ミュート回路およびそれを用いたオーディオ処理回路
【課題】振幅レンジを拡大したミュート回路を提供する。
【解決手段】ミュートトランジスタ２は、接地電圧を中心として正負にスイングするミュート対象となるオーディオ信号ＳＯＵＴが伝搬する信号ライン５と、接地端子との間に設けられた、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。ミュート制御回路２０は、ミュート状態において、ミュートトランジスタ２のベースに正電圧の制御信号ＭＵＴＥを出力してミュートトランジスタ２をオンし、非ミュート状態において、ミュートトランジスタ２のベースに負電圧の制御信号ＭＵＴＥを出力してミュートトランジスタ２をオフする。負電圧生成回路２２は、正の電源電圧Ｖｄｄを受け、負電圧−ＶＮＥＧを生成する。レベルシフト回路２４は、電源電圧Ｖｄｄと接地電圧のいずれかのレベルをとる制御信号Ｓ１を受け、電源電圧Ｖｄｄと負電圧−ＶＮＥＧのいずれかのレベルをとる制御信号ＭＵＴＥにレベルシフトする。
【解決手段】ミュートトランジスタ２は、接地電圧を中心として正負にスイングするミュート対象となるオーディオ信号ＳＯＵＴが伝搬する信号ライン５と、接地端子との間に設けられた、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。ミュート制御回路２０は、ミュート状態において、ミュートトランジスタ２のベースに正電圧の制御信号ＭＵＴＥを出力してミュートトランジスタ２をオンし、非ミュート状態において、ミュートトランジスタ２のベースに負電圧の制御信号ＭＵＴＥを出力してミュートトランジスタ２をオフする。負電圧生成回路２２は、正の電源電圧Ｖｄｄを受け、負電圧−ＶＮＥＧを生成する。レベルシフト回路２４は、電源電圧Ｖｄｄと接地電圧のいずれかのレベルをとる制御信号Ｓ１を受け、電源電圧Ｖｄｄと負電圧−ＶＮＥＧのいずれかのレベルをとる制御信号ＭＵＴＥにレベルシフトする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号のミュート技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種オーディオ機器は、電源の投入・遮断時、たとえば機器の起動時において、ポップ音、ポップアップノイズもしくはボツ音などと呼ばれるノイズが発生する。このポップ音は、電源の投入にともない、スピーカに入力される電気信号のレベルが急激に変化することにより発生する。ポップ音を抑制するために、特許文献１に記載されるようなＭＯＳＦＥＴを用いたミュート回路が用いられる。ミュート回路は、ユーザの指示に応じた無音状態を実現するためにも利用される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−２２３５３７号公報
【特許文献２】特開２００９−１５９０４３号公報
【特許文献３】特開２００５−３０３５５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図１（ａ）、（ｂ）は、ミュート回路を備えるオーディオシステムの構成例を示す回路図である。
【０００５】
ヘッドホン端子ＨＴには、ヘッドホン２０４が接続される。ヘッドホン端子ＨＴは、ライン出力用の端子であってもよい。
オーディオ処理回路２１０は、オーディオ信号ＳＡＵＤを増幅し、ヘッドホン２０４を駆動する。ヘッドホンアンプ２１２により増幅されたオーディオ信号ＳＡＭＰは、ヘッドホンアンプ２１２の出力とヘッドホン端子ＨＴの間に直列に設けられた出力抵抗Ｒｏおよび出力キャパシタＣｏを介して、ヘッドホン２０４へと供給される。
【０００６】
オーディオシステム２００ａ、２００ｂは、ヘッドホン端子ＨＴを接地電位（０Ｖ）に固定することにより、ミュート状態を実現する。オーディオシステム２００ａ、２００ｂは、ミュート用のＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下、ミュートトランジスタ）２０２を備える。ミュートトランジスタ２０２のエミッタは接地され、そのコレクタはヘッドホン端子ＨＴに接続される。オーディオ処理回路２１０は、ミュートトランジスタ２０２のベース電位を制御することで、そのオン、オフを制御する。
【０００７】
ミュート制御信号ＭＵＴＥは、ミュート状態とすべきとき、アサート（たとえばローレベル）され、オーディオ信号ＳＡＵＤをヘッドホン２０４から出力すべきとき（非ミュート状態）、ネゲート（ハイレベル）される。
【０００８】
図１（ａ）において、バッファ（インバータ）２１４により反転されたミュート制御信号＃ＭＵＴＥ（＃は論理反転を示す）が、抵抗Ｒ１０を介してミュートトランジスタ２０２のベースに入力される。バッファ２１４が出力するミュート制御端子＃ＭＵＴＥは、ハイレベルのとき電源電圧Ｖｄｄ、ローレベルのとき接地電圧（０Ｖ）となる。
【０００９】
非ミュート状態において、ヘッドホン端子ＨＴを伝搬するオーディオ信号ＳＡＵＤは、接地電圧０Ｖを中心として、正負両方向にスイングする。ミュートトランジスタ２０２のベース電圧が接地電圧０Ｖに固定された状態で、ヘッドホン端子ＨＴつまりミュートトランジスタ２０２のコレクタの電位が負方向にスイングすると、ミュートトランジスタ２０２のベースコレクタ間が順バイアスされ、コレクタの電位が−０．７Ｖ付近にクランプ（クリップ）される。つまりオーディオ信号ＳＡＵＤの振幅レンジが制限され、その振幅レンジ外でヘッドホン２０４に入力されるオーディオ信号ＳＡＵＤが歪むという問題が発生する。
【００１０】
図１（ｂ）の回路では、非ミュート状態において、ミュートトランジスタ２０２のベースをハイインピーダンス（オープン）状態とすることにより、図１（ａ）において生ずる問題を解消できる。具体的には、ミュートトランジスタ２０２のベースに対して、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ２０３がダーリントン接続されている。抵抗Ｒ１１は、トランジスタ２０３のベースを電源電圧Ｖｄｄにプルアップする。ミュート状態では、バッファ２１４、２１６がミュート制御信号ＭＵＴＥに応じてトランジスタ２０３をオンし、ミュートトランジスタ２０２のベースがハイレベル（Ｖｄｄ）となる。非ミュート状態ではトランジスタ２０３がオフし、ミュートトランジスタ２０２のベースはハイインピーダンスとなる。その結果、オーディオ信号ＳＡＵＤがクランプされるという問題が解消される。
【００１１】
しかしながら、図１（ｂ）の回路では、非ミュート状態においてミュートトランジスタ２０２のベースが、外乱の影響を受けやすいという問題が生ずる。たとえば、ミュートトランジスタ２０２のベースに、非常に強い外乱ノイズが混入すると、ミュートトランジスタ２０２がオンするおそれがある。あるいはミュートトランジスタ２０２のベースにオーディオ帯域の外乱ノイズが混入すると、それがコレクタに伝搬し、ヘッドホン２０４から聞こえてしまうおそれがある。
【００１２】
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、従来と異なるアプローチによって振幅レンジを拡大したミュート回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のある態様は、ミュート回路に関する。このミュート回路は、接地電圧を中心として正負にスイングするミュート対象のオーディオ信号が伝搬する信号ラインと、接地端子との間に設けられた、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであるミュートトランジスタと、ミュート状態において、ミュートトランジスタのベースに正電圧の制御信号を出力してミュートトランジスタをオンし、非ミュート状態において、ミュートトランジスタのベースに負電圧の制御信号を出力してミュートトランジスタをオフするミュート制御回路と、を備える。
【００１４】
負電圧の制御信号の電圧レベルを−ＶＮＥＧ、ダイオードの順方向電圧をＶｆと書くとき、ミュートトランジスタのコレクタ端子のオーディオ信号は、−（Ｖｆ＋ＶＮＥＧ）でクランプされる。つまり、負電圧のレベルを低下させるほど、再生可能なオーディオ信号の振幅レンジを広げることができる。もしくは、再生すべきオーディオ信号の振幅レンジに応じて負電圧のレベルを決定することができる。
【００１５】
ミュート制御回路は、正の電源電圧を受け、負電圧を生成する負電圧生成回路と、電源電圧と接地電圧のいずれかのレベルをとる制御信号を受け、電源電圧と負電圧のいずれかのレベルをとる制御信号にレベルシフトするレベルシフト回路と、を含み、レベルシフトされた制御信号を、ミュートトランジスタのベースに出力してもよい。
【００１６】
負電圧生成回路は、反転型のチャージポンプ回路または反転型のコッククロフトウォルトン回路であってもよい。負電圧生成回路に要求される電流能力は低くてよいため、小型のチャージポンプ回路またはコッククロフトウォルトン回路を用いることで、回路面積の増大を抑制できる。
【００１７】
本発明の別の態様は、オーディオ処理回路である。このオーディオ処理回路は、オーディオ信号を増幅するアンプと、アンプの出力の後段に設けられた直流阻止キャパシタにより直流成分が除去されたオーディオ信号をミュートする上述のミュート回路と、を備える。
【００１８】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係るミュート回路によれば、振幅レンジを拡大することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１（ａ）、（ｂ）は、ミュート回路を備えるオーディオシステムの構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態に係るミュート回路を備えるオーディオシステムの構成を示す回路図である。
【図３】図２のオーディオシステムの動作を示す図である。
【図４】図４（ａ）、（ｂ）は、図２のオーディオ処理回路の具体的な構成例を示す回路図である。
【図５】比較技術に係るオーディオシステムの構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２２】
図２は、実施の形態に係るミュート回路を備えるオーディオシステムの構成を示す回路図である。オーディオシステム１００は、携帯型音楽プレイヤ、テレビ、音楽再生機能付きの携帯電話端末、デジタルスチルカメラ、デジタルビデオカメラなどの電子機器に搭載される。電子機器は、スピーカやヘッドホン（イヤホン）などの電気音響変換素子に対して、あるいは外部の電子機器に対して、増幅したオーディオ信号を出力する。以下、オーディオシステム１００としてヘッドホン４からオーディオ信号を出力する場合を例に説明する。
【００２３】
オーディオシステム１００は、オーディオ処理回路１０、出力抵抗Ｒｏ、出力キャパシタＣｏ、ヘッドホン４、ミュートトランジスタ２、抵抗Ｒ１を備える。
【００２４】
オーディオ処理回路１０は、アンプ１２およびミュート制御回路２０を備える。図２には、本発明の関連する部材のみが示されており、オーディオ処理回路１０には、図示しないその他の回路、たとえば電源回路、Ｄ／Ａコンバータ、Ａ／Ｄコンバータ、オーディオ信号のエンコーダ、デコーダなどがあわせて内蔵されてもよい。
【００２５】
アンプ１２は、図示しない音源により生成された、もしくはオーディオ処理回路１０の他のブロックが生成したオーディオ信号ＳＡＵＤを増幅し、増幅されたオーディオ信号ＳＡＭＰを出力端子Ｐ１から出力する。出力端子Ｐ１とヘッドホン端子ＨＴの間には、出力抵抗Ｒｏおよび出力キャパシタＣｏが直列に設けられる。ヘッドホン端子ＨＴには、ヘッドホン４が接続される。なおヘッドホン端子ＨＴには、スピーカなどの電気音響変換素子が接続されてもよいし、あるいはヘッドホン端子ＨＴは、いわゆるラインアウト端子であってもよい。出力キャパシタＣｏはアンプ１２により増幅されたオーディオ信号ＳＡＭＰの直流成分を除去する直流阻止キャパシタ（DC-blocking Capacitor）である。
【００２６】
ミュート制御回路２０、抵抗Ｒ１、ミュートトランジスタ２はミュート回路１を形成する。ヘッドホン端子ＨＴと接続される信号ライン５には、接地電圧（０Ｖ）を中心として正負にスイングするオーディオ信号ＳＯＵＴが伝搬する。ミュート回路１は、オーディオ信号ＳＯＵＴをミュート対象とする。
【００２７】
ミュートトランジスタ２は、信号ライン５と接地端子ＧＮＤとの間に設けられた、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。具体的には、ミュートトランジスタ２のエミッタは接地され、コレクタは信号ライン５と接続される。
【００２８】
ミュート制御回路２０は、ミュート状態において、ミュートトランジスタ２のベースに正電圧の制御信号ＭＵＴＥを出力してミュートトランジスタ２をオンする。またミュート制御回路２０は、非ミュート状態において、ミュートトランジスタ２のベースに負電圧の制御信号ＭＵＴＥを出力してミュートトランジスタ２をオフする。抵抗Ｒ１は、ミュート制御回路２０の制御端子Ｐ２からミュートトランジスタ２のベースに至るミュート信号ＭＵＴＥの伝搬経路上に設けられる。
【００２９】
ミュート制御回路２０は、負電圧生成回路２２とレベルシフト回路２４を含む。負電圧生成回路２２は、正の電源電圧Ｖｄｄを受け、負電圧（−ＶＮＥＧ）を生成する。後述するように負電圧生成回路２２は、反転型のチャージポンプ回路または反転型のコッククロフトウォルトン回路を用いて構成することができる。
【００３０】
レベルシフト回路２４は、ハイレベルとして電源電圧Ｖｄｄ、ローレベルとして接地電圧（０Ｖ）のいずれかをとる制御信号Ｓ１を受ける。制御信号Ｓ１は、ミュート状態においてハイレベル、非ミュート状態においてローレベルをとる。レベルシフト回路２４は、制御信号Ｓ１のローレベルを、負電圧生成回路２２からの負電圧（−ＶＮＥＧ）にレベルシフトし、ミュート制御信号ＭＵＴＥを生成する。つまりミュート制御信号ＭＵＴＥは、ミュート状態においてハイレベル（電源電圧Ｖｄｄ）、非ミュート状態においてローレベル（負電圧−ＶＮＥＧ）をとる。
【００３１】
図３は、図２のオーディオシステム１００の動作を示す図である。実線は図２のオーディオシステム１００の、一点鎖線は図１のオーディオシステム２００の動作を示す。上段は、アンプ１２により増幅されたオーディオ信号ＳＡＭＰを、下段はヘッドホン４に入力されるオーディオ信号ＳＯＵＴを示す。オーディオ信号ＳＡＭＰは、アンプ１２に対するバイアス電圧Ｖｂｉａｓを中心としてスイングする。オーディオ信号ＳＡＭＰの直流成分が出力キャパシタＣｏによって除去されるため、オーディオ信号ＳＯＵＴは接地電圧（０Ｖ）を中心として変化する。
【００３２】
図１のオーディオシステム２００では、オーディオ信号ＳＯＵＴは正方向には電源電圧Ｖｄｄまでスイングすることができるが、負方向には、−Ｖｆまでしかスイングすることができない（一点鎖線）。つまり、大振幅のオーディオ信号はクランプされ歪んでしまう。
【００３３】
これに対して、図２のオーディオシステム１００では、オーディオ信号ＳＯＵＴは正方向に電源電圧Ｖｄｄまで、負方向に−（ＶＮＥＧ＋Ｖｆ）までスイングすることができる。つまり、振幅レンジを拡大することができる。
【００３４】
バイアス電圧Ｖｂｉａｓは、電源電圧Ｖｄｄの１／２に設定される場合が多い。このとき、オーディオ信号ＳＯＵＴは最大で−Ｖｄｄ／２〜Ｖｄｄ／２の範囲でスイングする。したがって、
−（ＶＮＥＧ＋Ｖｆ）＜−Ｖｄｄ／２ …（１）
を満たすように負電圧−ＶＮＥＧを生成すれば、歪みなくオーディオ信号を再生することができる。
現実的には、オーディオ信号ＳＯＵＴは−Ｖｄｄ／２〜Ｖｄｄ／２よりも狭い範囲でスイングする。このときの振幅レンジが−ＶＭＩＮ〜ＶＭＡＸであるとき、
−（ＶＮＥＧ＋Ｖｆ）＜−ＶＭＩＮ …（２）
を満たすように負電圧−ＶＮＥＧを生成すれば、歪みなくオーディオ信号を再生することができる。
【００３５】
図４（ａ）、（ｂ）は、図２のオーディオ処理回路１０の具体的な構成例を示す回路図である。
図４（ａ）の負電圧生成回路２２ａは、コッククロフトウォルトン回路である。負電圧生成回路２２ａは、発振回路３０、第１キャパシタＣ１、第２キャパシタＣ２、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２を含む。発振回路３０は、所定の周波数のクロックＣＬＫを発生する。発振回路３０は、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、キャパシタＣ３１、インバータＮ１、Ｎ２を含むが、その構成は限定されない。
【００３６】
第１キャパシタＣ１は、その一端にクロックＣＬＫを受ける。第１キャパシタＣ１の他端には、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２のカソードが接続される。第２キャパシタＣ２は一端が接地される。第１ダイオードＤ１のアノードは接地され、第２ダイオードＤ２のアノードは、第２キャパシタＣ２の他端と接続される。第２キャパシタＣ２の他端には、負電圧−ＶＮＥＧが発生する。
【００３７】
図４（ａ）のレベルシフト回路２４は、トランジスタＭ４１〜Ｍ４３、抵抗Ｒ４１を含むが、その構成は限定されない。トランジスタＭ４２、Ｍ４３は、出力段のインバータを構成しており、トランジスタＭ４３のソースに、負電圧生成回路２２ａにより生成された負電圧−ＶＮＥＧが入力される。端子Ｐ３は、負電圧−ＶＮＥＧを外部に取り出すための端子であり、省略してもよい。あるいは第２キャパシタＣ２を、端子Ｐ３を利用してオーディオ処理回路１０の外部に設けてもよい。
【００３８】
図４（ｂ）において負電圧生成回路２２ｂは反転型のチャージポンプ回路である。負電圧生成回路２２ｂは、クロック発生回路５０、トランジスタＭ５１〜Ｍ５４、フライングキャパシタＣｆ、出力キャパシタＣｎを含む一般的な構成であるから、詳細な説明は省略する。フライングキャパシタＣｆはオーディオ処理回路１０のキャパシタ端子ＣＰ１、ＣＰ２に接続され、出力キャパシタＣｎはその端子Ｐ３に接続される。
【００３９】
トランジスタＭ５１、Ｍ５３をオン、トランジスタＭ５２、Ｍ５４をオフすることで、フライングキャパシタＣｆが電源電圧Ｖｄｄで充電される（第１ステップ）。続いて、トランジスタＭ５２、Ｍ５４をオン、トランジスタＭ５１、Ｍ５３をオフすることで、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷を出力キャパシタＣｎに転送し、出力キャパシタＣｎを、（−Ｖｄｄ）で充電する（第２ステップ）。クロックＣＬＫに応じて第１、第２ステップを交互に繰り返すことで負電圧−ＶＮＥＧが生成される。図４（ｂ）では、フライングキャパシタＣｆ、出力キャパシタＣｎがオーディオ処理回路１０に外付けされる場合を示すが、それらをオーディオ処理回路１０に集積化してもよい。
【００４０】
本実施の形態において、負電圧生成回路２２ｂが生成する負電圧−ＶＮＥＧはレベルシフト回路２４の基準電圧として利用されるものであるため、負電圧生成回路２２ｂには、それほど高い電流能力が必要とされない。そのため負電圧生成回路２２およびレベルシフト回路２４を半導体基板に集積化する場合、それらの回路面積は非常に小さくて済むという利点がある。具体的には図４（ａ）のキャパシタＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のサイズは小さくてよく、図４（ｂ）のキャパシタＣｆ、ＣｎおよびトランジスタＭ５１〜Ｍ５４のサイズは小さくてよい。一般的には、キャパシタの容量が最も回路面積にインパクトを与えるが、本実施の形態では、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃｆ、Ｃｎ等の容量値は数ｐＦ、大きくても２０〜３０ｐＦで足りるため、負電圧生成回路２２を設けることによるオーディオ処理回路１０の回路面積の増大は大きな問題とはならないというメリットがある。
【００４１】
このメリットは、以下の比較技術との対比によってさらに明確となる。図５は、比較技術に係るオーディオシステム１００ｃの構成を示すブロック図である。オーディオシステム１００ｃは、アンプ１２ｃ、負電圧生成回路６０、ヘッドホン４を備える。図５のオーディオシステム１００ｃは、負電圧生成回路６０を備える点で実施の形態と共通している。ただし図５では、負電圧生成回路６０により生成された負電圧−Ｖｄｄは、アンプ１２ｃの下側の電源端子に供給されている。アンプ１２ｃの出力信号ＳＯＵＴは、接地電圧を中心に、正負でスイングする信号となる。この形式では、カップリング用の出力キャパシタＣｏが不要であり、またミュートトランジスタ２も不要である。しかしながらこの方式は、出力信号ＳＯＵＴが負方向にスイングする際に、アンプ１２ｃが大きな電流を吸い込む（シンク）必要がある。つまり負電圧生成回路６０には非常に高い電流能力が要求される。このことは負電圧生成回路６０を半導体基板上にチャージポンプ回路やコッククロフトウォルトン回路を用いて集積化した場合に、キャパシタの容量つまりサイズが大きくなり、またトランジスタのサイズが大きくなることを意味する。あるいは、コイルを利用したスイッチングレギュレータが必要となるかもしれない。
【００４２】
実施の形態に係るオーディオシステム１００では、ミュートトランジスタ２が必要となるが、負電圧生成回路２２の面積が、図５の負電圧生成回路６０に比べて数十分の１まで小さくできる。つまり全体の回路規模としては図１のオーディオシステム１００の方が有利である。
【００４３】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【符号の説明】
【００４４】
１００…オーディオシステム、１…ミュート回路、２…ミュートトランジスタ、４…ヘッドホン、５…信号ライン、１０…オーディオ処理回路、１２…アンプ、Ｒｏ…出力抵抗、Ｃｏ…出力キャパシタ、Ｒ１…抵抗、２０…ミュート制御回路、２２…負電圧生成回路、２４…レベルシフト回路、Ｐ１…出力端子、Ｐ２…ミュート制御端子、ＨＴ…ヘッドホン端子。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号のミュート技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種オーディオ機器は、電源の投入・遮断時、たとえば機器の起動時において、ポップ音、ポップアップノイズもしくはボツ音などと呼ばれるノイズが発生する。このポップ音は、電源の投入にともない、スピーカに入力される電気信号のレベルが急激に変化することにより発生する。ポップ音を抑制するために、特許文献１に記載されるようなＭＯＳＦＥＴを用いたミュート回路が用いられる。ミュート回路は、ユーザの指示に応じた無音状態を実現するためにも利用される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−２２３５３７号公報
【特許文献２】特開２００９−１５９０４３号公報
【特許文献３】特開２００５−３０３５５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図１（ａ）、（ｂ）は、ミュート回路を備えるオーディオシステムの構成例を示す回路図である。
【０００５】
ヘッドホン端子ＨＴには、ヘッドホン２０４が接続される。ヘッドホン端子ＨＴは、ライン出力用の端子であってもよい。
オーディオ処理回路２１０は、オーディオ信号ＳＡＵＤを増幅し、ヘッドホン２０４を駆動する。ヘッドホンアンプ２１２により増幅されたオーディオ信号ＳＡＭＰは、ヘッドホンアンプ２１２の出力とヘッドホン端子ＨＴの間に直列に設けられた出力抵抗Ｒｏおよび出力キャパシタＣｏを介して、ヘッドホン２０４へと供給される。
【０００６】
オーディオシステム２００ａ、２００ｂは、ヘッドホン端子ＨＴを接地電位（０Ｖ）に固定することにより、ミュート状態を実現する。オーディオシステム２００ａ、２００ｂは、ミュート用のＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下、ミュートトランジスタ）２０２を備える。ミュートトランジスタ２０２のエミッタは接地され、そのコレクタはヘッドホン端子ＨＴに接続される。オーディオ処理回路２１０は、ミュートトランジスタ２０２のベース電位を制御することで、そのオン、オフを制御する。
【０００７】
ミュート制御信号ＭＵＴＥは、ミュート状態とすべきとき、アサート（たとえばローレベル）され、オーディオ信号ＳＡＵＤをヘッドホン２０４から出力すべきとき（非ミュート状態）、ネゲート（ハイレベル）される。
【０００８】
図１（ａ）において、バッファ（インバータ）２１４により反転されたミュート制御信号＃ＭＵＴＥ（＃は論理反転を示す）が、抵抗Ｒ１０を介してミュートトランジスタ２０２のベースに入力される。バッファ２１４が出力するミュート制御端子＃ＭＵＴＥは、ハイレベルのとき電源電圧Ｖｄｄ、ローレベルのとき接地電圧（０Ｖ）となる。
【０００９】
非ミュート状態において、ヘッドホン端子ＨＴを伝搬するオーディオ信号ＳＡＵＤは、接地電圧０Ｖを中心として、正負両方向にスイングする。ミュートトランジスタ２０２のベース電圧が接地電圧０Ｖに固定された状態で、ヘッドホン端子ＨＴつまりミュートトランジスタ２０２のコレクタの電位が負方向にスイングすると、ミュートトランジスタ２０２のベースコレクタ間が順バイアスされ、コレクタの電位が−０．７Ｖ付近にクランプ（クリップ）される。つまりオーディオ信号ＳＡＵＤの振幅レンジが制限され、その振幅レンジ外でヘッドホン２０４に入力されるオーディオ信号ＳＡＵＤが歪むという問題が発生する。
【００１０】
図１（ｂ）の回路では、非ミュート状態において、ミュートトランジスタ２０２のベースをハイインピーダンス（オープン）状態とすることにより、図１（ａ）において生ずる問題を解消できる。具体的には、ミュートトランジスタ２０２のベースに対して、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ２０３がダーリントン接続されている。抵抗Ｒ１１は、トランジスタ２０３のベースを電源電圧Ｖｄｄにプルアップする。ミュート状態では、バッファ２１４、２１６がミュート制御信号ＭＵＴＥに応じてトランジスタ２０３をオンし、ミュートトランジスタ２０２のベースがハイレベル（Ｖｄｄ）となる。非ミュート状態ではトランジスタ２０３がオフし、ミュートトランジスタ２０２のベースはハイインピーダンスとなる。その結果、オーディオ信号ＳＡＵＤがクランプされるという問題が解消される。
【００１１】
しかしながら、図１（ｂ）の回路では、非ミュート状態においてミュートトランジスタ２０２のベースが、外乱の影響を受けやすいという問題が生ずる。たとえば、ミュートトランジスタ２０２のベースに、非常に強い外乱ノイズが混入すると、ミュートトランジスタ２０２がオンするおそれがある。あるいはミュートトランジスタ２０２のベースにオーディオ帯域の外乱ノイズが混入すると、それがコレクタに伝搬し、ヘッドホン２０４から聞こえてしまうおそれがある。
【００１２】
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、従来と異なるアプローチによって振幅レンジを拡大したミュート回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のある態様は、ミュート回路に関する。このミュート回路は、接地電圧を中心として正負にスイングするミュート対象のオーディオ信号が伝搬する信号ラインと、接地端子との間に設けられた、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであるミュートトランジスタと、ミュート状態において、ミュートトランジスタのベースに正電圧の制御信号を出力してミュートトランジスタをオンし、非ミュート状態において、ミュートトランジスタのベースに負電圧の制御信号を出力してミュートトランジスタをオフするミュート制御回路と、を備える。
【００１４】
負電圧の制御信号の電圧レベルを−ＶＮＥＧ、ダイオードの順方向電圧をＶｆと書くとき、ミュートトランジスタのコレクタ端子のオーディオ信号は、−（Ｖｆ＋ＶＮＥＧ）でクランプされる。つまり、負電圧のレベルを低下させるほど、再生可能なオーディオ信号の振幅レンジを広げることができる。もしくは、再生すべきオーディオ信号の振幅レンジに応じて負電圧のレベルを決定することができる。
【００１５】
ミュート制御回路は、正の電源電圧を受け、負電圧を生成する負電圧生成回路と、電源電圧と接地電圧のいずれかのレベルをとる制御信号を受け、電源電圧と負電圧のいずれかのレベルをとる制御信号にレベルシフトするレベルシフト回路と、を含み、レベルシフトされた制御信号を、ミュートトランジスタのベースに出力してもよい。
【００１６】
負電圧生成回路は、反転型のチャージポンプ回路または反転型のコッククロフトウォルトン回路であってもよい。負電圧生成回路に要求される電流能力は低くてよいため、小型のチャージポンプ回路またはコッククロフトウォルトン回路を用いることで、回路面積の増大を抑制できる。
【００１７】
本発明の別の態様は、オーディオ処理回路である。このオーディオ処理回路は、オーディオ信号を増幅するアンプと、アンプの出力の後段に設けられた直流阻止キャパシタにより直流成分が除去されたオーディオ信号をミュートする上述のミュート回路と、を備える。
【００１８】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係るミュート回路によれば、振幅レンジを拡大することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１（ａ）、（ｂ）は、ミュート回路を備えるオーディオシステムの構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態に係るミュート回路を備えるオーディオシステムの構成を示す回路図である。
【図３】図２のオーディオシステムの動作を示す図である。
【図４】図４（ａ）、（ｂ）は、図２のオーディオ処理回路の具体的な構成例を示す回路図である。
【図５】比較技術に係るオーディオシステムの構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２２】
図２は、実施の形態に係るミュート回路を備えるオーディオシステムの構成を示す回路図である。オーディオシステム１００は、携帯型音楽プレイヤ、テレビ、音楽再生機能付きの携帯電話端末、デジタルスチルカメラ、デジタルビデオカメラなどの電子機器に搭載される。電子機器は、スピーカやヘッドホン（イヤホン）などの電気音響変換素子に対して、あるいは外部の電子機器に対して、増幅したオーディオ信号を出力する。以下、オーディオシステム１００としてヘッドホン４からオーディオ信号を出力する場合を例に説明する。
【００２３】
オーディオシステム１００は、オーディオ処理回路１０、出力抵抗Ｒｏ、出力キャパシタＣｏ、ヘッドホン４、ミュートトランジスタ２、抵抗Ｒ１を備える。
【００２４】
オーディオ処理回路１０は、アンプ１２およびミュート制御回路２０を備える。図２には、本発明の関連する部材のみが示されており、オーディオ処理回路１０には、図示しないその他の回路、たとえば電源回路、Ｄ／Ａコンバータ、Ａ／Ｄコンバータ、オーディオ信号のエンコーダ、デコーダなどがあわせて内蔵されてもよい。
【００２５】
アンプ１２は、図示しない音源により生成された、もしくはオーディオ処理回路１０の他のブロックが生成したオーディオ信号ＳＡＵＤを増幅し、増幅されたオーディオ信号ＳＡＭＰを出力端子Ｐ１から出力する。出力端子Ｐ１とヘッドホン端子ＨＴの間には、出力抵抗Ｒｏおよび出力キャパシタＣｏが直列に設けられる。ヘッドホン端子ＨＴには、ヘッドホン４が接続される。なおヘッドホン端子ＨＴには、スピーカなどの電気音響変換素子が接続されてもよいし、あるいはヘッドホン端子ＨＴは、いわゆるラインアウト端子であってもよい。出力キャパシタＣｏはアンプ１２により増幅されたオーディオ信号ＳＡＭＰの直流成分を除去する直流阻止キャパシタ（DC-blocking Capacitor）である。
【００２６】
ミュート制御回路２０、抵抗Ｒ１、ミュートトランジスタ２はミュート回路１を形成する。ヘッドホン端子ＨＴと接続される信号ライン５には、接地電圧（０Ｖ）を中心として正負にスイングするオーディオ信号ＳＯＵＴが伝搬する。ミュート回路１は、オーディオ信号ＳＯＵＴをミュート対象とする。
【００２７】
ミュートトランジスタ２は、信号ライン５と接地端子ＧＮＤとの間に設けられた、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。具体的には、ミュートトランジスタ２のエミッタは接地され、コレクタは信号ライン５と接続される。
【００２８】
ミュート制御回路２０は、ミュート状態において、ミュートトランジスタ２のベースに正電圧の制御信号ＭＵＴＥを出力してミュートトランジスタ２をオンする。またミュート制御回路２０は、非ミュート状態において、ミュートトランジスタ２のベースに負電圧の制御信号ＭＵＴＥを出力してミュートトランジスタ２をオフする。抵抗Ｒ１は、ミュート制御回路２０の制御端子Ｐ２からミュートトランジスタ２のベースに至るミュート信号ＭＵＴＥの伝搬経路上に設けられる。
【００２９】
ミュート制御回路２０は、負電圧生成回路２２とレベルシフト回路２４を含む。負電圧生成回路２２は、正の電源電圧Ｖｄｄを受け、負電圧（−ＶＮＥＧ）を生成する。後述するように負電圧生成回路２２は、反転型のチャージポンプ回路または反転型のコッククロフトウォルトン回路を用いて構成することができる。
【００３０】
レベルシフト回路２４は、ハイレベルとして電源電圧Ｖｄｄ、ローレベルとして接地電圧（０Ｖ）のいずれかをとる制御信号Ｓ１を受ける。制御信号Ｓ１は、ミュート状態においてハイレベル、非ミュート状態においてローレベルをとる。レベルシフト回路２４は、制御信号Ｓ１のローレベルを、負電圧生成回路２２からの負電圧（−ＶＮＥＧ）にレベルシフトし、ミュート制御信号ＭＵＴＥを生成する。つまりミュート制御信号ＭＵＴＥは、ミュート状態においてハイレベル（電源電圧Ｖｄｄ）、非ミュート状態においてローレベル（負電圧−ＶＮＥＧ）をとる。
【００３１】
図３は、図２のオーディオシステム１００の動作を示す図である。実線は図２のオーディオシステム１００の、一点鎖線は図１のオーディオシステム２００の動作を示す。上段は、アンプ１２により増幅されたオーディオ信号ＳＡＭＰを、下段はヘッドホン４に入力されるオーディオ信号ＳＯＵＴを示す。オーディオ信号ＳＡＭＰは、アンプ１２に対するバイアス電圧Ｖｂｉａｓを中心としてスイングする。オーディオ信号ＳＡＭＰの直流成分が出力キャパシタＣｏによって除去されるため、オーディオ信号ＳＯＵＴは接地電圧（０Ｖ）を中心として変化する。
【００３２】
図１のオーディオシステム２００では、オーディオ信号ＳＯＵＴは正方向には電源電圧Ｖｄｄまでスイングすることができるが、負方向には、−Ｖｆまでしかスイングすることができない（一点鎖線）。つまり、大振幅のオーディオ信号はクランプされ歪んでしまう。
【００３３】
これに対して、図２のオーディオシステム１００では、オーディオ信号ＳＯＵＴは正方向に電源電圧Ｖｄｄまで、負方向に−（ＶＮＥＧ＋Ｖｆ）までスイングすることができる。つまり、振幅レンジを拡大することができる。
【００３４】
バイアス電圧Ｖｂｉａｓは、電源電圧Ｖｄｄの１／２に設定される場合が多い。このとき、オーディオ信号ＳＯＵＴは最大で−Ｖｄｄ／２〜Ｖｄｄ／２の範囲でスイングする。したがって、
−（ＶＮＥＧ＋Ｖｆ）＜−Ｖｄｄ／２ …（１）
を満たすように負電圧−ＶＮＥＧを生成すれば、歪みなくオーディオ信号を再生することができる。
現実的には、オーディオ信号ＳＯＵＴは−Ｖｄｄ／２〜Ｖｄｄ／２よりも狭い範囲でスイングする。このときの振幅レンジが−ＶＭＩＮ〜ＶＭＡＸであるとき、
−（ＶＮＥＧ＋Ｖｆ）＜−ＶＭＩＮ …（２）
を満たすように負電圧−ＶＮＥＧを生成すれば、歪みなくオーディオ信号を再生することができる。
【００３５】
図４（ａ）、（ｂ）は、図２のオーディオ処理回路１０の具体的な構成例を示す回路図である。
図４（ａ）の負電圧生成回路２２ａは、コッククロフトウォルトン回路である。負電圧生成回路２２ａは、発振回路３０、第１キャパシタＣ１、第２キャパシタＣ２、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２を含む。発振回路３０は、所定の周波数のクロックＣＬＫを発生する。発振回路３０は、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、キャパシタＣ３１、インバータＮ１、Ｎ２を含むが、その構成は限定されない。
【００３６】
第１キャパシタＣ１は、その一端にクロックＣＬＫを受ける。第１キャパシタＣ１の他端には、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２のカソードが接続される。第２キャパシタＣ２は一端が接地される。第１ダイオードＤ１のアノードは接地され、第２ダイオードＤ２のアノードは、第２キャパシタＣ２の他端と接続される。第２キャパシタＣ２の他端には、負電圧−ＶＮＥＧが発生する。
【００３７】
図４（ａ）のレベルシフト回路２４は、トランジスタＭ４１〜Ｍ４３、抵抗Ｒ４１を含むが、その構成は限定されない。トランジスタＭ４２、Ｍ４３は、出力段のインバータを構成しており、トランジスタＭ４３のソースに、負電圧生成回路２２ａにより生成された負電圧−ＶＮＥＧが入力される。端子Ｐ３は、負電圧−ＶＮＥＧを外部に取り出すための端子であり、省略してもよい。あるいは第２キャパシタＣ２を、端子Ｐ３を利用してオーディオ処理回路１０の外部に設けてもよい。
【００３８】
図４（ｂ）において負電圧生成回路２２ｂは反転型のチャージポンプ回路である。負電圧生成回路２２ｂは、クロック発生回路５０、トランジスタＭ５１〜Ｍ５４、フライングキャパシタＣｆ、出力キャパシタＣｎを含む一般的な構成であるから、詳細な説明は省略する。フライングキャパシタＣｆはオーディオ処理回路１０のキャパシタ端子ＣＰ１、ＣＰ２に接続され、出力キャパシタＣｎはその端子Ｐ３に接続される。
【００３９】
トランジスタＭ５１、Ｍ５３をオン、トランジスタＭ５２、Ｍ５４をオフすることで、フライングキャパシタＣｆが電源電圧Ｖｄｄで充電される（第１ステップ）。続いて、トランジスタＭ５２、Ｍ５４をオン、トランジスタＭ５１、Ｍ５３をオフすることで、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷を出力キャパシタＣｎに転送し、出力キャパシタＣｎを、（−Ｖｄｄ）で充電する（第２ステップ）。クロックＣＬＫに応じて第１、第２ステップを交互に繰り返すことで負電圧−ＶＮＥＧが生成される。図４（ｂ）では、フライングキャパシタＣｆ、出力キャパシタＣｎがオーディオ処理回路１０に外付けされる場合を示すが、それらをオーディオ処理回路１０に集積化してもよい。
【００４０】
本実施の形態において、負電圧生成回路２２ｂが生成する負電圧−ＶＮＥＧはレベルシフト回路２４の基準電圧として利用されるものであるため、負電圧生成回路２２ｂには、それほど高い電流能力が必要とされない。そのため負電圧生成回路２２およびレベルシフト回路２４を半導体基板に集積化する場合、それらの回路面積は非常に小さくて済むという利点がある。具体的には図４（ａ）のキャパシタＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のサイズは小さくてよく、図４（ｂ）のキャパシタＣｆ、ＣｎおよびトランジスタＭ５１〜Ｍ５４のサイズは小さくてよい。一般的には、キャパシタの容量が最も回路面積にインパクトを与えるが、本実施の形態では、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃｆ、Ｃｎ等の容量値は数ｐＦ、大きくても２０〜３０ｐＦで足りるため、負電圧生成回路２２を設けることによるオーディオ処理回路１０の回路面積の増大は大きな問題とはならないというメリットがある。
【００４１】
このメリットは、以下の比較技術との対比によってさらに明確となる。図５は、比較技術に係るオーディオシステム１００ｃの構成を示すブロック図である。オーディオシステム１００ｃは、アンプ１２ｃ、負電圧生成回路６０、ヘッドホン４を備える。図５のオーディオシステム１００ｃは、負電圧生成回路６０を備える点で実施の形態と共通している。ただし図５では、負電圧生成回路６０により生成された負電圧−Ｖｄｄは、アンプ１２ｃの下側の電源端子に供給されている。アンプ１２ｃの出力信号ＳＯＵＴは、接地電圧を中心に、正負でスイングする信号となる。この形式では、カップリング用の出力キャパシタＣｏが不要であり、またミュートトランジスタ２も不要である。しかしながらこの方式は、出力信号ＳＯＵＴが負方向にスイングする際に、アンプ１２ｃが大きな電流を吸い込む（シンク）必要がある。つまり負電圧生成回路６０には非常に高い電流能力が要求される。このことは負電圧生成回路６０を半導体基板上にチャージポンプ回路やコッククロフトウォルトン回路を用いて集積化した場合に、キャパシタの容量つまりサイズが大きくなり、またトランジスタのサイズが大きくなることを意味する。あるいは、コイルを利用したスイッチングレギュレータが必要となるかもしれない。
【００４２】
実施の形態に係るオーディオシステム１００では、ミュートトランジスタ２が必要となるが、負電圧生成回路２２の面積が、図５の負電圧生成回路６０に比べて数十分の１まで小さくできる。つまり全体の回路規模としては図１のオーディオシステム１００の方が有利である。
【００４３】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【符号の説明】
【００４４】
１００…オーディオシステム、１…ミュート回路、２…ミュートトランジスタ、４…ヘッドホン、５…信号ライン、１０…オーディオ処理回路、１２…アンプ、Ｒｏ…出力抵抗、Ｃｏ…出力キャパシタ、Ｒ１…抵抗、２０…ミュート制御回路、２２…負電圧生成回路、２４…レベルシフト回路、Ｐ１…出力端子、Ｐ２…ミュート制御端子、ＨＴ…ヘッドホン端子。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
接地電圧を中心として正負にスイングするミュート対象となるオーディオ信号が伝搬する信号ラインと、接地端子との間に設けられた、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであるミュートトランジスタと、
ミュート状態において、前記ミュートトランジスタのベースに正電圧の制御信号を出力して前記ミュートトランジスタをオンし、非ミュート状態において、前記ミュートトランジスタのベースに負電圧の制御信号を出力して前記ミュートトランジスタをオフするミュート制御回路と、
を備えることを特徴とするミュート回路。
【請求項２】
前記ミュート制御回路は、
正の電源電圧を受け、負電圧を生成する負電圧生成回路と、
電源電圧と接地電圧のいずれかのレベルをとる制御信号を受け、前記電源電圧と前記負電圧のいずれかのレベルをとる制御信号にレベルシフトするレベルシフト回路と、
を含み、レベルシフトされた前記制御信号を、前記ミュートトランジスタのベースに出力することを特徴とする請求項１に記載のミュート回路。
【請求項３】
前記負電圧生成回路は、反転型のチャージポンプ回路または反転型のコッククロフトウォルトン回路であることを特徴とする請求項２に記載のミュート回路。
【請求項４】
オーディオ信号を増幅するアンプと、
前記アンプの出力の後段に設けられた直流阻止キャパシタにより直流成分が除去されたオーディオ信号をミュートする請求項１から３のいずれかに記載のミュート回路と、
を備えることを特徴とするオーディオ処理回路。
【請求項１】
接地電圧を中心として正負にスイングするミュート対象となるオーディオ信号が伝搬する信号ラインと、接地端子との間に設けられた、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであるミュートトランジスタと、
ミュート状態において、前記ミュートトランジスタのベースに正電圧の制御信号を出力して前記ミュートトランジスタをオンし、非ミュート状態において、前記ミュートトランジスタのベースに負電圧の制御信号を出力して前記ミュートトランジスタをオフするミュート制御回路と、
を備えることを特徴とするミュート回路。
【請求項２】
前記ミュート制御回路は、
正の電源電圧を受け、負電圧を生成する負電圧生成回路と、
電源電圧と接地電圧のいずれかのレベルをとる制御信号を受け、前記電源電圧と前記負電圧のいずれかのレベルをとる制御信号にレベルシフトするレベルシフト回路と、
を含み、レベルシフトされた前記制御信号を、前記ミュートトランジスタのベースに出力することを特徴とする請求項１に記載のミュート回路。
【請求項３】
前記負電圧生成回路は、反転型のチャージポンプ回路または反転型のコッククロフトウォルトン回路であることを特徴とする請求項２に記載のミュート回路。
【請求項４】
オーディオ信号を増幅するアンプと、
前記アンプの出力の後段に設けられた直流阻止キャパシタにより直流成分が除去されたオーディオ信号をミュートする請求項１から３のいずれかに記載のミュート回路と、
を備えることを特徴とするオーディオ処理回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１１−６１３９５（Ｐ２０１１−６１３９５Ａ）
【公開日】平成２３年３月２４日（２０１１．３．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２０７６６０（Ｐ２００９−２０７６６０）
【出願日】平成２１年９月９日（２００９．９．９）
【出願人】（０００１１６０２４）ローム株式会社 (3,539)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月２４日（２０１１．３．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年９月９日（２００９．９．９）
【出願人】（０００１１６０２４）ローム株式会社 (3,539)
【Ｆターム（参考）】
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