ディジタル信号の位相差検出方法
【課題】比較的低速かつ小規模のディジタル回路により精度の高い位相差検出を行う。
【解決手段】トラッキングサーボ回路１０において、入力部のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２〜１８および利得制御増幅器（ＧＣＡ）２０〜２６はアナログ回路であり、Ａ／Ｄ変換器２８〜３４より後段のオフセット・キャンセル回路３６〜４２、イコライザ（ＥＱ）４４〜５０、位相差検出器５２，５４、加算器５６、ＬＰＦ５８、利得制御増幅器（ＧＣＡ）６０およびサーボＤＳＰ１５４はすべてディジタル回路で構成される。両位相差検出器５２，５４は本発明の位相差検出方法にしたがって両入力信号の位相差を検出する。
【解決手段】トラッキングサーボ回路１０において、入力部のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２〜１８および利得制御増幅器（ＧＣＡ）２０〜２６はアナログ回路であり、Ａ／Ｄ変換器２８〜３４より後段のオフセット・キャンセル回路３６〜４２、イコライザ（ＥＱ）４４〜５０、位相差検出器５２，５４、加算器５６、ＬＰＦ５８、利得制御増幅器（ＧＣＡ）６０およびサーボＤＳＰ１５４はすべてディジタル回路で構成される。両位相差検出器５２，５４は本発明の位相差検出方法にしたがって両入力信号の位相差を検出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号の位相差検出方法に係り、特に光ディスク装置におけるトラッキングサーボ技術に用いて好適な位相差検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１９に、ＤＰＤ（Differential Phase Detection）方式による従来のトラッキングサーボ機構の一例を示す。このトラッキングサーボ機構はＤＶＤ（Digital Versatile Disc）によく用いられている。
【０００３】
光ピックアップ１００は、光ディスク１０２の信号記録面にレーザ光ＬＢを集光照射し、信号記録面からの反射光ビームを検出して光電変換し、ピット列の凹凸パターンに対応した波形を有する高周波の電気信号つまりＲＦ信号を生成する。ここで、光ピックアップ１００の光電変換部１０４は、たとえばフォトダイオードからなる４つの受光領域Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄからなり、図示省略するが、これらの受光領域Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを斜め四方から突き合わせるようにして分割配置している。そして、一方の対角線上に位置する受光領域Ａ，Ｃよりそれぞれ得られるＲＦ信号Ａ，Ｃは互いにほぼ同相の関係にあり、他方の対角線上に位置する受光領域Ｂ，Ｄよりそれぞれ得られるＲＦ信号Ｂ，Ｄは互いにほぼ同相の関係にあり、ＲＦ信号Ａ，ＣとＲＦ信号Ｂ，Ｄとはトラッキング誤差に応じて相互の位相差が変動する関係にある。なお、光電変換部１０４は実際には光ピックアップ１００の内部にあるが、図１９では説明の便宜のために光電変換部１０４の個々を光ピックアップ１００から取り出して図示している。
【０００４】
トラッキングサーボ回路は、アナログ回路からなる前段のアナログ・フロントエンド部１０６と、ディジタル回路からなる後段のディジタル・フロントエンド部１０８とで構成される。両フロントエンド部１０６，１０８は別々の半導体チップ上に形成されることが多い。
【０００５】
アナログ・フロントエンド部１０６において、利得制御増幅器（ＧＣＡ）１１０，１１２，１１４，１１６は、光ピックアップ１００の光電変換部１０４からのＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄの振幅をそれぞれ調整する。イコライザ（ＥＱ）１１８，１２０，１２２，１２４は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄに高域強調による波形成形とノイズカットを施す。オフセット・キャンセル回路１２６，１２８，１３０，１３２は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄの中心レベル（零レベル）を揃えるようにオフセットを取り除く。ゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４，１３６，１３８，１４０は、それぞれ演算増幅器からなるコンパレータで構成され、図２０に示すように、ＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄの電圧レベルが電圧ゼロの基準レベルを横切るタイミングを検出し、各立ち上がりエッジおよび各立ち下がりエッジが各ゼロクロスのタイミングに対応する二値信号を出力する。
【０００６】
一方の位相差検出器１４２は、ＲＦ信号Ａに対応するゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４からの二値信号（Ａ）とＲＦ信号Ｂに対応するゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３６からの二値信号（Ｂ）とを入力し、図２１に示すように、両二値信号（Ａ），（Ｂ）の位相差に相当する可変のパルス幅を有するパルス信号または第１の位相差信号φABを出力する。この第１の位相差信号φABは、二値信号（Ｂ）に対して二値信号（Ａ）の位相が進んでいるときは正極性で出力され、二値信号（Ｂ）に対して二値信号（Ａ）の位相が遅れているときは負極性で出力される。
【０００７】
他方の位相差検出器１４４は、ＲＦ信号Ｃに対応するゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３８からの二値信号（Ｃ）とＲＦ信号Ｄに対応するゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１４０からの二値信号（Ｄ）とを入力し、両二値信号（Ｃ），（Ｄ）の位相差に相当する可変のパルス幅を有するパルス信号または第２の位相差信号φCDを出力する。この第２の位相差信号φCDは、二値信号（Ｄ）に対して二値信号（Ｃ）の位相が進んでいるときは正極性で出力され、二値信号（Ｄ）に対して二値信号（Ｃ）の位相が遅れているときは負極性で出力される。
【０００８】
上記のようにして両位相差検出器１４２，１４４よりそれぞれ出力される第１および第２の位相差信号φAB，φCDは、演算増幅器からなる加算器１４６で足し合わされる。基本的には、この加算器１４６より出力される和信号φAB/CDをＤＰＤ方式のトラッキングエラー信号とすることができる。もっとも、通常は、トラッキングサーボに必要なエラー成分を取り出すために、加算器１４６の出力信号φAB/CDをローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４８に通して平均化し（図２１）、さらに利得制御増幅器（ＧＣＡ）１５０に通してゲイン調整したものをトラッキングエラー信号としてディジタル・フロントエンド部１０８に与えるようにしている。
【０００９】
ディジタル・フロントエンド部１０８は、アナログ・フロントエンド部１０６からのアナログのトラッキングエラー信号をディジタルのトラッキングエラー信号に変換するアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５２と、トラッキングエラー信号に応答して送り機構またはアクチエータ１５６に光ピックアップ１００の位置を光ディスク１０２のラジアル方向で制御するための制御信号を与えるサーボプロセッサ（たとえばＤＳＰ：Digital Signal Processor）１５４とで構成されている。
【００１０】
光ディスク１０２の信号記録面上でレーザ光ＬＢのビームスポットがトラックの中心からラジアル方向にずれると、そのトラッキングずれの大きさに応じてＲＦ信号Ａ，Ｂ間の位相差およびＲＦ信号Ｃ，Ｄ間の位相差がそれぞれ変化し、両位相差検出器１４２，１４４の出力信号φAB，φCD、加算器１４６の出力信号φAB/CDひいてはローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４８の出力信号に含まれる位相差情報つまりトラッキング誤差情報がサーボＤＳＰ１５４にフィードバックされる。このフィードバックされたトラッキング誤差情報に応じてサーボＤＳＰ１５４が送り機構１５６を通じてラジアル方向における光ピックアップ１００の位置を制御することで、レーザ光ＬＢのビームスポットをトラックに追従させるためのトラッキングサーボがかけられる。なお、サーボＤＳＰ１５４と送り機構１５６との間にディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器（図示せず）が設けられることもある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記のような従来のトラッキングサーボ回路は、２チップ（１０６，１０８）構成であることと、イコライザ（ＥＱ）１１８〜１２４およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４８の面積が特に大きいためにアナログ・フロントエンド部１０６の回路規模が大きいことが問題になっている。それ故、アナログ・フロントエンド部１０６のディジタル化によって回路面積の縮小化やトラッキングサーボ回路全体の１チップ化を図ることが希求されている。
【００１２】
しかしながら、コンパレータからなるゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４〜１４０の出力より得られるゼロクロスの時刻が時間的に連続する値をとるため、ゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４〜１４０や位相差検出器１４２，１４４をそのまま同期式のディジタル回路で構成しようとすれば、ゼロクロス時刻の測定精度はクロック周波数に依存するため、アナログ回路と同等の精度を得るには数万ＧＨｚ以上のクロック周波数とそのようなクロック周波数で動作する超高速のディジタル回路が必要となり、現在のディジタル技術で実現するのは殆ど不可能である。このようにゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４〜１４０や位相差検出器１４２，１４４をディジタル同期回路で実現できない以上、イコライザ（ＥＱ）１１８〜１２４やローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４８のみをディジタル化しても前後の回路とディジタルで接続することが困難である。結局、前段フロントエンド部１０６内の機能をすべてアナログ回路で実装せざるを得ないのが従来技術の現状である。
【００１３】
本発明は、上記のような従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、比較的低速かつ小規模のディジタル回路によって精度の高いディジタル信号の位相差検出を行える方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の目的を達成するために、本発明におけるディジタル信号の位相差検出方法は、第１のディジタル信号の第１のディジタル値の第１の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、上記第１のディジタル信号の第２のディジタル値の上記第１の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、第２のディジタル信号の第１のディジタル値の第２の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、上記第２のディジタル信号の第２のディジタル値の上記第２の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係と、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係と、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性との関係又は上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係とに基づいて区分けされるパターンに対応する、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値、上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値、上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差に対する演算に基づいて上記第１のディジタル信号と上記第２のディジタル信号との位相差を示す信号を算出するステップとを有する。
【００１５】
この位相差検出方法において、好ましい一態様によれば、上記パターンに対応する演算が、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差との除、上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値と、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差との除、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差との除、上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値と、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差との除に基づいて行われる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、上記のような構成を有することにより、比較的低速かつ小規模のディジタル回路によって精度の高いディジタル信号の位相差検出を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図１〜図１８を参照して本発明の好適な実施の形態を説明する。
【００１８】
図１に、本発明の一実施形態におけるディジタル信号の位相差検出方法の適用可能なＤＶＤ用トラッキングサーボ機構の構成を示す。図中、光ピックアップ１００、光ディスク１０２、光電変換部１０４、サーボＤＳＰ１５４、送り機構１５６の構成および機能は図１９の各対応するものと共通しているので、それらの詳細な説明は省略する。
【００１９】
この実施形態におけるトラッキングサーボ回路１０は、アナログ回路とディジタル回路とを１つの半導体チップ上に混載したワンチップ回路として構成可能なものである。この内、アナログ回路は入力部のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２〜１８および利得制御増幅器（ＧＣＡ）２０〜２６だけであり、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２８〜３４より後段の回路すなわちオフセット・キャンセル回路３６〜４２、イコライザ（ＥＱ）４４〜５０、第１および第２位相差検出器５２，５４、加算器５６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５８、利得制御増幅器（ＧＣＡ）６０およびサーボＤＳＰ１５４はすべてディジタル回路で構成されている。
【００２０】
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２，１４，１６，１８は、アンチ・エイリアシング用のフィルタであり、光ピックアップ１００の光電変換部１０４からの各ＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄに含まれる高周波成分の雑音をそれぞれ除去する。利得制御増幅器（ＧＣＡ）２０，２２，２４，２６は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄの振幅を調整する。アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２８，３０，３２，３４は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄを所定のサンプリング周波数（たとえばチャネルクロック周波数が４．３６ＭＨｚの場合は、その６倍の２６．１６ＭＨｚ）でディジタル信号に変換する。オフセット・キャンセル回路３６，３８，４０，４２は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄに含まれるオフセットをディジタル演算処理により取り除いて中心レベル（零レベル）を揃える。イコライザ（ＥＱ）４４，４６，４８，５０は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄにディジタル演算処理による高域強調を施して波形成形とノイズカットを行う。
【００２１】
一方の位相差検出器５２は、ＲＦ信号Ａに対応するイコライザ（ＥＱ）４４からのディジタル信号（Ａ）とＲＦ信号Ｂに対応するイコライザ（ＥＱ）４６からのディジタル信号（Ｂ）とを入力し、後述するディジタル演算処理により両ＲＦ信号Ａ，Ｂのそれぞれのゼロクロス時点を検出し、両ＲＦ信号Ａ，Ｂの間で対応するゼロクロス同士の時間差を表す第１の位相差信号ΦABを生成する。
【００２２】
他方の位相差検出器５４は、ＲＦ信号Ｃに対応するイコライザ（ＥＱ）４８からのディジタル信号（Ｃ）とＲＦ信号Ｄに対応するイコライザ（ＥＱ）５０からのディジタル信号（Ｄ）とを入力し、後述するディジタル演算処理により両ＲＦ信号Ｃ，Ｄ間のそれぞれのゼロクロス時点を検出し、両ＲＦ信号Ｃ，Ｄの間で対応するゼロクロス同士の時間差を表す第２の位相差信号ΦCDを生成する。
【００２３】
両位相差検出器５２，５４よりそれぞれ出力される第１および第２の位相差信号ΦAB，ΦCDは、加算器５６で足し合わされる。基本的には、この加算器５６より出力される和信号ΦAB/CD（ΦAB＋ΦCD）をＤＰＤ方式のトラッキングエラー信号とすることができる。この実施形態では、トラッキングサーボの安定性および応答速度を高めるために、加算器５６の出力信号ΦAB/CDをローパスフィルタ（ＬＰＦ）５８に通して平均化し、さらに利得制御増幅器（ＧＣＡ）６０に通してゲイン調整したものをトラッキングエラー信号としてサーボＤＳＰ１５４に与える。
【００２４】
この実施形態においても、光ディスク１０２の信号記録面上でレーザ光ＬＢのビームスポットがトラックの中心からラジアル方向にずれると、そのトラッキングずれの大きさに応じてＲＦ信号Ａ，Ｂ間の位相差およびＲＦ信号Ｃ，Ｄ間の位相差がそれぞれ変化し、両位相差検出器５２，５４の出力信号ΦAB，ΦCDおよび加算器５６の出力信号ΦAB/CDひいてはローパスフィルタ（ＬＰＦ）５８の出力信号に含まれる位相差情報つまりトラッキング誤差情報がサーボＤＳＰ１５４にフィードバックされる。このフィードバックされたトラッキング誤差情報に応じてサーボＤＳＰ１５４が送り機構１５６を通じてラジアル方向における光ピックアップ１００の位置を制御することで、レーザ光ＬＢのビームスポットをトラックに追従させるためのトラッキングサーボがかけられる。
この実施形態における特徴の一つは、両位相差検出器５２，５４において第１および第２の位相差信号ΦAB，ΦCDをディジタル演算処理により生成するアルゴリズムである。
【００２５】
図２に、位相差検出器５２の一構成例を示す。この位相差検出器５２は、両ＲＦ信号Ａ，Ｂのそれぞれのゼロクロス時点を検出するゼロクロス検出部６２，６４と、両ＲＦ信号Ａ，Ｂの間で対応するゼロクロス同士の時間差を求める位相差演算部６６とを有する。ゼロクロス検出部６２は、ＲＦ信号Ａに対応するイコライザ（ＥＱ）４４からのディジタル信号（Ａ）について、サンプリング区間毎にディジタル値の符号を監視し、図３に示すように、符号が変わる前後の複数たとえば２つのディジタル値Ａn-1，Ａnを基に所定の近似式たとえば下記の一次近似式（１）を演算して、ＲＦ信号ＡにおけるゼロクロスＺＡの時点ｔZAを補間して求める。
ｔZA＝ｔn-1＋｜Ａn-1｜ＴＳ／｜Ａn-1−Ａn｜ ‥‥‥（１）
【００２６】
ここで、ｔn-1は符号が変わる直前のサンプリング時点であり、ＴＳはサンプリング周期である。サンプリング周期内の時間を正規化する場合は、ＴＳ＝１としてよい。
【００２７】
同様に、ゼロクロス検出部６４は、ＲＦ信号Ｂに対応するイコライザ（ＥＱ）４６からのディジタル信号（Ｂ）について、サンプリング区間毎にディジタル値の符号を監視し、符号が変わる前後の複数たとえば２つのディジタル値Ｂn-1，Ｂnを基に上記の式（１）と同じ近似式を演算し、ＲＦ信号ＢにおけるゼロクロスＺＢの時点ｔZBを補間して求める。
【００２８】
位相差演算部６６は、両ＲＦ信号Ａ，Ｂの間で対応する（時間的に隣接する）補間ゼロクロス同士の時間差（ｔZA−ｔZB）を求め、この時間差つまり位相差（ｔZA−ｔZB）を表すディジタル信号を第１の位相差信号ΦABとして出力する。
【００２９】
他方の位相差検出器５４も上記位相差検出器５２と同じ構成（図２）を有し、同様の作用（図３）を奏する。したがって、位相差検出器５４からは、両ＲＦ信号Ｃ，Ｄの間で対応する（時間的に隣接する）補間ゼロクロス同士の時間差つまり位相差（ｔZC−ｔZD）を表すディジタル信号が第２の位相差信号ΦCDとして出力される。
【００３０】
図４に、実施形態における位相差検出器５２の構成を示す。この位相差検出器５２は、１サンプル遅延回路または遅延レジスタ（Ｚ-1）７０，７２、ケース判別部７４、位相差演算部７６およびマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８を有する。
【００３１】
ケース判別部７４は、両ＲＦ信号Ａ，Ｂに対応するイコライザ（ＥＱ）４４，４６からのディジタル信号と遅延レジスタ（Ｚ-1）７０，７２からの１サンプル前のディジタル信号とを入力し、サンプリング区間毎に連続する２つのサンプリング点（ｔn-1，ｔn）で得られる一組のディジタル値（Ａn-1，Ｂn-1，Ａn，Ｂn）間の符号関係のパターンを判別する。図５〜図１４に示すように、これら一組のディジタル値（Ａn，Ｂn，Ａn-1，Ｂn-1）間の符号関係パターンには９つのケース０（０−０，０−１）、１，２，３，４，５，６，７がある。
【００３２】
ケース０は、図５に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が異なり（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が異なり（signＡn-1≠signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が異なる（signＢn-1≠signＢn）場合である。このケース０は、さらに、両ＲＦ信号Ａ，ＢにおけるゼロクロスＺＡ，ＺＢの前後関係により、図６に示すようにゼロクロスＺＡがゼロクロスＺＢの後に来るケース０−０と、図７に示すようにゼロクロスＺＡがゼロクロスＺＢの前に来るケース０−１とに場合分けされる。
【００３３】
ケース１は、図８に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が異なり（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が異なり（signＡn-1≠signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が同じ（signＢn-1＝signＢn）場合である。
【００３４】
ケース２は、図９に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が異なり（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が同じ（signＡn-1＝signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が異なる（signＢn-1≠signＢn）場合である。
【００３５】
ケース３は、図１０に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が異なり（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が同じ（signＡn-1＝signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が同じ（signＢn-1＝signＢn）場合である。
【００３６】
ケース４は、図１１に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が同じ（signＡn＝signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が異なり（signＡn-1≠signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が異なる（signＢn-1≠signＢn）場合である。
【００３７】
ケース５は、図１２に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が同じ（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が異なり（signＡn-1≠signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が同じ（signＢn-1＝signＢn）場合である。
【００３８】
ケース６は、図１３に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が同じ（signＡn＝signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が同じ（signＡn-1＝signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が異なる（signＢn-1≠signＢn）場合である。
【００３９】
ケース７は、図１４に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が同じ（signＡn＝signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が同じ（signＡn-1＝signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が同じ（signＢn-1＝signＢn）場合である。
【００４０】
位相差演算部７６も、両ＲＦ信号Ａ，Ｂに対応するイコライザ（ＥＱ）４４，４６からのディジタル信号と遅延レジスタ（Ｚ-1）７０，７２からの１サンプル遅延したディジタル信号とを入力する。そして、同時に入力した一組つまり４個のディジタル値（Ａn-1，Ｂn-1，Ａn，Ｂn）について９通りの演算式を実行して９個の演算出力Ｑ00n，Ｑ01n，Ｑ1n，Ｑ2n，Ｑ3n，Ｑ4n，Ｑ5n，Ｑ6n，Ｑ7nを生成する。
【００４１】
第１の演算出力Ｑ00nは、下記の演算式（２）の演算結果であり、図６に示すようにケース０−０に適合するものである。ここで、ＴA，ＴBは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ00n＝ＴA＋ＴB
＝｜An｜／｜An-1−An｜＋｜Bn-1｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（２）
【００４２】
第２の演算出力Ｑ01nは、下記の演算式（３）の演算結果であり、図７に示すようにケース０−１に適合するものである。やはり、ＴA，ＴBは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ01n＝−（ＴA＋ＴB）
＝−｜An-1｜／｜An-1−An｜−｜Bn｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（３）
【００４３】
第３の演算出力Ｑ1nは、下記の演算式（４）の演算結果であり、図８に示すようにケース１に適合するものである。ここで、ＴAは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ1n＝ＴA
＝｜An｜／｜An-1−An｜ ‥‥（４）
【００４４】
第４の演算出力Ｑ2nは、下記の演算式（５）の演算結果であり、図９に示すようにケース２に適合するものである。ここで、ＴBは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ01n＝−ＴB
＝−｜Bn｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（５）
【００４５】
第５の演算出力Ｑ3nは、下記の演算式（６）の演算結果であり、図１０に示すようにケース３に適合するものである。この場合は、直前の区間（ｔn-2〜ｔn-1）のケースに応じてＱ3が３通りの中のいずれかの値をとる。
Ｑ3n＝ＴS＝１（直前の区間がケース０−０又はケース１）
Ｑ3n＝−ＴS＝−１（直前の区間がケース０−１又はケース２）
Ｑ3n＝Ｑ3n-1（上記以外のケースの場合） ‥‥（６）
【００４６】
第６の演算出力Ｑ4nは、下記の演算式（７）の演算結果であり、図１１に示すようにケース４に適合するものである。ここで、（ＴA−ＴB）は当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の一次近似においてＲＦ信号Ａ側の符号とＲＦ信号Ｂ側の符号とが相違する期間である。
Ｑ4n＝ＴA−ＴB
＝｜An｜／｜An-1−An｜−｜Bn｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（７）
【００４７】
第７の演算出力Ｑ5nは、下記の演算式（８）の演算結果であり、図１２に示すようにケース５に適合するものである。ここで、ＴAは単位区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ5n＝−ＴA
＝−｜An-1｜／｜An-1−An｜ ‥‥（８）
【００４８】
第８の演算出力Ｑ6nは、下記の演算式（９）の演算結果であり、図１３に示すようにケース６に適合するものである。ここで、ＴBは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ6n＝ＴB
＝｜Bn-1｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（９）
【００４９】
第９の演算出力Ｑ7nは、下記の演算式（１０）の演算結果であり、図１４に示すようにケース７に適合するものである。この場合、当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間はあり得ない。
Ｑ7n＝０ ‥‥（１０）
【００５０】
上記のようにして位相差演算部７６で同時に得られる９個の演算出力Ｑ00n〜Ｑ7nは、一斉にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８に入力される。その中で、有意または有効な演算出力は、現時の入力ディジタル値（Ａn-1，Ｂn-1，Ａn，Ｂn）間の符号関係のパターンにマッチングするもの、つまりケース判別部７４によって判別されたケースに対応する演算式の演算結果であり、ケース判別部７４からの制御信号によりマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８で選択される。したがって、任意のサンプリング区間において得られる一組または４個の入力ディジタル値（Ａn-1，Ｂn-1，Ａn，Ｂn）間の符号関係のパターンがたとえばケース５のときは、次のサンプリング区間においてマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より第７の演算出力Ｑ5nが出力される。図１５に、各ケース０−０，０−１、１，２，３，４，５，６，７と各演算出力Ｑ00n，Ｑ01n，Ｑ1n，Ｑ2n，Ｑ3n，Ｑ4n，Ｑ5n，Ｑ6n，Ｑ7nの対応関係を一覧表で示す。
【００５１】
上記のように、各ケースに対応する演算出力Ｑは、当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間をディジタル値で表す。これは、従来のアナログ信号処理方式（図２１）において両ＲＦ信号Ａ，Ｂの符号が相違する期間を位相差検出器の出力が論理値「１」のパルス幅で表すのに対応している。図１６および図１７に、この対応関係の理解を助けるための模式的な波形を示す。
【００５２】
図１６は、ＲＦ信号Ａの位相がＲＦ信号Ｂの位相よりも進んでいる場合である。第１の区間（ｔ0〜ｔ1）はケース４のパターンであり、上記演算式（７）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ4n（値＝０．４）は次の区間（ｔ1〜ｔ2）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５３】
第２の区間（ｔ1〜ｔ2）はケース７のパターンであり、上記演算式（１０）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ7n（値＝０．０）は次の区間（ｔ2〜ｔ3）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５４】
第３の区間（ｔ2〜ｔ3）はケース１のパターンであり、上記演算式（４）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ1n（値＝０．６）は次の区間（ｔ3〜ｔ4）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５５】
第４の区間（ｔ3〜ｔ4）はケース６のパターンであり、上記演算式（９）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ6n（値＝０．３）は次の区間（ｔ4〜ｔ5）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５６】
第５の区間（ｔ4〜ｔ5）はケース１のパターンであり、上記演算式（４）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ1n（値＝０．３）は次の区間（ｔ5〜ｔ6）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５７】
第６の区間（ｔ5〜ｔ6）はケース３のパターンであり、上記演算式（６）が当てはまる。ここで、直前の区間はケース１であるから、演算出力Ｑ3nはＱ3n＝１で与えられ、次の区間（ｔ6〜ｔ7）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５８】
第７の区間（ｔ6〜ｔ7）はケース６のパターンであり、上記演算式（９）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ6n（値＝０．４）は次の区間（ｔ7〜ｔ8）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５９】
図１６には、比較例として従来のアナログ信号処理方式（図２１）において得られる位相差検出器の出力も同一の時間軸上に示している。両ＲＦ信号Ａ，Ｂ間の位相差を従来方式が時間的に連続したパルスのパルス幅で表すのに対して、本発明は各区間（サンプリング周期）毎の離散的なディジタル値で表す点と、位相差出力のタイミングが従来方式と比べて本発明は略１クロック遅れる点が異なるものの、位相差検出器の出力（位相差信号）を時間積分した値（面積）は実質的に同一または等価である。
【００６０】
図１７は、ＲＦ信号Ａの位相がＲＦ信号Ｂの位相よりも遅れている場合である。位相差検出器の出力の符号が反転する点を除いて図１６の場合と同様の作用が奏される。このことは図解から明らかなので、詳細な説明を省略する。
【００６１】
図１に戻り、この第２の実施例においても、他方の位相差検出器５４は上記位相差検出器５２と同じ構成（図４）を有し、両ＲＦ信号Ｃ，Ｄについて上記と同様のディジタル演算処理（図５〜図１７）を行う。なお、原理的には、両ＲＦ信号Ａ，Ｂ間の位相差情報ΦABもしくは両ＲＦ信号Ｃ，Ｄ間の位相差情報ΦCDのいずれか一方だけをトラッキング誤差情報とすることも可能である。
【００６２】
上記のように、本発明によれば、従来方式がアナログ回路で実装していたゼロクロス時刻検出部を容易に実現可能な速度（ＭＨｚオーダ）のディジタル回路に置き換え、しかもアナログ信号処理方式と同等の精度でトラッキングエラーの検出やトラッキングサーボを行うことが可能であり、ゼロクロス時刻検出部だけでなくシステム全体で多くの部分（特に、位相差検出部の前段および後段にそれぞれ設けられるイコライザおよびローパスフィルタ）をアナログ回路からディジタル回路に置き換えることができる。このことにより、システム全体の回路面積を従来の数分の一に縮小化することが可能となり、ワンチップ化も容易に実現できる。さらに、省面積化により消費電力の低減が図れるとともに、ディジタル化により半導体プロセスの変更に伴う回路設計の変更容易性や開発時間の短縮に繋がるという付随的な効果も得られる。
【００６３】
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その技術的思想の範囲内で種々の変形・変更が可能である。たとえば、各ＲＦ信号におけるゼロクロスの時刻を補間で求めるために、上記実施形態では符号が変わる前後の２つのディジタル値（Ａn-1，Ａn）を基に一次近似式（１）を用いたが、たとえば符号が変わる前後の３つのディジタル値（Ａn-2，Ａn-1，Ａn）または４つのディジタル値（Ａn-2，Ａn-1，Ａn，Ａn+1）を基に２次近似式または３次近似式を用いることも可能である。また、ＤＰＤ方式のバリエーションに応じて上記実施形態を変形することができる。たとえば、図１８に示すように、ＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄからアナログの加算器８０，８２で２つの和信号（Ａ＋Ｃ），（Ｂ＋Ｄ）をつくり、両和信号（Ａ＋Ｃ），（Ｂ＋Ｄ）について上記実施形態の１系統（たとえばＡ・Ｂ系統）と同様の信号処理回路（１２〜５４）を用いて位相差検出器５２より合成トラッキングエラー信号ΦAB/CDを得ることもできる。また、入力部のアンチ・エイリアシング用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２〜１８、利得制御増幅器（ＧＣＡ）２０〜２６、Ａ／Ｄ変換器２８〜３４等の回路を他の信号処理（たとえばフォーカシングサーボ）と兼用させることも可能である。本発明は、ＤＶＤに限らず、ＣＤ（Compact Disc）などの他の光ディスク装置にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の一実施形態におけるディジタル信号の位相差検出方法の適用可能なＤＶＤ用トラッキングサーボ機構の構成を示すブロック図である。
【図２】位相差検出器の一構成例を示すブロック図である。
【図３】実施例におけるゼロクロス補間のアルゴリズムを示す図である。
【図４】実施形態における位相差検出器の構成を示すブロック図である。
【図５】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（０）を示す図である。
【図６】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（０−０）を示す図である。
【図７】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（０−１）を示す図である。
【図８】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（１）を示す図である。
【図９】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（２）を示す図である。
【図１０】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（３）を示す図である。
【図１１】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（４）を示す図である。
【図１２】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（５）を示す図である。
【図１３】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（６）を示す図である。
【図１４】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（７）を示す図である。
【図１５】各ケースと実施例の位相差検出器で得られる各演算出力との対応関係を一覧表で示す図である。
【図１６】従来のアナログ信号処理方式と実施例のディジタル信号処理方式との対応関係を示す波形図である。
【図１７】従来のアナログ信号処理方式と実施例のディジタル信号処理方式との対応関係を示す波形図である。
【図１８】一変形例によるトラッキングサーボ機構の構成を示すブロック図である。
【図１９】従来のトラッキングサーボ機構の構成を示すブロック図である。
【図２０】従来技術におけるゼロクロス検出方法を示す波形図である。
【図２１】従来技術におけるトラッキングエラー信号の生成する信号処理方法を示す波形図である。
【符号の説明】
【００６５】
１０ トラッキングサーボ回路
１２，１４，１６，１８ アンチ・エイリアシング用ＬＰＦ
２０，２２，２４，２６ 利得制御増幅器（ＧＣＡ）
２８，３０，３２，３４ Ａ／Ｄコンバータ
３６，３８，４０，４２ オフセット・キャンセル回路
４４，４６，４８，５０ イコライザ（ＥＱ）
５２，５４ 位相差検出器
５６ 加算器
５８ 平均化用ＬＰＦ
６０ 利得制御増幅器（ＧＣＡ）
６２，６４ ゼロクロス検出部
６６ 位相差演算部
７０，７２ 遅延レジスタ
７４ ケース判別部
７６ 位相差演算部
１００ 光ピックアップ
１０２ 光ディスク
１５４ サーボＤＳＰ
１５６ 送り機構
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ 光電変換部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号の位相差検出方法に係り、特に光ディスク装置におけるトラッキングサーボ技術に用いて好適な位相差検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１９に、ＤＰＤ（Differential Phase Detection）方式による従来のトラッキングサーボ機構の一例を示す。このトラッキングサーボ機構はＤＶＤ（Digital Versatile Disc）によく用いられている。
【０００３】
光ピックアップ１００は、光ディスク１０２の信号記録面にレーザ光ＬＢを集光照射し、信号記録面からの反射光ビームを検出して光電変換し、ピット列の凹凸パターンに対応した波形を有する高周波の電気信号つまりＲＦ信号を生成する。ここで、光ピックアップ１００の光電変換部１０４は、たとえばフォトダイオードからなる４つの受光領域Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄからなり、図示省略するが、これらの受光領域Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを斜め四方から突き合わせるようにして分割配置している。そして、一方の対角線上に位置する受光領域Ａ，Ｃよりそれぞれ得られるＲＦ信号Ａ，Ｃは互いにほぼ同相の関係にあり、他方の対角線上に位置する受光領域Ｂ，Ｄよりそれぞれ得られるＲＦ信号Ｂ，Ｄは互いにほぼ同相の関係にあり、ＲＦ信号Ａ，ＣとＲＦ信号Ｂ，Ｄとはトラッキング誤差に応じて相互の位相差が変動する関係にある。なお、光電変換部１０４は実際には光ピックアップ１００の内部にあるが、図１９では説明の便宜のために光電変換部１０４の個々を光ピックアップ１００から取り出して図示している。
【０００４】
トラッキングサーボ回路は、アナログ回路からなる前段のアナログ・フロントエンド部１０６と、ディジタル回路からなる後段のディジタル・フロントエンド部１０８とで構成される。両フロントエンド部１０６，１０８は別々の半導体チップ上に形成されることが多い。
【０００５】
アナログ・フロントエンド部１０６において、利得制御増幅器（ＧＣＡ）１１０，１１２，１１４，１１６は、光ピックアップ１００の光電変換部１０４からのＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄの振幅をそれぞれ調整する。イコライザ（ＥＱ）１１８，１２０，１２２，１２４は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄに高域強調による波形成形とノイズカットを施す。オフセット・キャンセル回路１２６，１２８，１３０，１３２は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄの中心レベル（零レベル）を揃えるようにオフセットを取り除く。ゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４，１３６，１３８，１４０は、それぞれ演算増幅器からなるコンパレータで構成され、図２０に示すように、ＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄの電圧レベルが電圧ゼロの基準レベルを横切るタイミングを検出し、各立ち上がりエッジおよび各立ち下がりエッジが各ゼロクロスのタイミングに対応する二値信号を出力する。
【０００６】
一方の位相差検出器１４２は、ＲＦ信号Ａに対応するゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４からの二値信号（Ａ）とＲＦ信号Ｂに対応するゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３６からの二値信号（Ｂ）とを入力し、図２１に示すように、両二値信号（Ａ），（Ｂ）の位相差に相当する可変のパルス幅を有するパルス信号または第１の位相差信号φABを出力する。この第１の位相差信号φABは、二値信号（Ｂ）に対して二値信号（Ａ）の位相が進んでいるときは正極性で出力され、二値信号（Ｂ）に対して二値信号（Ａ）の位相が遅れているときは負極性で出力される。
【０００７】
他方の位相差検出器１４４は、ＲＦ信号Ｃに対応するゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３８からの二値信号（Ｃ）とＲＦ信号Ｄに対応するゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１４０からの二値信号（Ｄ）とを入力し、両二値信号（Ｃ），（Ｄ）の位相差に相当する可変のパルス幅を有するパルス信号または第２の位相差信号φCDを出力する。この第２の位相差信号φCDは、二値信号（Ｄ）に対して二値信号（Ｃ）の位相が進んでいるときは正極性で出力され、二値信号（Ｄ）に対して二値信号（Ｃ）の位相が遅れているときは負極性で出力される。
【０００８】
上記のようにして両位相差検出器１４２，１４４よりそれぞれ出力される第１および第２の位相差信号φAB，φCDは、演算増幅器からなる加算器１４６で足し合わされる。基本的には、この加算器１４６より出力される和信号φAB/CDをＤＰＤ方式のトラッキングエラー信号とすることができる。もっとも、通常は、トラッキングサーボに必要なエラー成分を取り出すために、加算器１４６の出力信号φAB/CDをローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４８に通して平均化し（図２１）、さらに利得制御増幅器（ＧＣＡ）１５０に通してゲイン調整したものをトラッキングエラー信号としてディジタル・フロントエンド部１０８に与えるようにしている。
【０００９】
ディジタル・フロントエンド部１０８は、アナログ・フロントエンド部１０６からのアナログのトラッキングエラー信号をディジタルのトラッキングエラー信号に変換するアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５２と、トラッキングエラー信号に応答して送り機構またはアクチエータ１５６に光ピックアップ１００の位置を光ディスク１０２のラジアル方向で制御するための制御信号を与えるサーボプロセッサ（たとえばＤＳＰ：Digital Signal Processor）１５４とで構成されている。
【００１０】
光ディスク１０２の信号記録面上でレーザ光ＬＢのビームスポットがトラックの中心からラジアル方向にずれると、そのトラッキングずれの大きさに応じてＲＦ信号Ａ，Ｂ間の位相差およびＲＦ信号Ｃ，Ｄ間の位相差がそれぞれ変化し、両位相差検出器１４２，１４４の出力信号φAB，φCD、加算器１４６の出力信号φAB/CDひいてはローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４８の出力信号に含まれる位相差情報つまりトラッキング誤差情報がサーボＤＳＰ１５４にフィードバックされる。このフィードバックされたトラッキング誤差情報に応じてサーボＤＳＰ１５４が送り機構１５６を通じてラジアル方向における光ピックアップ１００の位置を制御することで、レーザ光ＬＢのビームスポットをトラックに追従させるためのトラッキングサーボがかけられる。なお、サーボＤＳＰ１５４と送り機構１５６との間にディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器（図示せず）が設けられることもある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記のような従来のトラッキングサーボ回路は、２チップ（１０６，１０８）構成であることと、イコライザ（ＥＱ）１１８〜１２４およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４８の面積が特に大きいためにアナログ・フロントエンド部１０６の回路規模が大きいことが問題になっている。それ故、アナログ・フロントエンド部１０６のディジタル化によって回路面積の縮小化やトラッキングサーボ回路全体の１チップ化を図ることが希求されている。
【００１２】
しかしながら、コンパレータからなるゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４〜１４０の出力より得られるゼロクロスの時刻が時間的に連続する値をとるため、ゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４〜１４０や位相差検出器１４２，１４４をそのまま同期式のディジタル回路で構成しようとすれば、ゼロクロス時刻の測定精度はクロック周波数に依存するため、アナログ回路と同等の精度を得るには数万ＧＨｚ以上のクロック周波数とそのようなクロック周波数で動作する超高速のディジタル回路が必要となり、現在のディジタル技術で実現するのは殆ど不可能である。このようにゼロクロス・ディテクタ（ＺＲＣ）１３４〜１４０や位相差検出器１４２，１４４をディジタル同期回路で実現できない以上、イコライザ（ＥＱ）１１８〜１２４やローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４８のみをディジタル化しても前後の回路とディジタルで接続することが困難である。結局、前段フロントエンド部１０６内の機能をすべてアナログ回路で実装せざるを得ないのが従来技術の現状である。
【００１３】
本発明は、上記のような従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、比較的低速かつ小規模のディジタル回路によって精度の高いディジタル信号の位相差検出を行える方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の目的を達成するために、本発明におけるディジタル信号の位相差検出方法は、第１のディジタル信号の第１のディジタル値の第１の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、上記第１のディジタル信号の第２のディジタル値の上記第１の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、第２のディジタル信号の第１のディジタル値の第２の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、上記第２のディジタル信号の第２のディジタル値の上記第２の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係と、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係と、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性との関係又は上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係とに基づいて区分けされるパターンに対応する、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値、上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値、上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差に対する演算に基づいて上記第１のディジタル信号と上記第２のディジタル信号との位相差を示す信号を算出するステップとを有する。
【００１５】
この位相差検出方法において、好ましい一態様によれば、上記パターンに対応する演算が、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差との除、上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値と、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差との除、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差との除、上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値と、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差との除に基づいて行われる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、上記のような構成を有することにより、比較的低速かつ小規模のディジタル回路によって精度の高いディジタル信号の位相差検出を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図１〜図１８を参照して本発明の好適な実施の形態を説明する。
【００１８】
図１に、本発明の一実施形態におけるディジタル信号の位相差検出方法の適用可能なＤＶＤ用トラッキングサーボ機構の構成を示す。図中、光ピックアップ１００、光ディスク１０２、光電変換部１０４、サーボＤＳＰ１５４、送り機構１５６の構成および機能は図１９の各対応するものと共通しているので、それらの詳細な説明は省略する。
【００１９】
この実施形態におけるトラッキングサーボ回路１０は、アナログ回路とディジタル回路とを１つの半導体チップ上に混載したワンチップ回路として構成可能なものである。この内、アナログ回路は入力部のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２〜１８および利得制御増幅器（ＧＣＡ）２０〜２６だけであり、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２８〜３４より後段の回路すなわちオフセット・キャンセル回路３６〜４２、イコライザ（ＥＱ）４４〜５０、第１および第２位相差検出器５２，５４、加算器５６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５８、利得制御増幅器（ＧＣＡ）６０およびサーボＤＳＰ１５４はすべてディジタル回路で構成されている。
【００２０】
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２，１４，１６，１８は、アンチ・エイリアシング用のフィルタであり、光ピックアップ１００の光電変換部１０４からの各ＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄに含まれる高周波成分の雑音をそれぞれ除去する。利得制御増幅器（ＧＣＡ）２０，２２，２４，２６は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄの振幅を調整する。アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２８，３０，３２，３４は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄを所定のサンプリング周波数（たとえばチャネルクロック周波数が４．３６ＭＨｚの場合は、その６倍の２６．１６ＭＨｚ）でディジタル信号に変換する。オフセット・キャンセル回路３６，３８，４０，４２は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄに含まれるオフセットをディジタル演算処理により取り除いて中心レベル（零レベル）を揃える。イコライザ（ＥＱ）４４，４６，４８，５０は、それぞれＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄにディジタル演算処理による高域強調を施して波形成形とノイズカットを行う。
【００２１】
一方の位相差検出器５２は、ＲＦ信号Ａに対応するイコライザ（ＥＱ）４４からのディジタル信号（Ａ）とＲＦ信号Ｂに対応するイコライザ（ＥＱ）４６からのディジタル信号（Ｂ）とを入力し、後述するディジタル演算処理により両ＲＦ信号Ａ，Ｂのそれぞれのゼロクロス時点を検出し、両ＲＦ信号Ａ，Ｂの間で対応するゼロクロス同士の時間差を表す第１の位相差信号ΦABを生成する。
【００２２】
他方の位相差検出器５４は、ＲＦ信号Ｃに対応するイコライザ（ＥＱ）４８からのディジタル信号（Ｃ）とＲＦ信号Ｄに対応するイコライザ（ＥＱ）５０からのディジタル信号（Ｄ）とを入力し、後述するディジタル演算処理により両ＲＦ信号Ｃ，Ｄ間のそれぞれのゼロクロス時点を検出し、両ＲＦ信号Ｃ，Ｄの間で対応するゼロクロス同士の時間差を表す第２の位相差信号ΦCDを生成する。
【００２３】
両位相差検出器５２，５４よりそれぞれ出力される第１および第２の位相差信号ΦAB，ΦCDは、加算器５６で足し合わされる。基本的には、この加算器５６より出力される和信号ΦAB/CD（ΦAB＋ΦCD）をＤＰＤ方式のトラッキングエラー信号とすることができる。この実施形態では、トラッキングサーボの安定性および応答速度を高めるために、加算器５６の出力信号ΦAB/CDをローパスフィルタ（ＬＰＦ）５８に通して平均化し、さらに利得制御増幅器（ＧＣＡ）６０に通してゲイン調整したものをトラッキングエラー信号としてサーボＤＳＰ１５４に与える。
【００２４】
この実施形態においても、光ディスク１０２の信号記録面上でレーザ光ＬＢのビームスポットがトラックの中心からラジアル方向にずれると、そのトラッキングずれの大きさに応じてＲＦ信号Ａ，Ｂ間の位相差およびＲＦ信号Ｃ，Ｄ間の位相差がそれぞれ変化し、両位相差検出器５２，５４の出力信号ΦAB，ΦCDおよび加算器５６の出力信号ΦAB/CDひいてはローパスフィルタ（ＬＰＦ）５８の出力信号に含まれる位相差情報つまりトラッキング誤差情報がサーボＤＳＰ１５４にフィードバックされる。このフィードバックされたトラッキング誤差情報に応じてサーボＤＳＰ１５４が送り機構１５６を通じてラジアル方向における光ピックアップ１００の位置を制御することで、レーザ光ＬＢのビームスポットをトラックに追従させるためのトラッキングサーボがかけられる。
この実施形態における特徴の一つは、両位相差検出器５２，５４において第１および第２の位相差信号ΦAB，ΦCDをディジタル演算処理により生成するアルゴリズムである。
【００２５】
図２に、位相差検出器５２の一構成例を示す。この位相差検出器５２は、両ＲＦ信号Ａ，Ｂのそれぞれのゼロクロス時点を検出するゼロクロス検出部６２，６４と、両ＲＦ信号Ａ，Ｂの間で対応するゼロクロス同士の時間差を求める位相差演算部６６とを有する。ゼロクロス検出部６２は、ＲＦ信号Ａに対応するイコライザ（ＥＱ）４４からのディジタル信号（Ａ）について、サンプリング区間毎にディジタル値の符号を監視し、図３に示すように、符号が変わる前後の複数たとえば２つのディジタル値Ａn-1，Ａnを基に所定の近似式たとえば下記の一次近似式（１）を演算して、ＲＦ信号ＡにおけるゼロクロスＺＡの時点ｔZAを補間して求める。
ｔZA＝ｔn-1＋｜Ａn-1｜ＴＳ／｜Ａn-1−Ａn｜ ‥‥‥（１）
【００２６】
ここで、ｔn-1は符号が変わる直前のサンプリング時点であり、ＴＳはサンプリング周期である。サンプリング周期内の時間を正規化する場合は、ＴＳ＝１としてよい。
【００２７】
同様に、ゼロクロス検出部６４は、ＲＦ信号Ｂに対応するイコライザ（ＥＱ）４６からのディジタル信号（Ｂ）について、サンプリング区間毎にディジタル値の符号を監視し、符号が変わる前後の複数たとえば２つのディジタル値Ｂn-1，Ｂnを基に上記の式（１）と同じ近似式を演算し、ＲＦ信号ＢにおけるゼロクロスＺＢの時点ｔZBを補間して求める。
【００２８】
位相差演算部６６は、両ＲＦ信号Ａ，Ｂの間で対応する（時間的に隣接する）補間ゼロクロス同士の時間差（ｔZA−ｔZB）を求め、この時間差つまり位相差（ｔZA−ｔZB）を表すディジタル信号を第１の位相差信号ΦABとして出力する。
【００２９】
他方の位相差検出器５４も上記位相差検出器５２と同じ構成（図２）を有し、同様の作用（図３）を奏する。したがって、位相差検出器５４からは、両ＲＦ信号Ｃ，Ｄの間で対応する（時間的に隣接する）補間ゼロクロス同士の時間差つまり位相差（ｔZC−ｔZD）を表すディジタル信号が第２の位相差信号ΦCDとして出力される。
【００３０】
図４に、実施形態における位相差検出器５２の構成を示す。この位相差検出器５２は、１サンプル遅延回路または遅延レジスタ（Ｚ-1）７０，７２、ケース判別部７４、位相差演算部７６およびマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８を有する。
【００３１】
ケース判別部７４は、両ＲＦ信号Ａ，Ｂに対応するイコライザ（ＥＱ）４４，４６からのディジタル信号と遅延レジスタ（Ｚ-1）７０，７２からの１サンプル前のディジタル信号とを入力し、サンプリング区間毎に連続する２つのサンプリング点（ｔn-1，ｔn）で得られる一組のディジタル値（Ａn-1，Ｂn-1，Ａn，Ｂn）間の符号関係のパターンを判別する。図５〜図１４に示すように、これら一組のディジタル値（Ａn，Ｂn，Ａn-1，Ｂn-1）間の符号関係パターンには９つのケース０（０−０，０−１）、１，２，３，４，５，６，７がある。
【００３２】
ケース０は、図５に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が異なり（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が異なり（signＡn-1≠signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が異なる（signＢn-1≠signＢn）場合である。このケース０は、さらに、両ＲＦ信号Ａ，ＢにおけるゼロクロスＺＡ，ＺＢの前後関係により、図６に示すようにゼロクロスＺＡがゼロクロスＺＢの後に来るケース０−０と、図７に示すようにゼロクロスＺＡがゼロクロスＺＢの前に来るケース０−１とに場合分けされる。
【００３３】
ケース１は、図８に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が異なり（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が異なり（signＡn-1≠signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が同じ（signＢn-1＝signＢn）場合である。
【００３４】
ケース２は、図９に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が異なり（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が同じ（signＡn-1＝signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が異なる（signＢn-1≠signＢn）場合である。
【００３５】
ケース３は、図１０に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が異なり（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が同じ（signＡn-1＝signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が同じ（signＢn-1＝signＢn）場合である。
【００３６】
ケース４は、図１１に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が同じ（signＡn＝signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が異なり（signＡn-1≠signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が異なる（signＢn-1≠signＢn）場合である。
【００３７】
ケース５は、図１２に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が同じ（signＡn≠signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が異なり（signＡn-1≠signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が同じ（signＢn-1＝signＢn）場合である。
【００３８】
ケース６は、図１３に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が同じ（signＡn＝signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が同じ（signＡn-1＝signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が異なる（signＢn-1≠signＢn）場合である。
【００３９】
ケース７は、図１４に示すように、Ａnの符号とＢnの符号が同じ（signＡn＝signＢn）、Ａn-1の符号とＡnの符号が同じ（signＡn-1＝signＡn）、Ｂn-1の符号とＢnの符号が同じ（signＢn-1＝signＢn）場合である。
【００４０】
位相差演算部７６も、両ＲＦ信号Ａ，Ｂに対応するイコライザ（ＥＱ）４４，４６からのディジタル信号と遅延レジスタ（Ｚ-1）７０，７２からの１サンプル遅延したディジタル信号とを入力する。そして、同時に入力した一組つまり４個のディジタル値（Ａn-1，Ｂn-1，Ａn，Ｂn）について９通りの演算式を実行して９個の演算出力Ｑ00n，Ｑ01n，Ｑ1n，Ｑ2n，Ｑ3n，Ｑ4n，Ｑ5n，Ｑ6n，Ｑ7nを生成する。
【００４１】
第１の演算出力Ｑ00nは、下記の演算式（２）の演算結果であり、図６に示すようにケース０−０に適合するものである。ここで、ＴA，ＴBは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ00n＝ＴA＋ＴB
＝｜An｜／｜An-1−An｜＋｜Bn-1｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（２）
【００４２】
第２の演算出力Ｑ01nは、下記の演算式（３）の演算結果であり、図７に示すようにケース０−１に適合するものである。やはり、ＴA，ＴBは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ01n＝−（ＴA＋ＴB）
＝−｜An-1｜／｜An-1−An｜−｜Bn｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（３）
【００４３】
第３の演算出力Ｑ1nは、下記の演算式（４）の演算結果であり、図８に示すようにケース１に適合するものである。ここで、ＴAは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ1n＝ＴA
＝｜An｜／｜An-1−An｜ ‥‥（４）
【００４４】
第４の演算出力Ｑ2nは、下記の演算式（５）の演算結果であり、図９に示すようにケース２に適合するものである。ここで、ＴBは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ01n＝−ＴB
＝−｜Bn｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（５）
【００４５】
第５の演算出力Ｑ3nは、下記の演算式（６）の演算結果であり、図１０に示すようにケース３に適合するものである。この場合は、直前の区間（ｔn-2〜ｔn-1）のケースに応じてＱ3が３通りの中のいずれかの値をとる。
Ｑ3n＝ＴS＝１（直前の区間がケース０−０又はケース１）
Ｑ3n＝−ＴS＝−１（直前の区間がケース０−１又はケース２）
Ｑ3n＝Ｑ3n-1（上記以外のケースの場合） ‥‥（６）
【００４６】
第６の演算出力Ｑ4nは、下記の演算式（７）の演算結果であり、図１１に示すようにケース４に適合するものである。ここで、（ＴA−ＴB）は当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の一次近似においてＲＦ信号Ａ側の符号とＲＦ信号Ｂ側の符号とが相違する期間である。
Ｑ4n＝ＴA−ＴB
＝｜An｜／｜An-1−An｜−｜Bn｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（７）
【００４７】
第７の演算出力Ｑ5nは、下記の演算式（８）の演算結果であり、図１２に示すようにケース５に適合するものである。ここで、ＴAは単位区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ5n＝−ＴA
＝−｜An-1｜／｜An-1−An｜ ‥‥（８）
【００４８】
第８の演算出力Ｑ6nは、下記の演算式（９）の演算結果であり、図１３に示すようにケース６に適合するものである。ここで、ＴBは当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間である。
Ｑ6n＝ＴB
＝｜Bn-1｜／｜Bn-1−Bn｜ ‥‥（９）
【００４９】
第９の演算出力Ｑ7nは、下記の演算式（１０）の演算結果であり、図１４に示すようにケース７に適合するものである。この場合、当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間はあり得ない。
Ｑ7n＝０ ‥‥（１０）
【００５０】
上記のようにして位相差演算部７６で同時に得られる９個の演算出力Ｑ00n〜Ｑ7nは、一斉にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８に入力される。その中で、有意または有効な演算出力は、現時の入力ディジタル値（Ａn-1，Ｂn-1，Ａn，Ｂn）間の符号関係のパターンにマッチングするもの、つまりケース判別部７４によって判別されたケースに対応する演算式の演算結果であり、ケース判別部７４からの制御信号によりマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８で選択される。したがって、任意のサンプリング区間において得られる一組または４個の入力ディジタル値（Ａn-1，Ｂn-1，Ａn，Ｂn）間の符号関係のパターンがたとえばケース５のときは、次のサンプリング区間においてマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より第７の演算出力Ｑ5nが出力される。図１５に、各ケース０−０，０−１、１，２，３，４，５，６，７と各演算出力Ｑ00n，Ｑ01n，Ｑ1n，Ｑ2n，Ｑ3n，Ｑ4n，Ｑ5n，Ｑ6n，Ｑ7nの対応関係を一覧表で示す。
【００５１】
上記のように、各ケースに対応する演算出力Ｑは、当該区間（ｔn-1〜ｔn）内の両ＲＦ信号Ａ，Ｂの一次近似において両信号の符号が相違する期間をディジタル値で表す。これは、従来のアナログ信号処理方式（図２１）において両ＲＦ信号Ａ，Ｂの符号が相違する期間を位相差検出器の出力が論理値「１」のパルス幅で表すのに対応している。図１６および図１７に、この対応関係の理解を助けるための模式的な波形を示す。
【００５２】
図１６は、ＲＦ信号Ａの位相がＲＦ信号Ｂの位相よりも進んでいる場合である。第１の区間（ｔ0〜ｔ1）はケース４のパターンであり、上記演算式（７）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ4n（値＝０．４）は次の区間（ｔ1〜ｔ2）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５３】
第２の区間（ｔ1〜ｔ2）はケース７のパターンであり、上記演算式（１０）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ7n（値＝０．０）は次の区間（ｔ2〜ｔ3）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５４】
第３の区間（ｔ2〜ｔ3）はケース１のパターンであり、上記演算式（４）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ1n（値＝０．６）は次の区間（ｔ3〜ｔ4）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５５】
第４の区間（ｔ3〜ｔ4）はケース６のパターンであり、上記演算式（９）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ6n（値＝０．３）は次の区間（ｔ4〜ｔ5）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５６】
第５の区間（ｔ4〜ｔ5）はケース１のパターンであり、上記演算式（４）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ1n（値＝０．３）は次の区間（ｔ5〜ｔ6）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５７】
第６の区間（ｔ5〜ｔ6）はケース３のパターンであり、上記演算式（６）が当てはまる。ここで、直前の区間はケース１であるから、演算出力Ｑ3nはＱ3n＝１で与えられ、次の区間（ｔ6〜ｔ7）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５８】
第７の区間（ｔ6〜ｔ7）はケース６のパターンであり、上記演算式（９）が当てはまり、その演算結果である演算出力Ｑ6n（値＝０．４）は次の区間（ｔ7〜ｔ8）にマルチプレクサ（ＭＵＸ）７８より出力される。
【００５９】
図１６には、比較例として従来のアナログ信号処理方式（図２１）において得られる位相差検出器の出力も同一の時間軸上に示している。両ＲＦ信号Ａ，Ｂ間の位相差を従来方式が時間的に連続したパルスのパルス幅で表すのに対して、本発明は各区間（サンプリング周期）毎の離散的なディジタル値で表す点と、位相差出力のタイミングが従来方式と比べて本発明は略１クロック遅れる点が異なるものの、位相差検出器の出力（位相差信号）を時間積分した値（面積）は実質的に同一または等価である。
【００６０】
図１７は、ＲＦ信号Ａの位相がＲＦ信号Ｂの位相よりも遅れている場合である。位相差検出器の出力の符号が反転する点を除いて図１６の場合と同様の作用が奏される。このことは図解から明らかなので、詳細な説明を省略する。
【００６１】
図１に戻り、この第２の実施例においても、他方の位相差検出器５４は上記位相差検出器５２と同じ構成（図４）を有し、両ＲＦ信号Ｃ，Ｄについて上記と同様のディジタル演算処理（図５〜図１７）を行う。なお、原理的には、両ＲＦ信号Ａ，Ｂ間の位相差情報ΦABもしくは両ＲＦ信号Ｃ，Ｄ間の位相差情報ΦCDのいずれか一方だけをトラッキング誤差情報とすることも可能である。
【００６２】
上記のように、本発明によれば、従来方式がアナログ回路で実装していたゼロクロス時刻検出部を容易に実現可能な速度（ＭＨｚオーダ）のディジタル回路に置き換え、しかもアナログ信号処理方式と同等の精度でトラッキングエラーの検出やトラッキングサーボを行うことが可能であり、ゼロクロス時刻検出部だけでなくシステム全体で多くの部分（特に、位相差検出部の前段および後段にそれぞれ設けられるイコライザおよびローパスフィルタ）をアナログ回路からディジタル回路に置き換えることができる。このことにより、システム全体の回路面積を従来の数分の一に縮小化することが可能となり、ワンチップ化も容易に実現できる。さらに、省面積化により消費電力の低減が図れるとともに、ディジタル化により半導体プロセスの変更に伴う回路設計の変更容易性や開発時間の短縮に繋がるという付随的な効果も得られる。
【００６３】
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その技術的思想の範囲内で種々の変形・変更が可能である。たとえば、各ＲＦ信号におけるゼロクロスの時刻を補間で求めるために、上記実施形態では符号が変わる前後の２つのディジタル値（Ａn-1，Ａn）を基に一次近似式（１）を用いたが、たとえば符号が変わる前後の３つのディジタル値（Ａn-2，Ａn-1，Ａn）または４つのディジタル値（Ａn-2，Ａn-1，Ａn，Ａn+1）を基に２次近似式または３次近似式を用いることも可能である。また、ＤＰＤ方式のバリエーションに応じて上記実施形態を変形することができる。たとえば、図１８に示すように、ＲＦ信号Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄからアナログの加算器８０，８２で２つの和信号（Ａ＋Ｃ），（Ｂ＋Ｄ）をつくり、両和信号（Ａ＋Ｃ），（Ｂ＋Ｄ）について上記実施形態の１系統（たとえばＡ・Ｂ系統）と同様の信号処理回路（１２〜５４）を用いて位相差検出器５２より合成トラッキングエラー信号ΦAB/CDを得ることもできる。また、入力部のアンチ・エイリアシング用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２〜１８、利得制御増幅器（ＧＣＡ）２０〜２６、Ａ／Ｄ変換器２８〜３４等の回路を他の信号処理（たとえばフォーカシングサーボ）と兼用させることも可能である。本発明は、ＤＶＤに限らず、ＣＤ（Compact Disc）などの他の光ディスク装置にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の一実施形態におけるディジタル信号の位相差検出方法の適用可能なＤＶＤ用トラッキングサーボ機構の構成を示すブロック図である。
【図２】位相差検出器の一構成例を示すブロック図である。
【図３】実施例におけるゼロクロス補間のアルゴリズムを示す図である。
【図４】実施形態における位相差検出器の構成を示すブロック図である。
【図５】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（０）を示す図である。
【図６】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（０−０）を示す図である。
【図７】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（０−１）を示す図である。
【図８】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（１）を示す図である。
【図９】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（２）を示す図である。
【図１０】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（３）を示す図である。
【図１１】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（４）を示す図である。
【図１２】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（５）を示す図である。
【図１３】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（６）を示す図である。
【図１４】一組のディジタル値間の符号関係パターンにおける一ケース（７）を示す図である。
【図１５】各ケースと実施例の位相差検出器で得られる各演算出力との対応関係を一覧表で示す図である。
【図１６】従来のアナログ信号処理方式と実施例のディジタル信号処理方式との対応関係を示す波形図である。
【図１７】従来のアナログ信号処理方式と実施例のディジタル信号処理方式との対応関係を示す波形図である。
【図１８】一変形例によるトラッキングサーボ機構の構成を示すブロック図である。
【図１９】従来のトラッキングサーボ機構の構成を示すブロック図である。
【図２０】従来技術におけるゼロクロス検出方法を示す波形図である。
【図２１】従来技術におけるトラッキングエラー信号の生成する信号処理方法を示す波形図である。
【符号の説明】
【００６５】
１０ トラッキングサーボ回路
１２，１４，１６，１８ アンチ・エイリアシング用ＬＰＦ
２０，２２，２４，２６ 利得制御増幅器（ＧＣＡ）
２８，３０，３２，３４ Ａ／Ｄコンバータ
３６，３８，４０，４２ オフセット・キャンセル回路
４４，４６，４８，５０ イコライザ（ＥＱ）
５２，５４ 位相差検出器
５６ 加算器
５８ 平均化用ＬＰＦ
６０ 利得制御増幅器（ＧＣＡ）
６２，６４ ゼロクロス検出部
６６ 位相差演算部
７０，７２ 遅延レジスタ
７４ ケース判別部
７６ 位相差演算部
１００ 光ピックアップ
１０２ 光ディスク
１５４ サーボＤＳＰ
１５６ 送り機構
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ 光電変換部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のディジタル信号の第１のディジタル値の第１の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、
上記第１のディジタル信号の第２のディジタル値の上記第１の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、
第２のディジタル信号の第１のディジタル値の第２の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、
上記第２のディジタル信号の第２のディジタル値の上記第２の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、
上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係と、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係と、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性との関係又は上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係とに基づいて区分けされるパターンに対応する、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値、上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値、上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差に対する演算に基づいて上記第１のディジタル信号と上記第２のディジタル信号との位相差を示す信号を算出するステップと
を有するディジタル信号の位相差検出方法。
【請求項１】
第１のディジタル信号の第１のディジタル値の第１の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、
上記第１のディジタル信号の第２のディジタル値の上記第１の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、
第２のディジタル信号の第１のディジタル値の第２の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、
上記第２のディジタル信号の第２のディジタル値の上記第２の基準値に対する極性及び値を保持するステップと、
上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係と、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係と、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の極性との関係又は上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の極性との関係とに基づいて区分けされるパターンに対応する、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値、上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値、上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値、上記第１のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第１のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差、上記第２のディジタル信号の上記第１のディジタル値の値と上記第２のディジタル信号の上記第２のディジタル値の値との差に対する演算に基づいて上記第１のディジタル信号と上記第２のディジタル信号との位相差を示す信号を算出するステップと
を有するディジタル信号の位相差検出方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【公開番号】特開２００８−２２６４３２（Ｐ２００８−２２６４３２Ａ）
【公開日】平成２０年９月２５日（２００８．９．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−５５３０９（Ｐ２００８−５５３０９）
【出願日】平成２０年３月５日（２００８．３．５）
【分割の表示】特願２００５−７４６７９（Ｐ２００５−７４６７９）の分割
【原出願日】平成１７年３月１６日（２００５．３．１６）
【出願人】（３９００２０２４８）日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 (219)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年９月２５日（２００８．９．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月５日（２００８．３．５）
【分割の表示】特願２００５−７４６７９（Ｐ２００５−７４６７９）の分割
【原出願日】平成１７年３月１６日（２００５．３．１６）
【出願人】（３９００２０２４８）日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 (219)
【Ｆターム（参考）】
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