交流−交流電力変換装置
【課題】交流電源と負荷とを直接接続するスイッチにより構成され、仮想的な整流器とインバータとを設定してスイッチを制御する交流−交流電力変換装置において、その仮想的な整流器でのスイッチ切り替えに相当するタイミングで、現実のスイッチ切り替えが発生しないようにすることができる交流−交流電力変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】パルス生成周期Ｔｓのタイミングおよび２種の相間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴが切り替わるタイミングで折り返すとともに、２種の相間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴが切り替わるタイミングでは時間軸に垂直に折り返す変形鋸波搬送波を発生する変形鋸波発生手段３３を備え、２種の相間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴが切り替わるタイミングで、スイッチ３ＵＲ〜３ＵＴがスイッチング動作をしないようにする。
【解決手段】パルス生成周期Ｔｓのタイミングおよび２種の相間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴが切り替わるタイミングで折り返すとともに、２種の相間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴが切り替わるタイミングでは時間軸に垂直に折り返す変形鋸波搬送波を発生する変形鋸波発生手段３３を備え、２種の相間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴが切り替わるタイミングで、スイッチ３ＵＲ〜３ＵＴがスイッチング動作をしないようにする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電源の交流電圧を直接交流電圧に変換して負荷に供給する交流−交流電力変換装置であって、交流電源と負荷とを直接接続するスイッチにより構成される交流−交流電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電源と負荷とを、交流直流変換手段および直流交流変換手段を伴うことなく直接接続するスイッチにより構成される交流−交流電力変換装置は、交流電源と負荷との間に大容量のエネルギー蓄積手段を持たずに、交流電源の交流電圧から任意の周波数と振幅を持つ交流電圧を発生して負荷に供給することができる。このような交流−交流電力変換装置は、交流電源や負荷に発生させる電圧や電流のさまざまな制御方法によって多様なスイッチング制御の方法が存在する。
【０００３】
その一つに、任意の周波数と振幅を持つ交流電圧を負荷に発生させることに加えて、交流電源の相に任意の電流を発生させるというスイッチング制御の方法がある。例えば、特許文献１によれば、交流電源の交流電圧から仮想的なＰＷＭ整流器によって仮想的な非平滑直流母線に直流電圧を出力し、その仮想的な非平滑直流母線の電圧から仮想的なインバータによって任意の交流電圧を出力し負荷に供給するとしている。仮想的なＰＷＭ整流器において、そのスイッチの切り替えタイミングは、交流電源の相に任意の電流を発生させるための電流指令値によってその相と非平滑直流母線との接続時間を計算することにより求める整流器側ＰＷＭパルスとして定める。仮想的なインバータにおいて、そのスイッチング制御のタイミングは、負荷の相に任意の周波数と振幅を持つ交流電圧を発生させるための出力電圧指令値と、仮想的なＰＷＭ整流器のスイッチの切り替えタイミングに頂点を合わせた変形三角搬送波とを比較した結果により仮想的なインバータに与えるＰＷＭパルスとして定める。
【０００４】
ＰＷＭ整流器のスイッチング制御としては、交流電源の相に任意の電流を発生させる制御のほかに、交流電源の相間電圧の中から任意の１つの電圧を非平滑直流母線に接続して直流電圧として与える制御も可能である。例えば、非特許文献１によれば、交流電源と負荷との間に非平滑直流母線を有する交流−交流電力変換装置において、交流電源の相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択的に非平滑直流母線に接続してその接続時間の比率を電流指令値に基づいて演算して交流電源に発生する歪みや振動を低減させる従来のＰＷＭ整流器の制御の方法に加えて、負荷に供給する交流電圧の振幅が小さいときには交流電源の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択的に非平滑直流母線に接続してその接続時間の比率を電流指令値に基づいて演算するＰＷＭ整流器の制御方法が示されている。このようなＰＷＭ整流器の制御方法では、非平滑直流母線に発生する直流母線電圧が平均的に小さくなることから、インバータでのスイッチの切り替えにおいて発生するスイッチング損失を小さくすることができる。
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−２６６９７２号公報（段落００１５〜００２０、図２参照）
【非特許文献１】Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２９ｔｈ Ａｎｎｕａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｏｃｉｅｔｙ、ｐｐ．２０８５−２０９０（２００３）．（７８０頁３行〜１７行、図５参照）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に記載されている、交流電源と負荷とを直接接続するスイッチにより構成される交流−交流電力変換装置において、仮想的なインバータでのスイッチ切り替えに相当する、現実の交流−交流電力変換装置でのスイッチ切り替えにおいて発生するスイッチング損失を小さくするために、非特許文献１に記載されているＰＷＭ整流器の制御方法を選択すると、仮想的なＰＷＭ整流器でのスイッチ切り替えに相当するタイミングで負荷の全ての相についてスイッチ切り替えが発生する。その結果、非特許文献１に記載されている制御方法を行う場合と比較してスイッチ切り替えの回数が増加し、条件によっては、逆にスイッチング損失が増大することになるという問題があった。
【０００７】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、交流電源と負荷とを直接接続するスイッチにより構成され、仮想的な整流器とインバータとを設定してスイッチを制御する交流−交流電力変換装置において、その仮想的な整流器でのスイッチ切り替えに相当するタイミングで、現実のスイッチ切り替えが発生しないようにすることができる交流−交流電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る交流−交流電力変換装置は、入力端の多相交流電圧を、電圧指令に基づき、交流直流変換手段および直流交流変換手段を伴うことなく直接交流電圧に変換して出力端に出力する交流−交流電力変換装置であって、
入力端の各相と出力端の各相との間に接続され交流交流直接変換を行う交流交流変換スイッチ、および交流交流変換スイッチのオンオフ制御を行う制御手段を備え、
制御手段は、入力端の多相交流電圧を直流電圧に変換して仮想直流母線に出力する仮想交流直流変換スイッチと仮想直流母線の電圧を電圧指令に基づく交流電圧に変換する仮想直流交流変換スイッチとを設定するとともに、
入力端の多相交流電圧の相間電圧を２種選択し、この２種の相間電圧が所定のパルス生成周期毎に順次反転する順序で仮想直流母線に出力されるように仮想交流直流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算する第１のパルス信号演算手段と、電圧指令および仮想直流母線の電圧に基づき出力端に出力する各相の電圧指令となる変調率を演算する変調率演算手段と、パルス生成周期のタイミングおよび２種の相間電圧が切り替わるタイミングで折り返すとともに、２種の相間電圧が切り替わるタイミングでは時間軸に垂直に折り返す変形鋸波搬送波を発生する変形鋸波発生手段と、変調率演算手段からの変調率と変形鋸波発生手段からの変形鋸波搬送波との比較演算に基づき仮想直流交流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算する第２のパルス信号演算手段と、第１および第２のパルス信号演算手段からの仮想パルス信号を合成し、入力端と出力端との接続状態が、当該仮想パルス信号によってオンオフ制御される仮想交流直流変換スイッチおよび仮想直流交流変換スイッチによる接続状態と等価となるよう交流交流変換スイッチをオンオフ制御するパルス信号を演算するゲートパルス合成手段とを備えたものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係る交流−交流電力変換装置は、例えば、第１のパルス信号演算手段で選択する２種の相間電圧の種別によりそのままでは交流交流変換スイッチにおけるスイッチング回数が増大する場合であっても、仮想パルス信号を出力するため変調率と比較演算する搬送波を上記変形鋸波発生手段で作成する変形鋸波搬送波としたので、パルス生成周期内で２種の相間電圧を切り替えるタイミングで交流交流変換スイッチがスイッチング動作をしなくなり、スイッチング回数の増大が防止される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１は、交流電源１と負荷２とを直接接続する交流交流変換スイッチ３Ｖにより構成される従来の交流−交流電力変換装置である。本願発明の理解を容易とするため、以下では、先ず、この図１の従来装置について説明する。このような交流−交流電力変換装置では、交流電源１の相と負荷２の相とがスイッチ３ＵＲ〜３ＷＴを介してそれぞれ相互に直接接続される。スイッチ３ＵＲ〜３ＷＴは、例えば、図２（ａ）のように、絶縁ゲート形バイポーラトランジスタＴＡＦとＴＡＲ、更に、トランジスタＴＡＦ、ＴＡＲとそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤＡＦとＤＡＲを用いて、双方向に電圧を阻止してかつ電流の導通を制御できるように構成する。また、図２（ｂ）のように、逆阻止絶縁ゲート形バイポーラトランジスタＴＢＦとＴＢＲとを逆並列に接続して構成してもよい。また、これ以外の構成であっても、双方向に電圧を阻止してかつ電流の導通を制御できるような構成であればよい。
なお、以下では、交流電源１が三相交流電源の場合を例に説明するが、本願発明は、必ずしも、三相交流に限られるものではなく、多相交流を電源とする場合に適用を広げることも可能である。
【００１１】
そして、ここでは、現実の構成である交流交流変換スイッチ３Ｖのオンオフ制御は、図３に示す仮想的な交流直流変換スイッチである仮想整流器３ＣＶ、仮想的な直流母線である仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎおよび仮想的な直流交流変換スイッチである仮想インバータ３ＩＶを設定して動作する、以下で説明する制御手段により行う。
【００１２】
入力電圧検出部４は、交流電源１の電圧を検出して入力電圧信号を生成する。接続時間比率演算手段１１は、入力電圧信号に応じて、所定のパルス生成周期において、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の２種の相間電圧を選択し、そのパルス生成周期において仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎのそれぞれに接続する交流電源１の相の選択結果と、上記２種の相間電圧をパルス生成周期ごとに反転させるための交流電源１の相の接続順序と、その選択結果と接続順序に対応し、交流電源１の電流指令値に基づき交流電源１のそれぞれの相を接続する接続時間のそのパルス生成周期における比率を演算した結果とを出力する。整流器パルス発生手段１２は、交流電源１の２種の相間電圧の選択結果と接続時間比率演算結果に応じて、仮想整流器３ＣＶのスイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号である整流器ゲートパルスを作成して後述するゲートパルス合成手段４１に入力する。
【００１３】
電圧指令手段２１は、負荷２のそれぞれの相に与える電圧の指令値を出力電圧指令値として生成し出力する。この出力電圧指令値は、負荷の制御方式に応じて適切な方法で作成される。変調率演算手段２２は、入力電圧信号と接続時間比率演算結果とによって決定される仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎの直流母線電圧ＶＤＣに応じて、負荷２の出力電圧指令値からそれぞれの相の変調率を演算して出力する。第２のパルス信号演算手段であるインバータパルス発生手段２３は、負荷２のそれぞれの相の変調率を、後述する変形三角波発生手段３２からの変形三角波搬送波と比較して仮想インバータ３ＩＶのスイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号であるインバータゲートパルスを作成してゲートパルス合成手段４１に入力する。
【００１４】
変形三角波発生手段３２は、接続時間比率演算手段１１が演算した接続時間比率演算結果に応じて、パルス生成周期のタイミングおよび仮想整流器３ＣＶのスイッチにより２種の相間電圧の切り替えが発生するタイミングで折り返す、従って、これらのタイミングに頂点を合わせた三角波搬送波を作成し変形三角波搬送波として出力する。
ゲートパルス合成手段４１は、整流器パルス発生手段１２が作成する整流器ゲートパルスとインバータパルス発生手段２３が作成するインバータゲートパルスとを合成して、交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ〜３ＷＴを構成するトランジスタに与えるゲートパルスを作成してゲートドライバ４２に入力する。
【００１５】
図４は、ゲートパルス合成手段４１の内部構成を示す論理回路図である。この回路では、交流交流変換スイッチ３Ｖの、交流電源１と接続される入力端（図１では明示せず）と、負荷２と接続される出力端（図１では明示せず）との間の接続状態が、整流器パルス発生手段１２からの整流器ゲートパルスおよびインバータパルス発生手段２３からのインバータゲートパルスによってオンオフ制御される仮想整流器３ＣＶのスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴおよび仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰ〜３ＷＮによる接続状態と等価となるよう交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ〜３ＷＴをオンオフ制御するゲートパルスを論理演算により求める。図４は、出力端のＵ相に接続されるスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのみについて示しているが、Ｖ相、Ｗ相についても対応する相が異なるのみで同様の論理回路により構成される。
【００１６】
整流器制御方法選択手段３１は、入力電圧信号と出力電圧指令値とを比較して、入力電圧信号の振幅に対する出力電圧指令値の振幅の比率があらかじめ設定する基準比率（設定値）より大きい場合には、仮想整流器３ＣＶの制御方法として、交流電源１の相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択して制御する「Ａ制御」を選択し、上記比率が上記基準比率以下の場合には、仮想整流器３ＣＶの制御方法として、交流電源１の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択して制御する「Ｂ制御」を選択し、その選択結果を整流器制御方法選択信号として出力する。接続時間比率演算手段１１は、整流器制御方法選択信号を受けて、当該整流器制御方法選択信号が示す仮想整流器３ＣＶの制御方法に即した交流電源１の相間電圧の選択結果と接続時間比率演算結果を入力電圧信号に応じて出力することになる。
なお、本願請求項でいう第１のパルス信号演算手段は、以上で説明した整流器制御方法選択手段３１、接続時間比率演算手段１１および整流器パルス発生手段１２を含む内容のものとなる。
【００１７】
図５（ａ）〜（ｆ）は、交流−交流電力変換装置のスイッチング制御を行う仮想構成部分の、特に、仮想整流器３ＣＶの６通りの接続状態を示したものである。スイッチ３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴのうち２つ以上のスイッチをオンとする状態、および、スイッチ３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴのうち２つ以上のスイッチをオンとする状態は、交流電源１の相間を短絡することになるため除外した。また、スイッチ３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴの全てのスイッチをオフとする状態、スイッチ３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴの全てのスイッチをオフとする状態は、仮想インバータ３ＩＶが負荷２に零電圧を与えることしかできないため除外した。さらに、スイッチ３ＰＲと３ＮＲとを同時にオンとする状態、スイッチ３ＰＳと３ＮＳとを同時にオンとする状態、スイッチ３ＰＴと３ＮＴとを同時にオンとする状態についても、同様に仮想インバータ３ＩＶが負荷２に零電圧を与えることしかできないため除外した。
【００１８】
仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続した交流電源１の相間電圧を仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎの直流母線電圧ＶＤＣとし、電圧指令手段２１が生成する出力電圧指令値が負荷２に発生するようなインバータゲートパルスを３ＵＰ〜３ＷＮに与えることにより、負荷２に所望の電圧を供給する。例えば、図５（ａ）は、仮想非平滑直流母線Ｐに交流電源１のＲ相を、仮想非平滑直流母線Ｎに交流電源１のＳ相を、それぞれ接続した状態であり、直流母線電圧ＶＤＣは、交流電源１のＲ相とＳ相との間の相間電圧ＶＲＳとなる。図５（ｂ）〜（ｆ）についても、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相が異なるのみで、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続した交流電源１の相間電圧を直流母線電圧ＶＤＣとして扱うという動作は同一である。
【００１９】
なお、仮想整流器３ＣＶは、直流母線電圧ＶＤＣが正となるように図５（ａ）〜（ｆ）の中から等価的な接続状態を選択するものとし、仮想非平滑直流母線Ｐに接続する交流電源１の相の電圧は仮想非平滑直流母線Ｎに接続する交流電源１の相の電圧よりも大きいものとする。このことから、仮想非平滑直流母線ＰとＮとに接続する交流電源１の相の組み合わせは、その電圧が交流電源１の相の中で最大である相を最大電圧入力相、その電圧が交流電源１の相の中で２番目にあたる相を中間電圧入力相、その電圧が交流電源１の相の中で最小である相を最小電圧入力相とすると、「最大電圧入力相（Ｐ）−最小電圧入力相（Ｎ）」「最大電圧入力相（Ｐ）−中間電圧入力相（Ｎ）」「中間電圧入力相（Ｐ）−最小電圧入力相（Ｎ）」の３通りのみとなる。したがって、仮想非平滑直流母線Ｐに接続する交流電源１の相は、最大電圧入力相または中間電圧入力相のいずれかとなり、仮想非平滑直流母線Ｎに接続する交流電源１の相は中間電圧入力相または最小電圧入力相のいずれかとなる。加えて、仮想非平滑直流母線Ｐに最大電圧入力相を接続する場合、または、仮想非平滑直流母線Ｎに最小電圧入力相を接続する場合、の少なくとも一方の接続が常に現れることになる。
【００２０】
図６は、交流電源１の３つの相の電圧および交流電源１の最大電圧入力相、中間電圧入力相、最小電圧入力相の組み合わせを、交流電源１の１周期分について示したものである。最大電圧入力相、中間電圧入力相、最小電圧入力相の組み合わせは６通りあり、同一の組み合わせは交流電源１の位相の６０度にわたって連続的に現れて、６通りの組み合わせが順番に現れることにより交流電源１の１周期となる。上記の組み合わせが同一である６０度期間を、交流電源１の位相０度（交流電源１のＲ相の電圧ＶＲが負から正に変わる時点）から順にI、II、III、IV、V、VIと便宜的に呼ぶことにする。
【００２１】
図７（ａ）は、図６の期間IIの一部を時間的に拡大したものであり、中間電圧入力相であるＳ相の電圧ＶＳは正であるとする。図の時間範囲は交流電源１の周期に対して十分に短い時間としこの時間範囲では交流電源１の電圧がほとんど変わらないものとする。図７（ａ）の期間では電圧ＶＳが正であることから、交流電源１の相間電圧の中で最大の相間電圧はＲ相とＴ相との相間電圧ＶＲＴ、２番目に大きい相間電圧はＳ相とＴ相との相間電圧ＶＳＴ、最小の相間電圧はＲ相とＳ相との相間電圧ＶＲＳとなる。
このような交流電源１の状態において、図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ａ制御」を選択するときは、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は最大の相間電圧であるＶＲＴと２番目に大きい相間電圧であるＶＳＴとなり、相間電圧ＶＲＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する等価的な接続状態は図５（ｄ）に、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する等価的な接続状態は図５（ｂ）に、それぞれ相当する。この結果、いずれの等価接続状態においても、交流電源１の最小電圧入力相であるＴ相と仮想非平滑直流母線Ｎとが接続した状態となり、交流電源１と負荷２の等価的な接続状態において交流電源１のＴ相と仮想非平滑直流母線Ｎとを常に接続することになる。
【００２２】
一方、図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択するときは、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は２番目に大きい相間電圧であるＶＳＴと最小の相間電圧であるＶＲＳとなり、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する等価的な接続状態は図５（ｂ）に、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する等価的な接続状態は図５（ａ）に、それぞれ相当する。この結果、いずれの等価的な接続状態においても交流電源１の中間電圧入力相であるＳ相は仮想非平滑直流母線と接続した状態となるが、図５（ｂ）では仮想非平滑直流母線Ｐに、図５（ａ）では仮想非平滑直流母線Ｎに、それぞれ接続した状態であることから、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態において交流電源１のＳ相は仮想非平滑直流母線ＰまたはＮのいずれか一方と常に接続するような状態とはならない。
【００２３】
図７（ｂ）は、図７（ａ）と同様に図６の期間IIの一部を時間的に拡大したものであるが、中間電圧入力相であるＳ相の電圧ＶＳは負であるとする。図７（ｂ）の期間では、交流電源１の相間電圧の中で最大の相間電圧はＶＲＴで変わらないが、２番目に大きい相間電圧はＶＲＳに、最小の相間電圧はＶＳＴになる。
【００２４】
このような交流電源１の状態において、「Ａ制御」を選択するようなときは、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は最大の相間電圧であるＶＲＴと２番目に大きい相間電圧であるＶＲＳとなり、交流電源１と仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎの等価的な接続状態は図５（ｄ）と図５（ａ）にそれぞれ相当する。したがって、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態においては交流電源１の最大電圧入力相であるＲ相と仮想非平滑直流母線Ｐを常に接続することになる。
一方、「Ｂ制御」を選択するときは、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は２番目に大きい相間電圧であるＶＲＳと最小の相間電圧であるＶＳＴとなり、交流電源１と仮想非平滑直流母線との等価的な接続状態は、図７（ａ）の場合と同様に、図５（ａ）と図５（ｂ）にそれぞれ相当する。したがって、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態において交流電源１の中間電圧入力相であるＳ相は仮想非平滑直流母線ＰまたはＮのいずれか一方と常に接続するような状態とはならない。
【００２５】
以上のように、「Ａ制御」を行うときは、交流電源１の最大電圧入力相と仮想非平滑直流母線Ｐとを接続する状態、または、交流電源１の最小電圧入力相と仮想非平滑直流母線Ｎとを接続する状態、のいずれかの接続状態が常に現れることになる。これに対して、「Ｂ制御」を行うときは、交流電源１の中間電圧入力相と仮想非平滑直流母線とを常に接続した状態となるが、仮想非平滑直流母線ＰまたがＮのいずれか一方と常に接続するような状態とはならない。
【００２６】
以上は、交流電源１の電圧の状態が、図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は、図６の他の６０度期間であっても、交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。
【００２７】
図８は、接続時間比率演算手段１１が出力する交流電源１の相間電圧の選択結果と接続時間比率演算結果による交流電源１の相間電圧の接続期間（ａ）、変調率演算手段２２が出力する負荷２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊と変形三角波発生手段３２が出力する変形三角波搬送波（ｂ）、交流電源１の相間電圧の選択結果にしたがって整流器パルス発生手段１２が出力する整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴ（ｃ）、変調率ＶＵ＊と変形三角波搬送波とを比較した結果としてインバータパルス発生手段２３が出力するインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮ（ｄ）、整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴとインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮから合成した負荷２のＵ相に関する交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルス（ｅ）、および、スイッチ３ＵＲ〜３ＷＴのゲートパルスによって負荷２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に現れる電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ（ｆ）を、それぞれ示したタイミングチャートである。
【００２８】
図８は、図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ａ制御」を選択するようなときの一例であり、交流電源１の電圧が図６の期間IIにあって図７（ａ）の状態であるとしたものである。仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は、最大の相間電圧であるＶＲＴと２番目に大きい相間電圧であるＶＳＴであり、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態は、図５（ｄ）と図５（ｂ）にそれぞれ相当する。相間電圧ＶＲＴと相間電圧ＶＳＴの接続時間比率をそれぞれＤＲ、ＤＳとしてＤＲ＋ＤＳ＝１になるようにすると、それぞれの相間電圧の接続時間は、パルス生成周期をＴｓとして、前者がＤＲ×Ｔｓ、後者がＤＳ×Ｔｓとなる。なお、負荷２のＶ相およびＷ相に関する、インバータパルス３ＶＰ、３ＶＮ、３ＷＰ、３ＷＮ、および、ゲートパルス３ＶＲ、３ＶＳ、３ＶＴ、３ＷＲ、３ＷＳ、３ＷＴは、その発生原理がＵ相に関するインバータパルスおよびゲートパルスとそれぞれ同一であるため図示は省略している。
【００２９】
次に、交流電源１の相間電圧の選択結果による等価接続状態とインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮから負荷２のＵ相に関する交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成する方法を、図５と図８を用いて説明する。
仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに相間電圧ＶＲＴを接続する期間では、その等価接続状態である図５（ｄ）において、負荷２のＵ相は、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰをオンとするときは仮想非平滑直流母線Ｐを介して交流電源１のＲ相に接続され、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＮをオンとするときは仮想非平滑直流母線Ｎを介して交流電源１のＴ相に接続される。このことから、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰがオンである期間はＵ相とＲ相との間のスイッチ３ＵＲがオンとなり、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＮがオンである期間はＵ相とＴ相との間のスイッチ３ＵＴがオンとなる。
【００３０】
同様にして、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに相間電圧ＶＳＴを接続する期間では、その等価接続状態である図５（ｂ）において、負荷２のＵ相は、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰをオンとするときは仮想非平滑直流母線Ｐを介して交流電源１のＳ相に接続され、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＮをオンとするときは仮想非平滑直流母線Ｎを介して交流電源１のＴ相に接続される。このことから、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰがオンである期間はＵ相とＳ相との間のスイッチ３ＵＳがオンとなり、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＮがオンである期間はＵ相とＴ相との間のスイッチ３ＵＴがオンとなる。
以上の結果、スイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスと、その結果として負荷２のＵ相に現れる電圧ＶＵは図８（ｅ）（ｆ）に示す通りとなる。同様にして、負荷２のＶ相、Ｗ相に現れる電圧ＶＶ、ＶＷも図示した通りになる。
【００３１】
ここで、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＲＴからＶＳＴまたはその逆に切り替わるタイミングでは、負荷２のＵ相に関するインバータパルスはそのタイミングの前後にわたって３ＵＮがオン、整流器パルスはそのタイミングの前後にわたって３ＮＴがオンのままとなり、負荷２のＵ相に関するスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成するとそのタイミングの前後にわたってスイッチ３ＵＴがオンとなることからスイッチングは発生しないことになるため、負荷２のＵ相に現れる電圧は交流電源１のＴ相の電圧ＶＴのままとなる。このことは、負荷２のＶ相、Ｗ相でも同様である。
以上は、交流電源１の電圧の状態が図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は、図６の他の６０度期間であっても交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。
【００３２】
次に、図９は、図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択するようなときの一例を図８と同様の各波形について示すもので、交流電源１の電圧は図８と同様に図６の期間IIにあって図７（ａ）の状態であるとしたものである。
仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は２番目に大きい相間電圧であるＶＳＴと最小の相間電圧であるＶＲＳであり、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態は図５（ｂ）と図５（ａ）にそれぞれ相当する。相間電圧ＶＳＴと相間電圧ＶＲＳの接続時間比率をそれぞれＤＴ、ＤＲとしてＤＴ＋ＤＲ＝１になるようにすると、それぞれの相間電圧の接続時間は、パルス生成周期をＴｓとして前者がＤＴ×Ｔｓ、後者がＤＲ×Ｔｓとなる。なお、インバータパルス３ＶＰ、３ＶＮ、３ＷＰ、３ＷＮ、および、ゲートパルス３ＶＲ、３ＶＳ、３ＶＴ、３ＷＲ、３ＷＳ、３ＷＴは、図８と同様に図示は省略した。
【００３３】
ここで、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＳＴからＶＲＳまたはその逆に切り替わるタイミングでは、負荷２のＵ相に関するインバータパルスはそのタイミングの前後にわたって３ＵＮがオンとなっているが、整流器パルスは、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＰＳと３ＮＴとが、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＰＲと３ＮＳとが、それぞれオンとなっており、そのタイミングの前後にわたってオンとなる整流器パルスはない。このため、負荷２のＵ相に関するスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成すると、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときはスイッチ３ＵＴが、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときはスイッチ３ＵＳが、それぞれオンとなることから、上記タイミングではスイッチ３ＵＴとスイッチ３ＵＳとの間でスイッチングが発生することになる。結果、負荷２のＵ相に現れる電圧も交流電源１のＴ相の電圧ＶＴとＳ相の電圧ＶＳとの間で切り替わることになる。このことは、負荷２のＶ相、Ｗ相でも同様である。このようなスイッチングは、図８の「Ａ制御」を選択する場合においては発生しないものであることから、その場合と比較してパルス生成周期あたりのスイッチングの回数が増加することになり、スイッチング損失の増大やサージ電圧の発生回数の増加といった課題が生じることになる。
以上は、交流電源１の電圧の状態が図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は図６の他の６０度期間であっても交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。
【００３４】
図１０は、このような課題を解決するために創案された本願発明の実施の形態１における、交流電源１と負荷２とを直接接続するスイッチにより構成される交流−交流電力変換装置の構成図である。図１と同一の構成要素については図１と同一の番号を付し個々の説明は省略する。
図１０において、変形鋸波発生手段３３は、接続時間比率演算手段１１が演算した接続時間比率演算結果と接続順序に応じて、後述する波形の変形鋸波搬送波を出力する。 搬送波選択手段３４は、整流器制御方法選択信号に応じて、仮想整流器３ＣＶの制御方法として「Ａ制御」を選択する場合には変形三角波発生手段３２からの変形三角波搬送波を選択し、「Ｂ制御」を選択する場合には変形鋸波発生手段３３からの変形鋸波搬送波を選択し、選択した搬送波を変形搬送波として出力してインバータパルス発生手段２３に入力する。
【００３５】
図１１は、図１０の交流−交流電力変換装置の構成において、交流電源１の相間電圧の選択結果と接続期間（ａ）、変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊と変形鋸波搬送波（ｂ）、整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴ（ｃ）、インバータパルス３ＵＰ、３ＵＮ（ｄ）、スイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルス（ｅ）、および電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ（ｆ）を、それぞれ示したタイミングチャートである。
図１１は、図１０の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択したときの一例であり、交流電源１の電圧は、図８と同様に、図６の期間IIにあって図７（ａ）の状態であるとしたものである。整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を指示する整流器制御方法選択信号を出力したことから、搬送波選択手段３４は変形搬送波として変形鋸波搬送波を選択して出力する。
【００３６】
ここで採用する変形鋸波搬送波は、パルス生成周期の最初の交流電源１の相間電圧の接続期間で交流電源１の最大電圧の相を仮想非平滑直流母線Ｐに接続する場合は右上がり、パルス生成周期の最初の交流電源１の相間電圧の接続期間で交流電源１の最小電圧の相を仮想的な非平滑直流母線Ｎに接続する場合は右下がり、となるようにし、接続する相間電圧が切り替わるタイミングで時間軸に垂直に折り返す変形鋸波状とする。ここでは、図７（ａ）の状態としているので、交流電源１の最大電圧の相はＲ相であり、最小電圧の相はＴ相であるので、変形鋸波搬送波は、図１１（ｂ）に示す通りとなる。
【００３７】
そして、変調率ＶＵ＊と変形鋸形搬送波とを比較した結果、インバータパルス発生手段２３が出力するインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮは、図１１（ｄ）に示したとおりになる。
ここで、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＳＴからＶＲＳまたはその逆に切り替わるタイミングでは、負荷２のＵ相に関するインバータパルスは、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＵＰが、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＵＮが、それぞれオンとなっており、仮想インバータ３ＩＶではスイッチングが発生している。また、整流器パルスは、図９と同様に、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＰＳと３ＮＴが、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＰＲと３ＮＳが、それぞれオンとなっており、そのタイミングの前後にわたってオンとなる整流器パルスはない。しかしながら、インバータパルスと整流器パルスとから負荷２のＵ相に関するスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成するとそのタイミングの前後にわたってスイッチ３ＵＳがオンとなることからスイッチングは発生しないことになるため、負荷２のＵ相に現れる電圧は交流電源１のＳ相の電圧ＶＳのままとなる。このことは、負荷２のＶ相、Ｗ相でも同様である。
【００３８】
したがって、仮想整流器３ＣＶの制御方法として「Ｂ制御」を選択するような整流器制御方法選択信号を出力する場合でも、「Ａ制御」を選択する整流器制御方法選択信号を出力する図８の場合と比較してスイッチング回数は増大せず同一である。したがって、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに発生する直流母線電圧ＶＤＣを小さくできる「Ｂ制御」では、その本来の意図通り、「Ａ制御」と比較して交流−交流電力変換装置で発生するスイッチング損失が小さくなる。
以上は、交流電源１の電圧の状態が図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は図６の他の６０度期間であっても交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。
【００３９】
また、変形鋸波発生手段３３で生成する変形鋸波搬送波は、細部の説明は省略するが、必ずしも、図１１に示す形状のものに限られるものではなく、パルス生成周期のタイミングおよび２種の相間電圧が切り替わるタイミングで折り返すとともに、２種の相間電圧が切り替わるタイミングでは時間軸に垂直に折り返す形状のものであれば、上述したと同様の効果が得られる。
【００４０】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、交流電源１と負荷２とを直接接続する交流交流変換スイッチ３Ｖにより構成される交流−交流電力変換装置において、上述した変形鋸波搬送波を出力する変形鋸波発生手段を設けたことにより、仮想整流器３ＣＶが、交流電源１の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択して制御する場合に、上記２種の相間電圧の切り替えが発生するタイミングで、交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチでスイッチングを発生させることがないため、交流−交流電力変換装置で発生するパルス生成周期あたりのスイッチング回数は増加しない。したがって、仮想整流器３ＣＶが、交流電源１の相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択して制御する場合と比較して、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに発生する直流母線電圧が平均的に小さいことから、交流−交流電力変換装置で発生するスイッチング損失を小さくすることができるという効果がある。
【００４１】
また、整流器制御方法選択手段３１が交流電源１の相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択して仮想整流器３ＣＶの制御を行う場合は、変形搬送波として変形三角波搬送波を選択し、整流器制御方法選択手段３１が交流電源１の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択して仮想整流器３ＣＶの制御を行う場合は、変形搬送波として変形鋸波搬送波を選択して出力する搬送波選択手段３４を設けたことにより、仮想整流器３ＣＶの制御方法の選択結果に拘わらず、スイッチング損失を常に最小とすることができる。
【００４２】
実施の形態２．
先の実施の形態１では、図１１（ｆ）からも分かるように、負荷２の全ての相について同一回数のスイッチ切り替えが発生する。この実施の形態２は、変調率を調整することにより、負荷２のいずれか１相でスイッチ切り替えが発生しない、即ち、二相変調として、スイッチング損失が全体として低減できる交流−交流電力変換装置について説明する。
【００４３】
図１２は、本発明の実施の形態２における変調率演算手段２２Ａを示したものである。変調率演算手段２２Ａは、実施の形態１の変調率演算手段２２に相当する変調率演算手段２２１と変調率調整手段である二相変調化手段２２２とで構成される。変調率演算手段２２１は、入力電圧検出部４が出力する入力電圧信号と接続時間比率演算手段１１が出力する接続時間比率演算結果とによって決定される仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎの直流母線電圧ＶＤＣに応じて、電圧指令手段２１が出力する負荷２の出力電圧指令値からそれぞれの相の変調率を演算して出力するものであり、本発明の実施の形態１における変調率演算手段２２と同一の機能を有する。二相変調化手段２２２は、後述するように、交流電源１の１つの相間電圧を選択した等価接続状態で負荷２のいずれか１つの相について仮想インバータ３ＩＶでスイッチ切り替えが発生しないよう接続時間比率演算手段１１が出力する接続順序に応じて変調率演算手段２２１が出力する変調率を調整するものである。
【００４４】
図１３は、本発明の実施の形態２の交流−交流電力変換装置の構成において、交流電源１の相間電圧の選択結果と接続期間（ａ）、調整後の変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊と変形鋸波搬送波（ｂ）、整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴ（ｃ）、インバータパルス３ＵＰ、３ＵＮ（ｄ）、スイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルス（ｅ）、および、電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ（ｆ）を、それぞれ示したタイミングチャートである。図１３は、図１０の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択しているときの一例であり、交流電源１の電圧は、図６の期間IIにあって図７（ａ）の状態であるとしたものである。整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を指示する整流器制御方法選択信号を出力していることから、搬送波選択手段３４は変形搬送波として変形鋸波搬送波を選択して出力する。
【００４５】
二相変調化手段２２２は、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＲＳである期間は、交流電源１の最大電圧入力相であるＲ相が仮想非平滑直流母線Ｐに接続されていることになるため、出力電圧指令値が最小である負荷２のＷ相の変調率ＶＷ＊を−１（変形鋸波搬送波の最低値）とし、かつ、負荷２に与える相間電圧が変動しないように変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊を合わせて調整し、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＳＴである期間は、交流電源１の最小電圧入力相であるＴ相が仮想非平滑直流母線Ｎに接続されていることになるため、出力電圧指令値が最大である負荷２のＵ相の変調率ＶＵ＊を＋１（変形鋸波搬送波の最高値）とし、かつ、負荷２に与える相間電圧が変動しないように変調率ＶＶ＊、ＶＷ＊を合わせて調整する。その結果、変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊は、図１３（ｂ）に示したとおりになる。
なお、「Ｂ制御」を選択するときにおいては、仮想非平滑直流母線Ｐに最大電圧入力相を接続する場合、または、仮想非平滑直流母線Ｎに最小電圧入力相を接続する場合、の少なくとも一方の接続のみが現れることから、変調率を調整する方法はこの２通りしかない。
【００４６】
出力電圧指令値が最大であるＵ相の変調率ＶＵ＊と変形鋸波搬送波とを比較した結果、インバータパルス発生手段２３が出力するインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮは図示（ｄ）した通りになる。インバータパルス３ＵＰ、３ＵＮと整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴとから負荷２のＵ相に関するスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成すると、相間電圧ＶＳＴと相間電圧ＶＲＳの切り替えに相当する仮想整流器３ＣＶの切り替えタイミングでは、そのタイミングの前後にわたってスイッチ３ＵＳがオンのままとなっておりスイッチングは発生しないことになり、負荷２のＵ相に現れる電圧も仮想整流器３ＣＶの切り替えタイミングの前後で交流電源１のＳ相の電圧ＶＳのままとなっている。そして、そのタイミングの前または後のインバータパルス切り替えタイミングでは、Ｒ相とＳ相との間にスイッチングが発生する。
【００４７】
出力電圧指令値が中間であるＶ相のインバータパルス３ＶＰ、３ＶＮと整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴとから負荷２のＶ相に関するスイッチ３ＶＲ、３ＶＳ、３ＶＴのゲートパルスを合成すると、上記のタイミングではスイッチングは発生せず負荷２のＶ相に現れる電圧も仮想整流器３ＣＶの切り替えタイミングの前後で電圧ＶＳのままとなっている。そして、そのタイミングの前後のインバータパルス切り替えタイミングでは、Ｒ相とＳ相との間、Ｓ相とＴ相との間にスイッチングが発生する。
【００４８】
出力電圧指令値が最小であるＷ相のインバータパルス３ＷＰ、３ＷＮと整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴとから負荷２のＷ相に関するスイッチ３ＷＲ、３ＷＳ、３ＷＴのゲートパルスを合成すると、上記のタイミングではスイッチングは発生せず負荷２のＷ相に現れる電圧も仮想整流器３ＣＶの切り替えタイミングの前後で電圧ＶＳのままとなっている。そして、そのタイミングの前または後のインバータパルス切り替えタイミングでは、Ｓ相とＴ相との間にスイッチングが発生する。
この結果、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＲＳである期間では、出力電圧指令値が最小であるＷ相ではスイッチングが発生せずＵ相とＶ相の二相のみでスイッチングが発生し、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＳＴである期間では、出力電圧指令値が最大であるＵ相ではスイッチングが発生せずＶ相とＷ相の二相のみでスイッチングが発生することになり、それぞれの期間においては二相変調となっている。
キャリア生成周期あたりのスイッチング回数は、出力電圧指令値が最大であるＵ相と最小であるＷ相では１回、出力電圧指令値が中間であるＶ相では２回となり、スイッチ３ＵＲ〜３ＷＴで合計４回となり、先の実施の形態１の図１１の場合に比べ、二相変調によりスイッチング回数が低減しスイッチング損失も低減する。
【００４９】
仮想整流器３ＣＶの制御方法として「Ａ制御」を示す整流器制御方法選択信号を出力する場合であっても、交流−交流電力変換装置で二相変調を行う場合におけるキャリア生成周期あたりのスイッチング回数は４回であることから、「Ｂ制御」を選択するような整流器制御方法選択信号を出力する場合でもスイッチング回数は同一となる。したがって、仮想非平滑直流母線に発生する直流母線電圧ＶＤＣを小さくできる「Ｂ制御」は、「Ａ制御」と比較して交流−交流電力変換装置で発生するスイッチング損失が小さくなる。
以上は、交流電源１の電圧の状態が図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は図６の他の６０度期間であっても交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。また、出力電圧指令値が最大である負荷２の相、中間である負荷２の相、最小である負荷２の相、の組み合わせがいずれの場合であっても同様に発生する。
【００５０】
以上のように、この発明の実施の形態２によれば、交流−交流電力変換装置の出力電圧が二相変調となるようにしたので、全体としてスイッチング回数が低減してスイッチング損失も低減する。また、仮想整流器３ＣＶが、交流電源１の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択して制御する場合にも、相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択して制御する場合と比較して、パルス生成周期あたりのスイッチング回数を増加させることはない。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】従来の交流−交流電力変換装置を示す構成図である。
【図２】図１の交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ〜３ＷＴの構成の一例を示す図である。
【図３】図１の交流−交流電力変換装置を制御するために設定する仮想整流器３ＣＶ、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎおよび仮想インバータ３ＩＶの構成を示す図である。
【図４】図１のゲートパルス合成手段４１の内部論理回路の一部を示す図である。
【図５】交流−交流電力変換装置のスイッチング制御における交流電源１と負荷２との等価的な接続状態を示す図である。
【図６】交流電源１の３つの相の電圧および交流電源１の最大電圧入力相、中間電圧入力相、最小電圧入力相の組み合わせを、交流電源１の１周期分について示した図である。
【図７】図６の期間IIの一部を時間的に拡大した図である。
【図８】図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ａ制御」を選択した場合のタイミングチャートである。
【図９】図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択した場合のタイミングチャートである。
【図１０】この発明の実施の形態１における交流−交流電力変換装置を示す構成図である。
【図１１】図１０の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択した場合のタイミングチャートである。
【図１２】この発明の実施の形態２における交流−交流電力変換装置の変調率演算手段２２Ａを示す構成図である。
【図１３】実施の形態２において、整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択した場合のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００５２】
１ 交流電源、２ 負荷、３ＵＲ〜３ＷＴ，３Ｖ 交流交流変換スイッチ、
３ＰＲ〜３ＮＴ，３ＣＶ 仮想整流器、３ＵＰ〜３ＷＮ，３ＩＶ 仮想インバータ、
４ 入力電圧検出部、１１ 接続時間比率演算手段、１２ 整流器パルス発生手段、
２１ 電圧指令手段、２２，２２Ａ 変調率演算手段、
２３ インバータパルス発生手段、３１ 整流器制御方法選択手段、
３２ 変形三角波発生手段、３３ 変形鋸波発生手段、３４ 搬送波選択手段、
４１ ゲートパルス合成手段、４２ ゲートドライバ、２２１ 変調率演算手段、
２２２ 二相変調化手段、Ｐ，Ｎ 仮想非平滑直流母線。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電源の交流電圧を直接交流電圧に変換して負荷に供給する交流−交流電力変換装置であって、交流電源と負荷とを直接接続するスイッチにより構成される交流−交流電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電源と負荷とを、交流直流変換手段および直流交流変換手段を伴うことなく直接接続するスイッチにより構成される交流−交流電力変換装置は、交流電源と負荷との間に大容量のエネルギー蓄積手段を持たずに、交流電源の交流電圧から任意の周波数と振幅を持つ交流電圧を発生して負荷に供給することができる。このような交流−交流電力変換装置は、交流電源や負荷に発生させる電圧や電流のさまざまな制御方法によって多様なスイッチング制御の方法が存在する。
【０００３】
その一つに、任意の周波数と振幅を持つ交流電圧を負荷に発生させることに加えて、交流電源の相に任意の電流を発生させるというスイッチング制御の方法がある。例えば、特許文献１によれば、交流電源の交流電圧から仮想的なＰＷＭ整流器によって仮想的な非平滑直流母線に直流電圧を出力し、その仮想的な非平滑直流母線の電圧から仮想的なインバータによって任意の交流電圧を出力し負荷に供給するとしている。仮想的なＰＷＭ整流器において、そのスイッチの切り替えタイミングは、交流電源の相に任意の電流を発生させるための電流指令値によってその相と非平滑直流母線との接続時間を計算することにより求める整流器側ＰＷＭパルスとして定める。仮想的なインバータにおいて、そのスイッチング制御のタイミングは、負荷の相に任意の周波数と振幅を持つ交流電圧を発生させるための出力電圧指令値と、仮想的なＰＷＭ整流器のスイッチの切り替えタイミングに頂点を合わせた変形三角搬送波とを比較した結果により仮想的なインバータに与えるＰＷＭパルスとして定める。
【０００４】
ＰＷＭ整流器のスイッチング制御としては、交流電源の相に任意の電流を発生させる制御のほかに、交流電源の相間電圧の中から任意の１つの電圧を非平滑直流母線に接続して直流電圧として与える制御も可能である。例えば、非特許文献１によれば、交流電源と負荷との間に非平滑直流母線を有する交流−交流電力変換装置において、交流電源の相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択的に非平滑直流母線に接続してその接続時間の比率を電流指令値に基づいて演算して交流電源に発生する歪みや振動を低減させる従来のＰＷＭ整流器の制御の方法に加えて、負荷に供給する交流電圧の振幅が小さいときには交流電源の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択的に非平滑直流母線に接続してその接続時間の比率を電流指令値に基づいて演算するＰＷＭ整流器の制御方法が示されている。このようなＰＷＭ整流器の制御方法では、非平滑直流母線に発生する直流母線電圧が平均的に小さくなることから、インバータでのスイッチの切り替えにおいて発生するスイッチング損失を小さくすることができる。
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−２６６９７２号公報（段落００１５〜００２０、図２参照）
【非特許文献１】Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２９ｔｈ Ａｎｎｕａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｏｃｉｅｔｙ、ｐｐ．２０８５−２０９０（２００３）．（７８０頁３行〜１７行、図５参照）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に記載されている、交流電源と負荷とを直接接続するスイッチにより構成される交流−交流電力変換装置において、仮想的なインバータでのスイッチ切り替えに相当する、現実の交流−交流電力変換装置でのスイッチ切り替えにおいて発生するスイッチング損失を小さくするために、非特許文献１に記載されているＰＷＭ整流器の制御方法を選択すると、仮想的なＰＷＭ整流器でのスイッチ切り替えに相当するタイミングで負荷の全ての相についてスイッチ切り替えが発生する。その結果、非特許文献１に記載されている制御方法を行う場合と比較してスイッチ切り替えの回数が増加し、条件によっては、逆にスイッチング損失が増大することになるという問題があった。
【０００７】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、交流電源と負荷とを直接接続するスイッチにより構成され、仮想的な整流器とインバータとを設定してスイッチを制御する交流−交流電力変換装置において、その仮想的な整流器でのスイッチ切り替えに相当するタイミングで、現実のスイッチ切り替えが発生しないようにすることができる交流−交流電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る交流−交流電力変換装置は、入力端の多相交流電圧を、電圧指令に基づき、交流直流変換手段および直流交流変換手段を伴うことなく直接交流電圧に変換して出力端に出力する交流−交流電力変換装置であって、
入力端の各相と出力端の各相との間に接続され交流交流直接変換を行う交流交流変換スイッチ、および交流交流変換スイッチのオンオフ制御を行う制御手段を備え、
制御手段は、入力端の多相交流電圧を直流電圧に変換して仮想直流母線に出力する仮想交流直流変換スイッチと仮想直流母線の電圧を電圧指令に基づく交流電圧に変換する仮想直流交流変換スイッチとを設定するとともに、
入力端の多相交流電圧の相間電圧を２種選択し、この２種の相間電圧が所定のパルス生成周期毎に順次反転する順序で仮想直流母線に出力されるように仮想交流直流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算する第１のパルス信号演算手段と、電圧指令および仮想直流母線の電圧に基づき出力端に出力する各相の電圧指令となる変調率を演算する変調率演算手段と、パルス生成周期のタイミングおよび２種の相間電圧が切り替わるタイミングで折り返すとともに、２種の相間電圧が切り替わるタイミングでは時間軸に垂直に折り返す変形鋸波搬送波を発生する変形鋸波発生手段と、変調率演算手段からの変調率と変形鋸波発生手段からの変形鋸波搬送波との比較演算に基づき仮想直流交流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算する第２のパルス信号演算手段と、第１および第２のパルス信号演算手段からの仮想パルス信号を合成し、入力端と出力端との接続状態が、当該仮想パルス信号によってオンオフ制御される仮想交流直流変換スイッチおよび仮想直流交流変換スイッチによる接続状態と等価となるよう交流交流変換スイッチをオンオフ制御するパルス信号を演算するゲートパルス合成手段とを備えたものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係る交流−交流電力変換装置は、例えば、第１のパルス信号演算手段で選択する２種の相間電圧の種別によりそのままでは交流交流変換スイッチにおけるスイッチング回数が増大する場合であっても、仮想パルス信号を出力するため変調率と比較演算する搬送波を上記変形鋸波発生手段で作成する変形鋸波搬送波としたので、パルス生成周期内で２種の相間電圧を切り替えるタイミングで交流交流変換スイッチがスイッチング動作をしなくなり、スイッチング回数の増大が防止される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１は、交流電源１と負荷２とを直接接続する交流交流変換スイッチ３Ｖにより構成される従来の交流−交流電力変換装置である。本願発明の理解を容易とするため、以下では、先ず、この図１の従来装置について説明する。このような交流−交流電力変換装置では、交流電源１の相と負荷２の相とがスイッチ３ＵＲ〜３ＷＴを介してそれぞれ相互に直接接続される。スイッチ３ＵＲ〜３ＷＴは、例えば、図２（ａ）のように、絶縁ゲート形バイポーラトランジスタＴＡＦとＴＡＲ、更に、トランジスタＴＡＦ、ＴＡＲとそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤＡＦとＤＡＲを用いて、双方向に電圧を阻止してかつ電流の導通を制御できるように構成する。また、図２（ｂ）のように、逆阻止絶縁ゲート形バイポーラトランジスタＴＢＦとＴＢＲとを逆並列に接続して構成してもよい。また、これ以外の構成であっても、双方向に電圧を阻止してかつ電流の導通を制御できるような構成であればよい。
なお、以下では、交流電源１が三相交流電源の場合を例に説明するが、本願発明は、必ずしも、三相交流に限られるものではなく、多相交流を電源とする場合に適用を広げることも可能である。
【００１１】
そして、ここでは、現実の構成である交流交流変換スイッチ３Ｖのオンオフ制御は、図３に示す仮想的な交流直流変換スイッチである仮想整流器３ＣＶ、仮想的な直流母線である仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎおよび仮想的な直流交流変換スイッチである仮想インバータ３ＩＶを設定して動作する、以下で説明する制御手段により行う。
【００１２】
入力電圧検出部４は、交流電源１の電圧を検出して入力電圧信号を生成する。接続時間比率演算手段１１は、入力電圧信号に応じて、所定のパルス生成周期において、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の２種の相間電圧を選択し、そのパルス生成周期において仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎのそれぞれに接続する交流電源１の相の選択結果と、上記２種の相間電圧をパルス生成周期ごとに反転させるための交流電源１の相の接続順序と、その選択結果と接続順序に対応し、交流電源１の電流指令値に基づき交流電源１のそれぞれの相を接続する接続時間のそのパルス生成周期における比率を演算した結果とを出力する。整流器パルス発生手段１２は、交流電源１の２種の相間電圧の選択結果と接続時間比率演算結果に応じて、仮想整流器３ＣＶのスイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号である整流器ゲートパルスを作成して後述するゲートパルス合成手段４１に入力する。
【００１３】
電圧指令手段２１は、負荷２のそれぞれの相に与える電圧の指令値を出力電圧指令値として生成し出力する。この出力電圧指令値は、負荷の制御方式に応じて適切な方法で作成される。変調率演算手段２２は、入力電圧信号と接続時間比率演算結果とによって決定される仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎの直流母線電圧ＶＤＣに応じて、負荷２の出力電圧指令値からそれぞれの相の変調率を演算して出力する。第２のパルス信号演算手段であるインバータパルス発生手段２３は、負荷２のそれぞれの相の変調率を、後述する変形三角波発生手段３２からの変形三角波搬送波と比較して仮想インバータ３ＩＶのスイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号であるインバータゲートパルスを作成してゲートパルス合成手段４１に入力する。
【００１４】
変形三角波発生手段３２は、接続時間比率演算手段１１が演算した接続時間比率演算結果に応じて、パルス生成周期のタイミングおよび仮想整流器３ＣＶのスイッチにより２種の相間電圧の切り替えが発生するタイミングで折り返す、従って、これらのタイミングに頂点を合わせた三角波搬送波を作成し変形三角波搬送波として出力する。
ゲートパルス合成手段４１は、整流器パルス発生手段１２が作成する整流器ゲートパルスとインバータパルス発生手段２３が作成するインバータゲートパルスとを合成して、交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ〜３ＷＴを構成するトランジスタに与えるゲートパルスを作成してゲートドライバ４２に入力する。
【００１５】
図４は、ゲートパルス合成手段４１の内部構成を示す論理回路図である。この回路では、交流交流変換スイッチ３Ｖの、交流電源１と接続される入力端（図１では明示せず）と、負荷２と接続される出力端（図１では明示せず）との間の接続状態が、整流器パルス発生手段１２からの整流器ゲートパルスおよびインバータパルス発生手段２３からのインバータゲートパルスによってオンオフ制御される仮想整流器３ＣＶのスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴおよび仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰ〜３ＷＮによる接続状態と等価となるよう交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ〜３ＷＴをオンオフ制御するゲートパルスを論理演算により求める。図４は、出力端のＵ相に接続されるスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのみについて示しているが、Ｖ相、Ｗ相についても対応する相が異なるのみで同様の論理回路により構成される。
【００１６】
整流器制御方法選択手段３１は、入力電圧信号と出力電圧指令値とを比較して、入力電圧信号の振幅に対する出力電圧指令値の振幅の比率があらかじめ設定する基準比率（設定値）より大きい場合には、仮想整流器３ＣＶの制御方法として、交流電源１の相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択して制御する「Ａ制御」を選択し、上記比率が上記基準比率以下の場合には、仮想整流器３ＣＶの制御方法として、交流電源１の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択して制御する「Ｂ制御」を選択し、その選択結果を整流器制御方法選択信号として出力する。接続時間比率演算手段１１は、整流器制御方法選択信号を受けて、当該整流器制御方法選択信号が示す仮想整流器３ＣＶの制御方法に即した交流電源１の相間電圧の選択結果と接続時間比率演算結果を入力電圧信号に応じて出力することになる。
なお、本願請求項でいう第１のパルス信号演算手段は、以上で説明した整流器制御方法選択手段３１、接続時間比率演算手段１１および整流器パルス発生手段１２を含む内容のものとなる。
【００１７】
図５（ａ）〜（ｆ）は、交流−交流電力変換装置のスイッチング制御を行う仮想構成部分の、特に、仮想整流器３ＣＶの６通りの接続状態を示したものである。スイッチ３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴのうち２つ以上のスイッチをオンとする状態、および、スイッチ３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴのうち２つ以上のスイッチをオンとする状態は、交流電源１の相間を短絡することになるため除外した。また、スイッチ３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴの全てのスイッチをオフとする状態、スイッチ３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴの全てのスイッチをオフとする状態は、仮想インバータ３ＩＶが負荷２に零電圧を与えることしかできないため除外した。さらに、スイッチ３ＰＲと３ＮＲとを同時にオンとする状態、スイッチ３ＰＳと３ＮＳとを同時にオンとする状態、スイッチ３ＰＴと３ＮＴとを同時にオンとする状態についても、同様に仮想インバータ３ＩＶが負荷２に零電圧を与えることしかできないため除外した。
【００１８】
仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続した交流電源１の相間電圧を仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎの直流母線電圧ＶＤＣとし、電圧指令手段２１が生成する出力電圧指令値が負荷２に発生するようなインバータゲートパルスを３ＵＰ〜３ＷＮに与えることにより、負荷２に所望の電圧を供給する。例えば、図５（ａ）は、仮想非平滑直流母線Ｐに交流電源１のＲ相を、仮想非平滑直流母線Ｎに交流電源１のＳ相を、それぞれ接続した状態であり、直流母線電圧ＶＤＣは、交流電源１のＲ相とＳ相との間の相間電圧ＶＲＳとなる。図５（ｂ）〜（ｆ）についても、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相が異なるのみで、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続した交流電源１の相間電圧を直流母線電圧ＶＤＣとして扱うという動作は同一である。
【００１９】
なお、仮想整流器３ＣＶは、直流母線電圧ＶＤＣが正となるように図５（ａ）〜（ｆ）の中から等価的な接続状態を選択するものとし、仮想非平滑直流母線Ｐに接続する交流電源１の相の電圧は仮想非平滑直流母線Ｎに接続する交流電源１の相の電圧よりも大きいものとする。このことから、仮想非平滑直流母線ＰとＮとに接続する交流電源１の相の組み合わせは、その電圧が交流電源１の相の中で最大である相を最大電圧入力相、その電圧が交流電源１の相の中で２番目にあたる相を中間電圧入力相、その電圧が交流電源１の相の中で最小である相を最小電圧入力相とすると、「最大電圧入力相（Ｐ）−最小電圧入力相（Ｎ）」「最大電圧入力相（Ｐ）−中間電圧入力相（Ｎ）」「中間電圧入力相（Ｐ）−最小電圧入力相（Ｎ）」の３通りのみとなる。したがって、仮想非平滑直流母線Ｐに接続する交流電源１の相は、最大電圧入力相または中間電圧入力相のいずれかとなり、仮想非平滑直流母線Ｎに接続する交流電源１の相は中間電圧入力相または最小電圧入力相のいずれかとなる。加えて、仮想非平滑直流母線Ｐに最大電圧入力相を接続する場合、または、仮想非平滑直流母線Ｎに最小電圧入力相を接続する場合、の少なくとも一方の接続が常に現れることになる。
【００２０】
図６は、交流電源１の３つの相の電圧および交流電源１の最大電圧入力相、中間電圧入力相、最小電圧入力相の組み合わせを、交流電源１の１周期分について示したものである。最大電圧入力相、中間電圧入力相、最小電圧入力相の組み合わせは６通りあり、同一の組み合わせは交流電源１の位相の６０度にわたって連続的に現れて、６通りの組み合わせが順番に現れることにより交流電源１の１周期となる。上記の組み合わせが同一である６０度期間を、交流電源１の位相０度（交流電源１のＲ相の電圧ＶＲが負から正に変わる時点）から順にI、II、III、IV、V、VIと便宜的に呼ぶことにする。
【００２１】
図７（ａ）は、図６の期間IIの一部を時間的に拡大したものであり、中間電圧入力相であるＳ相の電圧ＶＳは正であるとする。図の時間範囲は交流電源１の周期に対して十分に短い時間としこの時間範囲では交流電源１の電圧がほとんど変わらないものとする。図７（ａ）の期間では電圧ＶＳが正であることから、交流電源１の相間電圧の中で最大の相間電圧はＲ相とＴ相との相間電圧ＶＲＴ、２番目に大きい相間電圧はＳ相とＴ相との相間電圧ＶＳＴ、最小の相間電圧はＲ相とＳ相との相間電圧ＶＲＳとなる。
このような交流電源１の状態において、図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ａ制御」を選択するときは、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は最大の相間電圧であるＶＲＴと２番目に大きい相間電圧であるＶＳＴとなり、相間電圧ＶＲＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する等価的な接続状態は図５（ｄ）に、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する等価的な接続状態は図５（ｂ）に、それぞれ相当する。この結果、いずれの等価接続状態においても、交流電源１の最小電圧入力相であるＴ相と仮想非平滑直流母線Ｎとが接続した状態となり、交流電源１と負荷２の等価的な接続状態において交流電源１のＴ相と仮想非平滑直流母線Ｎとを常に接続することになる。
【００２２】
一方、図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択するときは、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は２番目に大きい相間電圧であるＶＳＴと最小の相間電圧であるＶＲＳとなり、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する等価的な接続状態は図５（ｂ）に、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する等価的な接続状態は図５（ａ）に、それぞれ相当する。この結果、いずれの等価的な接続状態においても交流電源１の中間電圧入力相であるＳ相は仮想非平滑直流母線と接続した状態となるが、図５（ｂ）では仮想非平滑直流母線Ｐに、図５（ａ）では仮想非平滑直流母線Ｎに、それぞれ接続した状態であることから、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態において交流電源１のＳ相は仮想非平滑直流母線ＰまたはＮのいずれか一方と常に接続するような状態とはならない。
【００２３】
図７（ｂ）は、図７（ａ）と同様に図６の期間IIの一部を時間的に拡大したものであるが、中間電圧入力相であるＳ相の電圧ＶＳは負であるとする。図７（ｂ）の期間では、交流電源１の相間電圧の中で最大の相間電圧はＶＲＴで変わらないが、２番目に大きい相間電圧はＶＲＳに、最小の相間電圧はＶＳＴになる。
【００２４】
このような交流電源１の状態において、「Ａ制御」を選択するようなときは、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は最大の相間電圧であるＶＲＴと２番目に大きい相間電圧であるＶＲＳとなり、交流電源１と仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎの等価的な接続状態は図５（ｄ）と図５（ａ）にそれぞれ相当する。したがって、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態においては交流電源１の最大電圧入力相であるＲ相と仮想非平滑直流母線Ｐを常に接続することになる。
一方、「Ｂ制御」を選択するときは、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は２番目に大きい相間電圧であるＶＲＳと最小の相間電圧であるＶＳＴとなり、交流電源１と仮想非平滑直流母線との等価的な接続状態は、図７（ａ）の場合と同様に、図５（ａ）と図５（ｂ）にそれぞれ相当する。したがって、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態において交流電源１の中間電圧入力相であるＳ相は仮想非平滑直流母線ＰまたはＮのいずれか一方と常に接続するような状態とはならない。
【００２５】
以上のように、「Ａ制御」を行うときは、交流電源１の最大電圧入力相と仮想非平滑直流母線Ｐとを接続する状態、または、交流電源１の最小電圧入力相と仮想非平滑直流母線Ｎとを接続する状態、のいずれかの接続状態が常に現れることになる。これに対して、「Ｂ制御」を行うときは、交流電源１の中間電圧入力相と仮想非平滑直流母線とを常に接続した状態となるが、仮想非平滑直流母線ＰまたがＮのいずれか一方と常に接続するような状態とはならない。
【００２６】
以上は、交流電源１の電圧の状態が、図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は、図６の他の６０度期間であっても、交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。
【００２７】
図８は、接続時間比率演算手段１１が出力する交流電源１の相間電圧の選択結果と接続時間比率演算結果による交流電源１の相間電圧の接続期間（ａ）、変調率演算手段２２が出力する負荷２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊と変形三角波発生手段３２が出力する変形三角波搬送波（ｂ）、交流電源１の相間電圧の選択結果にしたがって整流器パルス発生手段１２が出力する整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴ（ｃ）、変調率ＶＵ＊と変形三角波搬送波とを比較した結果としてインバータパルス発生手段２３が出力するインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮ（ｄ）、整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴとインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮから合成した負荷２のＵ相に関する交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルス（ｅ）、および、スイッチ３ＵＲ〜３ＷＴのゲートパルスによって負荷２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に現れる電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ（ｆ）を、それぞれ示したタイミングチャートである。
【００２８】
図８は、図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ａ制御」を選択するようなときの一例であり、交流電源１の電圧が図６の期間IIにあって図７（ａ）の状態であるとしたものである。仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は、最大の相間電圧であるＶＲＴと２番目に大きい相間電圧であるＶＳＴであり、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態は、図５（ｄ）と図５（ｂ）にそれぞれ相当する。相間電圧ＶＲＴと相間電圧ＶＳＴの接続時間比率をそれぞれＤＲ、ＤＳとしてＤＲ＋ＤＳ＝１になるようにすると、それぞれの相間電圧の接続時間は、パルス生成周期をＴｓとして、前者がＤＲ×Ｔｓ、後者がＤＳ×Ｔｓとなる。なお、負荷２のＶ相およびＷ相に関する、インバータパルス３ＶＰ、３ＶＮ、３ＷＰ、３ＷＮ、および、ゲートパルス３ＶＲ、３ＶＳ、３ＶＴ、３ＷＲ、３ＷＳ、３ＷＴは、その発生原理がＵ相に関するインバータパルスおよびゲートパルスとそれぞれ同一であるため図示は省略している。
【００２９】
次に、交流電源１の相間電圧の選択結果による等価接続状態とインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮから負荷２のＵ相に関する交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成する方法を、図５と図８を用いて説明する。
仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに相間電圧ＶＲＴを接続する期間では、その等価接続状態である図５（ｄ）において、負荷２のＵ相は、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰをオンとするときは仮想非平滑直流母線Ｐを介して交流電源１のＲ相に接続され、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＮをオンとするときは仮想非平滑直流母線Ｎを介して交流電源１のＴ相に接続される。このことから、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰがオンである期間はＵ相とＲ相との間のスイッチ３ＵＲがオンとなり、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＮがオンである期間はＵ相とＴ相との間のスイッチ３ＵＴがオンとなる。
【００３０】
同様にして、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに相間電圧ＶＳＴを接続する期間では、その等価接続状態である図５（ｂ）において、負荷２のＵ相は、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰをオンとするときは仮想非平滑直流母線Ｐを介して交流電源１のＳ相に接続され、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＮをオンとするときは仮想非平滑直流母線Ｎを介して交流電源１のＴ相に接続される。このことから、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＰがオンである期間はＵ相とＳ相との間のスイッチ３ＵＳがオンとなり、仮想インバータ３ＩＶのスイッチ３ＵＮがオンである期間はＵ相とＴ相との間のスイッチ３ＵＴがオンとなる。
以上の結果、スイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスと、その結果として負荷２のＵ相に現れる電圧ＶＵは図８（ｅ）（ｆ）に示す通りとなる。同様にして、負荷２のＶ相、Ｗ相に現れる電圧ＶＶ、ＶＷも図示した通りになる。
【００３１】
ここで、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＲＴからＶＳＴまたはその逆に切り替わるタイミングでは、負荷２のＵ相に関するインバータパルスはそのタイミングの前後にわたって３ＵＮがオン、整流器パルスはそのタイミングの前後にわたって３ＮＴがオンのままとなり、負荷２のＵ相に関するスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成するとそのタイミングの前後にわたってスイッチ３ＵＴがオンとなることからスイッチングは発生しないことになるため、負荷２のＵ相に現れる電圧は交流電源１のＴ相の電圧ＶＴのままとなる。このことは、負荷２のＶ相、Ｗ相でも同様である。
以上は、交流電源１の電圧の状態が図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は、図６の他の６０度期間であっても交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。
【００３２】
次に、図９は、図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択するようなときの一例を図８と同様の各波形について示すもので、交流電源１の電圧は図８と同様に図６の期間IIにあって図７（ａ）の状態であるとしたものである。
仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧は２番目に大きい相間電圧であるＶＳＴと最小の相間電圧であるＶＲＳであり、交流電源１と負荷２との等価的な接続状態は図５（ｂ）と図５（ａ）にそれぞれ相当する。相間電圧ＶＳＴと相間電圧ＶＲＳの接続時間比率をそれぞれＤＴ、ＤＲとしてＤＴ＋ＤＲ＝１になるようにすると、それぞれの相間電圧の接続時間は、パルス生成周期をＴｓとして前者がＤＴ×Ｔｓ、後者がＤＲ×Ｔｓとなる。なお、インバータパルス３ＶＰ、３ＶＮ、３ＷＰ、３ＷＮ、および、ゲートパルス３ＶＲ、３ＶＳ、３ＶＴ、３ＷＲ、３ＷＳ、３ＷＴは、図８と同様に図示は省略した。
【００３３】
ここで、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＳＴからＶＲＳまたはその逆に切り替わるタイミングでは、負荷２のＵ相に関するインバータパルスはそのタイミングの前後にわたって３ＵＮがオンとなっているが、整流器パルスは、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＰＳと３ＮＴとが、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＰＲと３ＮＳとが、それぞれオンとなっており、そのタイミングの前後にわたってオンとなる整流器パルスはない。このため、負荷２のＵ相に関するスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成すると、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときはスイッチ３ＵＴが、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときはスイッチ３ＵＳが、それぞれオンとなることから、上記タイミングではスイッチ３ＵＴとスイッチ３ＵＳとの間でスイッチングが発生することになる。結果、負荷２のＵ相に現れる電圧も交流電源１のＴ相の電圧ＶＴとＳ相の電圧ＶＳとの間で切り替わることになる。このことは、負荷２のＶ相、Ｗ相でも同様である。このようなスイッチングは、図８の「Ａ制御」を選択する場合においては発生しないものであることから、その場合と比較してパルス生成周期あたりのスイッチングの回数が増加することになり、スイッチング損失の増大やサージ電圧の発生回数の増加といった課題が生じることになる。
以上は、交流電源１の電圧の状態が図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は図６の他の６０度期間であっても交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。
【００３４】
図１０は、このような課題を解決するために創案された本願発明の実施の形態１における、交流電源１と負荷２とを直接接続するスイッチにより構成される交流−交流電力変換装置の構成図である。図１と同一の構成要素については図１と同一の番号を付し個々の説明は省略する。
図１０において、変形鋸波発生手段３３は、接続時間比率演算手段１１が演算した接続時間比率演算結果と接続順序に応じて、後述する波形の変形鋸波搬送波を出力する。 搬送波選択手段３４は、整流器制御方法選択信号に応じて、仮想整流器３ＣＶの制御方法として「Ａ制御」を選択する場合には変形三角波発生手段３２からの変形三角波搬送波を選択し、「Ｂ制御」を選択する場合には変形鋸波発生手段３３からの変形鋸波搬送波を選択し、選択した搬送波を変形搬送波として出力してインバータパルス発生手段２３に入力する。
【００３５】
図１１は、図１０の交流−交流電力変換装置の構成において、交流電源１の相間電圧の選択結果と接続期間（ａ）、変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊と変形鋸波搬送波（ｂ）、整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴ（ｃ）、インバータパルス３ＵＰ、３ＵＮ（ｄ）、スイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルス（ｅ）、および電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ（ｆ）を、それぞれ示したタイミングチャートである。
図１１は、図１０の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択したときの一例であり、交流電源１の電圧は、図８と同様に、図６の期間IIにあって図７（ａ）の状態であるとしたものである。整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を指示する整流器制御方法選択信号を出力したことから、搬送波選択手段３４は変形搬送波として変形鋸波搬送波を選択して出力する。
【００３６】
ここで採用する変形鋸波搬送波は、パルス生成周期の最初の交流電源１の相間電圧の接続期間で交流電源１の最大電圧の相を仮想非平滑直流母線Ｐに接続する場合は右上がり、パルス生成周期の最初の交流電源１の相間電圧の接続期間で交流電源１の最小電圧の相を仮想的な非平滑直流母線Ｎに接続する場合は右下がり、となるようにし、接続する相間電圧が切り替わるタイミングで時間軸に垂直に折り返す変形鋸波状とする。ここでは、図７（ａ）の状態としているので、交流電源１の最大電圧の相はＲ相であり、最小電圧の相はＴ相であるので、変形鋸波搬送波は、図１１（ｂ）に示す通りとなる。
【００３７】
そして、変調率ＶＵ＊と変形鋸形搬送波とを比較した結果、インバータパルス発生手段２３が出力するインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮは、図１１（ｄ）に示したとおりになる。
ここで、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＳＴからＶＲＳまたはその逆に切り替わるタイミングでは、負荷２のＵ相に関するインバータパルスは、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＵＰが、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＵＮが、それぞれオンとなっており、仮想インバータ３ＩＶではスイッチングが発生している。また、整流器パルスは、図９と同様に、相間電圧ＶＳＴを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＰＳと３ＮＴが、相間電圧ＶＲＳを仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続するときは３ＰＲと３ＮＳが、それぞれオンとなっており、そのタイミングの前後にわたってオンとなる整流器パルスはない。しかしながら、インバータパルスと整流器パルスとから負荷２のＵ相に関するスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成するとそのタイミングの前後にわたってスイッチ３ＵＳがオンとなることからスイッチングは発生しないことになるため、負荷２のＵ相に現れる電圧は交流電源１のＳ相の電圧ＶＳのままとなる。このことは、負荷２のＶ相、Ｗ相でも同様である。
【００３８】
したがって、仮想整流器３ＣＶの制御方法として「Ｂ制御」を選択するような整流器制御方法選択信号を出力する場合でも、「Ａ制御」を選択する整流器制御方法選択信号を出力する図８の場合と比較してスイッチング回数は増大せず同一である。したがって、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに発生する直流母線電圧ＶＤＣを小さくできる「Ｂ制御」では、その本来の意図通り、「Ａ制御」と比較して交流−交流電力変換装置で発生するスイッチング損失が小さくなる。
以上は、交流電源１の電圧の状態が図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は図６の他の６０度期間であっても交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。
【００３９】
また、変形鋸波発生手段３３で生成する変形鋸波搬送波は、細部の説明は省略するが、必ずしも、図１１に示す形状のものに限られるものではなく、パルス生成周期のタイミングおよび２種の相間電圧が切り替わるタイミングで折り返すとともに、２種の相間電圧が切り替わるタイミングでは時間軸に垂直に折り返す形状のものであれば、上述したと同様の効果が得られる。
【００４０】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、交流電源１と負荷２とを直接接続する交流交流変換スイッチ３Ｖにより構成される交流−交流電力変換装置において、上述した変形鋸波搬送波を出力する変形鋸波発生手段を設けたことにより、仮想整流器３ＣＶが、交流電源１の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択して制御する場合に、上記２種の相間電圧の切り替えが発生するタイミングで、交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチでスイッチングを発生させることがないため、交流−交流電力変換装置で発生するパルス生成周期あたりのスイッチング回数は増加しない。したがって、仮想整流器３ＣＶが、交流電源１の相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択して制御する場合と比較して、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに発生する直流母線電圧が平均的に小さいことから、交流−交流電力変換装置で発生するスイッチング損失を小さくすることができるという効果がある。
【００４１】
また、整流器制御方法選択手段３１が交流電源１の相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択して仮想整流器３ＣＶの制御を行う場合は、変形搬送波として変形三角波搬送波を選択し、整流器制御方法選択手段３１が交流電源１の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択して仮想整流器３ＣＶの制御を行う場合は、変形搬送波として変形鋸波搬送波を選択して出力する搬送波選択手段３４を設けたことにより、仮想整流器３ＣＶの制御方法の選択結果に拘わらず、スイッチング損失を常に最小とすることができる。
【００４２】
実施の形態２．
先の実施の形態１では、図１１（ｆ）からも分かるように、負荷２の全ての相について同一回数のスイッチ切り替えが発生する。この実施の形態２は、変調率を調整することにより、負荷２のいずれか１相でスイッチ切り替えが発生しない、即ち、二相変調として、スイッチング損失が全体として低減できる交流−交流電力変換装置について説明する。
【００４３】
図１２は、本発明の実施の形態２における変調率演算手段２２Ａを示したものである。変調率演算手段２２Ａは、実施の形態１の変調率演算手段２２に相当する変調率演算手段２２１と変調率調整手段である二相変調化手段２２２とで構成される。変調率演算手段２２１は、入力電圧検出部４が出力する入力電圧信号と接続時間比率演算手段１１が出力する接続時間比率演算結果とによって決定される仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎの直流母線電圧ＶＤＣに応じて、電圧指令手段２１が出力する負荷２の出力電圧指令値からそれぞれの相の変調率を演算して出力するものであり、本発明の実施の形態１における変調率演算手段２２と同一の機能を有する。二相変調化手段２２２は、後述するように、交流電源１の１つの相間電圧を選択した等価接続状態で負荷２のいずれか１つの相について仮想インバータ３ＩＶでスイッチ切り替えが発生しないよう接続時間比率演算手段１１が出力する接続順序に応じて変調率演算手段２２１が出力する変調率を調整するものである。
【００４４】
図１３は、本発明の実施の形態２の交流−交流電力変換装置の構成において、交流電源１の相間電圧の選択結果と接続期間（ａ）、調整後の変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊と変形鋸波搬送波（ｂ）、整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴ（ｃ）、インバータパルス３ＵＰ、３ＵＮ（ｄ）、スイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルス（ｅ）、および、電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ（ｆ）を、それぞれ示したタイミングチャートである。図１３は、図１０の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択しているときの一例であり、交流電源１の電圧は、図６の期間IIにあって図７（ａ）の状態であるとしたものである。整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を指示する整流器制御方法選択信号を出力していることから、搬送波選択手段３４は変形搬送波として変形鋸波搬送波を選択して出力する。
【００４５】
二相変調化手段２２２は、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＲＳである期間は、交流電源１の最大電圧入力相であるＲ相が仮想非平滑直流母線Ｐに接続されていることになるため、出力電圧指令値が最小である負荷２のＷ相の変調率ＶＷ＊を−１（変形鋸波搬送波の最低値）とし、かつ、負荷２に与える相間電圧が変動しないように変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊を合わせて調整し、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＳＴである期間は、交流電源１の最小電圧入力相であるＴ相が仮想非平滑直流母線Ｎに接続されていることになるため、出力電圧指令値が最大である負荷２のＵ相の変調率ＶＵ＊を＋１（変形鋸波搬送波の最高値）とし、かつ、負荷２に与える相間電圧が変動しないように変調率ＶＶ＊、ＶＷ＊を合わせて調整する。その結果、変調率ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊は、図１３（ｂ）に示したとおりになる。
なお、「Ｂ制御」を選択するときにおいては、仮想非平滑直流母線Ｐに最大電圧入力相を接続する場合、または、仮想非平滑直流母線Ｎに最小電圧入力相を接続する場合、の少なくとも一方の接続のみが現れることから、変調率を調整する方法はこの２通りしかない。
【００４６】
出力電圧指令値が最大であるＵ相の変調率ＶＵ＊と変形鋸波搬送波とを比較した結果、インバータパルス発生手段２３が出力するインバータパルス３ＵＰ、３ＵＮは図示（ｄ）した通りになる。インバータパルス３ＵＰ、３ＵＮと整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴとから負荷２のＵ相に関するスイッチ３ＵＲ、３ＵＳ、３ＵＴのゲートパルスを合成すると、相間電圧ＶＳＴと相間電圧ＶＲＳの切り替えに相当する仮想整流器３ＣＶの切り替えタイミングでは、そのタイミングの前後にわたってスイッチ３ＵＳがオンのままとなっておりスイッチングは発生しないことになり、負荷２のＵ相に現れる電圧も仮想整流器３ＣＶの切り替えタイミングの前後で交流電源１のＳ相の電圧ＶＳのままとなっている。そして、そのタイミングの前または後のインバータパルス切り替えタイミングでは、Ｒ相とＳ相との間にスイッチングが発生する。
【００４７】
出力電圧指令値が中間であるＶ相のインバータパルス３ＶＰ、３ＶＮと整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴとから負荷２のＶ相に関するスイッチ３ＶＲ、３ＶＳ、３ＶＴのゲートパルスを合成すると、上記のタイミングではスイッチングは発生せず負荷２のＶ相に現れる電圧も仮想整流器３ＣＶの切り替えタイミングの前後で電圧ＶＳのままとなっている。そして、そのタイミングの前後のインバータパルス切り替えタイミングでは、Ｒ相とＳ相との間、Ｓ相とＴ相との間にスイッチングが発生する。
【００４８】
出力電圧指令値が最小であるＷ相のインバータパルス３ＷＰ、３ＷＮと整流器パルス３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴ、３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴとから負荷２のＷ相に関するスイッチ３ＷＲ、３ＷＳ、３ＷＴのゲートパルスを合成すると、上記のタイミングではスイッチングは発生せず負荷２のＷ相に現れる電圧も仮想整流器３ＣＶの切り替えタイミングの前後で電圧ＶＳのままとなっている。そして、そのタイミングの前または後のインバータパルス切り替えタイミングでは、Ｓ相とＴ相との間にスイッチングが発生する。
この結果、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＲＳである期間では、出力電圧指令値が最小であるＷ相ではスイッチングが発生せずＵ相とＶ相の二相のみでスイッチングが発生し、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎに接続する交流電源１の相間電圧がＶＳＴである期間では、出力電圧指令値が最大であるＵ相ではスイッチングが発生せずＶ相とＷ相の二相のみでスイッチングが発生することになり、それぞれの期間においては二相変調となっている。
キャリア生成周期あたりのスイッチング回数は、出力電圧指令値が最大であるＵ相と最小であるＷ相では１回、出力電圧指令値が中間であるＶ相では２回となり、スイッチ３ＵＲ〜３ＷＴで合計４回となり、先の実施の形態１の図１１の場合に比べ、二相変調によりスイッチング回数が低減しスイッチング損失も低減する。
【００４９】
仮想整流器３ＣＶの制御方法として「Ａ制御」を示す整流器制御方法選択信号を出力する場合であっても、交流−交流電力変換装置で二相変調を行う場合におけるキャリア生成周期あたりのスイッチング回数は４回であることから、「Ｂ制御」を選択するような整流器制御方法選択信号を出力する場合でもスイッチング回数は同一となる。したがって、仮想非平滑直流母線に発生する直流母線電圧ＶＤＣを小さくできる「Ｂ制御」は、「Ａ制御」と比較して交流−交流電力変換装置で発生するスイッチング損失が小さくなる。
以上は、交流電源１の電圧の状態が図６の期間IIを例に説明したものであるが、このような動作は図６の他の６０度期間であっても交流電源１の相の組み合わせが入れ替わるだけで同様に発生する。また、出力電圧指令値が最大である負荷２の相、中間である負荷２の相、最小である負荷２の相、の組み合わせがいずれの場合であっても同様に発生する。
【００５０】
以上のように、この発明の実施の形態２によれば、交流−交流電力変換装置の出力電圧が二相変調となるようにしたので、全体としてスイッチング回数が低減してスイッチング損失も低減する。また、仮想整流器３ＣＶが、交流電源１の相間電圧の中から２番目に大きい相間電圧と最小の相間電圧とを選択して制御する場合にも、相間電圧の中から最大の相間電圧と２番目に大きい相間電圧とを選択して制御する場合と比較して、パルス生成周期あたりのスイッチング回数を増加させることはない。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】従来の交流−交流電力変換装置を示す構成図である。
【図２】図１の交流交流変換スイッチ３Ｖのスイッチ３ＵＲ〜３ＷＴの構成の一例を示す図である。
【図３】図１の交流−交流電力変換装置を制御するために設定する仮想整流器３ＣＶ、仮想非平滑直流母線Ｐ、Ｎおよび仮想インバータ３ＩＶの構成を示す図である。
【図４】図１のゲートパルス合成手段４１の内部論理回路の一部を示す図である。
【図５】交流−交流電力変換装置のスイッチング制御における交流電源１と負荷２との等価的な接続状態を示す図である。
【図６】交流電源１の３つの相の電圧および交流電源１の最大電圧入力相、中間電圧入力相、最小電圧入力相の組み合わせを、交流電源１の１周期分について示した図である。
【図７】図６の期間IIの一部を時間的に拡大した図である。
【図８】図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ａ制御」を選択した場合のタイミングチャートである。
【図９】図１の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択した場合のタイミングチャートである。
【図１０】この発明の実施の形態１における交流−交流電力変換装置を示す構成図である。
【図１１】図１０の整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択した場合のタイミングチャートである。
【図１２】この発明の実施の形態２における交流−交流電力変換装置の変調率演算手段２２Ａを示す構成図である。
【図１３】実施の形態２において、整流器制御方法選択手段３１が「Ｂ制御」を選択した場合のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００５２】
１ 交流電源、２ 負荷、３ＵＲ〜３ＷＴ，３Ｖ 交流交流変換スイッチ、
３ＰＲ〜３ＮＴ，３ＣＶ 仮想整流器、３ＵＰ〜３ＷＮ，３ＩＶ 仮想インバータ、
４ 入力電圧検出部、１１ 接続時間比率演算手段、１２ 整流器パルス発生手段、
２１ 電圧指令手段、２２，２２Ａ 変調率演算手段、
２３ インバータパルス発生手段、３１ 整流器制御方法選択手段、
３２ 変形三角波発生手段、３３ 変形鋸波発生手段、３４ 搬送波選択手段、
４１ ゲートパルス合成手段、４２ ゲートドライバ、２２１ 変調率演算手段、
２２２ 二相変調化手段、Ｐ，Ｎ 仮想非平滑直流母線。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端の多相交流電圧を、電圧指令に基づき、交流直流変換手段および直流交流変換手段を伴うことなく直接交流電圧に変換して出力端に出力する交流−交流電力変換装置であって、
上記入力端の各相と上記出力端の各相との間に接続され上記交流交流直接変換を行う交流交流変換スイッチ、および上記交流交流変換スイッチのオンオフ制御を行う制御手段を備え、
上記制御手段は、上記入力端の多相交流電圧を直流電圧に変換して仮想直流母線に出力する仮想交流直流変換スイッチと上記仮想直流母線の電圧を上記電圧指令に基づく交流電圧に変換する仮想直流交流変換スイッチとを設定するとともに、
上記入力端の多相交流電圧の相間電圧を２種選択し、この２種の相間電圧が所定のパルス生成周期毎に順次反転する順序で上記仮想直流母線に出力されるように上記仮想交流直流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算する第１のパルス信号演算手段と、上記電圧指令および上記仮想直流母線の電圧に基づき上記出力端に出力する各相の電圧指令となる変調率を演算する変調率演算手段と、上記パルス生成周期のタイミングおよび上記２種の相間電圧が切り替わるタイミングで折り返すとともに、上記２種の相間電圧が切り替わるタイミングでは時間軸に垂直に折り返す変形鋸波搬送波を発生する変形鋸波発生手段と、上記変調率演算手段からの上記変調率と上記変形鋸波発生手段からの変形鋸波搬送波との比較演算に基づき上記仮想直流交流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算する第２のパルス信号演算手段と、上記第１および第２のパルス信号演算手段からの仮想パルス信号を合成し、上記入力端と上記出力端との接続状態が、当該仮想パルス信号によってオンオフ制御される上記仮想交流直流変換スイッチおよび上記仮想直流交流変換スイッチによる接続状態と等価となるよう上記交流交流変換スイッチをオンオフ制御するパルス信号を演算するゲートパルス合成手段とを備えた交流−交流電力変換装置。
【請求項２】
上記入力端および上記出力端の交流電圧が三相交流電圧であって、
上記パルス生成周期のタイミングおよび上記２種の相間電圧が切り替わるタイミングで折り返す変形三角波搬送波を発生する変形三角波発生手段、上記変形鋸波発生手段と上記変形三角波発生手段とのいずれかを選択して上記第２のパルス信号演算手段に送出する搬送波選択手段を備え、
上記第１のパルス信号演算手段は、上記入力端の電圧の振幅に対する上記電圧指令の振幅の比率が所定の設定値より大きいときは上記入力端の相間電圧の内、その値が最大であるものと２番目に大きいものとの２種の相間電圧を選択し、上記比率が上記設定値以下のときは上記入力端の相間電圧の内、その値が２番目に大きいものと最小であるものとの２種の相間電圧を選択する場合、
上記搬送波選択手段は、上記比率が上記設定値より大きいときは上記変形三角波発生手段を選択し、上記比率が上記設定値以下のときは上記変形鋸波発生手段を選択し、それぞれその出力を上記第２のパルス信号演算手段に送出するようにし、
上記第２のパルス信号演算手段は、上記変調率演算手段からの上記変調率と上記変形三角波発生手段からの変形三角波搬送波または上記変形鋸波発生手段からの変形鋸波搬送波との比較演算に基づき上記仮想直流交流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算するようにしたことを特徴とする請求項１記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項３】
上記入力端の三相相電圧の内最大の相が上記仮想直流母線に接続されている期間では上記電圧指令となる三相変調率の内最小の相の変調率が上記変形鋸波搬送波の最低値と一致するように、上記入力端の三相相電圧の内最小の相が上記仮想直流母線に接続されている期間では上記電圧指令となる三相変調率の内最大の相の変調率が上記変形鋸波搬送波の最高値と一致するように、それぞれ上記変調率演算手段からの上記電圧指令となる三相変調率の値を当該三相変調率の各相間値を変化させない条件で調整する変調率調整手段を備えたことを特徴とする請求項２記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項１】
入力端の多相交流電圧を、電圧指令に基づき、交流直流変換手段および直流交流変換手段を伴うことなく直接交流電圧に変換して出力端に出力する交流−交流電力変換装置であって、
上記入力端の各相と上記出力端の各相との間に接続され上記交流交流直接変換を行う交流交流変換スイッチ、および上記交流交流変換スイッチのオンオフ制御を行う制御手段を備え、
上記制御手段は、上記入力端の多相交流電圧を直流電圧に変換して仮想直流母線に出力する仮想交流直流変換スイッチと上記仮想直流母線の電圧を上記電圧指令に基づく交流電圧に変換する仮想直流交流変換スイッチとを設定するとともに、
上記入力端の多相交流電圧の相間電圧を２種選択し、この２種の相間電圧が所定のパルス生成周期毎に順次反転する順序で上記仮想直流母線に出力されるように上記仮想交流直流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算する第１のパルス信号演算手段と、上記電圧指令および上記仮想直流母線の電圧に基づき上記出力端に出力する各相の電圧指令となる変調率を演算する変調率演算手段と、上記パルス生成周期のタイミングおよび上記２種の相間電圧が切り替わるタイミングで折り返すとともに、上記２種の相間電圧が切り替わるタイミングでは時間軸に垂直に折り返す変形鋸波搬送波を発生する変形鋸波発生手段と、上記変調率演算手段からの上記変調率と上記変形鋸波発生手段からの変形鋸波搬送波との比較演算に基づき上記仮想直流交流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算する第２のパルス信号演算手段と、上記第１および第２のパルス信号演算手段からの仮想パルス信号を合成し、上記入力端と上記出力端との接続状態が、当該仮想パルス信号によってオンオフ制御される上記仮想交流直流変換スイッチおよび上記仮想直流交流変換スイッチによる接続状態と等価となるよう上記交流交流変換スイッチをオンオフ制御するパルス信号を演算するゲートパルス合成手段とを備えた交流−交流電力変換装置。
【請求項２】
上記入力端および上記出力端の交流電圧が三相交流電圧であって、
上記パルス生成周期のタイミングおよび上記２種の相間電圧が切り替わるタイミングで折り返す変形三角波搬送波を発生する変形三角波発生手段、上記変形鋸波発生手段と上記変形三角波発生手段とのいずれかを選択して上記第２のパルス信号演算手段に送出する搬送波選択手段を備え、
上記第１のパルス信号演算手段は、上記入力端の電圧の振幅に対する上記電圧指令の振幅の比率が所定の設定値より大きいときは上記入力端の相間電圧の内、その値が最大であるものと２番目に大きいものとの２種の相間電圧を選択し、上記比率が上記設定値以下のときは上記入力端の相間電圧の内、その値が２番目に大きいものと最小であるものとの２種の相間電圧を選択する場合、
上記搬送波選択手段は、上記比率が上記設定値より大きいときは上記変形三角波発生手段を選択し、上記比率が上記設定値以下のときは上記変形鋸波発生手段を選択し、それぞれその出力を上記第２のパルス信号演算手段に送出するようにし、
上記第２のパルス信号演算手段は、上記変調率演算手段からの上記変調率と上記変形三角波発生手段からの変形三角波搬送波または上記変形鋸波発生手段からの変形鋸波搬送波との比較演算に基づき上記仮想直流交流変換スイッチをオンオフ制御する仮想パルス信号を演算するようにしたことを特徴とする請求項１記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項３】
上記入力端の三相相電圧の内最大の相が上記仮想直流母線に接続されている期間では上記電圧指令となる三相変調率の内最小の相の変調率が上記変形鋸波搬送波の最低値と一致するように、上記入力端の三相相電圧の内最小の相が上記仮想直流母線に接続されている期間では上記電圧指令となる三相変調率の内最大の相の変調率が上記変形鋸波搬送波の最高値と一致するように、それぞれ上記変調率演算手段からの上記電圧指令となる三相変調率の値を当該三相変調率の各相間値を変化させない条件で調整する変調率調整手段を備えたことを特徴とする請求項２記載の交流−交流電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２００８−２８３７７４（Ｐ２００８−２８３７７４Ａ）
【公開日】平成２０年１１月２０日（２００８．１１．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１２５２１２（Ｐ２００７−１２５２１２）
【出願日】平成１９年５月１０日（２００７．５．１０）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１１月２０日（２００８．１１．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年５月１０日（２００７．５．１０）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]