電磁負荷制御装置
【課題】放電手段を備えた電磁負荷制御装置において、放電手段を低コストで構成し、かつ過電流によって破損させないようにする。
【解決手段】本発明に係る電磁負荷制御装置が備える放電装置は、放電電流を電源側に帰還させるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える放電緩和素子を有しており、放電電流が放電緩和素子を流れるとスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えて放電電流を電源側へ間欠的に帰還させるように構成されている。
【解決手段】本発明に係る電磁負荷制御装置が備える放電装置は、放電電流を電源側に帰還させるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える放電緩和素子を有しており、放電電流が放電緩和素子を流れるとスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えて放電電流を電源側へ間欠的に帰還させるように構成されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁負荷に供給する電流を制御する装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等の内燃機関制御装置において、燃費や出力向上の目的で、気筒内に直接燃料を噴射するインジェクタが用いられている。このような気筒内直接噴射型インジェクタは、従来の方式と比べ、高圧に加圧した燃料を使用するインジェクタの開弁動作のために、多くのエネルギーを必要とする。また、制御性能（応答性）の向上や高回転（高速度制御）へ対応するために、短時間にこのエネルギーをインジェクタに供給する必要がある。
【０００３】
このようなインジェクタを駆動する回路は、昇圧回路を用いてバッテリー電圧よりも高い電圧を生成し、そこに接続されたスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。昇圧電圧を用いて電流を流して短時間に大電流を通電させることによりインジェクタを駆動し、高圧な筒内直接噴射を実現することができる。
【０００４】
下記特許文献１には、インジェクタに大電流を供給する電磁負荷制御装置の構成と動作例が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１１５８４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記特許文献１に記載されている技術では、昇圧効率をなるべく良くするため、インジェクタに流れる負荷電流を昇圧回路に還流させている。また、過昇圧を防止するための放電手段を設けておき、昇圧電圧が閾値以上となったときに放電して昇圧電圧を降下させている。
【０００７】
このとき、放電手段に流れる放電電流を制限するものは、放電手段の抵抗成分のみとなる。そのため、放電手段の定格電流を超えた過大な放電電流が流れ、放電手段を破壊する可能性がある。そのため、放電手段は過電流によって破壊されないように電流容量が大きい部品を用いる必要があり、素子が大型化して部品のコストが高くなる傾向にある。
【０００８】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、放電手段を備えた電磁負荷制御装置において、放電手段を低コストで構成し、かつ過電流によって破損させないようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電磁負荷制御装置が備える放電装置は、放電電流を電源側に帰還させるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える放電緩和素子を有しており、放電電流が放電緩和素子を流れるとスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えて放電電流を電源側へ間欠的に帰還させるように構成されている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係る電磁負荷制御装置によれば、放電電流を間欠的に帰還させることにより、放電装置の電流容量を大きくすることなく、放電装置が過電流によって破損する可能性を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施形態１に係る電磁負荷制御装置の回路図である。
【図２】定電圧回路２００の詳細を示す図である。
【図３】実施形態１に係る電磁負荷制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】実施形態２に係る電磁負荷制御装置の回路図である。
【図５】実施形態３に係る電磁負荷制御装置の回路図である。
【図６】抵抗２０４を流れる駆動信号と放電電流１２３の関係を示す図である。
【図７】実施形態４に係る電磁負荷制御装置の放電電流とＦＥＴ２０３の駆動電流の間の関係を示す図である。
【図８】特許文献１に記載されている電磁負荷制御装置の回路構成を示す図である。
【図９】図８に示す電磁負荷制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
＜従来の電磁負荷制御装置＞
本発明の実施形態を説明する前に、比較のため、特許文献１に記載されている電磁負荷制御装置の回路構成および動作を説明する。その後、本発明の実施形態に係る電磁負荷制御装置について説明する。
【００１３】
図８は、特許文献１に記載されている電磁負荷制御装置の回路構成を示す図である。図８に示す電磁負荷制御装置は、インジェクタに供給する電流を通電制御する装置である。図８に示す装置は、昇圧回路を用いてバッテリー電圧よりも高い電圧を生成し、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動してその昇圧電圧を通電制御する。これにより、昇圧電圧を用いて電流を流してインジェクタを駆動し、短時間に大電流を通電させて、圧力の高い筒内直接噴射を実現している。
【００１４】
図８に示す電磁負荷制御装置は、バッテリー１０１、電流検出器１０４、電流検出抵抗１０６、昇圧コイル１０７、昇圧用スイッチング素子１０９、昇圧制御部１１１、昇圧用ダイオード１１２、放電手段１１３、昇圧用キャパシタ１１４、過電圧制御部１１６、電圧検出器１１８を備える。これらの構成は、バッテリー１０１が供給する電圧を昇圧して後述するＶＨハイサイドスイッチング素子１４０に昇圧電圧１１７として供給するためのものである。
【００１５】
昇圧コイル１０７、昇圧用スイッチング素子１０９、昇圧用キャパシタ１１４は、本発明における昇圧回路に相当する。
【００１６】
バッテリー１０１、電流検出抵抗１０６、昇圧用キャパシタ１１４は、アース１００に接続されている。
【００１７】
バッテリー１０１は、バッテリー電圧１０２を昇圧コイル１０７および後述するＶＢハイサイドスイッチング素子１４６に供給する。昇圧制御部１１１は、昇圧用スイッチング素子１０９に昇圧スイッチング信号１１０を出力して昇圧用スイッチング素子１０９をＯＮ／ＯＦＦ制御し、バッテリー電圧１０２を昇圧する動作を制御する。電流検出器１０４は、昇圧用スイッチング素子１０９を流れる充電電流１０８を、電流検出抵抗１０６の両端電位差１２０に基づき検出し、検出結果を昇圧制御部１１１に出力する。
【００１８】
放電手段１１３は、放電によって昇圧電圧１１７を降下させる装置であり、昇圧用ダイオード１１２に並列接続されている。過電圧制御部１１６は、放電手段１１３に過電圧放電制御信号１２１を出力して放電手段１１３をＯＮ／ＯＦＦ制御する。昇圧用キャパシタ１１４は、昇圧電圧１１７に基づき電荷を充電する。電圧検出器１１８は、昇圧電圧１１７を検出する。昇圧電圧１１７が低下したときは昇圧低下検出信号１０５を昇圧制御部１１１に出力し、昇圧電圧１１７が過電圧となったときは過電圧検出信号１１９を過電圧制御部１１６に出力する。
【００１９】
図８に示す電磁負荷制御装置はさらに、インジェクタドライバ制御部１３０、ＶＨドライバ駆動部１３４、ＶＢドライバ駆動部１３５、ロウサイドドライバ駆動部１３６、ＶＨハイサイドスイッチング素子１４０、ＶＨハイサイド逆流防止ダイオード１４１、インジェクタ負荷１４２、ロウサイドスイッチング素子１４３、ＶＢハイサイド逆流防止ダイオード１４５、ＶＢハイサイドスイッチング素子１４６、還流ダイオード１４７および１７８を備える。
【００２０】
ＶＨドライバ駆動部１３４は、インジェクタドライバ制御部１３０が出力するＶＨハイサイド制御信号１３１にしたがってＶＨハイサイド駆動信号１３７を出力し、ＶＨハイサイドスイッチング素子１４０を駆動制御する。ＶＢドライバ駆動部１３５は、インジェクタドライバ制御部１３０が出力するＶＢハイサイド制御信号１３２にしたがってＶＢハイサイド駆動信号１３８を出力し、ＶＢハイサイドスイッチング素子１４６を駆動制御する。ロウサイドドライバ駆動部１３６は、インジェクタドライバ制御部１３０が出力するロウサイド制御信号１３３にしたがってロウサイド駆動信号１３９を出力し、ロウサイドスイッチング素子１４３を駆動制御する。還流ダイオード１４７は、インジェクタ負荷１４２による逆起電力を昇圧側に還流させる。
【００２１】
図９は、図８に示す電磁負荷制御装置の動作を示すタイミングチャートである。以下図９を用いて、図８に示す電磁負荷制御装置の動作を説明する。
【００２２】
バッテリー電圧１０１が供給されると、電磁負荷制御装置が動作を開始する。昇圧スイッチング素子１０９がＯＮ／ＯＦＦすることによって、昇圧電圧１１７が生成される。昇圧電圧１１７は、図９中に示す電圧１１７ｄまで昇圧される。
【００２３】
図９に示すタイミング１２５でインジェクタ負荷１４２に負荷電流が供給され、インジェクタ負荷１４２の駆動が開始される。インジェクタドライバ駆動部１３０は、ＶＨハイサイド駆動信号１３１、ＶＢハイサイド駆動信号１３２、ロウサイド駆動信号１３３を出力する。これに応じてＶＨ、ＶＢ、ロウサイドの各スイッチング素子１４０、１４６、１４３はそれぞれＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、負荷駆動電流１４４をインジェクタ負荷１４２に供給する。
【００２４】
ＶＨハイサイド制御信号１３１によってＶＨハイサイドスイッチング素子１４０がＯＮし、昇圧用キャパシタ１１４にチャージされた電荷により昇圧電圧１１７と電流がインジェクタ負荷１４２に供給される。このとき、昇圧電圧１１７は図９に示すように次第に降下する。昇圧電圧１１７が所定の閾値１１７ａ未満まで低下すると、電圧検出器１１８がこれを検出し、電圧低下検出信号１０５を昇圧制御部１１１に出力する。昇圧制御部１１１は、昇圧スイッチング信号１１０を出力し、昇圧スイッチング素子１０９をＯＮ／ＯＦＦさせる。
【００２５】
電流検出抵抗１０６は、昇圧スイッチング素子１０９がＯＮになっている期間に流れる充電電流１０８を検出する。充電電流１０８が所定の充電電流閾値１０８ａに達すると、充電電流検出信号１２０が所定の閾値１２０ａに到達する。昇圧制御部１１１は、この時点で昇圧スイッチング素子１０９をＯＦＦする。この時、充電電流１０８は昇圧ダイオード１１２を介して昇圧キャパシタ１１４にチャージされ、これにより昇圧電圧１１７は所定の昇圧電圧レベル１１７ｄまで改めて昇圧される。
【００２６】
その後、図９に示すタイミング１２６でインジェクタ負荷１４２の駆動が終了すると、ロウサイドスイッチング素子１４３がＯＦＦする。これにより、負荷駆動電流１４４が逆起電流となって、還流ダイオード１４７を介して昇圧側へ還流される。このとき、還流電流が昇圧用キャパシタ１１４に充電され、昇圧電圧１１７が上昇する。
【００２７】
還流電流によって昇圧電圧１１７が上昇し続け、所定の電圧閾値１１７ｂを超えたとき、電圧検出器１１８はこれを検出し、過電圧検出信号１１９を過電圧制御部１１６に出力する。過電圧制御部１１６は、過電圧検出信号１１９に応じて過電圧放電制御信号１１５を放電手段１１３に出力する。放電手段１１３は過電圧放電制御信号１１５にしたがってＯＮとなり、放電手段１１３に放電電流１２３が流れて放電が生じる。これにともない、昇圧電圧１１７は低下する。このとき、昇圧スイッチング素子１０９はＯＦＦしており、放電電流１２３はバッテリー１０１に流れる。
【００２８】
昇圧電圧１１７が所定電圧１１７ｃ未満まで低下すると、電圧検出器１１８はこれを検出し、過電圧検出信号１１９をロウレベルに変更する。これにともない放電手段１１３はＯＦＦとなり、放電動作が停止する。これにより、昇圧電圧１１７の過昇圧を防止し、過昇圧による回路部品の破損を防止している。
【００２９】
ここで、上記放電動作において、放電手段１１３は、昇圧電圧１１７が所定電圧閾値１１７ｂ以上になるとＯＮし、１１７ｃ未満になるまでＯＮし続けることになる。放電電流１２３は、昇圧電圧１１７とバッテリー電圧１０２との電位差、および放電手段１１３の抵抗成分とで決まる値となる。昇圧電圧１１７が所定の閾値１１７ｂ以上となっている期間、この放電電流が流れ続ける。
【００３０】
このとき、放電電流１２３を制限するものは、放電手段１１３の抵抗成分のみとなるので、放電手段１１３に許容されている定格電流を超えた放電電流１２３が流れる可能性がある。この過大な放電電流１２３によって放電手段１１３が破損するおそれがある。
【００３１】
＜放電電流の計算例＞
放電手段１１３として、Ｐ型ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いた場合の放電電流について、以下に計算例を説明する。
【００３２】
昇圧電圧１１７は、通常はインジェクタ駆動素子の素子耐圧を超えない領域で設定されている。電圧閾値１１７ｂ＝８０Ｖとした場合、過電圧検出信号１１９が放電出力信号を出力している間、放電手段１１３は、電圧閾値１１７ｂとバッテリー電圧１０２の間の電位差を放電する。放電電流１２３は、回路の配線パターンの抵抗をＲとした場合、下記式（１）で表すことができる。
放電電流１２３＝（８０Ｖ−ＶＢ）／（Ｒ＋ＲＤＳＯＮ） ・・・（１）
ただし、
ＶＢ：バッテリー電圧（通常は１４Ｖ）
ＲＤＳＯＮ：放電手段１１３のオン抵抗
【００３３】
回路の配線パターンの抵抗Ｒは、下記式（２）で表すことができる。
配線パターン抵抗Ｒ＝ρ・Ｌ／Ａ ・・・（２）
ただし、
ρ：電気抵抗率：１．６８×１０−８（Ω・ｍ）
Ｌ：パターン長
Ａ：パターン断面積（＝パターン幅×めっき厚）
【００３４】
プリント基板の銅箔の体積にも依存するが、パターン幅＝１０ｍｍ、銅めっき厚＝３５μｍ、パターン長Ｌ＝１０ｃｍとした場合、上記式（２）より、配線パターン抵抗Ｒ＝４．８ｍΩとなる。
【００３５】
放電手段１１３のオン抵抗ＲＤＳＯＮ＝２００ｍΩとすると、放電電流１２３は、上記式（１）より、下記式（３）のように計算することができる。
放電電流１２３＝（８０−１４）Ｖ／２０４．８ｍΩ＝３２２Ａ ・・・（３）
この過大な放電電流１２３に耐えるため、放電手段１１３が備える回路素子は形状がおおきく、コスト高となる傾向がある。
【００３６】
＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施形態１に係る電磁負荷制御装置の回路図である。図１に示す回路は、図８で説明した従来の回路構成とは異なり、放電手段として定電圧回路２００を設けた。その他の回路構成は図８と同様である。
【００３７】
図２は、定電圧回路２００の詳細を示す図である。定電圧回路２００は、定電圧ダイオード２０１、抵抗２０２、ＦＥＴ２０３を備える。
【００３８】
定電圧ダイオード２０１は、定電圧特性（ツェナー電圧）Ｖｚを有する。定電圧ダイオード２０１の一端は接地され、他端はＦＥＴ２０３のゲート端子（ＯＮ／ＯＦＦ制御端子）と昇圧用ダイオード１１２のカソードに接続されている。電圧１１７の上昇に伴い定電圧ダイオード２０１に電流Ｉｚが流れ始め、このＩｚと抵抗２０２によって発生する電位差がＦＥＴのゲートＯＮ電圧ＶｇｓとなるとＦＥＴ２０３のゲート端子がＯＮになってＦＥＴ２０３が導通する。
【００３９】
ＦＥＴ２０３は、昇圧用ダイオード１１２と並列に接続されており、定電圧ダイオード２０１がゲート端子をＯＮすることによってＯＮ状態になると、放電電流１２３をバッテリー１０１側へ帰還させる。
【００４０】
抵抗２０２は、ＦＥＴ２０３のソース−ゲート間に接続されており、定電圧ダイオード２０１に流れる電流を低減する。
【００４１】
定電圧ダイオード２０１のツェナー電圧ＶｚとＦＥＴ２０３のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを加えた値が、昇圧電圧１１７となる。そのため、電圧閾値１１７ｂ＝Ｖｚ＋Ｖｇｓとなるように、各素子の特性を設定する。
【００４２】
上記のように各素子の特性を設定すると、ＦＥＴ２０３が瞬時的に導通して放電電流が流れた後、ＦＥＴ２０３が再度ＯＦＦになる、という動作を短時間で繰り返す。これにより、還流ダイオード１４７を流れる電流波形は図２の下図のようになる。放電時の動作については、図３で改めて説明する。
【００４３】
図３は、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置の動作を示すタイミングチャートである。本実施形態１において、放電動作のため定電圧回路２００の電圧が次第に上昇し、定電圧ダイオード２０１の定電圧特性の近傍まで達すると、ゲート電圧Ｖｇｓは瞬時的にＦＥＴ２０３をＯＮにする電圧まで達し、ＦＥＴ２０３が導通して放電する。放電によって定電圧回路２００の電圧が下がると、定電圧ダイオード２０１のツェナー電圧Ｖｚは維持されつつゲート電圧Ｖｇｓが下がり、ＦＥＴ２０３は非導通となる。このサイクルが短時間で繰り返され、放電が完全に完了した時点でサイクルが終了する。
【００４４】
すなわち、放電電流はＦＥＴ定電圧ダイオード２０１を介して放出され、放電電圧が電圧閾値１１７ｂに達した時点でＦＥＴ２０３が瞬時的に導通してＯＦＦとなる。したがって、ＦＥＴ２０３を流れる電流が過大になる前にＦＥＴ２０３はＯＦＦとなるので、ＦＥＴ２０３の電流容量を大きくする必要はない。
【００４５】
＜実施の形態１：計算例＞
以下では、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置の動作について、具体的な回路パラメータを設定した計算例を説明する。
【００４６】
電圧閾値１１７ｂ＝８０Ｖ、ＦＥＴ２０３のゲート電圧Ｖｇｓ＝５Ｖとした場合、定電圧ダイオード２０１の定電圧特性Ｖｚ＝７５Ｖとなる。
【００４７】
ＦＥＴ２０３のゲートーソース間抵抗２０２は、定電圧ダイオード２０１のバイアス電流を流せる程度の値に設定する。定電圧ダイオード２０１のバイアス電流が０．５ｍＡである場合、抵抗２０２の抵抗値Ｒ２０２は、下記式（４）で求められる。
Ｒ２０２＝Ｖｇｓ／０．５ｍＡ＝１０ＫΩ ・・・（４）
定電圧ダイオード２０１の消費電流は、下記式（５）で求められる。
７５Ｖ×０．５ｍＡ＝３７ｍＷ ・・・（５）
抵抗２０２の消費電力は、下記式（６）で求められる。
Ｖｇｓ／１０ＫΩ×Ｖｇｓ＝２．５ｍＷ ・・・（６）
【００４８】
したがって、定電圧ダイオード２０１、抵抗２０２ともに小型の部品を用いることができるので、放電手段としての定電圧回路２００のコストを抑えることができる。
【００４９】
次に、インジェクタ負荷１４２の観点から本実施形態１に係る電磁負荷制御装置の動作について説明する。インジェクタ負荷１４２の逆起電力Ｗｉは、インジェクタ負荷１４２自身のインダクタンスをＬ、電流をＩｉとすると、下記式（７）で表わされる。
Ｗｉ＝１／２×Ｌ×Ｉｉ2 ・・・（７）
【００５０】
インジェクタ負荷１４２のインダクタンスは数ｍＨ〜数十ｍＨである。ここでは２０ｍＨと仮定する。インジェクタ負荷１４２の電流を２０Ａと仮定すると、インジェクタ負荷１４２が１回動作するときの逆起電力Ｗｉは、下記式（８）で求められる。
Ｗｉ＝１／２×２０×１０-3×２０２＝４Ｗ ・・・（８）
【００５１】
簡単のため昇圧用キャパシタを無視し、式（８）の電力をＦＥＴ２０２が全て吸収することとする。式（８）の電力値は、式（３）に示す電流値から見ると大幅に低減されていることが分かる。すなわち、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置は、従来と比較して放電手段の消費電力が少なく、よって放電素子への負担も少なくなるので、より小型の放電素子を用いることができるといえる。
【００５２】
＜実施の形態１：まとめ＞
以上のように、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置は、放電電流を緩和する素子として定電圧ダイオード２０１を備える。定電圧ダイオード２０１の一端は接地され、他端はＦＥＴ２０３のゲート端子に接続されている。放電電圧が電圧閾値１１７ｂに達すると、ＶｇｓがＦＥＴ２０３をＯＮする値に到達し、ＦＥＴ２０３を瞬時的に導通させた後、放電電圧が降下するとＦＥＴ２０３は再びＯＦＦになる。この動作を繰り返すことにより、放電電流が過大になる前にＦＥＴ２０３はＯＦＦになるので、小型の素子を用いて放電手段を構成することができる。
【００５３】
また、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置によれば、ツェナー電圧Ｖｚを適正に設定することにより、定電圧ダイオード２０１の定電圧特性が以上の動作を自動的に実施するので、ＦＥＴ２０３をＯＮ／ＯＦＦ制御するためのマイコンなどの演算装置を新たに設けることなく同等の動作を実施し、低コストに放電手段を構成することができる。
【００５４】
＜実施の形態２＞
図４は、本発明の実施形態２に係る電磁負荷制御装置の回路図である。ここでは定電圧回路２００の周辺部分のみ示した。その他の構成は実施形態１と同様である。本実施形態２では、昇圧用ダイオード１１２のカソードとＦＥＴ２０３のソースの間に、電流制限用の抵抗１８０を新たに追加した。
【００５５】
抵抗１８０は、昇圧時に昇圧用ダイオード１１２の順方向に流れる昇圧用の電流を制限しないようにするため、昇圧用ダイオード１１２の順方向に流れる経路、例えば昇圧用ダイオード１１２のカソードと抵抗２０２の間には設置しないようにすることが望ましい。
【００５６】
抵抗１８０の抵抗値を１オームとした場合、放電電流１２３は、下記式（９）で求めることができる。
放電電流１２３＝（８０−１４）Ｖ／１２０４．８ｍΩ＝５３Ａ ・・・（９）
【００５７】
以上のように、本実施形態２によれば、放電電流１２３を従来よりも低減することができる。ただし、抵抗１８０には上記式（８）の電流５３Ａが流れることになり、抵抗１８０は５３Ｗ以上の定格を有するものを採用する必要があるので、定電圧回路２００は大型のものとなりがちであるといえる。さらには、放電するための消費電力そのものは抵抗１８０によって低下するわけではない。
【００５８】
なお、本実施形態２のように、昇圧用ダイオード１１２のカソードとＦＥＴ２０３のソースの間に抵抗１８０を設けて放電電流を低減する手法は、以下の実施形態においても用いることができる。
【００５９】
＜実施の形態３＞
図５は、本発明の実施形態３に係る電磁負荷制御装置の回路図である。ここでは定電圧回路２００の周辺部分のみ示した。その他の構成は実施形態１と同様である。本実施形態３では、定電圧ダイオード２０１に代えて、コンデンサ２０５を設けた。コンデンサ２０５の一端は接地され、他端はＦＥＴ２０３のゲート端子と昇圧用ダイオード１１２のカソードに接続されている。抵抗２０４は、ＦＥＴ２０３を駆動するための駆動信号を調整するための抵抗である。
【００６０】
図６は、抵抗２０４を流れる駆動信号と放電電流１２３の関係を示す図である。抵抗２０４と並列にコンデンサ２０５を設けたことにより、ＦＥＴ２０３を駆動するための駆動信号は立ち下がりが遅くなる。これにより、ＦＥＴ２０３は駆動信号が印加されても即座に完全ＯＮ状態とはならず、ハーフＯＮ状態となって不飽和領域で動作する。ＦＥＴ２０３が不飽和領域で動作すると、定格値どおりの電流が流れない状態となるため、結果として放電電流１２３は制限されることになる。
【００６１】
図５〜図６と同様の効果を発揮する手法として、コンデンサ２０５を用いことに代えて抵抗２０２と２０４の値を調整し、ＦＥＴ２０３を上記と同様に不飽和領域で動作させることが考えられる。ただしこの方法では、ＦＥＴ２０３の動作抵抗が定格値よりも大きくなるため、消費電力が増大する。したがって、結果としてこの電力損失をまかなえる程度に大型のＦＥＴ２０３を用いる必要があり、コスト効果の面では必ずしも望ましくない。
【００６２】
＜実施の形態４＞
図７は、本発明の実施形態４に係る電磁負荷制御装置の放電電流とＦＥＴ２０３の駆動電流の間の関係を示す図である。実施形態１では、放電電流１２３を低減する手段として定電圧ダイオード２０１を設け、ＦＥＴ２０３を自動的に間欠動作させることとした。同様の動作は、ＦＥＴ２０３を駆動する駆動信号を間欠的に供給することによっても実現することができる。例えば、駆動信号を図７のように供給してＦＥＴ２０３をＰＷＭ駆動することが考えられる。
【００６３】
ただし、本実施形態４に係る手法を用いる場合、定電圧ダイオード２０１に代わる放電緩和素子として、ＰＷＭ制御を実施する制御回路が必要になる。この制御回路を実装するだけの面積余裕がない場合は、本手法を採用することは難しい。また、制御回路を１チップのＡＳＩＣ（特定用途向けＩＣ）によって構成している場合は、ロジック追加にともなう確認作業などが必要になり、コストの観点からは必ずしも望ましくない。
【００６４】
以上、本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
【００６５】
また、上記各構成、機能、処理部などは、それらの全部または一部を、例えば集積回路で設計することによりハードウェアとして実現することもできるし、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを実行することによりソフトウェアとして実現することもできる。各機能を実現するプログラム、テーブルなどの情報は、メモリやハードディスクなどの記憶装置、ＩＣカード、ＤＶＤなどの記憶媒体に格納することができる。
【符号の説明】
【００６６】
１００：ＧＮＤ、１０１：バッテリー、１０２：バッテリー電圧、１０３：電流検出信号、１０４：電流検出器、１０５：昇圧低下検出信号、１０６：電流検出抵抗、１０７：昇圧コイル、１０８：充電電流、１０９：昇圧用スイッチング素子、１１０：昇圧スイッチング信号、１１１：昇圧制御部、１１２：昇圧用ダイオード、１１３：放電手段、１１４：昇圧用キャパシタ、１１６：過電圧制御部、１１７：昇圧電圧、１１８：電圧検出器、１１９：過電圧検出信号、１２０：両端電位差、１２１：過電圧放電制御信号、１３０：インジェクタドライバ制御部、１３１：ＶＨハイサイド制御信号、１３２：ＶＢハイサイド制御信号、１３３：ロウサイド制御信号、１３４：ＶＨドライバ駆動部、１３５：ＶＢドライバ駆動部、１３７：ＶＨハイサイド駆動信号、１３８：ＶＢハイサイド駆動信号、１３６：ロウサイドドライバ駆動部、１３９：ロウハイサイド駆動信号、１４０：ＶＨハイサイドスイッチング素子、１４１：ＶＨハイサイド逆流防止ダイオード、１４２：インジェクタ負荷、１４３：ロウサイドスイッチング素子、１４４：負荷駆動電流、１４５：ＶＢハイサイド逆流防止ダイオード、１４６：ＶＢハイサイドスイッチング素子、１４７：還流ダイオード、２００：定電圧回路、２０１：定電圧ダイオード、２０２：抵抗、２０３：ＦＥＴ、２０４：抵抗、２０５：コンデンサ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁負荷に供給する電流を制御する装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等の内燃機関制御装置において、燃費や出力向上の目的で、気筒内に直接燃料を噴射するインジェクタが用いられている。このような気筒内直接噴射型インジェクタは、従来の方式と比べ、高圧に加圧した燃料を使用するインジェクタの開弁動作のために、多くのエネルギーを必要とする。また、制御性能（応答性）の向上や高回転（高速度制御）へ対応するために、短時間にこのエネルギーをインジェクタに供給する必要がある。
【０００３】
このようなインジェクタを駆動する回路は、昇圧回路を用いてバッテリー電圧よりも高い電圧を生成し、そこに接続されたスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。昇圧電圧を用いて電流を流して短時間に大電流を通電させることによりインジェクタを駆動し、高圧な筒内直接噴射を実現することができる。
【０００４】
下記特許文献１には、インジェクタに大電流を供給する電磁負荷制御装置の構成と動作例が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１１５８４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記特許文献１に記載されている技術では、昇圧効率をなるべく良くするため、インジェクタに流れる負荷電流を昇圧回路に還流させている。また、過昇圧を防止するための放電手段を設けておき、昇圧電圧が閾値以上となったときに放電して昇圧電圧を降下させている。
【０００７】
このとき、放電手段に流れる放電電流を制限するものは、放電手段の抵抗成分のみとなる。そのため、放電手段の定格電流を超えた過大な放電電流が流れ、放電手段を破壊する可能性がある。そのため、放電手段は過電流によって破壊されないように電流容量が大きい部品を用いる必要があり、素子が大型化して部品のコストが高くなる傾向にある。
【０００８】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、放電手段を備えた電磁負荷制御装置において、放電手段を低コストで構成し、かつ過電流によって破損させないようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電磁負荷制御装置が備える放電装置は、放電電流を電源側に帰還させるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える放電緩和素子を有しており、放電電流が放電緩和素子を流れるとスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えて放電電流を電源側へ間欠的に帰還させるように構成されている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係る電磁負荷制御装置によれば、放電電流を間欠的に帰還させることにより、放電装置の電流容量を大きくすることなく、放電装置が過電流によって破損する可能性を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施形態１に係る電磁負荷制御装置の回路図である。
【図２】定電圧回路２００の詳細を示す図である。
【図３】実施形態１に係る電磁負荷制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】実施形態２に係る電磁負荷制御装置の回路図である。
【図５】実施形態３に係る電磁負荷制御装置の回路図である。
【図６】抵抗２０４を流れる駆動信号と放電電流１２３の関係を示す図である。
【図７】実施形態４に係る電磁負荷制御装置の放電電流とＦＥＴ２０３の駆動電流の間の関係を示す図である。
【図８】特許文献１に記載されている電磁負荷制御装置の回路構成を示す図である。
【図９】図８に示す電磁負荷制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
＜従来の電磁負荷制御装置＞
本発明の実施形態を説明する前に、比較のため、特許文献１に記載されている電磁負荷制御装置の回路構成および動作を説明する。その後、本発明の実施形態に係る電磁負荷制御装置について説明する。
【００１３】
図８は、特許文献１に記載されている電磁負荷制御装置の回路構成を示す図である。図８に示す電磁負荷制御装置は、インジェクタに供給する電流を通電制御する装置である。図８に示す装置は、昇圧回路を用いてバッテリー電圧よりも高い電圧を生成し、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動してその昇圧電圧を通電制御する。これにより、昇圧電圧を用いて電流を流してインジェクタを駆動し、短時間に大電流を通電させて、圧力の高い筒内直接噴射を実現している。
【００１４】
図８に示す電磁負荷制御装置は、バッテリー１０１、電流検出器１０４、電流検出抵抗１０６、昇圧コイル１０７、昇圧用スイッチング素子１０９、昇圧制御部１１１、昇圧用ダイオード１１２、放電手段１１３、昇圧用キャパシタ１１４、過電圧制御部１１６、電圧検出器１１８を備える。これらの構成は、バッテリー１０１が供給する電圧を昇圧して後述するＶＨハイサイドスイッチング素子１４０に昇圧電圧１１７として供給するためのものである。
【００１５】
昇圧コイル１０７、昇圧用スイッチング素子１０９、昇圧用キャパシタ１１４は、本発明における昇圧回路に相当する。
【００１６】
バッテリー１０１、電流検出抵抗１０６、昇圧用キャパシタ１１４は、アース１００に接続されている。
【００１７】
バッテリー１０１は、バッテリー電圧１０２を昇圧コイル１０７および後述するＶＢハイサイドスイッチング素子１４６に供給する。昇圧制御部１１１は、昇圧用スイッチング素子１０９に昇圧スイッチング信号１１０を出力して昇圧用スイッチング素子１０９をＯＮ／ＯＦＦ制御し、バッテリー電圧１０２を昇圧する動作を制御する。電流検出器１０４は、昇圧用スイッチング素子１０９を流れる充電電流１０８を、電流検出抵抗１０６の両端電位差１２０に基づき検出し、検出結果を昇圧制御部１１１に出力する。
【００１８】
放電手段１１３は、放電によって昇圧電圧１１７を降下させる装置であり、昇圧用ダイオード１１２に並列接続されている。過電圧制御部１１６は、放電手段１１３に過電圧放電制御信号１２１を出力して放電手段１１３をＯＮ／ＯＦＦ制御する。昇圧用キャパシタ１１４は、昇圧電圧１１７に基づき電荷を充電する。電圧検出器１１８は、昇圧電圧１１７を検出する。昇圧電圧１１７が低下したときは昇圧低下検出信号１０５を昇圧制御部１１１に出力し、昇圧電圧１１７が過電圧となったときは過電圧検出信号１１９を過電圧制御部１１６に出力する。
【００１９】
図８に示す電磁負荷制御装置はさらに、インジェクタドライバ制御部１３０、ＶＨドライバ駆動部１３４、ＶＢドライバ駆動部１３５、ロウサイドドライバ駆動部１３６、ＶＨハイサイドスイッチング素子１４０、ＶＨハイサイド逆流防止ダイオード１４１、インジェクタ負荷１４２、ロウサイドスイッチング素子１４３、ＶＢハイサイド逆流防止ダイオード１４５、ＶＢハイサイドスイッチング素子１４６、還流ダイオード１４７および１７８を備える。
【００２０】
ＶＨドライバ駆動部１３４は、インジェクタドライバ制御部１３０が出力するＶＨハイサイド制御信号１３１にしたがってＶＨハイサイド駆動信号１３７を出力し、ＶＨハイサイドスイッチング素子１４０を駆動制御する。ＶＢドライバ駆動部１３５は、インジェクタドライバ制御部１３０が出力するＶＢハイサイド制御信号１３２にしたがってＶＢハイサイド駆動信号１３８を出力し、ＶＢハイサイドスイッチング素子１４６を駆動制御する。ロウサイドドライバ駆動部１３６は、インジェクタドライバ制御部１３０が出力するロウサイド制御信号１３３にしたがってロウサイド駆動信号１３９を出力し、ロウサイドスイッチング素子１４３を駆動制御する。還流ダイオード１４７は、インジェクタ負荷１４２による逆起電力を昇圧側に還流させる。
【００２１】
図９は、図８に示す電磁負荷制御装置の動作を示すタイミングチャートである。以下図９を用いて、図８に示す電磁負荷制御装置の動作を説明する。
【００２２】
バッテリー電圧１０１が供給されると、電磁負荷制御装置が動作を開始する。昇圧スイッチング素子１０９がＯＮ／ＯＦＦすることによって、昇圧電圧１１７が生成される。昇圧電圧１１７は、図９中に示す電圧１１７ｄまで昇圧される。
【００２３】
図９に示すタイミング１２５でインジェクタ負荷１４２に負荷電流が供給され、インジェクタ負荷１４２の駆動が開始される。インジェクタドライバ駆動部１３０は、ＶＨハイサイド駆動信号１３１、ＶＢハイサイド駆動信号１３２、ロウサイド駆動信号１３３を出力する。これに応じてＶＨ、ＶＢ、ロウサイドの各スイッチング素子１４０、１４６、１４３はそれぞれＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、負荷駆動電流１４４をインジェクタ負荷１４２に供給する。
【００２４】
ＶＨハイサイド制御信号１３１によってＶＨハイサイドスイッチング素子１４０がＯＮし、昇圧用キャパシタ１１４にチャージされた電荷により昇圧電圧１１７と電流がインジェクタ負荷１４２に供給される。このとき、昇圧電圧１１７は図９に示すように次第に降下する。昇圧電圧１１７が所定の閾値１１７ａ未満まで低下すると、電圧検出器１１８がこれを検出し、電圧低下検出信号１０５を昇圧制御部１１１に出力する。昇圧制御部１１１は、昇圧スイッチング信号１１０を出力し、昇圧スイッチング素子１０９をＯＮ／ＯＦＦさせる。
【００２５】
電流検出抵抗１０６は、昇圧スイッチング素子１０９がＯＮになっている期間に流れる充電電流１０８を検出する。充電電流１０８が所定の充電電流閾値１０８ａに達すると、充電電流検出信号１２０が所定の閾値１２０ａに到達する。昇圧制御部１１１は、この時点で昇圧スイッチング素子１０９をＯＦＦする。この時、充電電流１０８は昇圧ダイオード１１２を介して昇圧キャパシタ１１４にチャージされ、これにより昇圧電圧１１７は所定の昇圧電圧レベル１１７ｄまで改めて昇圧される。
【００２６】
その後、図９に示すタイミング１２６でインジェクタ負荷１４２の駆動が終了すると、ロウサイドスイッチング素子１４３がＯＦＦする。これにより、負荷駆動電流１４４が逆起電流となって、還流ダイオード１４７を介して昇圧側へ還流される。このとき、還流電流が昇圧用キャパシタ１１４に充電され、昇圧電圧１１７が上昇する。
【００２７】
還流電流によって昇圧電圧１１７が上昇し続け、所定の電圧閾値１１７ｂを超えたとき、電圧検出器１１８はこれを検出し、過電圧検出信号１１９を過電圧制御部１１６に出力する。過電圧制御部１１６は、過電圧検出信号１１９に応じて過電圧放電制御信号１１５を放電手段１１３に出力する。放電手段１１３は過電圧放電制御信号１１５にしたがってＯＮとなり、放電手段１１３に放電電流１２３が流れて放電が生じる。これにともない、昇圧電圧１１７は低下する。このとき、昇圧スイッチング素子１０９はＯＦＦしており、放電電流１２３はバッテリー１０１に流れる。
【００２８】
昇圧電圧１１７が所定電圧１１７ｃ未満まで低下すると、電圧検出器１１８はこれを検出し、過電圧検出信号１１９をロウレベルに変更する。これにともない放電手段１１３はＯＦＦとなり、放電動作が停止する。これにより、昇圧電圧１１７の過昇圧を防止し、過昇圧による回路部品の破損を防止している。
【００２９】
ここで、上記放電動作において、放電手段１１３は、昇圧電圧１１７が所定電圧閾値１１７ｂ以上になるとＯＮし、１１７ｃ未満になるまでＯＮし続けることになる。放電電流１２３は、昇圧電圧１１７とバッテリー電圧１０２との電位差、および放電手段１１３の抵抗成分とで決まる値となる。昇圧電圧１１７が所定の閾値１１７ｂ以上となっている期間、この放電電流が流れ続ける。
【００３０】
このとき、放電電流１２３を制限するものは、放電手段１１３の抵抗成分のみとなるので、放電手段１１３に許容されている定格電流を超えた放電電流１２３が流れる可能性がある。この過大な放電電流１２３によって放電手段１１３が破損するおそれがある。
【００３１】
＜放電電流の計算例＞
放電手段１１３として、Ｐ型ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いた場合の放電電流について、以下に計算例を説明する。
【００３２】
昇圧電圧１１７は、通常はインジェクタ駆動素子の素子耐圧を超えない領域で設定されている。電圧閾値１１７ｂ＝８０Ｖとした場合、過電圧検出信号１１９が放電出力信号を出力している間、放電手段１１３は、電圧閾値１１７ｂとバッテリー電圧１０２の間の電位差を放電する。放電電流１２３は、回路の配線パターンの抵抗をＲとした場合、下記式（１）で表すことができる。
放電電流１２３＝（８０Ｖ−ＶＢ）／（Ｒ＋ＲＤＳＯＮ） ・・・（１）
ただし、
ＶＢ：バッテリー電圧（通常は１４Ｖ）
ＲＤＳＯＮ：放電手段１１３のオン抵抗
【００３３】
回路の配線パターンの抵抗Ｒは、下記式（２）で表すことができる。
配線パターン抵抗Ｒ＝ρ・Ｌ／Ａ ・・・（２）
ただし、
ρ：電気抵抗率：１．６８×１０−８（Ω・ｍ）
Ｌ：パターン長
Ａ：パターン断面積（＝パターン幅×めっき厚）
【００３４】
プリント基板の銅箔の体積にも依存するが、パターン幅＝１０ｍｍ、銅めっき厚＝３５μｍ、パターン長Ｌ＝１０ｃｍとした場合、上記式（２）より、配線パターン抵抗Ｒ＝４．８ｍΩとなる。
【００３５】
放電手段１１３のオン抵抗ＲＤＳＯＮ＝２００ｍΩとすると、放電電流１２３は、上記式（１）より、下記式（３）のように計算することができる。
放電電流１２３＝（８０−１４）Ｖ／２０４．８ｍΩ＝３２２Ａ ・・・（３）
この過大な放電電流１２３に耐えるため、放電手段１１３が備える回路素子は形状がおおきく、コスト高となる傾向がある。
【００３６】
＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施形態１に係る電磁負荷制御装置の回路図である。図１に示す回路は、図８で説明した従来の回路構成とは異なり、放電手段として定電圧回路２００を設けた。その他の回路構成は図８と同様である。
【００３７】
図２は、定電圧回路２００の詳細を示す図である。定電圧回路２００は、定電圧ダイオード２０１、抵抗２０２、ＦＥＴ２０３を備える。
【００３８】
定電圧ダイオード２０１は、定電圧特性（ツェナー電圧）Ｖｚを有する。定電圧ダイオード２０１の一端は接地され、他端はＦＥＴ２０３のゲート端子（ＯＮ／ＯＦＦ制御端子）と昇圧用ダイオード１１２のカソードに接続されている。電圧１１７の上昇に伴い定電圧ダイオード２０１に電流Ｉｚが流れ始め、このＩｚと抵抗２０２によって発生する電位差がＦＥＴのゲートＯＮ電圧ＶｇｓとなるとＦＥＴ２０３のゲート端子がＯＮになってＦＥＴ２０３が導通する。
【００３９】
ＦＥＴ２０３は、昇圧用ダイオード１１２と並列に接続されており、定電圧ダイオード２０１がゲート端子をＯＮすることによってＯＮ状態になると、放電電流１２３をバッテリー１０１側へ帰還させる。
【００４０】
抵抗２０２は、ＦＥＴ２０３のソース−ゲート間に接続されており、定電圧ダイオード２０１に流れる電流を低減する。
【００４１】
定電圧ダイオード２０１のツェナー電圧ＶｚとＦＥＴ２０３のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを加えた値が、昇圧電圧１１７となる。そのため、電圧閾値１１７ｂ＝Ｖｚ＋Ｖｇｓとなるように、各素子の特性を設定する。
【００４２】
上記のように各素子の特性を設定すると、ＦＥＴ２０３が瞬時的に導通して放電電流が流れた後、ＦＥＴ２０３が再度ＯＦＦになる、という動作を短時間で繰り返す。これにより、還流ダイオード１４７を流れる電流波形は図２の下図のようになる。放電時の動作については、図３で改めて説明する。
【００４３】
図３は、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置の動作を示すタイミングチャートである。本実施形態１において、放電動作のため定電圧回路２００の電圧が次第に上昇し、定電圧ダイオード２０１の定電圧特性の近傍まで達すると、ゲート電圧Ｖｇｓは瞬時的にＦＥＴ２０３をＯＮにする電圧まで達し、ＦＥＴ２０３が導通して放電する。放電によって定電圧回路２００の電圧が下がると、定電圧ダイオード２０１のツェナー電圧Ｖｚは維持されつつゲート電圧Ｖｇｓが下がり、ＦＥＴ２０３は非導通となる。このサイクルが短時間で繰り返され、放電が完全に完了した時点でサイクルが終了する。
【００４４】
すなわち、放電電流はＦＥＴ定電圧ダイオード２０１を介して放出され、放電電圧が電圧閾値１１７ｂに達した時点でＦＥＴ２０３が瞬時的に導通してＯＦＦとなる。したがって、ＦＥＴ２０３を流れる電流が過大になる前にＦＥＴ２０３はＯＦＦとなるので、ＦＥＴ２０３の電流容量を大きくする必要はない。
【００４５】
＜実施の形態１：計算例＞
以下では、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置の動作について、具体的な回路パラメータを設定した計算例を説明する。
【００４６】
電圧閾値１１７ｂ＝８０Ｖ、ＦＥＴ２０３のゲート電圧Ｖｇｓ＝５Ｖとした場合、定電圧ダイオード２０１の定電圧特性Ｖｚ＝７５Ｖとなる。
【００４７】
ＦＥＴ２０３のゲートーソース間抵抗２０２は、定電圧ダイオード２０１のバイアス電流を流せる程度の値に設定する。定電圧ダイオード２０１のバイアス電流が０．５ｍＡである場合、抵抗２０２の抵抗値Ｒ２０２は、下記式（４）で求められる。
Ｒ２０２＝Ｖｇｓ／０．５ｍＡ＝１０ＫΩ ・・・（４）
定電圧ダイオード２０１の消費電流は、下記式（５）で求められる。
７５Ｖ×０．５ｍＡ＝３７ｍＷ ・・・（５）
抵抗２０２の消費電力は、下記式（６）で求められる。
Ｖｇｓ／１０ＫΩ×Ｖｇｓ＝２．５ｍＷ ・・・（６）
【００４８】
したがって、定電圧ダイオード２０１、抵抗２０２ともに小型の部品を用いることができるので、放電手段としての定電圧回路２００のコストを抑えることができる。
【００４９】
次に、インジェクタ負荷１４２の観点から本実施形態１に係る電磁負荷制御装置の動作について説明する。インジェクタ負荷１４２の逆起電力Ｗｉは、インジェクタ負荷１４２自身のインダクタンスをＬ、電流をＩｉとすると、下記式（７）で表わされる。
Ｗｉ＝１／２×Ｌ×Ｉｉ2 ・・・（７）
【００５０】
インジェクタ負荷１４２のインダクタンスは数ｍＨ〜数十ｍＨである。ここでは２０ｍＨと仮定する。インジェクタ負荷１４２の電流を２０Ａと仮定すると、インジェクタ負荷１４２が１回動作するときの逆起電力Ｗｉは、下記式（８）で求められる。
Ｗｉ＝１／２×２０×１０-3×２０２＝４Ｗ ・・・（８）
【００５１】
簡単のため昇圧用キャパシタを無視し、式（８）の電力をＦＥＴ２０２が全て吸収することとする。式（８）の電力値は、式（３）に示す電流値から見ると大幅に低減されていることが分かる。すなわち、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置は、従来と比較して放電手段の消費電力が少なく、よって放電素子への負担も少なくなるので、より小型の放電素子を用いることができるといえる。
【００５２】
＜実施の形態１：まとめ＞
以上のように、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置は、放電電流を緩和する素子として定電圧ダイオード２０１を備える。定電圧ダイオード２０１の一端は接地され、他端はＦＥＴ２０３のゲート端子に接続されている。放電電圧が電圧閾値１１７ｂに達すると、ＶｇｓがＦＥＴ２０３をＯＮする値に到達し、ＦＥＴ２０３を瞬時的に導通させた後、放電電圧が降下するとＦＥＴ２０３は再びＯＦＦになる。この動作を繰り返すことにより、放電電流が過大になる前にＦＥＴ２０３はＯＦＦになるので、小型の素子を用いて放電手段を構成することができる。
【００５３】
また、本実施形態１に係る電磁負荷制御装置によれば、ツェナー電圧Ｖｚを適正に設定することにより、定電圧ダイオード２０１の定電圧特性が以上の動作を自動的に実施するので、ＦＥＴ２０３をＯＮ／ＯＦＦ制御するためのマイコンなどの演算装置を新たに設けることなく同等の動作を実施し、低コストに放電手段を構成することができる。
【００５４】
＜実施の形態２＞
図４は、本発明の実施形態２に係る電磁負荷制御装置の回路図である。ここでは定電圧回路２００の周辺部分のみ示した。その他の構成は実施形態１と同様である。本実施形態２では、昇圧用ダイオード１１２のカソードとＦＥＴ２０３のソースの間に、電流制限用の抵抗１８０を新たに追加した。
【００５５】
抵抗１８０は、昇圧時に昇圧用ダイオード１１２の順方向に流れる昇圧用の電流を制限しないようにするため、昇圧用ダイオード１１２の順方向に流れる経路、例えば昇圧用ダイオード１１２のカソードと抵抗２０２の間には設置しないようにすることが望ましい。
【００５６】
抵抗１８０の抵抗値を１オームとした場合、放電電流１２３は、下記式（９）で求めることができる。
放電電流１２３＝（８０−１４）Ｖ／１２０４．８ｍΩ＝５３Ａ ・・・（９）
【００５７】
以上のように、本実施形態２によれば、放電電流１２３を従来よりも低減することができる。ただし、抵抗１８０には上記式（８）の電流５３Ａが流れることになり、抵抗１８０は５３Ｗ以上の定格を有するものを採用する必要があるので、定電圧回路２００は大型のものとなりがちであるといえる。さらには、放電するための消費電力そのものは抵抗１８０によって低下するわけではない。
【００５８】
なお、本実施形態２のように、昇圧用ダイオード１１２のカソードとＦＥＴ２０３のソースの間に抵抗１８０を設けて放電電流を低減する手法は、以下の実施形態においても用いることができる。
【００５９】
＜実施の形態３＞
図５は、本発明の実施形態３に係る電磁負荷制御装置の回路図である。ここでは定電圧回路２００の周辺部分のみ示した。その他の構成は実施形態１と同様である。本実施形態３では、定電圧ダイオード２０１に代えて、コンデンサ２０５を設けた。コンデンサ２０５の一端は接地され、他端はＦＥＴ２０３のゲート端子と昇圧用ダイオード１１２のカソードに接続されている。抵抗２０４は、ＦＥＴ２０３を駆動するための駆動信号を調整するための抵抗である。
【００６０】
図６は、抵抗２０４を流れる駆動信号と放電電流１２３の関係を示す図である。抵抗２０４と並列にコンデンサ２０５を設けたことにより、ＦＥＴ２０３を駆動するための駆動信号は立ち下がりが遅くなる。これにより、ＦＥＴ２０３は駆動信号が印加されても即座に完全ＯＮ状態とはならず、ハーフＯＮ状態となって不飽和領域で動作する。ＦＥＴ２０３が不飽和領域で動作すると、定格値どおりの電流が流れない状態となるため、結果として放電電流１２３は制限されることになる。
【００６１】
図５〜図６と同様の効果を発揮する手法として、コンデンサ２０５を用いことに代えて抵抗２０２と２０４の値を調整し、ＦＥＴ２０３を上記と同様に不飽和領域で動作させることが考えられる。ただしこの方法では、ＦＥＴ２０３の動作抵抗が定格値よりも大きくなるため、消費電力が増大する。したがって、結果としてこの電力損失をまかなえる程度に大型のＦＥＴ２０３を用いる必要があり、コスト効果の面では必ずしも望ましくない。
【００６２】
＜実施の形態４＞
図７は、本発明の実施形態４に係る電磁負荷制御装置の放電電流とＦＥＴ２０３の駆動電流の間の関係を示す図である。実施形態１では、放電電流１２３を低減する手段として定電圧ダイオード２０１を設け、ＦＥＴ２０３を自動的に間欠動作させることとした。同様の動作は、ＦＥＴ２０３を駆動する駆動信号を間欠的に供給することによっても実現することができる。例えば、駆動信号を図７のように供給してＦＥＴ２０３をＰＷＭ駆動することが考えられる。
【００６３】
ただし、本実施形態４に係る手法を用いる場合、定電圧ダイオード２０１に代わる放電緩和素子として、ＰＷＭ制御を実施する制御回路が必要になる。この制御回路を実装するだけの面積余裕がない場合は、本手法を採用することは難しい。また、制御回路を１チップのＡＳＩＣ（特定用途向けＩＣ）によって構成している場合は、ロジック追加にともなう確認作業などが必要になり、コストの観点からは必ずしも望ましくない。
【００６４】
以上、本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
【００６５】
また、上記各構成、機能、処理部などは、それらの全部または一部を、例えば集積回路で設計することによりハードウェアとして実現することもできるし、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを実行することによりソフトウェアとして実現することもできる。各機能を実現するプログラム、テーブルなどの情報は、メモリやハードディスクなどの記憶装置、ＩＣカード、ＤＶＤなどの記憶媒体に格納することができる。
【符号の説明】
【００６６】
１００：ＧＮＤ、１０１：バッテリー、１０２：バッテリー電圧、１０３：電流検出信号、１０４：電流検出器、１０５：昇圧低下検出信号、１０６：電流検出抵抗、１０７：昇圧コイル、１０８：充電電流、１０９：昇圧用スイッチング素子、１１０：昇圧スイッチング信号、１１１：昇圧制御部、１１２：昇圧用ダイオード、１１３：放電手段、１１４：昇圧用キャパシタ、１１６：過電圧制御部、１１７：昇圧電圧、１１８：電圧検出器、１１９：過電圧検出信号、１２０：両端電位差、１２１：過電圧放電制御信号、１３０：インジェクタドライバ制御部、１３１：ＶＨハイサイド制御信号、１３２：ＶＢハイサイド制御信号、１３３：ロウサイド制御信号、１３４：ＶＨドライバ駆動部、１３５：ＶＢドライバ駆動部、１３７：ＶＨハイサイド駆動信号、１３８：ＶＢハイサイド駆動信号、１３６：ロウサイドドライバ駆動部、１３９：ロウハイサイド駆動信号、１４０：ＶＨハイサイドスイッチング素子、１４１：ＶＨハイサイド逆流防止ダイオード、１４２：インジェクタ負荷、１４３：ロウサイドスイッチング素子、１４４：負荷駆動電流、１４５：ＶＢハイサイド逆流防止ダイオード、１４６：ＶＢハイサイドスイッチング素子、１４７：還流ダイオード、２００：定電圧回路、２０１：定電圧ダイオード、２０２：抵抗、２０３：ＦＥＴ、２０４：抵抗、２０５：コンデンサ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁負荷に供給する電流を制御する装置であって、
前記電磁負荷に印加する負過電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路が前記負過電圧を昇圧する際に蓄積した電荷を放電する放電装置と、
を備え、
前記放電装置は、
前記電荷を電源側に帰還させるか否かを切り替えるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子が放電電流を流す量を緩和する放電緩和素子と、
を備え、
前記放電緩和素子は、
自身にも前記放電電流が流れるように構成されており、
一端は接地され、他端は前記スイッチング素子の前記電磁負荷側とＯＮ／ＯＦＦ制御端子に接続されており、
前記放電電流が流れると前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御端子に信号を供給して前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替え、前記放電電流を間欠的に前記電源側へ帰還させる
ことを特徴とする電磁負荷制御装置。
【請求項２】
前記放電緩和素子は、
前記放電装置に前記放電電流が流れるときの放電電圧よりも小さい定電圧特性を有する定電圧ダイオードを用いて構成されている
ことを特徴とする請求項１記載の電磁負荷制御装置。
【請求項３】
前記放電緩和素子は、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御端子に接続されたコンデンサを用いて構成されている
ことを特徴とする請求項１記載の電磁負荷制御装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子の前記電磁負荷側に、放電電流を低減する抵抗素子を設けた
ことを特徴とする請求項１記載の電磁負荷制御装置。
【請求項１】
電磁負荷に供給する電流を制御する装置であって、
前記電磁負荷に印加する負過電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路が前記負過電圧を昇圧する際に蓄積した電荷を放電する放電装置と、
を備え、
前記放電装置は、
前記電荷を電源側に帰還させるか否かを切り替えるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子が放電電流を流す量を緩和する放電緩和素子と、
を備え、
前記放電緩和素子は、
自身にも前記放電電流が流れるように構成されており、
一端は接地され、他端は前記スイッチング素子の前記電磁負荷側とＯＮ／ＯＦＦ制御端子に接続されており、
前記放電電流が流れると前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御端子に信号を供給して前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替え、前記放電電流を間欠的に前記電源側へ帰還させる
ことを特徴とする電磁負荷制御装置。
【請求項２】
前記放電緩和素子は、
前記放電装置に前記放電電流が流れるときの放電電圧よりも小さい定電圧特性を有する定電圧ダイオードを用いて構成されている
ことを特徴とする請求項１記載の電磁負荷制御装置。
【請求項３】
前記放電緩和素子は、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御端子に接続されたコンデンサを用いて構成されている
ことを特徴とする請求項１記載の電磁負荷制御装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子の前記電磁負荷側に、放電電流を低減する抵抗素子を設けた
ことを特徴とする請求項１記載の電磁負荷制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−２４１６８５（Ｐ２０１２−２４１６８５Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１０日（２０１２．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１５７０６（Ｐ２０１１−１１５７０６）
【出願日】平成２３年５月２４日（２０１１．５．２４）
【出願人】（５０９１８６５７９）日立オートモティブシステムズ株式会社 (2,205)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１０日（２０１２．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月２４日（２０１１．５．２４）
【出願人】（５０９１８６５７９）日立オートモティブシステムズ株式会社 (2,205)
【Ｆターム（参考）】
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