ファイバの光信号の波長分散のコヒーレント等化のための方法及びシステム
所与のアナログ帯域幅Ｂを有するコヒーレント光信号を伝送する光データチャンネルの歪みを等化する方法及びシステム。光信号を受け、平衡検波器でＩ経路及びＱ経路のそれぞれの光信号を検出すべく、Ｉ経路及びＱ経路を有する受信端が使用される。検出光信号の帯域幅は、ＡＡＦを使用して各経路の出力をフィルタリングすることで１／Ｎに縮小され、ＡＡＦは、各経路のアナログ帯域幅２Ｂ／Ｎに対して最適化された遮断周波数を有し、決定論的属性を有して既知のＩＳＩを導入する。信号は、ＡＤＣにより各ＡＡＦの出力端にて２Ｂ／Ｎのサンプリング速度でサンプリングされる。次に各経路のサンプルが、２Ｂ／Ｎのデータ転送速度で動作するデジタルプロセッサによって後処理され、後処理は歪みの補償となり、導入ＩＳＩを補償する復号器を使用してプロセッサの出力を復号して、入力データストリームが再構成される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレントな光データ通信の分野に関する。より具体的には、本発明は、低サンプリング速度及び低処理速度を用いながら光データチャンネルの歪みを等化する方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
今日、４０Ｇｂｐ／ｓ及び１００Ｇｂｐ／ｓにおけるコヒーレント光ファイバ通信システムの波長分散（その波長についての光信号の位相速度依存性（ＣＤ））及び偏波モード分散（導波管内の２つの異なる偏波が異なる速度で伝搬されて光パルスのランダムな分布をもたらすモード分散（ＰＭＤ））のデジタル補償は、大変重要である。今日、データ搬送光信号の振幅だけでなく位相も正確に検出する可能性により、これらの信号の位相を用いてデータを伝送することが可能になる。したがって、コヒーレントな検出及び等化により、非常に長いファイバによって導入される歪みを補償することができる。
【０００３】
今日、情報を、別々の偏波を用いて、データをＩチャンネル及びＱチャンネル（同相及び直角位相）へ分割して２８Ｇｂ／ｓで搬送しても、サンプリング速度は５６Ｇ／ｓでなければならないので、１００Ｇｂ／ｓの速度での光信号のサンプリングには問題がある。これには約５ビットの分解能を有する特別な装置が必要であり、これは高価である。また、４００Ｇｂ／ｓの範囲での送受信に対する需要があり、このことは、実現可能な装置の限界をさらに押し広げるものである。
【０００４】
ＣＤ及びＰＭＤを補償する一般的方式は、１シンボル当たり２つ又はさらに多くのサンプルを用いる部分間隔型等化器を用いるものである。無歪み媒体では、デジタルデータを回復するのに、シンボルレートでのサンプリングが十分な情報を形成することが周知である。しかし、チャンネルがＣＤ及びＰＭＤなどの直線状の歪みを導入するとき、デジタル補償を適用するには、受信したアナログ信号の完全な再構成が必要である。先行フィルタリングをせずにシンボルレートでこの信号をサンプリングすると、ナイキストのサンプリング定理にそむき、エイリアシングの悪影響をもたらして性能劣化の原因となる。一方、シンボルレートサンプリングに先立ってアンチエイリアシングフィルタ（ＡＡＦ）を用いると、実質的なローパスフィルタリングが導入され、その結果として実質的なシンボル間干渉（ＩＳＩ）が生じる。ＩＳＩを伴うチャンネルに関する誤差を最小限にする可能性という意味での最適な等化器は、最尤系列推定器（ＭＬＳＥ）である。
【０００５】
ＶＬＳＩの実装形態のコスト及び複雑さを低減するために、シンボル間隔型等化器を扱ういくつかの試みが、ＡＡＦを使用して行なわれた。しかし、これらの試みは、エイリアシングとＩＳＩの合併した影響によって顕著な電力損失がある低ＣＤ値のみに対処するものである。
【０００６】
上記で説明されたすべての方法は、低サンプリング速度及び低処理速度を用いながら光データチャンネルの歪みを最適に等化するという課題に対する十分な解決策をいまだに提供していない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、本発明の目的は、低サンプリング速度及び低処理速度を用いながら光データチャンネルの歪みを最適に等化する方法及びシステムを提供することである。
【０００８】
本発明の別の目的は、高価なサンプリング及び処理の装置を必要とすることなく光データチャンネルの歪みを最適に等化する方法及びシステムを提供することである。
【０００９】
本発明のさらなる目的は、低電力損失を導入するのと同時に光データチャンネルの歪みを最適に等化する方法及びシステムを提供することである。
【００１０】
本発明の他の目的及び利点が、説明の進行とともに明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、所与のアナログ帯域幅Ｂを有するコヒーレントな光信号を搬送する光データチャンネルの歪み（ＣＤ又はＰＭＤなど）を最適に等化する方法を対象とする。光信号を受信し、平衡検波器でＩ経路及びＱ経路のそれぞれの光信号を検出するために、Ｉ経路及びＱ経路を有する受信端が設けられる。検出された光信号の帯域幅は、ＡＡＦを使用して各経路の出力をフィルタリングすることによって１／Ｎに縮小され、ＡＡＦは、Ｎに対応する遮断周波数を有し（各経路のアナログ帯域幅２Ｂ／Ｎに対して最適化されており）、決定論的属性を有して既知のＩＳＩを導入する。信号は、ＡＤＣにより、各ＡＡＦの出力端において２Ｂ／Ｎのサンプリング速度でサンプリングされる。次いで、各経路のサンプルが、２Ｂ／Ｎのデータ転送速度で動作するデジタルプロセッサによって後処理され、後処理は歪みの補償を呈し、入力データストリームが、導入されたＩＳＩを最適に補償することができる復号器（ＭＬＳＥ、線形等化器、非線形等化器又はフィードフォワード等化器（ＦＦＥ）など）を使用してプロセッサの出力を最適に復号することにより再構成される。
【００１２】
同復号器は、振幅及び位相の歪みを補償するために使用され得る。
【００１３】
好ましくは、ＡＡＦは、各経路のアナログ帯域幅２Ｂ／Ｎに対して最適化され得る。
【００１４】
本発明は、所与のアナログ帯域幅Ｂを有するコヒーレントな光信号を搬送する光データチャンネルの歪み（ＣＤ又はＰＭＤなど）を最適に等化するシステムを対象とするものであり、同システムは、
ａ）光信号を受信し、平衡検波器でＩ経路及びＱ経路のそれぞれの光信号を検出するための、Ｉ経路及びＱ経路を有する受信端と、
ｂ）各経路の出力をフィルタリングすることにより、経路内で検出された光信号の帯域幅を１／Ｎに縮小するための、Ｎに対応する遮断周波数を有する各経路用のＡＡＦと、
ｃ）各ＡＡＦの出力端において信号を２Ｂ／Ｎのサンプリング速度でサンプリングするＡＤＣと、
ｄ）各経路のサンプルに対して歪みを補償する後処理を行なうための、２Ｂ／Ｎのデータ転送速度で動作するデジタル後処理装置と、
ｅ）プロセッサの出力を最適に復号することにより入力データストリームを再構成するための、導入されたＩＳＩを最適に補償することができる復号器（ＭＬＳＥ、線形等化器、非線形等化器又はＦＦＥなど）とを備える。
【００１５】
後処理装置は、
ａ）チャンネルの前段の信号を回復するための、時間領域又は周波数領域で実現されるＣＤ等化器と、
ｂ）受信した信号をリタイミングするためのクロック信号復元装置と、
ｃ）ＰＭＤの影響を補償し、２重偏波フォーマットに従って変調された２つの別々のデータストリームを逆多重化するための偏波デマルチプレクサと、
ｃ）中間周波数を回復するための中間周波数推定器と、
ｄ）光搬送波の位相を回復するための搬送波位相推定器と、
ｅ）ＡＡＦによって各経路に導入された決定論的ＩＳＩを補償するための出力等化器とを備えることができる。
【００１６】
本発明の上記及び他の特性及び利点が、好ましい実施形態の、以下の、添付図面の参照を伴う例示的且つ非限定的な詳細な説明によって、よりよく理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１ａ】光データチャンネルの歪みを最適に等化するための、本発明の一実施形態によるシステムのブロック図である。
【図１ｂ】一実施形態による後処理装置の可能な実装形態を示す図である。
【図２ａ】ＭＬＳＥ復号器を使用して得られた、１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ）に必要な光信号雑音比（ＯＳＮＲ）をＡＡＦ遮断周波数の関数として示す図である。
【図２ｂ】ＦＦＥ復号器を使用して得られた、１０−３のＢＥＲに必要なＯＳＮＲをＡＡＦ遮断周波数の関数として示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明は、１シンボル当たり１サンプルの、情報帯域幅を低下することが可能なコヒーレントな検出の方法及びシステムを提案するものであり、上記サンプリング速度及び処理速度は、光信号雑音比（ＯＳＮＲ）に関して非常に低損失である。アンチエイリアシングフィルタ（ＡＡＦ）によって帯域幅が縮小され、ＡＡＦの後段には、ＡＡＦによって導入されたＩＳＩを補償するためのＭＬＳＥが続く。５０，０００ｐｓ／ｎｍのＣＤが、わずか１ｄＢの損失で十分に補償される。ＡＡＦとＭＬＳＥを組み合わせることにより、わずか１ｄＢのＯＳＮＲ劣化で、５０，０００ｐｓ／ｎｍ以内のＣＤの、１シンボル当たり１サンプルで１１１Ｇｂｐｓの伝送の十分な等化が可能になる。
【００１９】
図１ａは、光データチャンネルの歪みを最適に等化するための、本発明の一実施形態によるシステムのブロック図である。この例は、シミュレートされた２重偏波４位相偏移変調（ＤＰ−ＱＰＳＫ）の１１１Ｇｂｐ／ｓのシステムからの単一の偏波チャンネルモデルを示す。単一の偏波チャンネルだけが２７．７５Ｇｂａｕｄのボー（１秒当たりのシンボル）レートで（同相成分及び直角位相成分を含めて）試験された。
【００２０】
このシステムは、受信器１３の従来型の光送信装置１０及び光受信端（フロントエンド）１２を備える。光チャンネル１１は、波長分散に対して線形であると想定される。同フロントエンドは、周波数ダウンコンバージョンのための局部発振器を備える。平衡検波器１４ａの出力は同相（Ｉ）成分に相当し、平衡検波器１４ｂの出力は直角位相（Ｑ）成分に相当する。
【００２１】
各出力端には、各経路の出力をフィルタリングするためのＡＡＦ １５が続く。ＡＡＦ １５は、５次バターワース関数の低域通過フィルタによってモデル化され得て、各経路において信号のアナログ帯域幅（ＢＷ）を１／Ｎに縮小する一方で、既知の決定論的属性の決定論的ＩＳＡを導入する。ＡＡＦ １５の遮断周波数は、Ｎに対応する。
【００２２】
各経路の（各ＡＡＦの出力端における）信号は、分解能が５ビットのアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１６により、２ＢＷ／Ｎギガサンプル／秒（この場合２７．７５ギガサンプル／秒）のサンプリング速度でサンプリングして量子化される。ＩとＱの２つの経路は、１／Ｎに低下される処理速度で各経路のサンプルに対してデジタル後処理を遂行する後処理装置１７に供給される。後処理装置１７の処理は、振幅歪み及び位相歪みを含み得る歪みの補償となる。後処理装置１７は、チャンネルの前段の信号を回復するように、チャンネルの周波数応答の逆関数を求め、それを受信信号にかけ、また、時間領域又は周波数領域で実現され得る。後処理装置の最終段に決定ブロックがある。最適決定アルゴリズムは、ＭＬＳＥに基づくものである。決定ブロックは、各経路においてＡＡＦ １５によって導入された決定論的ＩＳＩを補償し、理論上可能な最善の決定を遂行する。
【００２３】
図１Ｂは、一実施形態による、後処理装置１７の可能な実装形態を示す。後処理装置１７は、
ゼロ強制基準（チャンネルの前段の信号を回復するための線形等化）によって設計され、時間領域又は周波数領域で実現され得るＣＤ等化器１７ａ（図１ｂのＣＤ−１）と、
受信した信号をリタイミングするためのクロック信号復元装置１７ｂと、
ＰＭＤの影響を補償し、２重偏波フォーマットに従って変調された２つの別々のデータストリームを逆多重化するための偏波デマルチプレクサ１７ｃと、
中間周波数を回復して打ち消すためのＩＦＥ（中間周波数推定器）１７ｄと、
光搬送波の位相を回復するためのＣＰＥ（搬送波位相推定器）１７ｅと、
各経路においてＡＡＦ １５によって導入された決定論的ＩＳＩを補償するための出力復号器１８（例えば１６状態のＭＬＳＥ、或いは最小平均二乗基準（ＬＭＳ）を用いる１３タップのフィードフォワード等化器（ＦＦＥ））と
を含むことができる。
【００２４】
入力データストリームは、導入されたＩＳＩを最適に補償することができる出力復号器１８を使用して、プロセッサの出力を最適に復号することにより再構成される。
【００２５】
これらの装置はすべて、（より大きなサンプル／シンボルの速度を用いる従来技術とは対照的に）１サンプル／シンボルで動作する。
【００２６】
１０−３のＢＥＲ値を保証する最適なＡＡＦ帯域幅を求めるために、いくつかのシミュレーションが遂行された。これらのシミュレーションでは、１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ）に対する十分な統計を保証するために、２００，０００ビットが用いられた。ヒストグラム推定方法が、５０，０００観測のトレーニング系列のチャンネル推定に用いられ、次に５０，０００観測はＢＥＲ計算から廃棄される。
【００２７】
図２ａは、いくつかのファイバ長に対して、ＭＬＳＥ復号器を使用して得られた１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ）に必要なＯＳＮＲを、ＡＡＦ遮断周波数の関数として示す。ＭＬＳＥ復号器を有する提案されたシステムが、５０，０００ｐｓ／ｎｍ以内のＣＤを十分に補償できることが理解され得る。さらに、ＡＡＦによって導入されるＩＳＩが、連続した（ＢＴＢ）伝送と比較して、わずか１ｄＢのＯＳＮＲ劣化で完全に補償される。１９ＧＨｚのＡＡＦ遮断周波数を有するＢＴＢシステムが１０−３のＢＥＲに関して必要とするＯＳＮＲは１３．７ｄＢであるのに対し、ＣＤ＝５０，０００ｐｓ／ｎｍの場合は１４．７ｄＢのＯＳＮＲで同じＢＥＲ値に達する。また、１１ＧＨｚより高いＡＡＦ遮断周波数値については、エイリアシングの悪影響が、ＭＬＳＥで補償することができない性能劣化をもたらし、シンボル間隔型サンプリングシステムでＡＡＦを使用する必要条件がはっきりする。
【００２８】
図２ｂは、いくつかのファイバ長に対して、ＦＦＥ復号器を使用して得られた１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ）に必要なＯＳＮＲを、ＡＡＦ遮断周波数の関数として示す。高いＣＤ値については、最適なサンプリング位相が用いられるという事実にもかかわらず、システム性能がひどく劣化することが理解され得る。
【００２９】
図２ａ及び図２ｂは、シンボル間隔型システム、すなわち１サンプル／シンボルのシステムでは、ＭＬＳＥがサンプリング位相に感応しないことを示している。提案されたシンボル間隔型サンプラ方式は、波長分散の補償が十分なデジタル等化システムにおいて、１１１Ｇｂｐｓのコヒーレントな２７．７５ギガサンプル／秒のＡＤＣを使用することができる。ＰＭＤは、類似のやり方で十分に補償され得る。また、同方式により、顕著なＶＬＳＩハードウェアの軽減、電力消費の低減、及びコスト低減が可能になる。
【００３０】
上記の例及び説明は、もちろん具体例の目的でのみ提供されており、決して本発明を限定するようには意図されていない。当業者には理解されるように、本発明は、上記で説明されたものから複数の技法を用いて、多種多様な方法で、すべて本発明の範囲を超えることなく実行することができる。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレントな光データ通信の分野に関する。より具体的には、本発明は、低サンプリング速度及び低処理速度を用いながら光データチャンネルの歪みを等化する方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
今日、４０Ｇｂｐ／ｓ及び１００Ｇｂｐ／ｓにおけるコヒーレント光ファイバ通信システムの波長分散（その波長についての光信号の位相速度依存性（ＣＤ））及び偏波モード分散（導波管内の２つの異なる偏波が異なる速度で伝搬されて光パルスのランダムな分布をもたらすモード分散（ＰＭＤ））のデジタル補償は、大変重要である。今日、データ搬送光信号の振幅だけでなく位相も正確に検出する可能性により、これらの信号の位相を用いてデータを伝送することが可能になる。したがって、コヒーレントな検出及び等化により、非常に長いファイバによって導入される歪みを補償することができる。
【０００３】
今日、情報を、別々の偏波を用いて、データをＩチャンネル及びＱチャンネル（同相及び直角位相）へ分割して２８Ｇｂ／ｓで搬送しても、サンプリング速度は５６Ｇ／ｓでなければならないので、１００Ｇｂ／ｓの速度での光信号のサンプリングには問題がある。これには約５ビットの分解能を有する特別な装置が必要であり、これは高価である。また、４００Ｇｂ／ｓの範囲での送受信に対する需要があり、このことは、実現可能な装置の限界をさらに押し広げるものである。
【０００４】
ＣＤ及びＰＭＤを補償する一般的方式は、１シンボル当たり２つ又はさらに多くのサンプルを用いる部分間隔型等化器を用いるものである。無歪み媒体では、デジタルデータを回復するのに、シンボルレートでのサンプリングが十分な情報を形成することが周知である。しかし、チャンネルがＣＤ及びＰＭＤなどの直線状の歪みを導入するとき、デジタル補償を適用するには、受信したアナログ信号の完全な再構成が必要である。先行フィルタリングをせずにシンボルレートでこの信号をサンプリングすると、ナイキストのサンプリング定理にそむき、エイリアシングの悪影響をもたらして性能劣化の原因となる。一方、シンボルレートサンプリングに先立ってアンチエイリアシングフィルタ（ＡＡＦ）を用いると、実質的なローパスフィルタリングが導入され、その結果として実質的なシンボル間干渉（ＩＳＩ）が生じる。ＩＳＩを伴うチャンネルに関する誤差を最小限にする可能性という意味での最適な等化器は、最尤系列推定器（ＭＬＳＥ）である。
【０００５】
ＶＬＳＩの実装形態のコスト及び複雑さを低減するために、シンボル間隔型等化器を扱ういくつかの試みが、ＡＡＦを使用して行なわれた。しかし、これらの試みは、エイリアシングとＩＳＩの合併した影響によって顕著な電力損失がある低ＣＤ値のみに対処するものである。
【０００６】
上記で説明されたすべての方法は、低サンプリング速度及び低処理速度を用いながら光データチャンネルの歪みを最適に等化するという課題に対する十分な解決策をいまだに提供していない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、本発明の目的は、低サンプリング速度及び低処理速度を用いながら光データチャンネルの歪みを最適に等化する方法及びシステムを提供することである。
【０００８】
本発明の別の目的は、高価なサンプリング及び処理の装置を必要とすることなく光データチャンネルの歪みを最適に等化する方法及びシステムを提供することである。
【０００９】
本発明のさらなる目的は、低電力損失を導入するのと同時に光データチャンネルの歪みを最適に等化する方法及びシステムを提供することである。
【００１０】
本発明の他の目的及び利点が、説明の進行とともに明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、所与のアナログ帯域幅Ｂを有するコヒーレントな光信号を搬送する光データチャンネルの歪み（ＣＤ又はＰＭＤなど）を最適に等化する方法を対象とする。光信号を受信し、平衡検波器でＩ経路及びＱ経路のそれぞれの光信号を検出するために、Ｉ経路及びＱ経路を有する受信端が設けられる。検出された光信号の帯域幅は、ＡＡＦを使用して各経路の出力をフィルタリングすることによって１／Ｎに縮小され、ＡＡＦは、Ｎに対応する遮断周波数を有し（各経路のアナログ帯域幅２Ｂ／Ｎに対して最適化されており）、決定論的属性を有して既知のＩＳＩを導入する。信号は、ＡＤＣにより、各ＡＡＦの出力端において２Ｂ／Ｎのサンプリング速度でサンプリングされる。次いで、各経路のサンプルが、２Ｂ／Ｎのデータ転送速度で動作するデジタルプロセッサによって後処理され、後処理は歪みの補償を呈し、入力データストリームが、導入されたＩＳＩを最適に補償することができる復号器（ＭＬＳＥ、線形等化器、非線形等化器又はフィードフォワード等化器（ＦＦＥ）など）を使用してプロセッサの出力を最適に復号することにより再構成される。
【００１２】
同復号器は、振幅及び位相の歪みを補償するために使用され得る。
【００１３】
好ましくは、ＡＡＦは、各経路のアナログ帯域幅２Ｂ／Ｎに対して最適化され得る。
【００１４】
本発明は、所与のアナログ帯域幅Ｂを有するコヒーレントな光信号を搬送する光データチャンネルの歪み（ＣＤ又はＰＭＤなど）を最適に等化するシステムを対象とするものであり、同システムは、
ａ）光信号を受信し、平衡検波器でＩ経路及びＱ経路のそれぞれの光信号を検出するための、Ｉ経路及びＱ経路を有する受信端と、
ｂ）各経路の出力をフィルタリングすることにより、経路内で検出された光信号の帯域幅を１／Ｎに縮小するための、Ｎに対応する遮断周波数を有する各経路用のＡＡＦと、
ｃ）各ＡＡＦの出力端において信号を２Ｂ／Ｎのサンプリング速度でサンプリングするＡＤＣと、
ｄ）各経路のサンプルに対して歪みを補償する後処理を行なうための、２Ｂ／Ｎのデータ転送速度で動作するデジタル後処理装置と、
ｅ）プロセッサの出力を最適に復号することにより入力データストリームを再構成するための、導入されたＩＳＩを最適に補償することができる復号器（ＭＬＳＥ、線形等化器、非線形等化器又はＦＦＥなど）とを備える。
【００１５】
後処理装置は、
ａ）チャンネルの前段の信号を回復するための、時間領域又は周波数領域で実現されるＣＤ等化器と、
ｂ）受信した信号をリタイミングするためのクロック信号復元装置と、
ｃ）ＰＭＤの影響を補償し、２重偏波フォーマットに従って変調された２つの別々のデータストリームを逆多重化するための偏波デマルチプレクサと、
ｃ）中間周波数を回復するための中間周波数推定器と、
ｄ）光搬送波の位相を回復するための搬送波位相推定器と、
ｅ）ＡＡＦによって各経路に導入された決定論的ＩＳＩを補償するための出力等化器とを備えることができる。
【００１６】
本発明の上記及び他の特性及び利点が、好ましい実施形態の、以下の、添付図面の参照を伴う例示的且つ非限定的な詳細な説明によって、よりよく理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１ａ】光データチャンネルの歪みを最適に等化するための、本発明の一実施形態によるシステムのブロック図である。
【図１ｂ】一実施形態による後処理装置の可能な実装形態を示す図である。
【図２ａ】ＭＬＳＥ復号器を使用して得られた、１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ）に必要な光信号雑音比（ＯＳＮＲ）をＡＡＦ遮断周波数の関数として示す図である。
【図２ｂ】ＦＦＥ復号器を使用して得られた、１０−３のＢＥＲに必要なＯＳＮＲをＡＡＦ遮断周波数の関数として示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明は、１シンボル当たり１サンプルの、情報帯域幅を低下することが可能なコヒーレントな検出の方法及びシステムを提案するものであり、上記サンプリング速度及び処理速度は、光信号雑音比（ＯＳＮＲ）に関して非常に低損失である。アンチエイリアシングフィルタ（ＡＡＦ）によって帯域幅が縮小され、ＡＡＦの後段には、ＡＡＦによって導入されたＩＳＩを補償するためのＭＬＳＥが続く。５０，０００ｐｓ／ｎｍのＣＤが、わずか１ｄＢの損失で十分に補償される。ＡＡＦとＭＬＳＥを組み合わせることにより、わずか１ｄＢのＯＳＮＲ劣化で、５０，０００ｐｓ／ｎｍ以内のＣＤの、１シンボル当たり１サンプルで１１１Ｇｂｐｓの伝送の十分な等化が可能になる。
【００１９】
図１ａは、光データチャンネルの歪みを最適に等化するための、本発明の一実施形態によるシステムのブロック図である。この例は、シミュレートされた２重偏波４位相偏移変調（ＤＰ−ＱＰＳＫ）の１１１Ｇｂｐ／ｓのシステムからの単一の偏波チャンネルモデルを示す。単一の偏波チャンネルだけが２７．７５Ｇｂａｕｄのボー（１秒当たりのシンボル）レートで（同相成分及び直角位相成分を含めて）試験された。
【００２０】
このシステムは、受信器１３の従来型の光送信装置１０及び光受信端（フロントエンド）１２を備える。光チャンネル１１は、波長分散に対して線形であると想定される。同フロントエンドは、周波数ダウンコンバージョンのための局部発振器を備える。平衡検波器１４ａの出力は同相（Ｉ）成分に相当し、平衡検波器１４ｂの出力は直角位相（Ｑ）成分に相当する。
【００２１】
各出力端には、各経路の出力をフィルタリングするためのＡＡＦ １５が続く。ＡＡＦ １５は、５次バターワース関数の低域通過フィルタによってモデル化され得て、各経路において信号のアナログ帯域幅（ＢＷ）を１／Ｎに縮小する一方で、既知の決定論的属性の決定論的ＩＳＡを導入する。ＡＡＦ １５の遮断周波数は、Ｎに対応する。
【００２２】
各経路の（各ＡＡＦの出力端における）信号は、分解能が５ビットのアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１６により、２ＢＷ／Ｎギガサンプル／秒（この場合２７．７５ギガサンプル／秒）のサンプリング速度でサンプリングして量子化される。ＩとＱの２つの経路は、１／Ｎに低下される処理速度で各経路のサンプルに対してデジタル後処理を遂行する後処理装置１７に供給される。後処理装置１７の処理は、振幅歪み及び位相歪みを含み得る歪みの補償となる。後処理装置１７は、チャンネルの前段の信号を回復するように、チャンネルの周波数応答の逆関数を求め、それを受信信号にかけ、また、時間領域又は周波数領域で実現され得る。後処理装置の最終段に決定ブロックがある。最適決定アルゴリズムは、ＭＬＳＥに基づくものである。決定ブロックは、各経路においてＡＡＦ １５によって導入された決定論的ＩＳＩを補償し、理論上可能な最善の決定を遂行する。
【００２３】
図１Ｂは、一実施形態による、後処理装置１７の可能な実装形態を示す。後処理装置１７は、
ゼロ強制基準（チャンネルの前段の信号を回復するための線形等化）によって設計され、時間領域又は周波数領域で実現され得るＣＤ等化器１７ａ（図１ｂのＣＤ−１）と、
受信した信号をリタイミングするためのクロック信号復元装置１７ｂと、
ＰＭＤの影響を補償し、２重偏波フォーマットに従って変調された２つの別々のデータストリームを逆多重化するための偏波デマルチプレクサ１７ｃと、
中間周波数を回復して打ち消すためのＩＦＥ（中間周波数推定器）１７ｄと、
光搬送波の位相を回復するためのＣＰＥ（搬送波位相推定器）１７ｅと、
各経路においてＡＡＦ １５によって導入された決定論的ＩＳＩを補償するための出力復号器１８（例えば１６状態のＭＬＳＥ、或いは最小平均二乗基準（ＬＭＳ）を用いる１３タップのフィードフォワード等化器（ＦＦＥ））と
を含むことができる。
【００２４】
入力データストリームは、導入されたＩＳＩを最適に補償することができる出力復号器１８を使用して、プロセッサの出力を最適に復号することにより再構成される。
【００２５】
これらの装置はすべて、（より大きなサンプル／シンボルの速度を用いる従来技術とは対照的に）１サンプル／シンボルで動作する。
【００２６】
１０−３のＢＥＲ値を保証する最適なＡＡＦ帯域幅を求めるために、いくつかのシミュレーションが遂行された。これらのシミュレーションでは、１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ）に対する十分な統計を保証するために、２００，０００ビットが用いられた。ヒストグラム推定方法が、５０，０００観測のトレーニング系列のチャンネル推定に用いられ、次に５０，０００観測はＢＥＲ計算から廃棄される。
【００２７】
図２ａは、いくつかのファイバ長に対して、ＭＬＳＥ復号器を使用して得られた１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ）に必要なＯＳＮＲを、ＡＡＦ遮断周波数の関数として示す。ＭＬＳＥ復号器を有する提案されたシステムが、５０，０００ｐｓ／ｎｍ以内のＣＤを十分に補償できることが理解され得る。さらに、ＡＡＦによって導入されるＩＳＩが、連続した（ＢＴＢ）伝送と比較して、わずか１ｄＢのＯＳＮＲ劣化で完全に補償される。１９ＧＨｚのＡＡＦ遮断周波数を有するＢＴＢシステムが１０−３のＢＥＲに関して必要とするＯＳＮＲは１３．７ｄＢであるのに対し、ＣＤ＝５０，０００ｐｓ／ｎｍの場合は１４．７ｄＢのＯＳＮＲで同じＢＥＲ値に達する。また、１１ＧＨｚより高いＡＡＦ遮断周波数値については、エイリアシングの悪影響が、ＭＬＳＥで補償することができない性能劣化をもたらし、シンボル間隔型サンプリングシステムでＡＡＦを使用する必要条件がはっきりする。
【００２８】
図２ｂは、いくつかのファイバ長に対して、ＦＦＥ復号器を使用して得られた１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ）に必要なＯＳＮＲを、ＡＡＦ遮断周波数の関数として示す。高いＣＤ値については、最適なサンプリング位相が用いられるという事実にもかかわらず、システム性能がひどく劣化することが理解され得る。
【００２９】
図２ａ及び図２ｂは、シンボル間隔型システム、すなわち１サンプル／シンボルのシステムでは、ＭＬＳＥがサンプリング位相に感応しないことを示している。提案されたシンボル間隔型サンプラ方式は、波長分散の補償が十分なデジタル等化システムにおいて、１１１Ｇｂｐｓのコヒーレントな２７．７５ギガサンプル／秒のＡＤＣを使用することができる。ＰＭＤは、類似のやり方で十分に補償され得る。また、同方式により、顕著なＶＬＳＩハードウェアの軽減、電力消費の低減、及びコスト低減が可能になる。
【００３０】
上記の例及び説明は、もちろん具体例の目的でのみ提供されており、決して本発明を限定するようには意図されていない。当業者には理解されるように、本発明は、上記で説明されたものから複数の技法を用いて、多種多様な方法で、すべて本発明の範囲を超えることなく実行することができる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所与のアナログ帯域幅Ｂを有するコヒーレントな光信号を搬送する光データチャンネルの歪みを最適に等化する方法であって、
ａ）前記光信号を受信し、平衡検波器でＩ経路及びＱ経路のそれぞれの前記光信号を検出するための、Ｉ経路及びＱ経路を有する受信端を用意するステップと、
ｂ）Ｎに対応する遮断周波数を有するＡＡＦを使用して各経路の出力をフィルタリングすることにより、前記検出された光信号の前記帯域幅を１／Ｎに縮小するステップであって、前記ＡＡＦが、決定論的属性を有して既知のＩＳＩを導入するステップと、
ｃ）各ＡＡＦの出力端において、前記信号を、ＡＤＣによって２Ｂ／Ｎのサンプリング速度でサンプリングするステップと、
ｄ）各経路の前記サンプルを、２Ｂ／Ｎのデータ転送速度で動作するデジタルプロセッサにより、前記歪みを補償する後処理を行なうステップと、
ｅ）前記導入されたＩＳＩを最適に補償することができる復号器を使用して前記プロセッサの出力を最適に復号することにより、前記入力データストリームを再構成するステップとを
含む方法。
【請求項２】
前記データチャンネルの前記歪みがＣＤである、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記データチャンネルの前記歪みがＰＭＤである、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記復号器がＭＬＳＥである、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記復号器が、線形等化器と、非線形等化器とから成るグループから選択される、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記復号器が、振幅歪み及び位相歪みを補償する、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記ＡＡＦが、各経路の前記アナログ帯域幅２Ｂ／Ｎに対して最適化される、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
所与のアナログ帯域幅Ｂを有するコヒーレントな光信号を搬送する光データチャンネルの歪みを最適に等化するシステムであって、
ａ）前記光信号を受信し、平衡検波器でＩ経路及びＱ経路のそれぞれの前記光信号を検出するための、Ｉ経路及びＱ経路を有する受信端と、
ｂ）各経路の前記出力をフィルタリングすることにより、前記経路内で検出された光信号の帯域幅を１／Ｎに縮小するための、Ｎに対応する遮断周波数を有する各経路用のＡＡＦと、
ｃ）各ＡＡＦの出力端において信号を２Ｂ／Ｎのサンプリング速度でサンプリングするＡＤＣと、
ｄ）各経路のサンプルに対して前記歪みを補償する後処理を行なうための、２Ｂ／Ｎのデータ転送速度で動作するデジタル後処理装置と、
ｅ）前記プロセッサの前記出力を最適に復号することにより、前記入力データストリームを再構成するために、前記導入されたＩＳＩを最適に補償することができる復号器と
を備えるシステム。
【請求項９】
前記データチャンネルの前記歪みがＣＤである、請求項８に記載のシステム。
【請求項１０】
前記データチャンネルの前記歪みがＰＭＤである、請求項８に記載のシステム。
【請求項１１】
前記復号器がＭＬＳＥである、請求項８に記載のシステム。
【請求項１２】
前記復号器が、線形等化器と、非線形等化器とから成るグループから選択される、請求項８に記載のシステム。
【請求項１３】
前記復号器が、振幅歪み及び位相歪みを補償する、請求項７に記載のシステム。
【請求項１４】
前記ＡＡＦが、各経路の前記アナログ帯域幅２Ｂ／Ｎに対して最適化される、請求項７に記載のシステム。
【請求項１５】
前記後処理装置が、
ａ）前記チャンネルの前段の信号を回復するための、時間領域又は周波数領域で実現されるＣＤ等化器と、
ｂ）前記受信した信号をリタイミングするためのクロック信号復元装置と、
ｃ）前記ＰＭＤの影響を補償し、２重偏波フォーマットに従って変調された前記２つの別々のデータストリームを逆多重化するための偏波デマルチプレクサと、
ｄ）中間周波数を回復するための中間周波数推定器と、
ｅ）光搬送波の位相を回復するための搬送波位相推定器と、
ｆ）前記ＡＡＦによって各経路に導入された決定論的ＩＳＩを補償するための出力等化器とを備える、請求項８に記載のシステム。
【請求項１６】
前記等化器が、線形等化器と、非線形等化器とから成るグループから選択される、請求項１５に記載のシステム。
【請求項１】
所与のアナログ帯域幅Ｂを有するコヒーレントな光信号を搬送する光データチャンネルの歪みを最適に等化する方法であって、
ａ）前記光信号を受信し、平衡検波器でＩ経路及びＱ経路のそれぞれの前記光信号を検出するための、Ｉ経路及びＱ経路を有する受信端を用意するステップと、
ｂ）Ｎに対応する遮断周波数を有するＡＡＦを使用して各経路の出力をフィルタリングすることにより、前記検出された光信号の前記帯域幅を１／Ｎに縮小するステップであって、前記ＡＡＦが、決定論的属性を有して既知のＩＳＩを導入するステップと、
ｃ）各ＡＡＦの出力端において、前記信号を、ＡＤＣによって２Ｂ／Ｎのサンプリング速度でサンプリングするステップと、
ｄ）各経路の前記サンプルを、２Ｂ／Ｎのデータ転送速度で動作するデジタルプロセッサにより、前記歪みを補償する後処理を行なうステップと、
ｅ）前記導入されたＩＳＩを最適に補償することができる復号器を使用して前記プロセッサの出力を最適に復号することにより、前記入力データストリームを再構成するステップとを
含む方法。
【請求項２】
前記データチャンネルの前記歪みがＣＤである、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記データチャンネルの前記歪みがＰＭＤである、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記復号器がＭＬＳＥである、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記復号器が、線形等化器と、非線形等化器とから成るグループから選択される、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記復号器が、振幅歪み及び位相歪みを補償する、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記ＡＡＦが、各経路の前記アナログ帯域幅２Ｂ／Ｎに対して最適化される、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
所与のアナログ帯域幅Ｂを有するコヒーレントな光信号を搬送する光データチャンネルの歪みを最適に等化するシステムであって、
ａ）前記光信号を受信し、平衡検波器でＩ経路及びＱ経路のそれぞれの前記光信号を検出するための、Ｉ経路及びＱ経路を有する受信端と、
ｂ）各経路の前記出力をフィルタリングすることにより、前記経路内で検出された光信号の帯域幅を１／Ｎに縮小するための、Ｎに対応する遮断周波数を有する各経路用のＡＡＦと、
ｃ）各ＡＡＦの出力端において信号を２Ｂ／Ｎのサンプリング速度でサンプリングするＡＤＣと、
ｄ）各経路のサンプルに対して前記歪みを補償する後処理を行なうための、２Ｂ／Ｎのデータ転送速度で動作するデジタル後処理装置と、
ｅ）前記プロセッサの前記出力を最適に復号することにより、前記入力データストリームを再構成するために、前記導入されたＩＳＩを最適に補償することができる復号器と
を備えるシステム。
【請求項９】
前記データチャンネルの前記歪みがＣＤである、請求項８に記載のシステム。
【請求項１０】
前記データチャンネルの前記歪みがＰＭＤである、請求項８に記載のシステム。
【請求項１１】
前記復号器がＭＬＳＥである、請求項８に記載のシステム。
【請求項１２】
前記復号器が、線形等化器と、非線形等化器とから成るグループから選択される、請求項８に記載のシステム。
【請求項１３】
前記復号器が、振幅歪み及び位相歪みを補償する、請求項７に記載のシステム。
【請求項１４】
前記ＡＡＦが、各経路の前記アナログ帯域幅２Ｂ／Ｎに対して最適化される、請求項７に記載のシステム。
【請求項１５】
前記後処理装置が、
ａ）前記チャンネルの前段の信号を回復するための、時間領域又は周波数領域で実現されるＣＤ等化器と、
ｂ）前記受信した信号をリタイミングするためのクロック信号復元装置と、
ｃ）前記ＰＭＤの影響を補償し、２重偏波フォーマットに従って変調された前記２つの別々のデータストリームを逆多重化するための偏波デマルチプレクサと、
ｄ）中間周波数を回復するための中間周波数推定器と、
ｅ）光搬送波の位相を回復するための搬送波位相推定器と、
ｆ）前記ＡＡＦによって各経路に導入された決定論的ＩＳＩを補償するための出力等化器とを備える、請求項８に記載のシステム。
【請求項１６】
前記等化器が、線形等化器と、非線形等化器とから成るグループから選択される、請求項１５に記載のシステム。
【図１ａ】
【図１ｂ】
【図２ａ】
【図２ｂ】
【図１ｂ】
【図２ａ】
【図２ｂ】
【公表番号】特表２０１３−５１４０２７（Ｐ２０１３−５１４０２７Ａ）
【公表日】平成２５年４月２２日（２０１３．４．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−５４３９９４（Ｐ２０１２−５４３９９４）
【出願日】平成２２年１２月１３日（２０１０．１２．１３）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＬ２０１０／００１０４６
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／０７３９７４
【国際公開日】平成２３年６月２３日（２０１１．６．２３）
【出願人】（５１２１５５３９７）マルチフィ リミテッド (1)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２５年４月２２日（２０１３．４．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１２月１３日（２０１０．１２．１３）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＬ２０１０／００１０４６
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／０７３９７４
【国際公開日】平成２３年６月２３日（２０１１．６．２３）
【出願人】（５１２１５５３９７）マルチフィ リミテッド (1)
【Ｆターム（参考）】
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