リファレンス電圧生成装置
【課題】 電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきに対して安定な基準電圧を生成する。
【解決手段】 電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段１１と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段１２と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段１３とを有し、温度依存電圧生成手段１１によって生成された基準電圧ＶＴと、デバイス依存電圧生成手段１２によって生成された基準電圧ＶＤと、温度・デバイス依存電圧生成手段１３によって生成された基準電圧ＶＶとを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧ＶＲＥＦを生成する。
【解決手段】 電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段１１と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段１２と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段１３とを有し、温度依存電圧生成手段１１によって生成された基準電圧ＶＴと、デバイス依存電圧生成手段１２によって生成された基準電圧ＶＤと、温度・デバイス依存電圧生成手段１３によって生成された基準電圧ＶＶとを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧ＶＲＥＦを生成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リファレンス電圧生成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
集積回路中での基準電圧を生成する技術として、従来よりバンドギャップリファレンス回路と呼ばれる回路が知られている。このバンドギャップリファレンス回路（ＢＧＲ回路）によれば、温度変化や電源電圧変化が生じても高精度で安定した基準電圧を得ることが出来る。図１はＢＧＲ回路の構成例を示す図である。このＢＧＲ回路は、電流源用ｐｃｈＭＯＳトランジスタＴ９０，Ｔ９１，Ｔ９２と、抵抗素子Ｒ９１，Ｒ９２，Ｒ９３，Ｒ９４と、コレクタとベースを接続したバイポーラトランジスタＴ９３，Ｔ９４（もしくはＰＮ接合ダイオード）と、オペアンプとから構成されている。図１において、バイポーラトランジスタＴ９３，Ｔ９４のエミッタ面積比を１：Ｎとし（もしくは電流密度がＮ倍になるようにし）、また、抵抗Ｒ９２とＲ９３とを通常等しくする。図中、Ａ点とＢ点に現れる電圧をそれぞれＶＡ、ＶＢとすると、出力ノードＶＲＥＦに現れる電圧は次式（数１）で表される。
【０００３】
【数１】
【０００４】
ここで、ＶＴは熱電圧（＝Ｋ・Ｔ／ｑ）である。
【０００５】
数１において、ＶＴは正の温度係数（温度が上がると電圧も上がる）を持ち、またＶＡは負の温度係数を持つ（温度が上がると電圧が下がる）。よって、抵抗値Ｒ９１とＲ９２の値を適当な値にしてやることによって、温度変動が生じてもそれほど変動しない高精度の基準電圧ＶＲＥＦを生成することが出来る。
【０００６】
特許文献１には、上述したバンドギャップリファレンス回路が示されている。
【特許文献１】特開２００３−１７３２１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、図１のバンドギャップリファレンス回路では、生成電圧ＶＲＥＦはおよそ１．２５Ｖになってしまい、電源電圧をそれ以上低くすることは出来ないという問題がある。今後、集積回路のますますの低電圧化に伴って、１．２５Ｖ以下でも動作可能な基準電圧生成装置が望まれる。また一般的にバイポーラトランジスタを用いたＢＧＲ回路は面積が大きくなってしまうという問題がある。このような問題を解決するものとして、文献「ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ Ｖｏｌｕｍｅ： ３９， Ｉｓｓｕｅ： ２０， Ｙｅａｒ： ２ Ｏｃｔ． ２００３ ＣＭＯＳ ｂａｎｄｇａｐ ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ ｓｕｐｐｌｙ ｖｏｌｔａｇｅｓ ｄｏｗｎ ｔｏ ０．６Ｖ」が知られている。この文献では、従来のバイポーラトランジスタをＭＯＳトランジスタに代替することにより、電源電圧を０．６Ｖまで下げることを実現している。また、すべてＭＯＳトランジスタで構成していることにより、従来のバンドギャップリファレンスよりも面積の小型化が可能であると想像される。しかしこの構成では、電源電圧と温度の変化については基準電圧の変化を抑制することが出来るが、製造工程上ＭＯＳトランジスタの特性（すなわち、デバイスの特性）がばらついた時に所望の基準電圧を得ることが難しいという問題がある。
【０００８】
本発明は、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきによる基準電圧変化をそれぞれ打ち消し、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきに対して安定な基準電圧を生成することが出来るとともに、電源電圧を低くすること（消費電力を削減すること）が可能であり、また従来よりも回路面積を小さくすることの可能なリファレンス電圧生成装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段とを有し、温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっており、前記温度依存電圧生成手段，前記デバイス依存電圧生成手段，前記温度・デバイス依存電圧生成手段に用いられているトランジスタは、すべてＭＯＳトランジスタで構成されていることを特徴としている。
【００１０】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載のリファレンス電圧生成装置において、該リファレンス電圧生成装置は、前記温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、前記デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、前記温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、それぞれ対応する電流に変換し、それぞれの電流を所定の係数でもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっていることを特徴としている。
【００１１】
また、請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２記載のリファレンス電圧生成装置において、前記温度依存電圧生成手段は、ダイオード接続された（ドレインとゲートをショートした）２つのＭＯＳトランジスタの電流密度を異ならせたときにサブスレッショルド領域においてドレイン・ソース間電圧の差が絶対温度に比例するという性質を利用して、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成することを特徴としている。
【００１２】
また、請求項４記載の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のリファレンス電圧生成装置において、前記デバイス依存電圧生成手段は、ダイオード接続された２つのＭＯＳトランジスタの電流密度を異ならせたときにサブスレッショルド領域においてドレイン・ソース間電圧の差が絶対温度に比例するという性質とそれぞれのドレイン・ソース間電圧が絶対温度が上がると下がるという性質とを利用して温度変化を打ち消すようにして、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成することを特徴としている。
【００１３】
また、請求項５記載の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のリファレンス電圧生成装置において、ダイオード接続されたチャネル長が大きく異なる２つのＭＯＳトランジスタにおいてチャネル長変調効果を利用して、前記温度・デバイス依存電圧生成手段は、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１乃至請求項５記載の発明によれば、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段とを有し、温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっているので、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきによる基準電圧変化をそれぞれ打ち消し、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきに対して安定な基準電圧を生成することができ、さらに、各手段に用いられているトランジスタが全てＭＯＳトランジスタで構成されていることにより、電源電圧を低くすること（消費電力を削減すること）が可能であり、また従来よりも回路面積の小さいリファレンス電圧生成回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図２は本発明に係るリファレンス電圧生成装置の構成例を示す図である。図２を参照すると、このリファレンス電圧生成装置は、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段（温度依存電圧生成回路）１１と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段（デバイス依存電圧生成回路）１２と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段（温度・デバイス依存電圧生成回路）１３とを有し、温度依存電圧生成手段１１によって生成された基準電圧ＶＴと、デバイス依存電圧生成手段１２によって生成された基準電圧ＶＤと、温度・デバイス依存電圧生成手段１３によって生成された基準電圧ＶＶとを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧ＶＲＥＦを生成するようになっている。
【００１６】
すなわち、温度依存電圧生成手段１１、デバイス依存電圧生成手段１２、温度・デバイス依存電圧生成手段１３からそれぞれ生成される電圧ＶＴ，ＶＤ，ＶＶを所定の係数倍（×ａ，×ｂ，×ｃ）して加減算することにより、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきによる基準電圧ＶＲＥＦの変化を打ち消し、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきに対して安定な基準電圧ＶＲＥＦを生成するようになっている。
【００１７】
より詳細に、本発明のリファレンス電圧生成装置は、前記温度依存電圧生成手段１１によって生成された基準電圧ＶＴと、前記デバイス依存電圧生成手段１２によって生成された基準電圧ＶＤと、前記温度・デバイス依存電圧生成手段１３によって生成された基準電圧ＶＶとを、それぞれ対応する電流に変換し、それぞれの電流を所定の係数ａ，ｂ，ｃでもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧ＶＲＥＦを生成するようになっている。
【００１８】
図３は、図２の電圧ＶＴ，ＶＤ，ＶＶをそれぞれ電流として生成し、それぞれの電流を所定の係数ａ，ｂ，ｃをもって加減算する構成例を示す図である。図３の例では、ＶＴ，ＶＤ，ＶＶに対応する電流がそれぞれＩｔ，Ｉｄ，Ｉｖであり、それぞれの電流Ｉｔ，Ｉｄ，Ｉｖの中に係数ａ，ｂ，ｃがそれぞれ盛り込まれているとして、Ｉｖｒｅｆ＝Ｉｔ＋Ｉｄ−Ｉｖの計算をする構成となっている。ここで、各係数ａ，ｂ，ｃは、具体的には、図３の構成において、各手段１１，１２，１３の出力用トランジスタ（具体的には、後述のように、カレントミラーで構成された電流源）Ｔ１２，Ｔ２２，Ｔ４０のサイズ等によって設定できる。また、電流源をカレントミラー回路Ｔ１２，Ｔ２２，Ｔ４０で構成することにより、電流の逓倍も容易にできる。
【００１９】
図４は温度依存電圧生成手段（温度依存電圧生成回路）１１の構成例を示す図である。ここで、温度依存電圧生成手段（温度依存電圧生成回路）１１内のトランジスタはすべてＭＯＳトランジスタで構成されている。具体的に、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１，Ｔ１２は、カレントミラー回路で構成された電流源であり、オペアンプＯＰ１は、ノードＡの電位ＶＡとノードＢの電位ＶＢとが等しくなるように電流源（すなわち、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１）を制御するようになっている。また、トランジスタＴ１３，Ｔ１４は、ＮＭＯＳトランジスタのゲートとドレインを接続した構成となっており、サブスレッショルド領域（閾値電圧付近）で動作させることとする。その場合、ＭＯＳトランジスタＴ１３，Ｔ１４は、印加電圧に対して電流が指数関数的に増加し、通常のＰＮ接合ダイオードと同様の特性を示す。トランジスタＴ１３とトランジスタＴ１４のβ比（チャネル幅／チャネル長）の比を１：Ｎとして同じ電流を流したとき（電流密度をＮ：１としたとき）、ノードＢとノードＣの間の電圧ＶｂｃはＶｂｃ＝ＫＴ／ｑ・ｌｎ（Ｎ）と表される。この式によると、Ｖｂｃは絶対温度Ｔに比例する電圧であることがわかる。この温度依存電圧Ｖｂｃを抵抗Ｒ１１によって電流に変換し抵抗Ｒ１４に流すことにより、温度依存電圧ＶＴを生成することが出来る。この場合、ＶＴはＶＴ＝ＫＴ／ｑ・ｌｎ（Ｎ）・Ｒ１４／Ｒ１１と表される。
【００２０】
また、図５はデバイス依存電圧生成手段（デバイス依存電圧生成回路）１２の構成例を示す図である。ここで、デバイス依存電圧生成手段（デバイス依存電圧生成回路）１２内のトランジスタはすべてＭＯＳトランジスタで構成されている。具体的に、ＭＯＳトランジスタＴ２０，Ｔ２１，Ｔ２２は、カレントミラー回路で構成された電流源であり、オペアンプＯＰ２は、ノードＡの電位ＶＡとノードＢの電位ＶＢとが等しくなるように電流源（すなわち、トランジスタＴ２０，Ｔ２１）を制御するようになっている。また、トランジスタＴ２３，Ｔ２４は、ＮＭＯＳトランジスタのゲートとドレインを接続した構成となっており、サブスレッショルド領域（閾値電圧付近）で動作させることとする。その場合、ＭＯＳトランジスタＴ２３，Ｔ２４は、印加電圧に対して電流が指数関数的に増加し、通常のＰＮ接合ダイオードと同様の特性を示す。トランジスタＴ２３とトランジスタＴ２４のβ比（チャネル幅／チャネル長）の比を１：Ｎとして同じ電流を流したとき（電流密度をＮ：１としたとき）、ノードＢとノードＣの間の電圧ＶｂｃはＶｂｃ＝ＫＴ／ｑ・ｌｎ（Ｎ）と表される。この式によると、Ｖｂｃは絶対温度Ｔに比例する電圧である（正の温度係数を持つ）ことがわかる。また、ノードＡの電位をＶＡとすると、通常のＰＮ接合ダイオードと同様にＶＡは温度が上がると下がる（負の温度係数を持つ）。この正の温度係数と負の温度係数とが互いにうまく打ち消すように抵抗値Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３の値を決めてやると、ＶＤは温度変化に依存しない電圧となる。この場合、ＶＤはＶＤ＝｛ＫＴ／ｑ・ｌｎ（Ｎ）＋ＶＡ／Ｒ２２｝・Ｒ２４と表され、ＶＤはデバイスばらつきにのみ依存する基準電圧となる。
【００２１】
また、図６は、温度・デバイス依存電圧生成手段（温度・デバイス依存電圧生成回路）１３の構成例を示す図である。ここで、温度・デバイス依存電圧生成手段（温度・デバイス依存電圧生成回路）１３内のトランジスタはすべてＭＯＳトランジスタで構成されている。具体的に、ＭＯＳトランジスタＴ３０，Ｔ３１は、カレントミラー回路で構成された電流源であり、オペアンプＯＰ３は、ノードＡの電位ＶＡとノードＢの電位ＶＢが等しくなるように電流源（すなわち、ＭＯＳトランジスタＴ３０，Ｔ３１）を制御するようになっている。また、トランジスタＴ３３，Ｔ３４は、ＮＭＯＳトランジスタのゲートとドレインを接続した構成となっており、図４のトランジスタＴ１３，Ｔ１４，図５のトランジスタＴ２３，Ｔ２４とは違い、飽和領域で動作させている。また、ＭＯＳトランジスタＴ３３のチャネル長をチャネル長変調の影響がないくらい大きくし、ＭＯＳトランジスタＴ３４のチャネル長はチャネル長変調の影響が大きく出るくらい小さくする。このとき、ＭＯＳトランジスタＴ３３に流れる電流をＩ１とし、ＭＯＳトランジスタＴ３４に流れる電流をＩ２とすると、Ｉ１，Ｉ２は次式（数２）で表される。
【００２２】
【数２】
【００２３】
ここで、μｎは電子の移動度、Ｃｏｘは単位面積あたりのゲート容量、Ｗ１はトランジスタＴ３３のチャネル幅、Ｌ１はトランジスタＴ３３のチャネル長、Ｗ２はトランジスタＴ３４のチャネル幅、Ｌ２はトランジスタＴ３４のチャネル長、λはトランジスタＴ３４のチャネル長変調係数である。
【００２４】
数２において、電圧ＶＡとＶＢを等しいとし、電流Ｉ１＝Ｉ２として整理すると、ＶＢ＝（Ｗ１／Ｌ１・Ｌ２／Ｗ２−１）／λとなり、ＶＢはチャネル長変調係数λにのみ依存する電圧となる。λは、温度変化及びデバイスばらつきによって変化する。よって、ＶＶ＝ＶＢ＝（Ｗ１／Ｌ１・Ｌ２／Ｗ２−１）／λより、ＶＶは温度変化及びデバイスばらつきに依存し、電源電圧には依存しない電圧となる。
【００２５】
図７は図６で生成した電圧ＶＶを電流に変換する電圧―電流変換回路を示す図である。図７を参照すると、この電圧―電流変換回路は、電流源用ｐｃｈＭＯＳトランジスタＴ３５，Ｔ３６と、オペアンプＯＰ４と、抵抗Ｒ３１とにより構成されている。この回路では、オペアンプＯＰ４の片方の入力に図６で生成した電圧ＶＶを入力し、電圧ＶＡがＶＶに等しくなるように（イマジナリショートするように）ｐｃｈＭＯＳトランジスタＴ３５，Ｔ３６のゲート電圧を制御することにより、Ｉｖ＝ＶＶ／Ｒ３１という電流に変換することが出来る。
【００２６】
図８は図３から図７までの回路を組み合わせたリファレンス電圧生成装置の全体を示す図である。図８において、電流Ｉｔは、図４の温度依存電圧生成回路１１の出力用トランジスタ（電流源）Ｔ１２によって生成され、また、電流Ｉｄは、図５のデバイス依存電圧生成回路１２の出力用トランジスタ（電流源）Ｔ２２によって生成され、また、電流Ｉｖは、図６，図７の温度・デバイス依存電圧生成回路１３の出力用トランジスタ（電流源）Ｔ３６（図８の例では、実際には、トランジスタＴ４０）によって生成され、各回路１１，１２，１３の出力用トランジスタＴ１２，Ｔ２２，Ｔ４０のサイズ等に応じた係数ａ，ｂ，ｃが、それぞれの電流Ｉｔ，Ｉｄ，Ｉｖの中に盛り込まれたものとなっている（すなわち、電流Ｉｔは電圧ＶＴに係数ａを乗算したものに対応し、電流Ｉｄは電圧ＶＤに係数ｂを乗算したものに対応し、電流Ｉｖは電圧ＶＶに係数ｃを乗算したものに対応している）。
【００２７】
このように、それぞれの回路１１，１２，１３から生成した基準電流を所定の係数を持って加減算することにより（図８の例では、係数ａ，ｂ，ｃが盛り込まれた基準電流Ｉｔ，Ｉｄ，Ｉｖを加減算することにより（すなわち、Ｉｔ＋Ｉｄ−Ｉｖの演算を行なうことにより））、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきに対して安定な基準電圧ＶＲＥＦ（Ｉｖｒｅｆ＝Ｉｔ＋Ｉｄ−Ｉｖに対応した電圧）を生成することが出来る。
【００２８】
また、上述したように、前記温度依存電圧生成手段１１，前記デバイス依存電圧生成手段１２，前記温度・デバイス依存電圧生成手段１３に用いられているトランジスタは、すべてＭＯＳトランジスタで構成されており、これにより、電源電圧を低くすること（消費電力を削減すること）が可能であり、また従来よりも回路面積を小さくすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】在来のＢＧＲ回路の構成例を示す図である。
【図２】本発明に係るリファレンス電圧生成装置の構成例を示す図である。
【図３】図２の電圧ＶＴ，ＶＤ，ＶＶをそれぞれ電流として生成し、それぞれの電流を所定の係数ａ，ｂ，ｃをもって加減算するときの構成例を示す図である。
【図４】温度依存電圧生成回路の構成例を示す図である。
【図５】デバイス依存電圧生成回路の構成例を示す図である。
【図６】温度・デバイス依存電圧生成回路の構成例を示す図である。
【図７】図６で生成した電圧ＶＶを電流に変換する電圧―電流変換回路を示す図である。
【図８】図３から図７までの回路を組み合わせたリファレンス電圧生成装置の全体を示す図である。
【符号の説明】
【００３０】
１１ 温度依存電圧生成手段
１２ デバイス依存電圧生成手段
１３ 温度・デバイス依存電圧生成手段
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リファレンス電圧生成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
集積回路中での基準電圧を生成する技術として、従来よりバンドギャップリファレンス回路と呼ばれる回路が知られている。このバンドギャップリファレンス回路（ＢＧＲ回路）によれば、温度変化や電源電圧変化が生じても高精度で安定した基準電圧を得ることが出来る。図１はＢＧＲ回路の構成例を示す図である。このＢＧＲ回路は、電流源用ｐｃｈＭＯＳトランジスタＴ９０，Ｔ９１，Ｔ９２と、抵抗素子Ｒ９１，Ｒ９２，Ｒ９３，Ｒ９４と、コレクタとベースを接続したバイポーラトランジスタＴ９３，Ｔ９４（もしくはＰＮ接合ダイオード）と、オペアンプとから構成されている。図１において、バイポーラトランジスタＴ９３，Ｔ９４のエミッタ面積比を１：Ｎとし（もしくは電流密度がＮ倍になるようにし）、また、抵抗Ｒ９２とＲ９３とを通常等しくする。図中、Ａ点とＢ点に現れる電圧をそれぞれＶＡ、ＶＢとすると、出力ノードＶＲＥＦに現れる電圧は次式（数１）で表される。
【０００３】
【数１】
【０００４】
ここで、ＶＴは熱電圧（＝Ｋ・Ｔ／ｑ）である。
【０００５】
数１において、ＶＴは正の温度係数（温度が上がると電圧も上がる）を持ち、またＶＡは負の温度係数を持つ（温度が上がると電圧が下がる）。よって、抵抗値Ｒ９１とＲ９２の値を適当な値にしてやることによって、温度変動が生じてもそれほど変動しない高精度の基準電圧ＶＲＥＦを生成することが出来る。
【０００６】
特許文献１には、上述したバンドギャップリファレンス回路が示されている。
【特許文献１】特開２００３−１７３２１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、図１のバンドギャップリファレンス回路では、生成電圧ＶＲＥＦはおよそ１．２５Ｖになってしまい、電源電圧をそれ以上低くすることは出来ないという問題がある。今後、集積回路のますますの低電圧化に伴って、１．２５Ｖ以下でも動作可能な基準電圧生成装置が望まれる。また一般的にバイポーラトランジスタを用いたＢＧＲ回路は面積が大きくなってしまうという問題がある。このような問題を解決するものとして、文献「ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ Ｖｏｌｕｍｅ： ３９， Ｉｓｓｕｅ： ２０， Ｙｅａｒ： ２ Ｏｃｔ． ２００３ ＣＭＯＳ ｂａｎｄｇａｐ ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ ｓｕｐｐｌｙ ｖｏｌｔａｇｅｓ ｄｏｗｎ ｔｏ ０．６Ｖ」が知られている。この文献では、従来のバイポーラトランジスタをＭＯＳトランジスタに代替することにより、電源電圧を０．６Ｖまで下げることを実現している。また、すべてＭＯＳトランジスタで構成していることにより、従来のバンドギャップリファレンスよりも面積の小型化が可能であると想像される。しかしこの構成では、電源電圧と温度の変化については基準電圧の変化を抑制することが出来るが、製造工程上ＭＯＳトランジスタの特性（すなわち、デバイスの特性）がばらついた時に所望の基準電圧を得ることが難しいという問題がある。
【０００８】
本発明は、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきによる基準電圧変化をそれぞれ打ち消し、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきに対して安定な基準電圧を生成することが出来るとともに、電源電圧を低くすること（消費電力を削減すること）が可能であり、また従来よりも回路面積を小さくすることの可能なリファレンス電圧生成装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段とを有し、温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっており、前記温度依存電圧生成手段，前記デバイス依存電圧生成手段，前記温度・デバイス依存電圧生成手段に用いられているトランジスタは、すべてＭＯＳトランジスタで構成されていることを特徴としている。
【００１０】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載のリファレンス電圧生成装置において、該リファレンス電圧生成装置は、前記温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、前記デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、前記温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、それぞれ対応する電流に変換し、それぞれの電流を所定の係数でもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっていることを特徴としている。
【００１１】
また、請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２記載のリファレンス電圧生成装置において、前記温度依存電圧生成手段は、ダイオード接続された（ドレインとゲートをショートした）２つのＭＯＳトランジスタの電流密度を異ならせたときにサブスレッショルド領域においてドレイン・ソース間電圧の差が絶対温度に比例するという性質を利用して、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成することを特徴としている。
【００１２】
また、請求項４記載の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のリファレンス電圧生成装置において、前記デバイス依存電圧生成手段は、ダイオード接続された２つのＭＯＳトランジスタの電流密度を異ならせたときにサブスレッショルド領域においてドレイン・ソース間電圧の差が絶対温度に比例するという性質とそれぞれのドレイン・ソース間電圧が絶対温度が上がると下がるという性質とを利用して温度変化を打ち消すようにして、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成することを特徴としている。
【００１３】
また、請求項５記載の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のリファレンス電圧生成装置において、ダイオード接続されたチャネル長が大きく異なる２つのＭＯＳトランジスタにおいてチャネル長変調効果を利用して、前記温度・デバイス依存電圧生成手段は、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１乃至請求項５記載の発明によれば、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段とを有し、温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっているので、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきによる基準電圧変化をそれぞれ打ち消し、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきに対して安定な基準電圧を生成することができ、さらに、各手段に用いられているトランジスタが全てＭＯＳトランジスタで構成されていることにより、電源電圧を低くすること（消費電力を削減すること）が可能であり、また従来よりも回路面積の小さいリファレンス電圧生成回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図２は本発明に係るリファレンス電圧生成装置の構成例を示す図である。図２を参照すると、このリファレンス電圧生成装置は、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段（温度依存電圧生成回路）１１と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段（デバイス依存電圧生成回路）１２と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段（温度・デバイス依存電圧生成回路）１３とを有し、温度依存電圧生成手段１１によって生成された基準電圧ＶＴと、デバイス依存電圧生成手段１２によって生成された基準電圧ＶＤと、温度・デバイス依存電圧生成手段１３によって生成された基準電圧ＶＶとを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧ＶＲＥＦを生成するようになっている。
【００１６】
すなわち、温度依存電圧生成手段１１、デバイス依存電圧生成手段１２、温度・デバイス依存電圧生成手段１３からそれぞれ生成される電圧ＶＴ，ＶＤ，ＶＶを所定の係数倍（×ａ，×ｂ，×ｃ）して加減算することにより、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきによる基準電圧ＶＲＥＦの変化を打ち消し、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきに対して安定な基準電圧ＶＲＥＦを生成するようになっている。
【００１７】
より詳細に、本発明のリファレンス電圧生成装置は、前記温度依存電圧生成手段１１によって生成された基準電圧ＶＴと、前記デバイス依存電圧生成手段１２によって生成された基準電圧ＶＤと、前記温度・デバイス依存電圧生成手段１３によって生成された基準電圧ＶＶとを、それぞれ対応する電流に変換し、それぞれの電流を所定の係数ａ，ｂ，ｃでもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧ＶＲＥＦを生成するようになっている。
【００１８】
図３は、図２の電圧ＶＴ，ＶＤ，ＶＶをそれぞれ電流として生成し、それぞれの電流を所定の係数ａ，ｂ，ｃをもって加減算する構成例を示す図である。図３の例では、ＶＴ，ＶＤ，ＶＶに対応する電流がそれぞれＩｔ，Ｉｄ，Ｉｖであり、それぞれの電流Ｉｔ，Ｉｄ，Ｉｖの中に係数ａ，ｂ，ｃがそれぞれ盛り込まれているとして、Ｉｖｒｅｆ＝Ｉｔ＋Ｉｄ−Ｉｖの計算をする構成となっている。ここで、各係数ａ，ｂ，ｃは、具体的には、図３の構成において、各手段１１，１２，１３の出力用トランジスタ（具体的には、後述のように、カレントミラーで構成された電流源）Ｔ１２，Ｔ２２，Ｔ４０のサイズ等によって設定できる。また、電流源をカレントミラー回路Ｔ１２，Ｔ２２，Ｔ４０で構成することにより、電流の逓倍も容易にできる。
【００１９】
図４は温度依存電圧生成手段（温度依存電圧生成回路）１１の構成例を示す図である。ここで、温度依存電圧生成手段（温度依存電圧生成回路）１１内のトランジスタはすべてＭＯＳトランジスタで構成されている。具体的に、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１，Ｔ１２は、カレントミラー回路で構成された電流源であり、オペアンプＯＰ１は、ノードＡの電位ＶＡとノードＢの電位ＶＢとが等しくなるように電流源（すなわち、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１）を制御するようになっている。また、トランジスタＴ１３，Ｔ１４は、ＮＭＯＳトランジスタのゲートとドレインを接続した構成となっており、サブスレッショルド領域（閾値電圧付近）で動作させることとする。その場合、ＭＯＳトランジスタＴ１３，Ｔ１４は、印加電圧に対して電流が指数関数的に増加し、通常のＰＮ接合ダイオードと同様の特性を示す。トランジスタＴ１３とトランジスタＴ１４のβ比（チャネル幅／チャネル長）の比を１：Ｎとして同じ電流を流したとき（電流密度をＮ：１としたとき）、ノードＢとノードＣの間の電圧ＶｂｃはＶｂｃ＝ＫＴ／ｑ・ｌｎ（Ｎ）と表される。この式によると、Ｖｂｃは絶対温度Ｔに比例する電圧であることがわかる。この温度依存電圧Ｖｂｃを抵抗Ｒ１１によって電流に変換し抵抗Ｒ１４に流すことにより、温度依存電圧ＶＴを生成することが出来る。この場合、ＶＴはＶＴ＝ＫＴ／ｑ・ｌｎ（Ｎ）・Ｒ１４／Ｒ１１と表される。
【００２０】
また、図５はデバイス依存電圧生成手段（デバイス依存電圧生成回路）１２の構成例を示す図である。ここで、デバイス依存電圧生成手段（デバイス依存電圧生成回路）１２内のトランジスタはすべてＭＯＳトランジスタで構成されている。具体的に、ＭＯＳトランジスタＴ２０，Ｔ２１，Ｔ２２は、カレントミラー回路で構成された電流源であり、オペアンプＯＰ２は、ノードＡの電位ＶＡとノードＢの電位ＶＢとが等しくなるように電流源（すなわち、トランジスタＴ２０，Ｔ２１）を制御するようになっている。また、トランジスタＴ２３，Ｔ２４は、ＮＭＯＳトランジスタのゲートとドレインを接続した構成となっており、サブスレッショルド領域（閾値電圧付近）で動作させることとする。その場合、ＭＯＳトランジスタＴ２３，Ｔ２４は、印加電圧に対して電流が指数関数的に増加し、通常のＰＮ接合ダイオードと同様の特性を示す。トランジスタＴ２３とトランジスタＴ２４のβ比（チャネル幅／チャネル長）の比を１：Ｎとして同じ電流を流したとき（電流密度をＮ：１としたとき）、ノードＢとノードＣの間の電圧ＶｂｃはＶｂｃ＝ＫＴ／ｑ・ｌｎ（Ｎ）と表される。この式によると、Ｖｂｃは絶対温度Ｔに比例する電圧である（正の温度係数を持つ）ことがわかる。また、ノードＡの電位をＶＡとすると、通常のＰＮ接合ダイオードと同様にＶＡは温度が上がると下がる（負の温度係数を持つ）。この正の温度係数と負の温度係数とが互いにうまく打ち消すように抵抗値Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３の値を決めてやると、ＶＤは温度変化に依存しない電圧となる。この場合、ＶＤはＶＤ＝｛ＫＴ／ｑ・ｌｎ（Ｎ）＋ＶＡ／Ｒ２２｝・Ｒ２４と表され、ＶＤはデバイスばらつきにのみ依存する基準電圧となる。
【００２１】
また、図６は、温度・デバイス依存電圧生成手段（温度・デバイス依存電圧生成回路）１３の構成例を示す図である。ここで、温度・デバイス依存電圧生成手段（温度・デバイス依存電圧生成回路）１３内のトランジスタはすべてＭＯＳトランジスタで構成されている。具体的に、ＭＯＳトランジスタＴ３０，Ｔ３１は、カレントミラー回路で構成された電流源であり、オペアンプＯＰ３は、ノードＡの電位ＶＡとノードＢの電位ＶＢが等しくなるように電流源（すなわち、ＭＯＳトランジスタＴ３０，Ｔ３１）を制御するようになっている。また、トランジスタＴ３３，Ｔ３４は、ＮＭＯＳトランジスタのゲートとドレインを接続した構成となっており、図４のトランジスタＴ１３，Ｔ１４，図５のトランジスタＴ２３，Ｔ２４とは違い、飽和領域で動作させている。また、ＭＯＳトランジスタＴ３３のチャネル長をチャネル長変調の影響がないくらい大きくし、ＭＯＳトランジスタＴ３４のチャネル長はチャネル長変調の影響が大きく出るくらい小さくする。このとき、ＭＯＳトランジスタＴ３３に流れる電流をＩ１とし、ＭＯＳトランジスタＴ３４に流れる電流をＩ２とすると、Ｉ１，Ｉ２は次式（数２）で表される。
【００２２】
【数２】
【００２３】
ここで、μｎは電子の移動度、Ｃｏｘは単位面積あたりのゲート容量、Ｗ１はトランジスタＴ３３のチャネル幅、Ｌ１はトランジスタＴ３３のチャネル長、Ｗ２はトランジスタＴ３４のチャネル幅、Ｌ２はトランジスタＴ３４のチャネル長、λはトランジスタＴ３４のチャネル長変調係数である。
【００２４】
数２において、電圧ＶＡとＶＢを等しいとし、電流Ｉ１＝Ｉ２として整理すると、ＶＢ＝（Ｗ１／Ｌ１・Ｌ２／Ｗ２−１）／λとなり、ＶＢはチャネル長変調係数λにのみ依存する電圧となる。λは、温度変化及びデバイスばらつきによって変化する。よって、ＶＶ＝ＶＢ＝（Ｗ１／Ｌ１・Ｌ２／Ｗ２−１）／λより、ＶＶは温度変化及びデバイスばらつきに依存し、電源電圧には依存しない電圧となる。
【００２５】
図７は図６で生成した電圧ＶＶを電流に変換する電圧―電流変換回路を示す図である。図７を参照すると、この電圧―電流変換回路は、電流源用ｐｃｈＭＯＳトランジスタＴ３５，Ｔ３６と、オペアンプＯＰ４と、抵抗Ｒ３１とにより構成されている。この回路では、オペアンプＯＰ４の片方の入力に図６で生成した電圧ＶＶを入力し、電圧ＶＡがＶＶに等しくなるように（イマジナリショートするように）ｐｃｈＭＯＳトランジスタＴ３５，Ｔ３６のゲート電圧を制御することにより、Ｉｖ＝ＶＶ／Ｒ３１という電流に変換することが出来る。
【００２６】
図８は図３から図７までの回路を組み合わせたリファレンス電圧生成装置の全体を示す図である。図８において、電流Ｉｔは、図４の温度依存電圧生成回路１１の出力用トランジスタ（電流源）Ｔ１２によって生成され、また、電流Ｉｄは、図５のデバイス依存電圧生成回路１２の出力用トランジスタ（電流源）Ｔ２２によって生成され、また、電流Ｉｖは、図６，図７の温度・デバイス依存電圧生成回路１３の出力用トランジスタ（電流源）Ｔ３６（図８の例では、実際には、トランジスタＴ４０）によって生成され、各回路１１，１２，１３の出力用トランジスタＴ１２，Ｔ２２，Ｔ４０のサイズ等に応じた係数ａ，ｂ，ｃが、それぞれの電流Ｉｔ，Ｉｄ，Ｉｖの中に盛り込まれたものとなっている（すなわち、電流Ｉｔは電圧ＶＴに係数ａを乗算したものに対応し、電流Ｉｄは電圧ＶＤに係数ｂを乗算したものに対応し、電流Ｉｖは電圧ＶＶに係数ｃを乗算したものに対応している）。
【００２７】
このように、それぞれの回路１１，１２，１３から生成した基準電流を所定の係数を持って加減算することにより（図８の例では、係数ａ，ｂ，ｃが盛り込まれた基準電流Ｉｔ，Ｉｄ，Ｉｖを加減算することにより（すなわち、Ｉｔ＋Ｉｄ−Ｉｖの演算を行なうことにより））、電源電圧変化，温度変化，デバイスばらつきに対して安定な基準電圧ＶＲＥＦ（Ｉｖｒｅｆ＝Ｉｔ＋Ｉｄ−Ｉｖに対応した電圧）を生成することが出来る。
【００２８】
また、上述したように、前記温度依存電圧生成手段１１，前記デバイス依存電圧生成手段１２，前記温度・デバイス依存電圧生成手段１３に用いられているトランジスタは、すべてＭＯＳトランジスタで構成されており、これにより、電源電圧を低くすること（消費電力を削減すること）が可能であり、また従来よりも回路面積を小さくすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】在来のＢＧＲ回路の構成例を示す図である。
【図２】本発明に係るリファレンス電圧生成装置の構成例を示す図である。
【図３】図２の電圧ＶＴ，ＶＤ，ＶＶをそれぞれ電流として生成し、それぞれの電流を所定の係数ａ，ｂ，ｃをもって加減算するときの構成例を示す図である。
【図４】温度依存電圧生成回路の構成例を示す図である。
【図５】デバイス依存電圧生成回路の構成例を示す図である。
【図６】温度・デバイス依存電圧生成回路の構成例を示す図である。
【図７】図６で生成した電圧ＶＶを電流に変換する電圧―電流変換回路を示す図である。
【図８】図３から図７までの回路を組み合わせたリファレンス電圧生成装置の全体を示す図である。
【符号の説明】
【００３０】
１１ 温度依存電圧生成手段
１２ デバイス依存電圧生成手段
１３ 温度・デバイス依存電圧生成手段
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段とを有し、温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっており、前記温度依存電圧生成手段，前記デバイス依存電圧生成手段，前記温度・デバイス依存電圧生成手段に用いられているトランジスタは、すべてＭＯＳトランジスタで構成されていることを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【請求項２】
請求項１記載のリファレンス電圧生成装置において、該リファレンス電圧生成装置は、前記温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、前記デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、前記温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、それぞれ対応する電流に変換し、それぞれの電流を所定の係数でもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっていることを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載のリファレンス電圧生成装置において、前記温度依存電圧生成手段は、ダイオード接続された（ドレインとゲートをショートした）２つのＭＯＳトランジスタの電流密度を異ならせたときにサブスレッショルド領域においてドレイン・ソース間電圧の差が絶対温度に比例するという性質を利用して、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成することを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のリファレンス電圧生成装置において、前記デバイス依存電圧生成手段は、ダイオード接続された２つのＭＯＳトランジスタの電流密度を異ならせたときにサブスレッショルド領域においてドレイン・ソース間電圧の差が絶対温度に比例するという性質とそれぞれのドレイン・ソース間電圧が絶対温度が上がると下がるという性質とを利用して温度変化を打ち消すようにして、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成することを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のリファレンス電圧生成装置において、ダイオード接続されたチャネル長が大きく異なる２つのＭＯＳトランジスタにおいてチャネル長変調効果を利用して、前記温度・デバイス依存電圧生成手段は、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成することを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【請求項１】
電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成する温度依存電圧生成手段と、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成するデバイス依存電圧生成手段と、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成する温度・デバイス依存電圧生成手段とを有し、温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、所定の係数をもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっており、前記温度依存電圧生成手段，前記デバイス依存電圧生成手段，前記温度・デバイス依存電圧生成手段に用いられているトランジスタは、すべてＭＯＳトランジスタで構成されていることを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【請求項２】
請求項１記載のリファレンス電圧生成装置において、該リファレンス電圧生成装置は、前記温度依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、前記デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧と、前記温度・デバイス依存電圧生成手段によって生成された基準電圧とを、それぞれ対応する電流に変換し、それぞれの電流を所定の係数でもって加減算することによって、温度，電源電圧，デバイスのばらつきに依存しない基準電圧を生成するようになっていることを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載のリファレンス電圧生成装置において、前記温度依存電圧生成手段は、ダイオード接続された（ドレインとゲートをショートした）２つのＭＯＳトランジスタの電流密度を異ならせたときにサブスレッショルド領域においてドレイン・ソース間電圧の差が絶対温度に比例するという性質を利用して、電源電圧とデバイスばらつきに依存せず温度に依存する基準電圧を生成することを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のリファレンス電圧生成装置において、前記デバイス依存電圧生成手段は、ダイオード接続された２つのＭＯＳトランジスタの電流密度を異ならせたときにサブスレッショルド領域においてドレイン・ソース間電圧の差が絶対温度に比例するという性質とそれぞれのドレイン・ソース間電圧が絶対温度が上がると下がるという性質とを利用して温度変化を打ち消すようにして、電源電圧と温度に依存せずデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成することを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のリファレンス電圧生成装置において、ダイオード接続されたチャネル長が大きく異なる２つのＭＯＳトランジスタにおいてチャネル長変調効果を利用して、前記温度・デバイス依存電圧生成手段は、電源電圧に依存せず温度とデバイスばらつきに依存する基準電圧を生成することを特徴とするリファレンス電圧生成装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００７−１６４３１０（Ｐ２００７−１６４３１０Ａ）
【公開日】平成１９年６月２８日（２００７．６．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−３５７１５２（Ｐ２００５−３５７１５２）
【出願日】平成１７年１２月１２日（２００５．１２．１２）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年６月２８日（２００７．６．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１２月１２日（２００５．１２．１２）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
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