周波数制御回路及び出力周波数制御方法
【課題】接地電位が変動した場合においても、通信品質の劣化が生じない周波数制御回路及び出力周波数制御方法を提供すること
【解決手段】本発明にかかる周波数制御回路は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器１０と、電圧制御発振器１０から出力される出力周波数と基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力電圧を変化させる位相検出器１１と、電圧制御発振器１０における接地電位と位相検出器１１における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差を、出力電圧に加算して電圧制御発振器１０へ出力する加算器１２と、を備えるものである。
【解決手段】本発明にかかる周波数制御回路は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器１０と、電圧制御発振器１０から出力される出力周波数と基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力電圧を変化させる位相検出器１１と、電圧制御発振器１０における接地電位と位相検出器１１における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差を、出力電圧に加算して電圧制御発振器１０へ出力する加算器１２と、を備えるものである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は周波数制御回路及び出力周波数制御方法に関し、特にＰＬＬ回路を備える周波数制御回路と、ＰＬＬ回路を用いた出力周波数制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波無線通信装置は、高周波帯の電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、混合器（ＭＩＸ）と、送信最終段増幅器である電力増幅器(ＰＡ)と、中間周波数帯の電力増幅器と、電源等、それぞれの機能を有する複数の回路により構成される。これらの内のいくつかの機能を集め、数点の機能部品(モジュール)として構成し、組み立てる場合がある。
【０００３】
この場合、各モジュール間の接地電位（ＧＮＤ）は、モジュール間を、コネクタを用いて接続することによって、または、ＧＮＤとして用いられているモジュールの筐体同士をネジ留めすることによって接続される。ここで、図４を用いてマイクロ波無線通信装置の一例を示す。
【０００４】
図４のマイクロ波無線通信装置は、ＶＣＯ１２０と、送信ＭＩＸ１３０と、受信ＭＩＸ１４０と、ＰＡ１５０と、受信初段増幅器である低雑音増幅器(ＬＮＡ)１６０と、を用いて構成される高周波数帯モジュール１１０を備えている。さらに、マイクロ波無線通信装置は、中間周波数帯の増幅器２２０と、中間周波数帯の増幅器２３０と、電源回路２４０と、ＰＬＬ回路２５０と、を用いて構成されるモジュール２１０とを備えている。
【０００５】
モジュール１１０とモジュール２１０との間における信号又は電源等は、コネクタを用いて入出力されている。高周波数帯のモジュール１１０は、高周波信号を扱うため、使用される基板は高周波用基板となる。高周波用基板は、中間周波数帯にて使用する基板と比較し高価であるため、モジュール１１０に組み込む機能を絞り、面積を狭くする必要がある。そのため、ＶＣＯ１２０へ入力する電圧を生成するＰＬＬ回路２５０や、モジュール１１０に電源供給する電源回路２４０のように高周波信号を処理しない機能は、モジュール２１０に配置される。これにより、電源回路２４０とモジュール１１０とは、モジュール１１０とモジュール２１０との間に設けられるコネクタにより接続される構成となっている。
【０００６】
ＶＣＯ１２０は、周波数制御電圧端子に印加された電圧により、出力周波数の制御を行う。周波数制御電圧端子に印可される電圧ＶｔはＰＬＬ回路２５０より出力される。
【０００７】
特許文献１には、上述したＰＬＬ回路と、ＶＣＯと、を含む回路の構成例が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００７−１５８７３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ここで、図５のマイクロ波無線通信装置を用いて、発生する課題について説明する。モジュール２１０は、中間周波数帯の増幅器２２０と、中間周波数帯の増幅器２３０と、ＰＬＬ ＩＣ２６０と、ループフィルタ２７０と、電源回路２４０と、を備えている。ＰＬＬ ＩＣ２６０は、位相比較器、チャージポンプ、分周器等の機能を有する。
【００１０】
モジュール１１０は、ＶＣＯ１２０と、送信ＭＩＸ１３０と、受信ＭＩＸ１４０と、送信ＰＡ１５０と、ＬＮＡ１６０と、を備えている。ここで、装置の消費電力を抑え、不要な信号を出力しないために、送信ＰＡ１５０の電源は、送信信号がない場合ＯＦＦに設定されている。また、モジュール１１０及びモジュール２１０のＧＮＤは、それぞれの筐体をネジ止めすることにより接続されている。この場合、モジュール１１０の接地電位とモジュール２１０の接地電位との間には、筐体の接触による抵抗３１０が生じる。
【００１１】
抵抗３１０の抵抗値をＲとし、抵抗３１０に流れている電流をＩとすると、Ｖ＝ＲＩにて計算される電位差が生ずる。よって、モジュール２１０の接地電位を基準とした場合、モジュール１１０の接地電位は、厳密にはモジュール２１０の接地電位と等電位ではない。モジュール１１０の接地電位をＧＮＤ１とする。
【００１２】
ここで、ＶＣＯ１２０の周波数制御電圧端子は、ループフィルタ２７０の出力電圧Ｖｔが印加されている。この周波数制御電圧Ｖｔは、モジュール２１０のＰＬＬ ＩＣ２６０内部の位相比較器により検出された位相差に対してＰＬＬ ＩＣ２６０から出力される電圧が、ループフィルタ２７０を介して平均化された後の電圧値である。モジュール１１０の接地電位は、ＧＮＤ１である。そのため、ＶＣＯ１２０に対する周波数制御電圧は、Ｖｔ−ＧＮＤ１となる。これより、ＶＣＯ１２０は、Ｖｔ−ＧＮＤ１に対応する周波数の信号を出力する。この、ＶＣＯ１２０に対する周波数制御電圧をＶｔ（ＶＣＯ）とする。
【００１３】
送信ＰＡ１５０の電源が時間ｔ＿１にＯＮからＯＦＦに変動した場合のＧＮＤ１、Ｖｔ、Ｖｔ（ＶＣＯ）のそれぞれの電圧の変化を図６に示す。送信ＰＡ１５０の電源がＯＮの時に、抵抗３１０に流れる電流をＩ＝２ｉ、送信ＰＡ１５０の電源がＯＦＦ時に抵抗３１０に流れる電流をＩ＝ｉとする。Ｖｔは、ＶＣＯ１２０から出力される周波数の位相差に対して出力される電圧である。そのため、時間ｔ＿１では、Ｖｔは、モジュール１１０の送信ＰＡ１５０の電源がＯＮ状態及びＯＦＦ状態に切り替えられることにより変化しない。
【００１４】
また、モジュール１１０の送信ＰＡ１５０の電源がＯＮからＯＦＦに変化すると、モジュール１１０とモジュール２１０との間の抵抗３１０に流れる電流が変化する。抵抗３１０に流れる電流の変化に伴い、抵抗３１０に発生する電圧も変化する。そのため、モジュール１１０の送信ＰＡ１５０の電源がＯＮからＯＦＦに変化すると、ＧＮＤ１の値は、変化する。
【００１５】
図６に示した例では、送信ＰＡ１５０の電源がＯＮからＯＦＦに変化することにより、モジュール１１０に流れる電流は、送信ＰＡ１５０の電源がＯＮ状態のときと比較して１／２となっている。そのため、ＧＮＤ１の値も２ｉ×Ｒからｉ×Ｒへと１／２となる。図６より、送信ＰＡ１５０の電源がＯＮの時のＶｔ（ＶＣＯ）は、Ｖｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＮ＝Ｖｔ−２ｉ×Ｒであり、送信ＰＡ１５０の電源がＯＦＦとなった瞬間(時間ｔ＿１)のＶｔ（ＶＣＯ）は、Ｖｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＦＦ＝Ｖｔ−ｉ×Ｒである。
【００１６】
図７にＶＣＯ１２０の出力周波数と、ＶＣＯに対する周波数制御電圧との特性の一例を示す。ＶＣＯ１２０に対する周波数制御電圧がＶｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＮからＶｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＦＦに変化すると、出力周波数がＦ＿ＰＡＯＮからＦ＿ＰＡＯＦＦに変化する。出力周波数が変動した後のＶｔ、Ｖｔ（ＶＣＯ）の変化について再び図６を用いて説明する。周波数が変化したことにより、ＰＬＬ ＩＣ２６０内部の位相比較器で位相差が検出され、位相差に対してＰＬＬ ＩＣ２６０より出力される電圧が変化する。Ｖｔは、ループ回路の特性に従って変化し、Ｖｔ（ＶＣＯ）の電圧は時間ｔ＿１からｔ＿２にてＶｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＦＦからＶｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＮに戻る。これにより出力周波数もＦ＿ＰＡＯＦＦからＦ＿ＰＡＯＮに戻る。送信ＰＡ１５０の電源が時間ｔ＿１にＯＮからＯＦＦに変動した場合の周波数変化を図８に示す。出力周波数が時間ｔ＿１にＦ＿ＰＡＯＮからＦ＿ＰＡＯＦＦへ変動し、その後、時間ｔ＿１からｔ＿２にて再びＦ＿ＰＡＯＮに戻る。上述したように、送信ＰＡ１５０の電源の状態が変化した時に、モジュール１１０の接地電位（ＧＮＤ１）が変化する。それにより、ＶＣＯ１２０に対する周波数制御電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）が変化し、ＶＣＯの出力周波数が変動する。近年のマイクロ波無線通信装置では狭帯域、多値の変調方式が使用される。そのため、図５において説明したＰＬＬ回路を用いてＶＣＯ１２０の出力周波数の制御を行う場合、接地電位の変動に応じて発生する周波数の変動が通信品質の劣化につながるという問題が生じる。
【００１７】
本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、接地電位が変動した場合においても、通信品質の劣化が生じない周波数制御回路及び出力周波数制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の第１の態様にかかる周波数制御回路は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器から出力される出力周波数と基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力電圧を変化させる位相検出器と、前記電圧制御発振器における接地電位と前記位相検出器における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差を、前記出力電圧に加算して前記電圧制御発振器へ出力する加算器と、を備えるものである。
【００１９】
本発明の第２の態様にかかる出力周波数制御方法は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器から出力される出力周波数と、基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力する出力電圧を変化させるステップと、前記出力電圧と、前記電圧制御発振器における接地電位と当該接地電位に抵抗を介して接続される基準接地電位との間の電位差とを加算するステップと、前記加算された電圧を前記電圧制御発振器へ出力するステップと、を備えるものである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明により、接地電位が変動した場合においても、通信品質の劣化が生じない周波数制御回路及び出力周波数制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】実施の形態１にかかる無線通信装置の構成図である。
【図２】実施の形態１にかかる無線通信装置の構成図である。
【図３】実施の形態１にかかる増幅器の電源状態を変化させた時の電圧の変化を示す図である。
【図４】一般的なＰＬＬ回路を用いた無線通信装置の構成図である。
【図５】一般的なＰＬＬ回路を用いた無線通信装置の構成図である。
【図６】一般的なＰＬＬ回路を用いた無線通信装置において、増幅器の電源状態を変化させた時の電圧の変化を示す図である。
【図７】一般的な電圧制御発振器における制御電圧と出力周波数との関係を示す図である。
【図８】一般的なＰＬＬ回路を用いた無線通信装置において、増幅器の電源状態を変化させた時の出力周波数の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１を用いて本発明の実施の形態１にかかる無線通信装置の構成例について説明する。無線通信装置は、電圧制御発振器１０と、位相検出器１１と、加算器１２とを備えている。
【００２３】
電圧制御発振器１０は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる。電圧制御発振器１０は、ＶＣＯ（Voltage Controlled oscillator）と称され、変化する出力周波数を発振周波数とする発振器である。
【００２４】
位相検出器１１は、水晶発振器等（図示せず）、もしくは水晶発振器等から出力された周波数を分周して入力された基準周波数と、電圧制御発振器１０から出力された出力周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力する出力電圧Ｖｔを変化させる。例えば、位相検出器１１は、基準周波数と出力周波数とを比較し、出力周波数と基準周波数とを一致させるように制御するために、出力電圧Ｖｔを変化させる。図７において説明したように、電圧制御発振器１０に入力される電圧が大きくなるほど、出力される周波数が大きくなると仮定すると、位相検出器１１は、基準周波数と比較して出力周波数が小さい場合、出力する電圧Ｖｔを大きくして、電圧制御発振器１０から出力される周波数を大きくするように制御する。
【００２５】
電圧制御発振器１０における接地電位と位相検出器１１における基準接地電位１３との電位差をＧＮＤ１とする。加算器１２は、位相検出器１１から出力される出力電圧Ｖｔと、ＧＮＤ１と、を加算して電圧制御発振器１０へ出力する。ここで、位相検出器１１における基準接地電位１３と、電圧制御発振器１０における接地電位との関係について説明する。例えば、電圧制御発振器１０が、電圧制御発振器１０を備える筺体にねじ留めされることにより接地され、基準接地電位１３も、位相検出器１１を有する筺体にねじ止めされることにより接地されている場合に、それぞれの筺体を接続することにより、接地電位が接続される。この場合、筺体を接続することにより、位相検出器１１における基準接地電位１３と、電圧制御発振器における接地電位との間に、抵抗１４が発生する。抵抗１４の抵抗値をＲ、抵抗１４に流れる電流をＩとすると、電圧制御発振器１０における接地電位は、基準接地電位１３を基準とすると、基準接地電位１３よりも、Ｉ×Ｒ高くなる。
【００２６】
加算器１２は、位相検出器１１から出力される出力電圧Ｖｔと、電位差ＧＮＤ１と、を加算した、Ｖｔ（ＶＣＯ）＝Ｖｔ＋ＧＮＤ１を電圧制御発振器１０へ出力する。
【００２７】
ここで、無線通信装置内の増幅器等（図示せず）のスイッチがＯＮもしくはＯＦＦに切り替えられることにより、無線通信装置内を流れる電流の値が変化する。たとえば、電圧制御発振器１０に増幅器が接続されており、無線通信装置から外部装置へ送信する送信信号が無い場合には、増幅器のスイッチをＯＦＦにする場合について説明する。このように増幅器のスイッチをＯＦＦにすることにより、不要な信号の出力を抑制することができる。
【００２８】
増幅器のスイッチがＯＮ状態の場合に、基準接地電位１３に流れる電流を２ｉとし、増幅器のスイッチがＯＦＦ状態の場合に、基準接地電位１３に流れる電流をｉとする。この場合、抵抗１４において発生する電圧は、増幅器のスイッチがＯＮ状態の場合、２ｉ×Ｒとなり、増幅器のスイッチがＯＦＦ状態の場合、ｉ×Ｒとなる。これにより、増幅器のスイッチがＯＮもしくはＯＦＦに切り替えられることにより、電圧制御発振器１０における接地電位は変化する。
【００２９】
ここで、電圧制御発振器１０における電圧Ｖ（ＶＣＯ）は、加算器１２から入力される電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）から、電圧制御発振器１０における接地電位ＧＮＤ１を減算した、Ｖｔ（ＶＣＯ）−ＧＮＤ１となる。Ｖｔ（ＶＣＯ）＝Ｖｔ＋ＧＮＤ１であることから、Ｖ（ＶＣＯ）＝Ｖｔとなる。これにより、電圧制御発振器１０における電圧Ｖ（ＶＣＯ）は、ＧＮＤ１の値によらず位相検出器１１から出力されるＶｔによって定まる。
【００３０】
以上説明したように、図１における無線通信装置内に加算器１２を設けることにより、位相検出器１１から出力される電圧Ｖｔと、電圧制御発振器１０における接地電位ＧＮＤ１とを加算した電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）を出力することができる。これより、電圧制御発振器１０において、接地電位の変動による出力周波数の変動を抑制することにより、通信品質の劣化を防止することができる。
【００３１】
続いて、図２を用いて本発明の実施の形態１にかかる無線通信装置の詳細な構成例について説明する。無線通信装置は、高周波信号の処理を行う高周波数帯モジュール２１と、中間周波数帯モジュール２２と、を備えている。高周波数帯モジュール２１は、電圧制御発振器１０と、混合器２３と、混合器２４と、電力増幅器（ＰＡ）２５と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２６と、を有している。中間周波数帯モジュール２２は、位相検出器１１と、加算器１２と、電源３６と、増幅器３７と、増幅器３８と、を有している。位相検出器１１は、ＰＬＬ ＩＣ２７とループフィルタ２８とを有している。加算器１２は、抵抗２９乃至３３と、オペアンプ３４と、オペアンプ３５と、を有している。
【００３２】
電圧制御発振器１０と、混合器２３と、混合器２４と、電力増幅器（ＰＡ）２５と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２６とは、高周波数帯モジュール２１用の筺体内に収納されている。ここで、高周波数帯モジュール２１用の筺体は、金属によって形成され、電圧制御発振器１０と、混合器２３と、混合器２４と、電力増幅器（ＰＡ）２５と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２６とをシールドしている。また、高周波数帯モジュール２１用の筺体の電位をＧＮＤ１とする。位相検出器１１と、加算器１２と、電源３６と、増幅器３７と、増幅器３８とは、中間周波数帯モジュール２２用の筺体内に収納されている。ここで、中間周波数帯モジュール２２用の筺体は、金属によって形成され、位相検出器１１と、加算器１２と、電源３６と、増幅器３７と、増幅器３８とをシールドしている。また、筺体の電位を基準接地電位１３とする。
【００３３】
高周波数帯モジュール２１用の筺体と、中間周波数帯モジュール２２用の筺体とは、例えばそれぞれの筺体をネジ止めすることによって接続されている。もしくはそれぞれの筺体の間がコネクタにより接続されてもよい。従って、筺体間には抵抗１４が発生する。すなわち、筺体の接続抵抗が、抵抗１４となる。
【００３４】
電圧制御発振器１０は、加算器１２から入力される入力電圧の変化に応じて変化する周波数信号を混合器２３及び混合器２４へ出力する。混合器２３は、電圧制御発振器１０から入力される周波数信号を用いて、中間周波数帯モジュール２２の増幅器３７から入力される中間周波数信号を、高周波信号へ変換する。ＰＡ２５は、混合器２３によって生成された高周波信号の電力を増幅し、外部装置へ出力する。ＰＡ２５は、外部装置へ出力する信号がない場合は、ＯＦＦ状態に設定され、外部装置へ出力する信号がある場合は、ＯＮ状態に設定される。ＬＮＡ２６には、外部装置から高周波信号が入力される。混合器２４は、ＬＮＡ２６から出力された高周波信号を、中間周波数信号へ変換する。混合器２４は、中間周波数信号を中間周波数帯モジュール２２の増幅器３８へ出力する。
【００３５】
ＰＬＬ ＩＣ２７は、電圧制御発振器１０から出力される出力周波数信号を取得する。ＰＬＬ ＩＣ２７は、取得した出力周波数信号の位相と、基準周波数信号の位相とを比較する。ＰＬＬ ＩＣ２７は、比較結果に応じた出力電圧を出力する。つまり、ＰＬＬ ＩＣ２７は、出力周波数信号の位相と、基準周波数信号の位相とが同一となるように、出力電圧を制御する。もしくは、ＰＬＬ ＩＣ２７は、出力周波数と、基準周波数とが同一となるように出力電圧を制御する。このように、ＰＬＬ ＩＣ２７は、出力周波数信号の位相と基準周波数信号の位相とを比較する位相比較器の機能と、出力電圧を変化させるチャージポンプ等の機能とを有する回路を備えている。さらに、ＰＬＬ ＩＣ２７は、電圧制御発振器１０から出力される出力周波数信号を分周させる分周器の機能を有する回路を備えてもよい。この場合、位相比較器は、分周された周波数信号の位相と基準周波数信号の位相、もしくは分周された周波数と基準周波数とを比較する。このように分周器としての機能を有し、分周器の分周比率を変化させることで、電圧制御発振器１０から出力される周波数信号の周波数を変化させることができる。ＰＬＬ ＩＣ２７は、ループフィルタ２８へ電圧を出力する。ループフィルタ２８は、出力された電圧を整流し、加算器１２へ出力する。
【００３６】
続いて、加算器１２における回路の構成例について説明する。抵抗２９と抵抗３０とは並列に接続され、抵抗２９と抵抗３０との節点が、抵抗３１に接続されている。さらに、抵抗３１と、抵抗３２と、抵抗３３とは直列に接続されている。また、抵抗２９乃至３３は、全て同じ抵抗値Ｒａを有する。ここで、オペアンプ３４のマイナス端子は、抵抗２９、３０及び３１の節点と接続されている。オペアンプ３４のプラス端子は、ＧＮＤに接地されている。オペアンプ３４の出力端子は、抵抗３１及び３２の節点と接続されている。オペアンプ３５のマイナス端子は、抵抗３２及び３３の節点と接続されている。オペアンプ３５のプラス端子は、ＧＮＤに接地されている。オペアンプ３５の出力端子は、抵抗３３及び電圧制御発振器１０と接続されている。
【００３７】
ループフィルタ２８から出力される電圧Ｖｔは、加算器１２の抵抗３０へ入力される。また、高周波数帯モジュール２１の筺体は、加算器１２の抵抗２９の一端と接続される。すなわち、抵抗２９の一端の電位は、ＧＮＤ１になる。オペアンプ３４のマイナス端子は、仮想短絡によりプラス端子のＧＮＤと同電位となる。そのため、抵抗２９に流れる電流は、ＧＮＤ１／Ｒａとなる。同様に、抵抗３０に流れる電流は、Ｖｔ／Ｒａとなる。オペアンプ３４の入力インピーダンスは十分大きいため、抵抗２９及び３０に流れる電流は、全て抵抗３１に流れるものとみなされる。そのため、オペアンプ３４の出力ＯＰ３４＿ｏｕｔは、ＯＰ３４＿ｏｕｔ＝−Ｒａ×{（ＧＮＤ１／Ｒａ）＋（Ｖｔ／Ｒａ）}＝−（ＧＮＤ１＋Ｖｔ）となる。さらに、オペアンプ３５のマイナス端子も仮想短絡によりプラス端子のＧＮＤと同電位となるため、抵抗３２に流れる電流は、−（ＧＮＤ１＋Ｖｔ）／Ｒａとなる。オペアンプ３５の入力インピーダンスは十分大きいため、抵抗３２に流れる電流は、全て抵抗３３に流れるものとみなされる。そのため、オペアンプ３５の出力ＯＰ３５＿ｏｕｔは、ＯＰ３５＿ｏｕｔ＝−Ｒａ×｛−（ＧＮＤ１＋Ｖｔ）／Ｒａ｝＝ＧＮＤ１＋Ｖｔとなる。つまり、加算器１２は、ループフィルタ２８の出力Ｖｔと、高周波数帯モジュール２１のＧＮＤ１とを加算した結果を出力している。
【００３８】
ここで、ＯＰ３５＿ｏｕｔは、電圧制御発振器１０の電圧端子に印加される電圧である。高周波数帯モジュール２１の接地電位は、ＧＮＤ１である。そのため、電圧制御発振器１０における周波数制御電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）は、Ｖｔ（ＶＣＯ）＝ＯＰ３５＿ｏｕｔ−ＧＮＤ１となる。ＯＰ３５＿ｏｕｔ＝ＧＮＤ１＋Ｖｔであるため、Ｖｔ（ＶＣＯ）＝Ｖｔとなる。これより、ＰＡ２５や、ＬＮＡ２６の電源がＯＮからＯＦＦもしくはＯＦＦからＯＮに切り替えられ、無線通信装置内の電流、つまり、抵抗１４に流れる電流値が変化しても、周波数制御電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）が一定に保たれるように動作する。図３を用いて、ＰＡ２５の電源がＯＮからＯＦＦに切り替えられた場合の、ＧＮＤ１、ＯＰ３５＿ｏｕｔ、Ｖｔ（ＶＣＯ）の変化の様子を説明する。
【００３９】
ＰＡ２５は、時間ｔ＿１にＯＮからＯＦＦに切り替えられる。ＰＡ２５がＯＮ状態の場合、基準接地電位１３に流れる電流は、２ｉであり、ＰＡ２５がＯＦＦ状態の場合、基準接地電位１３に流れる電流は、ｉとなる。そのため、ＧＮＤ１は、中間周波数帯モジュール２２の基準接地電位１３に対して、ＰＡ２５がＯＮ状態の場合、２ｉ×Ｒだけ高くなり、ＰＡ２５がＯＦＦ状態の場合、ｉ×Ｒだけ高くなる。ＯＰ３５＿ｏｕｔは、ｔ＿１においてＧＮＤ１が減少した分だけ、ＰＡ２５がＯＦＦ状態の場合に出力電圧が減少する。ループフィルタ２８から出力される出力電圧Ｖｔと、周波数制御電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）は、Ｖｔ（ＶＣＯ）＝Ｖｔの関係にあるため、同じ値を有する。また、Ｖｔは、電圧制御発振器１０から出力される出力周波数と、基準周波数との位相差に対して出力される電圧であるため、ＰＡ２５のＯＮ状態とＯＦＦ状態との切り替えにより、変化しない。そのため、Ｖｔ及びＶｔ（ＶＣＯ）は、時間ｔ＿１を境に値は変化せず、一定値を保っている。
【００４０】
以上説明したように、電圧制御発振器１０と、位相検出器１１及び加算器１２とが異なるモジュールとして構成される装置において、高周波数帯モジュール２１と中間周波数帯モジュール２２との接地電位の電位差が変動する場合、高周波数帯モジュール２１の接地電位ＧＮＤ１と、出力電圧Ｖｔとを加算した電圧を用いて、電圧制御発振器１０の周波数制御を行うことにより、接地電位の電位差による周波数変動を抑えることができる。
【００４１】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
【符号の説明】
【００４２】
１０ 電圧制御発振器
１１ 位相検出器
１２ 加算器
１３ 基準接地電位
１４ 抵抗
２１ 高周波数帯モジュール
２２ 中間周波数帯モジュール
２３、２４ 混合器
２５ ＰＡ
２６ ＬＮＡ
２７ ＰＬＬ ＩＣ
２８ ループフィルタ
２９〜３３ 抵抗
３４、３５ オペアンプ
３６ 電源
３７、３８ 増幅器
【技術分野】
【０００１】
本発明は周波数制御回路及び出力周波数制御方法に関し、特にＰＬＬ回路を備える周波数制御回路と、ＰＬＬ回路を用いた出力周波数制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波無線通信装置は、高周波帯の電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、混合器（ＭＩＸ）と、送信最終段増幅器である電力増幅器(ＰＡ)と、中間周波数帯の電力増幅器と、電源等、それぞれの機能を有する複数の回路により構成される。これらの内のいくつかの機能を集め、数点の機能部品(モジュール)として構成し、組み立てる場合がある。
【０００３】
この場合、各モジュール間の接地電位（ＧＮＤ）は、モジュール間を、コネクタを用いて接続することによって、または、ＧＮＤとして用いられているモジュールの筐体同士をネジ留めすることによって接続される。ここで、図４を用いてマイクロ波無線通信装置の一例を示す。
【０００４】
図４のマイクロ波無線通信装置は、ＶＣＯ１２０と、送信ＭＩＸ１３０と、受信ＭＩＸ１４０と、ＰＡ１５０と、受信初段増幅器である低雑音増幅器(ＬＮＡ)１６０と、を用いて構成される高周波数帯モジュール１１０を備えている。さらに、マイクロ波無線通信装置は、中間周波数帯の増幅器２２０と、中間周波数帯の増幅器２３０と、電源回路２４０と、ＰＬＬ回路２５０と、を用いて構成されるモジュール２１０とを備えている。
【０００５】
モジュール１１０とモジュール２１０との間における信号又は電源等は、コネクタを用いて入出力されている。高周波数帯のモジュール１１０は、高周波信号を扱うため、使用される基板は高周波用基板となる。高周波用基板は、中間周波数帯にて使用する基板と比較し高価であるため、モジュール１１０に組み込む機能を絞り、面積を狭くする必要がある。そのため、ＶＣＯ１２０へ入力する電圧を生成するＰＬＬ回路２５０や、モジュール１１０に電源供給する電源回路２４０のように高周波信号を処理しない機能は、モジュール２１０に配置される。これにより、電源回路２４０とモジュール１１０とは、モジュール１１０とモジュール２１０との間に設けられるコネクタにより接続される構成となっている。
【０００６】
ＶＣＯ１２０は、周波数制御電圧端子に印加された電圧により、出力周波数の制御を行う。周波数制御電圧端子に印可される電圧ＶｔはＰＬＬ回路２５０より出力される。
【０００７】
特許文献１には、上述したＰＬＬ回路と、ＶＣＯと、を含む回路の構成例が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００７−１５８７３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ここで、図５のマイクロ波無線通信装置を用いて、発生する課題について説明する。モジュール２１０は、中間周波数帯の増幅器２２０と、中間周波数帯の増幅器２３０と、ＰＬＬ ＩＣ２６０と、ループフィルタ２７０と、電源回路２４０と、を備えている。ＰＬＬ ＩＣ２６０は、位相比較器、チャージポンプ、分周器等の機能を有する。
【００１０】
モジュール１１０は、ＶＣＯ１２０と、送信ＭＩＸ１３０と、受信ＭＩＸ１４０と、送信ＰＡ１５０と、ＬＮＡ１６０と、を備えている。ここで、装置の消費電力を抑え、不要な信号を出力しないために、送信ＰＡ１５０の電源は、送信信号がない場合ＯＦＦに設定されている。また、モジュール１１０及びモジュール２１０のＧＮＤは、それぞれの筐体をネジ止めすることにより接続されている。この場合、モジュール１１０の接地電位とモジュール２１０の接地電位との間には、筐体の接触による抵抗３１０が生じる。
【００１１】
抵抗３１０の抵抗値をＲとし、抵抗３１０に流れている電流をＩとすると、Ｖ＝ＲＩにて計算される電位差が生ずる。よって、モジュール２１０の接地電位を基準とした場合、モジュール１１０の接地電位は、厳密にはモジュール２１０の接地電位と等電位ではない。モジュール１１０の接地電位をＧＮＤ１とする。
【００１２】
ここで、ＶＣＯ１２０の周波数制御電圧端子は、ループフィルタ２７０の出力電圧Ｖｔが印加されている。この周波数制御電圧Ｖｔは、モジュール２１０のＰＬＬ ＩＣ２６０内部の位相比較器により検出された位相差に対してＰＬＬ ＩＣ２６０から出力される電圧が、ループフィルタ２７０を介して平均化された後の電圧値である。モジュール１１０の接地電位は、ＧＮＤ１である。そのため、ＶＣＯ１２０に対する周波数制御電圧は、Ｖｔ−ＧＮＤ１となる。これより、ＶＣＯ１２０は、Ｖｔ−ＧＮＤ１に対応する周波数の信号を出力する。この、ＶＣＯ１２０に対する周波数制御電圧をＶｔ（ＶＣＯ）とする。
【００１３】
送信ＰＡ１５０の電源が時間ｔ＿１にＯＮからＯＦＦに変動した場合のＧＮＤ１、Ｖｔ、Ｖｔ（ＶＣＯ）のそれぞれの電圧の変化を図６に示す。送信ＰＡ１５０の電源がＯＮの時に、抵抗３１０に流れる電流をＩ＝２ｉ、送信ＰＡ１５０の電源がＯＦＦ時に抵抗３１０に流れる電流をＩ＝ｉとする。Ｖｔは、ＶＣＯ１２０から出力される周波数の位相差に対して出力される電圧である。そのため、時間ｔ＿１では、Ｖｔは、モジュール１１０の送信ＰＡ１５０の電源がＯＮ状態及びＯＦＦ状態に切り替えられることにより変化しない。
【００１４】
また、モジュール１１０の送信ＰＡ１５０の電源がＯＮからＯＦＦに変化すると、モジュール１１０とモジュール２１０との間の抵抗３１０に流れる電流が変化する。抵抗３１０に流れる電流の変化に伴い、抵抗３１０に発生する電圧も変化する。そのため、モジュール１１０の送信ＰＡ１５０の電源がＯＮからＯＦＦに変化すると、ＧＮＤ１の値は、変化する。
【００１５】
図６に示した例では、送信ＰＡ１５０の電源がＯＮからＯＦＦに変化することにより、モジュール１１０に流れる電流は、送信ＰＡ１５０の電源がＯＮ状態のときと比較して１／２となっている。そのため、ＧＮＤ１の値も２ｉ×Ｒからｉ×Ｒへと１／２となる。図６より、送信ＰＡ１５０の電源がＯＮの時のＶｔ（ＶＣＯ）は、Ｖｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＮ＝Ｖｔ−２ｉ×Ｒであり、送信ＰＡ１５０の電源がＯＦＦとなった瞬間(時間ｔ＿１)のＶｔ（ＶＣＯ）は、Ｖｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＦＦ＝Ｖｔ−ｉ×Ｒである。
【００１６】
図７にＶＣＯ１２０の出力周波数と、ＶＣＯに対する周波数制御電圧との特性の一例を示す。ＶＣＯ１２０に対する周波数制御電圧がＶｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＮからＶｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＦＦに変化すると、出力周波数がＦ＿ＰＡＯＮからＦ＿ＰＡＯＦＦに変化する。出力周波数が変動した後のＶｔ、Ｖｔ（ＶＣＯ）の変化について再び図６を用いて説明する。周波数が変化したことにより、ＰＬＬ ＩＣ２６０内部の位相比較器で位相差が検出され、位相差に対してＰＬＬ ＩＣ２６０より出力される電圧が変化する。Ｖｔは、ループ回路の特性に従って変化し、Ｖｔ（ＶＣＯ）の電圧は時間ｔ＿１からｔ＿２にてＶｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＦＦからＶｔ（ＶＣＯ）＿ＰＡＯＮに戻る。これにより出力周波数もＦ＿ＰＡＯＦＦからＦ＿ＰＡＯＮに戻る。送信ＰＡ１５０の電源が時間ｔ＿１にＯＮからＯＦＦに変動した場合の周波数変化を図８に示す。出力周波数が時間ｔ＿１にＦ＿ＰＡＯＮからＦ＿ＰＡＯＦＦへ変動し、その後、時間ｔ＿１からｔ＿２にて再びＦ＿ＰＡＯＮに戻る。上述したように、送信ＰＡ１５０の電源の状態が変化した時に、モジュール１１０の接地電位（ＧＮＤ１）が変化する。それにより、ＶＣＯ１２０に対する周波数制御電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）が変化し、ＶＣＯの出力周波数が変動する。近年のマイクロ波無線通信装置では狭帯域、多値の変調方式が使用される。そのため、図５において説明したＰＬＬ回路を用いてＶＣＯ１２０の出力周波数の制御を行う場合、接地電位の変動に応じて発生する周波数の変動が通信品質の劣化につながるという問題が生じる。
【００１７】
本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、接地電位が変動した場合においても、通信品質の劣化が生じない周波数制御回路及び出力周波数制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の第１の態様にかかる周波数制御回路は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器から出力される出力周波数と基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力電圧を変化させる位相検出器と、前記電圧制御発振器における接地電位と前記位相検出器における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差を、前記出力電圧に加算して前記電圧制御発振器へ出力する加算器と、を備えるものである。
【００１９】
本発明の第２の態様にかかる出力周波数制御方法は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器から出力される出力周波数と、基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力する出力電圧を変化させるステップと、前記出力電圧と、前記電圧制御発振器における接地電位と当該接地電位に抵抗を介して接続される基準接地電位との間の電位差とを加算するステップと、前記加算された電圧を前記電圧制御発振器へ出力するステップと、を備えるものである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明により、接地電位が変動した場合においても、通信品質の劣化が生じない周波数制御回路及び出力周波数制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】実施の形態１にかかる無線通信装置の構成図である。
【図２】実施の形態１にかかる無線通信装置の構成図である。
【図３】実施の形態１にかかる増幅器の電源状態を変化させた時の電圧の変化を示す図である。
【図４】一般的なＰＬＬ回路を用いた無線通信装置の構成図である。
【図５】一般的なＰＬＬ回路を用いた無線通信装置の構成図である。
【図６】一般的なＰＬＬ回路を用いた無線通信装置において、増幅器の電源状態を変化させた時の電圧の変化を示す図である。
【図７】一般的な電圧制御発振器における制御電圧と出力周波数との関係を示す図である。
【図８】一般的なＰＬＬ回路を用いた無線通信装置において、増幅器の電源状態を変化させた時の出力周波数の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１を用いて本発明の実施の形態１にかかる無線通信装置の構成例について説明する。無線通信装置は、電圧制御発振器１０と、位相検出器１１と、加算器１２とを備えている。
【００２３】
電圧制御発振器１０は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる。電圧制御発振器１０は、ＶＣＯ（Voltage Controlled oscillator）と称され、変化する出力周波数を発振周波数とする発振器である。
【００２４】
位相検出器１１は、水晶発振器等（図示せず）、もしくは水晶発振器等から出力された周波数を分周して入力された基準周波数と、電圧制御発振器１０から出力された出力周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力する出力電圧Ｖｔを変化させる。例えば、位相検出器１１は、基準周波数と出力周波数とを比較し、出力周波数と基準周波数とを一致させるように制御するために、出力電圧Ｖｔを変化させる。図７において説明したように、電圧制御発振器１０に入力される電圧が大きくなるほど、出力される周波数が大きくなると仮定すると、位相検出器１１は、基準周波数と比較して出力周波数が小さい場合、出力する電圧Ｖｔを大きくして、電圧制御発振器１０から出力される周波数を大きくするように制御する。
【００２５】
電圧制御発振器１０における接地電位と位相検出器１１における基準接地電位１３との電位差をＧＮＤ１とする。加算器１２は、位相検出器１１から出力される出力電圧Ｖｔと、ＧＮＤ１と、を加算して電圧制御発振器１０へ出力する。ここで、位相検出器１１における基準接地電位１３と、電圧制御発振器１０における接地電位との関係について説明する。例えば、電圧制御発振器１０が、電圧制御発振器１０を備える筺体にねじ留めされることにより接地され、基準接地電位１３も、位相検出器１１を有する筺体にねじ止めされることにより接地されている場合に、それぞれの筺体を接続することにより、接地電位が接続される。この場合、筺体を接続することにより、位相検出器１１における基準接地電位１３と、電圧制御発振器における接地電位との間に、抵抗１４が発生する。抵抗１４の抵抗値をＲ、抵抗１４に流れる電流をＩとすると、電圧制御発振器１０における接地電位は、基準接地電位１３を基準とすると、基準接地電位１３よりも、Ｉ×Ｒ高くなる。
【００２６】
加算器１２は、位相検出器１１から出力される出力電圧Ｖｔと、電位差ＧＮＤ１と、を加算した、Ｖｔ（ＶＣＯ）＝Ｖｔ＋ＧＮＤ１を電圧制御発振器１０へ出力する。
【００２７】
ここで、無線通信装置内の増幅器等（図示せず）のスイッチがＯＮもしくはＯＦＦに切り替えられることにより、無線通信装置内を流れる電流の値が変化する。たとえば、電圧制御発振器１０に増幅器が接続されており、無線通信装置から外部装置へ送信する送信信号が無い場合には、増幅器のスイッチをＯＦＦにする場合について説明する。このように増幅器のスイッチをＯＦＦにすることにより、不要な信号の出力を抑制することができる。
【００２８】
増幅器のスイッチがＯＮ状態の場合に、基準接地電位１３に流れる電流を２ｉとし、増幅器のスイッチがＯＦＦ状態の場合に、基準接地電位１３に流れる電流をｉとする。この場合、抵抗１４において発生する電圧は、増幅器のスイッチがＯＮ状態の場合、２ｉ×Ｒとなり、増幅器のスイッチがＯＦＦ状態の場合、ｉ×Ｒとなる。これにより、増幅器のスイッチがＯＮもしくはＯＦＦに切り替えられることにより、電圧制御発振器１０における接地電位は変化する。
【００２９】
ここで、電圧制御発振器１０における電圧Ｖ（ＶＣＯ）は、加算器１２から入力される電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）から、電圧制御発振器１０における接地電位ＧＮＤ１を減算した、Ｖｔ（ＶＣＯ）−ＧＮＤ１となる。Ｖｔ（ＶＣＯ）＝Ｖｔ＋ＧＮＤ１であることから、Ｖ（ＶＣＯ）＝Ｖｔとなる。これにより、電圧制御発振器１０における電圧Ｖ（ＶＣＯ）は、ＧＮＤ１の値によらず位相検出器１１から出力されるＶｔによって定まる。
【００３０】
以上説明したように、図１における無線通信装置内に加算器１２を設けることにより、位相検出器１１から出力される電圧Ｖｔと、電圧制御発振器１０における接地電位ＧＮＤ１とを加算した電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）を出力することができる。これより、電圧制御発振器１０において、接地電位の変動による出力周波数の変動を抑制することにより、通信品質の劣化を防止することができる。
【００３１】
続いて、図２を用いて本発明の実施の形態１にかかる無線通信装置の詳細な構成例について説明する。無線通信装置は、高周波信号の処理を行う高周波数帯モジュール２１と、中間周波数帯モジュール２２と、を備えている。高周波数帯モジュール２１は、電圧制御発振器１０と、混合器２３と、混合器２４と、電力増幅器（ＰＡ）２５と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２６と、を有している。中間周波数帯モジュール２２は、位相検出器１１と、加算器１２と、電源３６と、増幅器３７と、増幅器３８と、を有している。位相検出器１１は、ＰＬＬ ＩＣ２７とループフィルタ２８とを有している。加算器１２は、抵抗２９乃至３３と、オペアンプ３４と、オペアンプ３５と、を有している。
【００３２】
電圧制御発振器１０と、混合器２３と、混合器２４と、電力増幅器（ＰＡ）２５と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２６とは、高周波数帯モジュール２１用の筺体内に収納されている。ここで、高周波数帯モジュール２１用の筺体は、金属によって形成され、電圧制御発振器１０と、混合器２３と、混合器２４と、電力増幅器（ＰＡ）２５と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２６とをシールドしている。また、高周波数帯モジュール２１用の筺体の電位をＧＮＤ１とする。位相検出器１１と、加算器１２と、電源３６と、増幅器３７と、増幅器３８とは、中間周波数帯モジュール２２用の筺体内に収納されている。ここで、中間周波数帯モジュール２２用の筺体は、金属によって形成され、位相検出器１１と、加算器１２と、電源３６と、増幅器３７と、増幅器３８とをシールドしている。また、筺体の電位を基準接地電位１３とする。
【００３３】
高周波数帯モジュール２１用の筺体と、中間周波数帯モジュール２２用の筺体とは、例えばそれぞれの筺体をネジ止めすることによって接続されている。もしくはそれぞれの筺体の間がコネクタにより接続されてもよい。従って、筺体間には抵抗１４が発生する。すなわち、筺体の接続抵抗が、抵抗１４となる。
【００３４】
電圧制御発振器１０は、加算器１２から入力される入力電圧の変化に応じて変化する周波数信号を混合器２３及び混合器２４へ出力する。混合器２３は、電圧制御発振器１０から入力される周波数信号を用いて、中間周波数帯モジュール２２の増幅器３７から入力される中間周波数信号を、高周波信号へ変換する。ＰＡ２５は、混合器２３によって生成された高周波信号の電力を増幅し、外部装置へ出力する。ＰＡ２５は、外部装置へ出力する信号がない場合は、ＯＦＦ状態に設定され、外部装置へ出力する信号がある場合は、ＯＮ状態に設定される。ＬＮＡ２６には、外部装置から高周波信号が入力される。混合器２４は、ＬＮＡ２６から出力された高周波信号を、中間周波数信号へ変換する。混合器２４は、中間周波数信号を中間周波数帯モジュール２２の増幅器３８へ出力する。
【００３５】
ＰＬＬ ＩＣ２７は、電圧制御発振器１０から出力される出力周波数信号を取得する。ＰＬＬ ＩＣ２７は、取得した出力周波数信号の位相と、基準周波数信号の位相とを比較する。ＰＬＬ ＩＣ２７は、比較結果に応じた出力電圧を出力する。つまり、ＰＬＬ ＩＣ２７は、出力周波数信号の位相と、基準周波数信号の位相とが同一となるように、出力電圧を制御する。もしくは、ＰＬＬ ＩＣ２７は、出力周波数と、基準周波数とが同一となるように出力電圧を制御する。このように、ＰＬＬ ＩＣ２７は、出力周波数信号の位相と基準周波数信号の位相とを比較する位相比較器の機能と、出力電圧を変化させるチャージポンプ等の機能とを有する回路を備えている。さらに、ＰＬＬ ＩＣ２７は、電圧制御発振器１０から出力される出力周波数信号を分周させる分周器の機能を有する回路を備えてもよい。この場合、位相比較器は、分周された周波数信号の位相と基準周波数信号の位相、もしくは分周された周波数と基準周波数とを比較する。このように分周器としての機能を有し、分周器の分周比率を変化させることで、電圧制御発振器１０から出力される周波数信号の周波数を変化させることができる。ＰＬＬ ＩＣ２７は、ループフィルタ２８へ電圧を出力する。ループフィルタ２８は、出力された電圧を整流し、加算器１２へ出力する。
【００３６】
続いて、加算器１２における回路の構成例について説明する。抵抗２９と抵抗３０とは並列に接続され、抵抗２９と抵抗３０との節点が、抵抗３１に接続されている。さらに、抵抗３１と、抵抗３２と、抵抗３３とは直列に接続されている。また、抵抗２９乃至３３は、全て同じ抵抗値Ｒａを有する。ここで、オペアンプ３４のマイナス端子は、抵抗２９、３０及び３１の節点と接続されている。オペアンプ３４のプラス端子は、ＧＮＤに接地されている。オペアンプ３４の出力端子は、抵抗３１及び３２の節点と接続されている。オペアンプ３５のマイナス端子は、抵抗３２及び３３の節点と接続されている。オペアンプ３５のプラス端子は、ＧＮＤに接地されている。オペアンプ３５の出力端子は、抵抗３３及び電圧制御発振器１０と接続されている。
【００３７】
ループフィルタ２８から出力される電圧Ｖｔは、加算器１２の抵抗３０へ入力される。また、高周波数帯モジュール２１の筺体は、加算器１２の抵抗２９の一端と接続される。すなわち、抵抗２９の一端の電位は、ＧＮＤ１になる。オペアンプ３４のマイナス端子は、仮想短絡によりプラス端子のＧＮＤと同電位となる。そのため、抵抗２９に流れる電流は、ＧＮＤ１／Ｒａとなる。同様に、抵抗３０に流れる電流は、Ｖｔ／Ｒａとなる。オペアンプ３４の入力インピーダンスは十分大きいため、抵抗２９及び３０に流れる電流は、全て抵抗３１に流れるものとみなされる。そのため、オペアンプ３４の出力ＯＰ３４＿ｏｕｔは、ＯＰ３４＿ｏｕｔ＝−Ｒａ×{（ＧＮＤ１／Ｒａ）＋（Ｖｔ／Ｒａ）}＝−（ＧＮＤ１＋Ｖｔ）となる。さらに、オペアンプ３５のマイナス端子も仮想短絡によりプラス端子のＧＮＤと同電位となるため、抵抗３２に流れる電流は、−（ＧＮＤ１＋Ｖｔ）／Ｒａとなる。オペアンプ３５の入力インピーダンスは十分大きいため、抵抗３２に流れる電流は、全て抵抗３３に流れるものとみなされる。そのため、オペアンプ３５の出力ＯＰ３５＿ｏｕｔは、ＯＰ３５＿ｏｕｔ＝−Ｒａ×｛−（ＧＮＤ１＋Ｖｔ）／Ｒａ｝＝ＧＮＤ１＋Ｖｔとなる。つまり、加算器１２は、ループフィルタ２８の出力Ｖｔと、高周波数帯モジュール２１のＧＮＤ１とを加算した結果を出力している。
【００３８】
ここで、ＯＰ３５＿ｏｕｔは、電圧制御発振器１０の電圧端子に印加される電圧である。高周波数帯モジュール２１の接地電位は、ＧＮＤ１である。そのため、電圧制御発振器１０における周波数制御電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）は、Ｖｔ（ＶＣＯ）＝ＯＰ３５＿ｏｕｔ−ＧＮＤ１となる。ＯＰ３５＿ｏｕｔ＝ＧＮＤ１＋Ｖｔであるため、Ｖｔ（ＶＣＯ）＝Ｖｔとなる。これより、ＰＡ２５や、ＬＮＡ２６の電源がＯＮからＯＦＦもしくはＯＦＦからＯＮに切り替えられ、無線通信装置内の電流、つまり、抵抗１４に流れる電流値が変化しても、周波数制御電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）が一定に保たれるように動作する。図３を用いて、ＰＡ２５の電源がＯＮからＯＦＦに切り替えられた場合の、ＧＮＤ１、ＯＰ３５＿ｏｕｔ、Ｖｔ（ＶＣＯ）の変化の様子を説明する。
【００３９】
ＰＡ２５は、時間ｔ＿１にＯＮからＯＦＦに切り替えられる。ＰＡ２５がＯＮ状態の場合、基準接地電位１３に流れる電流は、２ｉであり、ＰＡ２５がＯＦＦ状態の場合、基準接地電位１３に流れる電流は、ｉとなる。そのため、ＧＮＤ１は、中間周波数帯モジュール２２の基準接地電位１３に対して、ＰＡ２５がＯＮ状態の場合、２ｉ×Ｒだけ高くなり、ＰＡ２５がＯＦＦ状態の場合、ｉ×Ｒだけ高くなる。ＯＰ３５＿ｏｕｔは、ｔ＿１においてＧＮＤ１が減少した分だけ、ＰＡ２５がＯＦＦ状態の場合に出力電圧が減少する。ループフィルタ２８から出力される出力電圧Ｖｔと、周波数制御電圧Ｖｔ（ＶＣＯ）は、Ｖｔ（ＶＣＯ）＝Ｖｔの関係にあるため、同じ値を有する。また、Ｖｔは、電圧制御発振器１０から出力される出力周波数と、基準周波数との位相差に対して出力される電圧であるため、ＰＡ２５のＯＮ状態とＯＦＦ状態との切り替えにより、変化しない。そのため、Ｖｔ及びＶｔ（ＶＣＯ）は、時間ｔ＿１を境に値は変化せず、一定値を保っている。
【００４０】
以上説明したように、電圧制御発振器１０と、位相検出器１１及び加算器１２とが異なるモジュールとして構成される装置において、高周波数帯モジュール２１と中間周波数帯モジュール２２との接地電位の電位差が変動する場合、高周波数帯モジュール２１の接地電位ＧＮＤ１と、出力電圧Ｖｔとを加算した電圧を用いて、電圧制御発振器１０の周波数制御を行うことにより、接地電位の電位差による周波数変動を抑えることができる。
【００４１】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
【符号の説明】
【００４２】
１０ 電圧制御発振器
１１ 位相検出器
１２ 加算器
１３ 基準接地電位
１４ 抵抗
２１ 高周波数帯モジュール
２２ 中間周波数帯モジュール
２３、２４ 混合器
２５ ＰＡ
２６ ＬＮＡ
２７ ＰＬＬ ＩＣ
２８ ループフィルタ
２９〜３３ 抵抗
３４、３５ オペアンプ
３６ 電源
３７、３８ 増幅器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器から出力される出力周波数と基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力電圧を変化させる位相検出器と、
前記電圧制御発振器における接地電位と前記位相検出器における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差を、前記出力電圧に加算して前記電圧制御発振器へ出力する加算器と、を備える周波数制御回路。
【請求項２】
前記加算器は、
前記電圧制御発振器における接地電位と前記位相検出器における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差と、前記出力電圧とを、一方の入力端子に入力する演算増幅器を有する、請求項１記載の周波数制御回路。
【請求項３】
入力される中間周波数帯の周波数を用いた信号に、前記電圧制御発振器から出力される出力周波数をかけ合わせることにより、高周波信号を生成する混合器をさらに備える、請求項１又は２記載の周波数制御回路。
【請求項４】
前記電圧制御発振器における接地電位は、前記位相検出器とは異なるモジュールにおける接地電位であり、前記抵抗は、前記電圧制御発振器における接地電位と、前記位相検出器における基準接地電位とを接続することにより発生する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の周波数制御回路。
【請求項５】
入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器から出力される出力周波数と、基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力する出力電圧を変化させるステップと、
前記出力電圧と、前記電圧制御発振器における接地電位と当該接地電位に抵抗を介して接続される基準接地電位との間の電位差とを加算するステップと、
前記加算された電圧を前記電圧制御発振器へ出力するステップと、を備える出力周波数制御方法。
【請求項１】
入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器から出力される出力周波数と基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力電圧を変化させる位相検出器と、
前記電圧制御発振器における接地電位と前記位相検出器における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差を、前記出力電圧に加算して前記電圧制御発振器へ出力する加算器と、を備える周波数制御回路。
【請求項２】
前記加算器は、
前記電圧制御発振器における接地電位と前記位相検出器における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差と、前記出力電圧とを、一方の入力端子に入力する演算増幅器を有する、請求項１記載の周波数制御回路。
【請求項３】
入力される中間周波数帯の周波数を用いた信号に、前記電圧制御発振器から出力される出力周波数をかけ合わせることにより、高周波信号を生成する混合器をさらに備える、請求項１又は２記載の周波数制御回路。
【請求項４】
前記電圧制御発振器における接地電位は、前記位相検出器とは異なるモジュールにおける接地電位であり、前記抵抗は、前記電圧制御発振器における接地電位と、前記位相検出器における基準接地電位とを接続することにより発生する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の周波数制御回路。
【請求項５】
入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器から出力される出力周波数と、基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力する出力電圧を変化させるステップと、
前記出力電圧と、前記電圧制御発振器における接地電位と当該接地電位に抵抗を介して接続される基準接地電位との間の電位差とを加算するステップと、
前記加算された電圧を前記電圧制御発振器へ出力するステップと、を備える出力周波数制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１１−２４４１３９（Ｐ２０１１−２４４１３９Ａ）
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１１３２２７（Ｐ２０１０−１１３２２７）
【出願日】平成２２年５月１７日（２０１０．５．１７）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月１７日（２０１０．５．１７）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
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