ＳＳＲモードＳ信号受信装置
【課題】ＳＳＲモード応答信号の受信信号が地面等の反射波と合成されて受信されても、反射波を除去して直接波を適切に検出し、データ解読できるようにする。
【解決手段】微分器５が、Ａ／Ｄ変換された受信電力合成パルス信号を微分し、相関演算器６が受信電力合成パルス信号を形成した各パルスの前縁及び後縁における振幅及び時間の相関レベルを演算して出力し、反射レベル検索器８２がその相関レベルに基づき、反射波を除去し合成波を再合成するための演算パラメータを生成して、逆演算器８１に供給する。
従って、たとえマルチパスにより受信信号の波形が変化したとしても、振幅及び時間の相関レベルに基づく逆演算によって、反射波の干渉除去ないしは再合成を図り、ＳＳＲモードＳ応答パルス信号を適正に取り出すことができるので、監視すべきターゲット（航空機）の検出率を向上させることができる。
【解決手段】微分器５が、Ａ／Ｄ変換された受信電力合成パルス信号を微分し、相関演算器６が受信電力合成パルス信号を形成した各パルスの前縁及び後縁における振幅及び時間の相関レベルを演算して出力し、反射レベル検索器８２がその相関レベルに基づき、反射波を除去し合成波を再合成するための演算パラメータを生成して、逆演算器８１に供給する。
従って、たとえマルチパスにより受信信号の波形が変化したとしても、振幅及び時間の相関レベルに基づく逆演算によって、反射波の干渉除去ないしは再合成を図り、ＳＳＲモードＳ応答パルス信号を適正に取り出すことができるので、監視すべきターゲット（航空機）の検出率を向上させることができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえば、ＡＴＣトランスポンダから送信されたＳＳＲモードＳ応答信号を二次監視レーダ側で受信した受信信号が、直接波と、地面等での反射を経た反射波との合成波であるとき、合成波から反射波を除外または再合成して直接波を適正に検出可能なＳＳＲモードＳ信号受信装置の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
航空交通管制（ＡＴＣ：Air Traffic Control）において、地上に設置された二次監視レーダ（ＳＳＲ：Secondary Surveillance Radar、以下ＳＳＲと称する）からの質問信号が航空機に向けて送信され、その質問信号を受信した航空機搭載のＡＴＣトランスポンダは、その質問信号に対する応答信号がＳＳＲに向けて送信される。
【０００３】
ＡＴＣトランスポンダからの応答信号を受信したＳＳＲは、その応答信号に含むデータを解読することにより、当該航空機を監視のための各種情報を取得する。
【０００４】
ＳＳＲとＡＴＣトランスポンダとの間の質問応答には、航空機の識別情報を得るためのモードＡ、高度情報を得るためのモードＣ、識別情報や高度情報に加えて進路情報や速度情報等を得ることができるモードＳとがある（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００５】
なお、航空機搭載のＳＳＲモードＳ用トランスポンダは、モードＳ応答信号を一定間隔で自動的に送信するので、その送信信号は地上局だけでなく、飛行する他の航空機でも受信できる。
【０００６】
ＳＳＲモードＳ用トランスポンダから送信されるＳＳＲモードＳ応答信号は、図５に示したように、４つのパルスで特定パターンを形成した先頭のプリアンブル信号と、それに続くデータブロック信号とが縦続したパルス信号列として構成されている。
【０００７】
地上局のＳＳＲにおいて、ＳＳＲモードＳ応答信号を受信して解読しようとするとき、受信するＳＳＲモードＳ応答信号には、空間における電波伝搬の環境状況等により種々のノイズが含まれることが多く、また直接波地面や海面での反射を経た反射波との合成波として、いわゆるマルチパスによる信号重畳によっても、パルス波形が大きくひずんで受信されることがある。
【０００８】
図６は、航空機（ターゲット）Ｐに搭載されたモードＳ用トランスポンダからのＳＳＲモードＳ応答信号をＳＳＲの空中線１で受信するとき、ＳＳＲ側では直接波Ｄと、地面や海面等での反射を経た反射波Ｒとが重畳した合成波として受信されることを示したものである。
【０００９】
従来、ＳＳＲモードＳ応答信号を受信したとき、その受信信号が真のＳＳＲモードＳ応答信号であるか否かは、受信されるプリアンブル信号に閾値レベルＬを設定し、その閾値レベルＬによる時間幅が、プリアンブルとして規定された時間幅の許容範囲内にあるか否かで判定されていた。
【００１０】
すなわち、図７（ａ）に示した受信パルス信号に対し、閾値レベルＬを設定し、波形成形により図７（ｂ）に示したパルスを得たとき、この取り出したパルスの各パルス幅（Ｘ，Ｙ，Ｚ）が、規定されたパルス信号であるとされる許容範囲、すなわちｗ＜Ｘ，Ｙ，Ｚ＜Ｗにあるか否かを判別し、許容範囲内にあるパルス信号（図７では、図７（ｂ）に示したパルスＸ）のみが目的とする真のパルス信号であるとして抽出される（例えば、特許文献１，２参照。）。
【００１１】
図６に示したように、地上局のＳＳＲが、スラント（ｓｌａｎｔ）レンジの直接波Ｄと、地面での反射を介して受信された反射波Ｒの合成波としてＳＳＲモードＳ応答信号をしたとき、合成波に含む反射波Ｒは、経路長の違いから直接波Ｄに遅れて受信され、また反射損失等により、反射波Ｒは直接波Ｄよりも低いレベルで受信される。
【００１２】
すなわち、同一信号源からのマルチパス受信において、図８（ａ）に示した直接波Ｄにおける振幅Ｈのパルス信号の受信に対し、地面や海面等での反射を経て受信された反射波Ｒは、図８（ｂ）に示したように、遅延（Δｔ）したタイミングでかつ振幅Ｈよりレベルの低い振幅ｈのパルスとして受信される。
【００１３】
ＳＳＲが空中線１を介してマルチパスの信号を合成波として受信したとき、同位相での受信では図８（ｃ）に示した波形となり、逆位相での合成波は図８（ｄ）に示した波形となり、いずれももとの送信パルスの波形からは大きく変形して受信されることがある。
【００１４】
従って、ＳＳＲにおいて、図８（ｃ）あるいは図８（ｄ）に示したこれら合成波のパルスに対し、閾値レベルＬを設定して目的とするパルス信号であるか否かを判定したとき、各合成波の閾値レベルＬにおける時間幅（パルス幅）は、もとのパルス信号とは大きく異なった状況のもとでは、ノイズと判定され破棄される。
【００１５】
ＳＳＲモードＳ応答信号を構成するパルスのパルス幅は、０．５μｓまたは１．０μｓのいずれかに規定され、０．５μｓのパルス幅の４個のパルスが、規定に従い配列されたプリアンプル信号を検出してはじめて、受信信号がＳＳＲモードＳ応答信号であることが識別され、その検出されたプリアンブルを基準として、後に続くデータブロックの検出及び解読が行われる。
【００１６】
図９（ａ）は、受信直接波Ｄのプリアンブル信号を示したもので、図９（ｂ）は，受信反射波Ｒのプリアンブル信号で、そして図９（ｃ）は、それらがＳＳＲで合成波として受信された信号波形を示したものである。
【００１７】
上記のように、従来のＳＳＲモードＳ受信装置では、図９（ｃ）に示したような合成波に対し閾値レベルＬを設定してプリアンブル信号を検出するので、合成波で波形が変形した状態では、適正なプリアンブル信号として検出されることなく破棄されてしまうこととなる。
【００１８】
図１０（ａ）は、データブロック信号例の一部を示したもので、１．０μｓのビット幅の１／２である０．５μｓのパルス幅のパルスにより形成された「１，０，１，０，１，０，１，１，」のパルス信号が、マルチパスにより合成波として受信された信号波形を示したものである。
【００１９】
従来のＳＳＲモードＳ信号受信装置は、図１０（ａ）に示した波形の合成波に対し、閾値レベルＬの設定してＳＳＲモードＳ応答信号を検出するので、その検出波形は、図１０（ｂ）に示したものとなり、予め規定されたパルス幅範囲を満足しないパルスを含むので適正に検出されず、解読されなかった。
【非特許文献１】橋田芳男、大友恒、久慈義則「航空管制用二次監視レーダ−ＳＳＲモードＳ」、東芝レビューVol.59 No.2（2004）、ｐ58-61.
【特許文献１】特開２０００−２０６２３９号公報
【特許文献２】特開２０００−３０４８５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
上記のように、例えばＳＳＲにおいて受信したＳＳＲモードＳ信号が、直接波に反射波が干渉した合成波であるとき、合成によるパルス波形のひずみから、ＳＳＲモードＳ信号として検出されないことがあった。
【００２１】
特に、ＳＳＲモードＳ応答信号では、そもそもプリアンブル検出が適正に行われない状況のもとでは、後続するデータブロック信号の検出並びにデータ解読は行われないこととなる。
【００２２】
このように、従来のＳＳＲモードＳ信号受信装置では、合成波を受信したとき、反射波を識別してパルス列信号を適正に検出し得なかったので、ＳＳＲモードＳ応答信号を検出して解読することができず、監視すべきターゲット（航空機）の検出率が著しく低下する。
【００２３】
そこで、本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたもので、受信されたＳＳＲモードＳ応答パルス信号が、たとえ直接波と反射波との合成によるものであっても、反射波を除去または再合成することでＳＳＲモードＳ応答パルス信号を適正に取り出すことができるＳＳＲモードＳ信号受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明のＳＳＲモードＳ信号受信装置は、送信されたパルス信号列を受信して検波する検波手段と、この検波手段により検波された前記受信電力パルス信号列をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段でディジタル化された前記受信電力パルス信号列の波形を微分し、各パルスにおける振幅上昇変化率及び振幅下降変化率に対応した微分信号を出力する微分手段と、この微分手段により出力された前記受信電力パルス信号列における微分信号の振幅及び時間の相関レベルを演算して出力する相関演算手段と、この相関演算手段から出力された前記相関レベルに基づき、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号から反射波を除去または再合成するための前記振幅及び時間に関する演算パラメータを生成する検索手段と、この検索手段により生成された前記演算パラメータに基づき、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を逆演算し、反射波を除去または再合成して前記受信電力パルス信号列を再生出力する逆演算手段とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明のＳＳＲモードＳ信号受信装置は、受信電力パルス信号列の波形を微分する微分手段と、この微分手段による微分信号の振幅及び時間の相関レベルを演算して出力する相関演算手段とを有し、この相関演算手段からの各相関レベルに基づく演算パラメータにより、受信出力信号を逆演算して反射波の除去あるいは再合成を行うので、反射波の干渉を抑制した受信パルス列信号を再生出力できる。
【００２６】
従って、たとえマルチパスにより受信信号の波形が変化したとしても、ＳＳＲモードＳ応答パルス信号を適正に取り出すことができ、監視すべきターゲット（航空機）の検出率を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、図１ないし図４を参照し、本発明によるＳＳＲモードＳ信号受信装置の一実施例を説明する。なお、図５ないし図１０に示した従来の構成と同一構成には、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００２８】
図１は、ＳＳＲ（二次監視レーダ）に採用した本発明に係るＳＳＲモードＳ信号受信装置の構成図である。
【００２９】
図１において、ＳＳＲモードＳ信号受信装置は、水平方向に３６０度回転可能な空中線１と、この空中線１に接続された検波器２と、検波器２に接続されたＡ／Ｄ変換器３と、Ａ／Ｄ変換器３に接続された遅延補償回路４及び微分器５と、微分器５に接続された相関演算器６と、相関演算器６に接続されたプリアンブル検出器７と、プリアンブル検出器７及び相関演算器６並びに遅延補償回路４に接続された再合成処理回路８とから構成される。
【００３０】
再合成処理回路８は、遅延補償回路４の出力が供給される逆演算器８１と、遅延補償回路４及び相関演算器６並びにプリアンブル検出器７の各出力が供給される反射レベル検索器８２とから構成されている。
【００３１】
図２は、空中線１に受信されるＳＳＲモードＳ信号のプリアンブル信号を示したものである。
【００３２】
図２（ａ）ないし図２（ｃ）は、プリアンブルの直接波、反射波、及び合成波をそれぞれ示したものであり、図９（ａ）ないし図９（ｃ）に示した、同じくプリアンブルの直接波、反射波、及び合成波に対応して示したものである。
【００３３】
図２（ｃ）に示したプリアンブル信号の合成波が検波器２で検波され、Ａ／Ｄ変換器３において、検波アナログ信号から多値ディジタル信号に変換されて出力され、遅延補償回路４及び微分器５に供給される。
【００３４】
微分器５は、いわゆる微分フィルタで構成された微分手段であり、図２（ｃ）に示した合成波（すなわち、受信電力パルス信号列）の波形に対し微分処理を行う。
【００３５】
すなわち、微分器５は、図２（ｄ）に示したように、合成波を構成した直接波及び反射波の各パルスの前縁における立ち上がり、及び後縁における立下りを検出して出力する。
【００３６】
図３（ａ）は、図１０に示した合成波に対応した波形を示したものであり、図３（ａ）に示した合成波が微分器５へ供給されることにより、微分器５は図３（ｂ）に示した微分出力を導出する。
【００３７】
図２（ｄ）に示した微分器５の出力信号は、相関演算器６に供給される。
【００３８】
相関演算器６は、プリアンブル信号のパルス位置に対応する相関フィルタを構成したもので、図１に示したように、加算器６１ａ，６１ｂ，６１ｃと各対応する遅延回路６２ａ，６２ｂ，６２ｃとの組み合わせ構成からなる３段階（縦続）で相関処理を実行する。
【００３９】
各遅延回路６２ａ，６２ｂ，６２ｃの遅延量は、プリアンブル信号におけるパルス幅及びパルス配列位置に対応して、０．５μｓ，１．０μｓ，３．５μｓにそれぞれ設定されている。
【００４０】
図２（ｄ）に示した微分器５の出力信号は、規定されたプリアンブル信号のパルス位置に対応する。従って、直接波の相関Ｄｓ及び反射波の相関Ｒｓを示した図２（ｅ）に示したように、加算器６１ａからは０．５μｓの相関フィルタにより図２（ｆ）に示した微分出力が抽出され、さらに加算器６１ｂからは１．０μｓの相関フィルタにより図２（ｇ）に示した微分出力が抽出され、さらに加算器６１ｃからは３．５μｓの相関フィルタにより図２（ｈ）の微分出力が抽出される。
【００４１】
図２（ｈ）の微分出力は、合成波のプリアンブル信号における直接波Ｄと反射波Ｒとの振幅（振幅差Δｈ）及び時間（時間差Δt）の相関レベルを示している。
【００４２】
図２（ｈ）の相関レベル信号は、プリアンブル検出器７及び再合成処理回路８の反射レベル検索器８２に供給される。
【００４３】
このように、相関演算器６における微分信号に対する相関演算処理では、図２（ｃ）に示された合成波における波形（信号強度）の上昇変化率と下降変化率との相関の度合いの演算結果から、プリアンブル信号における直接波Ｄと反射波Ｒとの振幅及び時間の相関レベルマップが出力される。
【００４４】
プリアンブル検出器７は、相関演算器６からの図２（ｈ）に示した相関レベル信号から、図２（ｉ）に示した、基準となるプリアンブルパルスの前縁信号、すなわち先に検出される相関の強い直接波のプリアンブル検出信号が基準信号として、再合成処理回路８の反射レベル検索器８２に供給される。
【００４５】
反射レベル検索器８２と逆演算器８１とから構成された再合成処理回路８は、以下説明するように、逆演算器８１により、特定した時間及び振幅レベルでの合成波に対する再合成を行うものであり、これにより反射波による波形の歪み干渉を除去して、直接波に戻して出力する。
【００４６】
すなわち、空中線１で受信される合成波Ｐgは、下記（１）式で表される。
【００４７】
Ｐg＝αsinωt+βsin(ω(t+Δｔ))・・・・・（１）
但し、
α：直接波Ｄの減衰量、
β：反射波Ｒの減衰量
Δｔ：直接波Ｄと反射波Ｒの到達時間差
上記（１）式において、sinωt＝ｆ（ｔ）とおくと下記（２）式が得られる。
【００４８】
Ｐg＝αf(t)+βf(t+Δｔ) （２）
上記（２）式から下記（３）式が得られる。
【００４９】
f(t)＝（Ｐg−βf(t+Δｔ)）／α （３）
上記（３）式は、合成波Ｐgに対し、特定した時間（Δｔ）と振幅レベル（α，β）に関する逆演算により、ｆ（ｔ）、すなわち直接波Ｄを合成復元できることを示している。
【００５０】
そこで、遅延補償回路４を介して合成波Ｐgが供給される逆演算器８１は、加算回路８１ａと、加算回路８１ａ出力が供給される割算回路８１ｂ並びに減衰係数回路８１ｃと、減衰係数回路８１ｃの出力が供給されて遅延補正を行い加算回路８１ａにフィードバックする可変遅延線路８１ｄとで構成される。
【００５１】
なお、遅延補償回路４は再合成処理回路８に供給される合成波Ｐgのタイミングと、微分器５、相関演算器６、及びプリアンブル検出器７での処理を経て再合成処理回路８に供給される各信号間のタイミングを一致させるための補正回路である。
【００５２】
上記（３）式に示されたように、合成波Ｐgを導入した逆演算器８１は、直接波Ｄの減衰量（α）、反射波Ｒの減衰量（β）、及び直接波Ｄと反射波Ｒの到達時間差（Δｔ）のデータがから、再合成により直接波Ｐｇ（＝ｆ（ｔ））を出力する。
【００５３】
反射レベル検索器８２には、上記のように、遅延補償回路４から合成波出力信号Ｐgを、相関演算器６からは図２（ｆ）に示した振幅及び時間の相関レベルマップが、またプリアンブル検出器７からは図２（ｇ）に示したプリアンブル検出信号が供給される。
【００５４】
従って、反射レベル検索器８２は、プリアンブル検出器７からのプリアンブル検出信号をトリガとして、上記（３）式に基づく逆演算により、直接波ｆ（ｔ）を生成して導出するのに必要な各演算パラメータ、すなわち直接波Ｄの減衰量（α）すなわち直接波Ｄの振幅レベル、反射波Ｒの減衰量（β）、すなわち反射波Ｒの振幅レベル、及び直接波Ｄと反射波Ｒの到達時間差（Δｔ）を検索し、それぞれ対応する割算回路８１ｂ、減衰係数回路８１ｃ、及び可変遅延線路８１ｄに供給するので、逆演算器８１は、合成波Ｐgに対する逆演算により直接波ｆ（ｔ）を生成して導出する。
【００５５】
このように、再合成処理回路８は、合成波Ｐgに対する微分及び相関演算を介して得られた、振幅及び時間の相関レベルマップから、反射波を識別し、反射波としての条件を満たすものを抽出し、特定された条件のもとでの逆演算により、合成波Ｐgに対する再合成が行われて出力される。すなわち、反射波Ｒによって失った部分を反射波Ｒに逆合成することで、元の信号波形に戻されて出力される。
【００５６】
なお、図１に示した構成において、減衰係数回路８１ｃと可変遅延線路８１ｄとの接続順序は逆でも良い。
【００５７】
以上説明したように、本実施例によれば、ＳＳＲモードＳ応答信号のプリアンブル信号に対する振幅及び時間に関する検出パラメータにより、マルチパス受信信号から干渉した反射波を除去し、直接波のプリアンブルを正常かつ適正に検出して出力できるので、続いて送信されてくるデータビット列にも、継続的に適用され、パルス信号列が適正に出力されて解読される。
【００５８】
図３（ｃ）及び図３（ｄ）は、再合成処理回路８の再生出力に対し、モードＳ信号の規格に基づき、パルス信号列に対して施されたゲート処理の結果を示したものである。
【００５９】
すなわち、ゲート処理では、プリアンブルで規定された基準位置に基づく０．５μｓのゲートフィルタを介して、図３（ｃ）及び図３（ｄ）に示した０．５μｓ及び１．０μｓの検出ビットを生成する。そして、これら検出ビットに基づく位相同期処理のパルス再生を経て、図３（ｅ）に示した正常なパルス信号列が復元されるので、解読器においてモードＳ信号は適正に解読される。
【００６０】
なお、トランスポンダ応答では、１０９０ＭＨｚ帯の周波数が採用される。１０９０ＭＨｚの波長λは２７ｃｍ程度であるが、一般にＳＳＲの受信における距離解像度はこれほど高くはなく、一般には受信電力しか検出されない。
【００６１】
従って、上記説明の実施例におけるＳＳＲモードＳ信号受信装置では、合成位相によるレベル計算ではなく、受信電力波形から合成レベルでの推定を行ったものである。
【００６２】
また、反射レベル検索器８２における検索では、直接波Ｄと反射波Ｒとの間のＳＳＲにおける到達時間差Δｔは、ターゲット（航空機）Ｐの高さ位置と、ＳＳＲ空中線１の高さ位置、及び空中線１の覆域等によりおのずから限られたものとなる。
【００６３】
すなわち、図４に示した配置構成において、空中線１の位置をＯ、その既知の高さをＫ、ターゲットの位置をＰ、その高さをｋ、既知である直接波の到達距離長さ（すなわち、スラントレンジ）をＤ、反射波の地面での反射位置をＱ、その反射位置Ｑから空中線１の位置Ｏに対応した鏡面での虚像位置をＥ、虚像位置Ｅの水平線とターゲットＰの鉛直線との交点をＧとし、Ｅ−Ｇ間の距離をｎ、反射波距離長さをｍとして、直接波Ｄと反射波Ｒとの間の到達時間差Δｔを求めると、
まず、三角形の定理から、下記（４）（５）式が得られる。
【００６４】
ｍ2 ＝ｎ2 ＋（ｋ＋Ｋ）2 （４）
Ｄ2 ＝ｎ2 ＋（ｋ−Ｋ）2 （５）
上記（４）（５）式から、反射波距離長さｍは下記（６）式となる。
【００６５】
ｍ＝√(４ｋＫ＋Ｄ2 ) （６）
反射波距離長さｍと直接波の到達距離長さＤとの経路差（ΔＬ）は、下記（７）式と表される。
【００６６】
ΔＬ＝（ｍ−Ｄ）＝√(４ｋＫ＋Ｄ2 )−Ｄ （７）
従って、到達時間差Δｔは、光速をｃとすると、下記（８）式によって求められる。
【００６７】
Δｔ＝ΔＬ／ｃ＝（√(４ｋＫ＋Ｄ2 )−Ｄ）／ｃ （８）
また、ＳＳＲからターゲットＰを見た、図４に示した見かけ角度θは、下記（９）で表される。
【００６８】
θ＝ｓｉｎ-1（（ｋ−Ｋ）／Ｄ） （９）
ここで、ＳＳＲの空中線１の垂直ビーム幅は、±４５度程度であるので、角度θの範囲は下記（１０）式で表され範囲に限定される。
【００６９】
（−１／√２）＜（ｋ−Ｋ）／Ｄ＜（１／√２） （１０）
また、ターゲット（航空機）の高度ｋは、通常４５，０００ｆｅｅｔ以下であり、また経路差ΔＬは、空中線１の位置の高さＫが最大となる。
【００７０】
なお、実際の計算では、地球面の湾曲を考慮した計算、あるいは無限平面に補正した計算を行う必要がある。
【００７１】
また、上記実施例の説明では、パルス信号列は、ターゲット（航空機）からＳＳＲに向けて送信されるＳＳＲモードＳ応答信号であるものとして説明したが、この実施例では、要するに直接波と反射波との合成波から、反射波の除去あるいは再合成を行うことにあるので、パルス列信号は、ターゲット（航空機）同士で送受される衝突防止装置のモードＳ質問信号であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本発明によるＳＳＲモードＳ受信装置の一実施例を示した構成図である。
【図２】図１に示した装置の動作を説明するための信号波形図である。
【図３】図１に示した装置の信号波形図である。
【図４】図１に示した装置と、ＡＴＣトランスポンダ（ターゲット）との位置関係を示した説明図である。
【図５】ＳＳＲモードＳ応答信号におけるパルス信号列を示した波形図である。
【図６】ＳＳＲとＡＴＣトランスポンダとの位置関係を示した説明図である。
【図７】従来のパルス信号におけるノイズと信号との識別方法を説明した信号波形図である。
【図８】従来のＳＳＲモードＳ信号受信装置における信号検出方法の説明図である。
【図９】ＳＳＲモード応答のプリアンブル信号における直接波と、反射波と、合成波とを示した信号波形図である。
【図１０】従来のＳＳＲモードＳ信号受信装置における合成波の検出を示した信号波形図である。
【符号の説明】
【００７３】
１ 空中線
２ 検波器（検波手段）
３ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）
５ 微分器（微分手段）
６ 相関演算器（相関演算手段）
７ プリアンブル検出器
８ 再合成処理回路
８１ 逆演算器（逆演算手段）
８２ 反射レベル検索器（検索手段）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえば、ＡＴＣトランスポンダから送信されたＳＳＲモードＳ応答信号を二次監視レーダ側で受信した受信信号が、直接波と、地面等での反射を経た反射波との合成波であるとき、合成波から反射波を除外または再合成して直接波を適正に検出可能なＳＳＲモードＳ信号受信装置の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
航空交通管制（ＡＴＣ：Air Traffic Control）において、地上に設置された二次監視レーダ（ＳＳＲ：Secondary Surveillance Radar、以下ＳＳＲと称する）からの質問信号が航空機に向けて送信され、その質問信号を受信した航空機搭載のＡＴＣトランスポンダは、その質問信号に対する応答信号がＳＳＲに向けて送信される。
【０００３】
ＡＴＣトランスポンダからの応答信号を受信したＳＳＲは、その応答信号に含むデータを解読することにより、当該航空機を監視のための各種情報を取得する。
【０００４】
ＳＳＲとＡＴＣトランスポンダとの間の質問応答には、航空機の識別情報を得るためのモードＡ、高度情報を得るためのモードＣ、識別情報や高度情報に加えて進路情報や速度情報等を得ることができるモードＳとがある（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００５】
なお、航空機搭載のＳＳＲモードＳ用トランスポンダは、モードＳ応答信号を一定間隔で自動的に送信するので、その送信信号は地上局だけでなく、飛行する他の航空機でも受信できる。
【０００６】
ＳＳＲモードＳ用トランスポンダから送信されるＳＳＲモードＳ応答信号は、図５に示したように、４つのパルスで特定パターンを形成した先頭のプリアンブル信号と、それに続くデータブロック信号とが縦続したパルス信号列として構成されている。
【０００７】
地上局のＳＳＲにおいて、ＳＳＲモードＳ応答信号を受信して解読しようとするとき、受信するＳＳＲモードＳ応答信号には、空間における電波伝搬の環境状況等により種々のノイズが含まれることが多く、また直接波地面や海面での反射を経た反射波との合成波として、いわゆるマルチパスによる信号重畳によっても、パルス波形が大きくひずんで受信されることがある。
【０００８】
図６は、航空機（ターゲット）Ｐに搭載されたモードＳ用トランスポンダからのＳＳＲモードＳ応答信号をＳＳＲの空中線１で受信するとき、ＳＳＲ側では直接波Ｄと、地面や海面等での反射を経た反射波Ｒとが重畳した合成波として受信されることを示したものである。
【０００９】
従来、ＳＳＲモードＳ応答信号を受信したとき、その受信信号が真のＳＳＲモードＳ応答信号であるか否かは、受信されるプリアンブル信号に閾値レベルＬを設定し、その閾値レベルＬによる時間幅が、プリアンブルとして規定された時間幅の許容範囲内にあるか否かで判定されていた。
【００１０】
すなわち、図７（ａ）に示した受信パルス信号に対し、閾値レベルＬを設定し、波形成形により図７（ｂ）に示したパルスを得たとき、この取り出したパルスの各パルス幅（Ｘ，Ｙ，Ｚ）が、規定されたパルス信号であるとされる許容範囲、すなわちｗ＜Ｘ，Ｙ，Ｚ＜Ｗにあるか否かを判別し、許容範囲内にあるパルス信号（図７では、図７（ｂ）に示したパルスＸ）のみが目的とする真のパルス信号であるとして抽出される（例えば、特許文献１，２参照。）。
【００１１】
図６に示したように、地上局のＳＳＲが、スラント（ｓｌａｎｔ）レンジの直接波Ｄと、地面での反射を介して受信された反射波Ｒの合成波としてＳＳＲモードＳ応答信号をしたとき、合成波に含む反射波Ｒは、経路長の違いから直接波Ｄに遅れて受信され、また反射損失等により、反射波Ｒは直接波Ｄよりも低いレベルで受信される。
【００１２】
すなわち、同一信号源からのマルチパス受信において、図８（ａ）に示した直接波Ｄにおける振幅Ｈのパルス信号の受信に対し、地面や海面等での反射を経て受信された反射波Ｒは、図８（ｂ）に示したように、遅延（Δｔ）したタイミングでかつ振幅Ｈよりレベルの低い振幅ｈのパルスとして受信される。
【００１３】
ＳＳＲが空中線１を介してマルチパスの信号を合成波として受信したとき、同位相での受信では図８（ｃ）に示した波形となり、逆位相での合成波は図８（ｄ）に示した波形となり、いずれももとの送信パルスの波形からは大きく変形して受信されることがある。
【００１４】
従って、ＳＳＲにおいて、図８（ｃ）あるいは図８（ｄ）に示したこれら合成波のパルスに対し、閾値レベルＬを設定して目的とするパルス信号であるか否かを判定したとき、各合成波の閾値レベルＬにおける時間幅（パルス幅）は、もとのパルス信号とは大きく異なった状況のもとでは、ノイズと判定され破棄される。
【００１５】
ＳＳＲモードＳ応答信号を構成するパルスのパルス幅は、０．５μｓまたは１．０μｓのいずれかに規定され、０．５μｓのパルス幅の４個のパルスが、規定に従い配列されたプリアンプル信号を検出してはじめて、受信信号がＳＳＲモードＳ応答信号であることが識別され、その検出されたプリアンブルを基準として、後に続くデータブロックの検出及び解読が行われる。
【００１６】
図９（ａ）は、受信直接波Ｄのプリアンブル信号を示したもので、図９（ｂ）は，受信反射波Ｒのプリアンブル信号で、そして図９（ｃ）は、それらがＳＳＲで合成波として受信された信号波形を示したものである。
【００１７】
上記のように、従来のＳＳＲモードＳ受信装置では、図９（ｃ）に示したような合成波に対し閾値レベルＬを設定してプリアンブル信号を検出するので、合成波で波形が変形した状態では、適正なプリアンブル信号として検出されることなく破棄されてしまうこととなる。
【００１８】
図１０（ａ）は、データブロック信号例の一部を示したもので、１．０μｓのビット幅の１／２である０．５μｓのパルス幅のパルスにより形成された「１，０，１，０，１，０，１，１，」のパルス信号が、マルチパスにより合成波として受信された信号波形を示したものである。
【００１９】
従来のＳＳＲモードＳ信号受信装置は、図１０（ａ）に示した波形の合成波に対し、閾値レベルＬの設定してＳＳＲモードＳ応答信号を検出するので、その検出波形は、図１０（ｂ）に示したものとなり、予め規定されたパルス幅範囲を満足しないパルスを含むので適正に検出されず、解読されなかった。
【非特許文献１】橋田芳男、大友恒、久慈義則「航空管制用二次監視レーダ−ＳＳＲモードＳ」、東芝レビューVol.59 No.2（2004）、ｐ58-61.
【特許文献１】特開２０００−２０６２３９号公報
【特許文献２】特開２０００−３０４８５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
上記のように、例えばＳＳＲにおいて受信したＳＳＲモードＳ信号が、直接波に反射波が干渉した合成波であるとき、合成によるパルス波形のひずみから、ＳＳＲモードＳ信号として検出されないことがあった。
【００２１】
特に、ＳＳＲモードＳ応答信号では、そもそもプリアンブル検出が適正に行われない状況のもとでは、後続するデータブロック信号の検出並びにデータ解読は行われないこととなる。
【００２２】
このように、従来のＳＳＲモードＳ信号受信装置では、合成波を受信したとき、反射波を識別してパルス列信号を適正に検出し得なかったので、ＳＳＲモードＳ応答信号を検出して解読することができず、監視すべきターゲット（航空機）の検出率が著しく低下する。
【００２３】
そこで、本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたもので、受信されたＳＳＲモードＳ応答パルス信号が、たとえ直接波と反射波との合成によるものであっても、反射波を除去または再合成することでＳＳＲモードＳ応答パルス信号を適正に取り出すことができるＳＳＲモードＳ信号受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明のＳＳＲモードＳ信号受信装置は、送信されたパルス信号列を受信して検波する検波手段と、この検波手段により検波された前記受信電力パルス信号列をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段でディジタル化された前記受信電力パルス信号列の波形を微分し、各パルスにおける振幅上昇変化率及び振幅下降変化率に対応した微分信号を出力する微分手段と、この微分手段により出力された前記受信電力パルス信号列における微分信号の振幅及び時間の相関レベルを演算して出力する相関演算手段と、この相関演算手段から出力された前記相関レベルに基づき、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号から反射波を除去または再合成するための前記振幅及び時間に関する演算パラメータを生成する検索手段と、この検索手段により生成された前記演算パラメータに基づき、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を逆演算し、反射波を除去または再合成して前記受信電力パルス信号列を再生出力する逆演算手段とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明のＳＳＲモードＳ信号受信装置は、受信電力パルス信号列の波形を微分する微分手段と、この微分手段による微分信号の振幅及び時間の相関レベルを演算して出力する相関演算手段とを有し、この相関演算手段からの各相関レベルに基づく演算パラメータにより、受信出力信号を逆演算して反射波の除去あるいは再合成を行うので、反射波の干渉を抑制した受信パルス列信号を再生出力できる。
【００２６】
従って、たとえマルチパスにより受信信号の波形が変化したとしても、ＳＳＲモードＳ応答パルス信号を適正に取り出すことができ、監視すべきターゲット（航空機）の検出率を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、図１ないし図４を参照し、本発明によるＳＳＲモードＳ信号受信装置の一実施例を説明する。なお、図５ないし図１０に示した従来の構成と同一構成には、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００２８】
図１は、ＳＳＲ（二次監視レーダ）に採用した本発明に係るＳＳＲモードＳ信号受信装置の構成図である。
【００２９】
図１において、ＳＳＲモードＳ信号受信装置は、水平方向に３６０度回転可能な空中線１と、この空中線１に接続された検波器２と、検波器２に接続されたＡ／Ｄ変換器３と、Ａ／Ｄ変換器３に接続された遅延補償回路４及び微分器５と、微分器５に接続された相関演算器６と、相関演算器６に接続されたプリアンブル検出器７と、プリアンブル検出器７及び相関演算器６並びに遅延補償回路４に接続された再合成処理回路８とから構成される。
【００３０】
再合成処理回路８は、遅延補償回路４の出力が供給される逆演算器８１と、遅延補償回路４及び相関演算器６並びにプリアンブル検出器７の各出力が供給される反射レベル検索器８２とから構成されている。
【００３１】
図２は、空中線１に受信されるＳＳＲモードＳ信号のプリアンブル信号を示したものである。
【００３２】
図２（ａ）ないし図２（ｃ）は、プリアンブルの直接波、反射波、及び合成波をそれぞれ示したものであり、図９（ａ）ないし図９（ｃ）に示した、同じくプリアンブルの直接波、反射波、及び合成波に対応して示したものである。
【００３３】
図２（ｃ）に示したプリアンブル信号の合成波が検波器２で検波され、Ａ／Ｄ変換器３において、検波アナログ信号から多値ディジタル信号に変換されて出力され、遅延補償回路４及び微分器５に供給される。
【００３４】
微分器５は、いわゆる微分フィルタで構成された微分手段であり、図２（ｃ）に示した合成波（すなわち、受信電力パルス信号列）の波形に対し微分処理を行う。
【００３５】
すなわち、微分器５は、図２（ｄ）に示したように、合成波を構成した直接波及び反射波の各パルスの前縁における立ち上がり、及び後縁における立下りを検出して出力する。
【００３６】
図３（ａ）は、図１０に示した合成波に対応した波形を示したものであり、図３（ａ）に示した合成波が微分器５へ供給されることにより、微分器５は図３（ｂ）に示した微分出力を導出する。
【００３７】
図２（ｄ）に示した微分器５の出力信号は、相関演算器６に供給される。
【００３８】
相関演算器６は、プリアンブル信号のパルス位置に対応する相関フィルタを構成したもので、図１に示したように、加算器６１ａ，６１ｂ，６１ｃと各対応する遅延回路６２ａ，６２ｂ，６２ｃとの組み合わせ構成からなる３段階（縦続）で相関処理を実行する。
【００３９】
各遅延回路６２ａ，６２ｂ，６２ｃの遅延量は、プリアンブル信号におけるパルス幅及びパルス配列位置に対応して、０．５μｓ，１．０μｓ，３．５μｓにそれぞれ設定されている。
【００４０】
図２（ｄ）に示した微分器５の出力信号は、規定されたプリアンブル信号のパルス位置に対応する。従って、直接波の相関Ｄｓ及び反射波の相関Ｒｓを示した図２（ｅ）に示したように、加算器６１ａからは０．５μｓの相関フィルタにより図２（ｆ）に示した微分出力が抽出され、さらに加算器６１ｂからは１．０μｓの相関フィルタにより図２（ｇ）に示した微分出力が抽出され、さらに加算器６１ｃからは３．５μｓの相関フィルタにより図２（ｈ）の微分出力が抽出される。
【００４１】
図２（ｈ）の微分出力は、合成波のプリアンブル信号における直接波Ｄと反射波Ｒとの振幅（振幅差Δｈ）及び時間（時間差Δt）の相関レベルを示している。
【００４２】
図２（ｈ）の相関レベル信号は、プリアンブル検出器７及び再合成処理回路８の反射レベル検索器８２に供給される。
【００４３】
このように、相関演算器６における微分信号に対する相関演算処理では、図２（ｃ）に示された合成波における波形（信号強度）の上昇変化率と下降変化率との相関の度合いの演算結果から、プリアンブル信号における直接波Ｄと反射波Ｒとの振幅及び時間の相関レベルマップが出力される。
【００４４】
プリアンブル検出器７は、相関演算器６からの図２（ｈ）に示した相関レベル信号から、図２（ｉ）に示した、基準となるプリアンブルパルスの前縁信号、すなわち先に検出される相関の強い直接波のプリアンブル検出信号が基準信号として、再合成処理回路８の反射レベル検索器８２に供給される。
【００４５】
反射レベル検索器８２と逆演算器８１とから構成された再合成処理回路８は、以下説明するように、逆演算器８１により、特定した時間及び振幅レベルでの合成波に対する再合成を行うものであり、これにより反射波による波形の歪み干渉を除去して、直接波に戻して出力する。
【００４６】
すなわち、空中線１で受信される合成波Ｐgは、下記（１）式で表される。
【００４７】
Ｐg＝αsinωt+βsin(ω(t+Δｔ))・・・・・（１）
但し、
α：直接波Ｄの減衰量、
β：反射波Ｒの減衰量
Δｔ：直接波Ｄと反射波Ｒの到達時間差
上記（１）式において、sinωt＝ｆ（ｔ）とおくと下記（２）式が得られる。
【００４８】
Ｐg＝αf(t)+βf(t+Δｔ) （２）
上記（２）式から下記（３）式が得られる。
【００４９】
f(t)＝（Ｐg−βf(t+Δｔ)）／α （３）
上記（３）式は、合成波Ｐgに対し、特定した時間（Δｔ）と振幅レベル（α，β）に関する逆演算により、ｆ（ｔ）、すなわち直接波Ｄを合成復元できることを示している。
【００５０】
そこで、遅延補償回路４を介して合成波Ｐgが供給される逆演算器８１は、加算回路８１ａと、加算回路８１ａ出力が供給される割算回路８１ｂ並びに減衰係数回路８１ｃと、減衰係数回路８１ｃの出力が供給されて遅延補正を行い加算回路８１ａにフィードバックする可変遅延線路８１ｄとで構成される。
【００５１】
なお、遅延補償回路４は再合成処理回路８に供給される合成波Ｐgのタイミングと、微分器５、相関演算器６、及びプリアンブル検出器７での処理を経て再合成処理回路８に供給される各信号間のタイミングを一致させるための補正回路である。
【００５２】
上記（３）式に示されたように、合成波Ｐgを導入した逆演算器８１は、直接波Ｄの減衰量（α）、反射波Ｒの減衰量（β）、及び直接波Ｄと反射波Ｒの到達時間差（Δｔ）のデータがから、再合成により直接波Ｐｇ（＝ｆ（ｔ））を出力する。
【００５３】
反射レベル検索器８２には、上記のように、遅延補償回路４から合成波出力信号Ｐgを、相関演算器６からは図２（ｆ）に示した振幅及び時間の相関レベルマップが、またプリアンブル検出器７からは図２（ｇ）に示したプリアンブル検出信号が供給される。
【００５４】
従って、反射レベル検索器８２は、プリアンブル検出器７からのプリアンブル検出信号をトリガとして、上記（３）式に基づく逆演算により、直接波ｆ（ｔ）を生成して導出するのに必要な各演算パラメータ、すなわち直接波Ｄの減衰量（α）すなわち直接波Ｄの振幅レベル、反射波Ｒの減衰量（β）、すなわち反射波Ｒの振幅レベル、及び直接波Ｄと反射波Ｒの到達時間差（Δｔ）を検索し、それぞれ対応する割算回路８１ｂ、減衰係数回路８１ｃ、及び可変遅延線路８１ｄに供給するので、逆演算器８１は、合成波Ｐgに対する逆演算により直接波ｆ（ｔ）を生成して導出する。
【００５５】
このように、再合成処理回路８は、合成波Ｐgに対する微分及び相関演算を介して得られた、振幅及び時間の相関レベルマップから、反射波を識別し、反射波としての条件を満たすものを抽出し、特定された条件のもとでの逆演算により、合成波Ｐgに対する再合成が行われて出力される。すなわち、反射波Ｒによって失った部分を反射波Ｒに逆合成することで、元の信号波形に戻されて出力される。
【００５６】
なお、図１に示した構成において、減衰係数回路８１ｃと可変遅延線路８１ｄとの接続順序は逆でも良い。
【００５７】
以上説明したように、本実施例によれば、ＳＳＲモードＳ応答信号のプリアンブル信号に対する振幅及び時間に関する検出パラメータにより、マルチパス受信信号から干渉した反射波を除去し、直接波のプリアンブルを正常かつ適正に検出して出力できるので、続いて送信されてくるデータビット列にも、継続的に適用され、パルス信号列が適正に出力されて解読される。
【００５８】
図３（ｃ）及び図３（ｄ）は、再合成処理回路８の再生出力に対し、モードＳ信号の規格に基づき、パルス信号列に対して施されたゲート処理の結果を示したものである。
【００５９】
すなわち、ゲート処理では、プリアンブルで規定された基準位置に基づく０．５μｓのゲートフィルタを介して、図３（ｃ）及び図３（ｄ）に示した０．５μｓ及び１．０μｓの検出ビットを生成する。そして、これら検出ビットに基づく位相同期処理のパルス再生を経て、図３（ｅ）に示した正常なパルス信号列が復元されるので、解読器においてモードＳ信号は適正に解読される。
【００６０】
なお、トランスポンダ応答では、１０９０ＭＨｚ帯の周波数が採用される。１０９０ＭＨｚの波長λは２７ｃｍ程度であるが、一般にＳＳＲの受信における距離解像度はこれほど高くはなく、一般には受信電力しか検出されない。
【００６１】
従って、上記説明の実施例におけるＳＳＲモードＳ信号受信装置では、合成位相によるレベル計算ではなく、受信電力波形から合成レベルでの推定を行ったものである。
【００６２】
また、反射レベル検索器８２における検索では、直接波Ｄと反射波Ｒとの間のＳＳＲにおける到達時間差Δｔは、ターゲット（航空機）Ｐの高さ位置と、ＳＳＲ空中線１の高さ位置、及び空中線１の覆域等によりおのずから限られたものとなる。
【００６３】
すなわち、図４に示した配置構成において、空中線１の位置をＯ、その既知の高さをＫ、ターゲットの位置をＰ、その高さをｋ、既知である直接波の到達距離長さ（すなわち、スラントレンジ）をＤ、反射波の地面での反射位置をＱ、その反射位置Ｑから空中線１の位置Ｏに対応した鏡面での虚像位置をＥ、虚像位置Ｅの水平線とターゲットＰの鉛直線との交点をＧとし、Ｅ−Ｇ間の距離をｎ、反射波距離長さをｍとして、直接波Ｄと反射波Ｒとの間の到達時間差Δｔを求めると、
まず、三角形の定理から、下記（４）（５）式が得られる。
【００６４】
ｍ2 ＝ｎ2 ＋（ｋ＋Ｋ）2 （４）
Ｄ2 ＝ｎ2 ＋（ｋ−Ｋ）2 （５）
上記（４）（５）式から、反射波距離長さｍは下記（６）式となる。
【００６５】
ｍ＝√(４ｋＫ＋Ｄ2 ) （６）
反射波距離長さｍと直接波の到達距離長さＤとの経路差（ΔＬ）は、下記（７）式と表される。
【００６６】
ΔＬ＝（ｍ−Ｄ）＝√(４ｋＫ＋Ｄ2 )−Ｄ （７）
従って、到達時間差Δｔは、光速をｃとすると、下記（８）式によって求められる。
【００６７】
Δｔ＝ΔＬ／ｃ＝（√(４ｋＫ＋Ｄ2 )−Ｄ）／ｃ （８）
また、ＳＳＲからターゲットＰを見た、図４に示した見かけ角度θは、下記（９）で表される。
【００６８】
θ＝ｓｉｎ-1（（ｋ−Ｋ）／Ｄ） （９）
ここで、ＳＳＲの空中線１の垂直ビーム幅は、±４５度程度であるので、角度θの範囲は下記（１０）式で表され範囲に限定される。
【００６９】
（−１／√２）＜（ｋ−Ｋ）／Ｄ＜（１／√２） （１０）
また、ターゲット（航空機）の高度ｋは、通常４５，０００ｆｅｅｔ以下であり、また経路差ΔＬは、空中線１の位置の高さＫが最大となる。
【００７０】
なお、実際の計算では、地球面の湾曲を考慮した計算、あるいは無限平面に補正した計算を行う必要がある。
【００７１】
また、上記実施例の説明では、パルス信号列は、ターゲット（航空機）からＳＳＲに向けて送信されるＳＳＲモードＳ応答信号であるものとして説明したが、この実施例では、要するに直接波と反射波との合成波から、反射波の除去あるいは再合成を行うことにあるので、パルス列信号は、ターゲット（航空機）同士で送受される衝突防止装置のモードＳ質問信号であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本発明によるＳＳＲモードＳ受信装置の一実施例を示した構成図である。
【図２】図１に示した装置の動作を説明するための信号波形図である。
【図３】図１に示した装置の信号波形図である。
【図４】図１に示した装置と、ＡＴＣトランスポンダ（ターゲット）との位置関係を示した説明図である。
【図５】ＳＳＲモードＳ応答信号におけるパルス信号列を示した波形図である。
【図６】ＳＳＲとＡＴＣトランスポンダとの位置関係を示した説明図である。
【図７】従来のパルス信号におけるノイズと信号との識別方法を説明した信号波形図である。
【図８】従来のＳＳＲモードＳ信号受信装置における信号検出方法の説明図である。
【図９】ＳＳＲモード応答のプリアンブル信号における直接波と、反射波と、合成波とを示した信号波形図である。
【図１０】従来のＳＳＲモードＳ信号受信装置における合成波の検出を示した信号波形図である。
【符号の説明】
【００７３】
１ 空中線
２ 検波器（検波手段）
３ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）
５ 微分器（微分手段）
６ 相関演算器（相関演算手段）
７ プリアンブル検出器
８ 再合成処理回路
８１ 逆演算器（逆演算手段）
８２ 反射レベル検索器（検索手段）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信されたパルス信号列を受信して検波する検波手段と、
この検波手段により検波された前記受信電力パルス信号列をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
このＡ／Ｄ変換手段でディジタル化された前記受信電力パルス信号列の波形を微分し、各パルスにおける振幅上昇変化率及び振幅下降変化率に対応した微分信号を出力する微分手段と、
この微分手段により出力された前記受信電力パルス信号列における微分信号の振幅及び時間の相関レベルを演算して出力する相関演算手段と、
この相関演算手段から出力された前記相関レベルに基づき、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号から反射波を除去または再合成するための前記振幅及び時間に関する演算パラメータを生成する検索手段と、
この検索手段により生成された前記演算パラメータに基づき、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を逆演算し、反射波を除去または再合成して前記受信電力パルス信号列を再生出力する逆演算手段と
を具備することを特徴とするＳＳＲモードＳ信号受信装置。
【請求項２】
前記パルス信号列は、ＳＳＲのプリアンブル信号とデータブロック信号とで構成され、
前記相関演算手段は、前記プリアンブル信号に基づき前記相関レベルを演算して出力するように構成された
ことを特徴とする請求項１に記載のＳＳＲモードＳ信号受信装置。
【請求項３】
前記相関演算手段は、前記プリアンブル信号のパルス位置に対応したフィルタ構成により、相関レベルを演算して出力するように構成されたことを特徴とする請求項２に記載のＳＳＲモードＳ信号受信装置。
【請求項４】
前記パルス信号列は、ＡＴＣトランスポンダから送信されたモードＳ質問信号であることを特徴とする請求項１ないし請求項３のうちのいずれか１項に記載のＳＳＲモードＳ信号受信装置。
【請求項１】
送信されたパルス信号列を受信して検波する検波手段と、
この検波手段により検波された前記受信電力パルス信号列をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
このＡ／Ｄ変換手段でディジタル化された前記受信電力パルス信号列の波形を微分し、各パルスにおける振幅上昇変化率及び振幅下降変化率に対応した微分信号を出力する微分手段と、
この微分手段により出力された前記受信電力パルス信号列における微分信号の振幅及び時間の相関レベルを演算して出力する相関演算手段と、
この相関演算手段から出力された前記相関レベルに基づき、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号から反射波を除去または再合成するための前記振幅及び時間に関する演算パラメータを生成する検索手段と、
この検索手段により生成された前記演算パラメータに基づき、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を逆演算し、反射波を除去または再合成して前記受信電力パルス信号列を再生出力する逆演算手段と
を具備することを特徴とするＳＳＲモードＳ信号受信装置。
【請求項２】
前記パルス信号列は、ＳＳＲのプリアンブル信号とデータブロック信号とで構成され、
前記相関演算手段は、前記プリアンブル信号に基づき前記相関レベルを演算して出力するように構成された
ことを特徴とする請求項１に記載のＳＳＲモードＳ信号受信装置。
【請求項３】
前記相関演算手段は、前記プリアンブル信号のパルス位置に対応したフィルタ構成により、相関レベルを演算して出力するように構成されたことを特徴とする請求項２に記載のＳＳＲモードＳ信号受信装置。
【請求項４】
前記パルス信号列は、ＡＴＣトランスポンダから送信されたモードＳ質問信号であることを特徴とする請求項１ないし請求項３のうちのいずれか１項に記載のＳＳＲモードＳ信号受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２００７−２４０２５９（Ｐ２００７−２４０２５９Ａ）
【公開日】平成１９年９月２０日（２００７．９．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−６１４２４（Ｐ２００６−６１４２４）
【出願日】平成１８年３月７日（２００６．３．７）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年９月２０日（２００７．９．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年３月７日（２００６．３．７）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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