音声スケルチ回路
【課題】無線通信機における音声スケルチ回路において、音声信号であるか否かを判定する際に、入力信号の周波数を随時計測し、音声信号は周波数がランダムに変化するが、音声以外の制御信号や無変調時の場合は周波数の変化が少ないことに着目して、音声信号のみを出力するように構成した音声スケルチの提供。
【解決手段】本発明の音声スケルチ回路においては、
入力信号の周波数を所定時間の区間毎に測定し、測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が所定回数にわたり連続して前記第１のしきい値未満の場合には、入力信号は音声信号ではないと判定し、絶対値を第２のしきい値と比較して、絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、入力信号は音声信号であると判定し、何れの場合でもない場合には、前回の判定結果を維持する判定手段とを備え、判定手段にて、音声信号でないと判定された場合にスケルチゲート手段を遮断するように構成した。
【解決手段】本発明の音声スケルチ回路においては、
入力信号の周波数を所定時間の区間毎に測定し、測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が所定回数にわたり連続して前記第１のしきい値未満の場合には、入力信号は音声信号ではないと判定し、絶対値を第２のしきい値と比較して、絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、入力信号は音声信号であると判定し、何れの場合でもない場合には、前回の判定結果を維持する判定手段とを備え、判定手段にて、音声信号でないと判定された場合にスケルチゲート手段を遮断するように構成した。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信機における音声スケルチ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、無線受信機においては、受信信号のレベル低下にともない、支配的となった雑音成分が復調信号として後段へ出力されるのを防止すべく、受信信号のレベルが低くなったときに復調信号の後段への出力を遮断もしくは抑制するスケルチ回路が一般的に用いられている。このようなスケルチ回路にあっては、受信信号のレベルが検出され、検出されたレベルが予め設定されたしきい値以下となったときに、後段の低周波回路に設けられたスケルチゲート手段を閉じて、後段への出力を遮断もしくは抑制する構成が採用されている。（搬送波のレベルを検出して受信信号のレベルとする場合をＳメータスケルチといい、復調信号中のノイズ成分のレベルを検出して受信信号のレベルととする場合をノイズスケルチという。）
【０００３】
また、受信周波数を自動的に走査させ、スケルチゲート手段が開いたときの周波数で走査を停止させることで、受信信号の存在する周波数のみを探索するスキャン機能が設けられた無線受信機も従来より一般的に存在する。しかし、以上のような従来のスケルチ回路は、受信信号のレベルのみを検出することによってスケルチゲート手段の開閉制御を行うものであり、復調信号が音声信号であるか否かの判別は行っていない。そのため、音声信号の周波数帯域に含まれる周波数成分を持つ信号、例えば、電信波、ＦＳＫ信号波等の混信や妨害信号に対しては何ら対処がなされておらず、この場合にあっては、スケルチゲート手段は閉じられず、復調信号（この場合、復調信号は周期性の強いトーン信号となる。）がそのまま後段に出力されてしまうことになる。
【０００４】
また、上述したようなスキャン機能が設けられた無線受信機では、このような電信波等の混信や妨害信号によっても走査が停止してしまい、音声信号が存在する周波数のみをうまく探索することができない。このような問題に鑑みて、復調信号が音声信号であるか否かを判別し、たとえ受信信号のレベルがしきい値以上であっても、復調信号が音声信号でないときにはスケルチゲート手段を閉じることで解消することができる。なお、このようなスケルチ機能を音声スケルチ機能という。このような音声スケルチ機能を実現するためには、復調信号が音声信号であるか否かを判別する必要がある。この場合、復調信号が周期性の強いトーン信号であるか否かを判別し、トーン信号であれば音声信号でないと判断する。
そして、音声信号である場合にはスケルチゲート手段を開き、音声信号でない場合にはスケルチゲート手段を閉じるように制御すればよい。
【０００５】
そのような音声スケルチ回路は、受信回路の復調出力（図８の（ａ）参照。）をリミッタアンプを通すことによって振幅成分を抑圧し（図８の（ａ2）参照。）、ワンショットマルチに入力する。このワンショットマルチは、入力信号がゼロ点をマイナスからプラスへ横切るタイミングで一定幅の出力パルス（図８の（ｂ）参照。）を発生する。従って、出力パルスの密度は入力信号の周波数に比例して変化することになる。前記出力パルスをローパスフィルタに入力して平滑処理することによって、入力信号に比例したＤＣ電圧（図８の（ｃ）参照。）が得られる。
【０００６】
その後、前記ローパスフィルタの出力（ＤＣ電圧）を微分して変化量（図８の（ｄ）参照。）を得て、この変化量を整流等して出力（図８の（ｅ）参照。）する。そして、整流出力をヒステリシス特性を持ったコンパレータに入力して、前記ＤＣ電圧の変化量が設定された所定のしきい値以上であれば入力信号の周波数が変化しているので音声信号であると判断して、音声スケルチを開く音声スケルチ制御信号（図８の（ｆ）参照。）を出力し、前記ＤＣ電圧の変化量が設定された所定のしきい値未満であれば入力信号はトーン信号であると判断して、音声スケルチを閉じる音声スケルチ制御信号（図８の（ｇ）参照。）を出力する。
【０００７】
このようにして出力される音声スケルチ制御信号によって受信信号のラインに配設されたスケルチゲート手段を制御して、音声スケルチを開く場合には、入力された受信信号を後段の低周波回路に出力し、音声スケルチを閉じる場合には、入力された受信信号を抑制して後段の低周波回路へ抑制して出力するように制御するのである。なお、以上の音声スケルチはノイズスケルチ等と併用されている。
このような音声スケルチ回路の従来例が、例えば、特許文献１等に開示されている。
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−２３２３０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特許文献１に開示されたような従来例の音声スケルチは、アナログ回路構成で上記機能を実現するために部品点数が多くなり回路が複雑になるという問題や、ワンショットマルチやローパスフィルタが動作するための時間が必要であるので、スケルチ動作のタイミングを検出する時間（反応時間）が長くなり、スケルチ動作が遅れるという応答性の問題があった。また、平滑化に時間を要するとともに過去の状態の影響を大きく受けるという点でも問題があった。
【００１０】
また、上記各回路構成における各部の回路定数（しきい値や時定数）の試行調整が必要であるという問題があった。
【００１１】
そこで、本発明は、無線通信機における音声スケルチ回路において、音声信号であるか否かを判定するに際し、入力信号の周波数を随時計測し、音声信号は周波数がランダムに変化するが、音声以外の制御信号や無変調時の場合は周波数の変化が少ないことに着目して、音声信号のみを出力するように構成した音声スケルチの提供を目的としてなされたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の請求項１の音声スケルチ回路においては、
所定のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタル化されている入力信号が音声信号であるか否かを判定して、判定結果に基づいてスケルチゲート手段を制御するように構成された音声スケルチ回路において、
前記入力信号の周波数を所定時間の区間毎に測定する周波数測定手段と、
前記周波数測定手段にて測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第１のしきい値未満の場合には、前記入力信号は音声信号ではないと判定し、前記絶対値を第２のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、前記入力信号は音声信号であると判定し、前記何れの場合でもない場合には、前回の判定結果を維持する判定手段とを備え、
前記判定手段にて、音声信号でないと判定された場合に前記スケルチゲートを遮断するように構成した。
請求項２の音声スケルチ回路においては、
前記周波数測定手段は、各々の区間内において、前記入力信号がゼロクロスする最初のサンプリング点から最後のサンプリング点までの間におけるゼロクロス回数およびサンプリング回数とに基づいて、当該区間内における周波数を測定するように構成した。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の請求項１の音声スケルチ回路においては、
前記入力信号の周波数を所定時間の区間毎に測定し、
前記周波数測定手段にて測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第１のしきい値未満の場合には、前記入力信号は音声信号ではないと判定し、前記絶対値を第２のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、前記入力信号は音声信号であると判定し、前記何れの場合でもない場合には、前回の判定結果を維持するので、
音声信号でないと判定された場合にスケルチゲート手段を遮断することによって、応答性の優れた音声スケルチ回路を実現できる。
また、このような構成としたので処理の簡単な比較処理で判定をすることができるので、低機能のＣＰＵでも、高性能の音声スケルチ回路を実現できる。
請求項２の音声スケルチ回路においては、
各々の区間内において、前記入力信号がゼロクロスする最初のサンプリング点から最後のサンプリング点までの間におけるゼロクロス回数およびサンプリング回数とに基づいて、当該区間内における周波数を測定するので、
サンプリングタイミングと入力信号の位相のずれによる測定誤差を少なくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に、本発明にかかる音声スケルチ回路を、その実施の形態を示した図面に基づいて詳細に説明する。
図１は、本発明の実施形態の音声スケルチ回路を備えた受信装置のブロック図である。
図１において、
１は受信装置であり、受信回路２と、スケルチゲート手段３と、スピーカ４と、音声信号判定手段５とを備えている。前記スケルチゲート手段３と音声信号判定手段５で音声スケルチ回路６を構成している。
【００１５】
前記音声信号判定手段５の内部構成を図２に示した。
図２において、
５１はローパスフィルタであり、後段のＡ／Ｄ変換におけるエイリアス誤差を除くため、サンプリング周波数の１／２以上の高周波成分をカットするアンチエイリアスフィルタとして構成されている。カットオフ周波数2000Hz、遮断特性−12dB／octとする。
５２はＡ／Ｄ変換手段であり、入力されたアナログ信号を前記サンプリング周波数でサンプリングしてデジタル信号に変換する。前記サンプリング周波数は7680Hzとする。
５３は微分手段であり、オフセット成分を除去することによって一定区間で周波数計測のために正確なゼロクロス回数を計数できる。
５４は周波数測定手段であり、図７のフローチャートに示した手順がソフトウェアによって実現されている。
５５は判定手段であり、前記周波数測定手段５４にて測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が例えば２回にわたり連続して前記第１のしきい値未満の場合には、前記入力信号は音声信号ではないと判定してスケルチゲート手段を閉じるスケルチ制御信号を出力し、前記絶対値を第２のしきい値（＞第１のしきい値）と比較して、前記絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、前記入力信号は音声信号であると判定してスケルチゲート手段を開くスケルチ制御信号を出力し、前記何れの場合でもない場合には、前回のスケルチ制御信号を維持する。
【００１６】
前記スケルチゲート手段３は、前記スケルチ制御信号によって開閉制御される。
従って、前記入力信号が音声信号ではないと判定した場合にはスケルチゲート手段を閉じて前記スピーカ４から出力せず、音声信号であると判定した場合にはスケルチゲート手段を開いて前記スピーカ４から出力するのである。
【００１７】
このようにして、音声以外の制御信号や無変調時の場合は周波数の変化が少ないのでスケルチゲート手段を閉じてスピーカから出力せず、音声信号のみを出力するように構成したので、耳障りな制御信号や無変調時のノイズをミュートできる。
また、ＣＰＵへの負担が軽いので低機能（即ち、低価格）のＣＰＵでも実現可能である。特に、受信装置で使用しているＣＰＵを共用できるので、コストダウンが可能である。
そして、ＣＰＵとソフトウェアとによって上記機能を実現するので、細かいパラメータの追加や設定が容易であるとともに、温度による特性の変化がないという効果が得られる。
【実施例１】
【００１８】
実施例１では、ゼロクロス回数を計数する場合に、図３に示したように、所定時間（20mSEC)の区間を設定する。サンプリング周波数を7680Hzとすると前記区間内に160回以上のサンプリング数を得ることができる。
ここで、ゼロクロス回数をｎとすると、求める測定周波数は、サンプリング周波数×（（ｎ−１）／２）／（サンプリング数−１）と表すことができる。
そして、サンプリング周波数＝7680Hz、区間＝20.833mSECとすると、ゼロクロス数とサンプリング数から得られる測定周波数は図４に示したようになる。
図４の右欄に示したレベル値は、（サンプリング数×16）／ゼロクロス数としてレベル変換する。これは、周波数データで扱うよりレベルデータで扱ったほうがＣＰＵでは処理しやすいからである。整数で処理が容易になるように16倍したものである。
【００１９】
図４の右欄に示したように得られるレベル値を微分して変化量を求める。
そして、変化量を所定の第２のしきい値、例えば26と比較して、26以上の場合には周波数の変化が大きいので音声信号であると判定することができる。
逆に、変化量を所定の第１のしきい値、例えば２と比較して、２未満が例えば２回連続する場合には周波数の変化が小さいので音声信号ではないと判定することができる。
図５は、現在の周波数を中心として上下に変化する入力信号の周波数と、しきい値の範囲との関係を示す説明図である。この図５において、現在の周波数を中心として第１のしきい値の幅で上下に設定された範囲（１）の間に周波数変動が収まっていれば、音声信号以外の信号であると判定し、現在の周波数を中心として第２のしきい値の幅で上下に設定された範囲（２）の領域に周波数変動が含まれる場合には、音声信号であると判定する。
このような判定は、レベル比較だけであるので、高機能のＣＰＵでなくても極めて短時間、例えば20mSEC以内で行える。
【００２０】
なお、前記第１のしきい値は２に限定されるものではなく、第２のしきい値より小さい値であればよい。また、連続する回数は２回に限定されるものではなく、１回でも３回以上でもよい。
同様に、前記第２のしきい値は26に限定されるものではなく、第１のしきい値より大きい値であればよい。また、変化量を所定の第２のしきい値と比較するとき、例えば２回連続して前記第２のしきい値より大きい場合に音声信号であると判定することができる。
また、このとき連続する回数は３回以上でもよい。
【００２１】
図４の右欄に示したように得られるレベル値の変動例を時系列で図示すると図６の（ａ）のように例示できる。
これは、図６の（ｂ）に示したような従来例のように変化量がコンパレータのしきい値に達するまでの時間がかかるので、短時間では音声信号であるか否かを判定することは困難である。
また、従来例における平滑手段における平滑化に伴う応答時間より短い周波数変化は測定することが不可能である。
【００２２】
次に、図７のフローチャートを参照して、ゼロクロス回数の計数処理と、測定周波数の計算処理を説明する。
ステップＳ１においては、各パラメータを初期化する。例えば、計数開始位置を255、計数終了位置を０、ゼロクロス回数を０、サンプリング数を０とする。
【００２３】
ステップＳ２では、7680Hzのサンプリングタイミングを待ち、サンプリングタイミングになればステップＳ３へ進む。
ステップＳ３では、ゼロクロスしたか否かをチェックし、ゼロクロスしない場合にはステップＳ８へ進み、ゼロクロスした場合にはステップＳ４へ進む。このとき、正確にゼロクロスしていない場合でも、符号が反転したときにゼロクロスしたと判定する。
ステップＳ４では、ゼロクロス回数を１回分だけ増加させる。
続いてステップＳ５では、計数終了位置をサンプリング数と等しくする。
続いてステップＳ６では、計数開始位置を255と比較して、等しくなければステップＳ８へ進み、等しい場合にはステップＳ７へ進む。
【００２４】
ステップＳ７では、計数開始位置をサンプリング数と等しくする。
ステップＳ８では、サンプリング数を１だけ増加させる。
ステップＳ９では、サンプリング数が160を超えたか否かをチェックして、超えていなければステップＳ２に戻って繰り返す。超えていれば、次式によって、所定時間の区間20mSECを経過していることになるので、ゼロクロス回数の計数処理は終了して、ステップＳ１０へ進む。
（１／7680Hz）×160＝20.8mSEC
【００２５】
ステップＳ１０では、次式によって、測定周波数を計算して出力する。
測定周波数＝7680Hz×（（ｎ−１）／２）／（計数終了位置−計数開始位置）
但し、ｎはゼロクロス回数。計数終了位置＞計数開始位置
なお、計数終了位置≦計数開始位置の場合には無変調と判定する。
【００２６】
このようにして、20mSECの区間内において、最初にゼロクロスするサンプリング点から最後にゼロクロスするサンプリング点までの間におけるゼロクロス回数およびサンプリング回数とに基づいて、当該区間内における周波数を測定するので、サンプリングタイミングと入力信号の位相のずれによる測定誤差を少なくすることができる。
また、ノイズスケルチと併用することによって、ホワイトノイズをミュートすることも可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
この発明は、音声信号以外の制御信号が復調されてスピーカから出力される可能性のある通信機における前記制御信号音をミュートする技術全般に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明にかかる音声スケルチ回路の実施の形態の構成図である。
【図２】図１の要部の構成図である。
【図３】ゼロクロス回数の計数のタイミングを説明する説明図である。
【図４】得られる測定周波数と、その周波数をレベル変換した値の関係を説明する説明図である。
【図５】現在の周波数を中心として上下に変化する入力信号の周波数と、しきい値の範囲との関係を示す説明図である。
【図６】本発明の場合のレベル値の変動例と、従来例の場合の変化量の変動例を時系列で図示した説明図である。
【図７】実施例１におけるゼロクロス回数の計数処理と、測定周波数の計算処理を説明するフローチャートである。
【図８】従来例の場合の判定例を説明する説明図である。
【符号の説明】
【００２９】
１ 受信装置
２ 受信回路
３ スケルチゲート手段
４ スピーカ
５ 音声信号判定手段
６ 音声スケルチ回路
５１ ローパスフィルタ
５２ Ａ／Ｄ変換手段
５３ 微分手段
５４ 周波数測定手段
５５ 判定手段
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信機における音声スケルチ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、無線受信機においては、受信信号のレベル低下にともない、支配的となった雑音成分が復調信号として後段へ出力されるのを防止すべく、受信信号のレベルが低くなったときに復調信号の後段への出力を遮断もしくは抑制するスケルチ回路が一般的に用いられている。このようなスケルチ回路にあっては、受信信号のレベルが検出され、検出されたレベルが予め設定されたしきい値以下となったときに、後段の低周波回路に設けられたスケルチゲート手段を閉じて、後段への出力を遮断もしくは抑制する構成が採用されている。（搬送波のレベルを検出して受信信号のレベルとする場合をＳメータスケルチといい、復調信号中のノイズ成分のレベルを検出して受信信号のレベルととする場合をノイズスケルチという。）
【０００３】
また、受信周波数を自動的に走査させ、スケルチゲート手段が開いたときの周波数で走査を停止させることで、受信信号の存在する周波数のみを探索するスキャン機能が設けられた無線受信機も従来より一般的に存在する。しかし、以上のような従来のスケルチ回路は、受信信号のレベルのみを検出することによってスケルチゲート手段の開閉制御を行うものであり、復調信号が音声信号であるか否かの判別は行っていない。そのため、音声信号の周波数帯域に含まれる周波数成分を持つ信号、例えば、電信波、ＦＳＫ信号波等の混信や妨害信号に対しては何ら対処がなされておらず、この場合にあっては、スケルチゲート手段は閉じられず、復調信号（この場合、復調信号は周期性の強いトーン信号となる。）がそのまま後段に出力されてしまうことになる。
【０００４】
また、上述したようなスキャン機能が設けられた無線受信機では、このような電信波等の混信や妨害信号によっても走査が停止してしまい、音声信号が存在する周波数のみをうまく探索することができない。このような問題に鑑みて、復調信号が音声信号であるか否かを判別し、たとえ受信信号のレベルがしきい値以上であっても、復調信号が音声信号でないときにはスケルチゲート手段を閉じることで解消することができる。なお、このようなスケルチ機能を音声スケルチ機能という。このような音声スケルチ機能を実現するためには、復調信号が音声信号であるか否かを判別する必要がある。この場合、復調信号が周期性の強いトーン信号であるか否かを判別し、トーン信号であれば音声信号でないと判断する。
そして、音声信号である場合にはスケルチゲート手段を開き、音声信号でない場合にはスケルチゲート手段を閉じるように制御すればよい。
【０００５】
そのような音声スケルチ回路は、受信回路の復調出力（図８の（ａ）参照。）をリミッタアンプを通すことによって振幅成分を抑圧し（図８の（ａ2）参照。）、ワンショットマルチに入力する。このワンショットマルチは、入力信号がゼロ点をマイナスからプラスへ横切るタイミングで一定幅の出力パルス（図８の（ｂ）参照。）を発生する。従って、出力パルスの密度は入力信号の周波数に比例して変化することになる。前記出力パルスをローパスフィルタに入力して平滑処理することによって、入力信号に比例したＤＣ電圧（図８の（ｃ）参照。）が得られる。
【０００６】
その後、前記ローパスフィルタの出力（ＤＣ電圧）を微分して変化量（図８の（ｄ）参照。）を得て、この変化量を整流等して出力（図８の（ｅ）参照。）する。そして、整流出力をヒステリシス特性を持ったコンパレータに入力して、前記ＤＣ電圧の変化量が設定された所定のしきい値以上であれば入力信号の周波数が変化しているので音声信号であると判断して、音声スケルチを開く音声スケルチ制御信号（図８の（ｆ）参照。）を出力し、前記ＤＣ電圧の変化量が設定された所定のしきい値未満であれば入力信号はトーン信号であると判断して、音声スケルチを閉じる音声スケルチ制御信号（図８の（ｇ）参照。）を出力する。
【０００７】
このようにして出力される音声スケルチ制御信号によって受信信号のラインに配設されたスケルチゲート手段を制御して、音声スケルチを開く場合には、入力された受信信号を後段の低周波回路に出力し、音声スケルチを閉じる場合には、入力された受信信号を抑制して後段の低周波回路へ抑制して出力するように制御するのである。なお、以上の音声スケルチはノイズスケルチ等と併用されている。
このような音声スケルチ回路の従来例が、例えば、特許文献１等に開示されている。
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−２３２３０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特許文献１に開示されたような従来例の音声スケルチは、アナログ回路構成で上記機能を実現するために部品点数が多くなり回路が複雑になるという問題や、ワンショットマルチやローパスフィルタが動作するための時間が必要であるので、スケルチ動作のタイミングを検出する時間（反応時間）が長くなり、スケルチ動作が遅れるという応答性の問題があった。また、平滑化に時間を要するとともに過去の状態の影響を大きく受けるという点でも問題があった。
【００１０】
また、上記各回路構成における各部の回路定数（しきい値や時定数）の試行調整が必要であるという問題があった。
【００１１】
そこで、本発明は、無線通信機における音声スケルチ回路において、音声信号であるか否かを判定するに際し、入力信号の周波数を随時計測し、音声信号は周波数がランダムに変化するが、音声以外の制御信号や無変調時の場合は周波数の変化が少ないことに着目して、音声信号のみを出力するように構成した音声スケルチの提供を目的としてなされたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の請求項１の音声スケルチ回路においては、
所定のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタル化されている入力信号が音声信号であるか否かを判定して、判定結果に基づいてスケルチゲート手段を制御するように構成された音声スケルチ回路において、
前記入力信号の周波数を所定時間の区間毎に測定する周波数測定手段と、
前記周波数測定手段にて測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第１のしきい値未満の場合には、前記入力信号は音声信号ではないと判定し、前記絶対値を第２のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、前記入力信号は音声信号であると判定し、前記何れの場合でもない場合には、前回の判定結果を維持する判定手段とを備え、
前記判定手段にて、音声信号でないと判定された場合に前記スケルチゲートを遮断するように構成した。
請求項２の音声スケルチ回路においては、
前記周波数測定手段は、各々の区間内において、前記入力信号がゼロクロスする最初のサンプリング点から最後のサンプリング点までの間におけるゼロクロス回数およびサンプリング回数とに基づいて、当該区間内における周波数を測定するように構成した。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の請求項１の音声スケルチ回路においては、
前記入力信号の周波数を所定時間の区間毎に測定し、
前記周波数測定手段にて測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第１のしきい値未満の場合には、前記入力信号は音声信号ではないと判定し、前記絶対値を第２のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、前記入力信号は音声信号であると判定し、前記何れの場合でもない場合には、前回の判定結果を維持するので、
音声信号でないと判定された場合にスケルチゲート手段を遮断することによって、応答性の優れた音声スケルチ回路を実現できる。
また、このような構成としたので処理の簡単な比較処理で判定をすることができるので、低機能のＣＰＵでも、高性能の音声スケルチ回路を実現できる。
請求項２の音声スケルチ回路においては、
各々の区間内において、前記入力信号がゼロクロスする最初のサンプリング点から最後のサンプリング点までの間におけるゼロクロス回数およびサンプリング回数とに基づいて、当該区間内における周波数を測定するので、
サンプリングタイミングと入力信号の位相のずれによる測定誤差を少なくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に、本発明にかかる音声スケルチ回路を、その実施の形態を示した図面に基づいて詳細に説明する。
図１は、本発明の実施形態の音声スケルチ回路を備えた受信装置のブロック図である。
図１において、
１は受信装置であり、受信回路２と、スケルチゲート手段３と、スピーカ４と、音声信号判定手段５とを備えている。前記スケルチゲート手段３と音声信号判定手段５で音声スケルチ回路６を構成している。
【００１５】
前記音声信号判定手段５の内部構成を図２に示した。
図２において、
５１はローパスフィルタであり、後段のＡ／Ｄ変換におけるエイリアス誤差を除くため、サンプリング周波数の１／２以上の高周波成分をカットするアンチエイリアスフィルタとして構成されている。カットオフ周波数2000Hz、遮断特性−12dB／octとする。
５２はＡ／Ｄ変換手段であり、入力されたアナログ信号を前記サンプリング周波数でサンプリングしてデジタル信号に変換する。前記サンプリング周波数は7680Hzとする。
５３は微分手段であり、オフセット成分を除去することによって一定区間で周波数計測のために正確なゼロクロス回数を計数できる。
５４は周波数測定手段であり、図７のフローチャートに示した手順がソフトウェアによって実現されている。
５５は判定手段であり、前記周波数測定手段５４にて測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が例えば２回にわたり連続して前記第１のしきい値未満の場合には、前記入力信号は音声信号ではないと判定してスケルチゲート手段を閉じるスケルチ制御信号を出力し、前記絶対値を第２のしきい値（＞第１のしきい値）と比較して、前記絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、前記入力信号は音声信号であると判定してスケルチゲート手段を開くスケルチ制御信号を出力し、前記何れの場合でもない場合には、前回のスケルチ制御信号を維持する。
【００１６】
前記スケルチゲート手段３は、前記スケルチ制御信号によって開閉制御される。
従って、前記入力信号が音声信号ではないと判定した場合にはスケルチゲート手段を閉じて前記スピーカ４から出力せず、音声信号であると判定した場合にはスケルチゲート手段を開いて前記スピーカ４から出力するのである。
【００１７】
このようにして、音声以外の制御信号や無変調時の場合は周波数の変化が少ないのでスケルチゲート手段を閉じてスピーカから出力せず、音声信号のみを出力するように構成したので、耳障りな制御信号や無変調時のノイズをミュートできる。
また、ＣＰＵへの負担が軽いので低機能（即ち、低価格）のＣＰＵでも実現可能である。特に、受信装置で使用しているＣＰＵを共用できるので、コストダウンが可能である。
そして、ＣＰＵとソフトウェアとによって上記機能を実現するので、細かいパラメータの追加や設定が容易であるとともに、温度による特性の変化がないという効果が得られる。
【実施例１】
【００１８】
実施例１では、ゼロクロス回数を計数する場合に、図３に示したように、所定時間（20mSEC)の区間を設定する。サンプリング周波数を7680Hzとすると前記区間内に160回以上のサンプリング数を得ることができる。
ここで、ゼロクロス回数をｎとすると、求める測定周波数は、サンプリング周波数×（（ｎ−１）／２）／（サンプリング数−１）と表すことができる。
そして、サンプリング周波数＝7680Hz、区間＝20.833mSECとすると、ゼロクロス数とサンプリング数から得られる測定周波数は図４に示したようになる。
図４の右欄に示したレベル値は、（サンプリング数×16）／ゼロクロス数としてレベル変換する。これは、周波数データで扱うよりレベルデータで扱ったほうがＣＰＵでは処理しやすいからである。整数で処理が容易になるように16倍したものである。
【００１９】
図４の右欄に示したように得られるレベル値を微分して変化量を求める。
そして、変化量を所定の第２のしきい値、例えば26と比較して、26以上の場合には周波数の変化が大きいので音声信号であると判定することができる。
逆に、変化量を所定の第１のしきい値、例えば２と比較して、２未満が例えば２回連続する場合には周波数の変化が小さいので音声信号ではないと判定することができる。
図５は、現在の周波数を中心として上下に変化する入力信号の周波数と、しきい値の範囲との関係を示す説明図である。この図５において、現在の周波数を中心として第１のしきい値の幅で上下に設定された範囲（１）の間に周波数変動が収まっていれば、音声信号以外の信号であると判定し、現在の周波数を中心として第２のしきい値の幅で上下に設定された範囲（２）の領域に周波数変動が含まれる場合には、音声信号であると判定する。
このような判定は、レベル比較だけであるので、高機能のＣＰＵでなくても極めて短時間、例えば20mSEC以内で行える。
【００２０】
なお、前記第１のしきい値は２に限定されるものではなく、第２のしきい値より小さい値であればよい。また、連続する回数は２回に限定されるものではなく、１回でも３回以上でもよい。
同様に、前記第２のしきい値は26に限定されるものではなく、第１のしきい値より大きい値であればよい。また、変化量を所定の第２のしきい値と比較するとき、例えば２回連続して前記第２のしきい値より大きい場合に音声信号であると判定することができる。
また、このとき連続する回数は３回以上でもよい。
【００２１】
図４の右欄に示したように得られるレベル値の変動例を時系列で図示すると図６の（ａ）のように例示できる。
これは、図６の（ｂ）に示したような従来例のように変化量がコンパレータのしきい値に達するまでの時間がかかるので、短時間では音声信号であるか否かを判定することは困難である。
また、従来例における平滑手段における平滑化に伴う応答時間より短い周波数変化は測定することが不可能である。
【００２２】
次に、図７のフローチャートを参照して、ゼロクロス回数の計数処理と、測定周波数の計算処理を説明する。
ステップＳ１においては、各パラメータを初期化する。例えば、計数開始位置を255、計数終了位置を０、ゼロクロス回数を０、サンプリング数を０とする。
【００２３】
ステップＳ２では、7680Hzのサンプリングタイミングを待ち、サンプリングタイミングになればステップＳ３へ進む。
ステップＳ３では、ゼロクロスしたか否かをチェックし、ゼロクロスしない場合にはステップＳ８へ進み、ゼロクロスした場合にはステップＳ４へ進む。このとき、正確にゼロクロスしていない場合でも、符号が反転したときにゼロクロスしたと判定する。
ステップＳ４では、ゼロクロス回数を１回分だけ増加させる。
続いてステップＳ５では、計数終了位置をサンプリング数と等しくする。
続いてステップＳ６では、計数開始位置を255と比較して、等しくなければステップＳ８へ進み、等しい場合にはステップＳ７へ進む。
【００２４】
ステップＳ７では、計数開始位置をサンプリング数と等しくする。
ステップＳ８では、サンプリング数を１だけ増加させる。
ステップＳ９では、サンプリング数が160を超えたか否かをチェックして、超えていなければステップＳ２に戻って繰り返す。超えていれば、次式によって、所定時間の区間20mSECを経過していることになるので、ゼロクロス回数の計数処理は終了して、ステップＳ１０へ進む。
（１／7680Hz）×160＝20.8mSEC
【００２５】
ステップＳ１０では、次式によって、測定周波数を計算して出力する。
測定周波数＝7680Hz×（（ｎ−１）／２）／（計数終了位置−計数開始位置）
但し、ｎはゼロクロス回数。計数終了位置＞計数開始位置
なお、計数終了位置≦計数開始位置の場合には無変調と判定する。
【００２６】
このようにして、20mSECの区間内において、最初にゼロクロスするサンプリング点から最後にゼロクロスするサンプリング点までの間におけるゼロクロス回数およびサンプリング回数とに基づいて、当該区間内における周波数を測定するので、サンプリングタイミングと入力信号の位相のずれによる測定誤差を少なくすることができる。
また、ノイズスケルチと併用することによって、ホワイトノイズをミュートすることも可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
この発明は、音声信号以外の制御信号が復調されてスピーカから出力される可能性のある通信機における前記制御信号音をミュートする技術全般に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明にかかる音声スケルチ回路の実施の形態の構成図である。
【図２】図１の要部の構成図である。
【図３】ゼロクロス回数の計数のタイミングを説明する説明図である。
【図４】得られる測定周波数と、その周波数をレベル変換した値の関係を説明する説明図である。
【図５】現在の周波数を中心として上下に変化する入力信号の周波数と、しきい値の範囲との関係を示す説明図である。
【図６】本発明の場合のレベル値の変動例と、従来例の場合の変化量の変動例を時系列で図示した説明図である。
【図７】実施例１におけるゼロクロス回数の計数処理と、測定周波数の計算処理を説明するフローチャートである。
【図８】従来例の場合の判定例を説明する説明図である。
【符号の説明】
【００２９】
１ 受信装置
２ 受信回路
３ スケルチゲート手段
４ スピーカ
５ 音声信号判定手段
６ 音声スケルチ回路
５１ ローパスフィルタ
５２ Ａ／Ｄ変換手段
５３ 微分手段
５４ 周波数測定手段
５５ 判定手段
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタル化されている入力信号が音声信号であるか否かを判定して、判定結果に基づいてスケルチゲート手段を制御するように構成された音声スケルチ回路において、
前記入力信号の周波数を所定時間の区間毎に測定する周波数測定手段と、
前記周波数測定手段にて測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第１のしきい値未満の場合には、前記入力信号は音声信号ではないと判定し、前記絶対値を第２のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、前記入力信号は音声信号であると判定し、前記何れの場合でもない場合には、前回の判定結果を維持する判定手段とを備え、
前記判定手段にて、音声信号でないと判定された場合に前記スケルチゲート手段を遮断するように構成したことを特徴とする音声スケルチ回路。
【請求項２】
前記周波数測定手段は、各々の区間内において、前記入力信号がゼロクロスする最初のサンプリング点から最後のサンプリング点までの間におけるゼロクロス回数およびサンプリング回数とに基づいて、当該区間内における周波数を測定するように構成したことを特徴とする請求項１に記載の音声スケルチ回路。
【請求項１】
所定のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタル化されている入力信号が音声信号であるか否かを判定して、判定結果に基づいてスケルチゲート手段を制御するように構成された音声スケルチ回路において、
前記入力信号の周波数を所定時間の区間毎に測定する周波数測定手段と、
前記周波数測定手段にて測定した周波数の変化量の絶対値を順次演算して、演算した絶対値を第１のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第１のしきい値未満の場合には、前記入力信号は音声信号ではないと判定し、前記絶対値を第２のしきい値と比較して、前記絶対値が前記第２のしきい値を超えた場合には、前記入力信号は音声信号であると判定し、前記何れの場合でもない場合には、前回の判定結果を維持する判定手段とを備え、
前記判定手段にて、音声信号でないと判定された場合に前記スケルチゲート手段を遮断するように構成したことを特徴とする音声スケルチ回路。
【請求項２】
前記周波数測定手段は、各々の区間内において、前記入力信号がゼロクロスする最初のサンプリング点から最後のサンプリング点までの間におけるゼロクロス回数およびサンプリング回数とに基づいて、当該区間内における周波数を測定するように構成したことを特徴とする請求項１に記載の音声スケルチ回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００６−１９９１３（Ｐ２００６−１９９１３Ａ）
【公開日】平成１８年１月１９日（２００６．１．１９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−１９４１０８（Ｐ２００４−１９４１０８）
【出願日】平成１６年６月３０日（２００４．６．３０）
【出願人】（０００１００７４６）アイコム株式会社 (273)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１月１９日（２００６．１．１９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年６月３０日（２００４．６．３０）
【出願人】（０００１００７４６）アイコム株式会社 (273)
【Ｆターム（参考）】
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