モータの駆動装置
【課題】モータ回転数の高速域において所望のトルクを得るとともに、過電流によるインバータの劣化を抑制することを目的とする。
【解決手段】ＭＰＵ８は、圧縮機モータ５の出力トルク及び圧縮機モータ５に供給される直流電圧の少なくとも１つを用いて切替回転数を設定し、この切替回転数を既定の最小切替回転数と比較し、切替回転数が最小切替回転数以上であった場合に、切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切替を行い、切替回転数が最小切替回転数未満であった場合に、最小切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切替を行う。
【解決手段】ＭＰＵ８は、圧縮機モータ５の出力トルク及び圧縮機モータ５に供給される直流電圧の少なくとも１つを用いて切替回転数を設定し、この切替回転数を既定の最小切替回転数と比較し、切替回転数が最小切替回転数以上であった場合に、切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切替を行い、切替回転数が最小切替回転数未満であった場合に、最小切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切替を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、空気調和機に使用される圧縮機モータ等を駆動制御するモータの駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、空気調和機に使用される圧縮機は、１回転の間に吸入、圧縮、吐出の各行程を行う。このとき、冷媒ガス圧の変化のため、定常的な負荷トルク変動が発生する。一方、圧縮機に接続された駆動モータは、１回転中に一定のモータ出力トルクを発生するように運転されている。このため、モータ出力トルクと負荷トルクとの不平衡に起因した回転数変動が生じ、それによって振動が発生する。そこで、このようなモータ出力トルクと負荷トルクとの不平衡に起因した回転数変動を抑制するために、種々の制御方法が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１には、モータの回転位置に応じてモータ出力トルクを変動させるための基準となる正規化トルクパターンを予め記憶しておき、モータの平均出力トルクと該正規化トルクパターンとの積により、モータの回転位置に応じてモータ出力トルクを変動させるための補償トルクパターンを生成し、モータに供給する電流値を補正するモータの制御方法が開示されている。
また、例えば、特許文献２には、センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを組み合わせたモータ駆動制御方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−２４５５０６号公報
【特許文献２】特開２００５−２１０８１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に開示されている発明では、インバータの出力電圧の制限によって運転速度に上限があり、高速域において所望するトルクを得ることが困難な場合があった。
また、特許文献２に開示されている発明では、センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替える切替回転数によっては、圧縮機モータのピーク電流がインバータを構成する素子の電流上限値を超えてしまい、インバータを損傷させてしまう可能性があった。
【０００６】
本発明は、上記問題を解決するためになされたもので、モータ回転数の高速域において所望のトルクを得ることができるとともに、過電流によるインバータの劣化を抑制することのできるモータの駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、モータ回転数に基づいてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替えて前記インバータを制御するインバータ制御手段とを具備し、前記センサレスベクトル制御は、前記Ｖ／ｆ制御よりもモータ回転数が低い領域で使用され、前記インバータ制御手段は、Ｖ／ｆ制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定された最小切替回転数を有し、前記モータの出力トルク及び前記インバータに供給される直流電圧の少なくとも一つを用いて切替回転数を設定し、該切替回転数が前記最小切替回転数以上であるか否かを判定し、該切替回転数が前記最小切替回転数以上である場合には該切替回転数を用いて、センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行い、該切替回転数が前記最小切替回転数未満である場合には、前記最小切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行うモータの駆動装置を提供する。
【０００８】
Ｖ／ｆ制御においては、モータ回転数が低いほどモータのピーク電流が大きくなるため、モータの低速域でＶ／ｆ制御を採用することは好ましくない。また、センサレスベクトル制御においては、モータの高速域で出力トルクが落ち込むという傾向を有しているため、モータの高速域でセンサレスベクトル制御を採用することは好ましくない。
本発明は、モータのピーク電流の観点から最小切替回転数を設定し、この切替回転数以下の領域ではＶ／ｆ制御の採用を避けることにより、インバータを構成する素子が損傷を受けない範囲に、モータ電流を抑制する。
また、最小切替回転数以上の回転数領域においては、切替回転数をモータ出力トルク及びインバータに供給される直流電圧の少なくとも一方に基づいて決定するので、モータの運転状況に応じて制御の切替タイミングを変化させることができる。
【０００９】
上記モータの駆動装置において、前記切替回転数として、例えば、既定の定数をモータの出力トルクで除算した値を用いてもよい。また、前記切替回転数として、例えば、既定の定数にインバータに供給される直流電圧を乗算した値を用いてもよい。若しくは、前記切替回転数として、既定の第１定数をモータの出力トルクで除算した値及びインバータに供給される直流電圧を既定の第２定数に乗算した値を用いてもよい。
更に、上記モータの駆動装置において、前記切替回転数には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられるときと、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられるときとで、ヒステリシスが設けられていてもよい。
【００１０】
本発明は、直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、モータ回転数に基づいてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替えて前記インバータを制御するインバータ制御手段とを具備し、前記センサレスベクトル制御は、前記Ｖ／ｆ制御よりもモータ回転数が低い領域で使用され、前記インバータ制御手段は、Ｖ／ｆ制御における前記モータの電流−回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定され、かつ、センサレスベクトル制御におけるモータ出力トルク−回転数特性において、モータ出力トルクが前記最大負荷トルク以上となる回転数範囲に設定された切替回転数を有し、該切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行うモータの駆動装置を提供する。
【００１１】
本発明によれば、インバータを構成する素子を損傷させる電流値以下の回転数であって、かつ、最大負荷トルクを満足できる回転数範囲に、切替回転数が設定されるので、インバータを構成する素子を過電流により損傷させることなく、できるだけ多くのトルクをセンサレスベクトル制御によって供給することが可能となる。
【００１２】
本発明は、上記いずれかのモータの駆動装置を備える空気調和機を提供する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、モータ回転数の高速域において所望のトルクを得ることができるとともに、過電流によるインバータの劣化を抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るモータの駆動装置の概略構成を示した図である。
【図２】ＭＰＵによって実現されるセンサレスベクトル制御の機能を展開して示した機能ブロック図である。
【図３】ＭＰＵによって実現されるＶ／ｆ制御の機能を展開して示した機能ブロック図である。
【図４】センサレスベクトル制御及びＶ／ｆ制御の回転速度-モータ出力トルク特性を示した図である。
【図５】切替回転数ω１、ω２をモータ出力トルクに基づいて設定した場合のモータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を示した図である。
【図６】切替回転数ω１、ω２をインバータに供給される直流電圧に基づいて設定した場合のモータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を示した図である。
【図７】切替回転数ω１、ω２をモータ出力トルク及びインバータに供給される直流電圧に基づいて設定した場合の直流電圧／モータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を示した図である。
【図８】Ｖ／ｆ制御及びセンサレスベクトル制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性の一例を示した図である。
【図９】Ｖ／ｆ制御及びセンサレスベクトル制御におけるモータ出力トルク−回転数特性の一例を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明に係るモータの駆動装置を空気調和機に使用される圧縮機モータに適用した場合の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、本発明に係るモータの駆動装置は、下記に示す圧縮機モータのみに適用されるものではなく、モータ全般に広く適用することができる。
【００１６】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータの駆動装置の概略構成を示した図である。図１に示されるように、モータの駆動装置は、ＡＣ電源１と、ＡＣ−ＤＣコンバータ２と、インバータ３と、インバータ３を制御するＭＰＵ（Micro Processing Unit）８とを備えている。また、図１において、符号５は、モータの駆動装置により駆動される圧縮機モータである。
【００１７】
ＡＣ電源１は、交流電圧ＶＡＣをＡＣ−ＤＣコンバータ２に供給する。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、交流電圧ＶＡＣを直流電圧ＶＤＣに変換し、直流電圧ＶＤＣをインバータ３に供給する。インバータ３は、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗを介して圧縮機モータ５に接続されている。インバータ３は、直流電圧ＶＤＣから３相の駆動電圧を生成し、生成した３相の駆動電圧を、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗを介して圧縮機モータ５のｕ相電機子巻線、ｖ相電機子巻線、及びｗ相電機子巻線に供給する。圧縮機モータ５の電機子巻線は、供給された３相の駆動電圧から回転磁界を生成する。
【００１８】
ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗを流れるｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、ｗ相電流ｉｗは、電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗによってそれぞれ計測され、その計測値がＭＰＵ８（インバータ制御手段）に与えられる。なお、上述のように、それぞれの相の電流を各電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗによって計測するのではなく、２相の電流を測定し、残りの１相については以下の（１）式を用いて演算により求めることとしてもよい。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ （１）
【００１９】
圧縮機モータ５のロータからの磁気的相互作用によって電機子のｕ相電機子巻線、ｖ相電機子巻線、及びｗ相電機子巻線にそれぞれ誘起されるｕ相誘起電圧ｖｕｉ，ｖ相誘起電圧ｖｖｉ、及びｗ相誘起電圧ｖｗｉは、後述する電圧検出回路７によって計測され、その計測値がＭＰＵ８に与えられる。
【００２０】
ＭＰＵ８は、電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗによってそれぞれ計測された電機子電流ｉｕ、ｉｖ、及びｉｗと、電圧検出回路７によって計測されたｕ相誘起電圧ｖｕｉ、ｖ相誘起電圧ｖｖｉ、及びｗ相誘起電圧ｖｗｉとに応答して、インバータ３を制御するＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。
【００２１】
ＰＷＭ信号ＳＰＷＭは、ロータの速度がＭＰＵ８に与えられる速度指令に制御されるように生成される。インバータ３を構成するスイッチングトランジスタ（図示されない）は、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答してオンオフされ、これにより、３相の駆動電圧が圧縮機モータ５の電機子巻線に供給される。このようなＭＰＵ８の全ての動作は、制御用コンピュータプログラムに従って実行される。
【００２２】
ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に直流電圧ＶＤＣを供給する電源線には、直流電圧ＶＤＣを測定する電圧検出回路９が接続されている。電圧検出回路９は、測定された直流電圧ＶＤＣを通知する電圧通知信号をＭＰＵ８に供給する。
【００２３】
ＭＰＵ８は、圧縮機モータ５の速度指令に応じて、オープンループ制御、等幅ＰＷＭ制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／ｆ制御のうちから一の制御方法を選択し、その制御方法に従ってインバータ３を制御する。具体的には、圧縮機モータ５の起動の初期にはオープンループ制御が使用され、低速領域では等幅ＰＷＭ制御が使用され、中速領域ではセンサレスベクトル制御が使用され、高速領域ではＶ／ｆ制御が使用される。本実施形態では、制御方法を切り替えることによって広い速度領域の実現と、高いトルク出力との両立が図られている。
【００２４】
本実施形態では、本発明の特徴であるセンサレスベクトル制御及びＶ／ｆ制御について主に説明し、公知の制御方法であるオープンループ制御及び等幅ＰＷＭ制御については説明を省略する。なお、これらの制御については、例えば、特開２００５−２１０８１３号公報（特許文献２）に開示されている方法を採用することが可能である。
【００２５】
また、本発明は、上記センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御へ切り替えるタイミング及びセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御へ切り替えるタイミングを主な特徴の一つとしている。制御の切替タイミングについての詳細は後述するものとし、ここでは、センサレスベクトル制御、Ｖ／Ｆ制御がそれぞれどのように行われるのかを詳しく説明する。
【００２６】
〔センサレスベクトル制御〕
センサレスベクトル制御とは、圧縮機モータ５の電機子電流からロータの位置と回転数とを推定し、推定されたロータの位置と回転数とに応答して、圧縮機モータ５に供給される電機子電流のｑ軸電流とｄ軸電流とを制御するものである。
【００２７】
図２は、ＭＰＵ８によって実現されるセンサレスベクトル制御の機能を展開して示した機能ブロック図である。ＭＰＵ８によるセンサレスベクトル制御は、Ａ／Ｄ変換部１１、３相／２相変換部１２、速度・位置推定部１３、速度制御部１４、電流制御部１５、２相／３相変換部１６、ＰＷＭ計算部１７、及びＡ／Ｄ変換部１８を備えている。ＭＰＵ８の内部では、図２に示されている各部による演算が、システムクロックのクロックサイクル毎に行われる。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換部１１では、電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗが出力する出力信号がＡ／Ｄ変換され、ｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）がＭＰＵ８に取り込まれる。
【００２９】
３相／２相変換部１２では、ＭＰＵ８は、Ａ／Ｄ変換部１１によって取得されたｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）に対して、一つ前のクロックサイクルで算出されたロータの推定位置θ〜を用いて３相／２相変換が行われ、ｑ軸電流及びｄ軸電流が算出される。
【００３０】
速度・位置推定部１３では、３相／２相変換部１２で算出されたｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄと、一つ前のクロックサイクルにおいて電流制御部１５で算出されたｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄとから、現在のロータの推定位置θ〜及びロータの推定速度ω〜、並びに、次のクロックサイクルにおけるロータの推定位置θ２３〜が算出される。推定位置θ〜、θ２３〜、及び推定速度ω〜は、圧縮機モータ５のモータモデルを用いて算出される。推定位置θ〜、θ２３〜、及び推定速度ω〜の算出の手順については、例えば、特開２００５−２１０８１３号公報（特許文献２）に開示されている方法を採用することができる。
【００３１】
速度制御部１４では、速度指令ω＊とロータの推定速度ω〜との偏差が算出され、該偏差が０に近づくように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｄ軸電流指令値ｉｄ＊とが生成される。一般的には、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊は０である。しかし、速度指令ω＊が高いために弱め界磁制御を行う必要がある場合には、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊は負に設定される。
【００３２】
電流制御部１５では、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流との偏差、及びｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの偏差が算出され、これらの偏差が０に近づくようにｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄが決定される。ｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄの決定には、ロータの推定速度ω〜が使用される。
【００３３】
２相／３相変換部１６では、決定されたｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄに対して２相／３相変換が行われ、圧縮機モータ５に供給されるべき３相駆動電圧のｕ相電圧ｖｕ、ｖ相電圧ｖｖ、及びｗ相電圧ｖｗが算出される。この２相／３相変換部１６では、次のクロックサイクルにおけるロータの推定位置θ２３〜が使用される。
【００３４】
ＰＷＭ計算部１７では、算出されたｕ相電圧ｖｕ、ｖ相電圧ｖｖ、及びｗ相電圧ｖｗを有する３相駆動電圧が圧縮機モータ５に供給されるようにインバータ３を制御するＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの生成には、ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に供給される直流電圧ＶＤＣの大きさが参照される。電圧検出回路９が出力する電圧通知信号に対してＡ／Ｄ変換部１８においてＡＤ変換が行われて直流電圧ＶＤＣが取得され、その直流電圧ＶＤＣを参照してＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。インバータ３のスイッチングトランジスタは、生成されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答してターンオン又はターンオフされる。
【００３５】
〔Ｖ／ｆ制御〕
Ｖ／ｆ制御とは、圧縮機モータ５の電機子電流から、圧縮機モータ５に供給される３相交流電圧の角周波数指令ωｆ＊を生成し、更に、圧縮機モータ５に供給される３相交流電圧のγ軸電圧ｖγを、下記（２）式が成立するように生成する制御である。
【００３６】
ｖγ＝Λδ＊×ωｆ＊−Ｖｏｆｓγ （２）
【００３７】
（２）式において、Λδ＊は、圧縮機モータ５の逆起電圧係数であり、Ｖｏｆｓγは、オフセット電圧である。オフセット電圧Ｖｏｆｓγを無視すれば角周波数指令ｆ＊（＝ωｆ＊／２π）とγ軸電圧ｖγとについて、ｖγ／ｆ＊が一定値Λδ＊となる。当業者に知られているように、γ−δ座標系とは、電機子によって生成される回転磁束の方向にγ軸が、回転方向にγ軸に９０°で直交する方向にδ軸が定められた座標系である。
【００３８】
図３は、ＭＰＵ８によって実現されるＶ／ｆ制御の機能を展開して示した機能ブロック図である。ＭＰＵ８によるＶ／ｆ制御は、Ａ／Ｄ変換部３１、３相／２相変換部３２、速度・位置指令生成部３３、電圧指令生成部３４、２相／３相変換部３５、ＰＷＭ計算部３６及びＡ／Ｄ変換部３７を備えている。ＭＰＵ８の内部では、図３に示されている各部による演算が、システムクロックのクロックサイクル毎に行われる。
【００３９】
Ａ／Ｄ変換３１では、電流計測器６ｕ、６ｖ、６ｗが出力する出力信号がＡ／Ｄ変換され、ｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）がＭＰＵ８に取り込まれる。
【００４０】
３相２相変換３２では、ＭＰＵ８は、Ａ／Ｄ変換３１によって取得されたｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）に対して、一つ前のクロックサイクルで算出されたロータの位置指令θ＊を用いて３相２相変換が行われ、γ軸電流及びδ軸電流が算出される。位置指令θ＊は、γ−δ座標系で記述される。
【００４１】
速度・位置指令生成部３３では、速度指令ω＊とγ軸電流とから、圧縮機モータ５に供給される３相交流電圧の角周波数指令ωｆ＊とロータの位置指令θ＊が算出される。
【００４２】
角周波数指令ωｆ＊は、たとえば、以下の（３）式を用いて算出される。
【００４３】
ωｆ＊＝ω＊−ｋω×ｉγ （３）
【００４４】
（３）式において、ｋωは、正の定数である。（３）式によれば、γ軸電流ｉγが増加すると、即ち、モータ出力トルクが増加すると角周波数指令ωｆ＊は減少し、γ軸電流ｉγが減少すると、即ち、モータ出力トルクが減少すると角周波数指令ωｆ＊は増加する。（３）式を使用することにより、モータ出力トルクが増加した場合には、角周波数指令ωｆ＊を減少させることによって失速が防止され、モータ出力トルクが減少した時には、角周波数指令ωｆ＊を増加させることによってロータが加速しないように制御される。
また、位置指令θ＊は、速度指令ω＊を積分することによって算出される。例えば、以下の（４）式を用いて算出される。
【００４５】
θ＊＝∫ω＊ｄｔ （４）
【００４６】
電圧指令生成部３４では、以下の（５）式及び（６）式を用いてγ軸電圧ｖγ、及びδ軸電圧ｖδが算出される。
【００４７】
ｖγ＝Λδ＊×ωｆ＊−Ｖｏｆｓγ （５）
ｖδ＝−Ｋδ×ｉδ （６）
【００４８】
（５）、（６）式において、Λδ＊は圧縮機モータ５の逆起電圧係数であり、Ｖｏｆｓγはオフセット電圧であり、Ｋｄは正の定数である。（５）、（６）式は、Ｖ／ｆ制御の基本式である。
【００４９】
２相／３相変換３５では、決定されたγ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδに対して２相３相変換が行われ、圧縮機モータ５に供給されるべき３相駆動電圧のｕ相電圧ｖｕ、ｖ相電圧ｖｖ、及びｗ相電圧ｖｗが算出される。この２相３相変換では、ロータの位置指令θ＊が使用される。
【００５０】
ＰＷＭ計算３６では、算出されたｕ相電圧ｖｕ、ｖ相電圧ｖｖ、及びｗ相電圧ｖｗを有する３相駆動電圧が圧縮機モータ５に供給されるようにインバータ３を制御するＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの生成には、ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に供給される直流電圧ＶＤＣの大きさが参照される。電圧検出回路９が出力する電圧通知信号に対してＡ／Ｄ変換３７が行われて直流電圧ＶＤＣが取得され、その直流電圧ＶＤＣを参照してＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。インバータ３のスイッチングトランジスタは、生成されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答してターンオン又はターンオフされる。
【００５１】
次に、図４に、センサレスベクトル制御及びＶ／ｆ制御の回転速度-モータ出力トルク特性を示す。
図４に示すように、センサレスベクトル制御の利点は、同一モータ出力電流に対しては（即ち、スイッチング素子の容量がある値に定められた、あるインバータに対しては）、その出力トルクが大きいことである。ｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流ｉｄとを独立して制御可能なセンサレスベクトル制御は、他の制御方法と比べて、より大きなモータ出力トルクを得ることが可能である。加えて、センサレスベクトル制御は、ｄ軸電流ｉｄの制御によって弱め界磁制御を行うことができる。弱め界磁制御は、圧縮機モータ５の高速運転を可能にする。
しかしながら，圧縮機モータ５に供給される電圧の制限のために、弱め界磁制御をもってしても圧縮機モータ５の回転速度に、ある上限が課せられることは避けがたい。
【００５２】
これに対し、Ｖ／ｆ制御の利点は、圧縮機モータ５を高速に運転できることである。γ軸電流に応答して、即ちモータ出力トルクに応答して角周波数指令ωｆ＊が決定され、その角周波数指令ωｆ＊から（５）式によってγ軸電圧が決定されることにより、高速領域でのロータの回転速度が安定化される。加えて、モータモデルを用いたロータの推定位置θ〜及び推定速度ω〜を行わないＶ／ｆ制御は、演算量が少なく、高速運転時の制御に適している。
【００５３】
次に、本発明の主となる特徴の一つである制御の切替について説明する。
上述したＭＰＵ８は、圧縮機モータ５の出力トルク（モータ出力トルク）に基づいて切替回転数を設定し、この切替回転数が予め設定されている最小切替回転数以上であるか否かを判定し、該切替回転数が最小切替回転数以上である場合には、モータ回転数が該切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が該切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。また、上記切替回転数が最小切替回転数未満であった場合には、ＭＰＵ８は、モータ回転数が最小切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が最小切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。
ここで、最小切替回転数は、Ｖ／ｆ制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定されている（図８参照）。
【００５４】
本実施形態において、上記切替回転数は、定数Ｋτをモータ出力トルクτによって除算した値に設定される。このとき、切替回転数にヒステリシスを持たせることが好ましい。これにより、制御の切替のチャタリングを防止する。
【００５５】
具体的には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える切替回転数ω１、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替える切替回転数ω２を以下のように設定する。
【００５６】
ω１＝Ｋτ／τ （７）
【００５７】
ω２＝ω１−α （８）
【００５８】
上記（７）式において、Ｋτは所定の定数、τはモータ出力トルクである。また、（８）式において、αは所定の定数であり、任意の数に設定可能である。
【００５９】
上述のように、切替回転数ω１、ω２を設定した場合のモータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を図５に示す。なお、図５では、切替回転数ω１，ω２が最小切替回転数以上である場合を示している。
まず、切替回転数ω１、ω２は、その時々のモータ出力トルクに応じて、その都度設定される。これにより、図５に示すように、切替回転数ω１、ω２は、モータ出力トルクが一定のときは一定であり、モータ出力トルクが減少すればその減少率に合わせて増加し、モータ出力トルクが増加すればその増加率に合わせて減少する。これにより、センサレスベクトル制御で制御されている場合に、モータ回転数が切替回転数ω１以上となれば、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切替えられ、Ｖ／ｆ制御で制御されている場合にモータ回転数が切替回転数ω２未満となればＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる。
【００６０】
以上説明したように、本実施形態に係るモータの駆動装置によれば、切替回転数をモータ出力トルクに応じて設定するので、モータの運転状況に応じて適切な切り替え回転数を設定することが可能となる。これにより、所望のトルクを得ることが可能となる。更に、切替回転数を最小切替回転数以上に設定するので、モータのピーク電流をインバータを構成する素子の耐電流（上限電流値）以下に抑えることができ、過電流によるインバータの損傷を回避することができる。
【００６１】
〔変形例１〕
上記実施形態では、切替回転数をモータ出力トルクに応じて設定していたが、本変形例では、切替回転数をインバータに供給される直流電圧に基づいて決定する。そして、この切替回転数が予め設定されている最小切替回転数以上であるか否かを判定し、該切替回転数が最小切替回転数以上である場合には、モータ回転数が該切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が該切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。また、上記切替回転数が最小切替回転数未満であった場合には、ＭＰＵ８は、モータ回転数が最小切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が最小切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。
本変形例において、切替回転数は、例えば、定数Ｋｖを直流電圧Ｖに乗算した値に設定される。このとき、切替回転数にヒステリシスを持たせることが好ましい。これにより、制御の切替のチャタリングを防止する。
【００６２】
具体的には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える切替回転数ω１、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替える切替回転数ω２を以下のように設定する。
【００６３】
ω１＝Ｋｖ×Ｖ （９）
【００６４】
ω２＝ω１−α （１０）
【００６５】
上記（９）式において、Ｋｖは所定の定数、Ｖは直流電圧である。また、（１０）式において、αは所定の定数であり、任意の数に設定可能である。
【００６６】
上述のように、切替回転数ω１、ω２を設定した場合の直流電圧、モータ回転数、及び制御切替についての一例を図６に示す。なお、図６では、切替回転数ω１，ω２が最小切替回転数以上である場合について示している。
まず、切替回転数ω１、ω２は、その時々の直流電圧に応じて、その都度設定される。これにより、図６に示すように、切替回転数ω１、ω２は、直流電圧が一定のときは一定であり、直流電圧が減少すればそれに伴い減少し、直流電圧が増加すればそれに伴い増加する。これにより、センサレスベクトル制御で制御されている場合に、モータ回転数が切替回転数ω１以上となれば、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切替えられ、Ｖ／ｆ制御で制御されている場合にモータ回転数が切替回転数ω２未満となればＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる。
【００６７】
以上説明したように、本実施形態に係るモータの駆動装置によれば、切替回転数をインバータに供給される直流電圧に応じて設定するので、モータの運転状況に応じて適切な切り替え回転数を設定することが可能となる。これにより、所望のトルクを得ることが可能となる。更に、切替回転数を最小切替回転数以上に設定するので、モータのピーク電流をインバータを構成する素子の耐電流以下に抑えることができ、過電流によるインバータの損傷を回避することができる。
【００６８】
〔変形例２〕
上記実施形態では、切替回転数をモータ出力トルクに応じて設定していたが、本変形例では、切替回転数をモータ出力トルク及びインバータに供給される直流電圧に基づいて決定する。そして、この切替回転数が予め設定されている最小切替回転数以上であるか否かを判定し、該切替回転数が最小切替回転数以上である場合には、モータ回転数が該切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が該切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。また、上記切替回転数が最小切替回転数未満であった場合には、ＭＰＵ８は、モータ回転数が最小切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が最小切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。
本変形例において、切替回転数は、例えば、定数Ｋｖを直流電圧Ｖに乗算した値と、定数Ｋτをモータ出力トルクτによって除算した値とを乗算した値に設定される。このとき、切替回転数にヒステリシスを持たせることが好ましい。これにより、制御の切替えのチャタリングを防止する。
【００６９】
具体的には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える切替回転数ω１、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替える切替回転数ω２を以下のように設定する。
【００７０】
ω１＝Ｋｖ×Ｖ×Ｋτ／τ （１１）
【００７１】
ω２＝ω１−α （１２）
【００７２】
上記（１１）式において、Ｋｖは所定の定数、Ｖはインバータに供給される直流電圧、Ｋτは所定の定数、τはモータ出力トルクである。また、（１２）式において、αは所定の定数であり、任意の数に設定可能である。
【００７３】
上述のように、切替回転数ω１、ω２を設定した場合の直流電圧／モータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を図７に示す。なお、図７では、切替回転数ω１，ω２が最小切替回転数以上である場合について示している。
まず、切替回転数ω１、ω２は、その時々の直流電圧に応じて、その都度設定される。これにより、図７に示すように、切替回転数ω１、ω２は、直流電圧をモータ出力トルクで除算した値（Ｖ／τ）が一定のときは一定であり、直流電圧をモータ出力トルクで除算した値（Ｖ／τ）が減少すればそれに伴い減少し、直流電圧をモータ出力トルクで除算した値（Ｖ／τ）が増加すればそれに伴い増加する。これにより、センサレスベクトル制御で制御されている場合に、モータ回転数が切替回転数ω１以上となれば、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切替えられ、Ｖ／ｆ制御で制御されている場合にモータ回転数が切替回転数ω２未満となればＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる。
【００７４】
以上、説明したように、本実施形態に係るモータの駆動装置によれば、切替回転数をモータ出力トルク及びインバータに供給される直流電圧に応じて設定するので、モータの運転状況に応じて適切な切り替え回転数を設定することが可能となる。これにより、所望のトルクを得ることが可能となる。更に、切替回転数を最小切替回転数以上に設定するので、モータのピーク電流をインバータを構成する素子の耐電流以下に抑えることができ、過電流によるインバータの損傷を回避することができる。
【００７５】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
本実施形態に係るモータの駆動装置では、切替回転数の設定手法が上記第１の実施形態に係る切替回転数の設定手法と異なる。
本実施形態においては、図８に示すようなＶ／ｆ制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性において、電流値が所定の電流閾値以下となる回転数範囲に切替回転数が設定され、かつ、図９に示すようなセンサレスベクトル制御におけるモータ出力トルク−回転数特性において、モータ出力トルクが最大負荷トルク以上となる回転数範囲に切替回転数が設定されている。好ましくは、上記両方の条件を満足する最も大きい回転数に、切替回転数を設定するとよい。ここで、上記所定の電流閾値は、インバータを構成する素子の電流特性から決定される。また、最大負荷トルクとは、圧縮機を使用する環境下において、圧縮機モータに必要とされる最大のモータ出力トルクのことである。
【００７６】
また、切替回転数にヒステリシスを持たせることが好ましい。例えば、上述した第１の実施形態のように、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える切替回転数をω１とした場合には、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替える切替回転数ω２を、上記（１２）式を用いて決定するとよい。
【００７７】
本実施形態においては、上述した切替回転数ω１、ω２に基づいて制御の切替が行われる。このように、本実施形態に係るモータ駆動装置によれば、インバータを構成する素子を損傷させる電流値以下の回転数であって、かつ、最大負荷トルクを満足できる回転数範囲に、切替回転数が設定されるので、インバータ３を構成する素子を過電流により損傷させることなく、できるだけ多くのトルクをセンサレスベクトル制御によって供給することが可能となる。
【符号の説明】
【００７８】
１ ＡＣ電源
２ ＡＣ−ＤＣコンバータ
３ インバータ
４ｕ ｕ相電源線
４ｖ ｖ相電源線
４ｗ ｗ相電源線
５ 圧縮機モータ
６ｕ，６ｖ，６ｗ 電流検出器
７ 電圧検出回路
８ ＭＰＵ
９ 電圧検出回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、空気調和機に使用される圧縮機モータ等を駆動制御するモータの駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、空気調和機に使用される圧縮機は、１回転の間に吸入、圧縮、吐出の各行程を行う。このとき、冷媒ガス圧の変化のため、定常的な負荷トルク変動が発生する。一方、圧縮機に接続された駆動モータは、１回転中に一定のモータ出力トルクを発生するように運転されている。このため、モータ出力トルクと負荷トルクとの不平衡に起因した回転数変動が生じ、それによって振動が発生する。そこで、このようなモータ出力トルクと負荷トルクとの不平衡に起因した回転数変動を抑制するために、種々の制御方法が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１には、モータの回転位置に応じてモータ出力トルクを変動させるための基準となる正規化トルクパターンを予め記憶しておき、モータの平均出力トルクと該正規化トルクパターンとの積により、モータの回転位置に応じてモータ出力トルクを変動させるための補償トルクパターンを生成し、モータに供給する電流値を補正するモータの制御方法が開示されている。
また、例えば、特許文献２には、センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを組み合わせたモータ駆動制御方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−２４５５０６号公報
【特許文献２】特開２００５−２１０８１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に開示されている発明では、インバータの出力電圧の制限によって運転速度に上限があり、高速域において所望するトルクを得ることが困難な場合があった。
また、特許文献２に開示されている発明では、センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替える切替回転数によっては、圧縮機モータのピーク電流がインバータを構成する素子の電流上限値を超えてしまい、インバータを損傷させてしまう可能性があった。
【０００６】
本発明は、上記問題を解決するためになされたもので、モータ回転数の高速域において所望のトルクを得ることができるとともに、過電流によるインバータの劣化を抑制することのできるモータの駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、モータ回転数に基づいてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替えて前記インバータを制御するインバータ制御手段とを具備し、前記センサレスベクトル制御は、前記Ｖ／ｆ制御よりもモータ回転数が低い領域で使用され、前記インバータ制御手段は、Ｖ／ｆ制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定された最小切替回転数を有し、前記モータの出力トルク及び前記インバータに供給される直流電圧の少なくとも一つを用いて切替回転数を設定し、該切替回転数が前記最小切替回転数以上であるか否かを判定し、該切替回転数が前記最小切替回転数以上である場合には該切替回転数を用いて、センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行い、該切替回転数が前記最小切替回転数未満である場合には、前記最小切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行うモータの駆動装置を提供する。
【０００８】
Ｖ／ｆ制御においては、モータ回転数が低いほどモータのピーク電流が大きくなるため、モータの低速域でＶ／ｆ制御を採用することは好ましくない。また、センサレスベクトル制御においては、モータの高速域で出力トルクが落ち込むという傾向を有しているため、モータの高速域でセンサレスベクトル制御を採用することは好ましくない。
本発明は、モータのピーク電流の観点から最小切替回転数を設定し、この切替回転数以下の領域ではＶ／ｆ制御の採用を避けることにより、インバータを構成する素子が損傷を受けない範囲に、モータ電流を抑制する。
また、最小切替回転数以上の回転数領域においては、切替回転数をモータ出力トルク及びインバータに供給される直流電圧の少なくとも一方に基づいて決定するので、モータの運転状況に応じて制御の切替タイミングを変化させることができる。
【０００９】
上記モータの駆動装置において、前記切替回転数として、例えば、既定の定数をモータの出力トルクで除算した値を用いてもよい。また、前記切替回転数として、例えば、既定の定数にインバータに供給される直流電圧を乗算した値を用いてもよい。若しくは、前記切替回転数として、既定の第１定数をモータの出力トルクで除算した値及びインバータに供給される直流電圧を既定の第２定数に乗算した値を用いてもよい。
更に、上記モータの駆動装置において、前記切替回転数には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられるときと、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられるときとで、ヒステリシスが設けられていてもよい。
【００１０】
本発明は、直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、モータ回転数に基づいてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替えて前記インバータを制御するインバータ制御手段とを具備し、前記センサレスベクトル制御は、前記Ｖ／ｆ制御よりもモータ回転数が低い領域で使用され、前記インバータ制御手段は、Ｖ／ｆ制御における前記モータの電流−回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定され、かつ、センサレスベクトル制御におけるモータ出力トルク−回転数特性において、モータ出力トルクが前記最大負荷トルク以上となる回転数範囲に設定された切替回転数を有し、該切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行うモータの駆動装置を提供する。
【００１１】
本発明によれば、インバータを構成する素子を損傷させる電流値以下の回転数であって、かつ、最大負荷トルクを満足できる回転数範囲に、切替回転数が設定されるので、インバータを構成する素子を過電流により損傷させることなく、できるだけ多くのトルクをセンサレスベクトル制御によって供給することが可能となる。
【００１２】
本発明は、上記いずれかのモータの駆動装置を備える空気調和機を提供する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、モータ回転数の高速域において所望のトルクを得ることができるとともに、過電流によるインバータの劣化を抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るモータの駆動装置の概略構成を示した図である。
【図２】ＭＰＵによって実現されるセンサレスベクトル制御の機能を展開して示した機能ブロック図である。
【図３】ＭＰＵによって実現されるＶ／ｆ制御の機能を展開して示した機能ブロック図である。
【図４】センサレスベクトル制御及びＶ／ｆ制御の回転速度-モータ出力トルク特性を示した図である。
【図５】切替回転数ω１、ω２をモータ出力トルクに基づいて設定した場合のモータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を示した図である。
【図６】切替回転数ω１、ω２をインバータに供給される直流電圧に基づいて設定した場合のモータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を示した図である。
【図７】切替回転数ω１、ω２をモータ出力トルク及びインバータに供給される直流電圧に基づいて設定した場合の直流電圧／モータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を示した図である。
【図８】Ｖ／ｆ制御及びセンサレスベクトル制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性の一例を示した図である。
【図９】Ｖ／ｆ制御及びセンサレスベクトル制御におけるモータ出力トルク−回転数特性の一例を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明に係るモータの駆動装置を空気調和機に使用される圧縮機モータに適用した場合の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、本発明に係るモータの駆動装置は、下記に示す圧縮機モータのみに適用されるものではなく、モータ全般に広く適用することができる。
【００１６】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータの駆動装置の概略構成を示した図である。図１に示されるように、モータの駆動装置は、ＡＣ電源１と、ＡＣ−ＤＣコンバータ２と、インバータ３と、インバータ３を制御するＭＰＵ（Micro Processing Unit）８とを備えている。また、図１において、符号５は、モータの駆動装置により駆動される圧縮機モータである。
【００１７】
ＡＣ電源１は、交流電圧ＶＡＣをＡＣ−ＤＣコンバータ２に供給する。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、交流電圧ＶＡＣを直流電圧ＶＤＣに変換し、直流電圧ＶＤＣをインバータ３に供給する。インバータ３は、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗを介して圧縮機モータ５に接続されている。インバータ３は、直流電圧ＶＤＣから３相の駆動電圧を生成し、生成した３相の駆動電圧を、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗを介して圧縮機モータ５のｕ相電機子巻線、ｖ相電機子巻線、及びｗ相電機子巻線に供給する。圧縮機モータ５の電機子巻線は、供給された３相の駆動電圧から回転磁界を生成する。
【００１８】
ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗを流れるｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、ｗ相電流ｉｗは、電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗによってそれぞれ計測され、その計測値がＭＰＵ８（インバータ制御手段）に与えられる。なお、上述のように、それぞれの相の電流を各電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗによって計測するのではなく、２相の電流を測定し、残りの１相については以下の（１）式を用いて演算により求めることとしてもよい。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ （１）
【００１９】
圧縮機モータ５のロータからの磁気的相互作用によって電機子のｕ相電機子巻線、ｖ相電機子巻線、及びｗ相電機子巻線にそれぞれ誘起されるｕ相誘起電圧ｖｕｉ，ｖ相誘起電圧ｖｖｉ、及びｗ相誘起電圧ｖｗｉは、後述する電圧検出回路７によって計測され、その計測値がＭＰＵ８に与えられる。
【００２０】
ＭＰＵ８は、電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗによってそれぞれ計測された電機子電流ｉｕ、ｉｖ、及びｉｗと、電圧検出回路７によって計測されたｕ相誘起電圧ｖｕｉ、ｖ相誘起電圧ｖｖｉ、及びｗ相誘起電圧ｖｗｉとに応答して、インバータ３を制御するＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。
【００２１】
ＰＷＭ信号ＳＰＷＭは、ロータの速度がＭＰＵ８に与えられる速度指令に制御されるように生成される。インバータ３を構成するスイッチングトランジスタ（図示されない）は、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答してオンオフされ、これにより、３相の駆動電圧が圧縮機モータ５の電機子巻線に供給される。このようなＭＰＵ８の全ての動作は、制御用コンピュータプログラムに従って実行される。
【００２２】
ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に直流電圧ＶＤＣを供給する電源線には、直流電圧ＶＤＣを測定する電圧検出回路９が接続されている。電圧検出回路９は、測定された直流電圧ＶＤＣを通知する電圧通知信号をＭＰＵ８に供給する。
【００２３】
ＭＰＵ８は、圧縮機モータ５の速度指令に応じて、オープンループ制御、等幅ＰＷＭ制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／ｆ制御のうちから一の制御方法を選択し、その制御方法に従ってインバータ３を制御する。具体的には、圧縮機モータ５の起動の初期にはオープンループ制御が使用され、低速領域では等幅ＰＷＭ制御が使用され、中速領域ではセンサレスベクトル制御が使用され、高速領域ではＶ／ｆ制御が使用される。本実施形態では、制御方法を切り替えることによって広い速度領域の実現と、高いトルク出力との両立が図られている。
【００２４】
本実施形態では、本発明の特徴であるセンサレスベクトル制御及びＶ／ｆ制御について主に説明し、公知の制御方法であるオープンループ制御及び等幅ＰＷＭ制御については説明を省略する。なお、これらの制御については、例えば、特開２００５−２１０８１３号公報（特許文献２）に開示されている方法を採用することが可能である。
【００２５】
また、本発明は、上記センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御へ切り替えるタイミング及びセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御へ切り替えるタイミングを主な特徴の一つとしている。制御の切替タイミングについての詳細は後述するものとし、ここでは、センサレスベクトル制御、Ｖ／Ｆ制御がそれぞれどのように行われるのかを詳しく説明する。
【００２６】
〔センサレスベクトル制御〕
センサレスベクトル制御とは、圧縮機モータ５の電機子電流からロータの位置と回転数とを推定し、推定されたロータの位置と回転数とに応答して、圧縮機モータ５に供給される電機子電流のｑ軸電流とｄ軸電流とを制御するものである。
【００２７】
図２は、ＭＰＵ８によって実現されるセンサレスベクトル制御の機能を展開して示した機能ブロック図である。ＭＰＵ８によるセンサレスベクトル制御は、Ａ／Ｄ変換部１１、３相／２相変換部１２、速度・位置推定部１３、速度制御部１４、電流制御部１５、２相／３相変換部１６、ＰＷＭ計算部１７、及びＡ／Ｄ変換部１８を備えている。ＭＰＵ８の内部では、図２に示されている各部による演算が、システムクロックのクロックサイクル毎に行われる。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換部１１では、電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗが出力する出力信号がＡ／Ｄ変換され、ｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）がＭＰＵ８に取り込まれる。
【００２９】
３相／２相変換部１２では、ＭＰＵ８は、Ａ／Ｄ変換部１１によって取得されたｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）に対して、一つ前のクロックサイクルで算出されたロータの推定位置θ〜を用いて３相／２相変換が行われ、ｑ軸電流及びｄ軸電流が算出される。
【００３０】
速度・位置推定部１３では、３相／２相変換部１２で算出されたｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄと、一つ前のクロックサイクルにおいて電流制御部１５で算出されたｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄとから、現在のロータの推定位置θ〜及びロータの推定速度ω〜、並びに、次のクロックサイクルにおけるロータの推定位置θ２３〜が算出される。推定位置θ〜、θ２３〜、及び推定速度ω〜は、圧縮機モータ５のモータモデルを用いて算出される。推定位置θ〜、θ２３〜、及び推定速度ω〜の算出の手順については、例えば、特開２００５−２１０８１３号公報（特許文献２）に開示されている方法を採用することができる。
【００３１】
速度制御部１４では、速度指令ω＊とロータの推定速度ω〜との偏差が算出され、該偏差が０に近づくように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｄ軸電流指令値ｉｄ＊とが生成される。一般的には、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊は０である。しかし、速度指令ω＊が高いために弱め界磁制御を行う必要がある場合には、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊は負に設定される。
【００３２】
電流制御部１５では、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流との偏差、及びｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの偏差が算出され、これらの偏差が０に近づくようにｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄが決定される。ｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄの決定には、ロータの推定速度ω〜が使用される。
【００３３】
２相／３相変換部１６では、決定されたｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄに対して２相／３相変換が行われ、圧縮機モータ５に供給されるべき３相駆動電圧のｕ相電圧ｖｕ、ｖ相電圧ｖｖ、及びｗ相電圧ｖｗが算出される。この２相／３相変換部１６では、次のクロックサイクルにおけるロータの推定位置θ２３〜が使用される。
【００３４】
ＰＷＭ計算部１７では、算出されたｕ相電圧ｖｕ、ｖ相電圧ｖｖ、及びｗ相電圧ｖｗを有する３相駆動電圧が圧縮機モータ５に供給されるようにインバータ３を制御するＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの生成には、ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に供給される直流電圧ＶＤＣの大きさが参照される。電圧検出回路９が出力する電圧通知信号に対してＡ／Ｄ変換部１８においてＡＤ変換が行われて直流電圧ＶＤＣが取得され、その直流電圧ＶＤＣを参照してＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。インバータ３のスイッチングトランジスタは、生成されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答してターンオン又はターンオフされる。
【００３５】
〔Ｖ／ｆ制御〕
Ｖ／ｆ制御とは、圧縮機モータ５の電機子電流から、圧縮機モータ５に供給される３相交流電圧の角周波数指令ωｆ＊を生成し、更に、圧縮機モータ５に供給される３相交流電圧のγ軸電圧ｖγを、下記（２）式が成立するように生成する制御である。
【００３６】
ｖγ＝Λδ＊×ωｆ＊−Ｖｏｆｓγ （２）
【００３７】
（２）式において、Λδ＊は、圧縮機モータ５の逆起電圧係数であり、Ｖｏｆｓγは、オフセット電圧である。オフセット電圧Ｖｏｆｓγを無視すれば角周波数指令ｆ＊（＝ωｆ＊／２π）とγ軸電圧ｖγとについて、ｖγ／ｆ＊が一定値Λδ＊となる。当業者に知られているように、γ−δ座標系とは、電機子によって生成される回転磁束の方向にγ軸が、回転方向にγ軸に９０°で直交する方向にδ軸が定められた座標系である。
【００３８】
図３は、ＭＰＵ８によって実現されるＶ／ｆ制御の機能を展開して示した機能ブロック図である。ＭＰＵ８によるＶ／ｆ制御は、Ａ／Ｄ変換部３１、３相／２相変換部３２、速度・位置指令生成部３３、電圧指令生成部３４、２相／３相変換部３５、ＰＷＭ計算部３６及びＡ／Ｄ変換部３７を備えている。ＭＰＵ８の内部では、図３に示されている各部による演算が、システムクロックのクロックサイクル毎に行われる。
【００３９】
Ａ／Ｄ変換３１では、電流計測器６ｕ、６ｖ、６ｗが出力する出力信号がＡ／Ｄ変換され、ｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）がＭＰＵ８に取り込まれる。
【００４０】
３相２相変換３２では、ＭＰＵ８は、Ａ／Ｄ変換３１によって取得されたｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）に対して、一つ前のクロックサイクルで算出されたロータの位置指令θ＊を用いて３相２相変換が行われ、γ軸電流及びδ軸電流が算出される。位置指令θ＊は、γ−δ座標系で記述される。
【００４１】
速度・位置指令生成部３３では、速度指令ω＊とγ軸電流とから、圧縮機モータ５に供給される３相交流電圧の角周波数指令ωｆ＊とロータの位置指令θ＊が算出される。
【００４２】
角周波数指令ωｆ＊は、たとえば、以下の（３）式を用いて算出される。
【００４３】
ωｆ＊＝ω＊−ｋω×ｉγ （３）
【００４４】
（３）式において、ｋωは、正の定数である。（３）式によれば、γ軸電流ｉγが増加すると、即ち、モータ出力トルクが増加すると角周波数指令ωｆ＊は減少し、γ軸電流ｉγが減少すると、即ち、モータ出力トルクが減少すると角周波数指令ωｆ＊は増加する。（３）式を使用することにより、モータ出力トルクが増加した場合には、角周波数指令ωｆ＊を減少させることによって失速が防止され、モータ出力トルクが減少した時には、角周波数指令ωｆ＊を増加させることによってロータが加速しないように制御される。
また、位置指令θ＊は、速度指令ω＊を積分することによって算出される。例えば、以下の（４）式を用いて算出される。
【００４５】
θ＊＝∫ω＊ｄｔ （４）
【００４６】
電圧指令生成部３４では、以下の（５）式及び（６）式を用いてγ軸電圧ｖγ、及びδ軸電圧ｖδが算出される。
【００４７】
ｖγ＝Λδ＊×ωｆ＊−Ｖｏｆｓγ （５）
ｖδ＝−Ｋδ×ｉδ （６）
【００４８】
（５）、（６）式において、Λδ＊は圧縮機モータ５の逆起電圧係数であり、Ｖｏｆｓγはオフセット電圧であり、Ｋｄは正の定数である。（５）、（６）式は、Ｖ／ｆ制御の基本式である。
【００４９】
２相／３相変換３５では、決定されたγ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδに対して２相３相変換が行われ、圧縮機モータ５に供給されるべき３相駆動電圧のｕ相電圧ｖｕ、ｖ相電圧ｖｖ、及びｗ相電圧ｖｗが算出される。この２相３相変換では、ロータの位置指令θ＊が使用される。
【００５０】
ＰＷＭ計算３６では、算出されたｕ相電圧ｖｕ、ｖ相電圧ｖｖ、及びｗ相電圧ｖｗを有する３相駆動電圧が圧縮機モータ５に供給されるようにインバータ３を制御するＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの生成には、ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に供給される直流電圧ＶＤＣの大きさが参照される。電圧検出回路９が出力する電圧通知信号に対してＡ／Ｄ変換３７が行われて直流電圧ＶＤＣが取得され、その直流電圧ＶＤＣを参照してＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。インバータ３のスイッチングトランジスタは、生成されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答してターンオン又はターンオフされる。
【００５１】
次に、図４に、センサレスベクトル制御及びＶ／ｆ制御の回転速度-モータ出力トルク特性を示す。
図４に示すように、センサレスベクトル制御の利点は、同一モータ出力電流に対しては（即ち、スイッチング素子の容量がある値に定められた、あるインバータに対しては）、その出力トルクが大きいことである。ｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流ｉｄとを独立して制御可能なセンサレスベクトル制御は、他の制御方法と比べて、より大きなモータ出力トルクを得ることが可能である。加えて、センサレスベクトル制御は、ｄ軸電流ｉｄの制御によって弱め界磁制御を行うことができる。弱め界磁制御は、圧縮機モータ５の高速運転を可能にする。
しかしながら，圧縮機モータ５に供給される電圧の制限のために、弱め界磁制御をもってしても圧縮機モータ５の回転速度に、ある上限が課せられることは避けがたい。
【００５２】
これに対し、Ｖ／ｆ制御の利点は、圧縮機モータ５を高速に運転できることである。γ軸電流に応答して、即ちモータ出力トルクに応答して角周波数指令ωｆ＊が決定され、その角周波数指令ωｆ＊から（５）式によってγ軸電圧が決定されることにより、高速領域でのロータの回転速度が安定化される。加えて、モータモデルを用いたロータの推定位置θ〜及び推定速度ω〜を行わないＶ／ｆ制御は、演算量が少なく、高速運転時の制御に適している。
【００５３】
次に、本発明の主となる特徴の一つである制御の切替について説明する。
上述したＭＰＵ８は、圧縮機モータ５の出力トルク（モータ出力トルク）に基づいて切替回転数を設定し、この切替回転数が予め設定されている最小切替回転数以上であるか否かを判定し、該切替回転数が最小切替回転数以上である場合には、モータ回転数が該切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が該切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。また、上記切替回転数が最小切替回転数未満であった場合には、ＭＰＵ８は、モータ回転数が最小切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が最小切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。
ここで、最小切替回転数は、Ｖ／ｆ制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定されている（図８参照）。
【００５４】
本実施形態において、上記切替回転数は、定数Ｋτをモータ出力トルクτによって除算した値に設定される。このとき、切替回転数にヒステリシスを持たせることが好ましい。これにより、制御の切替のチャタリングを防止する。
【００５５】
具体的には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える切替回転数ω１、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替える切替回転数ω２を以下のように設定する。
【００５６】
ω１＝Ｋτ／τ （７）
【００５７】
ω２＝ω１−α （８）
【００５８】
上記（７）式において、Ｋτは所定の定数、τはモータ出力トルクである。また、（８）式において、αは所定の定数であり、任意の数に設定可能である。
【００５９】
上述のように、切替回転数ω１、ω２を設定した場合のモータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を図５に示す。なお、図５では、切替回転数ω１，ω２が最小切替回転数以上である場合を示している。
まず、切替回転数ω１、ω２は、その時々のモータ出力トルクに応じて、その都度設定される。これにより、図５に示すように、切替回転数ω１、ω２は、モータ出力トルクが一定のときは一定であり、モータ出力トルクが減少すればその減少率に合わせて増加し、モータ出力トルクが増加すればその増加率に合わせて減少する。これにより、センサレスベクトル制御で制御されている場合に、モータ回転数が切替回転数ω１以上となれば、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切替えられ、Ｖ／ｆ制御で制御されている場合にモータ回転数が切替回転数ω２未満となればＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる。
【００６０】
以上説明したように、本実施形態に係るモータの駆動装置によれば、切替回転数をモータ出力トルクに応じて設定するので、モータの運転状況に応じて適切な切り替え回転数を設定することが可能となる。これにより、所望のトルクを得ることが可能となる。更に、切替回転数を最小切替回転数以上に設定するので、モータのピーク電流をインバータを構成する素子の耐電流（上限電流値）以下に抑えることができ、過電流によるインバータの損傷を回避することができる。
【００６１】
〔変形例１〕
上記実施形態では、切替回転数をモータ出力トルクに応じて設定していたが、本変形例では、切替回転数をインバータに供給される直流電圧に基づいて決定する。そして、この切替回転数が予め設定されている最小切替回転数以上であるか否かを判定し、該切替回転数が最小切替回転数以上である場合には、モータ回転数が該切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が該切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。また、上記切替回転数が最小切替回転数未満であった場合には、ＭＰＵ８は、モータ回転数が最小切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が最小切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。
本変形例において、切替回転数は、例えば、定数Ｋｖを直流電圧Ｖに乗算した値に設定される。このとき、切替回転数にヒステリシスを持たせることが好ましい。これにより、制御の切替のチャタリングを防止する。
【００６２】
具体的には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える切替回転数ω１、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替える切替回転数ω２を以下のように設定する。
【００６３】
ω１＝Ｋｖ×Ｖ （９）
【００６４】
ω２＝ω１−α （１０）
【００６５】
上記（９）式において、Ｋｖは所定の定数、Ｖは直流電圧である。また、（１０）式において、αは所定の定数であり、任意の数に設定可能である。
【００６６】
上述のように、切替回転数ω１、ω２を設定した場合の直流電圧、モータ回転数、及び制御切替についての一例を図６に示す。なお、図６では、切替回転数ω１，ω２が最小切替回転数以上である場合について示している。
まず、切替回転数ω１、ω２は、その時々の直流電圧に応じて、その都度設定される。これにより、図６に示すように、切替回転数ω１、ω２は、直流電圧が一定のときは一定であり、直流電圧が減少すればそれに伴い減少し、直流電圧が増加すればそれに伴い増加する。これにより、センサレスベクトル制御で制御されている場合に、モータ回転数が切替回転数ω１以上となれば、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切替えられ、Ｖ／ｆ制御で制御されている場合にモータ回転数が切替回転数ω２未満となればＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる。
【００６７】
以上説明したように、本実施形態に係るモータの駆動装置によれば、切替回転数をインバータに供給される直流電圧に応じて設定するので、モータの運転状況に応じて適切な切り替え回転数を設定することが可能となる。これにより、所望のトルクを得ることが可能となる。更に、切替回転数を最小切替回転数以上に設定するので、モータのピーク電流をインバータを構成する素子の耐電流以下に抑えることができ、過電流によるインバータの損傷を回避することができる。
【００６８】
〔変形例２〕
上記実施形態では、切替回転数をモータ出力トルクに応じて設定していたが、本変形例では、切替回転数をモータ出力トルク及びインバータに供給される直流電圧に基づいて決定する。そして、この切替回転数が予め設定されている最小切替回転数以上であるか否かを判定し、該切替回転数が最小切替回転数以上である場合には、モータ回転数が該切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が該切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。また、上記切替回転数が最小切替回転数未満であった場合には、ＭＰＵ８は、モータ回転数が最小切替回転数以上の領域においてＶ／ｆ制御を採用し、モータ回転数が最小切替回転数未満の領域でセンサレスベクトル制御を採用する。
本変形例において、切替回転数は、例えば、定数Ｋｖを直流電圧Ｖに乗算した値と、定数Ｋτをモータ出力トルクτによって除算した値とを乗算した値に設定される。このとき、切替回転数にヒステリシスを持たせることが好ましい。これにより、制御の切替えのチャタリングを防止する。
【００６９】
具体的には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える切替回転数ω１、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替える切替回転数ω２を以下のように設定する。
【００７０】
ω１＝Ｋｖ×Ｖ×Ｋτ／τ （１１）
【００７１】
ω２＝ω１−α （１２）
【００７２】
上記（１１）式において、Ｋｖは所定の定数、Ｖはインバータに供給される直流電圧、Ｋτは所定の定数、τはモータ出力トルクである。また、（１２）式において、αは所定の定数であり、任意の数に設定可能である。
【００７３】
上述のように、切替回転数ω１、ω２を設定した場合の直流電圧／モータ出力トルク、モータ回転数、及び制御切替についての一例を図７に示す。なお、図７では、切替回転数ω１，ω２が最小切替回転数以上である場合について示している。
まず、切替回転数ω１、ω２は、その時々の直流電圧に応じて、その都度設定される。これにより、図７に示すように、切替回転数ω１、ω２は、直流電圧をモータ出力トルクで除算した値（Ｖ／τ）が一定のときは一定であり、直流電圧をモータ出力トルクで除算した値（Ｖ／τ）が減少すればそれに伴い減少し、直流電圧をモータ出力トルクで除算した値（Ｖ／τ）が増加すればそれに伴い増加する。これにより、センサレスベクトル制御で制御されている場合に、モータ回転数が切替回転数ω１以上となれば、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切替えられ、Ｖ／ｆ制御で制御されている場合にモータ回転数が切替回転数ω２未満となればＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる。
【００７４】
以上、説明したように、本実施形態に係るモータの駆動装置によれば、切替回転数をモータ出力トルク及びインバータに供給される直流電圧に応じて設定するので、モータの運転状況に応じて適切な切り替え回転数を設定することが可能となる。これにより、所望のトルクを得ることが可能となる。更に、切替回転数を最小切替回転数以上に設定するので、モータのピーク電流をインバータを構成する素子の耐電流以下に抑えることができ、過電流によるインバータの損傷を回避することができる。
【００７５】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
本実施形態に係るモータの駆動装置では、切替回転数の設定手法が上記第１の実施形態に係る切替回転数の設定手法と異なる。
本実施形態においては、図８に示すようなＶ／ｆ制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性において、電流値が所定の電流閾値以下となる回転数範囲に切替回転数が設定され、かつ、図９に示すようなセンサレスベクトル制御におけるモータ出力トルク−回転数特性において、モータ出力トルクが最大負荷トルク以上となる回転数範囲に切替回転数が設定されている。好ましくは、上記両方の条件を満足する最も大きい回転数に、切替回転数を設定するとよい。ここで、上記所定の電流閾値は、インバータを構成する素子の電流特性から決定される。また、最大負荷トルクとは、圧縮機を使用する環境下において、圧縮機モータに必要とされる最大のモータ出力トルクのことである。
【００７６】
また、切替回転数にヒステリシスを持たせることが好ましい。例えば、上述した第１の実施形態のように、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える切替回転数をω１とした場合には、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替える切替回転数ω２を、上記（１２）式を用いて決定するとよい。
【００７７】
本実施形態においては、上述した切替回転数ω１、ω２に基づいて制御の切替が行われる。このように、本実施形態に係るモータ駆動装置によれば、インバータを構成する素子を損傷させる電流値以下の回転数であって、かつ、最大負荷トルクを満足できる回転数範囲に、切替回転数が設定されるので、インバータ３を構成する素子を過電流により損傷させることなく、できるだけ多くのトルクをセンサレスベクトル制御によって供給することが可能となる。
【符号の説明】
【００７８】
１ ＡＣ電源
２ ＡＣ−ＤＣコンバータ
３ インバータ
４ｕ ｕ相電源線
４ｖ ｖ相電源線
４ｗ ｗ相電源線
５ 圧縮機モータ
６ｕ，６ｖ，６ｗ 電流検出器
７ 電圧検出回路
８ ＭＰＵ
９ 電圧検出回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、
モータ回転数に基づいてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替えて前記インバータを制御するインバータ制御手段と
を具備し、
前記センサレスベクトル制御は、前記Ｖ／ｆ制御よりもモータ回転数が低い領域で使用され、
前記インバータ制御手段は、
Ｖ／ｆ制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定された最小切替回転数を有し、
前記モータの出力トルク及び前記インバータに供給される直流電圧の少なくとも一つを用いて切替回転数を設定し、
該切替回転数が前記最小切替回転数以上であるか否かを判定し、
該切替回転数が前記最小切替回転数以上である場合には該切替回転数を用いて、センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行い、該切替回転数が前記最小切替回転数未満である場合には、前記最小切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行うモータの駆動装置。
【請求項２】
前記切替回転数は、既定の定数をモータの出力トルクで除算した値を用いて決定されている請求項１に記載のモータの駆動装置。
【請求項３】
前記切替回転数は、既定の定数にインバータに供給される直流電圧を乗算した値を用いて決定されている請求項１に記載のモータの駆動装置。
【請求項４】
前記切替回転数は、既定の第１定数をモータの出力トルクで除算した値及びインバータに供給される直流電圧を既定の第２定数に乗算した値を用いて決定されている請求項１に記載のモータの駆動装置。
【請求項５】
前記切替回転数には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられるときと、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられるときとで、ヒステリシスが設けられている請求項１から請求項４のいずれかに記載のモータの駆動装置。
【請求項６】
直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、
モータ回転数に基づいてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替えて前記インバータを制御するインバータ制御手段と
を具備し、
前記センサレスベクトル制御は、前記Ｖ／ｆ制御よりもモータ回転数が低い領域で使用され、
前記インバータ制御手段は、Ｖ／ｆ制御における前記モータの電流−回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定され、かつ、センサレスベクトル制御におけるモータ出力トルク−回転数特性において、モータ出力トルクが前記最大負荷トルク以上となる回転数範囲に設定された切替回転数を有し、該切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行うモータの駆動装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６のいずれかに記載のモータの駆動装置を備える空気調和機。
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、
モータ回転数に基づいてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替えて前記インバータを制御するインバータ制御手段と
を具備し、
前記センサレスベクトル制御は、前記Ｖ／ｆ制御よりもモータ回転数が低い領域で使用され、
前記インバータ制御手段は、
Ｖ／ｆ制御におけるモータのピーク電流−モータ回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定された最小切替回転数を有し、
前記モータの出力トルク及び前記インバータに供給される直流電圧の少なくとも一つを用いて切替回転数を設定し、
該切替回転数が前記最小切替回転数以上であるか否かを判定し、
該切替回転数が前記最小切替回転数以上である場合には該切替回転数を用いて、センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行い、該切替回転数が前記最小切替回転数未満である場合には、前記最小切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行うモータの駆動装置。
【請求項２】
前記切替回転数は、既定の定数をモータの出力トルクで除算した値を用いて決定されている請求項１に記載のモータの駆動装置。
【請求項３】
前記切替回転数は、既定の定数にインバータに供給される直流電圧を乗算した値を用いて決定されている請求項１に記載のモータの駆動装置。
【請求項４】
前記切替回転数は、既定の第１定数をモータの出力トルクで除算した値及びインバータに供給される直流電圧を既定の第２定数に乗算した値を用いて決定されている請求項１に記載のモータの駆動装置。
【請求項５】
前記切替回転数には、センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられるときと、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられるときとで、ヒステリシスが設けられている請求項１から請求項４のいずれかに記載のモータの駆動装置。
【請求項６】
直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、
モータ回転数に基づいてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを切り替えて前記インバータを制御するインバータ制御手段と
を具備し、
前記センサレスベクトル制御は、前記Ｖ／ｆ制御よりもモータ回転数が低い領域で使用され、
前記インバータ制御手段は、Ｖ／ｆ制御における前記モータの電流−回転数特性において、電流値が前記インバータを構成する素子の電流特性から決定される電流閾値以下となる回転数範囲に設定され、かつ、センサレスベクトル制御におけるモータ出力トルク−回転数特性において、モータ出力トルクが前記最大負荷トルク以上となる回転数範囲に設定された切替回転数を有し、該切替回転数を用いてセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えを行うモータの駆動装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６のいずれかに記載のモータの駆動装置を備える空気調和機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１０−２０６９４５（Ｐ２０１０−２０６９４５Ａ）
【公開日】平成２２年９月１６日（２０１０．９．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−４９６４３（Ｐ２００９−４９６４３）
【出願日】平成２１年３月３日（２００９．３．３）
【出願人】（０００００６２０８）三菱重工業株式会社 (10,378)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月１６日（２０１０．９．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月３日（２００９．３．３）
【出願人】（０００００６２０８）三菱重工業株式会社 (10,378)
【Ｆターム（参考）】
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