信号受信装置、信号受信システム及び信号受信方法
【課題】シングルキャリアを用いた、リアルタイムかつ高品質の広帯域伝送が可能な信号受信装置を提供する。
【解決手段】信号受信装置の復調器が、広帯域シングルキャリア信号を、分岐回路により複数に分岐し、抽出する周波数帯が異なるＢＰＦにより複数のチャネルにわけ、各チャネルでは、フーリエ変換が可能となる周波数へ周波数変換をする。次に、Ａ／Ｄ変換器でオーバーサンプリングを行うとともにデジタル信号に変換し、各チャネルのサブキャリア数以上のポイント数でフーリエ変換を行う。次に、フーリエ変換の出力のうち各チャネルで復調対象となっている信号のみを抽出し、周波数領域で等化し、復調処理を行い、復調処理した信号を逆フーリエ変換し、その結果をパラレル／シリアル変換することにより、広帯域光シングルキャリア信号に含まれる送信データを受信する。
【解決手段】信号受信装置の復調器が、広帯域シングルキャリア信号を、分岐回路により複数に分岐し、抽出する周波数帯が異なるＢＰＦにより複数のチャネルにわけ、各チャネルでは、フーリエ変換が可能となる周波数へ周波数変換をする。次に、Ａ／Ｄ変換器でオーバーサンプリングを行うとともにデジタル信号に変換し、各チャネルのサブキャリア数以上のポイント数でフーリエ変換を行う。次に、フーリエ変換の出力のうち各チャネルで復調対象となっている信号のみを抽出し、周波数領域で等化し、復調処理を行い、復調処理した信号を逆フーリエ変換し、その結果をパラレル／シリアル変換することにより、広帯域光シングルキャリア信号に含まれる送信データを受信する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シングルキャリア信号の信号受信装置、信号受信システム及び信号受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、シングルキャリアを用いた通信システムにおける無線送信装置では、１つのチャネルで広帯域信号を使用し、信号を通信していた（例えば、非特許文献１参照）。
【非特許文献１】D. Falconer, S. L. Ariyavisitakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson,“Frequency domain equalization for single-carrier broadband wirelesssystems,” IEEE Commun. Mag., vol. 40, no. 4, pp. 58−66, Apr. 2002.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
近年、光通信のような広帯域伝送においてシングルキャリアを用いることが検討されている。しかし、従来の技術では、広帯域信号をそのまま変調していたため、変調回路・逆フーリエ変換・ＧＩ（ガードインターバル）挿入回路の処理速度や、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）コンバータ・周波数変換回路の動作速度によってデータレートが制限されてしまい、それ以上に高速な処理をリアルタイムに行うことはできなかった。そこで、伝送帯域を分割して複数のチャネルに分けて変調信号を生成することが考えられるが、このような方法では、周波数変換した後に他チャネルへの干渉が生じてしまい、伝送品質の劣化を招いてしまう。また干渉を避けるためにはチャネルの周波数間隔を十分離す必要があり、周波数利用効率が低下する。
【０００４】
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、シングルキャリアを用いた、リアルタイムかつ高品質の広帯域伝送の受信が可能な信号受信装置、信号受信システム及び信号受信方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐回路と、それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、を有し、前記処理部がそれぞれ、前記分岐回路が分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタが抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換回路と、前記周波数変換回路が周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路と、前記アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路と、前記フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路と、前記信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化する等化回路と、前記等化回路が等化したデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調回路と、前記復調回路が復調したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、を有し、前記パラレルシリアル変換部が、前記複数の逆フーリエ変換回路が逆フーリエ変換したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信装置である。
【０００６】
請求項２に記載の発明は、前記信号受信装置が光シングルキャリア信号を受信し、前記信号受信装置が光信号を出力する局部発振光源と、前記受信した光シングルキャリア信号と前記局部発振光源が出力した光とを光信号として合波するカプラと、前記カプラが合波した光信号を光／電気変換して電気シングルキャリア信号として出力するバランス受信器と、を有し、前記分岐回路が、前記バランス受信器が光／電気変換した電気シングルキャリア信号を前記シングルキャリア信号として分岐する、ことを特徴とする請求項１に記載の信号受信装置である。
【０００７】
請求項３に記載の発明は、前記信号受信装置が、前記復調回路が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、該検出した周波数偏差に基いて、前記局部発振光源が出力する光信号を調整する局部発振光源調整部、を有することを特徴とする請求項２に記載の信号受信装置である。
【０００８】
請求項４に記載の発明は、前記処理部がそれぞれ、前記アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路を有し、前記フーリエ変換回路が、前記ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の信号受信装置である。
【０００９】
請求項５に記載の発明は、前記ガードインターバル除去回路が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、前記信号受信装置が、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有し、前記ガードインターバルの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、前記複数の処理部におけるガードインターバル除去回路が、前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去する、ことを特徴とする請求項４に記載の信号受信装置である。
【００１０】
請求項６に記載の発明は、前記フーリエ変換回路がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみが前記ウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、前記信号受信装置が、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有し、前記フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、前記複数の処理部におけるフーリエ変換回路が、前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の信号受信装置である。
【００１１】
請求項７に記載の発明は、送信信号を含む光シングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、光信号を出力する局部発振光源と、前記受信した光シングルキャリア信号と前記局部発振光源が出力した光とを合波してＩ相とＱ相との光信号を出力する光90°ハイブリッドカプラと、前記光90°ハイブリッドカプラが出力するＩ相の光信号を電気信号に変換してＩ相シングルキャリア信号として出力するバランスドレシーバであるＩ相バランスドレシーバと、前記光90°ハイブリッドカプラが出力するＱ相の光信号を電気信号に変換してＱ相シングルキャリア信号として出力するバランスドレシーバであるＱ相バランスドレシーバと、前記Ｉ相バランスドレシーバが出力するＩ相シングルキャリア信号と前記Ｑ相バランスドレシーバが出力するＱ相シングルキャリア信号とを復調して送信信号を出力する復調器と、を有し、前記復調器が、それぞれが前記光シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と、前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、を有し、前記処理部がそれぞれ、前記Ｉ相バランスドレシーバが出力するＩ相シングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタであるＩ相バンドパスフィルタと、前記Ｑ相バランスドレシーバが出力するＱ相シングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタであるＱ相バンドパスフィルタと、前記Ｉ相バンドパスフィルタが抽出した信号と前記Ｑ相バンドパスフィルタが抽出した信号とを、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行い、Ｉ相およびＱ相の周波数変換した信号として出力する周波数変換回路と、前記周波数変換回路が周波数変換したＩ相の信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路であるＩ相アナログデジタル変換回路と、前記周波数変換回路が周波数変換したＱ相の信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路であるＱ相アナログデジタル変換回路と、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路であるＩ相フーリエ変換回路と、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路であるＱ相フーリエ変換回路と、前記Ｉ相フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路であるＩ相信号選択回路と、前記Ｑ相フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路であるＱ相信号選択回路と、前記Ｉ相信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化するＩ相等化回路と、前記Ｑ相信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化するＱ相等化回路と、前記Ｉ相等化回路が等化したデジタル信号と前記Ｑ相等化回路が等化したデジタル信号とを所定の復調方式により復調する復調回路と、前記復調回路が復調したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、を有し、前記パラレルシリアル変換部が、前記複数の逆フーリエ変換回路が逆フーリエ変換したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信装置である。
【００１２】
請求項８に記載の発明は、前記信号受信装置が、前記復調回路が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、該検出した周波数偏差に基いて、前記局部発振光源が出力する光信号を調整する局部発振光源調整部、を有することを特徴とする請求項７に記載の信号受信装置である。
【００１３】
請求項９に記載の発明は、前記処理部がそれぞれ、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路であるＩ相ガードインターバル除去回路と、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路であるＱ相ガードインターバル除去回路と、を有し、前記Ｉ相フーリエ変換回路が、前記Ｉ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換し、前記Ｑ相フーリエ変換回路が、前記Ｑ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の信号受信装置である。
【００１４】
請求項１０に記載の発明は、前記ガードインターバル除去回路が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、前記信号受信装置が、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有し、前記ガードインターバルの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、前記複数の処理部におけるＩ相ガードインターバル除去回路が、前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去し、前記複数の処理部におけるＱ相ガードインターバル除去回路が、前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去する、ことを特徴とする請求項９に記載の信号受信装置である。
【００１５】
請求項１１に記載の発明は、前記フーリエ変換回路がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみが前記ウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、前記信号受信装置が、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有し、前記フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、前記複数の処理部におけるＩ相フーリエ変換回路が、前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記Ｉ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換し、前記複数の処理部におけるＱ相フーリエ変換回路が、前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記Ｑ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、ことを特徴とする請求項７から請求項１０のいずれかに記載の信号受信装置である。
【００１６】
請求項１２に記載の発明は、請求項２から請求項１１のいずれかの信号受信装置を複数有する信号受信システムであって、前記複数の信号受信装置がそれぞれ異なる周波数帯域のチャネルを復調するように予め設定してあり、前記信号受信システムが、受信した光シングルキャリア信号を前記複数の信号受信装置が復調する周波数帯域のチャネルに分波し、該分波した光シングルキャリア信号を周波数帯域が対応する前記信号受信装置に出力する光分波部を有し、前記複数の信号受信装置それぞれが、前記光分波部から入力されたチャネルの光シングルキャリア信号を復調する、ことを特徴とする信号受信システムである。
【００１７】
請求項１３に記載の発明は、前記光分波部が、前記分波したチャネルの周波数帯域が、少なくとも対応する前記信号受信装置が復調する周波数帯域よりも広くなるように、前記受信した光シングルキャリア信号を前記複数の信号受信装置が復調する周波数帯域のチャネルに分波する、ことを特徴とする請求項１２に記載の信号受信システムである。
【００１８】
請求項１４に記載の発明は、送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置において用いられる信号受信方法であって、前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐手順と、それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理手順と前記複数の処理手順で復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換手順と、を有し、前記処理手順がそれぞれ、前記分岐手順で分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタ手順と、前記バンドパスフィルタ手順で抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換手順と、前記周波数変換手順で周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理手順が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換手順と、前記アナログデジタル変換手順で変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換手順と、前記フーリエ変換手順で変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択手順と、前記信号選択手順で選択したデジタル信号を周波数領域で等化する等化手順と、前記等化手順で等化したデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調手順と、前記復調手順で復調したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手順と、を有し、前記パラレルシリアル変換手順が、前記複数の逆フーリエ変換手順で逆フーリエ変換したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信方法である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、リアルタイムかつ高品質の広帯域伝送の受信を実現することができる。また、シングルキャリアを複数のチャネルに分割し、ガードインターバル除去や、フーリエ変換などのデジタル処理をチャネル毎に並行して行うため、シングルキャリアを複数のチャネルに分割しない場合に対比して、遅いクロックによりデジタル処理を動作させることも可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。
【００２１】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態による信号受信装置１の構成を示すブロック図である。この信号受信装置１は、送信データを含む複数のチャネルに分割した広帯域光シングルキャリア信号を受信し、受信した信号から送信データを復調してバイナリデータとして出力する。
【００２２】
ここで、この広帯域光シングルキャリア信号を送信する一例としての信号送信装置について説明する。この信号送信装置は、送信データをパラレル変換し、このパラレル変換した送信データそれぞれについて、変調を施し、フーリエ変換を施し、オーバーサンプリングとなるように帯域外の周波数に０の周波数成分を挿入した後、逆フーリエ変換を施す。さらに、逆フーリエ変換された信号に、ガードインターバルを挿入する。さらに、同期したアナログ信号に変換し、周波数変換した後に、周波数帯域の信号を抽出して干渉部分を除去した信号を生成する。そして、シリアルに生成された各チャネルの信号を合成し、入力信号に対応する広帯域な光信号を生成し、広帯域光シングルキャリア信号として送信する。なお、ここでは、帯域外の周波数に０の周波数成分を挿入しているが、ルートナイキストフィルタのような帯域制限フィルタを用いることによって隣接するチャネル対する干渉を低減することもできる。
【００２３】
図１の説明に戻り、信号受信装置１は、局部発振光源２と、カプラ３と、バランス受信器４と、復調器５とを有する。周波数ｆｃの光キャリアに信号がのった広帯域光シングルキャリア信号は、局部発振光源２からの周波数ｆＬ０の光信号とカプラ３で合波される。次に、バランス受信器４によって、光／電気変換され、広帯域電気シングルキャリア信号として復調器５に出力される。
【００２４】
このバランス受信器４は、カプラ３で合波された光信号を、たとえば、ヘテロダイン検波により、光／電気変換する。また、このバランス受信器４では、光／電気変換されるだけでなく、バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号に対して、光キャリアの周波数ｆｃと局部発振光源２の周波数ｆＬ０との差のＩＦ（Intermediate Frequency）帯への周波数変換が行われる。
【００２５】
バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号は、復調器５に入力され、復調器５によりバイナリデータに復調される。
【００２６】
＜復調器５の構成＞
次に図２を用いて、図１に示す復調器５の構成を説明する。分岐回路５０は、バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号を、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分岐して出力する。ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路５０により入力された広帯域電気シングルキャリア信号から、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応する各チャネルが使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して出力する。なお、以下では、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれに対応したチャネルをそれぞれチャネルｉと記載する。また、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域の中心周波数を中心周波数ｆｉと記載する。
【００２７】
周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器６１からの発振信号を用いて、ＢＰＦ５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気シングルキャリア信号の周波数、すなわち、アナログ信号の周波数を変換する。この場合、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＢＰＦ５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気シングルキャリア信号において、中心となる周波数（以下、周波数帯域において中心となる周波数を「周波数帯域の中心周波数」と記載）が、チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように、周波数変換を行う。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換回路５２−ｉが周波数変換したアナログ信号を、共通クロック６２からのクロック信号に同期したデジタル信号に変換する。これにより、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が出力するデジタル信号は、互いに同期している。なお、このＡ／Ｄ変換回路５３−ｉは、オーバーサンプリングするとともに、共通クロック６２からのクロック信号に同期したデジタル信号に変換する。たとえば、このＡ／Ｄ変換回路５３−ｉは、６４サンプルの送信情報を４倍の２５６サンプルの送信情報としてオーバーサンプリングする。ここでは、４倍として説明するが、たとえば、２倍、１倍のオーバーサンプリングであってもよい。
【００２９】
ＧＩ（ガードインターバル）除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉが変換したデジタル信号から、ガードインターバルを除去する。
【００３０】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＧＩ除去回路５４−ｉがガードインターバルを除去したデジタル信号に対してフーリエ変換を行う。このＤＦＴ回路５５−ｉは、ＧＩ除去回路５４−ｉがガードインターバルを除去したデジタル信号に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））により、フーリエ変換を行ってもよい。なお、ＤＦＴ回路５５−ｉは、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉがオーバーサンプリングをして変換したデジタル信号に対して変換するため、チャネルｉでのポイント数以上のポイント数でフーリエ変換を行う。
【００３１】
たとえば、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉが、６４サンプルの送信情報を４倍の２５６サンプルの送信情報としてオーバーサンプリングした場合には、このＤＦＴ回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）も２５６サンプルに対応する２５６ポイント数でフーリエ変換を行う。
【００３２】
信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＤＦＴ回路５５−ｉがフーリエ変換したデジタル信号から、チャネルｉで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択（抽出）して出力する。この信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、たとえば、ＤＦＴ回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）も２５６サンプルに対応する２５６ポイント数でフーリエ変換を行った場合には、２５６ポイントのうち、中心領域となる６４ポイントのデジタル信号を選択する。
【００３３】
等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が選択したチャネルｉで復調対象としているデジタル信号を、周波数領域で等化して出力する。なお、この等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）による周波数領域での等化には、たとえば、ＦＤＥ（Frequency Domain Equalization）技術を用いる。
【００３４】
逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が等化したデジタル信号に対して逆フーリエ変換を行う。このＩＤＦＴ回路５８−ｉは、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が等化したデジタル信号に対して、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform））により、逆フーリエ変換を行ってもよい。なお、ＩＤＦＴ回路５８−ｉは、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が等化したデジタル信号と同じポイント数で逆フーリエ変換を行う。
【００３５】
復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が逆フーリエ変換したデジタル信号を、所定の復調方式によりバイナリデータに復調する。たとえば、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、所定の復調方式として、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４位相偏移変調）等に対応した復調方式を用いる。なお、この所定の復調方式は、広帯域光シングルキャリア信号を送信する信号送信装置で用いられる変調方式に対応した復調方式である。
【００３６】
Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換回路６０は、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）により復調されたデジタル信号がバイナリデータとしてチャネルｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
【００３７】
＜信号受信装置１の動作＞
次に、図３から図７を参照して、図１および図２を用いて説明した信号受信装置１の動作について説明する。まず、周波数ｆｃの光キャリアにシングルキャリア信号がのった広帯域光シングルキャリア信号を受信した信号受信装置１のカプラ３は、受信した広帯域光シングルキャリア信号と局部発振光源２からの周波数ｆＬ０の光信号とを合波する。
【００３８】
図３に、この信号受信装置１のカプラ３が受信する広帯域光シングルキャリア信号の一例としての波形を示す。図３に示すように、広帯域光シングルキャリア信号は、光キャリアの周波数ｆｃを中心とした波形を有しており、また、伝送路を伝搬して信号が歪みを受けており、波打ったようなスペクトルになっている。なお、同図において、後にＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域、および、その中心周波数ｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）を示している。
【００３９】
次に、カプラ３で合波された光信号を、バランス受信器４が、たとえば、ヘテロダイン検波により光／電気変換するとともに、光キャリアの周波数ｆｃと局部発振光源２の周波数ｆＬ０との差のＩＦ（Intermediate Frequency）帯まで周波数変換して、広帯域電気シングルキャリア信号として復調器５に出力する。
図４に、バランス受信器４が復調器５に出力するＩＦ帯まで周波数変換した広帯域電気シングルキャリア信号の一例としての波形を示す。
【００４０】
次に、バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号が入力された復調器５の分岐回路５０は、バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号を、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分岐して出力する。
【００４１】
次に、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路５０により入力された広帯域電気シングルキャリア信号から、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応するチャネルｉが使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図５に、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が広帯域電気シングルキャリア信号から抽出する一例としての周波数帯域を示す。
【００４２】
次に、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器６１からの発振信号を用いて、ＢＰＦ５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気シングルキャリア信号の周波数、すなわち、アナログ信号の周波数を、チャネルｉにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように、周波数変換して、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図６に、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）による一例としての周波数変換を示す。
【００４３】
次に、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換回路５２−ｉが周波数変換したアナログ信号を、共通クロック６２からのクロック信号に同期したデジタル信号に、オーバーサンプリングして変換して、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
次に、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉが変換したデジタル信号から、ガードインターバルを除去して、フーリエ変換回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
【００４４】
次に、フーリエ変換回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＧＩ除去回路５４−ｉがガードインターバルを除去したデジタル信号に対してフーリエ変換を行い、フーリエ変換したデジタル信号を信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。なお、このフーリエ変換回路５５−ｉは、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉがオーバーサンプリングをして変換したデジタル信号に対して変換するため、チャネルｉでのポイント数以上のポイント数でフーリエ変換を行う。
【００４５】
次に、信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路５５−ｉがフーリエ変換したデジタル信号から、チャネルｉで復調対象として予め定められている信号を選択して、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図７に、信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が選択した一例としての信号を示す。
【００４６】
次に、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が選択したチャネルｉで復調対象としているデジタル信号を等化して、ＩＤＦＴ回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
次に、逆フーリエ変換回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が等化したデジタル信号に対して逆フーリエ変換を行い、この逆フーリエ変換したデジタル信号を復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
【００４７】
次に、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆フーリエ変換回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が逆フーリエ変換したデジタル信号を、所定の復調方式によりバイナリデータに復調して、Ｐ／Ｓ変換回路６０に出力する。
【００４８】
次に、Ｐ／Ｓ変換回路６０は、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）により復調されたデジタル信号であるバイナリデータがチャネルｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
【００４９】
以上説明したように、本実施形態による復調器５は、広帯域光シングルキャリア信号を、分岐回路により複数に分岐し、抽出する周波数帯が異なるＢＰＦにより複数のチャネルにわけ、各チャネルでは、フーリエ変換が可能となる周波数へ周波数変換をする。次に、Ａ／Ｄ変換器でオーバーサンプリングを行うとともにデジタル信号に変換し、各チャネルのサブキャリア数以上のポイント数でフーリエ変換を行う。次に、フーリエ変換の出力のうち各チャネルで復調対象となっている信号のみを抽出し、等化処理を行い、等化処理した信号に逆フーリエ変換を行い、復調処理を行った結果をパラレル／シリアル変換することにより、広帯域光シングルキャリア信号に含まれる送信データを受信する。
【００５０】
また、この本実施形態による復調器５は、チャネルに対応する帯域毎に並列にフーリエ変換を行い、フーリエ変換の前段階で、オーバーサンプリングとなるようにし、フーリエ変換した後に各チャネルで復調対象となっている信号のみを抽出することで、急峻なデジタルフィルタを実現し、アナログ信号に対するＢＰＦとあわせて周辺チャネルからの干渉を除去することが可能となる効果を奏する。また、アナログフィルタのみでは実現困難な急峻なＢＰＦを実現し、分割した帯域の外側からの干渉を除去することが可能となる効果を奏する。
【００５１】
また、ＤＦＴ回路、ＧＩ除去回路、復調回路、ＩＤＦＴ回路などのデジタルデータ処理を実行する回路は、チャネルに分けたデータに対して並列にデータ処理を実行するため、チャネルに分けずにデータを処理する場合に対比して、そのデータ処理を遅いクロックで動作させることが可能となり、そのため、超広帯域な入力信号に対する信号処理をリアルタイムに実現することができるようになる効果を奏する。
【００５２】
＜ガードインターバルの信号位置検出＞
次に、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が除去するガードインターバルの信号位置を決める方法について説明する。
【００５３】
まず、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、信号送信装置は、チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、他のチャネルは１つのチャネルと干渉することがないようにして、広帯域光シングルキャリア信号を送信する。
【００５４】
たとえば、信号送信装置は、チャネルのうちチャネル１のみガードインターバルが挿入された情報を送信し、他のチャネル２〜ｋは、信号０のみを送信するようにする。
【００５５】
また、復調器５が、シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有するようにする。このガードインターバル位置情報検出部は、予め定められたいずれか１つのチャネルのみに対応していてもよい。
【００５６】
その後の通信段階において、すなわち、チャネルがそれぞれ通常の通信に用いられガードインターバルを有する段階において、複数の処理部におけるＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が周波数変換した信号からガードインターバルを除去する。
【００５７】
以上により、ガードインターバル位置情報検出部は、ガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、サブキャリア間に干渉が発生することがないため、ガードインターバル位置情報を検出することが可能となる。また、ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル信号位置により、その後の通信段階において、すなわち、チャネルがそれぞれガードインターバルを有する段階において、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が、ガードインターバルを除去することが可能となる。
【００５８】
＜フーリエ変換ウィンドウの信号位置検出＞
次に、ＤＦＴ変換回路５５がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める方法について説明する。
【００５９】
ＤＦＴ変換回路５５がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、信号送信装置は、チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、他のチャネルは１つのチャネルと干渉することがないようにして、広帯域光シングルキャリア信号を送信する。
【００６０】
たとえば、信号送信装置は、チャネル１のみでウィンドウ位置情報を送信し、他のチャネル２〜ｋは、信号０のみを送信するようにする。
【００６１】
また、復調器５が、シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有するようにする。このウィンドウ位置情報検出部は、予め定められたいずれか１つのチャネルのみに対応していてもよい。
【００６２】
その後の通信段階において、すなわち、チャネルがそれぞれ通常の通信も用いられている段階において、ＤＦＴ変換回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が、ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の変換したデジタル信号をフーリエ変換する。
【００６３】
以上により、ウィンドウ位置情報検出部は、フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、チャネル間に干渉が発生することがないため、ウィンドウ位置情報を検出することが可能となる。また、ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報により、その後の通信段階において、すなわち、チャネルがそれぞれ通常の通信も用いられている段階において、ＤＦＴ変換回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の変換したデジタル信号をフーリエ変換することが可能となる。
【００６４】
＜局部発振器６１の調整＞
次に、局部発振器６１が出力する光信号の調整について説明する。復調器５が、復調回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、検出した周波数偏差に基いて、局部発振器６１が出力する光信号を調整する局部発振器調整部を有するようにする。この局部発振器調整部により、局部発振器６１に対してフィードバックをかけることにより、バランス受信器４でヘテロダイン検波またはホモダイン検波により検波される信号の信号品質が向上する。
【００６５】
ここで、図８を用いて、シングルキャリア信号をＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで分ける複数のブロック（周波数帯ブロック）について説明する。
信号受信装置１は、シングルキャリア信号をＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで複数のブロックｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分けて復調する。このときＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域は、復調したいブロックの帯域より広く設定する。復調器５に入力されるデータシンボルは、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域を広く設定したため、不要な周波数成分が含まれているので、必要な周波数成分のシンボルのみ、信号選択回路５６−ｉで取り出して、ＩＤＦＴ回路５８−ｉでＩＤＦＴ変換を行った後、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でデータを復調する。
【００６６】
ここで、Δfｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、広帯域光シングルキャリア信号において復調したい周波数帯域を示す。また、2δfｉ（ｉ＝１〜ｋ）という所望の周波数帯域より広めの通過帯域にすることによって、Δfnｉ（ｉ＝１〜ｋ）のチャネルはフィルタによるゆがみを受けない。
【００６７】
そして周波数変換回路５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でベースバンド帯域に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）で、Δfｉ+2δfｉ（ｉ＝１〜ｋ）以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることによって、復調したいチャネルのデータシンボルはＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）によるフィルタリングの影響を受けずに復調回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）によって復調される。
以上より、広帯域光シングルキャリア信号には、ガードバンドを挿入せずに隙間無く配置することが可能となり、周波数利用効率の向上が図れる。
【００６８】
＜第２の実施形態＞
次に、図９を用いて第２の実施形態による信号受信装置１Ａについて説明する。以降の図において、図１または図２を用いて説明した第１の実施形態による信号受信装置１と同一の構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００６９】
なお、同一の機能を有する構成については、同一の符号を付すとともに、更に符号Ｉ、符号Ｑ、符号Ａなどの符号を付け、その差異についてのみ説明する。この符号ＩはＩ相を示し、符号ＱはＱ相を示し、符号Ａは構成の機能が異なることを示す。
【００７０】
図９の信号受信装置１Ａは、光90°ハイブリッドカプラ６、局部発振光源２、バランスドレシーバ７および８、復調器５Ａを有する。光90°ハイブリッドカプラ６は、受信した光シングルキャリア信号と局部発振光源２が出力した光とを合波してＩ相とＱ相との光信号を出力する。この光90°ハイブリッドカプラ６の詳細については、図１１と図１２とを用いて後述する。
【００７１】
バランスドレシーバ７は、光90°ハイブリッドカプラ６が出力したＩ相の光信号を、Ｉ相の電気信号に変換して、復調器５Ａに出力する。また、バランスドレシーバ８は、光90°ハイブリッドカプラ６が出力したＱ相の光信号を、Ｑ相の電気信号に変換して、復調器５Ａに出力する。このバランスドレシーバ７および８は、それぞれ、整合が取れている２つのフォトダイオードで構成され、それぞれのフォトダイオードで検出されるフォトカレントの差分シグナルを発生する。なお、ここでいうバランスドレシーバは、バランスドフォトレシーバないし光バランスドレシーバである。
【００７２】
復調器５Ａは、第１の実施形態による復調器５に相当するが、第１の実施形態による復調器５に対比して、Ｉ相とＱ相とを並列に信号処理する点が異なる。
【００７３】
第１の実施形態による信号受信装置１においては、バランス受信器４でヘテロダイン検波により光／電気変換し、分岐回路５０を用いて広帯域光シングルキャリア信号を分岐したのに対して、この図９に示す第２の実施形態による信号受信装置１においては、光90°ハイブリッドカプラ６とバランスドレシーバ７および８とを用いてヘテロダイン・ホモダイン検波し、Ｉ相成分およびＱ相成分を分離できる。
【００７４】
なお、第２の実施形態による信号受信装置１Ａの復調器５Ａにおいて、周波数変換回路５２−ｉ−ＩＱが、ＢＰＦ５１−ｉ−Ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出して出力したＩ相の広帯域電気シングルキャリア信号の周波と、ＢＰＦ５１−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出して出力したＱ相の広帯域電気シングルキャリア信号の周波とに対して周波数変換し、周波数変換した信号について、Ｉ相の成分をＡ／Ｄ変換回路５３−ｉ−Ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力し、Ｑ相の成分をＡ／Ｄ変換回路５３−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する点が、第１の実施形態による信号受信装置１の復調器５と異なる。
【００７５】
また、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ−ＩとＡ／Ｄ変換回路５３−ｉ−Ｑとの出力は、デジタル信号処理部７０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に入力されるが、このデジタル信号処理部７０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の構成は、図１０に示すように、Ｉ相とＱ相との構成を有する点以外は、図２を用いて説明した第１の実施形態による信号受信装置１の復調器５と同様である。
ただし、復調回路５８Ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が、Ｉ相の等化回路５８−ｉ−Ｉ（ｉ＝１〜ｋ）からＩ相の信号と、Ｑ相の等化回路５８−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）からＱ相の信号とに基いて、復調する点が、第２の実施形態による信号受信装置１Ａの復調器５Ａと第１の実施形態による信号受信装置１の復調器５とで異なる。
【００７６】
＜90oハイブリッドを用いた光電気変換部の一般的な例＞
次に、図１１を用いて、光90oハイブリッドカプラ６を用いた光電気変換部について説明する。光90oハイブリッドカプラ６は、光3dBカプラ６０１と、偏波ビームスプリッタ６０２および６０３とを有する。
【００７７】
光90oハイブリッドカプラ６は、偏波コントローラ６２２を介して信号光を入力し、入力した信号光と、局部発振光源６００が出力した光とを合波してＩ相とＱ相との光信号を偏波ビームスプリッタ６０２および６０３を介して出力する。
【００７８】
バランスドレシーバ６０３は、光90°ハイブリッドカプラ６が出力したＩ相の光信号を、Ｉ相の電気信号に変換する。また、バランスドレシーバ６１３は、光90°ハイブリッドカプラ６が出力したＱ相の光信号を、Ｑ相の電気信号に変換する。このバランスドレシーバ６０３は、整合が取れている２つのフォトダイオード６０４と６０５とを有する。また、このバランスドレシーバ６１３は、整合が取れている２つのフォトダイオード６１４と６１５とを有する。
【００７９】
バランスドレシーバ６０３の出力は、局部発振器６２０からの発振信号と合波器６０６により合波されて、ローパスフィルタＬＰＦ６０７に入力される。また、バランスドレシーバ６１３の出力は、局部発振器６２０からの発振信号からの発振信号と合波器６１６により合波されて、ローパスフィルタＬＰＦ６１７に入力される。なお、この合波器６１６に入力される局部発振器６２０からの発振信号は、位相器６２１により位相がπ／２ずれた発振信号である。そのため、合波器６０６と合波器６１６とに入力される局部発振器６２０からの発振信号は、互いにπ／２ずれている。
【００８０】
ここで、Es(t)を送信された信号光、EL(t)を局部発振光源６００の電場とする。また、簡単のため信号光は直線偏波、局部発振光源を円偏向と仮定して、説明する
【００８１】
信号光Es(t)，電場EL(t)は、次の（式１）のように表すことが出来る。なお、この（式１）で、X，Yは直交する偏波方向の単位ベクトルである。また、φ（ｔ）は位相雑音項とする。
【００８２】
【数１】
【００８３】
ここで、複素シンボルS(t)は、I(t)，Q(t)を実信号として、次の（式２）で表される。
【００８４】
【数２】
【００８５】
次に、光3dBカプラ６０１によって、局部発振光源６００と信号光は合波され、光90oハイブリッドカプラ６から出力される出力光EA(t),出力光EB(t)は、次の（式３）から（式６）となる。
【００８６】
【数３】
【００８７】
この出力光EA(t), 出力光EB(t)は偏波ビームスプリッタ６０２および６０３によって、直交するX成分,Y成分に分けられる。そして、90oハイブリッドカプラ６の４つのポートの出力電場は、次の（式７）から（式１０）となる。
【００８８】
【数４】
【００８９】
ここで、光/電気変換器としてバランスドレシーバ６０３および６１３を用いると受信電流は、次の（式１１）と（式１２）のように表せる。ここで、ωIF＝ω0−ωLは中間角周波数を表す。
【００９０】
【数５】
【００９１】
＜（ωIF＝０）の場合＞
このωIFが０（ωIF＝０）の場合は、ホモダイン受信となり、バランスドレシーバ６０３および６１３からの出力i1,i2から、直接I(t),Q(t)が得られる。この場合、信号光の搬送波と局部発振光の位相がそろっている必要があり受信部でフィードバック位相制御や位相ずれ補償回路が必要である。
【００９２】
＜（ωIF≠０）の場合＞
逆に、このωIFが０でない（ωIF≠０）場合、さらに、局部発振源（角周波数：ωIFLo）を用いて、次の（式１３）および（式１４）によって、ベースバンド信号に周波数変換する。
【００９３】
【数６】
【００９４】
高周波成分ωIF＋ωIFLoをローパスフィルタ６０７および６１７で除去し、簡単のために位相雑音φ（ｔ）と、ｎ（ｔ）とローカルオシレータの周波数オフセットを０と仮定すると、次の（式１５）となり、送信された信号のＩ相成分を取りだすことができる。
【００９５】
【数７】
【００９６】
また、同様に、次の（式１６）としてＱ相も復調することができる。
【００９７】
【数８】
【００９８】
＜90oハイブリッドを用いた光電気変換部を、広帯域光シングルキャリア信号に適用した場合＞
次に、図１２を用いて、90oハイブリッドカプラ６を用いた光電気変換部を、広帯域光シングルキャリア信号に適用した場合、すなわち信号受信装置１Ａに適用した場合について説明する。なお、図１１と同一の構成には同一の符号を付け、その説明を省略する。また、この図１２においては、説明のため１つのチャネルのみを図示して説明している。
【００９９】
広帯域光シングルキャリア信号の場合、（式２）にかわって、次の（式１７）のようにおくと、上記に一般的な例として説明した場合と同様の受信構成・計算手順で、次の（式１８）と（式１９）とに示すように、I相Q相成分がiB1,iB2として得られる。
【０１００】
【数９】
【０１０１】
【数１０】
【０１０２】
このiB1, iB2を、復調器５Ａ（ここでは、復調器５Ｂ）の入力とすることにより、第１の実施形態と同様に、広帯域光シングルキャリア信号から送信データを復調することが可能となる。
【０１０３】
なお、図９の信号受信装置１Ａと図１２の信号受信装置１Ａとにおいて、バランスドレシーバ７はバランスドレシーバ６０３に対応し、バランスドレシーバ８はバランスドレシーバ６１３に対応する。また、ＢＰＦ５１−ｉ−Ｉは、ローパスフィルタ６０７と合波器６０６とに対応し、ＢＰＦ５１−ｉ−Ｑは、ローパスフィルタ６１７と合波器６１６とに対応する。
【０１０４】
図９と図１２とにおいて、ＢＰＦ５１−ｉ−ＩおよびＢＰＦ５１−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）は、ローパスフィルタ６０７および６１７とに対応するが、復調器５ＡはＢＰＦ５１−ｉ−ＩおよびＱ（ｉ＝１〜ｋ）を内部に有し、復調器５Ｂはローパスフィルタ６０７および６１７を外部に有している点が異なる。
【０１０５】
なお、図８に示した第１の実施形態と同様に、この第２の実施形態においても、シングルキャリア信号をＢＰＦ５１−ｉ−ＩおよびＢＰＦ５１−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで複数のブロックに分けて復調する。
【０１０６】
また、光90°ハイブリッドカプラ６とバランスドレシーバ７および８を用いたヘテロダイン・ホモダイン検波によって広帯域光シングルキャリア信号は、Ｉ相成分、Ｑ相成分それぞれが中間周波数またはベースバンドに周波数変換される。周波数変換された信号は、ｋ分岐し通過帯域がΔfｉ+2δfｉ（ｉ＝１〜ｋ）のＢＰＦによってフィルタリングされる。
以降の信号処理においては、第１の実施形態と同様に、第２の実施形態においても、複数のブロックに分けて、信号が処理される。
これより、第１の実施形態と同様に、この第２の実施形態においても、広帯域光シングルキャリア信号には、ガードバンドを挿入せずに隙間無く配置することが可能となり、周波数利用効率の向上が図れる。なお、バランスドレシーバの代わりに、シングルエンドレシーバを用いてもよい。
【０１０７】
＜第３の実施形態＞
次に、図１３を用いて第３の実施形態による信号受信装置について説明する。ここでは、第３の実施形態による信号受信装置を信号受信システムとして説明する。
【０１０８】
この信号受信システムは、第１の実施形態または第２の実施形態で説明した信号受信装置１または信号受信装置１Ａである信号受信装置１０１を複数有する。図１３では、信号受信システムは、ｎ個の信号受信装置１０１を有している。この信号受信装置１０１を信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と記載する。複数の信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、それぞれ異なる周波数帯域の広帯域シングルキャリア信号を復調するように予め設定してある。
【０１０９】
また、この信号受信システムは、受信した光シングルキャリア信号を複数の信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域の信号に分波し、分波した光シングルキャリア信号を周波数帯域が対応する信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に出力する光分波部１００を有している。
【０１１０】
複数の信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、それぞれ、光分波部１００から入力された信号を復調する。
この光分波部１００は、分波した信号の周波数帯域が、少なくとも対応する信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域よりも広くなるように、受信した光シングルキャリア信号を複数の信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域の信号に分波する。
【０１１１】
このように光分波部１００の通過帯域を復調したい信号より広めに設定し、光を分波して信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）で復調を行う。これにより、信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、復調の際必要な周波数成分のシンボルのみ復調する。
【０１１２】
この第３の実施形態によれば、第１の実施形態および第２の実施形態において電気領域で行われていたＢＰＦによるブロック分割を、光分波部１００を用いて光の周波数領域においても行うことで、回路速度の要求条件を緩和することが出来る。言い換えれば、信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を単独で用いるに比べて、より広帯域な光シングルキャリア信号を復調することが出来る。
【０１１３】
なお、光分波部１００として、アレイ導波路型分波器を用いてもよいし、ｎ分岐する光分波部と光バンドパスフィルタを組み合わせた構成を用いてもよい。さらに、光周波数領域で光シングルキャリア信号を２ブロックに分ける場合、光3dBカプラと光バンドパスフィルタとを組み合わせ構成でも可能である。
【０１１４】
なお、上述した図２または図９の周波数変換回路５２−ｉでは、チャネル毎で周波数変換が行われた後、予め設定している全チャネル共通の電力の目標値にレベル調整し、全サブキャリアの信号電力を一定にすることで全サブキャリアの受信品質を同じにすることもできる。
【０１１５】
なお、上記においては、光シングルキャリア信号を受信しているが、無線によりシングルキャリア信号を受信するようにしてもよい。この場合、受信部を介して受信したシングルキャリア信号を、復調器５に入力するようにする。
【図面の簡単な説明】
【０１１６】
【図１】本発明の第１の実施形態における信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態による復調器の構成を示すブロック図である。
【図３】同実施形態に入力される広帯域光シングルキャリア信号の一例としての波形を示す図である。
【図４】同実施形態によるバランス受信器が復調器に出力するＩＦ帯まで周波数変換した広帯域電気シングルキャリア信号の一例としての波形を示す図である。
【図５】同実施形態によるＢＰＦが広帯域電気シングルキャリア信号から抽出する一例としての周波数帯域を示す図である。
【図６】同実施形態による周波数変換回路による一例としての周波数変換を示す図である。
【図７】同実施形態による信号選択回路が選択した一例としての信号を示す図である。
【図８】同実施形態によるシングルキャリア信号をＢＰＦで分ける複数のブロックを示す図である
【図９】本発明の第２の実施形態における信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】図９のデジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図１１】一例としての光90oハイブリッドカプラを用いた光電気変換部の構成を示すブロック図である
【図１２】同実施形態に光90oハイブリッドカプラを用いた光電気変換部を適用した場合の構成を示すブロック図である
【図１３】本発明の第３の実施形態における信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１１７】
１、１Ａ…信号受信装置
２…局部発振光源
３…カプラ
４…バランス受信器
５、５Ａ…復調器
６…光90°ハイブリッドカプラ
５０…分岐回路
５１−１〜５１−ｋ、１９ｂ−１〜１９ｂ−ｋ、１９ｃ−１〜１９ｃ−ｋ…ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
５２−１〜５２−ｋ、１８ｂ−１〜１８ｂ−ｋ、１８ｃ−１〜１８ｃ−ｋ…周波数変換回路（周波数変換部）
５３−１〜５３−ｋ、１７ａ−１〜１７ａ−ｋ、１７ｂ−１〜１７ｂ−ｋ、１７ｃ−１〜１７ｃ−ｋ…Ａ／Ｄ変換回路（アナログデジタル変換回路）
５４−１〜５４−ｋ…ＧＩ除去回路（ガードインターバル除去部）
５５−１〜５５−ｋ…フーリエ変換回路（フーリエ変換部）
５６−１〜５６−ｋ…信号選択回路
５７−１〜５７−ｋ…等化回路
５８−１〜５８−ｋ…逆フーリエ変換回路（逆フーリエ変換部）
５９−１〜５９−ｋ…復調回路
６０…Ｐ／Ｓ変換回路（パラレルシリアル変換部）
６１…局部発振器
６２…共通クロック
６００…局部発振光源
６０１…光3dBカプラ
６２０…局部発振器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シングルキャリア信号の信号受信装置、信号受信システム及び信号受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、シングルキャリアを用いた通信システムにおける無線送信装置では、１つのチャネルで広帯域信号を使用し、信号を通信していた（例えば、非特許文献１参照）。
【非特許文献１】D. Falconer, S. L. Ariyavisitakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson,“Frequency domain equalization for single-carrier broadband wirelesssystems,” IEEE Commun. Mag., vol. 40, no. 4, pp. 58−66, Apr. 2002.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
近年、光通信のような広帯域伝送においてシングルキャリアを用いることが検討されている。しかし、従来の技術では、広帯域信号をそのまま変調していたため、変調回路・逆フーリエ変換・ＧＩ（ガードインターバル）挿入回路の処理速度や、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）コンバータ・周波数変換回路の動作速度によってデータレートが制限されてしまい、それ以上に高速な処理をリアルタイムに行うことはできなかった。そこで、伝送帯域を分割して複数のチャネルに分けて変調信号を生成することが考えられるが、このような方法では、周波数変換した後に他チャネルへの干渉が生じてしまい、伝送品質の劣化を招いてしまう。また干渉を避けるためにはチャネルの周波数間隔を十分離す必要があり、周波数利用効率が低下する。
【０００４】
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、シングルキャリアを用いた、リアルタイムかつ高品質の広帯域伝送の受信が可能な信号受信装置、信号受信システム及び信号受信方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐回路と、それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、を有し、前記処理部がそれぞれ、前記分岐回路が分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタが抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換回路と、前記周波数変換回路が周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路と、前記アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路と、前記フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路と、前記信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化する等化回路と、前記等化回路が等化したデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調回路と、前記復調回路が復調したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、を有し、前記パラレルシリアル変換部が、前記複数の逆フーリエ変換回路が逆フーリエ変換したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信装置である。
【０００６】
請求項２に記載の発明は、前記信号受信装置が光シングルキャリア信号を受信し、前記信号受信装置が光信号を出力する局部発振光源と、前記受信した光シングルキャリア信号と前記局部発振光源が出力した光とを光信号として合波するカプラと、前記カプラが合波した光信号を光／電気変換して電気シングルキャリア信号として出力するバランス受信器と、を有し、前記分岐回路が、前記バランス受信器が光／電気変換した電気シングルキャリア信号を前記シングルキャリア信号として分岐する、ことを特徴とする請求項１に記載の信号受信装置である。
【０００７】
請求項３に記載の発明は、前記信号受信装置が、前記復調回路が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、該検出した周波数偏差に基いて、前記局部発振光源が出力する光信号を調整する局部発振光源調整部、を有することを特徴とする請求項２に記載の信号受信装置である。
【０００８】
請求項４に記載の発明は、前記処理部がそれぞれ、前記アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路を有し、前記フーリエ変換回路が、前記ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の信号受信装置である。
【０００９】
請求項５に記載の発明は、前記ガードインターバル除去回路が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、前記信号受信装置が、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有し、前記ガードインターバルの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、前記複数の処理部におけるガードインターバル除去回路が、前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去する、ことを特徴とする請求項４に記載の信号受信装置である。
【００１０】
請求項６に記載の発明は、前記フーリエ変換回路がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみが前記ウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、前記信号受信装置が、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有し、前記フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、前記複数の処理部におけるフーリエ変換回路が、前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の信号受信装置である。
【００１１】
請求項７に記載の発明は、送信信号を含む光シングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、光信号を出力する局部発振光源と、前記受信した光シングルキャリア信号と前記局部発振光源が出力した光とを合波してＩ相とＱ相との光信号を出力する光90°ハイブリッドカプラと、前記光90°ハイブリッドカプラが出力するＩ相の光信号を電気信号に変換してＩ相シングルキャリア信号として出力するバランスドレシーバであるＩ相バランスドレシーバと、前記光90°ハイブリッドカプラが出力するＱ相の光信号を電気信号に変換してＱ相シングルキャリア信号として出力するバランスドレシーバであるＱ相バランスドレシーバと、前記Ｉ相バランスドレシーバが出力するＩ相シングルキャリア信号と前記Ｑ相バランスドレシーバが出力するＱ相シングルキャリア信号とを復調して送信信号を出力する復調器と、を有し、前記復調器が、それぞれが前記光シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と、前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、を有し、前記処理部がそれぞれ、前記Ｉ相バランスドレシーバが出力するＩ相シングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタであるＩ相バンドパスフィルタと、前記Ｑ相バランスドレシーバが出力するＱ相シングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタであるＱ相バンドパスフィルタと、前記Ｉ相バンドパスフィルタが抽出した信号と前記Ｑ相バンドパスフィルタが抽出した信号とを、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行い、Ｉ相およびＱ相の周波数変換した信号として出力する周波数変換回路と、前記周波数変換回路が周波数変換したＩ相の信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路であるＩ相アナログデジタル変換回路と、前記周波数変換回路が周波数変換したＱ相の信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路であるＱ相アナログデジタル変換回路と、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路であるＩ相フーリエ変換回路と、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路であるＱ相フーリエ変換回路と、前記Ｉ相フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路であるＩ相信号選択回路と、前記Ｑ相フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路であるＱ相信号選択回路と、前記Ｉ相信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化するＩ相等化回路と、前記Ｑ相信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化するＱ相等化回路と、前記Ｉ相等化回路が等化したデジタル信号と前記Ｑ相等化回路が等化したデジタル信号とを所定の復調方式により復調する復調回路と、前記復調回路が復調したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、を有し、前記パラレルシリアル変換部が、前記複数の逆フーリエ変換回路が逆フーリエ変換したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信装置である。
【００１２】
請求項８に記載の発明は、前記信号受信装置が、前記復調回路が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、該検出した周波数偏差に基いて、前記局部発振光源が出力する光信号を調整する局部発振光源調整部、を有することを特徴とする請求項７に記載の信号受信装置である。
【００１３】
請求項９に記載の発明は、前記処理部がそれぞれ、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路であるＩ相ガードインターバル除去回路と、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路であるＱ相ガードインターバル除去回路と、を有し、前記Ｉ相フーリエ変換回路が、前記Ｉ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換し、前記Ｑ相フーリエ変換回路が、前記Ｑ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の信号受信装置である。
【００１４】
請求項１０に記載の発明は、前記ガードインターバル除去回路が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、前記信号受信装置が、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有し、前記ガードインターバルの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、前記複数の処理部におけるＩ相ガードインターバル除去回路が、前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去し、前記複数の処理部におけるＱ相ガードインターバル除去回路が、前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去する、ことを特徴とする請求項９に記載の信号受信装置である。
【００１５】
請求項１１に記載の発明は、前記フーリエ変換回路がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみが前記ウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、前記信号受信装置が、前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有し、前記フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、前記複数の処理部におけるＩ相フーリエ変換回路が、前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記Ｉ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換し、前記複数の処理部におけるＱ相フーリエ変換回路が、前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記Ｑ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、ことを特徴とする請求項７から請求項１０のいずれかに記載の信号受信装置である。
【００１６】
請求項１２に記載の発明は、請求項２から請求項１１のいずれかの信号受信装置を複数有する信号受信システムであって、前記複数の信号受信装置がそれぞれ異なる周波数帯域のチャネルを復調するように予め設定してあり、前記信号受信システムが、受信した光シングルキャリア信号を前記複数の信号受信装置が復調する周波数帯域のチャネルに分波し、該分波した光シングルキャリア信号を周波数帯域が対応する前記信号受信装置に出力する光分波部を有し、前記複数の信号受信装置それぞれが、前記光分波部から入力されたチャネルの光シングルキャリア信号を復調する、ことを特徴とする信号受信システムである。
【００１７】
請求項１３に記載の発明は、前記光分波部が、前記分波したチャネルの周波数帯域が、少なくとも対応する前記信号受信装置が復調する周波数帯域よりも広くなるように、前記受信した光シングルキャリア信号を前記複数の信号受信装置が復調する周波数帯域のチャネルに分波する、ことを特徴とする請求項１２に記載の信号受信システムである。
【００１８】
請求項１４に記載の発明は、送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置において用いられる信号受信方法であって、前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐手順と、それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理手順と前記複数の処理手順で復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換手順と、を有し、前記処理手順がそれぞれ、前記分岐手順で分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタ手順と、前記バンドパスフィルタ手順で抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換手順と、前記周波数変換手順で周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理手順が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換手順と、前記アナログデジタル変換手順で変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換手順と、前記フーリエ変換手順で変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択手順と、前記信号選択手順で選択したデジタル信号を周波数領域で等化する等化手順と、前記等化手順で等化したデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調手順と、前記復調手順で復調したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手順と、を有し、前記パラレルシリアル変換手順が、前記複数の逆フーリエ変換手順で逆フーリエ変換したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信方法である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、リアルタイムかつ高品質の広帯域伝送の受信を実現することができる。また、シングルキャリアを複数のチャネルに分割し、ガードインターバル除去や、フーリエ変換などのデジタル処理をチャネル毎に並行して行うため、シングルキャリアを複数のチャネルに分割しない場合に対比して、遅いクロックによりデジタル処理を動作させることも可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。
【００２１】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態による信号受信装置１の構成を示すブロック図である。この信号受信装置１は、送信データを含む複数のチャネルに分割した広帯域光シングルキャリア信号を受信し、受信した信号から送信データを復調してバイナリデータとして出力する。
【００２２】
ここで、この広帯域光シングルキャリア信号を送信する一例としての信号送信装置について説明する。この信号送信装置は、送信データをパラレル変換し、このパラレル変換した送信データそれぞれについて、変調を施し、フーリエ変換を施し、オーバーサンプリングとなるように帯域外の周波数に０の周波数成分を挿入した後、逆フーリエ変換を施す。さらに、逆フーリエ変換された信号に、ガードインターバルを挿入する。さらに、同期したアナログ信号に変換し、周波数変換した後に、周波数帯域の信号を抽出して干渉部分を除去した信号を生成する。そして、シリアルに生成された各チャネルの信号を合成し、入力信号に対応する広帯域な光信号を生成し、広帯域光シングルキャリア信号として送信する。なお、ここでは、帯域外の周波数に０の周波数成分を挿入しているが、ルートナイキストフィルタのような帯域制限フィルタを用いることによって隣接するチャネル対する干渉を低減することもできる。
【００２３】
図１の説明に戻り、信号受信装置１は、局部発振光源２と、カプラ３と、バランス受信器４と、復調器５とを有する。周波数ｆｃの光キャリアに信号がのった広帯域光シングルキャリア信号は、局部発振光源２からの周波数ｆＬ０の光信号とカプラ３で合波される。次に、バランス受信器４によって、光／電気変換され、広帯域電気シングルキャリア信号として復調器５に出力される。
【００２４】
このバランス受信器４は、カプラ３で合波された光信号を、たとえば、ヘテロダイン検波により、光／電気変換する。また、このバランス受信器４では、光／電気変換されるだけでなく、バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号に対して、光キャリアの周波数ｆｃと局部発振光源２の周波数ｆＬ０との差のＩＦ（Intermediate Frequency）帯への周波数変換が行われる。
【００２５】
バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号は、復調器５に入力され、復調器５によりバイナリデータに復調される。
【００２６】
＜復調器５の構成＞
次に図２を用いて、図１に示す復調器５の構成を説明する。分岐回路５０は、バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号を、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分岐して出力する。ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路５０により入力された広帯域電気シングルキャリア信号から、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応する各チャネルが使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して出力する。なお、以下では、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれに対応したチャネルをそれぞれチャネルｉと記載する。また、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域の中心周波数を中心周波数ｆｉと記載する。
【００２７】
周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器６１からの発振信号を用いて、ＢＰＦ５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気シングルキャリア信号の周波数、すなわち、アナログ信号の周波数を変換する。この場合、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＢＰＦ５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気シングルキャリア信号において、中心となる周波数（以下、周波数帯域において中心となる周波数を「周波数帯域の中心周波数」と記載）が、チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように、周波数変換を行う。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換回路５２−ｉが周波数変換したアナログ信号を、共通クロック６２からのクロック信号に同期したデジタル信号に変換する。これにより、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が出力するデジタル信号は、互いに同期している。なお、このＡ／Ｄ変換回路５３−ｉは、オーバーサンプリングするとともに、共通クロック６２からのクロック信号に同期したデジタル信号に変換する。たとえば、このＡ／Ｄ変換回路５３−ｉは、６４サンプルの送信情報を４倍の２５６サンプルの送信情報としてオーバーサンプリングする。ここでは、４倍として説明するが、たとえば、２倍、１倍のオーバーサンプリングであってもよい。
【００２９】
ＧＩ（ガードインターバル）除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉが変換したデジタル信号から、ガードインターバルを除去する。
【００３０】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＧＩ除去回路５４−ｉがガードインターバルを除去したデジタル信号に対してフーリエ変換を行う。このＤＦＴ回路５５−ｉは、ＧＩ除去回路５４−ｉがガードインターバルを除去したデジタル信号に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））により、フーリエ変換を行ってもよい。なお、ＤＦＴ回路５５−ｉは、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉがオーバーサンプリングをして変換したデジタル信号に対して変換するため、チャネルｉでのポイント数以上のポイント数でフーリエ変換を行う。
【００３１】
たとえば、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉが、６４サンプルの送信情報を４倍の２５６サンプルの送信情報としてオーバーサンプリングした場合には、このＤＦＴ回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）も２５６サンプルに対応する２５６ポイント数でフーリエ変換を行う。
【００３２】
信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＤＦＴ回路５５−ｉがフーリエ変換したデジタル信号から、チャネルｉで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択（抽出）して出力する。この信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、たとえば、ＤＦＴ回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）も２５６サンプルに対応する２５６ポイント数でフーリエ変換を行った場合には、２５６ポイントのうち、中心領域となる６４ポイントのデジタル信号を選択する。
【００３３】
等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が選択したチャネルｉで復調対象としているデジタル信号を、周波数領域で等化して出力する。なお、この等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）による周波数領域での等化には、たとえば、ＦＤＥ（Frequency Domain Equalization）技術を用いる。
【００３４】
逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が等化したデジタル信号に対して逆フーリエ変換を行う。このＩＤＦＴ回路５８−ｉは、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が等化したデジタル信号に対して、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform））により、逆フーリエ変換を行ってもよい。なお、ＩＤＦＴ回路５８−ｉは、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が等化したデジタル信号と同じポイント数で逆フーリエ変換を行う。
【００３５】
復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が逆フーリエ変換したデジタル信号を、所定の復調方式によりバイナリデータに復調する。たとえば、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、所定の復調方式として、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４位相偏移変調）等に対応した復調方式を用いる。なお、この所定の復調方式は、広帯域光シングルキャリア信号を送信する信号送信装置で用いられる変調方式に対応した復調方式である。
【００３６】
Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換回路６０は、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）により復調されたデジタル信号がバイナリデータとしてチャネルｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
【００３７】
＜信号受信装置１の動作＞
次に、図３から図７を参照して、図１および図２を用いて説明した信号受信装置１の動作について説明する。まず、周波数ｆｃの光キャリアにシングルキャリア信号がのった広帯域光シングルキャリア信号を受信した信号受信装置１のカプラ３は、受信した広帯域光シングルキャリア信号と局部発振光源２からの周波数ｆＬ０の光信号とを合波する。
【００３８】
図３に、この信号受信装置１のカプラ３が受信する広帯域光シングルキャリア信号の一例としての波形を示す。図３に示すように、広帯域光シングルキャリア信号は、光キャリアの周波数ｆｃを中心とした波形を有しており、また、伝送路を伝搬して信号が歪みを受けており、波打ったようなスペクトルになっている。なお、同図において、後にＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域、および、その中心周波数ｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）を示している。
【００３９】
次に、カプラ３で合波された光信号を、バランス受信器４が、たとえば、ヘテロダイン検波により光／電気変換するとともに、光キャリアの周波数ｆｃと局部発振光源２の周波数ｆＬ０との差のＩＦ（Intermediate Frequency）帯まで周波数変換して、広帯域電気シングルキャリア信号として復調器５に出力する。
図４に、バランス受信器４が復調器５に出力するＩＦ帯まで周波数変換した広帯域電気シングルキャリア信号の一例としての波形を示す。
【００４０】
次に、バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号が入力された復調器５の分岐回路５０は、バランス受信器４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号を、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分岐して出力する。
【００４１】
次に、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路５０により入力された広帯域電気シングルキャリア信号から、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応するチャネルｉが使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図５に、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が広帯域電気シングルキャリア信号から抽出する一例としての周波数帯域を示す。
【００４２】
次に、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器６１からの発振信号を用いて、ＢＰＦ５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気シングルキャリア信号の周波数、すなわち、アナログ信号の周波数を、チャネルｉにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように、周波数変換して、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図６に、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）による一例としての周波数変換を示す。
【００４３】
次に、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換回路５２−ｉが周波数変換したアナログ信号を、共通クロック６２からのクロック信号に同期したデジタル信号に、オーバーサンプリングして変換して、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
次に、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉが変換したデジタル信号から、ガードインターバルを除去して、フーリエ変換回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
【００４４】
次に、フーリエ変換回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＧＩ除去回路５４−ｉがガードインターバルを除去したデジタル信号に対してフーリエ変換を行い、フーリエ変換したデジタル信号を信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。なお、このフーリエ変換回路５５−ｉは、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉがオーバーサンプリングをして変換したデジタル信号に対して変換するため、チャネルｉでのポイント数以上のポイント数でフーリエ変換を行う。
【００４５】
次に、信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路５５−ｉがフーリエ変換したデジタル信号から、チャネルｉで復調対象として予め定められている信号を選択して、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図７に、信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が選択した一例としての信号を示す。
【００４６】
次に、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、信号選択回路５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が選択したチャネルｉで復調対象としているデジタル信号を等化して、ＩＤＦＴ回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
次に、逆フーリエ変換回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、等化回路５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が等化したデジタル信号に対して逆フーリエ変換を行い、この逆フーリエ変換したデジタル信号を復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
【００４７】
次に、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆フーリエ変換回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が逆フーリエ変換したデジタル信号を、所定の復調方式によりバイナリデータに復調して、Ｐ／Ｓ変換回路６０に出力する。
【００４８】
次に、Ｐ／Ｓ変換回路６０は、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）により復調されたデジタル信号であるバイナリデータがチャネルｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
【００４９】
以上説明したように、本実施形態による復調器５は、広帯域光シングルキャリア信号を、分岐回路により複数に分岐し、抽出する周波数帯が異なるＢＰＦにより複数のチャネルにわけ、各チャネルでは、フーリエ変換が可能となる周波数へ周波数変換をする。次に、Ａ／Ｄ変換器でオーバーサンプリングを行うとともにデジタル信号に変換し、各チャネルのサブキャリア数以上のポイント数でフーリエ変換を行う。次に、フーリエ変換の出力のうち各チャネルで復調対象となっている信号のみを抽出し、等化処理を行い、等化処理した信号に逆フーリエ変換を行い、復調処理を行った結果をパラレル／シリアル変換することにより、広帯域光シングルキャリア信号に含まれる送信データを受信する。
【００５０】
また、この本実施形態による復調器５は、チャネルに対応する帯域毎に並列にフーリエ変換を行い、フーリエ変換の前段階で、オーバーサンプリングとなるようにし、フーリエ変換した後に各チャネルで復調対象となっている信号のみを抽出することで、急峻なデジタルフィルタを実現し、アナログ信号に対するＢＰＦとあわせて周辺チャネルからの干渉を除去することが可能となる効果を奏する。また、アナログフィルタのみでは実現困難な急峻なＢＰＦを実現し、分割した帯域の外側からの干渉を除去することが可能となる効果を奏する。
【００５１】
また、ＤＦＴ回路、ＧＩ除去回路、復調回路、ＩＤＦＴ回路などのデジタルデータ処理を実行する回路は、チャネルに分けたデータに対して並列にデータ処理を実行するため、チャネルに分けずにデータを処理する場合に対比して、そのデータ処理を遅いクロックで動作させることが可能となり、そのため、超広帯域な入力信号に対する信号処理をリアルタイムに実現することができるようになる効果を奏する。
【００５２】
＜ガードインターバルの信号位置検出＞
次に、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が除去するガードインターバルの信号位置を決める方法について説明する。
【００５３】
まず、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、信号送信装置は、チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、他のチャネルは１つのチャネルと干渉することがないようにして、広帯域光シングルキャリア信号を送信する。
【００５４】
たとえば、信号送信装置は、チャネルのうちチャネル１のみガードインターバルが挿入された情報を送信し、他のチャネル２〜ｋは、信号０のみを送信するようにする。
【００５５】
また、復調器５が、シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有するようにする。このガードインターバル位置情報検出部は、予め定められたいずれか１つのチャネルのみに対応していてもよい。
【００５６】
その後の通信段階において、すなわち、チャネルがそれぞれ通常の通信に用いられガードインターバルを有する段階において、複数の処理部におけるＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、周波数変換回路５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が周波数変換した信号からガードインターバルを除去する。
【００５７】
以上により、ガードインターバル位置情報検出部は、ガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、サブキャリア間に干渉が発生することがないため、ガードインターバル位置情報を検出することが可能となる。また、ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル信号位置により、その後の通信段階において、すなわち、チャネルがそれぞれガードインターバルを有する段階において、ＧＩ除去回路５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が、ガードインターバルを除去することが可能となる。
【００５８】
＜フーリエ変換ウィンドウの信号位置検出＞
次に、ＤＦＴ変換回路５５がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める方法について説明する。
【００５９】
ＤＦＴ変換回路５５がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、信号送信装置は、チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、他のチャネルは１つのチャネルと干渉することがないようにして、広帯域光シングルキャリア信号を送信する。
【００６０】
たとえば、信号送信装置は、チャネル１のみでウィンドウ位置情報を送信し、他のチャネル２〜ｋは、信号０のみを送信するようにする。
【００６１】
また、復調器５が、シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有するようにする。このウィンドウ位置情報検出部は、予め定められたいずれか１つのチャネルのみに対応していてもよい。
【００６２】
その後の通信段階において、すなわち、チャネルがそれぞれ通常の通信も用いられている段階において、ＤＦＴ変換回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が、ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の変換したデジタル信号をフーリエ変換する。
【００６３】
以上により、ウィンドウ位置情報検出部は、フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、チャネル間に干渉が発生することがないため、ウィンドウ位置情報を検出することが可能となる。また、ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報により、その後の通信段階において、すなわち、チャネルがそれぞれ通常の通信も用いられている段階において、ＤＦＴ変換回路５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の変換したデジタル信号をフーリエ変換することが可能となる。
【００６４】
＜局部発振器６１の調整＞
次に、局部発振器６１が出力する光信号の調整について説明する。復調器５が、復調回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、検出した周波数偏差に基いて、局部発振器６１が出力する光信号を調整する局部発振器調整部を有するようにする。この局部発振器調整部により、局部発振器６１に対してフィードバックをかけることにより、バランス受信器４でヘテロダイン検波またはホモダイン検波により検波される信号の信号品質が向上する。
【００６５】
ここで、図８を用いて、シングルキャリア信号をＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで分ける複数のブロック（周波数帯ブロック）について説明する。
信号受信装置１は、シングルキャリア信号をＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで複数のブロックｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分けて復調する。このときＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域は、復調したいブロックの帯域より広く設定する。復調器５に入力されるデータシンボルは、ＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域を広く設定したため、不要な周波数成分が含まれているので、必要な周波数成分のシンボルのみ、信号選択回路５６−ｉで取り出して、ＩＤＦＴ回路５８−ｉでＩＤＦＴ変換を行った後、復調回路５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でデータを復調する。
【００６６】
ここで、Δfｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、広帯域光シングルキャリア信号において復調したい周波数帯域を示す。また、2δfｉ（ｉ＝１〜ｋ）という所望の周波数帯域より広めの通過帯域にすることによって、Δfnｉ（ｉ＝１〜ｋ）のチャネルはフィルタによるゆがみを受けない。
【００６７】
そして周波数変換回路５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でベースバンド帯域に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）で、Δfｉ+2δfｉ（ｉ＝１〜ｋ）以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることによって、復調したいチャネルのデータシンボルはＢＰＦ５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）によるフィルタリングの影響を受けずに復調回路５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）によって復調される。
以上より、広帯域光シングルキャリア信号には、ガードバンドを挿入せずに隙間無く配置することが可能となり、周波数利用効率の向上が図れる。
【００６８】
＜第２の実施形態＞
次に、図９を用いて第２の実施形態による信号受信装置１Ａについて説明する。以降の図において、図１または図２を用いて説明した第１の実施形態による信号受信装置１と同一の構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００６９】
なお、同一の機能を有する構成については、同一の符号を付すとともに、更に符号Ｉ、符号Ｑ、符号Ａなどの符号を付け、その差異についてのみ説明する。この符号ＩはＩ相を示し、符号ＱはＱ相を示し、符号Ａは構成の機能が異なることを示す。
【００７０】
図９の信号受信装置１Ａは、光90°ハイブリッドカプラ６、局部発振光源２、バランスドレシーバ７および８、復調器５Ａを有する。光90°ハイブリッドカプラ６は、受信した光シングルキャリア信号と局部発振光源２が出力した光とを合波してＩ相とＱ相との光信号を出力する。この光90°ハイブリッドカプラ６の詳細については、図１１と図１２とを用いて後述する。
【００７１】
バランスドレシーバ７は、光90°ハイブリッドカプラ６が出力したＩ相の光信号を、Ｉ相の電気信号に変換して、復調器５Ａに出力する。また、バランスドレシーバ８は、光90°ハイブリッドカプラ６が出力したＱ相の光信号を、Ｑ相の電気信号に変換して、復調器５Ａに出力する。このバランスドレシーバ７および８は、それぞれ、整合が取れている２つのフォトダイオードで構成され、それぞれのフォトダイオードで検出されるフォトカレントの差分シグナルを発生する。なお、ここでいうバランスドレシーバは、バランスドフォトレシーバないし光バランスドレシーバである。
【００７２】
復調器５Ａは、第１の実施形態による復調器５に相当するが、第１の実施形態による復調器５に対比して、Ｉ相とＱ相とを並列に信号処理する点が異なる。
【００７３】
第１の実施形態による信号受信装置１においては、バランス受信器４でヘテロダイン検波により光／電気変換し、分岐回路５０を用いて広帯域光シングルキャリア信号を分岐したのに対して、この図９に示す第２の実施形態による信号受信装置１においては、光90°ハイブリッドカプラ６とバランスドレシーバ７および８とを用いてヘテロダイン・ホモダイン検波し、Ｉ相成分およびＱ相成分を分離できる。
【００７４】
なお、第２の実施形態による信号受信装置１Ａの復調器５Ａにおいて、周波数変換回路５２−ｉ−ＩＱが、ＢＰＦ５１−ｉ−Ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出して出力したＩ相の広帯域電気シングルキャリア信号の周波と、ＢＰＦ５１−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出して出力したＱ相の広帯域電気シングルキャリア信号の周波とに対して周波数変換し、周波数変換した信号について、Ｉ相の成分をＡ／Ｄ変換回路５３−ｉ−Ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力し、Ｑ相の成分をＡ／Ｄ変換回路５３−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する点が、第１の実施形態による信号受信装置１の復調器５と異なる。
【００７５】
また、Ａ／Ｄ変換回路５３−ｉ−ＩとＡ／Ｄ変換回路５３−ｉ−Ｑとの出力は、デジタル信号処理部７０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に入力されるが、このデジタル信号処理部７０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の構成は、図１０に示すように、Ｉ相とＱ相との構成を有する点以外は、図２を用いて説明した第１の実施形態による信号受信装置１の復調器５と同様である。
ただし、復調回路５８Ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が、Ｉ相の等化回路５８−ｉ−Ｉ（ｉ＝１〜ｋ）からＩ相の信号と、Ｑ相の等化回路５８−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）からＱ相の信号とに基いて、復調する点が、第２の実施形態による信号受信装置１Ａの復調器５Ａと第１の実施形態による信号受信装置１の復調器５とで異なる。
【００７６】
＜90oハイブリッドを用いた光電気変換部の一般的な例＞
次に、図１１を用いて、光90oハイブリッドカプラ６を用いた光電気変換部について説明する。光90oハイブリッドカプラ６は、光3dBカプラ６０１と、偏波ビームスプリッタ６０２および６０３とを有する。
【００７７】
光90oハイブリッドカプラ６は、偏波コントローラ６２２を介して信号光を入力し、入力した信号光と、局部発振光源６００が出力した光とを合波してＩ相とＱ相との光信号を偏波ビームスプリッタ６０２および６０３を介して出力する。
【００７８】
バランスドレシーバ６０３は、光90°ハイブリッドカプラ６が出力したＩ相の光信号を、Ｉ相の電気信号に変換する。また、バランスドレシーバ６１３は、光90°ハイブリッドカプラ６が出力したＱ相の光信号を、Ｑ相の電気信号に変換する。このバランスドレシーバ６０３は、整合が取れている２つのフォトダイオード６０４と６０５とを有する。また、このバランスドレシーバ６１３は、整合が取れている２つのフォトダイオード６１４と６１５とを有する。
【００７９】
バランスドレシーバ６０３の出力は、局部発振器６２０からの発振信号と合波器６０６により合波されて、ローパスフィルタＬＰＦ６０７に入力される。また、バランスドレシーバ６１３の出力は、局部発振器６２０からの発振信号からの発振信号と合波器６１６により合波されて、ローパスフィルタＬＰＦ６１７に入力される。なお、この合波器６１６に入力される局部発振器６２０からの発振信号は、位相器６２１により位相がπ／２ずれた発振信号である。そのため、合波器６０６と合波器６１６とに入力される局部発振器６２０からの発振信号は、互いにπ／２ずれている。
【００８０】
ここで、Es(t)を送信された信号光、EL(t)を局部発振光源６００の電場とする。また、簡単のため信号光は直線偏波、局部発振光源を円偏向と仮定して、説明する
【００８１】
信号光Es(t)，電場EL(t)は、次の（式１）のように表すことが出来る。なお、この（式１）で、X，Yは直交する偏波方向の単位ベクトルである。また、φ（ｔ）は位相雑音項とする。
【００８２】
【数１】
【００８３】
ここで、複素シンボルS(t)は、I(t)，Q(t)を実信号として、次の（式２）で表される。
【００８４】
【数２】
【００８５】
次に、光3dBカプラ６０１によって、局部発振光源６００と信号光は合波され、光90oハイブリッドカプラ６から出力される出力光EA(t),出力光EB(t)は、次の（式３）から（式６）となる。
【００８６】
【数３】
【００８７】
この出力光EA(t), 出力光EB(t)は偏波ビームスプリッタ６０２および６０３によって、直交するX成分,Y成分に分けられる。そして、90oハイブリッドカプラ６の４つのポートの出力電場は、次の（式７）から（式１０）となる。
【００８８】
【数４】
【００８９】
ここで、光/電気変換器としてバランスドレシーバ６０３および６１３を用いると受信電流は、次の（式１１）と（式１２）のように表せる。ここで、ωIF＝ω0−ωLは中間角周波数を表す。
【００９０】
【数５】
【００９１】
＜（ωIF＝０）の場合＞
このωIFが０（ωIF＝０）の場合は、ホモダイン受信となり、バランスドレシーバ６０３および６１３からの出力i1,i2から、直接I(t),Q(t)が得られる。この場合、信号光の搬送波と局部発振光の位相がそろっている必要があり受信部でフィードバック位相制御や位相ずれ補償回路が必要である。
【００９２】
＜（ωIF≠０）の場合＞
逆に、このωIFが０でない（ωIF≠０）場合、さらに、局部発振源（角周波数：ωIFLo）を用いて、次の（式１３）および（式１４）によって、ベースバンド信号に周波数変換する。
【００９３】
【数６】
【００９４】
高周波成分ωIF＋ωIFLoをローパスフィルタ６０７および６１７で除去し、簡単のために位相雑音φ（ｔ）と、ｎ（ｔ）とローカルオシレータの周波数オフセットを０と仮定すると、次の（式１５）となり、送信された信号のＩ相成分を取りだすことができる。
【００９５】
【数７】
【００９６】
また、同様に、次の（式１６）としてＱ相も復調することができる。
【００９７】
【数８】
【００９８】
＜90oハイブリッドを用いた光電気変換部を、広帯域光シングルキャリア信号に適用した場合＞
次に、図１２を用いて、90oハイブリッドカプラ６を用いた光電気変換部を、広帯域光シングルキャリア信号に適用した場合、すなわち信号受信装置１Ａに適用した場合について説明する。なお、図１１と同一の構成には同一の符号を付け、その説明を省略する。また、この図１２においては、説明のため１つのチャネルのみを図示して説明している。
【００９９】
広帯域光シングルキャリア信号の場合、（式２）にかわって、次の（式１７）のようにおくと、上記に一般的な例として説明した場合と同様の受信構成・計算手順で、次の（式１８）と（式１９）とに示すように、I相Q相成分がiB1,iB2として得られる。
【０１００】
【数９】
【０１０１】
【数１０】
【０１０２】
このiB1, iB2を、復調器５Ａ（ここでは、復調器５Ｂ）の入力とすることにより、第１の実施形態と同様に、広帯域光シングルキャリア信号から送信データを復調することが可能となる。
【０１０３】
なお、図９の信号受信装置１Ａと図１２の信号受信装置１Ａとにおいて、バランスドレシーバ７はバランスドレシーバ６０３に対応し、バランスドレシーバ８はバランスドレシーバ６１３に対応する。また、ＢＰＦ５１−ｉ−Ｉは、ローパスフィルタ６０７と合波器６０６とに対応し、ＢＰＦ５１−ｉ−Ｑは、ローパスフィルタ６１７と合波器６１６とに対応する。
【０１０４】
図９と図１２とにおいて、ＢＰＦ５１−ｉ−ＩおよびＢＰＦ５１−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）は、ローパスフィルタ６０７および６１７とに対応するが、復調器５ＡはＢＰＦ５１−ｉ−ＩおよびＱ（ｉ＝１〜ｋ）を内部に有し、復調器５Ｂはローパスフィルタ６０７および６１７を外部に有している点が異なる。
【０１０５】
なお、図８に示した第１の実施形態と同様に、この第２の実施形態においても、シングルキャリア信号をＢＰＦ５１−ｉ−ＩおよびＢＰＦ５１−ｉ−Ｑ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで複数のブロックに分けて復調する。
【０１０６】
また、光90°ハイブリッドカプラ６とバランスドレシーバ７および８を用いたヘテロダイン・ホモダイン検波によって広帯域光シングルキャリア信号は、Ｉ相成分、Ｑ相成分それぞれが中間周波数またはベースバンドに周波数変換される。周波数変換された信号は、ｋ分岐し通過帯域がΔfｉ+2δfｉ（ｉ＝１〜ｋ）のＢＰＦによってフィルタリングされる。
以降の信号処理においては、第１の実施形態と同様に、第２の実施形態においても、複数のブロックに分けて、信号が処理される。
これより、第１の実施形態と同様に、この第２の実施形態においても、広帯域光シングルキャリア信号には、ガードバンドを挿入せずに隙間無く配置することが可能となり、周波数利用効率の向上が図れる。なお、バランスドレシーバの代わりに、シングルエンドレシーバを用いてもよい。
【０１０７】
＜第３の実施形態＞
次に、図１３を用いて第３の実施形態による信号受信装置について説明する。ここでは、第３の実施形態による信号受信装置を信号受信システムとして説明する。
【０１０８】
この信号受信システムは、第１の実施形態または第２の実施形態で説明した信号受信装置１または信号受信装置１Ａである信号受信装置１０１を複数有する。図１３では、信号受信システムは、ｎ個の信号受信装置１０１を有している。この信号受信装置１０１を信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と記載する。複数の信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、それぞれ異なる周波数帯域の広帯域シングルキャリア信号を復調するように予め設定してある。
【０１０９】
また、この信号受信システムは、受信した光シングルキャリア信号を複数の信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域の信号に分波し、分波した光シングルキャリア信号を周波数帯域が対応する信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に出力する光分波部１００を有している。
【０１１０】
複数の信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、それぞれ、光分波部１００から入力された信号を復調する。
この光分波部１００は、分波した信号の周波数帯域が、少なくとも対応する信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域よりも広くなるように、受信した光シングルキャリア信号を複数の信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域の信号に分波する。
【０１１１】
このように光分波部１００の通過帯域を復調したい信号より広めに設定し、光を分波して信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）で復調を行う。これにより、信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、復調の際必要な周波数成分のシンボルのみ復調する。
【０１１２】
この第３の実施形態によれば、第１の実施形態および第２の実施形態において電気領域で行われていたＢＰＦによるブロック分割を、光分波部１００を用いて光の周波数領域においても行うことで、回路速度の要求条件を緩和することが出来る。言い換えれば、信号受信装置１０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を単独で用いるに比べて、より広帯域な光シングルキャリア信号を復調することが出来る。
【０１１３】
なお、光分波部１００として、アレイ導波路型分波器を用いてもよいし、ｎ分岐する光分波部と光バンドパスフィルタを組み合わせた構成を用いてもよい。さらに、光周波数領域で光シングルキャリア信号を２ブロックに分ける場合、光3dBカプラと光バンドパスフィルタとを組み合わせ構成でも可能である。
【０１１４】
なお、上述した図２または図９の周波数変換回路５２−ｉでは、チャネル毎で周波数変換が行われた後、予め設定している全チャネル共通の電力の目標値にレベル調整し、全サブキャリアの信号電力を一定にすることで全サブキャリアの受信品質を同じにすることもできる。
【０１１５】
なお、上記においては、光シングルキャリア信号を受信しているが、無線によりシングルキャリア信号を受信するようにしてもよい。この場合、受信部を介して受信したシングルキャリア信号を、復調器５に入力するようにする。
【図面の簡単な説明】
【０１１６】
【図１】本発明の第１の実施形態における信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態による復調器の構成を示すブロック図である。
【図３】同実施形態に入力される広帯域光シングルキャリア信号の一例としての波形を示す図である。
【図４】同実施形態によるバランス受信器が復調器に出力するＩＦ帯まで周波数変換した広帯域電気シングルキャリア信号の一例としての波形を示す図である。
【図５】同実施形態によるＢＰＦが広帯域電気シングルキャリア信号から抽出する一例としての周波数帯域を示す図である。
【図６】同実施形態による周波数変換回路による一例としての周波数変換を示す図である。
【図７】同実施形態による信号選択回路が選択した一例としての信号を示す図である。
【図８】同実施形態によるシングルキャリア信号をＢＰＦで分ける複数のブロックを示す図である
【図９】本発明の第２の実施形態における信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】図９のデジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図１１】一例としての光90oハイブリッドカプラを用いた光電気変換部の構成を示すブロック図である
【図１２】同実施形態に光90oハイブリッドカプラを用いた光電気変換部を適用した場合の構成を示すブロック図である
【図１３】本発明の第３の実施形態における信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１１７】
１、１Ａ…信号受信装置
２…局部発振光源
３…カプラ
４…バランス受信器
５、５Ａ…復調器
６…光90°ハイブリッドカプラ
５０…分岐回路
５１−１〜５１−ｋ、１９ｂ−１〜１９ｂ−ｋ、１９ｃ−１〜１９ｃ−ｋ…ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
５２−１〜５２−ｋ、１８ｂ−１〜１８ｂ−ｋ、１８ｃ−１〜１８ｃ−ｋ…周波数変換回路（周波数変換部）
５３−１〜５３−ｋ、１７ａ−１〜１７ａ−ｋ、１７ｂ−１〜１７ｂ−ｋ、１７ｃ−１〜１７ｃ−ｋ…Ａ／Ｄ変換回路（アナログデジタル変換回路）
５４−１〜５４−ｋ…ＧＩ除去回路（ガードインターバル除去部）
５５−１〜５５−ｋ…フーリエ変換回路（フーリエ変換部）
５６−１〜５６−ｋ…信号選択回路
５７−１〜５７−ｋ…等化回路
５８−１〜５８−ｋ…逆フーリエ変換回路（逆フーリエ変換部）
５９−１〜５９−ｋ…復調回路
６０…Ｐ／Ｓ変換回路（パラレルシリアル変換部）
６１…局部発振器
６２…共通クロック
６００…局部発振光源
６０１…光3dBカプラ
６２０…局部発振器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、
前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐回路と、
それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と
前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、
を有し、
前記処理部がそれぞれ、
前記分岐回路が分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタが抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換回路と、
前記周波数変換回路が周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路と、
前記アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路と、
前記フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路と、
前記信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化する等化回路と、
前記等化回路が等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、
前記逆フーリエ変換回路が逆フーリエ変換したデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調回路と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換部が、
前記複数の復調回路が復調したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信装置。
【請求項２】
前記信号受信装置が光シングルキャリア信号を受信し、
前記信号受信装置が
光信号を出力する局部発振光源と、
前記受信した光シングルキャリア信号と前記局部発振光源が出力した光とを光信号として合波するカプラと、
前記カプラが合波した光信号を光／電気変換して電気シングルキャリア信号として出力するバランス受信器と、
を有し、
前記分岐回路が、
前記バランス受信器が光／電気変換した電気シングルキャリア信号を前記シングルキャリア信号として分岐する、
ことを特徴とする請求項１に記載の信号受信装置。
【請求項３】
前記信号受信装置が、
前記復調回路が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、該検出した周波数偏差に基いて、前記局部発振光源が出力する光信号を調整する局部発振光源調整部、
を有することを特徴とする請求項２に記載の信号受信装置。
【請求項４】
前記処理部がそれぞれ、
前記アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路を有し、
前記フーリエ変換回路が、
前記ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の信号受信装置。
【請求項５】
前記ガードインターバル除去回路が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、
前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、
他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、
前記信号受信装置が、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有し、
前記ガードインターバルの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、
前記複数の処理部におけるガードインターバル除去回路が、
前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去する、
ことを特徴とする請求項４に記載の信号受信装置。
【請求項６】
前記フーリエ変換回路がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、
前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみが前記ウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、
他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、
前記信号受信装置が、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有し、
前記フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、
前記複数の処理部におけるフーリエ変換回路が、
前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の信号受信装置。
【請求項７】
送信信号を含む光シングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、
光信号を出力する局部発振光源と、
前記受信した光シングルキャリア信号と前記局部発振光源が出力した光とを合波してＩ相とＱ相との光信号を出力する光90°ハイブリッドカプラと、
前記光90°ハイブリッドカプラが出力するＩ相の光信号を電気信号に変換してＩ相シングルキャリア信号として出力するバランスドレシーバであるＩ相バランスドレシーバと、
前記光90°ハイブリッドカプラが出力するＱ相の光信号を電気信号に変換してＱ相シングルキャリア信号として出力するバランスドレシーバであるＱ相バランスドレシーバと、
前記Ｉ相バランスドレシーバが出力するＩ相シングルキャリア信号と前記Ｑ相バランスドレシーバが出力するＱ相シングルキャリア信号とを復調して送信信号を出力する復調器と、
を有し、
前記復調器が、
それぞれが前記光シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と、
前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、
を有し、
前記処理部がそれぞれ、
前記Ｉ相バランスドレシーバが出力するＩ相シングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタであるＩ相バンドパスフィルタと、
前記Ｑ相バランスドレシーバが出力するＱ相シングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタであるＱ相バンドパスフィルタと、
前記Ｉ相バンドパスフィルタが抽出した信号と前記Ｑ相バンドパスフィルタが抽出した信号とを、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行い、Ｉ相およびＱ相の周波数変換した信号として出力する周波数変換回路と、
前記周波数変換回路が周波数変換したＩ相の信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路であるＩ相アナログデジタル変換回路と、
前記周波数変換回路が周波数変換したＱ相の信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路であるＱ相アナログデジタル変換回路と、
前記Ｉ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路であるＩ相フーリエ変換回路と、
前記Ｑ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路であるＱ相フーリエ変換回路と、
前記Ｉ相フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路であるＩ相信号選択回路と、
前記Ｑ相フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路であるＱ相信号選択回路と、
前記Ｉ相信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化するＩ相等化回路と、
前記Ｑ相信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化するＱ相等化回路と、
前記Ｉ相等化回路が等化したデジタル信号と前記Ｑ相等化回路が等化したデジタル信号とを所定の復調方式により復調する復調回路と、
前記復調回路が復調したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換部が、
前記複数の逆フーリエ変換回路が逆フーリエ変換したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信装置。
【請求項８】
前記信号受信装置が、
前記復調回路が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、該検出した周波数偏差に基いて、前記局部発振光源が出力する光信号を調整する局部発振光源調整部、
を有することを特徴とする請求項７に記載の信号受信装置。
【請求項９】
前記処理部がそれぞれ、
前記Ｉ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路であるＩ相ガードインターバル除去回路と、
前記Ｑ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路であるＱ相ガードインターバル除去回路と、
を有し、
前記Ｉ相フーリエ変換回路が、
前記Ｉ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換し、
前記Ｑ相フーリエ変換回路が、
前記Ｑ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、
ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の信号受信装置。
【請求項１０】
前記ガードインターバル除去回路が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、
前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、
他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、
前記信号受信装置が、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有し、
前記ガードインターバルの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、
前記複数の処理部におけるＩ相ガードインターバル除去回路が、
前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去し、
前記複数の処理部におけるＱ相ガードインターバル除去回路が、
前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去する、
ことを特徴とする請求項９に記載の信号受信装置。
【請求項１１】
前記フーリエ変換回路がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、
前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみが前記ウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、
他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、
前記信号受信装置が、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有し、
前記フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、
前記複数の処理部におけるＩ相フーリエ変換回路が、
前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記Ｉ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換し、
前記複数の処理部におけるＱ相フーリエ変換回路が、
前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記Ｑ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、
ことを特徴とする請求項７から請求項１０のいずれかに記載の信号受信装置。
【請求項１２】
請求項２から請求項１１のいずれかの信号受信装置を複数有する信号受信システムであって、
前記複数の信号受信装置がそれぞれ異なる周波数帯域のチャネルを復調するように予め設定してあり、
前記信号受信システムが、
受信した光シングルキャリア信号を前記複数の信号受信装置が復調する周波数帯域のチャネルに分波し、該分波した光シングルキャリア信号を周波数帯域が対応する前記信号受信装置に出力する光分波部を有し、
前記複数の信号受信装置それぞれが、
前記光分波部から入力されたチャネルの光シングルキャリア信号を復調する、
ことを特徴とする信号受信システム。
【請求項１３】
前記光分波部が、
前記分波したチャネルの周波数帯域が、少なくとも対応する前記信号受信装置が復調する周波数帯域よりも広くなるように、前記受信した光シングルキャリア信号を前記複数の信号受信装置が復調する周波数帯域のチャネルに分波する、
ことを特徴とする請求項１２に記載の信号受信システム。
【請求項１４】
送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置において用いられる信号受信方法であって、
前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐手順と、
それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理手順と
前記複数の処理手順で復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換手順と、
を有し、
前記処理手順がそれぞれ、
前記分岐手順で分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタ手順と、
前記バンドパスフィルタ手順で抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換手順と、
前記周波数変換手順で周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理手順が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換手順と、
前記アナログデジタル変換手順で変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換手順と、
前記フーリエ変換手順で変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択手順と、
前記信号選択手順で選択したデジタル信号を周波数領域で等化する等化手順と、
前記等化手順で等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手順と、
前記逆フーリエ変換手順で逆フーリエ変換したデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調手順と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換手順が、
前記複数の復調手順で復調したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信方法。
【請求項１】
送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、
前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐回路と、
それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と
前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、
を有し、
前記処理部がそれぞれ、
前記分岐回路が分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタが抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換回路と、
前記周波数変換回路が周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路と、
前記アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路と、
前記フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路と、
前記信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化する等化回路と、
前記等化回路が等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、
前記逆フーリエ変換回路が逆フーリエ変換したデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調回路と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換部が、
前記複数の復調回路が復調したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信装置。
【請求項２】
前記信号受信装置が光シングルキャリア信号を受信し、
前記信号受信装置が
光信号を出力する局部発振光源と、
前記受信した光シングルキャリア信号と前記局部発振光源が出力した光とを光信号として合波するカプラと、
前記カプラが合波した光信号を光／電気変換して電気シングルキャリア信号として出力するバランス受信器と、
を有し、
前記分岐回路が、
前記バランス受信器が光／電気変換した電気シングルキャリア信号を前記シングルキャリア信号として分岐する、
ことを特徴とする請求項１に記載の信号受信装置。
【請求項３】
前記信号受信装置が、
前記復調回路が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、該検出した周波数偏差に基いて、前記局部発振光源が出力する光信号を調整する局部発振光源調整部、
を有することを特徴とする請求項２に記載の信号受信装置。
【請求項４】
前記処理部がそれぞれ、
前記アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路を有し、
前記フーリエ変換回路が、
前記ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の信号受信装置。
【請求項５】
前記ガードインターバル除去回路が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、
前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、
他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、
前記信号受信装置が、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有し、
前記ガードインターバルの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、
前記複数の処理部におけるガードインターバル除去回路が、
前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去する、
ことを特徴とする請求項４に記載の信号受信装置。
【請求項６】
前記フーリエ変換回路がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、
前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみが前記ウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、
他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、
前記信号受信装置が、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有し、
前記フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、
前記複数の処理部におけるフーリエ変換回路が、
前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の信号受信装置。
【請求項７】
送信信号を含む光シングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、
光信号を出力する局部発振光源と、
前記受信した光シングルキャリア信号と前記局部発振光源が出力した光とを合波してＩ相とＱ相との光信号を出力する光90°ハイブリッドカプラと、
前記光90°ハイブリッドカプラが出力するＩ相の光信号を電気信号に変換してＩ相シングルキャリア信号として出力するバランスドレシーバであるＩ相バランスドレシーバと、
前記光90°ハイブリッドカプラが出力するＱ相の光信号を電気信号に変換してＱ相シングルキャリア信号として出力するバランスドレシーバであるＱ相バランスドレシーバと、
前記Ｉ相バランスドレシーバが出力するＩ相シングルキャリア信号と前記Ｑ相バランスドレシーバが出力するＱ相シングルキャリア信号とを復調して送信信号を出力する復調器と、
を有し、
前記復調器が、
それぞれが前記光シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と、
前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、
を有し、
前記処理部がそれぞれ、
前記Ｉ相バランスドレシーバが出力するＩ相シングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタであるＩ相バンドパスフィルタと、
前記Ｑ相バランスドレシーバが出力するＱ相シングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタであるＱ相バンドパスフィルタと、
前記Ｉ相バンドパスフィルタが抽出した信号と前記Ｑ相バンドパスフィルタが抽出した信号とを、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行い、Ｉ相およびＱ相の周波数変換した信号として出力する周波数変換回路と、
前記周波数変換回路が周波数変換したＩ相の信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路であるＩ相アナログデジタル変換回路と、
前記周波数変換回路が周波数変換したＱ相の信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換回路であるＱ相アナログデジタル変換回路と、
前記Ｉ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路であるＩ相フーリエ変換回路と、
前記Ｑ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路であるＱ相フーリエ変換回路と、
前記Ｉ相フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路であるＩ相信号選択回路と、
前記Ｑ相フーリエ変換回路が変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択回路であるＱ相信号選択回路と、
前記Ｉ相信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化するＩ相等化回路と、
前記Ｑ相信号選択回路が選択したデジタル信号を周波数領域で等化するＱ相等化回路と、
前記Ｉ相等化回路が等化したデジタル信号と前記Ｑ相等化回路が等化したデジタル信号とを所定の復調方式により復調する復調回路と、
前記復調回路が復調したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換部が、
前記複数の逆フーリエ変換回路が逆フーリエ変換したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信装置。
【請求項８】
前記信号受信装置が、
前記復調回路が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、該検出した周波数偏差に基いて、前記局部発振光源が出力する光信号を調整する局部発振光源調整部、
を有することを特徴とする請求項７に記載の信号受信装置。
【請求項９】
前記処理部がそれぞれ、
前記Ｉ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路であるＩ相ガードインターバル除去回路と、
前記Ｑ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去回路であるＱ相ガードインターバル除去回路と、
を有し、
前記Ｉ相フーリエ変換回路が、
前記Ｉ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換し、
前記Ｑ相フーリエ変換回路が、
前記Ｑ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、
ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の信号受信装置。
【請求項１０】
前記ガードインターバル除去回路が除去するガードインターバルの信号位置を決める通信段階において、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、
前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみがガードインターバルを除去する信号位置を示すガードインターバル位置情報を有し、
他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、
前記信号受信装置が、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるガードインターバル位置情報を検出するガードインターバル位置情報検出部を有し、
前記ガードインターバルの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、
前記複数の処理部におけるＩ相ガードインターバル除去回路が、
前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去し、
前記複数の処理部におけるＱ相ガードインターバル除去回路が、
前記ガードインターバル位置情報検出部が検出したガードインターバル位置情報に基づいて、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路がアナログデジタル変換したデジタル信号からガードインターバルを除去する、
ことを特徴とする請求項９に記載の信号受信装置。
【請求項１１】
前記フーリエ変換回路がフーリエ変換するフーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階において、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号が、
前記チャネルのうち予め定められたいずれか１つのチャネルのみが前記ウィンドウ位置を検出するための信号位置を示すウィンドウ位置情報を有し、
他のチャネルは前記１つのチャネルと干渉することがないようにしてあり、
前記信号受信装置が、
前記シングルキャリア信号または光シングルキャリア信号に含まれるウィンドウ位置情報を検出するウィンドウ位置情報検出部を有し、
前記フーリエ変換ウィンドウの信号位置を決める通信段階の後における通信段階において、
前記複数の処理部におけるＩ相フーリエ変換回路が、
前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記Ｉ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記Ｉ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換し、
前記複数の処理部におけるＱ相フーリエ変換回路が、
前記ウィンドウ位置情報検出部が検出したウィンドウ位置情報に基づいて、前記Ｑ相アナログデジタル変換回路が変換したデジタル信号または前記Ｑ相ガードインターバル除去回路がガードインターバルを除去した信号をフーリエ変換する、
ことを特徴とする請求項７から請求項１０のいずれかに記載の信号受信装置。
【請求項１２】
請求項２から請求項１１のいずれかの信号受信装置を複数有する信号受信システムであって、
前記複数の信号受信装置がそれぞれ異なる周波数帯域のチャネルを復調するように予め設定してあり、
前記信号受信システムが、
受信した光シングルキャリア信号を前記複数の信号受信装置が復調する周波数帯域のチャネルに分波し、該分波した光シングルキャリア信号を周波数帯域が対応する前記信号受信装置に出力する光分波部を有し、
前記複数の信号受信装置それぞれが、
前記光分波部から入力されたチャネルの光シングルキャリア信号を復調する、
ことを特徴とする信号受信システム。
【請求項１３】
前記光分波部が、
前記分波したチャネルの周波数帯域が、少なくとも対応する前記信号受信装置が復調する周波数帯域よりも広くなるように、前記受信した光シングルキャリア信号を前記複数の信号受信装置が復調する周波数帯域のチャネルに分波する、
ことを特徴とする請求項１２に記載の信号受信システム。
【請求項１４】
送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置において用いられる信号受信方法であって、
前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐手順と、
それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理手順と
前記複数の処理手順で復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換手順と、
を有し、
前記処理手順がそれぞれ、
前記分岐手順で分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタ手順と、
前記バンドパスフィルタ手順で抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換手順と、
前記周波数変換手順で周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理手順が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換手順と、
前記アナログデジタル変換手順で変換したデジタル信号をフーリエ変換するフーリエ変換手順と、
前記フーリエ変換手順で変換したデジタル信号の中から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択する信号選択手順と、
前記信号選択手順で選択したデジタル信号を周波数領域で等化する等化手順と、
前記等化手順で等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手順と、
前記逆フーリエ変換手順で逆フーリエ変換したデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調手順と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換手順が、
前記複数の復調手順で復調したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１０−９３３７８（Ｐ２０１０−９３３７８Ａ）
【公開日】平成２２年４月２２日（２０１０．４．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２５８７９０（Ｐ２００８−２５８７９０）
【出願日】平成２０年１０月３日（２００８．１０．３）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年４月２２日（２０１０．４．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１０月３日（２００８．１０．３）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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