伝送路情報フィードバックシステム
【課題】チャネルインパルス応答等の伝送路情報がフィードバック信号から精度良く推定でき、かつ信号対雑音比の情報も送れる伝送路情報フィードバック方式を提供すること。
【解決手段】下り回線パイロット信号メモリ５２が出力する既知の下り回線用パイロット信号と、周波数領域の受信信号とを用いて、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を推定し、推定結果はDFT回路でチャネル周波数応答へ変換される。SNR推定回路６１は、周波数領域の受信信号と、推定されたチャネル周波数応答とを用いて、下り回線のSNRを下り回線の伝送路情報として推定し出力する。フィードバック信号生成回路６２は、推定されたチャネル周波数応答及びSNRと、上り回線パイロット信号メモリ５４が出力する既知の上り回線用パイロット信号とを入力とし、SNRとチャネル周波数応答と上り回線用パイロット信号とを多重してフィードバックする。
【解決手段】下り回線パイロット信号メモリ５２が出力する既知の下り回線用パイロット信号と、周波数領域の受信信号とを用いて、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を推定し、推定結果はDFT回路でチャネル周波数応答へ変換される。SNR推定回路６１は、周波数領域の受信信号と、推定されたチャネル周波数応答とを用いて、下り回線のSNRを下り回線の伝送路情報として推定し出力する。フィードバック信号生成回路６２は、推定されたチャネル周波数応答及びSNRと、上り回線パイロット信号メモリ５４が出力する既知の上り回線用パイロット信号とを入力とし、SNRとチャネル周波数応答と上り回線用パイロット信号とを多重してフィードバックする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話システム等の無線通信に関するものであり、特に複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うMIMO（Multiple Input Multiple Output）方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話システム等の無線通信において、周波数帯域を広げずに伝送速度を高める技術として、複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うMIMO伝送が注目を集めている。このMIMO伝送の更なる特性改善を図る送信技術として、送信側でチャネルインパルス応答等の伝送路情報が既知の場合、伝送路に応じて送信信号に線形処理を施すプリコーディング技術が知られている。
上下回線で周波数チャネルが異なるFDD（Frequency Division Duplex）の場合、送信側で伝送路情報が得られないので、プリコーディングを動作させるためには、受信側から送信側へ伝送路情報をフィードバックする必要がある。
【０００３】
以下では、伝送路情報のフィードバックを行うMIMO送受信機の説明を行うが、簡単のため、送信側を基地局、受信側を移動端末とし、基地局から移動端末への下り回線においてプリコーディングを用いた通信を行い、移動端末から基地局への上り回線において伝送路情報のフィードバックを行うものとする。
【０００４】
図１に、従来のMIMOシングルキャリア伝送の無線送信機で、フィードバックされた伝送路情報を用いてプリコーディングを動作させる構成を示す。なお、送信アンテナ数NTは２とした。まず、送信ビット系列が入力端子１から変調回路２へ入力され、変調信号である複素シンボル系列が生成される。複素シンボルはディジタル信号であり、同相成分と直交成分の２成分を持つが、一つの信号と見なす。以降ベースバンド帯の信号は全て、同相成分を実部、直交成分を虚部とする複素表示で表すものとする。変調回路２の出力である複素シンボル系列は、シリアル・パラレル変換器３へ入力され、送信ストリーム数MSの系列に分けられる。ここではMS＝2であり、各複素シンボル系列はプリコーディングを行う線形処理回路６へ入力される。線形処理回路６は複素乗算を行う乗算器４−１から４−４、複素加算を行う加算器５−１から５−２で構成されており、複素シンボルに重み付け係数を乗算して合成し、送信アンテナ数NTの送信信号を生成する。この重み付け係数は、プリコーディング行列制御回路２１が制御し、端子２０−１から２０−４を通り出力されるが、この制御については後述する。線形処理回路６の出力である送信信号はそれぞれ、対応するアップコンバーター１２−１及び１２−２へ入力され、RF周波数帯へ周波数変換された後、入力端子２４−１と２４−２を通り、対応する送信増幅器９−１及び９−２で増幅され、送信アンテナ１１−１及び１１−２で送信される。アップコンバーター１２−１はD/A変換器７と乗算回路８から構成され、D/A変換器７は送信信号の同相成分及び直交成分をアナログ信号に変換する。乗算回路８はアナログ信号の同相成分に発振器１０が出力するRF周波数の搬送波を乗算し、アナログ信号の直交成分には位相を９０度回転した搬送波を乗算し、乗算結果を足し合わせ送信波として出力する。
【０００５】
フィードバックされた伝送路情報を含む受信波は、受信アンテナ１３−１及び１３−２で受信され、受信増幅器１４−１及び１４−２で増幅された後、出力端子２５−１及び２５−２へ出力される。さらにダウンコンバーター１８−１及び１８−２に入力され、RF周波数帯からベースバンドに周波数変換された後、受信信号として出力される。ダウンコンバーター１８−１は、乗算回路１５、低域通過フィルタ１６、及びA/D変換器１７から構成され、乗算回路１５は増幅された受信波に発振器２２が出力する搬送波と搬送波の位相を９０度回転したものをそれぞれ乗算して、２つの乗算結果を出力する。この乗算結果は低域通過フィルタ１６で高周波成分が除去された後、ベースバンド信号である受信信号の同相成分と直交成分が抽出される。A/D変換器１７は受信信号をディジタル信号に変換して出力する。受信信号は端子１９−１及び１９−２を通り、プリコーディング行列制御回路２１へ入力される。
【０００６】
なお、図１では送受信で別々のアンテナを用いた構成例を示したが、送受信共用アンテナを用いる構成も可能である。送受信共用アンテナを用いる場合の構成を図２に示す。入力端子２４−３から入力する送信波は送信増幅器９−３で増幅された後、サーキュレーター７５を通過して送受信共用アンテナ２３で送信される。この信号は、受信増幅器１４−３へは入力されない。一方、受信波は送受信共用アンテナ２３で受信され、サーキュレーター７５を通過して受信増幅器１４−３へのみ出力される。増幅された受信波は出力端子２５−３から出力される。
【０００７】
図１のプリコーディング行列制御回路２１は大別して、３種類の構成が考えられる。
第１の構成は、伝送路情報を量子化して、その量子化ビットをフィードバックする場合であり、プリコーディング行列制御回路２１は図３に示す構成となる。まず、量子化された伝送路情報を含む受信信号が端子１９−１及び１９−２を通り、ディジタル化伝送路情報抽出回路７６へ入力される。ディジタル化伝送路情報抽出回路７６は受信信号から量子化された伝送路情報を抽出し、その値をプリコーディング行列推定回路７７へ入力する。なお、伝送路情報は、送信アンテナ数NTが２なので、１９−１、１９−２それぞれの受信信号に対して、送信アンテナ１１−１からのチャネルインパルス応答と、送信アンテナ１１−２からのチャネルインパルス応答の２種類となる。プリコーディング行列推定回路７７は、量子化された伝送路情報を基に重み付け係数を求め、端子２０−１〜２０−４へ出力する。伝送路情報の量子化ビット数を多くすると、フィードバック情報量が増えてしまい、逆に伝送路情報の量子化ビット数を少なくすると、量子化誤差が大きくなり、プリコーディングの重み付け係数が正確に求められないという問題がある。
【０００８】
そこで、第2の構成として、フィードバック情報量を減らしても、ある程度の精度で重み付け係数を求められるよう、コードブック方式が提案されている（非特許文献１参照）。この方式は、重み付け係数を要素に持つプリコーディング行列について、複数の候補を予め決めておく。なお、この候補の集合はコードブックと呼ばれている。送受信機でコードブックの情報を共有し、受信側で最適なプリコーディング行列の候補を選択して、その番号（インデックス）を伝送路情報として送信側へフィードバックする。
【０００９】
図４に、コードブック方式におけるプリコーディング行列制御回路２１の構成を示す。まず、インデックスを含む受信信号が端子１９−１及び１９−２を通り、プリコーディング・インデックス抽出回路２６へ入力される。プリコーディング・インデックス抽出回路２６は受信信号からインデックスを抽出し、その値をプリコーディング行列選択回路２７へ入力する。プリコーディング行列選択回路２７は、コードブックの中から受信側で選択されたプリコーディング行列を選び、その行列の要素を重み付け係数として端子２０−１〜２０−４へ出力する。
【００１０】
コードブック方式はフィードバック情報量を減らすため、コードブックのサイズ、即ちプリコーディング行列の候補数を限定する。このため、プリコーディングによる伝送特性改善効果が損なわれるという問題がある。この問題を克服するために、第3の構成である、アナログフィードバック方式が提案されている（非特許文献２参照）。これは、伝送路情報をアナログ信号のままフィードバックするもので、フィードバック情報量を減らしつつ伝送路情報を精度良く送れる可能性がある。なお、アナログ信号の厳密な定義は、時間と信号値ともに連続量の信号であるが、アナログフィードバック方式の「アナログ信号」とは新たな量子化を導入しない「ディジタル信号」のことである。以降の説明では、「アナログ信号のまま」という表現は、この意味で用いることにする。
【００１１】
図５に、アナログフィードバック方式におけるプリコーディング行列制御回路２１の構成を示す。まず、伝送路情報を含む受信信号が端子１９−１及び１９−２を通り、アナログ伝送路情報抽出回路２８へ入力される。アナログ伝送路情報抽出回路２８は受信信号からアナログ信号の伝送路情報を抽出し、その値を端子８１−１及び８１−２からプリコーディング行列推定回路７７へ入力する。プリコーディング行列推定回路７７は、伝送路情報を基に重み付け係数を求め、端子２０−１〜２０−４へ出力する。
【００１２】
図６に、アナログ伝送路情報抽出回路２８の構成を示す。まず、端子１９−１及び１９−２から受信信号がチャネル推定回路７９へと入力される。この受信信号は受信機側からのフィードバック信号を受信したものであり、アナログ信号の伝送路情報に加えて、既知の上り回線パイロット信号を含む。チャネル推定回路７９はこの受信信号と、上り回線パイロット信号メモリ４８が出力する既知の上り回線パイロット信号とを用いて、上り回線のチャネルインパルス応答を推定する。ここで、チャネル推定回路７９と上り回線パイロット信号メモリ４８は、チャネル推定手段に相当する。推定された上り回線のチャネルインパルス応答は受信信号とともに、インパルス応答抽出回路８０へ入力される。インパルス応答抽出回路８０は、推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号である受信信号から、伝送路情報に相当する下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８１−１及び８１−２へ出力する。ここで、インパルス応答抽出回路８０は伝送路情報抽出手段に相当する。
【００１３】
次に、従来のMIMO−OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiple）伝送の無線送信機で、フィードバックされた伝送路情報を用いてプリコーディングを動作させる構成を図７に示す。なお、送信アンテナ数NTは２とした。まず、送信ビット系列が入力端子１から変調回路２へ入力され、変調信号である複素シンボル系列が生成される。変調回路２の出力である複素シンボル系列は、シリアル・パラレル変換器２９へ入力され、OFDMのサブキャリア数Nの系列に分けられる。さらにシリアル・パラレル変換器３−１から３−２へ入力され、送信ストリーム数MSの系列に分けられる。ここではMS＝2であり、各複素シンボル系列はそれぞれ、サブキャリア番号n（1≦n≦N）に応じて、プリコーディングを行う線形処理回路（#1）６−１から線形処理回路（#N）６−２へ入力される。線形処理回路（#1）６−１から線形処理回路（#N）６−２の重み付け係数は、OFDM用プリコーディング行列制御回路３６が制御し、端子３５−１から３５−２を通り出力されるが、この制御については後述する。線形処理回路（#1）６−１から線形処理回路（#N）６−２の出力である送信信号はそれぞれ、対応するIFFT（Inverse Fast Fourier Transform）回路３０−１及び３０−２へ入力され、IFFTにより時間領域信号へ変換される。GI（Guard Interval）付加回路３１−１及び３１−２は、時間領域信号の後尾の信号をコピーして先頭に付加し、OFDM送信信号を生成する。この操作により、マルチパス環境においても周期性が保持され、サブキャリア間干渉をゼロにすることができる。OFDM送信信号は、発振器１０が出力する搬送波を用いたアップコンバーター１２−１及び１２−２で、RF周波数帯へ周波数変換された後、対応する送信増幅器９−１及び９−２で増幅され、送信アンテナ１１−１及び１１−２で送信される。
【００１４】
フィードバックされた伝送路情報を含む受信波は、受信アンテナ１３−１及び１３−２で受信され、受信増幅器１４−１及び１４−２で増幅された後、出力端子２５−１及び２５−２へ出力される。さらに、発振器２２が出力する搬送波を用いるダウンコンバーター１８−１及び１８−２に入力され、RF周波数帯からベースバンドに周波数変換された後、受信信号として出力される。受信信号は端子１９−１及び１９−２を通り、GI除去回路３２−１及び３２−２へ入力される。GI除去回路３２−１及び３２−２は、コピーされ付加されたGI信号成分を除去し、FFT（Fast Fourier Transform）回路３３−１及び３３−２へ出力する。FFT回路３３−１及び３３−２はIFFTの逆操作であるFFTにより、時間領域信号を周波数領域信号へ変換する。この周波数領域信号は端子３４−１及び３４−２を通り、OFDM用プリコーディング行列制御回路３６へ入力される。
【００１５】
図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６は大別して、３種類の構成が考えられる。第１の構成は、伝送路情報を量子化して、その量子化ビットをフィードバックする場合であり、OFDM用プリコーディング行列制御回路３６は図８に示す構成となる。まず、量子化された伝送路情報を含む周波数領域の受信信号は、端子３４−１及び３４−２を通り、ディジタル化伝送路情報抽出回路３７へ入力される。ディジタル化伝送路情報抽出回路３７は周波数領域の受信信号から、量子化された伝送路情報としてチャネルインパルス応答を抽出する。この抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT（Discrete Fourier Transform）回路３８−１及び３８−２でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。サブキャリア番号nに対応する周波数のチャネル周波数応答は、プリコーディング行列推定回路（#1）３９−１からプリコーディング行列推定回路（#N）３９−２の内、nに対応するプリコーディング行列推定回路に入力される。プリコーディング行列推定回路（#1）３９−１は、図７の線形処理回路（#1）６−１の重み付け係数を推定し端子３５−１へ出力する。一方、プリコーディング行列推定回路（#N）３９−２は、図７の線形処理回路（#Ｎ）６−２の重み付け係数を推定し端子３５−２へ出力する。
【００１６】
次に、図９に、第２の構成であるコードブック方式におけるOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成を示す。まず、インデックスを含む周波数領域の受信信号が端子３４−１及び３４−２を通り、プリコーディング・インデックス抽出回路４０へ入力される。プリコーディング・インデックス抽出回路４０は周波数領域の受信信号から、各サブキャリアにおいて選択されたプリコーディング行列を示すインデックスを抽出し、その値をプリコーディング行列選択回路（#1）４１−１からプリコーディング行列選択回路（#N）４１−２の内、サブキャリア番号nに対応するプリコーディング行列選択回路へ入力する。プリコーディング行列選択回路（#1）４１−１からプリコーディング行列選択回路（#N）４１−２は、コードブックの中から受信側で選択されたプリコーディング行列を選び、その行列の要素を重み付け係数として端子３５−１〜３５−２へ出力する。
【００１７】
さらに、図１０に、第３の構成であるアナログフィードバック方式におけるOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成を示す。まず、伝送路情報を含む周波数領域の受信信号が端子３４−１及び３４−２を通り、アナログ伝送路情報抽出回路４２へ入力される。アナログ伝送路情報抽出回路４２は周波数領域の受信信号から、アナログ信号の伝送路情報としてチャネルインパルス応答を抽出し、その値を端子８１−１及び８１−２へ出力する。この抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−１から３８−２でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。サブキャリア番号nに対応する周波数のチャネル周波数応答は、プリコーディング行列推定回路（#1）３９−１からプリコーディング行列推定回路（#N）３９−２の内、nに対応するプリコーディング行列推定回路に入力される。プリコーディング行列推定回路（#1）３９−１は、図７の線形処理回路（#1）６−１の重み付け係数を推定し端子３５−１へ出力する。一方、プリコーディング行列推定回路（#N）３９−２は、図７の線形処理回路（#Ｎ）６−２の重み付け係数を推定し端子３５−２へ出力する。
【００１８】
図１１に、アナログ伝送路情報抽出回路４２の構成を示す。まず、端子３４−１及び３４−２から周波数領域の受信信号がチャネル推定回路８２へと入力される。この周波数領域の受信信号は受信機側からのフィードバック信号を受信したものであり、アナログ信号の伝送路情報に加えて、既知の上り回線パイロット信号を含む。チャネル推定回路８２はこの受信信号と、上り回線パイロット信号メモリ４８が出力する既知の上り回線パイロット信号とを用いて、上り回線のチャネルインパルス応答を推定する。ここで、チャネル推定回路８２と上り回線パイロット信号メモリ４８は、チャネル推定手段に相当する。推定された上り回線のチャネルインパルス応答は周波数領域の受信信号とともに、インパルス応答抽出回路８３へ入力される。インパルス応答抽出回路８３は、推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号である周波数領域の受信信号から、伝送路情報に相当する下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８１−１及び８１−２へ出力する。ここで、インパルス応答抽出回路８３は伝送路情報抽出手段に相当する。
【００１９】
以下では、フィードバック信号を生成する受信機について説明する。
【００２０】
図１２に、従来のMIMOシングルキャリア伝送の無線受信機で、伝送路情報をアナログ信号としてフィードバックする構成を示す。これは、図１に示したMIMOシングルキャリア伝送の無線送信機と対で用いられる。なお、受信アンテナ数NRは２とした。まず、受信アンテナ１３−３及び１３−４で、下り回線を伝搬した送信波、即ち受信波を受信する。受信波はそれぞれ、受信増幅器１４−３及び１４−４で増幅された後、発振器１０が出力する搬送波を用いるダウンコンバーター１８−３及び１８−４に入力され、RF周波数帯からベースバンドに周波数変換された後、受信信号として出力される。この受信信号はチャネル推定回路４３と信号検出回路４５へ入力される。受信信号には既知の下り回線用パイロット信号が含まれており、チャネル推定回路４３は、下り回線パイロット信号メモリ４４が出力する既知の下り回線用パイロット信号と、受信信号とを用いて、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を推定する。ここで、チャネル推定回路４３と下り回線パイロット信号メモリ４４は、伝送路情報推定手段に相当する。信号検出回路４５は、受信信号と推定されたチャネルインパルス応答とを用いて信号検出を行い、送信ビット系列を判定し、判定ビット系列を出力端子４６へ出力する。フィードバック信号生成手段に相当するフィードバック信号生成回路４７は、推定された伝送路情報である下り回線のチャネルインパルス応答と、上り回線パイロット信号メモリ４８が出力する既知の上り回線用パイロット信号とを入力とし、下り回線のチャネルインパルス応答は新たに量子化せず、アナログ信号のまま上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成し出力する。ここで、チャネル推定回路４３、下り回線パイロット信号メモリ４４、フィードバック信号生成回路４７、並びに上り回線パイロット信号メモリ４８は、チャネル推定・フィードバック信号生成回路４９を構成する。フィードバック信号生成回路４７が出力するフィードバック信号は、シリアル・パラレル変換器５０によりNR（＝２）個の信号系列に分けられ、発振器２２が出力する搬送波を用いるアップコンバーター１２−３及び１２−４へ入力され、RF周波数帯へ周波数変換された後、対応する送信増幅器９−３及び９−４で増幅され、送信アンテナ１１−３及び１１−４で送信される。
【００２１】
なお、図２に示すように送受信共用アンテナを用いる構成もある。
【００２２】
図１３に、図１２の送信アンテナ１１−３から出力されるフィードバック信号の構成を示す。まず、図１２の受信アンテナ１３−３と１３−４はそれぞれ、第１及び第２受信アンテナと呼び、図１の送信アンテナ１１−１と１１−２はそれぞれ、第１及び第２送信アンテナと呼ぶことにする。また、下り回線のチャネルはフラットフェージングと仮定する。図１３のフィードバック信号は、既知の上り回線用パイロット信号と、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を、時間多重している。まず、既知の上り回線用パイロット信号を配置し、次に第１受信アンテナと第１送信アンテナ間のチャネルインパルス応答h11が続き、最後に第１受信アンテナと第２送信アンテナ間のチャネルインパルス応答h12を配置する。マルチパスフェージングの場合、h11とh12は各パスの複素包絡線の系列に置換える。なお、図１２の送信アンテナ１１−４から出力されるフィードバック信号は、h11を第２受信アンテナと第１送信アンテナ間のチャネルインパルス応答h21に置換え、h12を第２受信アンテナと第２送信アンテナ間のチャネルインパルス応答h22に置換えればよい。
【００２３】
図１４に、従来のMIMO−OFDM伝送の無線受信機で、伝送路情報をアナログ信号としてフィードバックする構成を示す（非特許文献３）。これは、図７に示したMIMO−OFDM伝送の無線送信機と対で用いられる。なお、受信アンテナ数NRは２とした。まず、受信アンテナ１３−３及び１３−４で、下り回線を伝搬した送信波、即ち受信波を受信する。受信波はそれぞれ、受信増幅器１４−３及び１４−４で増幅された後、発振器１０が出力する搬送波を用いるダウンコンバーター１８−３及び１８−４に入力され、RF周波数帯からベースバンドに周波数変換された後、受信信号として出力される。受信信号はGI除去回路３２−３及び３２−４へ入力され、GI除去回路３２−３及び３２−４は、コピーされ付加されたGI信号成分を除去し、FFT回路３３−３及び３３−４へ出力する。FFT回路３３−３及び３３−４はIFFTの逆操作であるFFTにより、時間領域信号を周波数領域信号へ変換する。この周波数領域の受信信号は、端子５９−１及び５９−２を通りチャネル推定回路５１と、信号検出回路５７へ入力される。周波数領域の受信信号には既知の下り回線用パイロット信号が含まれており、チャネル推定回路５１は、下り回線パイロット信号メモリ５２が出力する既知の下り回線用パイロット信号と、周波数領域の受信信号とを用いて、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を推定する。推定された下り回線のチャネルインパルス応答はそれぞれ、DFT回路３８−３及び３８−４でチャネル周波数応答へ変換される。ここで、チャネル推定回路５１、下り回線パイロット信号メモリ５２、並びにDFT回路３８−３及び３８−４は、伝送路情報推定手段に相当する。信号検出回路５７は、周波数領域の受信信号と推定されたチャネル周波数応答とを用いて信号検出を行い、送信ビット系列を判定し、判定ビット系列を出力端子４６へ出力する。線形合成回路５３は、推定されたチャネル周波数応答を入力とし、チャネル周波数応答を線形合成して出力する。フィードバック信号生成回路５５は、推定された伝送路情報である線形合成の値と、上り回線パイロット信号メモリ５４が出力する既知の上り回線用パイロット信号とを入力とし、線形合成の値は新たに量子化せず、アナログ信号のまま上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成し出力する。なお、線形合成回路５３、上り回線パイロット信号メモリ５４、とフィードバック信号生成回路５５は、フィードバック信号生成手段に相当する。また、チャネル推定回路５１、下り回線パイロット信号メモリ５２、DFT回路３８−３及び３８−４、線形合成回路５３、上り回線パイロット信号メモリ５４並びにフィードバック信号生成回路５５は、チャネル推定・フィードバック信号生成回路５６を構成する。フィードバック信号生成回路５５が端子６０へ出力するフィードバック信号は、シリアル・パラレル変換器５８によりNR（＝２）個の信号系列に分けられ、対応するIFFT回路３０−３及び３０−４へ入力され、IFFTにより時間領域信号へ変換される。GI付加回路３１−３及び３１−４は、時間領域信号の後尾の信号をコピーして先頭に付加し、OFDM送信信号を生成する。OFDM送信信号は、発振器２２が出力する搬送波を用いるアップコンバーター１２−３及び１２−４で、RF周波数帯へ周波数変換された後、対応する送信増幅器９−３及び９−４で増幅され、送信アンテナ１１−３及び１１−４で送信される。
なお、図２に示すように送受信共用アンテナを用いる構成もある。
【００２４】
図１５に、図１４の送信アンテナ１１−３から出力されるフィードバック信号の構成を示す。まず、図１４の受信アンテナ１３−３と１３−４はそれぞれ、第１及び第２受信アンテナと呼び、図７の送信アンテナ１１−１と１１−２はそれぞれ、第１及び第２送信アンテナと呼ぶことにする。図１５の横軸はOFDMシンボルを単位とする時間であり、縦軸はサブキャリア周波数間隔を単位とする周波数である。斜線部分は上り回線用パイロット信号であり、サブキャリア番号nが偶数の場合に配置されている。nが奇数の場合には、下り回線のチャネル周波数応答の線形結合が配置される。ここで、Hlk（n）は第nサブキャリアの周波数における、第l（＝1， 2）受信アンテナと第k（＝1， 2）送信アンテナ間のチャネル周波数応答である。alk（n）は線形結合の係数に相当し、送受信間で既知の複素シンボルである。なお、従来技術では一本の送信アンテナからしかフィードバック信号を送信せず、図１４の送信アンテナ１１−４からフィードバック信号は送信されない。
【００２５】
上記のようにフィードバック信号としてチャネル周波数応答の線形結合を送ると、受信されたフィードバック信号から個々のチャネルインパルス応答を分離抽出する際、推定精度が劣化してしまうという問題がある。
【００２６】
また、受信側で最適受信であるMLD（Maximum Likelihood Detection）を行う際、BER（Bit Error Rate）を最小にできるプリコーディングが提案されている（非特許文献４）。このBER最小規範のプリコーディングを動作させるために必要な伝送路情報は、チャネルのインパルス応答や等価な周波数応答だけでなく、下り回線の信号対雑音比、SNR（Signal to Noise Ratio）も必要となる。しかしながら、従来のアナログフィードバック方式では、このSNRの情報を伝送路情報としてフィードバックしていない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２７】
【非特許文献１】D．J．Love,R．W．Heath,W．Santipach, and M．L．Honig,"What is the value of limited feedback for MIMO channels ?",IEEE Comm．Mag．,pp．54−59,October 2004．
【非特許文献２】E．Chiu and P．Ho,"Transmit beamforming with analog channel state information feedback,"IEEE Trans．Wireless Commun．,vol．7,no．3,pp．878−887,March 2008．
【非特許文献３】T．A．Thomas,K．L．Baum, and P．Sartori,"Obtaining channel knowledge for closed−loop multi−stream broadband MIMO−OFDM communications using direct channel feedback,"IEEE GLOBECOM'05,vol．6,pp．3907−3911,December 2005．
【非特許文献４】B．Pitakdumrongkija,K．Fukawa,H．Suzuki, and T．Higiwara,"MIMO−OFDM precoding technique for minimizing BER upper bound of MLD,"IEICE Trans．Commun．,vol．E91−B,no．7,pp．2287−2298,July 2008．
【非特許文献５】Simon Haykin，Adaptive Filter Theory Third Edition Prentice−Hall出版，1996年．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
このように、従来のアナログフィードバック方式では、チャネル周波数応答の線形結合をフィードバックしているため、フィードバック信号から個々のチャネルインパルス応答を分離抽出する際、推定精度が劣化するという問題があった。さらに、最小BER規範のプリコーディングなどで必要とされる信号対雑音比の情報をフィードバックしていないという問題があった。
【００２９】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、チャネルインパルス応答等の伝送路情報がフィードバック信号から精度良く推定でき、かつ信号対雑音比の情報も送れる伝送路情報フィードバック方式を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明の伝送路情報フィードバック方式によれば、上記目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成される。即ち、本発明の伝送路情報フィードバック方式は、（i）下り回線の受信信号と既知の下り回線用パイロット信号を用いて、下り回線の伝送路情報を推定する伝送路情報推定手段、（ii）推定された伝送路情報をアナログ信号のまま線形合成せず、既知の上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成するフィードバック信号生成手段、（iii）上り回線のチャネルを通り受信されたパイロット信号と、既知の上り回線用パイロット信号から、上り回線のチャネルインパルス応答を推定するチャネル推定手段、（iv）推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号から、伝送路情報を抽出する伝送路情報抽出手段から構成される。従来技術と異なる点は、推定された伝送路情報を線形合成せず、既知の上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成していることである。
【００３１】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式がフィードバックする伝送路情報は、下り回線の信号対雑音比とチャネルインパルス応答である。
【００３２】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式がフィードバックする伝送路情報は、下り回線の信号対雑音比とチャネル周波数応答である。
【００３３】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（ii）フィードバック信号生成手段は、下り回線の伝送路情報と、既知の上り回線用パイロット信号を時間多重してフィードバック信号を生成する。
【００３４】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（ii）フィードバック信号生成手段は、下り回線の伝送路情報と、既知の上り回線用パイロット信号を周波数時間多重してフィードバック信号を生成する。
【００３５】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（i）伝送路情報推定手段は、下り回線の受信信号と既知の下り回線用パイロット信号を用いて、最小2乗法により下り回線の伝送路情報を推定する。
【００３６】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（iv）伝送路情報抽出手段は、推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号から、最小2乗法により上記伝送路情報を抽出する。
【００３７】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（ii）フィードバック信号生成手段は、下り回線の伝送路情報の振幅を非線形圧縮し、その値をアナログ信号とする。
【００３８】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（i）伝送路情報推定手段は、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を推定する。
【００３９】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（iv）伝送路情報抽出手段は、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を抽出する。
【００４０】
加えて、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（iv）伝送路情報抽出手段は、過去に抽出された伝送路情報から現時点の伝送路情報を線形予測する。
【００４１】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の(i)伝送路情報推定手段は、推定された伝送路情報から将来の伝送路情報を線形予測する。
【発明の効果】
【００４２】
本発明は、以下に記載されるような効果を奏する。
【００４３】
第１形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、受信されたフィードバック信号から個々の伝送路情報を精度良く分離抽出できる。
【００４４】
第２形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、伝送路情報として信号対雑音比とチャネルインパルス応答をフィードバックできる。
【００４５】
第３形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、伝送路情報として信号対雑音比とチャネル周波数応答をフィードバックできる。
【００４６】
第４形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、伝送路情報と、既知の上り回線用パイロット信号を時間多重してフィードバック信号を生成できる。
【００４７】
第５形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、伝送路情報と、既知の上り回線用パイロット信号を周波数時間多重してフィードバック信号を生成できる。
【００４８】
第６形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、最小2乗法により伝送路情報を精度良く推定できる。
【００４９】
第７形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、最小2乗法によりフィードバックされた伝送路情報を精度良く抽出できる。
【００５０】
第８形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、下り回線の伝送路情報の振幅を非線形圧縮し、その値をフィードバックすることで雑音に対する耐性を高め、伝送路情報を精度良く抽出できる。
【００５１】
第９形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を推定できる。
【００５２】
第１０形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、フィードバックされた希望波と干渉波の伝送路情報を抽出できる。
【００５３】
第１１形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、過去に抽出された伝送路情報から現時点の伝送路情報を線形予測でき、下り回線のチャネルが時間変動するとき有効である。
【００５４】
第１２形態の伝送路情報フィードバック方式によれば，過去及び現在の伝送路情報から将来の伝送路情報を線形予測でき、下り回線のチャネルが時間変動するとき有効である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】従来のプリコーディングを用いたMIMOシングルキャリア無線送信機のブロック構成図。
【図２】送受信アンテナを共有する場合の構成図。
【図３】図１のプリコーディング行列制御回路２１の構成図。
【図４】図１のプリコーディング行列制御回路２１の構成図。
【図５】図１のプリコーディング行列制御回路２１の構成図。
【図６】図６のアナログ伝送路情報抽出回路２８のブロック構成図．
【図７】従来のプリコーディングを用いたMIMO−OFDM無線送信機のブロック構成図。
【図８】図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成図。
【図９】図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成図。
【図１０】図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成図。
【図１１】図１０のアナログ伝送路情報抽出回路４２のブロック構成図。
【図１２】従来のフィードバックを行うMIMOシングルキャリア無線受信機のブロック構成図。
【図１３】図１２のフィードバック信号の構成図。
【図１４】従来のフィードバックを行うMIMO−OFDM無線受信機のブロック構成図。
【図１５】図１４のフィードバック信号の構成図。
【図１６】本発明による第３の例における図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６のブロック構成図。
【図１７】本発明のフィードバック信号の構成図。
【図１８】本発明による第３の例における図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６のブロック構成図。
【図１９】図１９のアナログ伝送路情報抽出回路６３のブロック構成図。
【図２０】本発明による第８の例における図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６のブロック構成図。
【図２１】本発明による第８の例における図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６のブロック構成図。
【図２２】本発明による第９の例における図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６のブロック構成図。
【図２３】本発明による第１０の例における図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６のブロック構成図。
【図２４】本発明による第１１の例における図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６のブロック構成図。
【発明を実施するための形態】
【００５６】
以下、本発明を実施するための最良の形態についてMIMO−OFDM伝送を例に説明する。
図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６について、出願時の請求項３及び請求項５に関連する構成を図１６に示す。まず、端子５９−１と５９−２から周波数領域の受信信号が、チャネル推定回路５１とSNR推定回路６１へ入力される。周波数領域の受信信号には既知の下り回線用パイロット信号が含まれており、チャネル推定回路５１は、下り回線パイロット信号メモリ５２が出力する既知の下り回線用パイロット信号と、周波数領域の受信信号とを用いて、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を推定する。推定された下り回線のチャネルインパルス応答はそれぞれ、DFT回路３８−３及び３８−４でチャネル周波数応答へ変換される。SNR推定回路６１は、周波数領域の受信信号と、推定されたチャネル周波数応答とを用いて、下り回線のSNRを下り回線の伝送路情報として推定し出力する。ここで、チャネル推定回路５１、下り回線パイロット信号メモリ５２、SNR推定回路６１、並びにDFT回路３８−３及び３８−４は、伝送路情報推定手段に相当する。フィードバック信号生成回路６２は、推定されたチャネル周波数応答及びSNRと、上り回線パイロット信号メモリ５４が出力する既知の上り回線用パイロット信号とを入力とし、SNRとチャネル周波数応答と上り回線用パイロット信号とを多重してフィードバック信号を生成し端子６０へ出力する。ここで、上り回線パイロット信号メモリ５４とフィードバック信号生成回路６２は、フィードバック信号生成手段に相当する。
【００５７】
次に、チャネル推定回路５１におけるチャネルインパルス応答の推定と、SNR推定回路６１におけるSNRの推定について、数式を用いて詳述する。
まず、端子５９−１及び５９−２から入力する周波数領域の受信信号をそれぞれ、YD1（i，n）とYD2（i，n）とする。ただし、ｉとｎはそれぞれ、OFDMのシンボル番号及びサブキャリア番号である。このYDl（i，n），l（＝1，2）は
【００５８】
【数１】
と表わすことができる。ここで、aDk（i，n）は第k（＝1、2）送信アンテナから送信される、第iシンボル、第nサブキャリアの変調信号で、平均電力を１とする。NDl（i，n）は下り回線の雑音信号のFFTである。HDlk（n）は下り回線のチャネル周波数応答で、第k送信アンテナと第l受信アンテナ間のものである。このチャネルインパルス応答hDlk（τ）を
【００５９】
【数２】
と仮定する。ただし、δ（τ）はデルタ関数であり、ΔtはFFTのサンプリング間隔である。hDlk，mは遅延時間mΔtのパスの複素包絡線であり、最大遅延時間MΔtはGI長以下とする。第nサブキャリアの周波数を2πn／（NΔt）とすると、HDlk（n）は
【００６０】
【数３】
となる。数式１に数式３を代入して、変形すると
【００６１】
【数４】
となる。ただし、Hは複素共役転置を表わす。hDlとaD（i，n）は以下で定める2（M＋1）次元ベクトルである。
【００６２】
【数５】
【００６３】
【数６】
ただし、Tは転置を表わす。
【００６４】
hDlは下り回線のチャネルインパルス応答であり、これを最小２乗法で推定する（これは、出願時の請求項６に関連する）。まず、下り回線用パイロットであるパイロット・サブキャリアはiD1からiD2シンボル内にあり、第i（iD1≦i≦iD21）シンボルにおいて、パイロット・サブキャリアのサブキャリア番号nの集合をSD（i）とする。したがって、最小２乗法の評価関数Jlは
【００６５】
【数７】
と定めることができる。ただし、λ（0＜λ≦1）は忘却係数である。Jlを最小にするhDlを求め、これをhDlの推定値hDl，eとする。hDl，eは正規方程式の解であり、次式で与えられる（これについては、非特許文献５参照。）。
【００６６】
【数８】
ただし、*は複素共役を表わす。
【００６７】
HDlk（n）の推定値^HDlk（n）は、数式３から以下のように求める。
【００６８】
【数９】
なお、^hDlk，mはhDlk，mの推定値であり、hD＊l，eの要素である。^HDlk（n）は^hDlk，mのDFTと等価である。
【００６９】
下り回線のSNRの推定値^γは、hDlk，mの最小２乗法による推定値^hDlk，mから
【００７０】
【数１０】
と求める。ただし、^σD2はNDl（i，n）の平均電力の推定値であり、数式１から
【００７１】
【数１１】
と求める。ただし、NDはSD（i）に含まれるnの数である。
【００７２】
次に、図１６のフィードバック信号生成回路６２が生成するフィードバック信号について、詳しく説明する。まず、第lアンテナ、第iシンボル、第nサブキャリアにおけるフィードバック信号Xl（i，n）は、^HDlk（n）と^γの情報を送らなくてはならず、加えて通常の伝送路推定用のパイロット信号としての働きも担う。このためXl（i，n）を以下のように定める。
【００７３】
【数１２】
ここで、フィードバック信号はiU1からiU2シンボル内に存在するものとし、Skl（i）は^HDlk1（n）を送るサブキャリア番号の集合、SΓ（i）はlog10^γ／Cγを送るサブキャリア番号の集合、SP（i）はパイロット信号を送るサブキャリア番号の集合である。なお、Cγは定数であり、aUl（i，n）は平均電力１の複素シンボルで、送受信間で既知とする。αは正の規格化定数であり、送信電力一定の拘束条件を満足するように求める。なお、周波数応答を定数倍しても、^γが分かれば定数倍の不確定は問題にならず、αをフィードバック先で推定する必要はない。
【００７４】
また、以上は、伝送路情報として下り回線のチャネル周波数応答をフィードバックする方法であるが、これらを時間軸に変換し、チャネルインパルス応答として^HDlk（n）の代わりにフィードバックしてもよい（これは、出願時の請求項２に関連する）。
【００７５】
図１７にフィードバック信号の構成を示す。同図（a）が送信アンテナ１１−３（送信アンテナ１）のフィードバック信号、同図（b）が送信アンテナ１１−４（送信アンテナ２）のフィードバック信号である。n∈Skl（i）は（i＋n）mod 4＝k1を満足し、n∈SΓ（i）は（i＋n）mod 4＝3かつ［（i+n）／4」＝0，1（[」はガウス記号を表す）を満足する。これ以外は全てSP（i）としている。^γの推定には１シンボル当り２サブキャリアで十分であり、上り回線のチャネル推定を精度良く行う必要があるため、なるべく多くのサブキャリアをパイロット信号に割り当てる。
【００７６】
図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６について、出願時の請求項３に関連する構成を図１８に示す。まず、伝送路情報を含む周波数領域の受信信号が端子３４−１及び３４−２を通り、アナログ伝送路情報抽出回路６３とSNR情報抽出回路８７へ入力される。アナログ伝送路情報抽出回路６３は周波数領域の受信信号から、伝送路情報として下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８４−１及び８４−２からDFT回路３８−１と３８−２へ出力する。加えて、上り回線のチャネルインパルス応答を推定し、その推定値を端子８４−３及び８４−４からSNR情報抽出回路８７へ入力する。下り回線の抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−１及び３８−２でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。サブキャリア番号nのチャネル周波数応答は、プリコーディング行列推定回路（#1）６４−１からプリコーディング行列推定回路（#N）６４−２の内、nに対応するプリコーディング行列推定回路に入力される。一方、SNR情報抽出回路８７は、周波数領域の受信信号と上り回線のチャネルインパルス応答の推定値から、伝送路情報として下り回線のSNRを抽出し、プリコーディング行列推定回路（#1）６４−１からプリコーディング行列推定回路（#N）６４−２へ入力する。プリコーディング行列推定回路（#1）６４−１からプリコーディング行列推定回路（#N）６４−２は、最小BER規範プリコーディングの制御を行い、プリコーディング行列推定回路（#1）６４−１は、図７の線形処理回路（#1）６−１の重み付け係数を推定し端子３５−１へ出力する。一方、プリコーディング行列推定回路（#N）６４−２は、図７の線形処理回路（#N）６−２の重み付け係数を推定し端子３５−２へ出力する。
【００７７】
図１８のアナログ伝送路情報抽出回路６３の構成を図１９に示す。まず、端子３４−１及び３４−２から周波数領域の受信信号がチャネル推定回路８５へと入力される。この周波数領域の受信信号は受信機側からのフィードバック信号を受信したものであり、アナログ信号の伝送路情報に加えて、既知の上り回線パイロット信号を含む。チャネル推定回路８５はこの受信信号と、上り回線パイロット信号メモリ４８が出力する既知の上り回線パイロット信号とを用いて、上り回線のチャネルインパルス応答を推定し出力する。ここで、チャネル推定回路８５と上り回線パイロット信号メモリ４８は、チャネル推定手段に相当する。推定された上り回線のチャネルインパルス応答は周波数領域の受信信号とともに、インパルス応答抽出回路８６へ入力される。インパルス応答抽出回路８６は、推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号である周波数領域の受信信号から、伝送路情報に相当する下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８４−１及び８４−２へ出力する。ここで、インパルス応答抽出回路８６と図１８のSNR抽出回路６２は、伝送路情報抽出手段に相当する。
【００７８】
次に、図１９のチャネル推定回路８５における上り回線のチャネルインパルス応答の推定と、図１８のSNR抽出回路６２における下り回線のSNRの抽出と、図１９のインパルス応答抽出回路８６における下り回線のチャネルインパルス応答の抽出について、数式を用いて詳述する。
【００７９】
まず、端子３４−１及び３４−２から入力するフィードバック信号の受信信号をそれぞれ、YU1（i，n）とYU2（i，n）とする。このYUk（i，n），k＝1，2は
【００８０】
【数１３】
と表わすことができる。ただし、NUk（i，n）は上り回線における雑音信号のFFTである。HUkl（n）は上り回線のチャネル周波数応答であり、第k受信アンテナと第l送信アンテナ間のものである。このチャネルインパルス応答hUkl（τ）を
【００８１】
【数１４】
と仮定すると、HUkl（n）は
【００８２】
【数１５】
となる。
【００８３】
最初に、上り回線のチャネルインパルス応答を推定するため、SP（i）（iU1≦i≦iU2）内にあるYUk（i，n）を用いる。数式１２からn∈SP（i）（iU1≦i≦iU2）において
【００８４】
【数１６】
となる。数式１６に数式１５を代入して、変形すると
【００８５】
【数１７】
となる。ただし、hUkとaU（i，n）は以下で定める2（M＋1）次元ベクトルである。
【００８６】
【数１８】
【００８７】
【数１９】
最小２乗法によりhUkを推定し、その推定値をhUk，eとする。数式８と同様、hUk，eは正規方程式の解となり、次式で与えられる。
【００８８】
【数２０】
なお、この値は、周波数領域の受信信号YUk（i，n）とパイロット信号al（i，n）から計算でき、チャネル推定回路８５の出力に相当する。
【００８９】
次に、下り回線のSNRを抽出するため、n∈SΓ（i）（iU1≦i≦iU2）におけるYUk（i，n）を用いる。数式１２と数式１３から、このYUk（i，n）はΓ＝log10^γ／Cγとおくと
【００９０】
【数２１】
となる。さらに、HUkl（n）を以下の推定値^HUkl（n）で置換える。
【００９１】
【数２２】
ただし、^hUkl，mはhU＊k，eの要素である。置換えを行うと
【００９２】
【数２３】
【００９３】
【数２４】
が得られる。
【００９４】
n∈SΓ（i）（iU1≦i≦iU2）におけるYUk（i，n）を用いて、数式２３に基づきΓ*を最小２乗法で推定する（これは、出願時の請求項７に関連する）。その推定値をΓ*eとすると
【００９５】
【数２５】
が得られる。Γeを実数に限定し、Γe＝Re（Γ*e）とする。すなわち
【００９６】
【数２６】
となる。結局、^γの推定値γeは以下のように与えられる。
【００９７】
【数２７】
最後に、下り回線のチャネルインパルス応答を抽出するため、n∈Skl（i）（iU1≦i≦iU2）におけるYUk（i，n）を用いる。数式１２と数式１３から、このYUk（i，n）は
【００９８】
【数２８】
と表わすことができる。ここで、HUkl（n）を数式２２の^HUkl（n）で置換えた。さらに
【００９９】
【数２９】
として、~hDlk1，mを推定する。ここで、~hDlk1，mは本来の下り回線のチャネルインパルス応答のα倍であるが、~hDlk1，mを推定するのは、SNRが分ればチャネルインパルス応答を定数倍してもよいからである。
【０１００】
数式２８に数式２９を代入して、数式１７と同様に変形すると
【０１０１】
【数３０】
となる。ただし、~hDk1と~aUk（i，n）は以下で定める2（M＋1）次元ベクトルである。
【０１０２】
【数３１】
【０１０３】
【数３２】
~hDk1を最小２乗法で推定する（これは、出願時の請求項７に関連する）。その推定値を~hDk1，eとすると、正規方程式の解
【０１０４】
【数３３】
が得られる。なお、この値は下り回線のチャネルインパルス応答に相当し、周波数領域の受信信号YUk（i，n）と上り回線のチャネルインパルス応答の推定値から求められる。
【０１０５】
図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６について、出願時の請求項８に関連する構成を図２０に示す。図１６に示すチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６との違いは、チャネル推定回路５１が出力する下り回線のチャネルインパルス応答を、log圧縮回路６５−１及び６５−２で非線形圧縮の一種であるlog圧縮を行い、その値をDFT回路３８−５及び３８−６へ入力していることだけである。ここで、チャネル推定回路５１、下り回線パイロット信号メモリ５２、SNR推定回路６１、log圧縮回路６５−１及び６５−２、並びにDFT回路３８−３から３８−６は、伝送路情報推定手段に相当する。
【０１０６】
log圧縮回路６５−１及び６５−２の動作について、数式を用いて説明する。まず、下り回線のチャネルインパルス応答の推定値^hDlk，m＝ejθ｜^hDlk，m｜を
【０１０７】
【数３４】
と変換する。ただし、θ＝arg（^hDlk，m）である。なお、~αは正の規格化定数であり
【０１０８】
【数３５】
を満足するように定める。CHは定数であり、送信電力の拘束条件を満足するよう予め定めておく。
【０１０９】
数式３４のように変換したものを、DFT回路３８−５及び３８−６でDFTし、^HDlk（n）の代わりにフィードバックする。
【０１１０】
非線形圧縮であるlog圧縮を行う場合、図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６を図１８の構成から変更する必要がある。変更した構成を図２１に示す。図１８に示すOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成との違いは、アナログ伝送路情報抽出回路６３の端子８４−１及び８４−２から出力される下り回線の伝送路情報を、逆log圧縮回路６６−１及び６６−２において、図２０のlog圧縮回路６５−１及び６５−２の逆演算を行い、DFT回路３８−１及び３８−２へ出力することだけである。この逆演算について、以下数式を用いて説明する。
【０１１１】
数式３３の~hDk1，eの第［（l−1）（M＋1）＋m＋1］要素をξlk1，mとする。これが、図２１のアナログ伝送路情報抽出回路６３の端子８４−１及び８４−２から出力される下り回線の伝送路情報である。これを逆log圧縮回路６６−１及び６６−２で以下の操作を行い、hDlk1，mの推定値~hDlk1，mを求める。
【０１１２】
【数３６】
【０１１３】
【数３７】
このようにlog圧縮を行うことで、雑音に対する耐性を高めることができ、精度良く下り回線のチャネルインパルス応答を抽出することができる。なお、チャネルインパルス応答の代わりにチャネル周波数応答をlog圧縮することも、容易にできる。
【０１１４】
同一チャネル干渉条件でBERを最小化するプリコーディングは、伝送路情報として希望波のチャネル周波数応答だけでなく、干渉波のチャネル周波数応答をも必要とする。このため、上記のプリコーディングを動作させるためには、干渉波のチャネル周波数応答もフィードバックする必要がある。この様なフィードバックを可能とする、図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６の構成を図２２に示す（これは、出願時の請求項９に関連する）。なお、干渉波は簡単のため１波とした。
【０１１５】
図２２と図１６に示す構成の差異は以下の通りである。まず、（i）希望波チャネル推定回路６７と干渉波チャネル推定回路６８は、下り回線用パイロット信号に加えて、干渉波下り回線パイロット信号メモリ６９が出力する干渉波の下り回線用パイロット信号をも用いて、希望波と干渉波の下り回線チャネルインパルス応答を同時推定することである。これは、前述の最小２乗法による推定を拡張すれば容易に行える。次に、（ii）希望波のチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−３及び３８−４によってチャネル周波数応答に変換され、干渉波のチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−７及び３８−８によってチャネル周波数応答に変換される。希望波と干渉波の周波数応答はフィードバック信号生成回路７８へ入力され、フィードバックされる。（iii）SNR推定回路７０は、希望波のチャネル周波数応答のみならず、干渉波のチャネル周波数応答も用いてSNRを推定する。
【０１１６】
ここで、希望波チャネル推定回路６７、干渉波チャネル推定回路６８、下り回線パイロット信号メモリ５２、干渉波下り回線パイロット信号メモリ６９、SNR推定回路７０、並びにDFT回路３８−３、３８−４、３８−７及び３８−８は、伝送路情報推定手段に相当する。また、上り回線パイロット信号メモリ５４とフィードバック信号生成回路７８は、
フィードバック信号生成手段に相当する。
【０１１７】
なお、干渉波の下り回線パイロット信号が既知でない場合、干渉波下り回線パイロット信号メモリ６９は、干渉波の下り回線用パイロット信号を推定する回路へ置換えればよい。また、干渉波が２波以上の場合でも、上記の構成を拡張すれば容易に実現できる。さらに、推定された干渉波の下り回線チャネルインパルス応答は、干渉抑圧のための線形処理において、その係数制御に用いることができ、下り回線信号検出の干渉による劣化を抑えることができる。
【０１１８】
図２２の構成変更に対応できる、図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成を図２３に示す（これは、出願時の請求項１０に関連する）。まず、伝送路情報を含む周波数領域の受信信号が端子３４−１及び３４−２を通り、希望波アナログ伝送路情報抽出回路７１、干渉波アナログ伝送路情報抽出回路７２、及びSNR情報抽出回路８６へ入力される。希望波アナログ伝送路情報抽出回路７１は周波数領域の受信信号から、伝送路情報として希望波下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８４−１及び８４−２からDFT回路３８−１と３８−２へ出力する。加えて、希望波上り回線のチャネルインパルス応答を推定し、その推定値を端子８４−３及び８４−４からSNR情報抽出回路８６へ入力する。干渉波アナログ伝送路情報抽出回路７２は周波数領域の受信信号から、伝送路情報として干渉波下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８４−５及び８４−６からDFT回路３８−９と３８−１０へ出力する。加えて、干渉波上り回線のチャネルインパルス応答を推定し、その推定値を端子８４−７及び８４−８からSNR情報抽出回路８６へ入力する。希望波下り回線の抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−１及び３８−２でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。干渉波下り回線の抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−９及び３８−１０でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。サブキャリア番号nのチャネル周波数応答は、プリコーディング行列推定回路（#1）７３−１からプリコーディング行列推定回路（#N）７３−２の内、nに対応するプリコーディング行列推定回路に入力される。一方、SNR情報抽出回路８６は、周波数領域の受信信号と上り回線のチャネルインパルス応答の推定値から、伝送路情報として下り回線のSNRを抽出し、プリコーディング行列推定回路（#1）７３−１からプリコーディング行列推定回路（#N）７３−２へ入力する。プリコーディング行列推定回路（#1）７３−１からプリコーディング行列推定回路（#N）７３−２は、同一チャネル干渉条件下での最小BER規範プリコーディングの制御を行い、プリコーディング行列推定回路（#1）７３−１は、図７の線形処理回路（#1）６−１の重み付け係数を推定し端子３５−１へ出力する。一方、プリコーディング行列推定回路（#N）７３−２は、図７の線形処理回路（#N）６−２の重み付け係数を推定し端子３５−２へ出力する。
【０１１９】
なお、推定された干渉波の上り回線チャネルインパルス応答は、干渉抑圧のための線形処理において、その係数制御に用いることができ、上り回線信号検出の干渉による劣化を抑えることができる。
【０１２０】
今までの説明では、伝送路のチャネルインパルス応答が時不変であることを暗に仮定していた。実際の伝送路では、ドップラー変動によりチャネルインパルス応答は時間変動する。無視できない程に高速変動する場合、フィードバックされた伝送路情報は古くなり、プリコーディングの制御が精度良く行えず、プリコーディングの特性が劣化するという問題が発生する。この劣化を抑えるためには、過去の伝送路情報から現時点の伝送路情報を線形予測することが効果的である。線形予測を行う、図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成を図２４に示す（これは、出願時の請求項１１に関連する）。
【０１２１】
図２４の図１８の構成からの差異は以下の点である。まず、（i）アナログ伝送路情報抽出回路６３が出力する、下り回線の抽出されたチャネルインパルス応答は、線形予測回路７４に入力される。さらに、（ii）線形予測回路７４は、過去の下り回線のチャネルインパルス応答と抽出された下り回線のSNRの情報から、現時点のチャネルインパルス応答を推定し、DFT回路３８−１及び３８−２へ出力する。
【０１２２】
線形予測回路７４は、過去の下り回線のチャネルインパルス応答に予測係数を乗算し、足し合わせることで、現時点のチャネルインパルス応答を線形予測する。この予測係数は予め計算で求めた固定値でも、適応アルゴリズムにより推定した値を用いてもよい。なお、下り回線のSNRの情報を用いるが、これは、アナログ伝送路情報抽出回路６３の出力には定数倍の不確定があり、この不確定をある程度除くために用いる。
【０１２３】
また、この時間変動への追随は、チャネル推定手段において、伝送路情報の線形予測を行うことによっても可能である。これは、図２４の線形予測回路７４の入力を、図１６のチャネル推定回路５１の出力とし、線形予測回路７４の出力をDFTすることにより実現できる（これは、出願時の請求項１２に関連する）。
【０１２４】
以上、本発明を実施するための最良の形態についてMIMO−OFDM伝送を例に説明したが、MIMOシングルキャリア伝送の場合でも容易に実現しうる。この場合、伝送路情報として、下り回線の信号対雑音比とチャネルインパルス応答を、既知の上り回線用パイロット信号と時間多重してフィードバックを行えばよい（これは、出願時の請求項２及び請求項４に関連する）。
【０１２５】
また、送信側を基地局、受信側を移動端末として説明を行ってきたが、送信側を移動端末、受信側を基地局とすることも当然可能であり、上述の説明において「上り回線」と「下り回線」を入れ替えるだけでよい。
【０１２６】
なお、本発明は上述の発明を実施するための最良の形態に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【符号の説明】
【０１２７】
１入力端子，２変調回路，３シリアル・パラレル変換器，４乗算器，５加算器，６線形処理回路，７D/A変換器，８乗算回路，９送信増幅器，１０発振器，１１送信アンテナ，１２アップコンバーター，１３受信アンテナ，１４受信増幅器，１５乗算回路，１６低域通過フィルタ，１７A/D変換器，１８ダウンコンバーター，１９端子，２０端子，２１プリコーディング行列制御回路，２２発振器，２３送受信アンテナ，２４入力端子，２５出力端子，２６プリコーディング・インデックス抽出回路，２７プリコーディング行列選択回路，２８アナログ伝送路情報抽出回路，２９シリアル・パラレル変換器，３０IFFT回路，３１ガードインターバル付加回路，３２ガードインターバル除去回路，３３FFT回路，３４端子，３５端子，３６OFDM用プリコーディング行列制御回路，３７ディジタル化伝送路情報抽出回路，３８DFT回路，３９プリコーディング行列推定回路，４０プリコーディング・インデックス抽出回路，４１プリコーディング行列推定回路，４２アナログ伝送路情報抽出回路，４３チャネル推定回路，４４下り回線パイロット信号メモリ，４５信号検出回路，４６出力端子，４７フィードバック信号生成回路，４８上り回線パイロット信号メモリ，４９チャネル推定・フィードバック信号生成回路，５０シリアル・パラレル変換器，５１チャネル推定回路，５２下り回線パイロット信号メモリ，５３線形合成回路，５４上り回線パイロット信号メモリ，５５フィードバック信号生成回路，５６チャネル推定・フィードバック信号生成回路，５８シリアル・パラレル変換器，５９端子，６０端子，６１SNR推定回路，６２フィードバック信号生成回路，６３アナログ伝送路情報抽出回路，６４プリコーディング行列推定回路，６５log圧縮回路，６６逆log圧縮回路，６７希望波チャネル推定回路，６８干渉波チャネル推定回路，６９干渉波下り回線パイロット信号メモリ，７０SNR推定回路，７１希望波アナログ伝送路情報抽出回路，７２干渉波アナログ伝送路情報抽出回路，７３プリコーディング行列推定回路，７４線形予測回路，７５サーキュレーター，７６ディジタル化伝送路情報抽出回路，７７プリコーディング行列推定回路，７８フィードバック信号生成回路，７９チャネル推定回路，８０インパルス応答抽出回路，８１端子，８２チャネル推定回路，８３インパルス応答抽出回路，８４端子，８５チャネル推定回路，８６インパルス応答抽出回路，８７SNR情報抽出回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話システム等の無線通信に関するものであり、特に複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うMIMO（Multiple Input Multiple Output）方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話システム等の無線通信において、周波数帯域を広げずに伝送速度を高める技術として、複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うMIMO伝送が注目を集めている。このMIMO伝送の更なる特性改善を図る送信技術として、送信側でチャネルインパルス応答等の伝送路情報が既知の場合、伝送路に応じて送信信号に線形処理を施すプリコーディング技術が知られている。
上下回線で周波数チャネルが異なるFDD（Frequency Division Duplex）の場合、送信側で伝送路情報が得られないので、プリコーディングを動作させるためには、受信側から送信側へ伝送路情報をフィードバックする必要がある。
【０００３】
以下では、伝送路情報のフィードバックを行うMIMO送受信機の説明を行うが、簡単のため、送信側を基地局、受信側を移動端末とし、基地局から移動端末への下り回線においてプリコーディングを用いた通信を行い、移動端末から基地局への上り回線において伝送路情報のフィードバックを行うものとする。
【０００４】
図１に、従来のMIMOシングルキャリア伝送の無線送信機で、フィードバックされた伝送路情報を用いてプリコーディングを動作させる構成を示す。なお、送信アンテナ数NTは２とした。まず、送信ビット系列が入力端子１から変調回路２へ入力され、変調信号である複素シンボル系列が生成される。複素シンボルはディジタル信号であり、同相成分と直交成分の２成分を持つが、一つの信号と見なす。以降ベースバンド帯の信号は全て、同相成分を実部、直交成分を虚部とする複素表示で表すものとする。変調回路２の出力である複素シンボル系列は、シリアル・パラレル変換器３へ入力され、送信ストリーム数MSの系列に分けられる。ここではMS＝2であり、各複素シンボル系列はプリコーディングを行う線形処理回路６へ入力される。線形処理回路６は複素乗算を行う乗算器４−１から４−４、複素加算を行う加算器５−１から５−２で構成されており、複素シンボルに重み付け係数を乗算して合成し、送信アンテナ数NTの送信信号を生成する。この重み付け係数は、プリコーディング行列制御回路２１が制御し、端子２０−１から２０−４を通り出力されるが、この制御については後述する。線形処理回路６の出力である送信信号はそれぞれ、対応するアップコンバーター１２−１及び１２−２へ入力され、RF周波数帯へ周波数変換された後、入力端子２４−１と２４−２を通り、対応する送信増幅器９−１及び９−２で増幅され、送信アンテナ１１−１及び１１−２で送信される。アップコンバーター１２−１はD/A変換器７と乗算回路８から構成され、D/A変換器７は送信信号の同相成分及び直交成分をアナログ信号に変換する。乗算回路８はアナログ信号の同相成分に発振器１０が出力するRF周波数の搬送波を乗算し、アナログ信号の直交成分には位相を９０度回転した搬送波を乗算し、乗算結果を足し合わせ送信波として出力する。
【０００５】
フィードバックされた伝送路情報を含む受信波は、受信アンテナ１３−１及び１３−２で受信され、受信増幅器１４−１及び１４−２で増幅された後、出力端子２５−１及び２５−２へ出力される。さらにダウンコンバーター１８−１及び１８−２に入力され、RF周波数帯からベースバンドに周波数変換された後、受信信号として出力される。ダウンコンバーター１８−１は、乗算回路１５、低域通過フィルタ１６、及びA/D変換器１７から構成され、乗算回路１５は増幅された受信波に発振器２２が出力する搬送波と搬送波の位相を９０度回転したものをそれぞれ乗算して、２つの乗算結果を出力する。この乗算結果は低域通過フィルタ１６で高周波成分が除去された後、ベースバンド信号である受信信号の同相成分と直交成分が抽出される。A/D変換器１７は受信信号をディジタル信号に変換して出力する。受信信号は端子１９−１及び１９−２を通り、プリコーディング行列制御回路２１へ入力される。
【０００６】
なお、図１では送受信で別々のアンテナを用いた構成例を示したが、送受信共用アンテナを用いる構成も可能である。送受信共用アンテナを用いる場合の構成を図２に示す。入力端子２４−３から入力する送信波は送信増幅器９−３で増幅された後、サーキュレーター７５を通過して送受信共用アンテナ２３で送信される。この信号は、受信増幅器１４−３へは入力されない。一方、受信波は送受信共用アンテナ２３で受信され、サーキュレーター７５を通過して受信増幅器１４−３へのみ出力される。増幅された受信波は出力端子２５−３から出力される。
【０００７】
図１のプリコーディング行列制御回路２１は大別して、３種類の構成が考えられる。
第１の構成は、伝送路情報を量子化して、その量子化ビットをフィードバックする場合であり、プリコーディング行列制御回路２１は図３に示す構成となる。まず、量子化された伝送路情報を含む受信信号が端子１９−１及び１９−２を通り、ディジタル化伝送路情報抽出回路７６へ入力される。ディジタル化伝送路情報抽出回路７６は受信信号から量子化された伝送路情報を抽出し、その値をプリコーディング行列推定回路７７へ入力する。なお、伝送路情報は、送信アンテナ数NTが２なので、１９−１、１９−２それぞれの受信信号に対して、送信アンテナ１１−１からのチャネルインパルス応答と、送信アンテナ１１−２からのチャネルインパルス応答の２種類となる。プリコーディング行列推定回路７７は、量子化された伝送路情報を基に重み付け係数を求め、端子２０−１〜２０−４へ出力する。伝送路情報の量子化ビット数を多くすると、フィードバック情報量が増えてしまい、逆に伝送路情報の量子化ビット数を少なくすると、量子化誤差が大きくなり、プリコーディングの重み付け係数が正確に求められないという問題がある。
【０００８】
そこで、第2の構成として、フィードバック情報量を減らしても、ある程度の精度で重み付け係数を求められるよう、コードブック方式が提案されている（非特許文献１参照）。この方式は、重み付け係数を要素に持つプリコーディング行列について、複数の候補を予め決めておく。なお、この候補の集合はコードブックと呼ばれている。送受信機でコードブックの情報を共有し、受信側で最適なプリコーディング行列の候補を選択して、その番号（インデックス）を伝送路情報として送信側へフィードバックする。
【０００９】
図４に、コードブック方式におけるプリコーディング行列制御回路２１の構成を示す。まず、インデックスを含む受信信号が端子１９−１及び１９−２を通り、プリコーディング・インデックス抽出回路２６へ入力される。プリコーディング・インデックス抽出回路２６は受信信号からインデックスを抽出し、その値をプリコーディング行列選択回路２７へ入力する。プリコーディング行列選択回路２７は、コードブックの中から受信側で選択されたプリコーディング行列を選び、その行列の要素を重み付け係数として端子２０−１〜２０−４へ出力する。
【００１０】
コードブック方式はフィードバック情報量を減らすため、コードブックのサイズ、即ちプリコーディング行列の候補数を限定する。このため、プリコーディングによる伝送特性改善効果が損なわれるという問題がある。この問題を克服するために、第3の構成である、アナログフィードバック方式が提案されている（非特許文献２参照）。これは、伝送路情報をアナログ信号のままフィードバックするもので、フィードバック情報量を減らしつつ伝送路情報を精度良く送れる可能性がある。なお、アナログ信号の厳密な定義は、時間と信号値ともに連続量の信号であるが、アナログフィードバック方式の「アナログ信号」とは新たな量子化を導入しない「ディジタル信号」のことである。以降の説明では、「アナログ信号のまま」という表現は、この意味で用いることにする。
【００１１】
図５に、アナログフィードバック方式におけるプリコーディング行列制御回路２１の構成を示す。まず、伝送路情報を含む受信信号が端子１９−１及び１９−２を通り、アナログ伝送路情報抽出回路２８へ入力される。アナログ伝送路情報抽出回路２８は受信信号からアナログ信号の伝送路情報を抽出し、その値を端子８１−１及び８１−２からプリコーディング行列推定回路７７へ入力する。プリコーディング行列推定回路７７は、伝送路情報を基に重み付け係数を求め、端子２０−１〜２０−４へ出力する。
【００１２】
図６に、アナログ伝送路情報抽出回路２８の構成を示す。まず、端子１９−１及び１９−２から受信信号がチャネル推定回路７９へと入力される。この受信信号は受信機側からのフィードバック信号を受信したものであり、アナログ信号の伝送路情報に加えて、既知の上り回線パイロット信号を含む。チャネル推定回路７９はこの受信信号と、上り回線パイロット信号メモリ４８が出力する既知の上り回線パイロット信号とを用いて、上り回線のチャネルインパルス応答を推定する。ここで、チャネル推定回路７９と上り回線パイロット信号メモリ４８は、チャネル推定手段に相当する。推定された上り回線のチャネルインパルス応答は受信信号とともに、インパルス応答抽出回路８０へ入力される。インパルス応答抽出回路８０は、推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号である受信信号から、伝送路情報に相当する下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８１−１及び８１−２へ出力する。ここで、インパルス応答抽出回路８０は伝送路情報抽出手段に相当する。
【００１３】
次に、従来のMIMO−OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiple）伝送の無線送信機で、フィードバックされた伝送路情報を用いてプリコーディングを動作させる構成を図７に示す。なお、送信アンテナ数NTは２とした。まず、送信ビット系列が入力端子１から変調回路２へ入力され、変調信号である複素シンボル系列が生成される。変調回路２の出力である複素シンボル系列は、シリアル・パラレル変換器２９へ入力され、OFDMのサブキャリア数Nの系列に分けられる。さらにシリアル・パラレル変換器３−１から３−２へ入力され、送信ストリーム数MSの系列に分けられる。ここではMS＝2であり、各複素シンボル系列はそれぞれ、サブキャリア番号n（1≦n≦N）に応じて、プリコーディングを行う線形処理回路（#1）６−１から線形処理回路（#N）６−２へ入力される。線形処理回路（#1）６−１から線形処理回路（#N）６−２の重み付け係数は、OFDM用プリコーディング行列制御回路３６が制御し、端子３５−１から３５−２を通り出力されるが、この制御については後述する。線形処理回路（#1）６−１から線形処理回路（#N）６−２の出力である送信信号はそれぞれ、対応するIFFT（Inverse Fast Fourier Transform）回路３０−１及び３０−２へ入力され、IFFTにより時間領域信号へ変換される。GI（Guard Interval）付加回路３１−１及び３１−２は、時間領域信号の後尾の信号をコピーして先頭に付加し、OFDM送信信号を生成する。この操作により、マルチパス環境においても周期性が保持され、サブキャリア間干渉をゼロにすることができる。OFDM送信信号は、発振器１０が出力する搬送波を用いたアップコンバーター１２−１及び１２−２で、RF周波数帯へ周波数変換された後、対応する送信増幅器９−１及び９−２で増幅され、送信アンテナ１１−１及び１１−２で送信される。
【００１４】
フィードバックされた伝送路情報を含む受信波は、受信アンテナ１３−１及び１３−２で受信され、受信増幅器１４−１及び１４−２で増幅された後、出力端子２５−１及び２５−２へ出力される。さらに、発振器２２が出力する搬送波を用いるダウンコンバーター１８−１及び１８−２に入力され、RF周波数帯からベースバンドに周波数変換された後、受信信号として出力される。受信信号は端子１９−１及び１９−２を通り、GI除去回路３２−１及び３２−２へ入力される。GI除去回路３２−１及び３２−２は、コピーされ付加されたGI信号成分を除去し、FFT（Fast Fourier Transform）回路３３−１及び３３−２へ出力する。FFT回路３３−１及び３３−２はIFFTの逆操作であるFFTにより、時間領域信号を周波数領域信号へ変換する。この周波数領域信号は端子３４−１及び３４−２を通り、OFDM用プリコーディング行列制御回路３６へ入力される。
【００１５】
図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６は大別して、３種類の構成が考えられる。第１の構成は、伝送路情報を量子化して、その量子化ビットをフィードバックする場合であり、OFDM用プリコーディング行列制御回路３６は図８に示す構成となる。まず、量子化された伝送路情報を含む周波数領域の受信信号は、端子３４−１及び３４−２を通り、ディジタル化伝送路情報抽出回路３７へ入力される。ディジタル化伝送路情報抽出回路３７は周波数領域の受信信号から、量子化された伝送路情報としてチャネルインパルス応答を抽出する。この抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT（Discrete Fourier Transform）回路３８−１及び３８−２でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。サブキャリア番号nに対応する周波数のチャネル周波数応答は、プリコーディング行列推定回路（#1）３９−１からプリコーディング行列推定回路（#N）３９−２の内、nに対応するプリコーディング行列推定回路に入力される。プリコーディング行列推定回路（#1）３９−１は、図７の線形処理回路（#1）６−１の重み付け係数を推定し端子３５−１へ出力する。一方、プリコーディング行列推定回路（#N）３９−２は、図７の線形処理回路（#Ｎ）６−２の重み付け係数を推定し端子３５−２へ出力する。
【００１６】
次に、図９に、第２の構成であるコードブック方式におけるOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成を示す。まず、インデックスを含む周波数領域の受信信号が端子３４−１及び３４−２を通り、プリコーディング・インデックス抽出回路４０へ入力される。プリコーディング・インデックス抽出回路４０は周波数領域の受信信号から、各サブキャリアにおいて選択されたプリコーディング行列を示すインデックスを抽出し、その値をプリコーディング行列選択回路（#1）４１−１からプリコーディング行列選択回路（#N）４１−２の内、サブキャリア番号nに対応するプリコーディング行列選択回路へ入力する。プリコーディング行列選択回路（#1）４１−１からプリコーディング行列選択回路（#N）４１−２は、コードブックの中から受信側で選択されたプリコーディング行列を選び、その行列の要素を重み付け係数として端子３５−１〜３５−２へ出力する。
【００１７】
さらに、図１０に、第３の構成であるアナログフィードバック方式におけるOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成を示す。まず、伝送路情報を含む周波数領域の受信信号が端子３４−１及び３４−２を通り、アナログ伝送路情報抽出回路４２へ入力される。アナログ伝送路情報抽出回路４２は周波数領域の受信信号から、アナログ信号の伝送路情報としてチャネルインパルス応答を抽出し、その値を端子８１−１及び８１−２へ出力する。この抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−１から３８−２でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。サブキャリア番号nに対応する周波数のチャネル周波数応答は、プリコーディング行列推定回路（#1）３９−１からプリコーディング行列推定回路（#N）３９−２の内、nに対応するプリコーディング行列推定回路に入力される。プリコーディング行列推定回路（#1）３９−１は、図７の線形処理回路（#1）６−１の重み付け係数を推定し端子３５−１へ出力する。一方、プリコーディング行列推定回路（#N）３９−２は、図７の線形処理回路（#Ｎ）６−２の重み付け係数を推定し端子３５−２へ出力する。
【００１８】
図１１に、アナログ伝送路情報抽出回路４２の構成を示す。まず、端子３４−１及び３４−２から周波数領域の受信信号がチャネル推定回路８２へと入力される。この周波数領域の受信信号は受信機側からのフィードバック信号を受信したものであり、アナログ信号の伝送路情報に加えて、既知の上り回線パイロット信号を含む。チャネル推定回路８２はこの受信信号と、上り回線パイロット信号メモリ４８が出力する既知の上り回線パイロット信号とを用いて、上り回線のチャネルインパルス応答を推定する。ここで、チャネル推定回路８２と上り回線パイロット信号メモリ４８は、チャネル推定手段に相当する。推定された上り回線のチャネルインパルス応答は周波数領域の受信信号とともに、インパルス応答抽出回路８３へ入力される。インパルス応答抽出回路８３は、推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号である周波数領域の受信信号から、伝送路情報に相当する下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８１−１及び８１−２へ出力する。ここで、インパルス応答抽出回路８３は伝送路情報抽出手段に相当する。
【００１９】
以下では、フィードバック信号を生成する受信機について説明する。
【００２０】
図１２に、従来のMIMOシングルキャリア伝送の無線受信機で、伝送路情報をアナログ信号としてフィードバックする構成を示す。これは、図１に示したMIMOシングルキャリア伝送の無線送信機と対で用いられる。なお、受信アンテナ数NRは２とした。まず、受信アンテナ１３−３及び１３−４で、下り回線を伝搬した送信波、即ち受信波を受信する。受信波はそれぞれ、受信増幅器１４−３及び１４−４で増幅された後、発振器１０が出力する搬送波を用いるダウンコンバーター１８−３及び１８−４に入力され、RF周波数帯からベースバンドに周波数変換された後、受信信号として出力される。この受信信号はチャネル推定回路４３と信号検出回路４５へ入力される。受信信号には既知の下り回線用パイロット信号が含まれており、チャネル推定回路４３は、下り回線パイロット信号メモリ４４が出力する既知の下り回線用パイロット信号と、受信信号とを用いて、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を推定する。ここで、チャネル推定回路４３と下り回線パイロット信号メモリ４４は、伝送路情報推定手段に相当する。信号検出回路４５は、受信信号と推定されたチャネルインパルス応答とを用いて信号検出を行い、送信ビット系列を判定し、判定ビット系列を出力端子４６へ出力する。フィードバック信号生成手段に相当するフィードバック信号生成回路４７は、推定された伝送路情報である下り回線のチャネルインパルス応答と、上り回線パイロット信号メモリ４８が出力する既知の上り回線用パイロット信号とを入力とし、下り回線のチャネルインパルス応答は新たに量子化せず、アナログ信号のまま上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成し出力する。ここで、チャネル推定回路４３、下り回線パイロット信号メモリ４４、フィードバック信号生成回路４７、並びに上り回線パイロット信号メモリ４８は、チャネル推定・フィードバック信号生成回路４９を構成する。フィードバック信号生成回路４７が出力するフィードバック信号は、シリアル・パラレル変換器５０によりNR（＝２）個の信号系列に分けられ、発振器２２が出力する搬送波を用いるアップコンバーター１２−３及び１２−４へ入力され、RF周波数帯へ周波数変換された後、対応する送信増幅器９−３及び９−４で増幅され、送信アンテナ１１−３及び１１−４で送信される。
【００２１】
なお、図２に示すように送受信共用アンテナを用いる構成もある。
【００２２】
図１３に、図１２の送信アンテナ１１−３から出力されるフィードバック信号の構成を示す。まず、図１２の受信アンテナ１３−３と１３−４はそれぞれ、第１及び第２受信アンテナと呼び、図１の送信アンテナ１１−１と１１−２はそれぞれ、第１及び第２送信アンテナと呼ぶことにする。また、下り回線のチャネルはフラットフェージングと仮定する。図１３のフィードバック信号は、既知の上り回線用パイロット信号と、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を、時間多重している。まず、既知の上り回線用パイロット信号を配置し、次に第１受信アンテナと第１送信アンテナ間のチャネルインパルス応答h11が続き、最後に第１受信アンテナと第２送信アンテナ間のチャネルインパルス応答h12を配置する。マルチパスフェージングの場合、h11とh12は各パスの複素包絡線の系列に置換える。なお、図１２の送信アンテナ１１−４から出力されるフィードバック信号は、h11を第２受信アンテナと第１送信アンテナ間のチャネルインパルス応答h21に置換え、h12を第２受信アンテナと第２送信アンテナ間のチャネルインパルス応答h22に置換えればよい。
【００２３】
図１４に、従来のMIMO−OFDM伝送の無線受信機で、伝送路情報をアナログ信号としてフィードバックする構成を示す（非特許文献３）。これは、図７に示したMIMO−OFDM伝送の無線送信機と対で用いられる。なお、受信アンテナ数NRは２とした。まず、受信アンテナ１３−３及び１３−４で、下り回線を伝搬した送信波、即ち受信波を受信する。受信波はそれぞれ、受信増幅器１４−３及び１４−４で増幅された後、発振器１０が出力する搬送波を用いるダウンコンバーター１８−３及び１８−４に入力され、RF周波数帯からベースバンドに周波数変換された後、受信信号として出力される。受信信号はGI除去回路３２−３及び３２−４へ入力され、GI除去回路３２−３及び３２−４は、コピーされ付加されたGI信号成分を除去し、FFT回路３３−３及び３３−４へ出力する。FFT回路３３−３及び３３−４はIFFTの逆操作であるFFTにより、時間領域信号を周波数領域信号へ変換する。この周波数領域の受信信号は、端子５９−１及び５９−２を通りチャネル推定回路５１と、信号検出回路５７へ入力される。周波数領域の受信信号には既知の下り回線用パイロット信号が含まれており、チャネル推定回路５１は、下り回線パイロット信号メモリ５２が出力する既知の下り回線用パイロット信号と、周波数領域の受信信号とを用いて、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を推定する。推定された下り回線のチャネルインパルス応答はそれぞれ、DFT回路３８−３及び３８−４でチャネル周波数応答へ変換される。ここで、チャネル推定回路５１、下り回線パイロット信号メモリ５２、並びにDFT回路３８−３及び３８−４は、伝送路情報推定手段に相当する。信号検出回路５７は、周波数領域の受信信号と推定されたチャネル周波数応答とを用いて信号検出を行い、送信ビット系列を判定し、判定ビット系列を出力端子４６へ出力する。線形合成回路５３は、推定されたチャネル周波数応答を入力とし、チャネル周波数応答を線形合成して出力する。フィードバック信号生成回路５５は、推定された伝送路情報である線形合成の値と、上り回線パイロット信号メモリ５４が出力する既知の上り回線用パイロット信号とを入力とし、線形合成の値は新たに量子化せず、アナログ信号のまま上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成し出力する。なお、線形合成回路５３、上り回線パイロット信号メモリ５４、とフィードバック信号生成回路５５は、フィードバック信号生成手段に相当する。また、チャネル推定回路５１、下り回線パイロット信号メモリ５２、DFT回路３８−３及び３８−４、線形合成回路５３、上り回線パイロット信号メモリ５４並びにフィードバック信号生成回路５５は、チャネル推定・フィードバック信号生成回路５６を構成する。フィードバック信号生成回路５５が端子６０へ出力するフィードバック信号は、シリアル・パラレル変換器５８によりNR（＝２）個の信号系列に分けられ、対応するIFFT回路３０−３及び３０−４へ入力され、IFFTにより時間領域信号へ変換される。GI付加回路３１−３及び３１−４は、時間領域信号の後尾の信号をコピーして先頭に付加し、OFDM送信信号を生成する。OFDM送信信号は、発振器２２が出力する搬送波を用いるアップコンバーター１２−３及び１２−４で、RF周波数帯へ周波数変換された後、対応する送信増幅器９−３及び９−４で増幅され、送信アンテナ１１−３及び１１−４で送信される。
なお、図２に示すように送受信共用アンテナを用いる構成もある。
【００２４】
図１５に、図１４の送信アンテナ１１−３から出力されるフィードバック信号の構成を示す。まず、図１４の受信アンテナ１３−３と１３−４はそれぞれ、第１及び第２受信アンテナと呼び、図７の送信アンテナ１１−１と１１−２はそれぞれ、第１及び第２送信アンテナと呼ぶことにする。図１５の横軸はOFDMシンボルを単位とする時間であり、縦軸はサブキャリア周波数間隔を単位とする周波数である。斜線部分は上り回線用パイロット信号であり、サブキャリア番号nが偶数の場合に配置されている。nが奇数の場合には、下り回線のチャネル周波数応答の線形結合が配置される。ここで、Hlk（n）は第nサブキャリアの周波数における、第l（＝1， 2）受信アンテナと第k（＝1， 2）送信アンテナ間のチャネル周波数応答である。alk（n）は線形結合の係数に相当し、送受信間で既知の複素シンボルである。なお、従来技術では一本の送信アンテナからしかフィードバック信号を送信せず、図１４の送信アンテナ１１−４からフィードバック信号は送信されない。
【００２５】
上記のようにフィードバック信号としてチャネル周波数応答の線形結合を送ると、受信されたフィードバック信号から個々のチャネルインパルス応答を分離抽出する際、推定精度が劣化してしまうという問題がある。
【００２６】
また、受信側で最適受信であるMLD（Maximum Likelihood Detection）を行う際、BER（Bit Error Rate）を最小にできるプリコーディングが提案されている（非特許文献４）。このBER最小規範のプリコーディングを動作させるために必要な伝送路情報は、チャネルのインパルス応答や等価な周波数応答だけでなく、下り回線の信号対雑音比、SNR（Signal to Noise Ratio）も必要となる。しかしながら、従来のアナログフィードバック方式では、このSNRの情報を伝送路情報としてフィードバックしていない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２７】
【非特許文献１】D．J．Love,R．W．Heath,W．Santipach, and M．L．Honig,"What is the value of limited feedback for MIMO channels ?",IEEE Comm．Mag．,pp．54−59,October 2004．
【非特許文献２】E．Chiu and P．Ho,"Transmit beamforming with analog channel state information feedback,"IEEE Trans．Wireless Commun．,vol．7,no．3,pp．878−887,March 2008．
【非特許文献３】T．A．Thomas,K．L．Baum, and P．Sartori,"Obtaining channel knowledge for closed−loop multi−stream broadband MIMO−OFDM communications using direct channel feedback,"IEEE GLOBECOM'05,vol．6,pp．3907−3911,December 2005．
【非特許文献４】B．Pitakdumrongkija,K．Fukawa,H．Suzuki, and T．Higiwara,"MIMO−OFDM precoding technique for minimizing BER upper bound of MLD,"IEICE Trans．Commun．,vol．E91−B,no．7,pp．2287−2298,July 2008．
【非特許文献５】Simon Haykin，Adaptive Filter Theory Third Edition Prentice−Hall出版，1996年．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
このように、従来のアナログフィードバック方式では、チャネル周波数応答の線形結合をフィードバックしているため、フィードバック信号から個々のチャネルインパルス応答を分離抽出する際、推定精度が劣化するという問題があった。さらに、最小BER規範のプリコーディングなどで必要とされる信号対雑音比の情報をフィードバックしていないという問題があった。
【００２９】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、チャネルインパルス応答等の伝送路情報がフィードバック信号から精度良く推定でき、かつ信号対雑音比の情報も送れる伝送路情報フィードバック方式を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明の伝送路情報フィードバック方式によれば、上記目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成される。即ち、本発明の伝送路情報フィードバック方式は、（i）下り回線の受信信号と既知の下り回線用パイロット信号を用いて、下り回線の伝送路情報を推定する伝送路情報推定手段、（ii）推定された伝送路情報をアナログ信号のまま線形合成せず、既知の上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成するフィードバック信号生成手段、（iii）上り回線のチャネルを通り受信されたパイロット信号と、既知の上り回線用パイロット信号から、上り回線のチャネルインパルス応答を推定するチャネル推定手段、（iv）推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号から、伝送路情報を抽出する伝送路情報抽出手段から構成される。従来技術と異なる点は、推定された伝送路情報を線形合成せず、既知の上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成していることである。
【００３１】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式がフィードバックする伝送路情報は、下り回線の信号対雑音比とチャネルインパルス応答である。
【００３２】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式がフィードバックする伝送路情報は、下り回線の信号対雑音比とチャネル周波数応答である。
【００３３】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（ii）フィードバック信号生成手段は、下り回線の伝送路情報と、既知の上り回線用パイロット信号を時間多重してフィードバック信号を生成する。
【００３４】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（ii）フィードバック信号生成手段は、下り回線の伝送路情報と、既知の上り回線用パイロット信号を周波数時間多重してフィードバック信号を生成する。
【００３５】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（i）伝送路情報推定手段は、下り回線の受信信号と既知の下り回線用パイロット信号を用いて、最小2乗法により下り回線の伝送路情報を推定する。
【００３６】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（iv）伝送路情報抽出手段は、推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号から、最小2乗法により上記伝送路情報を抽出する。
【００３７】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（ii）フィードバック信号生成手段は、下り回線の伝送路情報の振幅を非線形圧縮し、その値をアナログ信号とする。
【００３８】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（i）伝送路情報推定手段は、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を推定する。
【００３９】
また、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（iv）伝送路情報抽出手段は、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を抽出する。
【００４０】
加えて、本発明の伝送路情報フィードバック方式の（iv）伝送路情報抽出手段は、過去に抽出された伝送路情報から現時点の伝送路情報を線形予測する。
【００４１】
さらに、本発明の伝送路情報フィードバック方式の(i)伝送路情報推定手段は、推定された伝送路情報から将来の伝送路情報を線形予測する。
【発明の効果】
【００４２】
本発明は、以下に記載されるような効果を奏する。
【００４３】
第１形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、受信されたフィードバック信号から個々の伝送路情報を精度良く分離抽出できる。
【００４４】
第２形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、伝送路情報として信号対雑音比とチャネルインパルス応答をフィードバックできる。
【００４５】
第３形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、伝送路情報として信号対雑音比とチャネル周波数応答をフィードバックできる。
【００４６】
第４形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、伝送路情報と、既知の上り回線用パイロット信号を時間多重してフィードバック信号を生成できる。
【００４７】
第５形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、伝送路情報と、既知の上り回線用パイロット信号を周波数時間多重してフィードバック信号を生成できる。
【００４８】
第６形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、最小2乗法により伝送路情報を精度良く推定できる。
【００４９】
第７形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、最小2乗法によりフィードバックされた伝送路情報を精度良く抽出できる。
【００５０】
第８形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、下り回線の伝送路情報の振幅を非線形圧縮し、その値をフィードバックすることで雑音に対する耐性を高め、伝送路情報を精度良く抽出できる。
【００５１】
第９形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を推定できる。
【００５２】
第１０形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、フィードバックされた希望波と干渉波の伝送路情報を抽出できる。
【００５３】
第１１形態の伝送路情報フィードバック方式によれば、過去に抽出された伝送路情報から現時点の伝送路情報を線形予測でき、下り回線のチャネルが時間変動するとき有効である。
【００５４】
第１２形態の伝送路情報フィードバック方式によれば，過去及び現在の伝送路情報から将来の伝送路情報を線形予測でき、下り回線のチャネルが時間変動するとき有効である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】従来のプリコーディングを用いたMIMOシングルキャリア無線送信機のブロック構成図。
【図２】送受信アンテナを共有する場合の構成図。
【図３】図１のプリコーディング行列制御回路２１の構成図。
【図４】図１のプリコーディング行列制御回路２１の構成図。
【図５】図１のプリコーディング行列制御回路２１の構成図。
【図６】図６のアナログ伝送路情報抽出回路２８のブロック構成図．
【図７】従来のプリコーディングを用いたMIMO−OFDM無線送信機のブロック構成図。
【図８】図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成図。
【図９】図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成図。
【図１０】図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成図。
【図１１】図１０のアナログ伝送路情報抽出回路４２のブロック構成図。
【図１２】従来のフィードバックを行うMIMOシングルキャリア無線受信機のブロック構成図。
【図１３】図１２のフィードバック信号の構成図。
【図１４】従来のフィードバックを行うMIMO−OFDM無線受信機のブロック構成図。
【図１５】図１４のフィードバック信号の構成図。
【図１６】本発明による第３の例における図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６のブロック構成図。
【図１７】本発明のフィードバック信号の構成図。
【図１８】本発明による第３の例における図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６のブロック構成図。
【図１９】図１９のアナログ伝送路情報抽出回路６３のブロック構成図。
【図２０】本発明による第８の例における図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６のブロック構成図。
【図２１】本発明による第８の例における図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６のブロック構成図。
【図２２】本発明による第９の例における図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６のブロック構成図。
【図２３】本発明による第１０の例における図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６のブロック構成図。
【図２４】本発明による第１１の例における図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６のブロック構成図。
【発明を実施するための形態】
【００５６】
以下、本発明を実施するための最良の形態についてMIMO−OFDM伝送を例に説明する。
図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６について、出願時の請求項３及び請求項５に関連する構成を図１６に示す。まず、端子５９−１と５９−２から周波数領域の受信信号が、チャネル推定回路５１とSNR推定回路６１へ入力される。周波数領域の受信信号には既知の下り回線用パイロット信号が含まれており、チャネル推定回路５１は、下り回線パイロット信号メモリ５２が出力する既知の下り回線用パイロット信号と、周波数領域の受信信号とを用いて、下り回線の伝送路情報であるチャネルインパルス応答を推定する。推定された下り回線のチャネルインパルス応答はそれぞれ、DFT回路３８−３及び３８−４でチャネル周波数応答へ変換される。SNR推定回路６１は、周波数領域の受信信号と、推定されたチャネル周波数応答とを用いて、下り回線のSNRを下り回線の伝送路情報として推定し出力する。ここで、チャネル推定回路５１、下り回線パイロット信号メモリ５２、SNR推定回路６１、並びにDFT回路３８−３及び３８−４は、伝送路情報推定手段に相当する。フィードバック信号生成回路６２は、推定されたチャネル周波数応答及びSNRと、上り回線パイロット信号メモリ５４が出力する既知の上り回線用パイロット信号とを入力とし、SNRとチャネル周波数応答と上り回線用パイロット信号とを多重してフィードバック信号を生成し端子６０へ出力する。ここで、上り回線パイロット信号メモリ５４とフィードバック信号生成回路６２は、フィードバック信号生成手段に相当する。
【００５７】
次に、チャネル推定回路５１におけるチャネルインパルス応答の推定と、SNR推定回路６１におけるSNRの推定について、数式を用いて詳述する。
まず、端子５９−１及び５９−２から入力する周波数領域の受信信号をそれぞれ、YD1（i，n）とYD2（i，n）とする。ただし、ｉとｎはそれぞれ、OFDMのシンボル番号及びサブキャリア番号である。このYDl（i，n），l（＝1，2）は
【００５８】
【数１】
と表わすことができる。ここで、aDk（i，n）は第k（＝1、2）送信アンテナから送信される、第iシンボル、第nサブキャリアの変調信号で、平均電力を１とする。NDl（i，n）は下り回線の雑音信号のFFTである。HDlk（n）は下り回線のチャネル周波数応答で、第k送信アンテナと第l受信アンテナ間のものである。このチャネルインパルス応答hDlk（τ）を
【００５９】
【数２】
と仮定する。ただし、δ（τ）はデルタ関数であり、ΔtはFFTのサンプリング間隔である。hDlk，mは遅延時間mΔtのパスの複素包絡線であり、最大遅延時間MΔtはGI長以下とする。第nサブキャリアの周波数を2πn／（NΔt）とすると、HDlk（n）は
【００６０】
【数３】
となる。数式１に数式３を代入して、変形すると
【００６１】
【数４】
となる。ただし、Hは複素共役転置を表わす。hDlとaD（i，n）は以下で定める2（M＋1）次元ベクトルである。
【００６２】
【数５】
【００６３】
【数６】
ただし、Tは転置を表わす。
【００６４】
hDlは下り回線のチャネルインパルス応答であり、これを最小２乗法で推定する（これは、出願時の請求項６に関連する）。まず、下り回線用パイロットであるパイロット・サブキャリアはiD1からiD2シンボル内にあり、第i（iD1≦i≦iD21）シンボルにおいて、パイロット・サブキャリアのサブキャリア番号nの集合をSD（i）とする。したがって、最小２乗法の評価関数Jlは
【００６５】
【数７】
と定めることができる。ただし、λ（0＜λ≦1）は忘却係数である。Jlを最小にするhDlを求め、これをhDlの推定値hDl，eとする。hDl，eは正規方程式の解であり、次式で与えられる（これについては、非特許文献５参照。）。
【００６６】
【数８】
ただし、*は複素共役を表わす。
【００６７】
HDlk（n）の推定値^HDlk（n）は、数式３から以下のように求める。
【００６８】
【数９】
なお、^hDlk，mはhDlk，mの推定値であり、hD＊l，eの要素である。^HDlk（n）は^hDlk，mのDFTと等価である。
【００６９】
下り回線のSNRの推定値^γは、hDlk，mの最小２乗法による推定値^hDlk，mから
【００７０】
【数１０】
と求める。ただし、^σD2はNDl（i，n）の平均電力の推定値であり、数式１から
【００７１】
【数１１】
と求める。ただし、NDはSD（i）に含まれるnの数である。
【００７２】
次に、図１６のフィードバック信号生成回路６２が生成するフィードバック信号について、詳しく説明する。まず、第lアンテナ、第iシンボル、第nサブキャリアにおけるフィードバック信号Xl（i，n）は、^HDlk（n）と^γの情報を送らなくてはならず、加えて通常の伝送路推定用のパイロット信号としての働きも担う。このためXl（i，n）を以下のように定める。
【００７３】
【数１２】
ここで、フィードバック信号はiU1からiU2シンボル内に存在するものとし、Skl（i）は^HDlk1（n）を送るサブキャリア番号の集合、SΓ（i）はlog10^γ／Cγを送るサブキャリア番号の集合、SP（i）はパイロット信号を送るサブキャリア番号の集合である。なお、Cγは定数であり、aUl（i，n）は平均電力１の複素シンボルで、送受信間で既知とする。αは正の規格化定数であり、送信電力一定の拘束条件を満足するように求める。なお、周波数応答を定数倍しても、^γが分かれば定数倍の不確定は問題にならず、αをフィードバック先で推定する必要はない。
【００７４】
また、以上は、伝送路情報として下り回線のチャネル周波数応答をフィードバックする方法であるが、これらを時間軸に変換し、チャネルインパルス応答として^HDlk（n）の代わりにフィードバックしてもよい（これは、出願時の請求項２に関連する）。
【００７５】
図１７にフィードバック信号の構成を示す。同図（a）が送信アンテナ１１−３（送信アンテナ１）のフィードバック信号、同図（b）が送信アンテナ１１−４（送信アンテナ２）のフィードバック信号である。n∈Skl（i）は（i＋n）mod 4＝k1を満足し、n∈SΓ（i）は（i＋n）mod 4＝3かつ［（i+n）／4」＝0，1（[」はガウス記号を表す）を満足する。これ以外は全てSP（i）としている。^γの推定には１シンボル当り２サブキャリアで十分であり、上り回線のチャネル推定を精度良く行う必要があるため、なるべく多くのサブキャリアをパイロット信号に割り当てる。
【００７６】
図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６について、出願時の請求項３に関連する構成を図１８に示す。まず、伝送路情報を含む周波数領域の受信信号が端子３４−１及び３４−２を通り、アナログ伝送路情報抽出回路６３とSNR情報抽出回路８７へ入力される。アナログ伝送路情報抽出回路６３は周波数領域の受信信号から、伝送路情報として下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８４−１及び８４−２からDFT回路３８−１と３８−２へ出力する。加えて、上り回線のチャネルインパルス応答を推定し、その推定値を端子８４−３及び８４−４からSNR情報抽出回路８７へ入力する。下り回線の抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−１及び３８−２でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。サブキャリア番号nのチャネル周波数応答は、プリコーディング行列推定回路（#1）６４−１からプリコーディング行列推定回路（#N）６４−２の内、nに対応するプリコーディング行列推定回路に入力される。一方、SNR情報抽出回路８７は、周波数領域の受信信号と上り回線のチャネルインパルス応答の推定値から、伝送路情報として下り回線のSNRを抽出し、プリコーディング行列推定回路（#1）６４−１からプリコーディング行列推定回路（#N）６４−２へ入力する。プリコーディング行列推定回路（#1）６４−１からプリコーディング行列推定回路（#N）６４−２は、最小BER規範プリコーディングの制御を行い、プリコーディング行列推定回路（#1）６４−１は、図７の線形処理回路（#1）６−１の重み付け係数を推定し端子３５−１へ出力する。一方、プリコーディング行列推定回路（#N）６４−２は、図７の線形処理回路（#N）６−２の重み付け係数を推定し端子３５−２へ出力する。
【００７７】
図１８のアナログ伝送路情報抽出回路６３の構成を図１９に示す。まず、端子３４−１及び３４−２から周波数領域の受信信号がチャネル推定回路８５へと入力される。この周波数領域の受信信号は受信機側からのフィードバック信号を受信したものであり、アナログ信号の伝送路情報に加えて、既知の上り回線パイロット信号を含む。チャネル推定回路８５はこの受信信号と、上り回線パイロット信号メモリ４８が出力する既知の上り回線パイロット信号とを用いて、上り回線のチャネルインパルス応答を推定し出力する。ここで、チャネル推定回路８５と上り回線パイロット信号メモリ４８は、チャネル推定手段に相当する。推定された上り回線のチャネルインパルス応答は周波数領域の受信信号とともに、インパルス応答抽出回路８６へ入力される。インパルス応答抽出回路８６は、推定された上り回線のチャネルインパルス応答と、受信されたフィードバック信号である周波数領域の受信信号から、伝送路情報に相当する下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８４−１及び８４−２へ出力する。ここで、インパルス応答抽出回路８６と図１８のSNR抽出回路６２は、伝送路情報抽出手段に相当する。
【００７８】
次に、図１９のチャネル推定回路８５における上り回線のチャネルインパルス応答の推定と、図１８のSNR抽出回路６２における下り回線のSNRの抽出と、図１９のインパルス応答抽出回路８６における下り回線のチャネルインパルス応答の抽出について、数式を用いて詳述する。
【００７９】
まず、端子３４−１及び３４−２から入力するフィードバック信号の受信信号をそれぞれ、YU1（i，n）とYU2（i，n）とする。このYUk（i，n），k＝1，2は
【００８０】
【数１３】
と表わすことができる。ただし、NUk（i，n）は上り回線における雑音信号のFFTである。HUkl（n）は上り回線のチャネル周波数応答であり、第k受信アンテナと第l送信アンテナ間のものである。このチャネルインパルス応答hUkl（τ）を
【００８１】
【数１４】
と仮定すると、HUkl（n）は
【００８２】
【数１５】
となる。
【００８３】
最初に、上り回線のチャネルインパルス応答を推定するため、SP（i）（iU1≦i≦iU2）内にあるYUk（i，n）を用いる。数式１２からn∈SP（i）（iU1≦i≦iU2）において
【００８４】
【数１６】
となる。数式１６に数式１５を代入して、変形すると
【００８５】
【数１７】
となる。ただし、hUkとaU（i，n）は以下で定める2（M＋1）次元ベクトルである。
【００８６】
【数１８】
【００８７】
【数１９】
最小２乗法によりhUkを推定し、その推定値をhUk，eとする。数式８と同様、hUk，eは正規方程式の解となり、次式で与えられる。
【００８８】
【数２０】
なお、この値は、周波数領域の受信信号YUk（i，n）とパイロット信号al（i，n）から計算でき、チャネル推定回路８５の出力に相当する。
【００８９】
次に、下り回線のSNRを抽出するため、n∈SΓ（i）（iU1≦i≦iU2）におけるYUk（i，n）を用いる。数式１２と数式１３から、このYUk（i，n）はΓ＝log10^γ／Cγとおくと
【００９０】
【数２１】
となる。さらに、HUkl（n）を以下の推定値^HUkl（n）で置換える。
【００９１】
【数２２】
ただし、^hUkl，mはhU＊k，eの要素である。置換えを行うと
【００９２】
【数２３】
【００９３】
【数２４】
が得られる。
【００９４】
n∈SΓ（i）（iU1≦i≦iU2）におけるYUk（i，n）を用いて、数式２３に基づきΓ*を最小２乗法で推定する（これは、出願時の請求項７に関連する）。その推定値をΓ*eとすると
【００９５】
【数２５】
が得られる。Γeを実数に限定し、Γe＝Re（Γ*e）とする。すなわち
【００９６】
【数２６】
となる。結局、^γの推定値γeは以下のように与えられる。
【００９７】
【数２７】
最後に、下り回線のチャネルインパルス応答を抽出するため、n∈Skl（i）（iU1≦i≦iU2）におけるYUk（i，n）を用いる。数式１２と数式１３から、このYUk（i，n）は
【００９８】
【数２８】
と表わすことができる。ここで、HUkl（n）を数式２２の^HUkl（n）で置換えた。さらに
【００９９】
【数２９】
として、~hDlk1，mを推定する。ここで、~hDlk1，mは本来の下り回線のチャネルインパルス応答のα倍であるが、~hDlk1，mを推定するのは、SNRが分ればチャネルインパルス応答を定数倍してもよいからである。
【０１００】
数式２８に数式２９を代入して、数式１７と同様に変形すると
【０１０１】
【数３０】
となる。ただし、~hDk1と~aUk（i，n）は以下で定める2（M＋1）次元ベクトルである。
【０１０２】
【数３１】
【０１０３】
【数３２】
~hDk1を最小２乗法で推定する（これは、出願時の請求項７に関連する）。その推定値を~hDk1，eとすると、正規方程式の解
【０１０４】
【数３３】
が得られる。なお、この値は下り回線のチャネルインパルス応答に相当し、周波数領域の受信信号YUk（i，n）と上り回線のチャネルインパルス応答の推定値から求められる。
【０１０５】
図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６について、出願時の請求項８に関連する構成を図２０に示す。図１６に示すチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６との違いは、チャネル推定回路５１が出力する下り回線のチャネルインパルス応答を、log圧縮回路６５−１及び６５−２で非線形圧縮の一種であるlog圧縮を行い、その値をDFT回路３８−５及び３８−６へ入力していることだけである。ここで、チャネル推定回路５１、下り回線パイロット信号メモリ５２、SNR推定回路６１、log圧縮回路６５−１及び６５−２、並びにDFT回路３８−３から３８−６は、伝送路情報推定手段に相当する。
【０１０６】
log圧縮回路６５−１及び６５−２の動作について、数式を用いて説明する。まず、下り回線のチャネルインパルス応答の推定値^hDlk，m＝ejθ｜^hDlk，m｜を
【０１０７】
【数３４】
と変換する。ただし、θ＝arg（^hDlk，m）である。なお、~αは正の規格化定数であり
【０１０８】
【数３５】
を満足するように定める。CHは定数であり、送信電力の拘束条件を満足するよう予め定めておく。
【０１０９】
数式３４のように変換したものを、DFT回路３８−５及び３８−６でDFTし、^HDlk（n）の代わりにフィードバックする。
【０１１０】
非線形圧縮であるlog圧縮を行う場合、図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６を図１８の構成から変更する必要がある。変更した構成を図２１に示す。図１８に示すOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成との違いは、アナログ伝送路情報抽出回路６３の端子８４−１及び８４−２から出力される下り回線の伝送路情報を、逆log圧縮回路６６−１及び６６−２において、図２０のlog圧縮回路６５−１及び６５−２の逆演算を行い、DFT回路３８−１及び３８−２へ出力することだけである。この逆演算について、以下数式を用いて説明する。
【０１１１】
数式３３の~hDk1，eの第［（l−1）（M＋1）＋m＋1］要素をξlk1，mとする。これが、図２１のアナログ伝送路情報抽出回路６３の端子８４−１及び８４−２から出力される下り回線の伝送路情報である。これを逆log圧縮回路６６−１及び６６−２で以下の操作を行い、hDlk1，mの推定値~hDlk1，mを求める。
【０１１２】
【数３６】
【０１１３】
【数３７】
このようにlog圧縮を行うことで、雑音に対する耐性を高めることができ、精度良く下り回線のチャネルインパルス応答を抽出することができる。なお、チャネルインパルス応答の代わりにチャネル周波数応答をlog圧縮することも、容易にできる。
【０１１４】
同一チャネル干渉条件でBERを最小化するプリコーディングは、伝送路情報として希望波のチャネル周波数応答だけでなく、干渉波のチャネル周波数応答をも必要とする。このため、上記のプリコーディングを動作させるためには、干渉波のチャネル周波数応答もフィードバックする必要がある。この様なフィードバックを可能とする、図１４のチャネル推定・フィードバック信号生成回路５６の構成を図２２に示す（これは、出願時の請求項９に関連する）。なお、干渉波は簡単のため１波とした。
【０１１５】
図２２と図１６に示す構成の差異は以下の通りである。まず、（i）希望波チャネル推定回路６７と干渉波チャネル推定回路６８は、下り回線用パイロット信号に加えて、干渉波下り回線パイロット信号メモリ６９が出力する干渉波の下り回線用パイロット信号をも用いて、希望波と干渉波の下り回線チャネルインパルス応答を同時推定することである。これは、前述の最小２乗法による推定を拡張すれば容易に行える。次に、（ii）希望波のチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−３及び３８−４によってチャネル周波数応答に変換され、干渉波のチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−７及び３８−８によってチャネル周波数応答に変換される。希望波と干渉波の周波数応答はフィードバック信号生成回路７８へ入力され、フィードバックされる。（iii）SNR推定回路７０は、希望波のチャネル周波数応答のみならず、干渉波のチャネル周波数応答も用いてSNRを推定する。
【０１１６】
ここで、希望波チャネル推定回路６７、干渉波チャネル推定回路６８、下り回線パイロット信号メモリ５２、干渉波下り回線パイロット信号メモリ６９、SNR推定回路７０、並びにDFT回路３８−３、３８−４、３８−７及び３８−８は、伝送路情報推定手段に相当する。また、上り回線パイロット信号メモリ５４とフィードバック信号生成回路７８は、
フィードバック信号生成手段に相当する。
【０１１７】
なお、干渉波の下り回線パイロット信号が既知でない場合、干渉波下り回線パイロット信号メモリ６９は、干渉波の下り回線用パイロット信号を推定する回路へ置換えればよい。また、干渉波が２波以上の場合でも、上記の構成を拡張すれば容易に実現できる。さらに、推定された干渉波の下り回線チャネルインパルス応答は、干渉抑圧のための線形処理において、その係数制御に用いることができ、下り回線信号検出の干渉による劣化を抑えることができる。
【０１１８】
図２２の構成変更に対応できる、図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成を図２３に示す（これは、出願時の請求項１０に関連する）。まず、伝送路情報を含む周波数領域の受信信号が端子３４−１及び３４−２を通り、希望波アナログ伝送路情報抽出回路７１、干渉波アナログ伝送路情報抽出回路７２、及びSNR情報抽出回路８６へ入力される。希望波アナログ伝送路情報抽出回路７１は周波数領域の受信信号から、伝送路情報として希望波下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８４−１及び８４−２からDFT回路３８−１と３８−２へ出力する。加えて、希望波上り回線のチャネルインパルス応答を推定し、その推定値を端子８４−３及び８４−４からSNR情報抽出回路８６へ入力する。干渉波アナログ伝送路情報抽出回路７２は周波数領域の受信信号から、伝送路情報として干渉波下り回線のチャネルインパルス応答を抽出し、端子８４−５及び８４−６からDFT回路３８−９と３８−１０へ出力する。加えて、干渉波上り回線のチャネルインパルス応答を推定し、その推定値を端子８４−７及び８４−８からSNR情報抽出回路８６へ入力する。希望波下り回線の抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−１及び３８−２でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。干渉波下り回線の抽出されたチャネルインパルス応答は、DFT回路３８−９及び３８−１０でDFTによりチャネル周波数応答へ変換される。サブキャリア番号nのチャネル周波数応答は、プリコーディング行列推定回路（#1）７３−１からプリコーディング行列推定回路（#N）７３−２の内、nに対応するプリコーディング行列推定回路に入力される。一方、SNR情報抽出回路８６は、周波数領域の受信信号と上り回線のチャネルインパルス応答の推定値から、伝送路情報として下り回線のSNRを抽出し、プリコーディング行列推定回路（#1）７３−１からプリコーディング行列推定回路（#N）７３−２へ入力する。プリコーディング行列推定回路（#1）７３−１からプリコーディング行列推定回路（#N）７３−２は、同一チャネル干渉条件下での最小BER規範プリコーディングの制御を行い、プリコーディング行列推定回路（#1）７３−１は、図７の線形処理回路（#1）６−１の重み付け係数を推定し端子３５−１へ出力する。一方、プリコーディング行列推定回路（#N）７３−２は、図７の線形処理回路（#N）６−２の重み付け係数を推定し端子３５−２へ出力する。
【０１１９】
なお、推定された干渉波の上り回線チャネルインパルス応答は、干渉抑圧のための線形処理において、その係数制御に用いることができ、上り回線信号検出の干渉による劣化を抑えることができる。
【０１２０】
今までの説明では、伝送路のチャネルインパルス応答が時不変であることを暗に仮定していた。実際の伝送路では、ドップラー変動によりチャネルインパルス応答は時間変動する。無視できない程に高速変動する場合、フィードバックされた伝送路情報は古くなり、プリコーディングの制御が精度良く行えず、プリコーディングの特性が劣化するという問題が発生する。この劣化を抑えるためには、過去の伝送路情報から現時点の伝送路情報を線形予測することが効果的である。線形予測を行う、図７のOFDM用プリコーディング行列制御回路３６の構成を図２４に示す（これは、出願時の請求項１１に関連する）。
【０１２１】
図２４の図１８の構成からの差異は以下の点である。まず、（i）アナログ伝送路情報抽出回路６３が出力する、下り回線の抽出されたチャネルインパルス応答は、線形予測回路７４に入力される。さらに、（ii）線形予測回路７４は、過去の下り回線のチャネルインパルス応答と抽出された下り回線のSNRの情報から、現時点のチャネルインパルス応答を推定し、DFT回路３８−１及び３８−２へ出力する。
【０１２２】
線形予測回路７４は、過去の下り回線のチャネルインパルス応答に予測係数を乗算し、足し合わせることで、現時点のチャネルインパルス応答を線形予測する。この予測係数は予め計算で求めた固定値でも、適応アルゴリズムにより推定した値を用いてもよい。なお、下り回線のSNRの情報を用いるが、これは、アナログ伝送路情報抽出回路６３の出力には定数倍の不確定があり、この不確定をある程度除くために用いる。
【０１２３】
また、この時間変動への追随は、チャネル推定手段において、伝送路情報の線形予測を行うことによっても可能である。これは、図２４の線形予測回路７４の入力を、図１６のチャネル推定回路５１の出力とし、線形予測回路７４の出力をDFTすることにより実現できる（これは、出願時の請求項１２に関連する）。
【０１２４】
以上、本発明を実施するための最良の形態についてMIMO−OFDM伝送を例に説明したが、MIMOシングルキャリア伝送の場合でも容易に実現しうる。この場合、伝送路情報として、下り回線の信号対雑音比とチャネルインパルス応答を、既知の上り回線用パイロット信号と時間多重してフィードバックを行えばよい（これは、出願時の請求項２及び請求項４に関連する）。
【０１２５】
また、送信側を基地局、受信側を移動端末として説明を行ってきたが、送信側を移動端末、受信側を基地局とすることも当然可能であり、上述の説明において「上り回線」と「下り回線」を入れ替えるだけでよい。
【０１２６】
なお、本発明は上述の発明を実施するための最良の形態に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【符号の説明】
【０１２７】
１入力端子，２変調回路，３シリアル・パラレル変換器，４乗算器，５加算器，６線形処理回路，７D/A変換器，８乗算回路，９送信増幅器，１０発振器，１１送信アンテナ，１２アップコンバーター，１３受信アンテナ，１４受信増幅器，１５乗算回路，１６低域通過フィルタ，１７A/D変換器，１８ダウンコンバーター，１９端子，２０端子，２１プリコーディング行列制御回路，２２発振器，２３送受信アンテナ，２４入力端子，２５出力端子，２６プリコーディング・インデックス抽出回路，２７プリコーディング行列選択回路，２８アナログ伝送路情報抽出回路，２９シリアル・パラレル変換器，３０IFFT回路，３１ガードインターバル付加回路，３２ガードインターバル除去回路，３３FFT回路，３４端子，３５端子，３６OFDM用プリコーディング行列制御回路，３７ディジタル化伝送路情報抽出回路，３８DFT回路，３９プリコーディング行列推定回路，４０プリコーディング・インデックス抽出回路，４１プリコーディング行列推定回路，４２アナログ伝送路情報抽出回路，４３チャネル推定回路，４４下り回線パイロット信号メモリ，４５信号検出回路，４６出力端子，４７フィードバック信号生成回路，４８上り回線パイロット信号メモリ，４９チャネル推定・フィードバック信号生成回路，５０シリアル・パラレル変換器，５１チャネル推定回路，５２下り回線パイロット信号メモリ，５３線形合成回路，５４上り回線パイロット信号メモリ，５５フィードバック信号生成回路，５６チャネル推定・フィードバック信号生成回路，５８シリアル・パラレル変換器，５９端子，６０端子，６１SNR推定回路，６２フィードバック信号生成回路，６３アナログ伝送路情報抽出回路，６４プリコーディング行列推定回路，６５log圧縮回路，６６逆log圧縮回路，６７希望波チャネル推定回路，６８干渉波チャネル推定回路，６９干渉波下り回線パイロット信号メモリ，７０SNR推定回路，７１希望波アナログ伝送路情報抽出回路，７２干渉波アナログ伝送路情報抽出回路，７３プリコーディング行列推定回路，７４線形予測回路，７５サーキュレーター，７６ディジタル化伝送路情報抽出回路，７７プリコーディング行列推定回路，７８フィードバック信号生成回路，７９チャネル推定回路，８０インパルス応答抽出回路，８１端子，８２チャネル推定回路，８３インパルス応答抽出回路，８４端子，８５チャネル推定回路，８６インパルス応答抽出回路，８７SNR情報抽出回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
下り回線の受信信号と既知の下り回線用パイロット信号を用いて、下り回線の伝送路情報を推定する伝送路情報推定手段と、
推定された前記伝送路情報をアナログ信号のまま複数個独立に、既知の上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成するフィードバック信号生成手段と、
上り回線のチャネルを通り受信された前記フィードバック信号と、前記既知の上り回線用パイロット信号から、上り回線のチャネルインパルス応答を推定するチャネル推定手段と、
推定された前記上り回線のチャネルインパルス応答と、受信された前記フィードバック信号から、前記伝送路情報を抽出する伝送路情報抽出手段から構成されることを特徴とする伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項２】
前記伝送路情報は、下り回線の信号対雑音比と、チャネルインパルス応答を含むことを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項３】
前記伝送路情報は、下り回線の信号対雑音比と、チャネル周波数応答を含むことを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項４】
前記フィードバック信号生成手段は、前記伝送路情報と、前記既知の上り回線用パイロット信号を時間多重してフィードバック信号を生成することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項５】
前記フィードバック信号生成手段は、前記伝送路情報と、前記既知の上り回線用パイロット信号を周波数時間多重してフィードバック信号を生成することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項６】
前記伝送路情報推定手段は、前記下り回線の受信信号と前記既知の下り回線用パイロット信号を用いて、最小2乗法により前記伝送路情報を推定することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項７】
前記伝送路情報抽出手段は、推定された前記上り回線のチャネルインパルス応答と、受信された前記フィードバック信号から、最小2乗法により前記伝送路情報を抽出することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項８】
前記フィードバック信号生成手段は、前記伝送路情報の振幅を非線形圧縮し、その値をアナログ信号とすることを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項９】
前記伝送路情報推定手段は、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を推定することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項１０】
前記伝送路情報抽出手段は、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を抽出することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項１１】
前記伝送路情報抽出手段は、過去に抽出された前記伝送路情報から現時点の伝送路情報を線形予測することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項１２】
前記伝送路情報推定手段は、推定された前記伝送路情報から将来の伝送路情報を線形予測することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項１】
下り回線の受信信号と既知の下り回線用パイロット信号を用いて、下り回線の伝送路情報を推定する伝送路情報推定手段と、
推定された前記伝送路情報をアナログ信号のまま複数個独立に、既知の上り回線用パイロット信号と多重してフィードバック信号を生成するフィードバック信号生成手段と、
上り回線のチャネルを通り受信された前記フィードバック信号と、前記既知の上り回線用パイロット信号から、上り回線のチャネルインパルス応答を推定するチャネル推定手段と、
推定された前記上り回線のチャネルインパルス応答と、受信された前記フィードバック信号から、前記伝送路情報を抽出する伝送路情報抽出手段から構成されることを特徴とする伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項２】
前記伝送路情報は、下り回線の信号対雑音比と、チャネルインパルス応答を含むことを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項３】
前記伝送路情報は、下り回線の信号対雑音比と、チャネル周波数応答を含むことを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項４】
前記フィードバック信号生成手段は、前記伝送路情報と、前記既知の上り回線用パイロット信号を時間多重してフィードバック信号を生成することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項５】
前記フィードバック信号生成手段は、前記伝送路情報と、前記既知の上り回線用パイロット信号を周波数時間多重してフィードバック信号を生成することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項６】
前記伝送路情報推定手段は、前記下り回線の受信信号と前記既知の下り回線用パイロット信号を用いて、最小2乗法により前記伝送路情報を推定することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項７】
前記伝送路情報抽出手段は、推定された前記上り回線のチャネルインパルス応答と、受信された前記フィードバック信号から、最小2乗法により前記伝送路情報を抽出することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項８】
前記フィードバック信号生成手段は、前記伝送路情報の振幅を非線形圧縮し、その値をアナログ信号とすることを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項９】
前記伝送路情報推定手段は、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を推定することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項１０】
前記伝送路情報抽出手段は、希望波のみならず干渉波の伝送路情報を抽出することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項１１】
前記伝送路情報抽出手段は、過去に抽出された前記伝送路情報から現時点の伝送路情報を線形予測することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【請求項１２】
前記伝送路情報推定手段は、推定された前記伝送路情報から将来の伝送路情報を線形予測することを特徴とする、請求項１の伝送路情報フィードバックシステム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２】
【図３】
【図４】
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【図７】
【図８】
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【図１１】
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【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【公開番号】特開２０１１−１７６４９３（Ｐ２０１１−１７６４９３Ａ）
【公開日】平成２３年９月８日（２０１１．９．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−３７９２９（Ｐ２０１０−３７９２９）
【出願日】平成２２年２月２３日（２０１０．２．２３）
【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）平成２１年度 総務省「超高速移動通信システムの実現に向けた要素技術の研究開発」委託研究、産業技術力強化法第１９条の適用を受ける特許出願
【出願人】（３９２０２６６９３）株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ (5,876)
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月８日（２０１１．９．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月２３日（２０１０．２．２３）
【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）平成２１年度 総務省「超高速移動通信システムの実現に向けた要素技術の研究開発」委託研究、産業技術力強化法第１９条の適用を受ける特許出願
【出願人】（３９２０２６６９３）株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ (5,876)
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
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