半導体素子の駆動回路
【課題】リカバリ電流の小さいSiCのダイオードを並列接続したパワー半導体素子のスイッチング回路で、MHz帯のノイズを増加することなく、ターンオン損失、リカバリ損失を大幅に低減し、インバータの低損失化、低ノイズ化に寄与する。
【解決手段】Si−IGBTとSiCのダイオードを組合せたモジュールとオンゲート抵抗をオフゲート抵抗より小さくしたパワー半導体素子のスイッチング回路及びインバータ回路とする。
【解決手段】Si−IGBTとSiCのダイオードを組合せたモジュールとオンゲート抵抗をオフゲート抵抗より小さくしたパワー半導体素子のスイッチング回路及びインバータ回路とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、パワー半導体スイッチング素子に、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードを並列接続したパワー半導体モジュールのゲート駆動回路及びインバータ回路に関する。
【背景技術】
【0002】
図5に、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いたインバータの一般的な回路図を示す。インバータは6個のIGBTとダイオードで構成され、上アームと下アームのIGBTが交互にスイッチすることで、主回路電源から負荷モータに電力を供給するものである。このインバータ装置においては、IGBTやダイオードで発生する導通損失やスイッチング損失を低減することが求められている。損失低減を達成するためには、IGBTの構造を改善し、オン電圧を低減することや、IGBTの駆動回路を改善し、IGBTを高速に駆動させることが必要である。また、ダイオードでは、一般的にSiのPiNダイオードが用いられている。
【0003】
図6に、1相分のIGBTの回路図と、下側のIGBTがターンオンした場合の、上側のダイオードのリカバリ波形と、下側のIGBTのターンオン波形を示す。IGBTを通常の駆動(点線波形)から高速駆動(実線波形)させることにより、ターンオン時のIGBTのdi/dtは大きくなり、ターンオン損失、リカバリ損失とも低減できる。しかしながら、PiNダイオードの逆回復のdi/dtも大きくなり、PiNダイオードの逆回復電流の減衰時の電流変化(逆回復di/dt)と主回路インダクタンスLとの積により、転流サージ電圧(ΔVp=L×逆回復di/dt)が加わり、電源電圧(E)とサージ電圧(ΔVp)の和(E+ΔVp)がパワー半導体スイッチング素子の耐電圧を超えると、パワー半導体素子を壊してしまう可能性がある。そのため、主回路のインダクタンスを低減する技術、ターンオンのdi/dtを変化させる技術が提案されている。
【0004】
例えば、特許文献1には、フリーホイルダイオードのリカバリ電流を検出し、ターンオンdi/dtを2段階に切り替えることで、ターンオン損失低減とサージ電圧の低減を両立する技術が開示されている。
【0005】
また、特許文献2には、ターンオンdi/dtを高速にすると、高dv/dtを発生し、数MHz以上の領域のノイズを発生し、周辺装置の誤動作を発生させるため、ターンオンのゲート駆動速度を3段階(高速⇒低速⇒高速)に制御し、高周波領域のノイズ低減と損失低減を両立する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特許第3161589号公報
【特許文献2】特許第3941309号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
従来のIGBTインバータでは、背景技術で述べたように、特許文献1、2の発明では、ともに、ゲートの充電速度を変えることによって、ターンオン損失とサージ電圧の両立、及び、高周波領域のノイズ低減と損失低減を両立させようとしていた。しかしながら、Si-PiNダイオードでは、大電流通流時には、リカバリ電流が大きくなることや、ダイオードに、小電流を短い期間通流したときに、大きなサージ電圧を発生するという課題があった。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本課題を解決するために、本発明の半導体素子の駆動回路は、Siに変わる新しいワイドギャップ半導体素子である、炭化ケイ素(SiC)や、窒化ガリウム(GaN)のショットキーバリアダイオードを用いて、ゲートを高速に駆動させる。
【0009】
本発明では、パワー半導体スイッチング素子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードと、パワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路を有したパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路において、パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗が、オフゲート抵抗よりも小さいことを特徴とする。
【0010】
このゲート抵抗の値は、パワー半導体素子とゲート駆動回路の配線インダクタンスをLgとし、前記パワー半導体素子の内蔵抵抗をRginとし、前記パワー半導体素子の入力容量をCiesとし、前記パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗をRginとした場合に、
【数1】
の条件を満足することを特徴とする。
【0011】
また、高速駆動を行う手段として、パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗と並列にコンデンサを付加したこと特徴とする。
【0012】
また、本発明では、パワー半導体スイッチング素子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードと、前記パワースイッチング素子及び還流用ダイオードを搭載するパワー半導体モジュールと、パワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路を有したインバータ回路において、パワー半導体モジュールのパワー半導体スイッチング素子の第1の高圧側端子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオードの第2の高圧側端子を別々に設け、第1の高圧端子と第2の高圧端子の間にインダクタンスを設けることを特徴とする。
【発明の効果】
【0013】
本発明によれば、SiCなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードに並列接続したパワー半導体モジュールのゲート駆動を高速化することで、パワー半導体素子のスイッチング損失を低減し、インバータの低損失化、低ノイズ化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】図1は本発明の第1の実施例のパワー半導体素子の駆動回路のブロック図である。
【図2】図2は本発明の第1の実施例の適用時の電圧・電流・損失波形である。
【図3】図3は本発明の第1の実施例の適用時の損失低減効果である。
【図4】図4は本発明の第1の実施例の適用時のMHz帯ノイズの評価結果である。
【図5】図5は従来のインバータ回路図である。
【図6】図6は従来のPiNダイオード内蔵のパワーモジュールを用いた場合の電圧・電流・損失波形である。
【図7】図7は本発明の第2の実施例のパワー半導体素子の駆動回路のブロック図である。
【図8】図8は本発明の第2の実施例のゲート駆動電圧波形である。
【図9】図9は本発明の第3の実施例のインバータ回路のブロック図である。
【図10】図10は本発明の第3の実施例のインバータの主回路の等価回路図である。
【図11】図11は本発明の第3の実施例のインバータ回路のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0015】
以下、本発明の実施例を、図面を使用して詳細に説明する。
【実施例1】
【0016】
図1に、本発明の第1の実施例であるパワー半導体素子の駆動回路のブロック図を示す。インバータの主回路は、Si−IGBT21とSiC−SBD22により構成されている。Si−IGBTには、内蔵抵抗(Rgin)23とIGBT入力容量(Cies)24がIGBTに内蔵されている。主回路のSi-IGBT21及び22を駆動する本発明の駆動回路19、駆動回路電源20がある。本発明の駆動回路では、オン側ゲート抵抗11をオフ側ゲート抵抗12よりも小さくする。
【0017】
SiC−SBD22は、Siより約10倍の高い絶縁破壊電圧強度を持ち、耐圧を確保するためのドリフト層を1/10程度まで薄くできるため、パワーデバイスの低オン電圧化を実現可能である。これにより、Siではバイポーラ素子しか使用できないような高耐圧領域でも、SiCなどのワイドギャップ半導体素子では、ユニポーラ素子が使用できるようになる。
【0018】
図2に、1相分のIGBTの回路図と、下側のIGBTがターンオンした場合の、上側のダイオードのリカバリ波形と、下側のIGBTのターンオン波形を示す。点線波形は、IGBTのターンオンを高速化しない場合を示している。
【0019】
この場合、図6と比較して、リカバリ損失は1/10に、ターンオン損失は1/2に低減されている。図6のSi-PiNダイオードを用いた場合は、高速化を行なうと、PiNダイオードの逆回復のdi/dtも大きくなり、主回路インダクタンスLとの積により、転流サージ電圧(ΔVp=L×逆回復di/dt)が加わり、電源電圧(E)とサージ電圧(ΔVp)の和(E+ΔVp)がパワー半導体スイッチング素子の耐電圧を超えると、パワー半導体素子を壊してしまう可能性があった。一方、SiC−SBD22を用いた場合は、実線波形のように、高速化を行なっても、逆回復電流を発生しないので、リカバリ電圧に大きなサージ電圧を発生しないため、高速化が可能である。
【0020】
図3に、インバータとして動作させた場合の損失低減効果を示す。Si-PiNダイオードをSiC−SBDに置き換えることで、リカバリ損失は1/10に、ターンオン損失は1/2に低減されている。さらに、IGBTを高速駆動することで、ターンオン損失をさらに1/2から1/5に低減することができた。
【0021】
図4に、Si−IGBTとSiC−SBDを組合せたモジュールを6個使用して、200kW級のインバータを駆動した場合の、MHz帯のノイズを実測した結果を示す。高速化を行なっても、MHz帯のノイズ上昇は無かった。高速駆動に伴い発生するリンギングノイズは、リカバリ電流がほぼゼロであるために、外部に放射するノイズは殆どないためである。従って、SiC−SBDを適用し、オンゲート抵抗を小さくし、高速駆動を行なうことによって、MHz帯ノイズを増加することなしに、ターンオン損失を低減することができた。
【0022】
また、オンゲート抵抗11の値は、ゲート回路が共振しない条件が望ましい。この条件は、オンゲート抵抗(Rg11)11と、ゲート配線インダクタンス(Lg)10とIGBTの内蔵抵抗(Rgin)23とIGBT入力容量(Cies)24の直列で接続したLRC共振回路になっており、この回路において、共振を発生させない条件が必要であり、
【数2】
の特性値
【数3】
により、ゲート振動を発生しない過減衰の条件は、
【数4】
となることから、オンゲート抵抗は、式(3)を満足することが必要である。
【0023】
また、このケースでは、スイッチング素子にSi−IGBTを記載しているが、Siの場合はMOSFET、SiCの場合はMOSFETや接合FETやバイポーラトランジスタ等のスイッチング素子であっても良い。また、並列接続するダイオードには、SiC−SBDを記載しているが、GaNやダイヤモンドなどのワイドギャップ半導体のSBDや、PiNダイオード、SBDとPiNダイオードを混在したMPS(Merged Schottkey Barrier)構造のダイオードに適用しても同様な効果を得ることができる。
【実施例2】
【0024】
図7に、本発明の第2の実施例であるパワー半導体素子の駆動回路のブロック図を示す。第1の実施例と同じものには、同一の記号を記載している。本発明の駆動回路では、オン側ゲート抵抗11をオフ側ゲート抵抗12よりも小さくすることに加え、スピードアップコンデンサ18を付加している。
【0025】
図8に、本発明の第2の実施例である駆動回路のゲート電圧波形を示す。ゲートの入力容量は、110nC、ゲートの内蔵抵抗は1.0Ω、オン側ゲート抵抗は1.0Ωとしている。スピードアップコンデンサ18がない場合は、ゲート電圧の立ち上がりからのターンオン時間は、0.5μsであるのに対して、スピードアップコンデンサ12μFを付加することで、ゲート電圧の立ち上がりからのターンオン時間を、約半分の0.3μsに低減することができ、IGBT駆動の高速化が可能になった。
【実施例3】
【0026】
図9に、本発明の第3の実施例であるインバータ回路のブロック図を示す。第1の実施例と同じものには、同一の記号を記載している。本インバータでは、パワーモジュール25を直列に接続し、インバータの1相分を形成している。インバータの主回路電源33と、パワーモジュール25と主回路電源33間に、寄生のインダクタンス34、及び35がある。本発明のパワーモジュール25では、IGBTの高圧側端子51と、SiC−SBDの高圧側端子52を別々に設け、IGBTの高圧側端子51とSiC−SBDの高圧側端子52の間に、インダクタンス31を設ける。
【0027】
図10に、インバータの主回路の等価回路図を示す。寄生のインダクタンス34と35の和をLSとし、IGBTとSiC−SBDの出力容量42をCoesとし、IGBTのオン抵抗41をRonとする。また、IGBTの高圧側端子51とSiC−SBDの高圧側端子52の間のインダクタンス31をLmとする。
【0028】
Lmを付加していない場合は、図4で示す、9MHz付近のSiC−SBDにより特有の振動周波数の周波数帯を観測した。この振動周波数は、
【数5】
で決まっている。一方、インダクタンス31を増加させると、共振周波数を低周波数側にシフトできるが、共振電圧のピークが大きくなり、発散する場合もある。この回路方程式は、式(5)で表され、
【数6】
この発振条件を回避するための過減衰の条件は、式(6)となる。
【数7】
従って、式(6)を満足しながら、式(4)の共振周波数を選定することで、インダクタンス31を付加することで、IGBTを高速化し、損失を大幅に低減しながら、MHz帯のノイズも影響ないことが可能になった。
【0029】
図11には、IGBTの低圧側端子53とSiC−SBDの低圧側端子54の間に、インダクタンス32を設けているが、この場合でも、式(6)を満足しながら、式(4)の共振周波数を選定することで、低損失かつ低ノイズなインバータを実現可能である。
【符号の説明】
【0030】
10 ゲート配線寄生インダクタンス
11 オン側ゲート抵抗
12 オフ側ゲート抵抗
13 オン側ゲートダイオード
14 オフ側ゲートダイオード
15 npnトランジスタ
16 pnpトランジスタ
17 制御ロジック
18 スピードアップコンデンサ
19 駆動回路
20 駆動回路電源
21 Si−IGBT
22 SiC−SBD
23 チップ内臓ゲート抵抗
24 IGBT入力容量
25 パワーモジュール
26 Si−PiNダイオード
27 モータ
28 インバータ
31,32 共振抑制インダクタンス
33 主回路電源
34,35 主回路寄生インダクタンス
41 IGBTオン抵抗
42 IGBTとSiC−SBDの出力容量
51 IGBTの高圧側端子
52 SiC−SBDの高圧側端子
53 IGBTの低圧側端子
54 SiC−SBDの低圧側端子
【技術分野】
【0001】
本発明は、パワー半導体スイッチング素子に、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードを並列接続したパワー半導体モジュールのゲート駆動回路及びインバータ回路に関する。
【背景技術】
【0002】
図5に、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いたインバータの一般的な回路図を示す。インバータは6個のIGBTとダイオードで構成され、上アームと下アームのIGBTが交互にスイッチすることで、主回路電源から負荷モータに電力を供給するものである。このインバータ装置においては、IGBTやダイオードで発生する導通損失やスイッチング損失を低減することが求められている。損失低減を達成するためには、IGBTの構造を改善し、オン電圧を低減することや、IGBTの駆動回路を改善し、IGBTを高速に駆動させることが必要である。また、ダイオードでは、一般的にSiのPiNダイオードが用いられている。
【0003】
図6に、1相分のIGBTの回路図と、下側のIGBTがターンオンした場合の、上側のダイオードのリカバリ波形と、下側のIGBTのターンオン波形を示す。IGBTを通常の駆動(点線波形)から高速駆動(実線波形)させることにより、ターンオン時のIGBTのdi/dtは大きくなり、ターンオン損失、リカバリ損失とも低減できる。しかしながら、PiNダイオードの逆回復のdi/dtも大きくなり、PiNダイオードの逆回復電流の減衰時の電流変化(逆回復di/dt)と主回路インダクタンスLとの積により、転流サージ電圧(ΔVp=L×逆回復di/dt)が加わり、電源電圧(E)とサージ電圧(ΔVp)の和(E+ΔVp)がパワー半導体スイッチング素子の耐電圧を超えると、パワー半導体素子を壊してしまう可能性がある。そのため、主回路のインダクタンスを低減する技術、ターンオンのdi/dtを変化させる技術が提案されている。
【0004】
例えば、特許文献1には、フリーホイルダイオードのリカバリ電流を検出し、ターンオンdi/dtを2段階に切り替えることで、ターンオン損失低減とサージ電圧の低減を両立する技術が開示されている。
【0005】
また、特許文献2には、ターンオンdi/dtを高速にすると、高dv/dtを発生し、数MHz以上の領域のノイズを発生し、周辺装置の誤動作を発生させるため、ターンオンのゲート駆動速度を3段階(高速⇒低速⇒高速)に制御し、高周波領域のノイズ低減と損失低減を両立する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特許第3161589号公報
【特許文献2】特許第3941309号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
従来のIGBTインバータでは、背景技術で述べたように、特許文献1、2の発明では、ともに、ゲートの充電速度を変えることによって、ターンオン損失とサージ電圧の両立、及び、高周波領域のノイズ低減と損失低減を両立させようとしていた。しかしながら、Si-PiNダイオードでは、大電流通流時には、リカバリ電流が大きくなることや、ダイオードに、小電流を短い期間通流したときに、大きなサージ電圧を発生するという課題があった。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本課題を解決するために、本発明の半導体素子の駆動回路は、Siに変わる新しいワイドギャップ半導体素子である、炭化ケイ素(SiC)や、窒化ガリウム(GaN)のショットキーバリアダイオードを用いて、ゲートを高速に駆動させる。
【0009】
本発明では、パワー半導体スイッチング素子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードと、パワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路を有したパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路において、パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗が、オフゲート抵抗よりも小さいことを特徴とする。
【0010】
このゲート抵抗の値は、パワー半導体素子とゲート駆動回路の配線インダクタンスをLgとし、前記パワー半導体素子の内蔵抵抗をRginとし、前記パワー半導体素子の入力容量をCiesとし、前記パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗をRginとした場合に、
【数1】
の条件を満足することを特徴とする。
【0011】
また、高速駆動を行う手段として、パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗と並列にコンデンサを付加したこと特徴とする。
【0012】
また、本発明では、パワー半導体スイッチング素子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードと、前記パワースイッチング素子及び還流用ダイオードを搭載するパワー半導体モジュールと、パワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路を有したインバータ回路において、パワー半導体モジュールのパワー半導体スイッチング素子の第1の高圧側端子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオードの第2の高圧側端子を別々に設け、第1の高圧端子と第2の高圧端子の間にインダクタンスを設けることを特徴とする。
【発明の効果】
【0013】
本発明によれば、SiCなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードに並列接続したパワー半導体モジュールのゲート駆動を高速化することで、パワー半導体素子のスイッチング損失を低減し、インバータの低損失化、低ノイズ化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】図1は本発明の第1の実施例のパワー半導体素子の駆動回路のブロック図である。
【図2】図2は本発明の第1の実施例の適用時の電圧・電流・損失波形である。
【図3】図3は本発明の第1の実施例の適用時の損失低減効果である。
【図4】図4は本発明の第1の実施例の適用時のMHz帯ノイズの評価結果である。
【図5】図5は従来のインバータ回路図である。
【図6】図6は従来のPiNダイオード内蔵のパワーモジュールを用いた場合の電圧・電流・損失波形である。
【図7】図7は本発明の第2の実施例のパワー半導体素子の駆動回路のブロック図である。
【図8】図8は本発明の第2の実施例のゲート駆動電圧波形である。
【図9】図9は本発明の第3の実施例のインバータ回路のブロック図である。
【図10】図10は本発明の第3の実施例のインバータの主回路の等価回路図である。
【図11】図11は本発明の第3の実施例のインバータ回路のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0015】
以下、本発明の実施例を、図面を使用して詳細に説明する。
【実施例1】
【0016】
図1に、本発明の第1の実施例であるパワー半導体素子の駆動回路のブロック図を示す。インバータの主回路は、Si−IGBT21とSiC−SBD22により構成されている。Si−IGBTには、内蔵抵抗(Rgin)23とIGBT入力容量(Cies)24がIGBTに内蔵されている。主回路のSi-IGBT21及び22を駆動する本発明の駆動回路19、駆動回路電源20がある。本発明の駆動回路では、オン側ゲート抵抗11をオフ側ゲート抵抗12よりも小さくする。
【0017】
SiC−SBD22は、Siより約10倍の高い絶縁破壊電圧強度を持ち、耐圧を確保するためのドリフト層を1/10程度まで薄くできるため、パワーデバイスの低オン電圧化を実現可能である。これにより、Siではバイポーラ素子しか使用できないような高耐圧領域でも、SiCなどのワイドギャップ半導体素子では、ユニポーラ素子が使用できるようになる。
【0018】
図2に、1相分のIGBTの回路図と、下側のIGBTがターンオンした場合の、上側のダイオードのリカバリ波形と、下側のIGBTのターンオン波形を示す。点線波形は、IGBTのターンオンを高速化しない場合を示している。
【0019】
この場合、図6と比較して、リカバリ損失は1/10に、ターンオン損失は1/2に低減されている。図6のSi-PiNダイオードを用いた場合は、高速化を行なうと、PiNダイオードの逆回復のdi/dtも大きくなり、主回路インダクタンスLとの積により、転流サージ電圧(ΔVp=L×逆回復di/dt)が加わり、電源電圧(E)とサージ電圧(ΔVp)の和(E+ΔVp)がパワー半導体スイッチング素子の耐電圧を超えると、パワー半導体素子を壊してしまう可能性があった。一方、SiC−SBD22を用いた場合は、実線波形のように、高速化を行なっても、逆回復電流を発生しないので、リカバリ電圧に大きなサージ電圧を発生しないため、高速化が可能である。
【0020】
図3に、インバータとして動作させた場合の損失低減効果を示す。Si-PiNダイオードをSiC−SBDに置き換えることで、リカバリ損失は1/10に、ターンオン損失は1/2に低減されている。さらに、IGBTを高速駆動することで、ターンオン損失をさらに1/2から1/5に低減することができた。
【0021】
図4に、Si−IGBTとSiC−SBDを組合せたモジュールを6個使用して、200kW級のインバータを駆動した場合の、MHz帯のノイズを実測した結果を示す。高速化を行なっても、MHz帯のノイズ上昇は無かった。高速駆動に伴い発生するリンギングノイズは、リカバリ電流がほぼゼロであるために、外部に放射するノイズは殆どないためである。従って、SiC−SBDを適用し、オンゲート抵抗を小さくし、高速駆動を行なうことによって、MHz帯ノイズを増加することなしに、ターンオン損失を低減することができた。
【0022】
また、オンゲート抵抗11の値は、ゲート回路が共振しない条件が望ましい。この条件は、オンゲート抵抗(Rg11)11と、ゲート配線インダクタンス(Lg)10とIGBTの内蔵抵抗(Rgin)23とIGBT入力容量(Cies)24の直列で接続したLRC共振回路になっており、この回路において、共振を発生させない条件が必要であり、
【数2】
の特性値
【数3】
により、ゲート振動を発生しない過減衰の条件は、
【数4】
となることから、オンゲート抵抗は、式(3)を満足することが必要である。
【0023】
また、このケースでは、スイッチング素子にSi−IGBTを記載しているが、Siの場合はMOSFET、SiCの場合はMOSFETや接合FETやバイポーラトランジスタ等のスイッチング素子であっても良い。また、並列接続するダイオードには、SiC−SBDを記載しているが、GaNやダイヤモンドなどのワイドギャップ半導体のSBDや、PiNダイオード、SBDとPiNダイオードを混在したMPS(Merged Schottkey Barrier)構造のダイオードに適用しても同様な効果を得ることができる。
【実施例2】
【0024】
図7に、本発明の第2の実施例であるパワー半導体素子の駆動回路のブロック図を示す。第1の実施例と同じものには、同一の記号を記載している。本発明の駆動回路では、オン側ゲート抵抗11をオフ側ゲート抵抗12よりも小さくすることに加え、スピードアップコンデンサ18を付加している。
【0025】
図8に、本発明の第2の実施例である駆動回路のゲート電圧波形を示す。ゲートの入力容量は、110nC、ゲートの内蔵抵抗は1.0Ω、オン側ゲート抵抗は1.0Ωとしている。スピードアップコンデンサ18がない場合は、ゲート電圧の立ち上がりからのターンオン時間は、0.5μsであるのに対して、スピードアップコンデンサ12μFを付加することで、ゲート電圧の立ち上がりからのターンオン時間を、約半分の0.3μsに低減することができ、IGBT駆動の高速化が可能になった。
【実施例3】
【0026】
図9に、本発明の第3の実施例であるインバータ回路のブロック図を示す。第1の実施例と同じものには、同一の記号を記載している。本インバータでは、パワーモジュール25を直列に接続し、インバータの1相分を形成している。インバータの主回路電源33と、パワーモジュール25と主回路電源33間に、寄生のインダクタンス34、及び35がある。本発明のパワーモジュール25では、IGBTの高圧側端子51と、SiC−SBDの高圧側端子52を別々に設け、IGBTの高圧側端子51とSiC−SBDの高圧側端子52の間に、インダクタンス31を設ける。
【0027】
図10に、インバータの主回路の等価回路図を示す。寄生のインダクタンス34と35の和をLSとし、IGBTとSiC−SBDの出力容量42をCoesとし、IGBTのオン抵抗41をRonとする。また、IGBTの高圧側端子51とSiC−SBDの高圧側端子52の間のインダクタンス31をLmとする。
【0028】
Lmを付加していない場合は、図4で示す、9MHz付近のSiC−SBDにより特有の振動周波数の周波数帯を観測した。この振動周波数は、
【数5】
で決まっている。一方、インダクタンス31を増加させると、共振周波数を低周波数側にシフトできるが、共振電圧のピークが大きくなり、発散する場合もある。この回路方程式は、式(5)で表され、
【数6】
この発振条件を回避するための過減衰の条件は、式(6)となる。
【数7】
従って、式(6)を満足しながら、式(4)の共振周波数を選定することで、インダクタンス31を付加することで、IGBTを高速化し、損失を大幅に低減しながら、MHz帯のノイズも影響ないことが可能になった。
【0029】
図11には、IGBTの低圧側端子53とSiC−SBDの低圧側端子54の間に、インダクタンス32を設けているが、この場合でも、式(6)を満足しながら、式(4)の共振周波数を選定することで、低損失かつ低ノイズなインバータを実現可能である。
【符号の説明】
【0030】
10 ゲート配線寄生インダクタンス
11 オン側ゲート抵抗
12 オフ側ゲート抵抗
13 オン側ゲートダイオード
14 オフ側ゲートダイオード
15 npnトランジスタ
16 pnpトランジスタ
17 制御ロジック
18 スピードアップコンデンサ
19 駆動回路
20 駆動回路電源
21 Si−IGBT
22 SiC−SBD
23 チップ内臓ゲート抵抗
24 IGBT入力容量
25 パワーモジュール
26 Si−PiNダイオード
27 モータ
28 インバータ
31,32 共振抑制インダクタンス
33 主回路電源
34,35 主回路寄生インダクタンス
41 IGBTオン抵抗
42 IGBTとSiC−SBDの出力容量
51 IGBTの高圧側端子
52 SiC−SBDの高圧側端子
53 IGBTの低圧側端子
54 SiC−SBDの低圧側端子
【特許請求の範囲】
【請求項1】
パワー半導体スイッチング素子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードと、を備えたパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路であって、
前記パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗が、オフゲート抵抗よりも小さいことを特徴とするパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。
【請求項2】
請求項1に記載のパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路において、
前記パワー半導体素子とゲート駆動回路の配線インダクタンスをLgとし、前記パワー半導体素子の内蔵抵抗をRginとし、前記パワー半導体素子の入力容量をCiesとし、前記パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗をRgonとした場合に、
【数8】
の条件を満足することを特徴とするパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。
【請求項3】
請求項1に記載のパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路において、
前記パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗と並列にコンデンサを付加したこと特徴とするパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。
【請求項4】
パワー半導体スイッチング素子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードと、前記パワースイッチング素子及び還流用ダイオードを搭載するパワー半導体モジュールと、パワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路を有し、
パワー半導体モジュールのパワー半導体スイッチング素子の第1の高圧側端子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオードの第2の高圧側端子を別々に設け、第1の高圧端子と第2の高圧端子の間にインダクタンスを設けることを特徴とするインバータ回路。
【請求項5】
請求項4に記載のインバータ回路において、
パワー半導体モジュールのパワー半導体スイッチング素子の第1の低圧側端子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオードの第2の低圧側端子を別々に設け、第1の低圧端子と第2の低圧端子の間にインダクタンスを設けることを特徴とするインバータ回路。
【請求項1】
パワー半導体スイッチング素子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードと、を備えたパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路であって、
前記パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗が、オフゲート抵抗よりも小さいことを特徴とするパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。
【請求項2】
請求項1に記載のパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路において、
前記パワー半導体素子とゲート駆動回路の配線インダクタンスをLgとし、前記パワー半導体素子の内蔵抵抗をRginとし、前記パワー半導体素子の入力容量をCiesとし、前記パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗をRgonとした場合に、
【数8】
の条件を満足することを特徴とするパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。
【請求項3】
請求項1に記載のパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路において、
前記パワー半導体スイッチング素子のオンゲート抵抗と並列にコンデンサを付加したこと特徴とするパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。
【請求項4】
パワー半導体スイッチング素子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオード或いはワイドギャップ半導体のPiNダイオードなどの逆回復電流の小さい還流用ダイオードと、前記パワースイッチング素子及び還流用ダイオードを搭載するパワー半導体モジュールと、パワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路を有し、
パワー半導体モジュールのパワー半導体スイッチング素子の第1の高圧側端子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオードの第2の高圧側端子を別々に設け、第1の高圧端子と第2の高圧端子の間にインダクタンスを設けることを特徴とするインバータ回路。
【請求項5】
請求項4に記載のインバータ回路において、
パワー半導体モジュールのパワー半導体スイッチング素子の第1の低圧側端子と、SiCやGaNなどのワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオードの第2の低圧側端子を別々に設け、第1の低圧端子と第2の低圧端子の間にインダクタンスを設けることを特徴とするインバータ回路。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【公開番号】特開2010−252568(P2010−252568A)
【公開日】平成22年11月4日(2010.11.4)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2009−100849(P2009−100849)
【出願日】平成21年4月17日(2009.4.17)
【出願人】(000005108)株式会社日立製作所 (27,607)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成22年11月4日(2010.11.4)
【国際特許分類】
【出願日】平成21年4月17日(2009.4.17)
【出願人】(000005108)株式会社日立製作所 (27,607)
【Fターム(参考)】
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