発振回路
【課題】発振増幅器の出力側におけるノイズ成分の影響を抑制すると共に、所望の信号成分を得るための発振回路を提供する。
【解決手段】圧電振動子と増幅器を接続して、発振閉ループを形成してなる発振回路であって、増幅器の入力と、圧電振動子との接続点から、発振信号成分を取り出す。
【解決手段】圧電振動子と増幅器を接続して、発振閉ループを形成してなる発振回路であって、増幅器の入力と、圧電振動子との接続点から、発振信号成分を取り出す。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ノイズ成分を抑制する発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電子機器の基本クロック信号発生源として、圧電振動子を用いた発振回路が使用されている。圧電振動子は、水晶、セラミック等が使用されるが、ここでは水晶を用いた場合を例に説明する。例えば、図１１は従来の水晶発振回路の回路構成を示す図であり、増幅器１と、水晶振動子２からなるループによって発振回路を構成し、その信号が増幅器１の出力端からバッファ３を介して出力される。なお、バッファ３の前段から出力信号を取っても良い。
【０００３】
増幅段の中間あるいは終端から信号を取ると、所望の信号成分だけでなく、増幅器１内部のトランジスタや電源等から発生するノイズ成分、あるいは発振回路が組み込まれた他の回路に存在するレギュレータや寄生する共振回路系によるノイズ成分も増幅器１によって増幅されるため、増幅器の出力Ａおよびバッファの出力ＢでのＣＮ比が悪化するという欠点があった。
【０００４】
この欠点を改善するものとして、特許文献１は、水晶振動子の構造を３極とし、その１極から出力信号を取り出すことによって良好な位相雑音特性を得る。
【特許文献１】特開２０００−５９１４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１では、水晶振動子の構造を、３極を有する構成に変更する必要があるため、使用対象が限られると共に部品のコストが高くなる問題がある。
本発明は、圧電振動子の構造を変えずにノイズ成分の影響を抑制することのできる発振回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の第１の態様によれば、圧電振動子と増幅器を接続して、発振閉ループを形成してなる発振回路であって、
前記発振増幅器の入力と、前記圧電振動子との接続点から、発振信号成分を取り出すことを特徴とする発振回路を提供する。
【０００７】
これにより出力信号のノイズ成分を減少できる。
本発明の第２の態様によれば、前記第１の態様において、前記接続点からバッファを介して出力信号を出力する。
【０００８】
これにより、出力信号のノイズを低減できることに加えて、発振回路の後段の影響を受けずに発振動作を行うことができる。
本発明の第３の態様によれば、前記増幅器はインバータであり、圧電振動子の両端と接地間には容量素子を接続する。
【０００９】
これによりノイズの低減を図ると共に帰還ループの特性も調整できる。
本発明の第４の態様によれば、第１のバンドパスフィルタとこの出力に接続された第１のインバータと一端が第１のインバータの出力に接続されると共に他端が前記第１のバンドパスフィルタに接続された圧電振動子からなる第１の発振回路と、
第２のバンドパスフィルタとこの出力に接続された第２のインバータとこの第２のインバータの出力は前記圧電振動子の一端に接続され、前記第２のバンドパスフィルタの入力は前記圧電振動子の他端に接続された第２の発振回路と、
前記圧電振動子の他端に接続され出力信号を出力するバッファからなるデュアルモード発振回路を提供する。
【００１０】
これにより、ノイズの低減されたディアルモード発振回路を提供する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の水晶発振回路によれば、発振回路の出力信号のノイズ成分が抑制されるので、ＣＮ比を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、本発明の水晶発振回路は、例えば移動体通信等の基地局用の発振器等に使用される。
図１は、本発明の水晶発振回路における第１の実施形態を示す図である。水晶発振回路は、増幅器１と、水晶振動子２から発振閉ループを備える。
【００１３】
増幅器１の出力は、水晶振動子２の一端と接続され、水晶振動子２の他端は増幅器１の非反転入力端子に接続されることで、正帰還回路を構成している。また、増幅器１の非反転入力端子と水晶振動子２の接続点Ｅは、バッファ５の入力端子と接続され、バッファ５の出力端から出力信号が出力される。
【００１４】
水晶振動子２は、たとえばＳＣカットのものを用いる。
バッファ５は、入力は高インピーダンスであり、出力は低インピーダンスであるので、後段の回路の影響を前段に伝えない。これにより例えば負性抵抗を乱すことで発振停止となるのを防ぐ。負性抵抗とは電流−電圧特性の傾きが負になっている現象をいい、この負性抵抗を、増幅器で形成した回路によれば、発振を持続させる発振回路を実現できる。
【００１５】
ここで、増幅器１内部のトランジスタや電源等から発生するノイズ成分、あるいは回路に寄生する共振回路系によるノイズ成分あるいはフロアノイズは、Ｑ値の高い水晶振動子２が備えた狭帯域フィルタとしての機能から、信号成分は通過するが、ノイズ成分の内通過帯域以外の周波数成分は遮断されて、増幅器１に帰還しない。すなわちＱ値の高い水晶振動子２を含む帰還回路の特性によって発振周波数帯における発振周波数近傍以外のノイズ成分を通しにくくするため、通過帯域成分は通過するが、通過帯域成分以外は遮断されて、増幅器１に帰還しない。そこで本実施形態では、信号成分を増幅器１の入力端から取り出すことによって、上記各種のノイズ成分が出力信号に影響することを回避する。
【００１６】
したがって、出力信号において、ノイズ成分が従来より少なくなるので、発振周波数におけるＣＮ比を向上させることができる。
なお、上記実施形態では振動子として水晶を用いたが、これに限定されるものではなく、セラミック振動子を用いてもよい。
【００１７】
図２は、本発明の水晶発振回路における第２の実施形態を示す図である。水晶発振回路は、インバータ６と、水晶振動子２と、コンデンサ３，４と、バッファ５を備える。
インバータ６は、例えばＣＭＯＳ論理素子と同じ構造をした増幅素子であり、その出力側は、水晶振動子２の一端が接続されている。水晶振動子２の他端は、インバータ６の入力側に接続されている。水晶振動子２の両端には、それぞれ発振動作の安定化用であり、且つフィルタ特性を有するコンデンサ３，４の一端が接続され、これらのコンデンサ３，４の他端は接地電位ＧＮＤに接続されている。また、インバータ６の入力側はバッファ５の入力側に接続され、バッファ５の出力側に出力端子を設ける。
【００１８】
ここで水晶振動子２は、主としてインダクタ成分として機能しており、たとえばＳＣカットのＯＣＸＯを用いる。
第２の実施形態では、増幅器としてインバータ６を使用している。
【００１９】
このインバータ６は、例えばＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタがゲート共通に接続されたＣＭＯＳ回路で構成される。インバータ６の前段から、出力信号がバッファ５を介して出力される。
【００２０】
第２の実施態様も第１の実施態様と同様の効果を奏するが、その原理を以下に詳しく述べる。
図２に示す発振回路を図３に示すように閉ループ回路として複素周波数領域（ｓ＝ｊω）にて一般的に表現すると、
【００２１】
【数１】
【００２２】
発振しているときは入力はないので
【００２３】
【数２】
【００２４】
を考慮して、
【００２５】
【数３】
【００２６】
となり、発振しているときはループ利得＝１、すなわちA(s)β(s)=1となる。ここで水晶振動子とインバータ間の接続点すなわち本発明における出力点の信号Z(s)とする。
【００２７】
【数４】
【００２８】
上記を前提に本発明の第２の実施態様の回路の等価回路を解析する。上記等価回路は図４のようになる。
水晶振動子のインピーダンスZCとすると、
【００２９】
【数５】
【００３０】
となる。
一般的に有理化すると
【００３１】
【数６】
【００３２】
の狭帯域に入るノイズ成分は極めて少なくその狭帯域以外のノイズ成分はカットされ、水晶振動子を通過しない。
これにより発振に必要な帰還特性とノイズ除去に必要なフィルタ特性を満足するように帰還回路の素子定数を決めて発振回路を構成し、インバータの入力端から出力信号を取り出す。したがって所望の発振安定度とノイズ低減の両方を実現できる。
【００３３】
図６は本発明の水晶発振回路の第３の実施形態を示す図である。
バッファ１、水晶振動子２、バッファ５を設けた第１の実施形態に対して、さらにバリキャップコンデンサ１０をバッファ１の出力端と水晶振動子２の一端に接続したものである。バリキャップコンデンサ１０は、電圧によりその容量が変わるので、これにより発振周波数を調整でき、且つ帰還回路の素子定数を決めることによりノイズ除去に適するようにフィルタ特性も調整できる。
【００３４】
第３の実施形態も、バッファ１の入力端からバッファ５を介して出力するので、第１の実施形態と同様の効果を奏する。
図７は第４の実施例を示す図である。第４の実施例は第１の実施形態において、バッファ１と水晶振動子２の間に、コンデンサ１１を設けそのコンデンサ１１の一端は、コンデンサ１２を介して、バリキャップコンデンサ１３の一端に接続される。バリキャップコンデンサ１３の一端と接地間には抵抗１４が接続される。コンデンサ１１の他端はコンデンサ１５を介してバリキャップコンデンサ１３の他端に接続される。バリキャップコンデンサ１３の他端と接地との間にはコンデンサ１６が接続されると共に抵抗１７を介してＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｇｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）電圧が入力される。これによりＡＦＣ回路を構成し、バリキャップコンデンサ１６の容量がＡＦＣ電圧により可変となるので、発振回路の発振周波数が調整される。さらに、ＡＦＣ回路と水晶振動子２との合成の伝達特性が得られる。これによって水晶振動子２を通過するノイズの周波数成分がその通過域以外のところでカットされるが、ノイズカットと水晶振動子の周波数特性が最適になるように、水晶振動子とＡＦＣ回路の合成の伝達特性を選択可能となる。
【００３５】
図８は本発明の水晶振動子の第５の実施形態を示す図である。
インバータ６、水晶振動子２、コンデンサ３、４、バッファ５を設けた第２の実施形態に対してさらにバッファ５の前段にバンドパスフィルタ２１を設けたものである。
【００３６】
第４の実施形態は第２の実施形態と同様の効果を奏することに加えてバンドパスフィルタ２１により、さらに雑音等の不要波が除去されるのでより雑音の少ない出力信号を出力できる。
【００３７】
図９は第６の実施形態を示すものである。第２の実施形態において、水晶振動子とコンデンサ４との間に抵抗３１、３２を直列接続し、その抵抗３１と３２の中点とアース間にバリキャップコンデンサ３３を接続してなるＡＦＣ回路を構成する。そして抵抗３２の他端にはＡＦＣ信号を加えることにより、バリキャップコンデンサ３３の容量を可変にして水晶発振回路の発振周波数を調整するものである。これにより第６の実施例は第２の実施例と同様の効果を奏する。
【００３８】
図１０は本発明の第７の実施形態としてデュアルモード発振回路を示す図である。
第１のバンドパスフィルタ４１の出力は第１のインバータ４２に接続される。
第２のバンドパスフィルタ４３の出力は第２のインバータ４４に接続される。第１、第２のインバータ４２、４４の出力は抵抗を介して共通接続されて、バリキャップコンデンサ４５を介して水晶振動子４６の一端に接続される。水晶振動子４４の他端はバンドパスフィルタ４１、４３の入力に共通接続されると共にバッファ４６を介して出力される。バンドパスフィルタ４１は位相を１８０度遅らせることができるので、インバータ３２と組み合わせることにより正帰還回路を構成し、水晶振動子４６と共に第１のモード例えばＣモードオーバートーンで発振する第１の発振回路５１を構成する。バンドパスフィルタ４３とインバータ４４は同様に、正帰還回路を構成し、水晶振動子４６と共に第２のモード、例えばＢモードオーバートーンで発振する第２の発振回路５２を構成する。第１の発振回路５１と第２の発振回路５２とは混変調信号を出力するデュアルモード発振回路である。水晶振動子４６は、Ｑが高いので、特定の周波数しか通過しないので、ノイズの特定通過以外の周波数成分はカットされ、かつバンドパスフィルタ４１、４３により帰還ループ内のノイズカットも調整できるので、出力信号はノイズの逓減された信号が出力される。なおバリキャップコンデンサ４５は、容量を可変にして発振回路の発振周波数を同様に調整するとともに帰還ループ内のノイズも減少するように調整できる。
【００３９】
なお、上記実施形態では水晶振動子としてＳＣカットを用いたが、これに限定されるものではなく、ＡＴカットを用いてもよい。
また本発明は、以上に述べた実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の構成を取ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の水晶発振回路における第１の実施形態を示す図である。
【図２】本発明の水晶発振回路における第２の実施形態を示す図である。
【図３】第２の実施形態の原理を説明するための発振回路の一般的回路図。
【図４】第２の実施形態の等価回路図。
【図５】第２の実施形態における水晶振動子の周波数通過特性を示す図。
【図６】本発明の水晶発振回路の第３の実施形態を示す図。
【図７】本発明の水晶発振回路の第４の実施形態を示す図。
【図８】本発明の水晶発振回路の第５の実施形態を示す図。
【図９】本発明の水晶発振回路の第６の実施形態を示す図。
【図１０】本発明の水晶発振回路の第７の実施形態を示す図。
【図１１】従来の水晶発振回路の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
１ 増幅器
２ 水晶振動子
３，４ コンデンサ
５ バッファ
６ インバータ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ノイズ成分を抑制する発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電子機器の基本クロック信号発生源として、圧電振動子を用いた発振回路が使用されている。圧電振動子は、水晶、セラミック等が使用されるが、ここでは水晶を用いた場合を例に説明する。例えば、図１１は従来の水晶発振回路の回路構成を示す図であり、増幅器１と、水晶振動子２からなるループによって発振回路を構成し、その信号が増幅器１の出力端からバッファ３を介して出力される。なお、バッファ３の前段から出力信号を取っても良い。
【０００３】
増幅段の中間あるいは終端から信号を取ると、所望の信号成分だけでなく、増幅器１内部のトランジスタや電源等から発生するノイズ成分、あるいは発振回路が組み込まれた他の回路に存在するレギュレータや寄生する共振回路系によるノイズ成分も増幅器１によって増幅されるため、増幅器の出力Ａおよびバッファの出力ＢでのＣＮ比が悪化するという欠点があった。
【０００４】
この欠点を改善するものとして、特許文献１は、水晶振動子の構造を３極とし、その１極から出力信号を取り出すことによって良好な位相雑音特性を得る。
【特許文献１】特開２０００−５９１４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１では、水晶振動子の構造を、３極を有する構成に変更する必要があるため、使用対象が限られると共に部品のコストが高くなる問題がある。
本発明は、圧電振動子の構造を変えずにノイズ成分の影響を抑制することのできる発振回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の第１の態様によれば、圧電振動子と増幅器を接続して、発振閉ループを形成してなる発振回路であって、
前記発振増幅器の入力と、前記圧電振動子との接続点から、発振信号成分を取り出すことを特徴とする発振回路を提供する。
【０００７】
これにより出力信号のノイズ成分を減少できる。
本発明の第２の態様によれば、前記第１の態様において、前記接続点からバッファを介して出力信号を出力する。
【０００８】
これにより、出力信号のノイズを低減できることに加えて、発振回路の後段の影響を受けずに発振動作を行うことができる。
本発明の第３の態様によれば、前記増幅器はインバータであり、圧電振動子の両端と接地間には容量素子を接続する。
【０００９】
これによりノイズの低減を図ると共に帰還ループの特性も調整できる。
本発明の第４の態様によれば、第１のバンドパスフィルタとこの出力に接続された第１のインバータと一端が第１のインバータの出力に接続されると共に他端が前記第１のバンドパスフィルタに接続された圧電振動子からなる第１の発振回路と、
第２のバンドパスフィルタとこの出力に接続された第２のインバータとこの第２のインバータの出力は前記圧電振動子の一端に接続され、前記第２のバンドパスフィルタの入力は前記圧電振動子の他端に接続された第２の発振回路と、
前記圧電振動子の他端に接続され出力信号を出力するバッファからなるデュアルモード発振回路を提供する。
【００１０】
これにより、ノイズの低減されたディアルモード発振回路を提供する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の水晶発振回路によれば、発振回路の出力信号のノイズ成分が抑制されるので、ＣＮ比を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、本発明の水晶発振回路は、例えば移動体通信等の基地局用の発振器等に使用される。
図１は、本発明の水晶発振回路における第１の実施形態を示す図である。水晶発振回路は、増幅器１と、水晶振動子２から発振閉ループを備える。
【００１３】
増幅器１の出力は、水晶振動子２の一端と接続され、水晶振動子２の他端は増幅器１の非反転入力端子に接続されることで、正帰還回路を構成している。また、増幅器１の非反転入力端子と水晶振動子２の接続点Ｅは、バッファ５の入力端子と接続され、バッファ５の出力端から出力信号が出力される。
【００１４】
水晶振動子２は、たとえばＳＣカットのものを用いる。
バッファ５は、入力は高インピーダンスであり、出力は低インピーダンスであるので、後段の回路の影響を前段に伝えない。これにより例えば負性抵抗を乱すことで発振停止となるのを防ぐ。負性抵抗とは電流−電圧特性の傾きが負になっている現象をいい、この負性抵抗を、増幅器で形成した回路によれば、発振を持続させる発振回路を実現できる。
【００１５】
ここで、増幅器１内部のトランジスタや電源等から発生するノイズ成分、あるいは回路に寄生する共振回路系によるノイズ成分あるいはフロアノイズは、Ｑ値の高い水晶振動子２が備えた狭帯域フィルタとしての機能から、信号成分は通過するが、ノイズ成分の内通過帯域以外の周波数成分は遮断されて、増幅器１に帰還しない。すなわちＱ値の高い水晶振動子２を含む帰還回路の特性によって発振周波数帯における発振周波数近傍以外のノイズ成分を通しにくくするため、通過帯域成分は通過するが、通過帯域成分以外は遮断されて、増幅器１に帰還しない。そこで本実施形態では、信号成分を増幅器１の入力端から取り出すことによって、上記各種のノイズ成分が出力信号に影響することを回避する。
【００１６】
したがって、出力信号において、ノイズ成分が従来より少なくなるので、発振周波数におけるＣＮ比を向上させることができる。
なお、上記実施形態では振動子として水晶を用いたが、これに限定されるものではなく、セラミック振動子を用いてもよい。
【００１７】
図２は、本発明の水晶発振回路における第２の実施形態を示す図である。水晶発振回路は、インバータ６と、水晶振動子２と、コンデンサ３，４と、バッファ５を備える。
インバータ６は、例えばＣＭＯＳ論理素子と同じ構造をした増幅素子であり、その出力側は、水晶振動子２の一端が接続されている。水晶振動子２の他端は、インバータ６の入力側に接続されている。水晶振動子２の両端には、それぞれ発振動作の安定化用であり、且つフィルタ特性を有するコンデンサ３，４の一端が接続され、これらのコンデンサ３，４の他端は接地電位ＧＮＤに接続されている。また、インバータ６の入力側はバッファ５の入力側に接続され、バッファ５の出力側に出力端子を設ける。
【００１８】
ここで水晶振動子２は、主としてインダクタ成分として機能しており、たとえばＳＣカットのＯＣＸＯを用いる。
第２の実施形態では、増幅器としてインバータ６を使用している。
【００１９】
このインバータ６は、例えばＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタがゲート共通に接続されたＣＭＯＳ回路で構成される。インバータ６の前段から、出力信号がバッファ５を介して出力される。
【００２０】
第２の実施態様も第１の実施態様と同様の効果を奏するが、その原理を以下に詳しく述べる。
図２に示す発振回路を図３に示すように閉ループ回路として複素周波数領域（ｓ＝ｊω）にて一般的に表現すると、
【００２１】
【数１】
【００２２】
発振しているときは入力はないので
【００２３】
【数２】
【００２４】
を考慮して、
【００２５】
【数３】
【００２６】
となり、発振しているときはループ利得＝１、すなわちA(s)β(s)=1となる。ここで水晶振動子とインバータ間の接続点すなわち本発明における出力点の信号Z(s)とする。
【００２７】
【数４】
【００２８】
上記を前提に本発明の第２の実施態様の回路の等価回路を解析する。上記等価回路は図４のようになる。
水晶振動子のインピーダンスZCとすると、
【００２９】
【数５】
【００３０】
となる。
一般的に有理化すると
【００３１】
【数６】
【００３２】
の狭帯域に入るノイズ成分は極めて少なくその狭帯域以外のノイズ成分はカットされ、水晶振動子を通過しない。
これにより発振に必要な帰還特性とノイズ除去に必要なフィルタ特性を満足するように帰還回路の素子定数を決めて発振回路を構成し、インバータの入力端から出力信号を取り出す。したがって所望の発振安定度とノイズ低減の両方を実現できる。
【００３３】
図６は本発明の水晶発振回路の第３の実施形態を示す図である。
バッファ１、水晶振動子２、バッファ５を設けた第１の実施形態に対して、さらにバリキャップコンデンサ１０をバッファ１の出力端と水晶振動子２の一端に接続したものである。バリキャップコンデンサ１０は、電圧によりその容量が変わるので、これにより発振周波数を調整でき、且つ帰還回路の素子定数を決めることによりノイズ除去に適するようにフィルタ特性も調整できる。
【００３４】
第３の実施形態も、バッファ１の入力端からバッファ５を介して出力するので、第１の実施形態と同様の効果を奏する。
図７は第４の実施例を示す図である。第４の実施例は第１の実施形態において、バッファ１と水晶振動子２の間に、コンデンサ１１を設けそのコンデンサ１１の一端は、コンデンサ１２を介して、バリキャップコンデンサ１３の一端に接続される。バリキャップコンデンサ１３の一端と接地間には抵抗１４が接続される。コンデンサ１１の他端はコンデンサ１５を介してバリキャップコンデンサ１３の他端に接続される。バリキャップコンデンサ１３の他端と接地との間にはコンデンサ１６が接続されると共に抵抗１７を介してＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｇｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）電圧が入力される。これによりＡＦＣ回路を構成し、バリキャップコンデンサ１６の容量がＡＦＣ電圧により可変となるので、発振回路の発振周波数が調整される。さらに、ＡＦＣ回路と水晶振動子２との合成の伝達特性が得られる。これによって水晶振動子２を通過するノイズの周波数成分がその通過域以外のところでカットされるが、ノイズカットと水晶振動子の周波数特性が最適になるように、水晶振動子とＡＦＣ回路の合成の伝達特性を選択可能となる。
【００３５】
図８は本発明の水晶振動子の第５の実施形態を示す図である。
インバータ６、水晶振動子２、コンデンサ３、４、バッファ５を設けた第２の実施形態に対してさらにバッファ５の前段にバンドパスフィルタ２１を設けたものである。
【００３６】
第４の実施形態は第２の実施形態と同様の効果を奏することに加えてバンドパスフィルタ２１により、さらに雑音等の不要波が除去されるのでより雑音の少ない出力信号を出力できる。
【００３７】
図９は第６の実施形態を示すものである。第２の実施形態において、水晶振動子とコンデンサ４との間に抵抗３１、３２を直列接続し、その抵抗３１と３２の中点とアース間にバリキャップコンデンサ３３を接続してなるＡＦＣ回路を構成する。そして抵抗３２の他端にはＡＦＣ信号を加えることにより、バリキャップコンデンサ３３の容量を可変にして水晶発振回路の発振周波数を調整するものである。これにより第６の実施例は第２の実施例と同様の効果を奏する。
【００３８】
図１０は本発明の第７の実施形態としてデュアルモード発振回路を示す図である。
第１のバンドパスフィルタ４１の出力は第１のインバータ４２に接続される。
第２のバンドパスフィルタ４３の出力は第２のインバータ４４に接続される。第１、第２のインバータ４２、４４の出力は抵抗を介して共通接続されて、バリキャップコンデンサ４５を介して水晶振動子４６の一端に接続される。水晶振動子４４の他端はバンドパスフィルタ４１、４３の入力に共通接続されると共にバッファ４６を介して出力される。バンドパスフィルタ４１は位相を１８０度遅らせることができるので、インバータ３２と組み合わせることにより正帰還回路を構成し、水晶振動子４６と共に第１のモード例えばＣモードオーバートーンで発振する第１の発振回路５１を構成する。バンドパスフィルタ４３とインバータ４４は同様に、正帰還回路を構成し、水晶振動子４６と共に第２のモード、例えばＢモードオーバートーンで発振する第２の発振回路５２を構成する。第１の発振回路５１と第２の発振回路５２とは混変調信号を出力するデュアルモード発振回路である。水晶振動子４６は、Ｑが高いので、特定の周波数しか通過しないので、ノイズの特定通過以外の周波数成分はカットされ、かつバンドパスフィルタ４１、４３により帰還ループ内のノイズカットも調整できるので、出力信号はノイズの逓減された信号が出力される。なおバリキャップコンデンサ４５は、容量を可変にして発振回路の発振周波数を同様に調整するとともに帰還ループ内のノイズも減少するように調整できる。
【００３９】
なお、上記実施形態では水晶振動子としてＳＣカットを用いたが、これに限定されるものではなく、ＡＴカットを用いてもよい。
また本発明は、以上に述べた実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の構成を取ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の水晶発振回路における第１の実施形態を示す図である。
【図２】本発明の水晶発振回路における第２の実施形態を示す図である。
【図３】第２の実施形態の原理を説明するための発振回路の一般的回路図。
【図４】第２の実施形態の等価回路図。
【図５】第２の実施形態における水晶振動子の周波数通過特性を示す図。
【図６】本発明の水晶発振回路の第３の実施形態を示す図。
【図７】本発明の水晶発振回路の第４の実施形態を示す図。
【図８】本発明の水晶発振回路の第５の実施形態を示す図。
【図９】本発明の水晶発振回路の第６の実施形態を示す図。
【図１０】本発明の水晶発振回路の第７の実施形態を示す図。
【図１１】従来の水晶発振回路の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
１ 増幅器
２ 水晶振動子
３，４ コンデンサ
５ バッファ
６ インバータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子と増幅器を接続して、発振閉ループを形成してなる発振回路であって、
前記増幅器の入力と、前記圧電振動子との接続点から、発振信号成分を取り出すことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記接続点からバッファを介して発振信号成分を取り出すことを特徴とする請求項１記載の発振回路。
【請求項３】
前記増幅器と前記圧電振動子の間に直列に可変容量素子を接続したことを特徴とする請求項２記載の発振回路。
【請求項４】
前記増幅器の出力端と前記圧電振動子の間にＡＦＣ回路を接続したことを特徴とする請求項２記載の発振回路。
【請求項５】
前記増幅器はインバータであり、前記圧電振動素子の入力及び出力端と接地間に容量素子を接続してなる発振回路であって、
前記インバータの入力端にバッファを接続し、このバッファを介して出力することを特徴とする請求項１記載の発振回路。
【請求項６】
前記インバータと前記バッファの間にバンドパスフィルタを接続したことを特徴とする請求項５記載の発振回路。
【請求項７】
前記インバータの出力端と前記圧電振動子の間にＡＦＣ回路を接続したことを特徴とする請求項５記載の発振回路。
【請求項８】
第１のバンドパスフィルタとこの出力に接続された第１のインバータと一端が第１のインバータの出力に接続されると共に他端が前記第１のバンドパスフィルタに接続された圧電振動子からなる第１の発振回路と、
第２のバンドパスフィルタとこの出力に接続された第２のインバータとこの第２のインバータの出力は前記圧電振動子の一端に接続され、前記第２のバンドパスフィルタの入力は前記圧電振動子の他端に接続された第２の発振回路と、
前記圧電振動子の他端に接続され出力信号を出力するバッファからなるデュアルモード発振回路。
【請求項１】
圧電振動子と増幅器を接続して、発振閉ループを形成してなる発振回路であって、
前記増幅器の入力と、前記圧電振動子との接続点から、発振信号成分を取り出すことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記接続点からバッファを介して発振信号成分を取り出すことを特徴とする請求項１記載の発振回路。
【請求項３】
前記増幅器と前記圧電振動子の間に直列に可変容量素子を接続したことを特徴とする請求項２記載の発振回路。
【請求項４】
前記増幅器の出力端と前記圧電振動子の間にＡＦＣ回路を接続したことを特徴とする請求項２記載の発振回路。
【請求項５】
前記増幅器はインバータであり、前記圧電振動素子の入力及び出力端と接地間に容量素子を接続してなる発振回路であって、
前記インバータの入力端にバッファを接続し、このバッファを介して出力することを特徴とする請求項１記載の発振回路。
【請求項６】
前記インバータと前記バッファの間にバンドパスフィルタを接続したことを特徴とする請求項５記載の発振回路。
【請求項７】
前記インバータの出力端と前記圧電振動子の間にＡＦＣ回路を接続したことを特徴とする請求項５記載の発振回路。
【請求項８】
第１のバンドパスフィルタとこの出力に接続された第１のインバータと一端が第１のインバータの出力に接続されると共に他端が前記第１のバンドパスフィルタに接続された圧電振動子からなる第１の発振回路と、
第２のバンドパスフィルタとこの出力に接続された第２のインバータとこの第２のインバータの出力は前記圧電振動子の一端に接続され、前記第２のバンドパスフィルタの入力は前記圧電振動子の他端に接続された第２の発振回路と、
前記圧電振動子の他端に接続され出力信号を出力するバッファからなるデュアルモード発振回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２００７−２７４６４９（Ｐ２００７−２７４６４９Ａ）
【公開日】平成１９年１０月１８日（２００７．１０．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１０１１６８（Ｐ２００６−１０１１６８）
【出願日】平成１８年３月３１日（２００６．３．３１）
【出願人】（０００２３２４８３）日本電波工業株式会社 (1,148)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１０月１８日（２００７．１０．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年３月３１日（２００６．３．３１）
【出願人】（０００２３２４８３）日本電波工業株式会社 (1,148)
【Ｆターム（参考）】
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