ΔΣ変換器を用いて複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信する送信機及びプログラム
【課題】回路実装面積の縮小を実現すると共に、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができる送信機及びプログラムを提供する。
【解決手段】帯域毎に、送信すべきベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号それぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、帯域毎に、ΔΣ変換器から出力されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、帯域毎に、Ｉ信号のキャリア周波数信号とＱ信号のキャリア周波数信号とを加算する加算器と、複数の加算信号を入力し、スイッチ型アンプによって出力電流を電流加算する電力増幅器と、複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタとを有する。
【解決手段】帯域毎に、送信すべきベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号それぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、帯域毎に、ΔΣ変換器から出力されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、帯域毎に、Ｉ信号のキャリア周波数信号とＱ信号のキャリア周波数信号とを加算する加算器と、複数の加算信号を入力し、スイッチ型アンプによって出力電流を電流加算する電力増幅器と、複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタとを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の帯域のＲＦ(Radio Frequency)信号を送信する送信機及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、高速無線通信の実現に向けて、断片化した複数の帯域を集めて利用するSpectrum Aggregation技術がある。この技術によれば、複数の帯域を束ねることによって、広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。
【０００３】
図１は、従来技術における送信機の機能構成図である。
【０００４】
図１によれば、送信機１は、複数の帯域それぞれに、専用の送信回路の系列を備え、それら回路系列を同時に動作させることによって、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信する。第１の回路系列は、第１の帯域のベースバンド信号を、キャリア周波数ｆ１に変換して送信する。また、第２の回路系列は、第２の帯域のベースバンド信号を、キャリア周波数ｆ２に変換して送信する。送信機１は、回路系列毎に、シングルバンドアンテナを有する。第１の回路系列及び第２の回路系列は、並列関係にあるので、以下では第１の回路系列についてのみ説明する。
【０００５】
送信機１における１つの回路系列には、同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１を出力するデータ送信部１００と、同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１毎のΔΣ変換器１０１及びミキサ１０２と、ＰＬＬ(Phase-locked loop)部１０３と、加算器１０４と、電力増幅器（Power Amplifier)１０５と、バンドパスフィルタ１０６と、アンテナ１０７とを有する。
【０００６】
第１のデータ送信部１００は、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１を出力する。同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１はそれぞれ、別個のΔΣ変換器１０１へ入力される。
【０００７】
ΔΣ変換器１０１は、その同相成分信号Ｉ１又は直交成分信号Ｑ１に対してΔΣ変換をする。ΔΣ（デルタシグマ）変換とは、パルス密度変換を用いることによって、高分解能の信号を低分解能の信号に変換する技術である。量子化器におけるオーバーサンプリング比を上げることによって、所望信号帯域内の量子化雑音が、高周波帯域へ移る。これにより、Ａ／Ｄ変換器に用いた場合、入力のダイナミックレンジを広げることができる。ΔΣ変換は、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器によって多用されている技術である。尚、図１によれば、ΔΣ変換器１０１は、ローパスタイプのものである。ΔΣ変換器１０１からそれぞれ出力された同相成分信号Ｉ１のベースバンド信号と、直交成分信号Ｑ１のベースバンド信号とのそれぞれは、別個のミキサ１０２へ入力される。
【０００８】
ΔΣ変換器の出力信号は、ΔΣ変換器内部の量子化器のスレッショルド数＋１となる。量子化器で加算される量子化雑音は、所望信号（ベースバンド信号）の存在しない高周波領域へノイズシェーピングされる。尚、ΔΣ変換器のクロック周波数は、２ｆ１である。
【０００９】
ミキサ１０２は、ΔΣ変換器の出力信号を、キャリア周波数ｆ１へ周波数変換する。ミキサ１０２は、ΔΣ変換器の出力信号に対して、４ｆ１のクロック周波数で「１、０、−１、０、」の系列を乗算する。周波数変換されたＲＦ信号は、加算器１０４へ出力される。
【００１０】
ΔΣ変換機１０１及びミキサ１０２における動作クロックは、ＰＬＬ部１０３によって制御される。
【００１１】
加算器１０４は、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する。加算されたＲＦ信号は、電力増幅器１０５へ出力される。
【００１２】
図２は、図１におけるタイムチャートである。Ｉ１及びＱ１のそれぞれのΔΣ変換器からの出力信号に対して、図２のように「１，０，−１，０，」の乗算のタイミングを１ずらす。図２におけるＰＬＬＩ及びＰＬＬＱはそれぞれ、ΔΣ変換器からの出力信号に乗算するＰＬＬ信号である。
【００１３】
電力増幅器１０５は、加算器１０４から出力された加算信号を入力する。電力増幅器１０５は、入力信号を、無線システムで必要とする電力まで増幅する。増幅されたＲＦ信号は、バンドパスフィルタ１０６へ出力される。
【００１４】
バンドパスフィルタ１０６は、シングルバンドパス用であって、所望信号の周波数帯域のみを通過させる。その周波数帯域のＲＦ信号は、アンテナ１０７へ出力される。
【００１５】
アンテナ１０７は、シングルバンド用であって、バンドパスフィルタ１０６から入力されたＲＦ信号を、エアへ送信する。
【００１６】
従来技術として、複数の送信信号を同期信号に基づいて多重用変調信号を生成し、その多重用変調信号を用いて複数の送信信号を異なる帯域に分散させて重畳し、その重畳信号をΔΣ変調して送信する技術がある（例えば特許文献１参照）。また、マルチキャリア送信装置であって、所定周波数によって変調信号からサンプリングデータを生成し、そのサンプリングデータをΔΣ変換し、そのデジタルデータを増幅し、ローパスフィルタを介してそのＲＦ信号を送信する技術もある（例えば特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００８−２７８４０１号公報
【特許文献２】特開２００８−１４８２１２号公報
【非特許文献】
【００１８】
【非特許文献１】Martha Liliana, et la., “A Cartesian Sigma-Delta Transmitter Architecture,” 2008 IEEE Radio and Wireless Symposium.
【非特許文献２】Sheng Sun, Lei Zhu, “Compact Dual-Band Microstrip Bandpass Filter Without External Feeds,” IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 15, No. 10, Oct. 2005.
【非特許文献３】Shouhei Kousai and Ali Hajimiri, “An Octave-Range Watt-Level Fully Integrated CMOS Switching Power Mixer Array for Linearization and Back-Off Efficiency Improvement,” 2009 IEEE ISSCC.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
前述したように、従来技術によれば、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信するためには、帯域毎に、その回路系列を要する。即ち、送信する帯域の信号毎に、アンテナ、電力増幅器、フィルタを備えることを要する。そのために、回路の実装面積が、必然的に大きくなる。
【００２０】
そこで、本発明は、回路実装面積の縮小を実現すると共に、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができる送信機及びプログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明によれば、複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナを有する送信機において、
帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑそれぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
帯域毎に、ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号と直交成分信号Ｑのベースバンド信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
帯域毎に、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
帯域毎の加算器から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算する電力増幅器と、
複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有することを特徴とする。
【００２２】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、電力増幅器は、入力される加算信号毎にアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流をトランスを介して出力することも好ましい。
【００２３】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、
各ΔΣ変換器は、量子化器を含んでおり、該量子化器の出力値は、制御手段から、各帯域の出力値の最大値の和がパワーアンプの素子数以下となるように制御されるものであり、
一方の帯域のΔΣ変換器に含まれる量子化器は、mid-rise型であり、
他方の帯域のΔΣ変換器に含まれる量子化器は、mid-tread型である
ことも好ましい。
【００２４】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、ΔΣ変換器に対しては、当該帯域のキャリア周波数の２倍の周波数で動作させ、ミキサに対しては、当該帯域のキャリア周波数の４倍の周波数で動作させることも好ましい。
【００２５】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換器への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにすることも好ましい。
【００２６】
本発明によれば、複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナを有する送信機に搭載されたシグナルプロセッサを機能させるプログラムにおいて、
帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑそれぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換手段と、
帯域毎に、ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号と直交成分信号Ｑのベースバンド信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサ手段と、
帯域毎に、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算手段と、
帯域毎の加算器から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算する電力増幅手段と、
複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタ手段と
してシグナルプロセッサを機能させることを特徴とする。
【００２７】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、電力増幅器は、入力される加算信号毎にアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流をトランスを介して出力することも好ましい。
【００２８】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、
各ΔΣ変換器は、量子化器を含んでおり、該量子化器の出力値は、制御手段から、各帯域の出力値の最大値の和がパワーアンプの素子数以下となるように制御されるものであり、
一方の帯域のΔΣ変換器に含まれる量子化器は、mid-rise型であり、
他方の帯域のΔΣ変換器に含まれる量子化器は、mid-tread型である
ことも好ましい。
【００２９】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、
ΔΣ変換器に対しては、当該帯域のキャリア周波数ベースバンド信号の２倍の周波数で動作させ、ミキサに対しては、当該帯域のキャリア周波数ベースバンド信号の４倍の周波数で動作させることも好ましい。
【００３０】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換手段への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにすることも好ましい。
【発明の効果】
【００３１】
本発明の送信機及びプログラムによれば、電力増幅器、フィルタ及びアンテナを１つの回路系列のみで、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができるので、回路実装面積の縮小を実現する。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】従来技術における送信機の機能構成図である。
【図２】図１におけるタイムチャートである。
【図３】本発明における送信機の機能構成図である。
【図４】図３の送信機における機能部毎の信号の遷移を表す説明図である。
【図５】送信機の電力増幅器における具体的な第１の回路図である。
【図６】送信機の電力増幅器における具体的な第２の回路図である。
【図７】送信機の電力増幅器における具体的な第３の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。
【００３４】
図３は、本発明における送信機の機能構成図である。
図４は、図３の送信機における機能部毎の信号の遷移を表す説明図である。
【００３５】
図３によれば、送信機１は、第１の帯域のベースバンド信号における同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１を出力する第１のデータ送信部２００と、第２の帯域のベースバンド信号における同相成分信号Ｉ２及び直交成分信号Ｑ２を出力する第２のデータ送信部２１０とを有する。
【００３６】
図４によれば、第１のデータ送信部２００は、ｆｃ１帯のベースバンド信号を出力し、第２のデータ送信部２１０は、ｆｃ２帯のベースバンド信号を出力している。
第１のデータ送信部：ｆｃ１帯（８００ＭＨｚ）のベースバンド信号
同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１
第２のデータ送信部：ｆｃ２帯（２ＧＨｚ）のベースバンド信号
同相成分信号Ｉ２及び直交成分信号Ｑ２
８００ＭＨｚ及び２ＧＨｚは、移動体通信用の周波数帯域である。
【００３７】
送信機１は、第１の帯域のベースバンド信号について、同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１毎にΔΣ変換器２０１及びミキサ２０２と、加算器２１４とを有する。また、第２の帯域のベースバンド信号について、同相成分信号Ｉ２及び直交成分信号Ｑ２毎にΔΣ変換器２１１及びミキサ２１２と、加算器２１４とを有する。これら機能構成部は、送信機に搭載されたシグナルプロセッサを機能させるプログラムを実行することによっても実現される。
【００３８】
ΔΣ変換器２０１は、第１の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、第２の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する。また、ΔΣ変換器２１１は、第２の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、第１の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する。
【００３９】
第１の帯域のベースバンド信号に対するΔΣ変換器２０１の動作クロックは、第１の帯域のキャリア周波数ｆｃ１に対して、２×ｆｃ１とする。従って、８００ＭＨｚ帯用のΔΣ変換器２０１の動作クロックは、１．６ＧＨｚとなる。また、ΔΣ変換器２０１は、０Ｈｚ帯及び４００ＭＨｚ帯で、ノイズシェープされるべく、伝達関数Ｈ(z)を設定する。
Ｈ(z)＝１−Ｚ-4
ここで、４００ＭＨｚは、以下のように算出される。
８００ＭＨｚ×（２Ｎ−１）＋ｘ＝２ＧＨｚ
Ｎ＝１，２，３ −８００ＭＨｚ＜ｘ＜８００ＭＨｚ
【００４０】
第２の帯域のベースバンド信号に対するΔΣ変換器２１１の動作クロックは、第２の帯域のキャリア周波数ｆｃ２に対して、２×ｆｃ２とする。従って、２ＧＨｚ帯用のΔΣ変換器２１１の動作クロックは、４ＧＨｚとなる。また、ΔΣ変換器２１１は、０Ｈｚ帯及び１．２ＧＨｚ帯で、ノイズシェープされるべく、伝達関数Ｈ(z)を設定する。
Ｈ(z)＝（Ｚ-2−２cos(3/5)πＺ-1＋１）・（Ｚ-2−２Ｚ-1＋１）
ここで、１．２ＧＨｚは、以下のように算出される。
２ＧＨｚ×（２Ｎ−１）＋ｘ＝８００ＭＨｚ
Ｎ＝１ −２ＧＨｚ＜ｘ＜２ＧＨｚ
【００４１】
尚、図２のΔΣ変換器について、伝達関数Ｈ(z)を以下のように表す。
Ｈ(z)＝（Ｚ-2−２cosＡＺ-1＋１）・（Ｚ-2−ｃｏｓＢＺ-1＋１）
この場合、以下の２つの帯域でノイズシェープされる。
ｆ＝Ａ×ｆｃ２／π
ｆ＝Ｂ×ｆｃ２／π
【００４２】
前述したように、ΔΣ変換器から出力された２つの信号を加算する場合、一方の帯域の帯域外雑音が、他方の帯域の信号に周波数軸上で重畳することになり、送信信号のＳ／Ｎが低下する。そこで、ΔΣ変換器について、他方の帯域の信号の周波数帯に与える雑音を抑えるように、マルチバンドパスタイプのΔΣ変換を用いる。
【００４３】
尚、一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換器への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにする。周波数変換後の高調波が移動するため、高調波が他方の所望信号に重畳することによる、送信信号のＳ／Ｎの低下を防止することができる。
【００４４】
また、ΔΣ変換器の次数を高くすることによって通過帯域内のダイナミックレンジを向上させることが可能である。各ΔΣ変換器の量子化器の多値数は、制御部２２３から制御可能であり、各帯域の多値数の和が電力増幅器の素子数を超えないように制御される。
【００４５】
更に、一方の帯域におけるΔΣ変換器の量子化器には、mid-rise型量子化器を使用し、他方の帯域におけるΔΣ変換器の量子化器には、mid-tread型量子化器を使用することも好ましい。これよって、各帯域のΔΣ信号を加算した際に、出力０が発生しないようにする。
【００４６】
ミキサ２０２は、ΔΣ変換器２０１から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号Ｉ１[n]と、直交成分信号Ｑのベースバンド信号Ｑ１[n]とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する。８００ＭＨｚ帯のベースバンド信号それぞれに対して、±１の矩形波を乗算することによって、ｆｃ１＝８００ＭＨｚに周波数変換（アップコンバージョン）する。周波数変換後における同相成分信号Ｉのベースバンド信号Ｉ'１[n]と、直交成分信号Ｑのベースバンド信号Ｑ'１[n]とは、以下のように表される。
Ｉ'１[n]＝Ｉ１[n]×(-1)n
Ｑ'１[n]＝Ｑ１[n]×(-1)n
n：サンプル点の順番を表す整数
【００４７】
ミキサ２１２は、ΔΣ変換器２１１から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号Ｉ２[n]と、直交成分信号Ｑのベースバンド信号Ｑ２[n]とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する。２ＧＨｚ帯のベースバンド信号それぞれに対して、±１の矩形波を乗算することによって、ｆｃ２＝２ＧＨｚに周波数変換する。周波数変換後における同相成分信号Ｉのベースバンド信号Ｉ'２[n]と、直交成分信号Ｑのベースバンド信号Ｑ'２[n]とは、以下のように表される。
Ｉ'２[n]＝Ｉ２[n]×(-1)n
Ｑ'２[n]＝Ｑ２[n]×(-1)n
n：サンプル点の順番を表す整数
【００４８】
加算器２０４は、第１の帯域について、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号Ｉ'１と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号Ｑ'１とを加算する。加算器２０４では、第１の帯域の動作クロックを２倍にし、Ｉ'１とＱ'１とを交互に並べることによって加算する。
４×ｆｃ１＝４×８００ＭＨｚ＝３．２ＧＨｚ
【００４９】
加算器２１４は、第２の帯域について、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号Ｉ'２と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号Ｑ'２とを加算する。加算器２１４では、第２の帯域の動作クロックを２倍にし、Ｉ'２とＱ'２とを交互に並べることによって加算する。
４×ｆｃ２＝４×２ＧＨｚ＝８ＧＨｚ
【００５０】
尚、ΔΣ変換器２０１及び２１１と、ミキサ２０２及び２１２とに対する動作クロックは、制御部２２３から制御される。ΔΣ変換部に対しては、キャリア周波数の２倍の周波数で動作させ、ミキサに対しては、キャリア周波数の４倍の周波数で動作させる。
【００５１】
電力増幅器２２５は、加算器２０４及び加算器２１４から出力された複数の加算信号を入力し、スイッチ型アンプの出力電流を電流加算する。電力増幅器２２５は、複数のスイッチ型アンプを有し、各アンプのドレインは結合される。結合された電流は、トランスを介して出力される。
【００５２】
図５は、送信機の電力増幅器における具体的な第１の回路図である。
【００５３】
電力増幅器は、例えばＦＥＴ(Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）であってもよい。各アンプのドレインが結合される。結合された電流は、トランスを介して出力される。
【００５４】
図６は、送信機の電力増幅器における具体的な第２の回路図である。
【００５５】
図６によれば、スイッチ部２２８は、帯域毎に、ΔΣ変換器からの出力信号６値（多値）を入力し、６値を出力する。また、増幅器２２５は、その６入力に対して６段のアンプを備える。
【００５６】
非特許文献３に記載された技術によれば、トランスを用いて増幅器（ミキサアンプ）の出力を電流加算する。この技術によれば、各ミキサアンプの入力信号は、エンベロープ信号を同一符号の複数の信号に分離しているため、各アンプの入力信号の符号が反転することはない。しかしながら、本願発明のように、異なる複数の帯域の信号を電流加算する場合、帯域間の符号が一致していない。そのために、各帯域の信号で独立にスイッチタイプアンプを制御する場合、トランスに逆向きの電流が流れ、増幅器の電力効率が悪化する。
【００５７】
各帯域の信号を加算する加算器を、増幅器の前段に設けることにより、スイッチタイプアンプへの入力信号の符号を統一することができる。しかしながら、値０が出力され、出力状態が安定しない状態が生じる。例えば、各帯域の入力信号を「±１、±３」とすると、その加算器の出力は、「−４、−２、０、＋２、＋４」となり、「０」が生じる。そこで、本発明によれば、１つ又は奇数の周波数帯域についてΔΣ変換器の量子化器の種類をmid-rise quantizerタイプとし、ΔΣ変換器の出力の多値数を偶数とする。このようにΔΣ変換器の多値数を制御することにより、加算結果に０が生じることを防ぐ。
【００５８】
図７は、送信機の電力増幅器における具体的な第３の回路図である。
【００５９】
図７によれば、Ｄ級アンプの素子数を３として、第１の帯域ｆｃ１の多値数を３とし、第２の帯域ｆｃ２の多値数を２とした場合を表す。
第１の帯域ｆｃ１の入力信号：０、±２
第２の帯域ｆｃ２の入力信号：±１
【００６０】
図７における変換回路は、各帯域の入力信号からＤ級アンプへの制御信号を生成する。
加算結果が＋１の場合：アンプS0 ＝High、 S0〜S5 ＝Low
加算結果が−１の場合：アンプS3 ＝High、 S0〜S2,S4,S5＝Low
加算結果が＋３の場合：アンプS0〜S2＝High、 S3〜S5 ＝Low
加算結果が−３の場合：アンプS3〜S5＝High、 S0〜S2 ＝Low
この変換回路によって、各帯域のΔΣ信号を加算した際に、出力０が発生しないようにすることができる。
【００６１】
尚、図７によれば、電力増幅器が、複数のトランスを備えるものであってもよい。トランスの出力側で、各帯域の信号が分離される。分離された各帯域の信号は、シングルバンド用のバンドパスフィルタを通過して帯域外の不要な雑音を取り除いた後にアンテナへと入力される。
【００６２】
マルチバンドパスフィルタ２２６は、複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナ２２７へ出力する。具体的には、８００ＭＨｚ帯及び２ＧＨｚ帯に通過帯域を持ち、その帯域外の不要な雑音信号を取り除く。フィルタの種類としては、ＳＡＷ(Surface Acoustic Wave：弾性表面波)フィルタ、ＦＢＡＲ(Film Bulk Acoustic Resonator：圧電薄膜共振器)等が想定される。また、マイクロストリップラインを用いたバンドパスフィルタであってもよい（例えば非特許文献２参照）。
【００６３】
マルチバンドアンテナ２２７は、複数の帯域の信号を同時に送信する。具体的には、８００ＭＨｚ帯及び２ＧＨｚ帯で動作するデュアルバンドアンテナであってもよいし、両帯域で動作する広帯域アンテナであってもよい。
【００６４】
以上、詳細に説明したように、本発明の送信機及びプログラムによれば、電力増幅器、フィルタ及びアンテナを１つの回路系列のみで、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができるので、回路実装面積の縮小を実現する。具体的には、異なる帯域間の周波数帯域を束ねて利用するSpectrum Aggregationを行う無線端末について、電力増幅器、フィルタ及びアンテナを１つの回路系列のみで構成することができる。
【００６５】
前述した本発明の種々の実施形態について、本発明の技術思想及び見地の範囲の種々の変更、修正及び省略は、当業者によれば容易に行うことができる。前述の説明はあくまで例であって、何ら制約しようとするものではない。本発明は、特許請求の範囲及びその均等物として限定するものにのみ制約される。
【符号の説明】
【００６６】
１ 送信機
１００、１１０ データ送信部
１０１、１１１ ΔΣ変換器
１０２、１１２ ミキサ
１０３、１１３ ＰＬＬ
１０４、１１４ 加算器
１０５、１１５ 電力増幅器
１０６、１１６ シングルバンドパスフィルタ
１０７、１１７ シングルバンドアンテナ
２ 送信機
２００、２１０ データ送信部
２０１、２１１ ΔΣ変換器
２０２、２１２ ミキサ
２２３ 制御部
２０４、２１４ 加算器
２２５ 電力増幅器
２２６ マルチバンドパスフィルタ
２２７ マルチバンドアンテナ
２２８ スイッチ部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の帯域のＲＦ(Radio Frequency)信号を送信する送信機及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、高速無線通信の実現に向けて、断片化した複数の帯域を集めて利用するSpectrum Aggregation技術がある。この技術によれば、複数の帯域を束ねることによって、広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。
【０００３】
図１は、従来技術における送信機の機能構成図である。
【０００４】
図１によれば、送信機１は、複数の帯域それぞれに、専用の送信回路の系列を備え、それら回路系列を同時に動作させることによって、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信する。第１の回路系列は、第１の帯域のベースバンド信号を、キャリア周波数ｆ１に変換して送信する。また、第２の回路系列は、第２の帯域のベースバンド信号を、キャリア周波数ｆ２に変換して送信する。送信機１は、回路系列毎に、シングルバンドアンテナを有する。第１の回路系列及び第２の回路系列は、並列関係にあるので、以下では第１の回路系列についてのみ説明する。
【０００５】
送信機１における１つの回路系列には、同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１を出力するデータ送信部１００と、同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１毎のΔΣ変換器１０１及びミキサ１０２と、ＰＬＬ(Phase-locked loop)部１０３と、加算器１０４と、電力増幅器（Power Amplifier)１０５と、バンドパスフィルタ１０６と、アンテナ１０７とを有する。
【０００６】
第１のデータ送信部１００は、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１を出力する。同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１はそれぞれ、別個のΔΣ変換器１０１へ入力される。
【０００７】
ΔΣ変換器１０１は、その同相成分信号Ｉ１又は直交成分信号Ｑ１に対してΔΣ変換をする。ΔΣ（デルタシグマ）変換とは、パルス密度変換を用いることによって、高分解能の信号を低分解能の信号に変換する技術である。量子化器におけるオーバーサンプリング比を上げることによって、所望信号帯域内の量子化雑音が、高周波帯域へ移る。これにより、Ａ／Ｄ変換器に用いた場合、入力のダイナミックレンジを広げることができる。ΔΣ変換は、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器によって多用されている技術である。尚、図１によれば、ΔΣ変換器１０１は、ローパスタイプのものである。ΔΣ変換器１０１からそれぞれ出力された同相成分信号Ｉ１のベースバンド信号と、直交成分信号Ｑ１のベースバンド信号とのそれぞれは、別個のミキサ１０２へ入力される。
【０００８】
ΔΣ変換器の出力信号は、ΔΣ変換器内部の量子化器のスレッショルド数＋１となる。量子化器で加算される量子化雑音は、所望信号（ベースバンド信号）の存在しない高周波領域へノイズシェーピングされる。尚、ΔΣ変換器のクロック周波数は、２ｆ１である。
【０００９】
ミキサ１０２は、ΔΣ変換器の出力信号を、キャリア周波数ｆ１へ周波数変換する。ミキサ１０２は、ΔΣ変換器の出力信号に対して、４ｆ１のクロック周波数で「１、０、−１、０、」の系列を乗算する。周波数変換されたＲＦ信号は、加算器１０４へ出力される。
【００１０】
ΔΣ変換機１０１及びミキサ１０２における動作クロックは、ＰＬＬ部１０３によって制御される。
【００１１】
加算器１０４は、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する。加算されたＲＦ信号は、電力増幅器１０５へ出力される。
【００１２】
図２は、図１におけるタイムチャートである。Ｉ１及びＱ１のそれぞれのΔΣ変換器からの出力信号に対して、図２のように「１，０，−１，０，」の乗算のタイミングを１ずらす。図２におけるＰＬＬＩ及びＰＬＬＱはそれぞれ、ΔΣ変換器からの出力信号に乗算するＰＬＬ信号である。
【００１３】
電力増幅器１０５は、加算器１０４から出力された加算信号を入力する。電力増幅器１０５は、入力信号を、無線システムで必要とする電力まで増幅する。増幅されたＲＦ信号は、バンドパスフィルタ１０６へ出力される。
【００１４】
バンドパスフィルタ１０６は、シングルバンドパス用であって、所望信号の周波数帯域のみを通過させる。その周波数帯域のＲＦ信号は、アンテナ１０７へ出力される。
【００１５】
アンテナ１０７は、シングルバンド用であって、バンドパスフィルタ１０６から入力されたＲＦ信号を、エアへ送信する。
【００１６】
従来技術として、複数の送信信号を同期信号に基づいて多重用変調信号を生成し、その多重用変調信号を用いて複数の送信信号を異なる帯域に分散させて重畳し、その重畳信号をΔΣ変調して送信する技術がある（例えば特許文献１参照）。また、マルチキャリア送信装置であって、所定周波数によって変調信号からサンプリングデータを生成し、そのサンプリングデータをΔΣ変換し、そのデジタルデータを増幅し、ローパスフィルタを介してそのＲＦ信号を送信する技術もある（例えば特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００８−２７８４０１号公報
【特許文献２】特開２００８−１４８２１２号公報
【非特許文献】
【００１８】
【非特許文献１】Martha Liliana, et la., “A Cartesian Sigma-Delta Transmitter Architecture,” 2008 IEEE Radio and Wireless Symposium.
【非特許文献２】Sheng Sun, Lei Zhu, “Compact Dual-Band Microstrip Bandpass Filter Without External Feeds,” IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 15, No. 10, Oct. 2005.
【非特許文献３】Shouhei Kousai and Ali Hajimiri, “An Octave-Range Watt-Level Fully Integrated CMOS Switching Power Mixer Array for Linearization and Back-Off Efficiency Improvement,” 2009 IEEE ISSCC.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
前述したように、従来技術によれば、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信するためには、帯域毎に、その回路系列を要する。即ち、送信する帯域の信号毎に、アンテナ、電力増幅器、フィルタを備えることを要する。そのために、回路の実装面積が、必然的に大きくなる。
【００２０】
そこで、本発明は、回路実装面積の縮小を実現すると共に、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができる送信機及びプログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明によれば、複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナを有する送信機において、
帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑそれぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
帯域毎に、ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号と直交成分信号Ｑのベースバンド信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
帯域毎に、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
帯域毎の加算器から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算する電力増幅器と、
複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有することを特徴とする。
【００２２】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、電力増幅器は、入力される加算信号毎にアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流をトランスを介して出力することも好ましい。
【００２３】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、
各ΔΣ変換器は、量子化器を含んでおり、該量子化器の出力値は、制御手段から、各帯域の出力値の最大値の和がパワーアンプの素子数以下となるように制御されるものであり、
一方の帯域のΔΣ変換器に含まれる量子化器は、mid-rise型であり、
他方の帯域のΔΣ変換器に含まれる量子化器は、mid-tread型である
ことも好ましい。
【００２４】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、ΔΣ変換器に対しては、当該帯域のキャリア周波数の２倍の周波数で動作させ、ミキサに対しては、当該帯域のキャリア周波数の４倍の周波数で動作させることも好ましい。
【００２５】
本発明の送信機における他の実施形態によれば、一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換器への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにすることも好ましい。
【００２６】
本発明によれば、複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナを有する送信機に搭載されたシグナルプロセッサを機能させるプログラムにおいて、
帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑそれぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換手段と、
帯域毎に、ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号と直交成分信号Ｑのベースバンド信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサ手段と、
帯域毎に、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算手段と、
帯域毎の加算器から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算する電力増幅手段と、
複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタ手段と
してシグナルプロセッサを機能させることを特徴とする。
【００２７】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、電力増幅器は、入力される加算信号毎にアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流をトランスを介して出力することも好ましい。
【００２８】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、
各ΔΣ変換器は、量子化器を含んでおり、該量子化器の出力値は、制御手段から、各帯域の出力値の最大値の和がパワーアンプの素子数以下となるように制御されるものであり、
一方の帯域のΔΣ変換器に含まれる量子化器は、mid-rise型であり、
他方の帯域のΔΣ変換器に含まれる量子化器は、mid-tread型である
ことも好ましい。
【００２９】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、
ΔΣ変換器に対しては、当該帯域のキャリア周波数ベースバンド信号の２倍の周波数で動作させ、ミキサに対しては、当該帯域のキャリア周波数ベースバンド信号の４倍の周波数で動作させることも好ましい。
【００３０】
本発明の送信機用のプログラムにおける他の実施形態によれば、一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換手段への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにすることも好ましい。
【発明の効果】
【００３１】
本発明の送信機及びプログラムによれば、電力増幅器、フィルタ及びアンテナを１つの回路系列のみで、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができるので、回路実装面積の縮小を実現する。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】従来技術における送信機の機能構成図である。
【図２】図１におけるタイムチャートである。
【図３】本発明における送信機の機能構成図である。
【図４】図３の送信機における機能部毎の信号の遷移を表す説明図である。
【図５】送信機の電力増幅器における具体的な第１の回路図である。
【図６】送信機の電力増幅器における具体的な第２の回路図である。
【図７】送信機の電力増幅器における具体的な第３の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。
【００３４】
図３は、本発明における送信機の機能構成図である。
図４は、図３の送信機における機能部毎の信号の遷移を表す説明図である。
【００３５】
図３によれば、送信機１は、第１の帯域のベースバンド信号における同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１を出力する第１のデータ送信部２００と、第２の帯域のベースバンド信号における同相成分信号Ｉ２及び直交成分信号Ｑ２を出力する第２のデータ送信部２１０とを有する。
【００３６】
図４によれば、第１のデータ送信部２００は、ｆｃ１帯のベースバンド信号を出力し、第２のデータ送信部２１０は、ｆｃ２帯のベースバンド信号を出力している。
第１のデータ送信部：ｆｃ１帯（８００ＭＨｚ）のベースバンド信号
同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１
第２のデータ送信部：ｆｃ２帯（２ＧＨｚ）のベースバンド信号
同相成分信号Ｉ２及び直交成分信号Ｑ２
８００ＭＨｚ及び２ＧＨｚは、移動体通信用の周波数帯域である。
【００３７】
送信機１は、第１の帯域のベースバンド信号について、同相成分信号Ｉ１及び直交成分信号Ｑ１毎にΔΣ変換器２０１及びミキサ２０２と、加算器２１４とを有する。また、第２の帯域のベースバンド信号について、同相成分信号Ｉ２及び直交成分信号Ｑ２毎にΔΣ変換器２１１及びミキサ２１２と、加算器２１４とを有する。これら機能構成部は、送信機に搭載されたシグナルプロセッサを機能させるプログラムを実行することによっても実現される。
【００３８】
ΔΣ変換器２０１は、第１の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、第２の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する。また、ΔΣ変換器２１１は、第２の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、第１の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する。
【００３９】
第１の帯域のベースバンド信号に対するΔΣ変換器２０１の動作クロックは、第１の帯域のキャリア周波数ｆｃ１に対して、２×ｆｃ１とする。従って、８００ＭＨｚ帯用のΔΣ変換器２０１の動作クロックは、１．６ＧＨｚとなる。また、ΔΣ変換器２０１は、０Ｈｚ帯及び４００ＭＨｚ帯で、ノイズシェープされるべく、伝達関数Ｈ(z)を設定する。
Ｈ(z)＝１−Ｚ-4
ここで、４００ＭＨｚは、以下のように算出される。
８００ＭＨｚ×（２Ｎ−１）＋ｘ＝２ＧＨｚ
Ｎ＝１，２，３ −８００ＭＨｚ＜ｘ＜８００ＭＨｚ
【００４０】
第２の帯域のベースバンド信号に対するΔΣ変換器２１１の動作クロックは、第２の帯域のキャリア周波数ｆｃ２に対して、２×ｆｃ２とする。従って、２ＧＨｚ帯用のΔΣ変換器２１１の動作クロックは、４ＧＨｚとなる。また、ΔΣ変換器２１１は、０Ｈｚ帯及び１．２ＧＨｚ帯で、ノイズシェープされるべく、伝達関数Ｈ(z)を設定する。
Ｈ(z)＝（Ｚ-2−２cos(3/5)πＺ-1＋１）・（Ｚ-2−２Ｚ-1＋１）
ここで、１．２ＧＨｚは、以下のように算出される。
２ＧＨｚ×（２Ｎ−１）＋ｘ＝８００ＭＨｚ
Ｎ＝１ −２ＧＨｚ＜ｘ＜２ＧＨｚ
【００４１】
尚、図２のΔΣ変換器について、伝達関数Ｈ(z)を以下のように表す。
Ｈ(z)＝（Ｚ-2−２cosＡＺ-1＋１）・（Ｚ-2−ｃｏｓＢＺ-1＋１）
この場合、以下の２つの帯域でノイズシェープされる。
ｆ＝Ａ×ｆｃ２／π
ｆ＝Ｂ×ｆｃ２／π
【００４２】
前述したように、ΔΣ変換器から出力された２つの信号を加算する場合、一方の帯域の帯域外雑音が、他方の帯域の信号に周波数軸上で重畳することになり、送信信号のＳ／Ｎが低下する。そこで、ΔΣ変換器について、他方の帯域の信号の周波数帯に与える雑音を抑えるように、マルチバンドパスタイプのΔΣ変換を用いる。
【００４３】
尚、一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換器への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにする。周波数変換後の高調波が移動するため、高調波が他方の所望信号に重畳することによる、送信信号のＳ／Ｎの低下を防止することができる。
【００４４】
また、ΔΣ変換器の次数を高くすることによって通過帯域内のダイナミックレンジを向上させることが可能である。各ΔΣ変換器の量子化器の多値数は、制御部２２３から制御可能であり、各帯域の多値数の和が電力増幅器の素子数を超えないように制御される。
【００４５】
更に、一方の帯域におけるΔΣ変換器の量子化器には、mid-rise型量子化器を使用し、他方の帯域におけるΔΣ変換器の量子化器には、mid-tread型量子化器を使用することも好ましい。これよって、各帯域のΔΣ信号を加算した際に、出力０が発生しないようにする。
【００４６】
ミキサ２０２は、ΔΣ変換器２０１から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号Ｉ１[n]と、直交成分信号Ｑのベースバンド信号Ｑ１[n]とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する。８００ＭＨｚ帯のベースバンド信号それぞれに対して、±１の矩形波を乗算することによって、ｆｃ１＝８００ＭＨｚに周波数変換（アップコンバージョン）する。周波数変換後における同相成分信号Ｉのベースバンド信号Ｉ'１[n]と、直交成分信号Ｑのベースバンド信号Ｑ'１[n]とは、以下のように表される。
Ｉ'１[n]＝Ｉ１[n]×(-1)n
Ｑ'１[n]＝Ｑ１[n]×(-1)n
n：サンプル点の順番を表す整数
【００４７】
ミキサ２１２は、ΔΣ変換器２１１から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号Ｉ２[n]と、直交成分信号Ｑのベースバンド信号Ｑ２[n]とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する。２ＧＨｚ帯のベースバンド信号それぞれに対して、±１の矩形波を乗算することによって、ｆｃ２＝２ＧＨｚに周波数変換する。周波数変換後における同相成分信号Ｉのベースバンド信号Ｉ'２[n]と、直交成分信号Ｑのベースバンド信号Ｑ'２[n]とは、以下のように表される。
Ｉ'２[n]＝Ｉ２[n]×(-1)n
Ｑ'２[n]＝Ｑ２[n]×(-1)n
n：サンプル点の順番を表す整数
【００４８】
加算器２０４は、第１の帯域について、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号Ｉ'１と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号Ｑ'１とを加算する。加算器２０４では、第１の帯域の動作クロックを２倍にし、Ｉ'１とＱ'１とを交互に並べることによって加算する。
４×ｆｃ１＝４×８００ＭＨｚ＝３．２ＧＨｚ
【００４９】
加算器２１４は、第２の帯域について、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号Ｉ'２と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号Ｑ'２とを加算する。加算器２１４では、第２の帯域の動作クロックを２倍にし、Ｉ'２とＱ'２とを交互に並べることによって加算する。
４×ｆｃ２＝４×２ＧＨｚ＝８ＧＨｚ
【００５０】
尚、ΔΣ変換器２０１及び２１１と、ミキサ２０２及び２１２とに対する動作クロックは、制御部２２３から制御される。ΔΣ変換部に対しては、キャリア周波数の２倍の周波数で動作させ、ミキサに対しては、キャリア周波数の４倍の周波数で動作させる。
【００５１】
電力増幅器２２５は、加算器２０４及び加算器２１４から出力された複数の加算信号を入力し、スイッチ型アンプの出力電流を電流加算する。電力増幅器２２５は、複数のスイッチ型アンプを有し、各アンプのドレインは結合される。結合された電流は、トランスを介して出力される。
【００５２】
図５は、送信機の電力増幅器における具体的な第１の回路図である。
【００５３】
電力増幅器は、例えばＦＥＴ(Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）であってもよい。各アンプのドレインが結合される。結合された電流は、トランスを介して出力される。
【００５４】
図６は、送信機の電力増幅器における具体的な第２の回路図である。
【００５５】
図６によれば、スイッチ部２２８は、帯域毎に、ΔΣ変換器からの出力信号６値（多値）を入力し、６値を出力する。また、増幅器２２５は、その６入力に対して６段のアンプを備える。
【００５６】
非特許文献３に記載された技術によれば、トランスを用いて増幅器（ミキサアンプ）の出力を電流加算する。この技術によれば、各ミキサアンプの入力信号は、エンベロープ信号を同一符号の複数の信号に分離しているため、各アンプの入力信号の符号が反転することはない。しかしながら、本願発明のように、異なる複数の帯域の信号を電流加算する場合、帯域間の符号が一致していない。そのために、各帯域の信号で独立にスイッチタイプアンプを制御する場合、トランスに逆向きの電流が流れ、増幅器の電力効率が悪化する。
【００５７】
各帯域の信号を加算する加算器を、増幅器の前段に設けることにより、スイッチタイプアンプへの入力信号の符号を統一することができる。しかしながら、値０が出力され、出力状態が安定しない状態が生じる。例えば、各帯域の入力信号を「±１、±３」とすると、その加算器の出力は、「−４、−２、０、＋２、＋４」となり、「０」が生じる。そこで、本発明によれば、１つ又は奇数の周波数帯域についてΔΣ変換器の量子化器の種類をmid-rise quantizerタイプとし、ΔΣ変換器の出力の多値数を偶数とする。このようにΔΣ変換器の多値数を制御することにより、加算結果に０が生じることを防ぐ。
【００５８】
図７は、送信機の電力増幅器における具体的な第３の回路図である。
【００５９】
図７によれば、Ｄ級アンプの素子数を３として、第１の帯域ｆｃ１の多値数を３とし、第２の帯域ｆｃ２の多値数を２とした場合を表す。
第１の帯域ｆｃ１の入力信号：０、±２
第２の帯域ｆｃ２の入力信号：±１
【００６０】
図７における変換回路は、各帯域の入力信号からＤ級アンプへの制御信号を生成する。
加算結果が＋１の場合：アンプS0 ＝High、 S0〜S5 ＝Low
加算結果が−１の場合：アンプS3 ＝High、 S0〜S2,S4,S5＝Low
加算結果が＋３の場合：アンプS0〜S2＝High、 S3〜S5 ＝Low
加算結果が−３の場合：アンプS3〜S5＝High、 S0〜S2 ＝Low
この変換回路によって、各帯域のΔΣ信号を加算した際に、出力０が発生しないようにすることができる。
【００６１】
尚、図７によれば、電力増幅器が、複数のトランスを備えるものであってもよい。トランスの出力側で、各帯域の信号が分離される。分離された各帯域の信号は、シングルバンド用のバンドパスフィルタを通過して帯域外の不要な雑音を取り除いた後にアンテナへと入力される。
【００６２】
マルチバンドパスフィルタ２２６は、複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、マルチバンドアンテナ２２７へ出力する。具体的には、８００ＭＨｚ帯及び２ＧＨｚ帯に通過帯域を持ち、その帯域外の不要な雑音信号を取り除く。フィルタの種類としては、ＳＡＷ(Surface Acoustic Wave：弾性表面波)フィルタ、ＦＢＡＲ(Film Bulk Acoustic Resonator：圧電薄膜共振器)等が想定される。また、マイクロストリップラインを用いたバンドパスフィルタであってもよい（例えば非特許文献２参照）。
【００６３】
マルチバンドアンテナ２２７は、複数の帯域の信号を同時に送信する。具体的には、８００ＭＨｚ帯及び２ＧＨｚ帯で動作するデュアルバンドアンテナであってもよいし、両帯域で動作する広帯域アンテナであってもよい。
【００６４】
以上、詳細に説明したように、本発明の送信機及びプログラムによれば、電力増幅器、フィルタ及びアンテナを１つの回路系列のみで、複数の帯域のＲＦ信号を同時に送信することができるので、回路実装面積の縮小を実現する。具体的には、異なる帯域間の周波数帯域を束ねて利用するSpectrum Aggregationを行う無線端末について、電力増幅器、フィルタ及びアンテナを１つの回路系列のみで構成することができる。
【００６５】
前述した本発明の種々の実施形態について、本発明の技術思想及び見地の範囲の種々の変更、修正及び省略は、当業者によれば容易に行うことができる。前述の説明はあくまで例であって、何ら制約しようとするものではない。本発明は、特許請求の範囲及びその均等物として限定するものにのみ制約される。
【符号の説明】
【００６６】
１ 送信機
１００、１１０ データ送信部
１０１、１１１ ΔΣ変換器
１０２、１１２ ミキサ
１０３、１１３ ＰＬＬ
１０４、１１４ 加算器
１０５、１１５ 電力増幅器
１０６、１１６ シングルバンドパスフィルタ
１０７、１１７ シングルバンドアンテナ
２ 送信機
２００、２１０ データ送信部
２０１、２１１ ΔΣ変換器
２０２、２１２ ミキサ
２２３ 制御部
２０４、２１４ 加算器
２２５ 電力増幅器
２２６ マルチバンドパスフィルタ
２２７ マルチバンドアンテナ
２２８ スイッチ部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナを有する送信機において、
前記帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑそれぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
帯域毎に、前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号と直交成分信号Ｑのベースバンド信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
帯域毎に、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
帯域毎の加算器から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算する電力増幅器と、
前記複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、前記マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有することを特徴とする送信機。
【請求項２】
前記電力増幅器は、入力される加算信号毎にアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流をトランスを介して出力することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
各ΔΣ変換器は、量子化器を含んでおり、該量子化器の出力値は、制御手段から、各帯域の出力値の最大値の和がパワーアンプの素子数以下となるように制御されるものであり、
一方の帯域のΔΣ変換器に含まれる前記量子化器は、mid-rise型であり、
他方の帯域のΔΣ変換器に含まれる前記量子化器は、mid-tread型である
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
【請求項４】
前記ΔΣ変換器に対しては、当該帯域のキャリア周波数の２倍の周波数で動作させ、前記ミキサに対しては、当該帯域のキャリア周波数の４倍の周波数で動作させることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項５】
一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換器への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにすることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項６】
複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナと、
電流加算する電力増幅器と、
前記複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、前記マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有する送信機に搭載されたシグナルプロセッサを機能させるプログラムにおいて、
前記帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑそれぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換手段と、
帯域毎に、前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号と直交成分信号Ｑのベースバンド信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサ手段と、
帯域毎に、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算手段と
してシグナルプロセッサを機能させ、
前記電力増幅器は、帯域毎の前記加算手段から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算することを特徴とする送信機用のプログラム。
【請求項７】
前記電力増幅器は、入力される加算信号毎にアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流をトランスを介して出力することを特徴とする請求項６に記載の送信機用のプログラム。
【請求項８】
各ΔΣ変換手段は、量子化手段を含んでおり、該量子化器の出力値は、制御手段から、各帯域の出力値の最大値の和がパワーアンプの素子数以下となるように制御されるものであり、
一方の帯域のΔΣ変換手段に含まれる前記量子化手段は、mid-rise型であり、
他方の帯域のΔΣ変換手段に含まれる前記量子化手段は、mid-tread型である
ことを特徴とする請求項６又は７に記載の送信機用のプログラム。
【請求項９】
前記ΔΣ変換手段に対しては、当該帯域のキャリア周波数の２倍の周波数で動作させ、前記ミキサに対しては、当該帯域のキャリア周波数の４倍の周波数で動作させることを特徴とする請求項６から８のいずれか１項に記載の送信機用のプログラム。
【請求項１０】
一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換手段への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにすることを特徴とする請求項６から９のいずれか１項に記載の送信機用のプログラム。
【請求項１】
複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナを有する送信機において、
前記帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑそれぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
帯域毎に、前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号と直交成分信号Ｑのベースバンド信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
帯域毎に、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
帯域毎の加算器から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算する電力増幅器と、
前記複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、前記マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有することを特徴とする送信機。
【請求項２】
前記電力増幅器は、入力される加算信号毎にアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流をトランスを介して出力することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
各ΔΣ変換器は、量子化器を含んでおり、該量子化器の出力値は、制御手段から、各帯域の出力値の最大値の和がパワーアンプの素子数以下となるように制御されるものであり、
一方の帯域のΔΣ変換器に含まれる前記量子化器は、mid-rise型であり、
他方の帯域のΔΣ変換器に含まれる前記量子化器は、mid-tread型である
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
【請求項４】
前記ΔΣ変換器に対しては、当該帯域のキャリア周波数の２倍の周波数で動作させ、前記ミキサに対しては、当該帯域のキャリア周波数の４倍の周波数で動作させることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項５】
一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換器への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにすることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項６】
複数の帯域の信号を同時に送信するためのマルチバンドアンテナと、
電流加算する電力増幅器と、
前記複数の帯域における所望信号の周波数帯域のみを通過させ、前記マルチバンドアンテナへ出力するマルチバンドパスフィルタと
を有する送信機に搭載されたシグナルプロセッサを機能させるプログラムにおいて、
前記帯域毎に、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑそれぞれについて、一方の帯域のベースバンド信号における雑音成分が、他方の帯域のベースバンド信号における所望信号の周波数帯域で減衰するようにΔΣ変換する複数のΔΣ変換手段と、
帯域毎に、前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉのベースバンド信号と直交成分信号Ｑのベースバンド信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサ手段と、
帯域毎に、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算手段と
してシグナルプロセッサを機能させ、
前記電力増幅器は、帯域毎の前記加算手段から出力された複数の加算信号を入力し、出力電流を電流加算することを特徴とする送信機用のプログラム。
【請求項７】
前記電力増幅器は、入力される加算信号毎にアンプを有し、各アンプのドレインを結合し、結合された電流をトランスを介して出力することを特徴とする請求項６に記載の送信機用のプログラム。
【請求項８】
各ΔΣ変換手段は、量子化手段を含んでおり、該量子化器の出力値は、制御手段から、各帯域の出力値の最大値の和がパワーアンプの素子数以下となるように制御されるものであり、
一方の帯域のΔΣ変換手段に含まれる前記量子化手段は、mid-rise型であり、
他方の帯域のΔΣ変換手段に含まれる前記量子化手段は、mid-tread型である
ことを特徴とする請求項６又は７に記載の送信機用のプログラム。
【請求項９】
前記ΔΣ変換手段に対しては、当該帯域のキャリア周波数の２倍の周波数で動作させ、前記ミキサに対しては、当該帯域のキャリア周波数の４倍の周波数で動作させることを特徴とする請求項６から８のいずれか１項に記載の送信機用のプログラム。
【請求項１０】
一方もしくは両方の帯域のΔΣ変換手段への入力信号を中間周波数帯のＩＱ信号とすることで、一方の帯域のキャリア周波数の高調波が、他方のキャリア周波数と重畳しないようにすることを特徴とする請求項６から９のいずれか１項に記載の送信機用のプログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−１８９９４（Ｐ２０１１−１８９９４Ａ）
【公開日】平成２３年１月２７日（２０１１．１．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１６０９０８（Ｐ２００９−１６０９０８）
【出願日】平成２１年７月７日（２００９．７．７）
【出願人】（０００２０８８９１）ＫＤＤＩ株式会社 (2,700)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１月２７日（２０１１．１．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年７月７日（２００９．７．７）
【出願人】（０００２０８８９１）ＫＤＤＩ株式会社 (2,700)
【Ｆターム（参考）】
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