−ｉａ×ｒａを中心としてＶＰと同一周期で同一位相の正弦波電圧が印加される。駆動用トランジスターＴＤＡはＮ型トランジスターであるから、Ｖ（ＮＤ）が増加する期間にはＴＤＡを流れる電流は増加し、Ｖ（ＮＤ）が減少する期間にはＴＤＡを流れる電流は減少する。このＴＤＡの動作によって、Ｖ（ＮＤ）が増加する期間にはＶＭが出力されるノード（広義には第１の電圧出力ノードＮ１）の電圧が低下し、Ｖ（ＮＤ）が減少する期間にはＶＭが出力されるノードの電圧が上昇する。即ち、駆動トランジスターＴＤＡは、ＶＭがＶＰと同一周期で逆位相の電圧になるように駆動する。このように駆動回路２２０は、第１の電圧出力ノードＮ１が第２の電源電圧ＶＭが出力されるノードである場合には、第２の期間（図６のＴ２）において、第２の電源電圧ＶＭを降下させる駆動を行う。
【０１１９】
上記の電圧ＶＲ１−ｉａ×ｒａは、駆動用トランジスターＴＤＡの動作バイアス電圧（動作バイアス点を与えるゲート電圧）である。即ち、電流値ｉａを変化させることで、ＴＤＡの動作バイアス点を変化させることができる。例えば電流値ｉａが増加すると、動作バイアス点が低くなり、ＴＤＡの電流変化が小さくなる。その結果、ＴＤＡの駆動能力が低下するから、ＶＭの電圧変化が小さくなりＶＭの振幅が減少する。ＶＭの振幅が小さくなることで、共振回路１２０の第１のコイルＬ１に発生するＶＰの振幅も小さくなる。反対に電流値ｉａが減少すると、動作バイアス点が高くなり、ＴＤＡの電流変化が大きくなる。その結果、ＴＤＡの駆動能力が上昇するから、ＶＭの電圧変化が大きくなり、ＶＭの振幅が大きくなり、ＶＰの振幅も増大する。このように制御信号ＳＣに基づいて電流値ｉａを変化させることにより、ＶＰ、ＶＭの振幅を可変に制御することができる。
【０１２０】
電圧変化抑制回路ＶＳＰは、ノードＮＤの電圧Ｖ（ＮＤ）が過剰に高くなることを防止する。Ｖ（ＮＤ）が過剰に高くなると、駆動トランジスターＴＤＡのゲート電圧（動作バイアス点）が過剰に高くなり、その結果ＶＰ、ＶＭの振幅が過剰に大きくなる。例えば図１６に示す電圧変化抑制回路ＶＳＰでは、Ｖ（ＮＤ）がトランジスターＴＡ４のしきい値電圧を越えた場合にドレイン電流が流れることで、Ｖ（ＮＤ）が過剰に高い電圧になることを防止できる。
【０１２１】
図１７に、制御回路２１０（図１６）における制御信号ＳＣとＶＰ、ＶＭの振幅との関係の一例を示す。図１７には、制御信号ＳＣによる電流ＩＡを徐々に増加させていく場合のＶＰ、ＶＭの極大値及び極小値の変化を示す。上述したように、電流ＩＡの電流値が増加すると、駆動回路２２０の駆動能力が低下するから、ＶＭの振幅が減少し、それに伴ってＶＰの振幅も小さくなる。そして図１７のＣ１に示すように、ある電流値においてＶＰの極小値とＶＭの極大値との電圧差ΔＶが０Ｖになる。このようにＩＡの電流値を変化させることでＶＰ、ＶＭの振幅を可変に制御することができるから、電圧差ΔＶを０Ｖに近づける制御を行うことができる。
【０１２２】
以上説明したように、本実施形態の電源回路２００によれば、負荷変動等によりＶＰ、ＶＭの振幅が適正な値より大きくなると、制御信号生成回路２４０が制御信号ＳＣの電圧レベルを高くし、反対にＶＰ、ＶＭの振幅が適正な値より小さくなると、制御信号ＳＣの電圧レベルを低くする。即ち、ＶＰ、ＶＭの振幅が適正な値から変化すると、制御信号ＳＣ（電流ＩＡ）がその変化を打ち消すように変化する。そして制御回路２１０が制御信号ＳＣに基づいてＶＰ、ＶＭの振幅を制御することで、ＶＰ、ＶＭの振幅を適正な値に戻すことができる。その結果、断熱的回路３００において安定な断熱的回路動作を実現することができるから、回路装置の消費電力を低く抑えることが可能になる。
【０１２３】
５．電子機器
図１８に、本実施形態の回路装置を含む電子機器の構成例を示す。この電子機器は、集積回路装置４００、マイクロコントローラー４１０（ホスト、回路装置）、アンテナ４３０、センサー４４０、検出回路４５０、Ａ／Ｄ変換器４６０（Ａ／Ｄ変換回路）、記憶部４７０、操作部４８０を含む。本実施形態の電子機器の適用例としては、例えば、温度・湿度計、脈拍計、歩数計等を想定できる。
【０１２４】
センサー４４０は、例えば温度センサー、湿度センサー、ジャイロセンサー、加速度センサー、フォトセンサー、圧力センサー等の電子機器の用途に応じたセンサーで構成される。検出回路４５０は、センサー４４０からの出力信号（センサー信号）を増幅し、フィルターによりノイズを除去する。Ａ／Ｄ変換器４６０は、増幅された信号をデジタル信号に変換して集積回路装置４００へ出力する。集積回路装置４００は、センサー４４０からの出力信号を処理し、処理後の信号をアンテナ４３０から無線送信する。マイクロコントローラー４１０は、断熱的回路等で構成され、デジタル信号処理を行ったり、記憶部４７０に記憶された設定情報や操作部４８０からの信号に基づいて電子機器の制御処理を行う。記憶部４７０は、例えばフラッシュメモリーなどで構成され、設定情報や検出したデータ等を記憶する。操作部４８０は、例えばキーパッド等で構成され、ユーザーが電子機器を操作するために用いられる。
【０１２５】
本実施形態の回路装置を含む電子機器によれば、断熱的回路を含まない電子機器と比べて、消費電力を低く抑えることが可能になるから、電池で駆動される携帯機器などの場合に電池の消耗を低減することなどが可能になる。
【０１２６】
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項及び効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例は全て本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義又は同義な異なる用語（第１の直流電源電圧、第２の直流電源電圧等）と共に記載された用語（ＶＤＤ、ＶＳＳ等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また回路装置、電子機器等の構成、動作も本実施形態で説明したものに限定に限定されず、種々の変形実施が可能である。
【符号の説明】
【０１２７】
１００ 電圧出力回路、１１０ 基準電圧生成回路、１２０ 共振回路、
２００ 電源回路、２１０ 制御回路、２２０ 駆動回路、２４０ 制御信号生成回路、
３００ 断熱的回路、４００ 集積回路装置、４１０ マイクロコントローラー、
４３０ アンテナ、４４０ センサー、４５０ 検出回路、４６０ Ａ／Ｄ変換器、
４７０ 記憶部、４８０ 操作部、
ＳＣ 制御信号、ＶＰ 第１の電源電圧、ＶＭ 第２の電源電圧、
ＶＤＤ 第１の直流電源電圧、ＶＳＳ 第２の直流電源電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第１の電源電圧と、第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第２の電源電圧とを出力する電圧出力回路と、
制御信号に基づいて前記電圧出力回路を制御する制御回路と、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅に応じて変化する前記制御信号を生成して前記制御回路に出力する制御信号生成回路とを含み、
前記制御回路は、
前記制御信号に基づいて、前記電圧出力回路から出力される前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の振幅を可変に制御することを特徴とする電源回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記制御信号生成回路は、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅が小さくなるほど、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の振幅を大きくする前記制御信号を生成することを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項１又は２において、
前記制御信号生成回路は、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅を検出する振幅検出回路を含み、
前記制御信号生成回路は、
前記振幅検出回路の検出結果に基づいて、前記制御信号を生成することを特徴とする電源回路。
【請求項４】
請求項３において、
前記振幅検出回路は、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方の整流を行う整流回路であることを特徴とする電源回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記整流回路は、
非反転入力ノードに所定の直流電圧が入力され、反転入力ノードに前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方に基づく電圧が入力される第１の演算増幅器と、
前記第１の演算増幅器の出力ノードと前記反転入力ノードとの間に設けられる第１のダイオード素子と、
前記第１の演算増幅器の前記出力ノードと前記反転入力ノードとの間に設けられる第２のダイオード素子と、
非反転入力ノードが前記第１の演算増幅器の前記反転入力ノードに接続され、反転入力ノードに、前記第１の演算増幅器の出力電圧と、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方とに基づく電圧が入力される第２の演算増幅器とを含むことを特徴とする電源回路。
【請求項６】
請求項３乃至５のいずれかにおいて、
前記制御信号生成回路は、
前記振幅検出回路の出力を比較用電圧に変換する変換回路と、
前記比較用電圧と参照電圧とが入力され、前記制御信号を出力する差動増幅回路とを含むことを特徴とする電源回路。
【請求項７】
請求項６において、
前記変換回路は、抵抗素子とキャパシターとを有する平滑回路であることを特徴とする電源回路。
【請求項８】
請求項６又は７において、
前記制御信号生成回路は、
前記比較用電圧の電圧レベルを変化させて、前記差動増幅回路の差動対を構成する第１の差動対トランジスターのゲートに出力する第１のレベルシフト回路を含むことを特徴とする電源回路。
【請求項９】
請求項８において、
前記制御信号生成回路は、
前記参照電圧の電圧レベルを変化させて、前記差動増幅回路の前記差動対を構成する第２の差動対トランジスターのゲートに出力する第２のレベルシフト回路を含むことを特徴とする電源回路。
【請求項１０】
請求項９において、
前記第１のレベルシフト回路は、
第１の直流電源ノードと第１のノードとの間に設けられる第１の電流源と、
ソースが前記第１のノードに接続され、ゲートとドレインが第１の出力ノードに共通接続される第１のトランジスターと、
ソースが前記出力ノードに接続され、ゲートに前記比較用電圧が入力され、ドレインが第２のノードに接続される第２のトランジスターと、
前記第２のノードと第２の直流電源ノードとの間に設けられる第２の電流源とを含み、
前記第２のレベルシフト回路は、
ソースが前記第１のノードに接続され、ゲートとドレインが第２の出力ノードに共通接続される第３のトランジスターと、
ソースが前記第２の出力ノードに接続され、ゲートに前記参照電圧が入力され、ドレインが第３のノードに接続される第４のトランジスターと、
前記第３のノードと前記第２の直流電源ノードとの間に設けられる第３の電流源とを含むことを特徴とする電源回路。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれかにおいて、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧は、
前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧との電圧差が小さくなっていく第１の期間と、前記電圧差が大きくなっていく第２の期間とを繰り返し、
前記第２の電源電圧は、
前記第１の電源電圧の第１極大値と、前記第１極大値に続く第２極大値との間の期間に極大値となり、
前記第１の電源電圧の第１極小値と、前記第１極小値に続く第２極小値との間の期間に極小値となることを特徴とする電源回路。
【請求項１２】
請求項１乃至１１のいずれかにおいて、
前記制御回路は、
前記第１の電源電圧が出力されるノード及び前記第２の電源電圧が出力されるノードのいずれか一方のノードである第１の電圧出力ノードに接続される駆動回路を含み、
前記駆動回路は、
前記制御信号と、前記第１の電源電圧が出力されるノード及び前記第２の電源電圧が出力されるノードのうちの前記第１の電圧出力ノードと異なるノードである第２の電圧出力ノードの電圧とに基づいて、前記第１の電圧出力ノードを駆動することを特徴とする電源回路。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のいずれかにおいて、
前記電圧出力回路は、
第１のコイルと、前記第１のコイルとコアを共有する第２のコイルとを有するコイル部と、
キャパシターとを含み、
前記電圧出力回路は、前記コイル部と前記キャパシターとの共振により、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧を出力することを特徴とする電源回路。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のいずれかに記載の電源回路と、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧が供給されて断熱的回路動作を行う断熱的回路とを含むことを特徴とする回路装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
【請求項１】
第１の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第１の電源電圧と、第２の基準電圧を基準として電圧が周期的に変化する、断熱的回路動作用の第２の電源電圧とを出力する電圧出力回路と、
制御信号に基づいて前記電圧出力回路を制御する制御回路と、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅に応じて変化する前記制御信号を生成して前記制御回路に出力する制御信号生成回路とを含み、
前記制御回路は、
前記制御信号に基づいて、前記電圧出力回路から出力される前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の振幅を可変に制御することを特徴とする電源回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記制御信号生成回路は、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅が小さくなるほど、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の振幅を大きくする前記制御信号を生成することを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項１又は２において、
前記制御信号生成回路は、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧の少なくとも一方の振幅を検出する振幅検出回路を含み、
前記制御信号生成回路は、
前記振幅検出回路の検出結果に基づいて、前記制御信号を生成することを特徴とする電源回路。
【請求項４】
請求項３において、
前記振幅検出回路は、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方の整流を行う整流回路であることを特徴とする電源回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記整流回路は、
非反転入力ノードに所定の直流電圧が入力され、反転入力ノードに前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方に基づく電圧が入力される第１の演算増幅器と、
前記第１の演算増幅器の出力ノードと前記反転入力ノードとの間に設けられる第１のダイオード素子と、
前記第１の演算増幅器の前記出力ノードと前記反転入力ノードとの間に設けられる第２のダイオード素子と、
非反転入力ノードが前記第１の演算増幅器の前記反転入力ノードに接続され、反転入力ノードに、前記第１の演算増幅器の出力電圧と、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧のいずれか一方とに基づく電圧が入力される第２の演算増幅器とを含むことを特徴とする電源回路。
【請求項６】
請求項３乃至５のいずれかにおいて、
前記制御信号生成回路は、
前記振幅検出回路の出力を比較用電圧に変換する変換回路と、
前記比較用電圧と参照電圧とが入力され、前記制御信号を出力する差動増幅回路とを含むことを特徴とする電源回路。
【請求項７】
請求項６において、
前記変換回路は、抵抗素子とキャパシターとを有する平滑回路であることを特徴とする電源回路。
【請求項８】
請求項６又は７において、
前記制御信号生成回路は、
前記比較用電圧の電圧レベルを変化させて、前記差動増幅回路の差動対を構成する第１の差動対トランジスターのゲートに出力する第１のレベルシフト回路を含むことを特徴とする電源回路。
【請求項９】
請求項８において、
前記制御信号生成回路は、
前記参照電圧の電圧レベルを変化させて、前記差動増幅回路の前記差動対を構成する第２の差動対トランジスターのゲートに出力する第２のレベルシフト回路を含むことを特徴とする電源回路。
【請求項１０】
請求項９において、
前記第１のレベルシフト回路は、
第１の直流電源ノードと第１のノードとの間に設けられる第１の電流源と、
ソースが前記第１のノードに接続され、ゲートとドレインが第１の出力ノードに共通接続される第１のトランジスターと、
ソースが前記出力ノードに接続され、ゲートに前記比較用電圧が入力され、ドレインが第２のノードに接続される第２のトランジスターと、
前記第２のノードと第２の直流電源ノードとの間に設けられる第２の電流源とを含み、
前記第２のレベルシフト回路は、
ソースが前記第１のノードに接続され、ゲートとドレインが第２の出力ノードに共通接続される第３のトランジスターと、
ソースが前記第２の出力ノードに接続され、ゲートに前記参照電圧が入力され、ドレインが第３のノードに接続される第４のトランジスターと、
前記第３のノードと前記第２の直流電源ノードとの間に設けられる第３の電流源とを含むことを特徴とする電源回路。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれかにおいて、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧は、
前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧との電圧差が小さくなっていく第１の期間と、前記電圧差が大きくなっていく第２の期間とを繰り返し、
前記第２の電源電圧は、
前記第１の電源電圧の第１極大値と、前記第１極大値に続く第２極大値との間の期間に極大値となり、
前記第１の電源電圧の第１極小値と、前記第１極小値に続く第２極小値との間の期間に極小値となることを特徴とする電源回路。
【請求項１２】
請求項１乃至１１のいずれかにおいて、
前記制御回路は、
前記第１の電源電圧が出力されるノード及び前記第２の電源電圧が出力されるノードのいずれか一方のノードである第１の電圧出力ノードに接続される駆動回路を含み、
前記駆動回路は、
前記制御信号と、前記第１の電源電圧が出力されるノード及び前記第２の電源電圧が出力されるノードのうちの前記第１の電圧出力ノードと異なるノードである第２の電圧出力ノードの電圧とに基づいて、前記第１の電圧出力ノードを駆動することを特徴とする電源回路。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のいずれかにおいて、
前記電圧出力回路は、
第１のコイルと、前記第１のコイルとコアを共有する第２のコイルとを有するコイル部と、
キャパシターとを含み、
前記電圧出力回路は、前記コイル部と前記キャパシターとの共振により、前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧を出力することを特徴とする電源回路。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のいずれかに記載の電源回路と、
前記第１の電源電圧及び前記第２の電源電圧が供給されて断熱的回路動作を行う断熱的回路とを含むことを特徴とする回路装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
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【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１３−３１０４３（Ｐ２０１３−３１０４３Ａ）
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６６４３１（Ｐ２０１１−１６６４３１）
【出願日】平成２３年７月２９日（２０１１．７．２９）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２９日（２０１１．７．２９）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
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