電力変換装置
【課題】単相交流電源の零点付近の低電圧期間に負荷に供給するパワーの低下を極力抑えた電力変換装置を実現する。
【解決手段】単相交流電源２１から入力を受けて、低い波高率を出力する第１の電力変換回路２２と、負荷２４に出力する第２の電力変換回路２３を有し、いずれも双方向スイッチング素子３０、３１、４０〜４５を有し、単相交流電源２１の零点付近でのパワー低下を抑える。
【解決手段】単相交流電源２１から入力を受けて、低い波高率を出力する第１の電力変換回路２２と、負荷２４に出力する第２の電力変換回路２３を有し、いずれも双方向スイッチング素子３０、３１、４０〜４５を有し、単相交流電源２１の零点付近でのパワー低下を抑える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、モータ（電動機）などを負荷とする電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電力変換装置は、６個の双方向スイッチング素子を、単相の交流電源と、３相の負荷の間に接続し、単相の交流から直接３相の交流への電力変換を行うものであった（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１３は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。
【０００４】
図１３に示すように、交流電源１、交流電源１に接続されたマトリクスコンバータ回路２、マトリクスコンバータ回路２から接続されて、負荷となる３相のモータ３が接続され、マトリクスコンバータ回路２の動作を制御する制御部４が設けられたものとなっている。
【０００５】
マトリクスコンバータ回路２は、２個のトランジスタ５、６、ダイオード７、８を用いた双方向スイッチ１０、双方向スイッチ１０と同様の構成で組まれた双方向スイッチ１１、１２、１３、１４、１５を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路２内の合計１２個のトランジスタのオンオフが制御部４によって制御される結果、３相の交流電圧がモータ３に供給されて駆動されるものであった。
【特許文献１】特開２００５−４５９１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記従来の構成では、交流電源１として、一般によく使用される正弦波の電圧波形を有する単相のものを接続する場合、電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間で、負荷のモータ３への電気パワー供給が極端に低下した状態となるが、その低電圧期間が占める割合がかなり高いものとなるため、モータ３の出力トルクに大きな変動が発生するという課題を有したものであった。
【０００７】
本発明は上記課題を解決するもので、交流電源の零電圧点前後の低電圧期間においても、極力負荷への電気パワー供給を行い、負荷への供給パワー変動を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、単相交流電源から入力を受けて、前記単相交流電源より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力を受けて、三相交流電圧を電動機に出力する第２の電力変換回路を有し、前記第１の電力変換回路と前記第２の電力変換回路は、いずれも双方向スイッチング素子を有するものである。
【０００９】
これによって、本発明は上記課題を解決するもので、第１の電力変換回路によって、第２の電力変換回路への入力電圧の平準化を図り、交流電源の零電圧点前後の低電圧期間においても、極力負荷への電気パワー供給を行うことができることから、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明は、単相交流電源の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間に発生する出力パワーの低下期間を短縮し、負荷への供給パワー変動が小さい電力変換装置を実現することができるものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
第１の発明は、単相交流電源から入力を受けて、前記単相交流電源より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力を受けて、三相交流電圧を負荷に出力する第２の電力変換回路を有し、前記第１の電力変換回路と前記第２の電力変換回路は、いずれも双方向スイッチング素子を設けることによって、第１の電力変換回路による、第２の電力変換回路への入力電圧の平準化が図られるものとなり、交流電源の零電圧点前後の低電圧期間においても、極力負荷への電気パワー供給を行うことができることから、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【００１２】
第２の発明は、特に第１の発明の第１の電力変換回路を、入力される単相交流電源よりも低い実効値の電圧を出力するものとすることによって、降圧チョッパとして動作しながら、変動を抑えた電圧を第２の電力変換装置に出力し、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【００１３】
第３の発明は、特に第１の発明の第１の電力変換回路を、入力される単相交流電源よりも高い実効値の電圧を出力するものとすることによって、昇圧チョッパとして動作しながら、変動を抑えた電圧を第２の電力変換装置に出力し、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【００１４】
第４の発明は、特に第２の発明、または第３の発明の第１の電力変換回路を、インダクタンス素子を有するものとすることによって、チョッパとして動作しながら、変動を抑えた電圧を第２の電力変換装置に出力し、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【００１５】
第５の発明は、特に第１〜第４のいずれかの発明の少なくとも１個の双方向スイッチング素子を、ＳｉＣ半導体で構成したものとすることによって、小型、低損失、高効率の電力変換装置が実現されるものとなる。
【００１６】
第６の発明は、特に第１〜第５のいずれかの発明の負荷を、永久磁石を有する３相電動機とすることによって、３相電動機として高効率のものが実現でき、かつ３相電動機が高力率とすることが可能となることから、特に第２の電力変換回路の双方向スイッチング素子の容量を抑えた低コストのものとすることができる。
【００１７】
第７の発明は、特に第１〜第５のいずれかの発明の負荷を、機械位相によってインダクタンスが変化する３相電動機とすることによって、比較的簡単な制御で、負荷への供給パワーの変動を低減したものとすることができる。
【００１８】
第８の発明は、特に第１〜第７のいずれかの発明の負荷となる３相電動機は、ファンを負荷とした電気掃除機とすることによって、小型・軽量の使い勝手の良いものとすることができるものとなる。
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００２１】
図１において、実効値電圧２００Ｖ、５０Ｈｚの単相交流電源２１から入力を受け、単相交流電源２１より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路２２と、第１の電力変換回路２２の出力を受ける第２の電力変換回路２３は、三相交流電圧を３相電動機で構成した負荷２４に出力する。
【００２２】
第１の電力変換回路２２は、ＳｉＣ半導体を用いた双方向スイッチング素子３０、３１とインダクタンス素子３２、コンデンサ３３を有している。
【００２３】
ここで、コンデンサ３３は、各双方向スイッチング素子のオンオフによって発生する高周波の電圧リプル成分を除去する目的のもので、１０マイクロファラッド程度でＡＣ電圧（交番電圧）が印加可能なものを使用するが、従来のいったん直流電圧に変換する構成のインバータに使用される１０００マイクロファラッド程度の電解コンデンサなどと比較すると、形状が小さく重量も小なるもので済む。
【００２４】
また、インダクタンス素子３２に関しても、同様に各双方向スイッチング素子のオンオフによる高周波電流成分を抑えるもので、数１００マイクロヘンリー程度のインダクタンス値のものが使用されるものとなり、比較的小型・軽量で低損失のものを用いることが可能である。
【００２５】
第２の電力変換回路２２は、ＳｉＣ半導体を用いた双方向スイッチング素子４０、４１、４２、４３、４４、４５を有している。
【００２６】
図２は、本実施の形態における電力変換装置の動作波形図であり、（イ）は単相交流電源２１の電圧波形、（ロ）は双方向スイッチング素子３０の導通率、（ハ）は第１の電力変換回路２２の出力電圧波形を示している。
【００２７】
双方向スイッチング素子３０は、５０ｋＨｚのキャリア周波数で、ＰＷＭ（パルス幅変調）されてオンオフを繰り返す動作がなされるものであり、単相交流電源２１の瞬時値の絶対値がピークとなる時点で、ほぼ５０％の導通率としている。
【００２８】
一方、双方向スイッチング素子３１は、双方向スイッチング素子３０のオフ期間中に、電流がインダクタンス素子３２を流すフライホイルダイオードとして動作できるよう駆動信号が与えられている。
【００２９】
このような動作により、本実施の形態においては第１の電力変換回路２２は、降圧チョッパ回路として動作するものとなり、第１の電力変換回路２２は、（イ）に示される入力の単相交流電源２１の電圧よりも低い実効値の電圧を持った（ハ）に示される電圧波形を出力するものとなっている。
【００３０】
（ハ）に示している電圧波形については、絶対値が１４０Ｖとなっている期間が連続して存在し、正弦波と比較すると、頭がつぶれたような波形となっており、波高率、すなわち最大値／実効値は、正弦波の場合の１．４１よりも低く、１．１程度となっている。
【００３１】
第２の電力変換回路２３は、（ハ）の電圧波形が入力され、双方向スイッチング素子４０〜４５のＰＷＭ動作によって、三相交流電圧の負荷２４への供給がなされるするものとなるが、入力電圧の最大値に対して、その１／３（＝３３％）程度以下となると、負荷２４への電流供給が困難となってくる低電圧期間となり、（ハ）の電圧波形においては、１４０Ｖ／３＝４７Ｖを下回る期間については、駆動困難な期間となる。
【００３２】
本実施の形態においては、４７Ｖを下回る期間の長さは、ほぼ１ｍｓであり、これは正弦波の場合の２ｍｓと比較してほぼ１／２の期間に抑えられたものとなる。
【００３３】
よって、単相交流電源２１の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間に発生する出力パワーの低下期間を短縮することができ、もって負荷２４に対しての供給パワーの変動を抑えた、電力変換装置が実現されるものとなる。
【００３４】
なお、負荷２４は、３相の電動機（モータ）で構成されたものとなっているため、その発生トルクの変動を小さく抑え、動力性能が高いと共に、トルク変動に起因する振動などの発生に関しても、極力低減したものとすることができるものである。
【００３５】
図３は、双方向スイッチング素子３０、３１、４０〜４５の断面図を示している。
【００３６】
本実施の形態において、炭化珪素を結晶化して実現したＳｉＣ半導体５０は、Ｎ−層の上に、Ｐ＋層、およびＮ＋層を形成したものとなっており、端子として両端からＳＤ１、ＳＤ２端子、またゲート（制御端子）としてＧ１、Ｇ２が引き出されたものとなっている。
【００３７】
ＳＤ１端子に対するＧ１端子への制御電圧の印加と、ＳＤ２端子に対するＧ２端子への制御電圧（ゲート電圧）の印加があれば、一般のＭＯＳＦＥＴと同様オン状態となり、制御電圧（ゲート電圧）の印加がない場合（零電圧など）においては、オフ状態となり、逆極性で接続された２つのＭＯＳＦＥＴが等価的に直列に接続された構成となっていることから、双方向スイッチング素子、すなわちＳＤ１とＳＤ２の正／負電圧の両極性に対して、電流を流す／流さないの制御がＧ１端子とＧ２端子を用いて制御可能なものとなり、オン状態において、２つのＭＯＳＦＥＴ素子の直列で発生するオン電圧のアップ分に対しては、ＳｉＣ半導体の特長である、低Ｒｏｎ特性、および高温条件下においても信頼性が確保できることから、チップ面積としては、シリコンを用いた従来の単方向のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ等）と比較して同等以下のもので、実用的な双方向スイッチング素子としての構成が可能となっている。
【００３８】
図４は、本実施の形態における負荷２４の構成図を示しているものとなっている。
【００３９】
３相電動機として構成した負荷２４は、４つの永久磁石６０、６１、６２、６３を珪素鋼板を積層して構成した鉄心６４の表面に貼り付け、出力軸６５を中心として回転自在に設けた回転子６６と、回転子６６の外側に設けた固定子６７を有する構成であり、固定子６７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心６８、巻線７０〜７５によって構成している。
【００４０】
図５は、巻線７０〜７５の結線図を示している。
【００４１】
巻線７０〜７５については、機械的に１８０度の位置に設けたもの同士が直列に接続され、電流が流れ込んだ時に、同極が回転子６６に対向する場所に発生する構成となっている。
【００４２】
図６は、本実施の形態の負荷２４を外部から駆動した場合の３相の端子Ｕ、Ｖ、Ｗの端子間（例えばＵ−Ｖ間）に発生する電圧、すなわち無負荷の誘導起電力を示したものであり、永久磁石６０〜６３が４極の構成であることから、機械位相（機械角）１８０度を周期として、正／負の極性で電圧が発生するという特性のものとなっている。
【００４３】
第２の電力変換装置２３の構成要素である各双方向スイッチング素子４０〜４５の駆動方法としては、一般的にＤＣブラシレスモータの駆動として古来から用いられているような、例えばホールＩＣを用いて、回転子６６の位置を検知しながら、１２０度の電気角での通電を行う矩形波（方形波）の駆動や、電圧・電流の波形が正弦波に近くなるようにＰＷＭする方法、また位置検知をホールＩＣを用いず、例えば各相の電流値の検出値から行うようなセンサレスと呼ばれるような方法であっても良く、また電流のベクトルをｄ軸成分とｑ軸成分に分解して制御するベクトル制御と呼ばれるものなど、各種の制御構成が可能である。
【００４４】
このように、永久磁石を用いて負荷２４の３相電動機が構成されていることから、３相電動機として高効率のものが実現でき、かつ３相電動機が高力率とすることが可能となることから、特に第２の電力変換回路２３の構成要素である双方向スイッチング素子４０〜４５の容量（耐電圧と電流容量の積）を抑えた低コストのものとすることができる。
【００４５】
なお、永久磁石を用いた３相電動機を負荷２４とする場合、発生する電圧の大きさは、回転の速度に比例するものとなるため、特に高速時においては、線間に高い誘導起電力が発生するものとなり、単相交流電源２１の零点付近の低電圧期間が長くなると、電流の供給が困難となる傾向がある。
【００４６】
その点に関しては、本実施の形態においては、低電圧期間が短縮される分、負荷２４への供給パワーが低下する期間が短くて済むので、良好な動力性能が確保できるものとなる。
【００４７】
（実施の形態２）
図７は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００４８】
図７において、実効値電圧２００Ｖ、５０Ｈｚの単相交流電源２１から入力を受け、単相交流電源２１より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路８０と、第１の電力変換回路８０の出力を受ける第２の電力変換回路８１は、三相交流電圧を３相電動機で構成した負荷８２に出力する。
【００４９】
第１の電力変換回路８０は、ＳｉＣ半導体を用いた双方向スイッチング素子８５、８６とインダクタンス素子８７、コンデンサ８８を有している。
【００５０】
第２の電力変換回路８１は、ＳｉＣ半導体を用いた双方向スイッチング素子９０、９１、９２、９３、９４、９５、９６、９７、９８、９９、１００、１０１を有している。
【００５１】
図８は、本実施の形態における電力変換装置の動作波形図であり、（イ）は単相交流電源２１の電圧波形、（ロ）は双方向スイッチング素子８６の導通率、（ハ）は第１の電力変換回路８０の出力電圧波形を示している。
【００５２】
双方向スイッチング素子８５は、５０ｋＨｚのキャリア周波数で、ＰＷＭ（パルス幅変調）されてオンオフを繰り返す動作がなされるものであり、単相交流電源２１の瞬時値の絶対値がピークとなる時点で、ほぼ０％の導通率としている。
【００５３】
一方、双方向スイッチング素子８６は、双方向スイッチング素子８５のオフ期間中に、電流がインダクタンス素子８７を流すフライホイルダイオードとして動作できるよう駆動信号が与えられている。
【００５４】
このような動作により、本実施の形態においては第１の電力変換回路８０は、昇圧チョ
ッパ回路として動作するものとなり、第１の電力変換回路８０は、（イ）に示される入力の単相交流電源２１の電圧よりも高い実効値の電圧を持った（ハ）に示される電圧波形を出力するものとなっている。
【００５５】
（ハ）に示している電圧波形については、絶対値が２８０Ｖとなっている期間が連続して存在し、正弦波と比較すると、頭がつぶれたような波形となっており、波高率、すなわち最大値／実効値は、正弦波の場合の１．４１よりも低く、１．１程度となっている。
【００５６】
第２の電力変換回路８１は、（ハ）の電圧波形が入力され、双方向スイッチング素子９０〜１０１のスイッチング動作によって、三相交流電圧の負荷８２への供給がなされるするものとなるが、入力電圧の最大値に対して、その１／３（＝３３％）程度以下となると、負荷８２への電流供給が困難となってくる低電圧期間となり、（ハ）の電圧波形においては、２８０Ｖ／３＝９３Ｖを下回る期間については、駆動困難な期間となる。
【００５７】
本実施の形態においては、９３Ｖを下回る期間の長さは、ほぼ１ｍｓであり、これは正弦波の場合の２ｍｓと比較してほぼ１／２の期間に抑えられたものとなる。
【００５８】
よって、単相交流電源２１の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間に発生する出力パワーの低下期間を短縮することができ、もって負荷８２に対しての供給パワーの変動を抑えた、電力変換装置が実現されるものとなる。
【００５９】
なお、負荷８２は、３相の電動機（モータ）で構成されたものとなっているため、その発生トルクの変動を小さく抑え、動力性能が高いと共に、トルク変動に起因する振動などの発生に関しても、極力低減したものとすることができるものである。
【００６０】
双方向スイッチング素子８５、８６、９０〜１０１の構成は、前実施の形態で説明した図３と同等の断面図のものを使用している。
【００６１】
図９は、本実施の形態における負荷８２の構成図を示しているものとなっている。
【００６２】
３相電動機として構成した負荷８２は、珪素鋼板を積層して構成した鉄心１１０が出力軸１１１を中心として回転自在に設けた回転子１１２と、回転子１１２の外側に設けた固定子１１７を有する構成であり、固定子１１７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心１１８、巻線１２０〜１２５によって構成している。
【００６３】
図１０は、巻線１２０〜１２５の結線図を示している。
【００６４】
巻線１２０〜１２５については、機械的に１８０度の位置に設けたもの同士が直列に接続され、電流が流れ込んだ時に、異極が回転子１１２に対向する場所に発生する構成となり、例えばＵからＸ端子へと電流が供給された場合、その電流による磁束は、軸１１１を貫通するような形で、発生するものとなる。
【００６５】
図１１は、本実施の形態の負荷８２を外部から駆動した場合の３相の内の一つの相であるＵ−Ｘ端子間のインダクタンス値（自己インダクタンス値）を示したものであり、機械位相（機械角）９０度を周期として、インダクタンスは変化し、極大値Ｌｍａｘと極小値Ｌｍｉｎが発生するという特性のものとなっている。
【００６６】
第２の電力変換装置８１の構成要素である各双方向スイッチング素子９０〜１０１が、回転子１１２と固定子１１７の相対的な位置関係（位相）に応じて、スイッチングされ、インダクタンスが（ＬｍｉｎからＬｍａｘへと）増大する期間において、電流が供給され
ることにより、リラクタンストルクが発生するものとなり、第２電力変換装置８１から負荷８２への電気パワーの供給がなされると同時に、負荷８２における電気パワーから機械パワーへの変換も行われるものとなる。
【００６７】
本実施の形態においては、各巻線１２０〜１２５に流れる電流により発生するリラクタンストルクは、電流の極性には関係なく、インダクタンスが増加する期間でさえあれば正のトルクが発生するものとなることから、双方向スイッチング素子９０〜１０１のオンオフ制御によって、第１の電力変換回路８０の出力電圧の極性により、正／負いずれの極性の電流が供給されても、同等に電気パワーが負荷８２に供給され、負荷８２は３相電動機として、電気パワーから機械パワーを出力するという動作が行われるものとなるので、制御が比較的簡単に実現できるものとなる。
【００６８】
実施の形態２のような永久磁石を使用した負荷と比較すると、速度に比例して発生してしまう誘導起電力という性質の電圧がない分、単相交流電源２１の零電圧付近の低電圧期間が存在する電源環境での動作には有利となる部分もあるが、さらにその上で、本実施の形態においては、第１の電力変換回路８０の作用により低電圧期間が短縮される分、負荷８２への供給パワーが低下する期間が短くて済むので、良好な動力性能が確保できるものとなる。
【００６９】
（実施の形態３）
図１２は、本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の断面図である。
【００７０】
図１２において、実施の形態１で述べた構成の電力変換装置１３０、負荷１３１、負荷１３１に取り付けて回転するファン１３２を有し、紙パック１３３とともに筐体１３４内に納められ、ホース１４０とノズル１４１が紙パックから接続されたものとなっている。
【００７１】
さらに、床面を移動自在とするための前輪１４２、後輪１４３が筐体１３４に回転自在に取り付けられ、電力変換相１３０に単相交流電源１５０を接続するための電源プラグ１５１、および電源コード１５２が接続されたものとなり、真空式の電気掃除機という構成となっている。
【００７２】
以上の構成において、ファン１３２が毎分数万回転で回転駆動され、ノズル１４１からホース１４０を通じて紙パック１３３内にゴミが集められ、掃除ができるものとなる。
【００７３】
ここで、電力変換装置１３０は、第１の実施の形態で述べたように、コンデンサ、インダクタンス素子などが小型・軽量のもので構成することができるものとなるため、電気掃除機として、小型・軽量で使い勝手が非常に良いものとすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、単相交流電源の零点付近の低電圧期間での負荷への電流供給が改善され、供給パワーの変動が小さい電力変換装置が提供できるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路図
【図２】同、電力変換装置の動作波形図
【図３】同、電力変換装置の双方向スイッチング素子の断面図
【図４】同、電力変換装置の負荷の断面図
【図５】同、電力変換装置の負荷の結線図
【図６】同、電力変換装置の負荷の誘導起電力波形図
【図７】本発明の実施の形態２における電力変換装置の回路図
【図８】同、電力変換装置の動作波形図
【図９】同、電力変換装置の負荷の断面図
【図１０】同、電力変換装置の負荷の結線図
【図１１】同、電力変換装置の負荷のインダクタンス波形図
【図１２】本発明の実施の形態３における電気掃除機の断面図
【図１３】従来の技術における電力変換装置の回路図
【符号の説明】
【００７６】
２１、１５０ 単相交流電源
２２、８０ 第１の電力変換回路
２３、８１ 第２の電力変換回路
２４、８２、１３１ 負荷（３相電動機）
３０、３１、４０、４１、４２、４３、４４、４５、８５、８６、９０、９１、９２、９３、９４、９５、９６、９７、９８、９９、１００、１０１ 双方向スイッチング素子
３２、８７ インダクタンス素子
５０ ＳｉＣ半導体
６０、６１、６２、６３ 永久磁石
１３２ ファン
【技術分野】
【０００１】
本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、モータ（電動機）などを負荷とする電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電力変換装置は、６個の双方向スイッチング素子を、単相の交流電源と、３相の負荷の間に接続し、単相の交流から直接３相の交流への電力変換を行うものであった（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１３は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。
【０００４】
図１３に示すように、交流電源１、交流電源１に接続されたマトリクスコンバータ回路２、マトリクスコンバータ回路２から接続されて、負荷となる３相のモータ３が接続され、マトリクスコンバータ回路２の動作を制御する制御部４が設けられたものとなっている。
【０００５】
マトリクスコンバータ回路２は、２個のトランジスタ５、６、ダイオード７、８を用いた双方向スイッチ１０、双方向スイッチ１０と同様の構成で組まれた双方向スイッチ１１、１２、１３、１４、１５を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路２内の合計１２個のトランジスタのオンオフが制御部４によって制御される結果、３相の交流電圧がモータ３に供給されて駆動されるものであった。
【特許文献１】特開２００５−４５９１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記従来の構成では、交流電源１として、一般によく使用される正弦波の電圧波形を有する単相のものを接続する場合、電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間で、負荷のモータ３への電気パワー供給が極端に低下した状態となるが、その低電圧期間が占める割合がかなり高いものとなるため、モータ３の出力トルクに大きな変動が発生するという課題を有したものであった。
【０００７】
本発明は上記課題を解決するもので、交流電源の零電圧点前後の低電圧期間においても、極力負荷への電気パワー供給を行い、負荷への供給パワー変動を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、単相交流電源から入力を受けて、前記単相交流電源より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力を受けて、三相交流電圧を電動機に出力する第２の電力変換回路を有し、前記第１の電力変換回路と前記第２の電力変換回路は、いずれも双方向スイッチング素子を有するものである。
【０００９】
これによって、本発明は上記課題を解決するもので、第１の電力変換回路によって、第２の電力変換回路への入力電圧の平準化を図り、交流電源の零電圧点前後の低電圧期間においても、極力負荷への電気パワー供給を行うことができることから、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明は、単相交流電源の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間に発生する出力パワーの低下期間を短縮し、負荷への供給パワー変動が小さい電力変換装置を実現することができるものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
第１の発明は、単相交流電源から入力を受けて、前記単相交流電源より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力を受けて、三相交流電圧を負荷に出力する第２の電力変換回路を有し、前記第１の電力変換回路と前記第２の電力変換回路は、いずれも双方向スイッチング素子を設けることによって、第１の電力変換回路による、第２の電力変換回路への入力電圧の平準化が図られるものとなり、交流電源の零電圧点前後の低電圧期間においても、極力負荷への電気パワー供給を行うことができることから、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【００１２】
第２の発明は、特に第１の発明の第１の電力変換回路を、入力される単相交流電源よりも低い実効値の電圧を出力するものとすることによって、降圧チョッパとして動作しながら、変動を抑えた電圧を第２の電力変換装置に出力し、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【００１３】
第３の発明は、特に第１の発明の第１の電力変換回路を、入力される単相交流電源よりも高い実効値の電圧を出力するものとすることによって、昇圧チョッパとして動作しながら、変動を抑えた電圧を第２の電力変換装置に出力し、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【００１４】
第４の発明は、特に第２の発明、または第３の発明の第１の電力変換回路を、インダクタンス素子を有するものとすることによって、チョッパとして動作しながら、変動を抑えた電圧を第２の電力変換装置に出力し、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。
【００１５】
第５の発明は、特に第１〜第４のいずれかの発明の少なくとも１個の双方向スイッチング素子を、ＳｉＣ半導体で構成したものとすることによって、小型、低損失、高効率の電力変換装置が実現されるものとなる。
【００１６】
第６の発明は、特に第１〜第５のいずれかの発明の負荷を、永久磁石を有する３相電動機とすることによって、３相電動機として高効率のものが実現でき、かつ３相電動機が高力率とすることが可能となることから、特に第２の電力変換回路の双方向スイッチング素子の容量を抑えた低コストのものとすることができる。
【００１７】
第７の発明は、特に第１〜第５のいずれかの発明の負荷を、機械位相によってインダクタンスが変化する３相電動機とすることによって、比較的簡単な制御で、負荷への供給パワーの変動を低減したものとすることができる。
【００１８】
第８の発明は、特に第１〜第７のいずれかの発明の負荷となる３相電動機は、ファンを負荷とした電気掃除機とすることによって、小型・軽量の使い勝手の良いものとすることができるものとなる。
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００２１】
図１において、実効値電圧２００Ｖ、５０Ｈｚの単相交流電源２１から入力を受け、単相交流電源２１より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路２２と、第１の電力変換回路２２の出力を受ける第２の電力変換回路２３は、三相交流電圧を３相電動機で構成した負荷２４に出力する。
【００２２】
第１の電力変換回路２２は、ＳｉＣ半導体を用いた双方向スイッチング素子３０、３１とインダクタンス素子３２、コンデンサ３３を有している。
【００２３】
ここで、コンデンサ３３は、各双方向スイッチング素子のオンオフによって発生する高周波の電圧リプル成分を除去する目的のもので、１０マイクロファラッド程度でＡＣ電圧（交番電圧）が印加可能なものを使用するが、従来のいったん直流電圧に変換する構成のインバータに使用される１０００マイクロファラッド程度の電解コンデンサなどと比較すると、形状が小さく重量も小なるもので済む。
【００２４】
また、インダクタンス素子３２に関しても、同様に各双方向スイッチング素子のオンオフによる高周波電流成分を抑えるもので、数１００マイクロヘンリー程度のインダクタンス値のものが使用されるものとなり、比較的小型・軽量で低損失のものを用いることが可能である。
【００２５】
第２の電力変換回路２２は、ＳｉＣ半導体を用いた双方向スイッチング素子４０、４１、４２、４３、４４、４５を有している。
【００２６】
図２は、本実施の形態における電力変換装置の動作波形図であり、（イ）は単相交流電源２１の電圧波形、（ロ）は双方向スイッチング素子３０の導通率、（ハ）は第１の電力変換回路２２の出力電圧波形を示している。
【００２７】
双方向スイッチング素子３０は、５０ｋＨｚのキャリア周波数で、ＰＷＭ（パルス幅変調）されてオンオフを繰り返す動作がなされるものであり、単相交流電源２１の瞬時値の絶対値がピークとなる時点で、ほぼ５０％の導通率としている。
【００２８】
一方、双方向スイッチング素子３１は、双方向スイッチング素子３０のオフ期間中に、電流がインダクタンス素子３２を流すフライホイルダイオードとして動作できるよう駆動信号が与えられている。
【００２９】
このような動作により、本実施の形態においては第１の電力変換回路２２は、降圧チョッパ回路として動作するものとなり、第１の電力変換回路２２は、（イ）に示される入力の単相交流電源２１の電圧よりも低い実効値の電圧を持った（ハ）に示される電圧波形を出力するものとなっている。
【００３０】
（ハ）に示している電圧波形については、絶対値が１４０Ｖとなっている期間が連続して存在し、正弦波と比較すると、頭がつぶれたような波形となっており、波高率、すなわち最大値／実効値は、正弦波の場合の１．４１よりも低く、１．１程度となっている。
【００３１】
第２の電力変換回路２３は、（ハ）の電圧波形が入力され、双方向スイッチング素子４０〜４５のＰＷＭ動作によって、三相交流電圧の負荷２４への供給がなされるするものとなるが、入力電圧の最大値に対して、その１／３（＝３３％）程度以下となると、負荷２４への電流供給が困難となってくる低電圧期間となり、（ハ）の電圧波形においては、１４０Ｖ／３＝４７Ｖを下回る期間については、駆動困難な期間となる。
【００３２】
本実施の形態においては、４７Ｖを下回る期間の長さは、ほぼ１ｍｓであり、これは正弦波の場合の２ｍｓと比較してほぼ１／２の期間に抑えられたものとなる。
【００３３】
よって、単相交流電源２１の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間に発生する出力パワーの低下期間を短縮することができ、もって負荷２４に対しての供給パワーの変動を抑えた、電力変換装置が実現されるものとなる。
【００３４】
なお、負荷２４は、３相の電動機（モータ）で構成されたものとなっているため、その発生トルクの変動を小さく抑え、動力性能が高いと共に、トルク変動に起因する振動などの発生に関しても、極力低減したものとすることができるものである。
【００３５】
図３は、双方向スイッチング素子３０、３１、４０〜４５の断面図を示している。
【００３６】
本実施の形態において、炭化珪素を結晶化して実現したＳｉＣ半導体５０は、Ｎ−層の上に、Ｐ＋層、およびＮ＋層を形成したものとなっており、端子として両端からＳＤ１、ＳＤ２端子、またゲート（制御端子）としてＧ１、Ｇ２が引き出されたものとなっている。
【００３７】
ＳＤ１端子に対するＧ１端子への制御電圧の印加と、ＳＤ２端子に対するＧ２端子への制御電圧（ゲート電圧）の印加があれば、一般のＭＯＳＦＥＴと同様オン状態となり、制御電圧（ゲート電圧）の印加がない場合（零電圧など）においては、オフ状態となり、逆極性で接続された２つのＭＯＳＦＥＴが等価的に直列に接続された構成となっていることから、双方向スイッチング素子、すなわちＳＤ１とＳＤ２の正／負電圧の両極性に対して、電流を流す／流さないの制御がＧ１端子とＧ２端子を用いて制御可能なものとなり、オン状態において、２つのＭＯＳＦＥＴ素子の直列で発生するオン電圧のアップ分に対しては、ＳｉＣ半導体の特長である、低Ｒｏｎ特性、および高温条件下においても信頼性が確保できることから、チップ面積としては、シリコンを用いた従来の単方向のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ等）と比較して同等以下のもので、実用的な双方向スイッチング素子としての構成が可能となっている。
【００３８】
図４は、本実施の形態における負荷２４の構成図を示しているものとなっている。
【００３９】
３相電動機として構成した負荷２４は、４つの永久磁石６０、６１、６２、６３を珪素鋼板を積層して構成した鉄心６４の表面に貼り付け、出力軸６５を中心として回転自在に設けた回転子６６と、回転子６６の外側に設けた固定子６７を有する構成であり、固定子６７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心６８、巻線７０〜７５によって構成している。
【００４０】
図５は、巻線７０〜７５の結線図を示している。
【００４１】
巻線７０〜７５については、機械的に１８０度の位置に設けたもの同士が直列に接続され、電流が流れ込んだ時に、同極が回転子６６に対向する場所に発生する構成となっている。
【００４２】
図６は、本実施の形態の負荷２４を外部から駆動した場合の３相の端子Ｕ、Ｖ、Ｗの端子間（例えばＵ−Ｖ間）に発生する電圧、すなわち無負荷の誘導起電力を示したものであり、永久磁石６０〜６３が４極の構成であることから、機械位相（機械角）１８０度を周期として、正／負の極性で電圧が発生するという特性のものとなっている。
【００４３】
第２の電力変換装置２３の構成要素である各双方向スイッチング素子４０〜４５の駆動方法としては、一般的にＤＣブラシレスモータの駆動として古来から用いられているような、例えばホールＩＣを用いて、回転子６６の位置を検知しながら、１２０度の電気角での通電を行う矩形波（方形波）の駆動や、電圧・電流の波形が正弦波に近くなるようにＰＷＭする方法、また位置検知をホールＩＣを用いず、例えば各相の電流値の検出値から行うようなセンサレスと呼ばれるような方法であっても良く、また電流のベクトルをｄ軸成分とｑ軸成分に分解して制御するベクトル制御と呼ばれるものなど、各種の制御構成が可能である。
【００４４】
このように、永久磁石を用いて負荷２４の３相電動機が構成されていることから、３相電動機として高効率のものが実現でき、かつ３相電動機が高力率とすることが可能となることから、特に第２の電力変換回路２３の構成要素である双方向スイッチング素子４０〜４５の容量（耐電圧と電流容量の積）を抑えた低コストのものとすることができる。
【００４５】
なお、永久磁石を用いた３相電動機を負荷２４とする場合、発生する電圧の大きさは、回転の速度に比例するものとなるため、特に高速時においては、線間に高い誘導起電力が発生するものとなり、単相交流電源２１の零点付近の低電圧期間が長くなると、電流の供給が困難となる傾向がある。
【００４６】
その点に関しては、本実施の形態においては、低電圧期間が短縮される分、負荷２４への供給パワーが低下する期間が短くて済むので、良好な動力性能が確保できるものとなる。
【００４７】
（実施の形態２）
図７は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００４８】
図７において、実効値電圧２００Ｖ、５０Ｈｚの単相交流電源２１から入力を受け、単相交流電源２１より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路８０と、第１の電力変換回路８０の出力を受ける第２の電力変換回路８１は、三相交流電圧を３相電動機で構成した負荷８２に出力する。
【００４９】
第１の電力変換回路８０は、ＳｉＣ半導体を用いた双方向スイッチング素子８５、８６とインダクタンス素子８７、コンデンサ８８を有している。
【００５０】
第２の電力変換回路８１は、ＳｉＣ半導体を用いた双方向スイッチング素子９０、９１、９２、９３、９４、９５、９６、９７、９８、９９、１００、１０１を有している。
【００５１】
図８は、本実施の形態における電力変換装置の動作波形図であり、（イ）は単相交流電源２１の電圧波形、（ロ）は双方向スイッチング素子８６の導通率、（ハ）は第１の電力変換回路８０の出力電圧波形を示している。
【００５２】
双方向スイッチング素子８５は、５０ｋＨｚのキャリア周波数で、ＰＷＭ（パルス幅変調）されてオンオフを繰り返す動作がなされるものであり、単相交流電源２１の瞬時値の絶対値がピークとなる時点で、ほぼ０％の導通率としている。
【００５３】
一方、双方向スイッチング素子８６は、双方向スイッチング素子８５のオフ期間中に、電流がインダクタンス素子８７を流すフライホイルダイオードとして動作できるよう駆動信号が与えられている。
【００５４】
このような動作により、本実施の形態においては第１の電力変換回路８０は、昇圧チョ
ッパ回路として動作するものとなり、第１の電力変換回路８０は、（イ）に示される入力の単相交流電源２１の電圧よりも高い実効値の電圧を持った（ハ）に示される電圧波形を出力するものとなっている。
【００５５】
（ハ）に示している電圧波形については、絶対値が２８０Ｖとなっている期間が連続して存在し、正弦波と比較すると、頭がつぶれたような波形となっており、波高率、すなわち最大値／実効値は、正弦波の場合の１．４１よりも低く、１．１程度となっている。
【００５６】
第２の電力変換回路８１は、（ハ）の電圧波形が入力され、双方向スイッチング素子９０〜１０１のスイッチング動作によって、三相交流電圧の負荷８２への供給がなされるするものとなるが、入力電圧の最大値に対して、その１／３（＝３３％）程度以下となると、負荷８２への電流供給が困難となってくる低電圧期間となり、（ハ）の電圧波形においては、２８０Ｖ／３＝９３Ｖを下回る期間については、駆動困難な期間となる。
【００５７】
本実施の形態においては、９３Ｖを下回る期間の長さは、ほぼ１ｍｓであり、これは正弦波の場合の２ｍｓと比較してほぼ１／２の期間に抑えられたものとなる。
【００５８】
よって、単相交流電源２１の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間に発生する出力パワーの低下期間を短縮することができ、もって負荷８２に対しての供給パワーの変動を抑えた、電力変換装置が実現されるものとなる。
【００５９】
なお、負荷８２は、３相の電動機（モータ）で構成されたものとなっているため、その発生トルクの変動を小さく抑え、動力性能が高いと共に、トルク変動に起因する振動などの発生に関しても、極力低減したものとすることができるものである。
【００６０】
双方向スイッチング素子８５、８６、９０〜１０１の構成は、前実施の形態で説明した図３と同等の断面図のものを使用している。
【００６１】
図９は、本実施の形態における負荷８２の構成図を示しているものとなっている。
【００６２】
３相電動機として構成した負荷８２は、珪素鋼板を積層して構成した鉄心１１０が出力軸１１１を中心として回転自在に設けた回転子１１２と、回転子１１２の外側に設けた固定子１１７を有する構成であり、固定子１１７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心１１８、巻線１２０〜１２５によって構成している。
【００６３】
図１０は、巻線１２０〜１２５の結線図を示している。
【００６４】
巻線１２０〜１２５については、機械的に１８０度の位置に設けたもの同士が直列に接続され、電流が流れ込んだ時に、異極が回転子１１２に対向する場所に発生する構成となり、例えばＵからＸ端子へと電流が供給された場合、その電流による磁束は、軸１１１を貫通するような形で、発生するものとなる。
【００６５】
図１１は、本実施の形態の負荷８２を外部から駆動した場合の３相の内の一つの相であるＵ−Ｘ端子間のインダクタンス値（自己インダクタンス値）を示したものであり、機械位相（機械角）９０度を周期として、インダクタンスは変化し、極大値Ｌｍａｘと極小値Ｌｍｉｎが発生するという特性のものとなっている。
【００６６】
第２の電力変換装置８１の構成要素である各双方向スイッチング素子９０〜１０１が、回転子１１２と固定子１１７の相対的な位置関係（位相）に応じて、スイッチングされ、インダクタンスが（ＬｍｉｎからＬｍａｘへと）増大する期間において、電流が供給され
ることにより、リラクタンストルクが発生するものとなり、第２電力変換装置８１から負荷８２への電気パワーの供給がなされると同時に、負荷８２における電気パワーから機械パワーへの変換も行われるものとなる。
【００６７】
本実施の形態においては、各巻線１２０〜１２５に流れる電流により発生するリラクタンストルクは、電流の極性には関係なく、インダクタンスが増加する期間でさえあれば正のトルクが発生するものとなることから、双方向スイッチング素子９０〜１０１のオンオフ制御によって、第１の電力変換回路８０の出力電圧の極性により、正／負いずれの極性の電流が供給されても、同等に電気パワーが負荷８２に供給され、負荷８２は３相電動機として、電気パワーから機械パワーを出力するという動作が行われるものとなるので、制御が比較的簡単に実現できるものとなる。
【００６８】
実施の形態２のような永久磁石を使用した負荷と比較すると、速度に比例して発生してしまう誘導起電力という性質の電圧がない分、単相交流電源２１の零電圧付近の低電圧期間が存在する電源環境での動作には有利となる部分もあるが、さらにその上で、本実施の形態においては、第１の電力変換回路８０の作用により低電圧期間が短縮される分、負荷８２への供給パワーが低下する期間が短くて済むので、良好な動力性能が確保できるものとなる。
【００６９】
（実施の形態３）
図１２は、本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の断面図である。
【００７０】
図１２において、実施の形態１で述べた構成の電力変換装置１３０、負荷１３１、負荷１３１に取り付けて回転するファン１３２を有し、紙パック１３３とともに筐体１３４内に納められ、ホース１４０とノズル１４１が紙パックから接続されたものとなっている。
【００７１】
さらに、床面を移動自在とするための前輪１４２、後輪１４３が筐体１３４に回転自在に取り付けられ、電力変換相１３０に単相交流電源１５０を接続するための電源プラグ１５１、および電源コード１５２が接続されたものとなり、真空式の電気掃除機という構成となっている。
【００７２】
以上の構成において、ファン１３２が毎分数万回転で回転駆動され、ノズル１４１からホース１４０を通じて紙パック１３３内にゴミが集められ、掃除ができるものとなる。
【００７３】
ここで、電力変換装置１３０は、第１の実施の形態で述べたように、コンデンサ、インダクタンス素子などが小型・軽量のもので構成することができるものとなるため、電気掃除機として、小型・軽量で使い勝手が非常に良いものとすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、単相交流電源の零点付近の低電圧期間での負荷への電流供給が改善され、供給パワーの変動が小さい電力変換装置が提供できるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路図
【図２】同、電力変換装置の動作波形図
【図３】同、電力変換装置の双方向スイッチング素子の断面図
【図４】同、電力変換装置の負荷の断面図
【図５】同、電力変換装置の負荷の結線図
【図６】同、電力変換装置の負荷の誘導起電力波形図
【図７】本発明の実施の形態２における電力変換装置の回路図
【図８】同、電力変換装置の動作波形図
【図９】同、電力変換装置の負荷の断面図
【図１０】同、電力変換装置の負荷の結線図
【図１１】同、電力変換装置の負荷のインダクタンス波形図
【図１２】本発明の実施の形態３における電気掃除機の断面図
【図１３】従来の技術における電力変換装置の回路図
【符号の説明】
【００７６】
２１、１５０ 単相交流電源
２２、８０ 第１の電力変換回路
２３、８１ 第２の電力変換回路
２４、８２、１３１ 負荷（３相電動機）
３０、３１、４０、４１、４２、４３、４４、４５、８５、８６、９０、９１、９２、９３、９４、９５、９６、９７、９８、９９、１００、１０１ 双方向スイッチング素子
３２、８７ インダクタンス素子
５０ ＳｉＣ半導体
６０、６１、６２、６３ 永久磁石
１３２ ファン
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源から入力を受けて、前記単相交流電源より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力を受けて、三相交流電圧を負荷に出力する第２の電力変換回路を有し、前記第１の電力変換回路と前記第２の電力変換回路は、いずれも双方向スイッチング素子を有する電力変換装置。
【請求項２】
第１の電力変換回路は、入力される単相交流電源よりも低い実効値の電圧を出力する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
第１の電力変換回路は、入力される単相交流電源よりも高い実効値の電圧を出力する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
第１の電力変換回路は、インダクタンス素子を有する請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
少なくとも１個の双方向スイッチング素子は、ＳｉＣ半導体で構成した請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
負荷は、永久磁石を有する３相電動機とした請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
負荷は、機械位相によってインダクタンスが変化する３相電動機とした請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
負荷である３相電動機は、ファンを負荷とした電気掃除機である請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１】
単相交流電源から入力を受けて、前記単相交流電源より低い波高率の単相交流電圧を出力する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力を受けて、三相交流電圧を負荷に出力する第２の電力変換回路を有し、前記第１の電力変換回路と前記第２の電力変換回路は、いずれも双方向スイッチング素子を有する電力変換装置。
【請求項２】
第１の電力変換回路は、入力される単相交流電源よりも低い実効値の電圧を出力する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
第１の電力変換回路は、入力される単相交流電源よりも高い実効値の電圧を出力する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
第１の電力変換回路は、インダクタンス素子を有する請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
少なくとも１個の双方向スイッチング素子は、ＳｉＣ半導体で構成した請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
負荷は、永久磁石を有する３相電動機とした請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
負荷は、機械位相によってインダクタンスが変化する３相電動機とした請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
負荷である３相電動機は、ファンを負荷とした電気掃除機である請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１０−７４８６９（Ｐ２０１０−７４８６９Ａ）
【公開日】平成２２年４月２日（２０１０．４．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２３６０７０（Ｐ２００８−２３６０７０）
【出願日】平成２０年９月１６日（２００８．９．１６）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年４月２日（２０１０．４．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年９月１６日（２００８．９．１６）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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