電力逆変換装置及び電力逆変換方法
【課題】１つの電源から複数の負荷に並列に電力を供給可能で、回路規模が小さく、供給電力を調整可能な電力逆変換装置を提供する。
【解決手段】電力逆変換装置１は、直流電源２に、並列に接続された複数の駆動回路１０ｉから構成される。各駆動回路１０ｉは、直流電源２に直列に接続された直流リアクトルＬｄｃｉと、直流入力端に直流電源２と直流リアクトルＬｄｃｉとの直列回路とコンデンサＣＭｉとを接続され、交流出力端に負荷ＬＤｉが接続された、複数の逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉ、ＳＷＸｉを備えた磁気エネルギー回生スイッチＢｉと、制御回路１３ｉとを備える。制御回路１３ｉは、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＶｉをデューティ比０．５でオン・オフし、逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉ、ＳＷＸｉのデューティ比を０．５以下で調整する。
【解決手段】電力逆変換装置１は、直流電源２に、並列に接続された複数の駆動回路１０ｉから構成される。各駆動回路１０ｉは、直流電源２に直列に接続された直流リアクトルＬｄｃｉと、直流入力端に直流電源２と直流リアクトルＬｄｃｉとの直列回路とコンデンサＣＭｉとを接続され、交流出力端に負荷ＬＤｉが接続された、複数の逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉ、ＳＷＸｉを備えた磁気エネルギー回生スイッチＢｉと、制御回路１３ｉとを備える。制御回路１３ｉは、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＶｉをデューティ比０．５でオン・オフし、逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉ、ＳＷＸｉのデューティ比を０．５以下で調整する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力逆変換装置及び電力逆変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導性負荷に、交流電流を供給する電源装置は多数発明され、利用されている。特に、大電力・高周波応用に関しては、スイッチング損失が無視できないため、ソフトスイッチングを行うようにスイッチング制御されることが求められてきた。
【０００３】
しかし、ソフトスイッチングを実現するためには、スイッチング素子に掛かる電圧（又は電流）が０の時にスイッチングするため、電圧または電流を監視する受動的な制御になってしまう。そのため、可変周波数を実現したり、すべての動作ポイントにおいて高効率を実現したりするのは難しい。
【０００４】
このような問題を解決することが可能な技術が特許文献１に開示されている。この文献に開示された電力逆変換回路は、コンデンサと４つの逆導通型半導体スイッチとから構成される磁気エネルギー回生スイッチを用いて、直流電源から、所望の周波数の交流電流を負荷に供給する。この電力逆変換回路は、フルブリッジ型ＭＥＲＳの４つの逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えることにより、フルブリッジ型ＭＥＲＳのコンデンサと誘導性負荷のインダクタとを直列共振させ、コンデンサに発生した電圧により誘導性負荷に交流電流を供給する回路である。
この電力逆変換回路は、精密な制御なしに４つの逆導通型半導体スイッチをソフトスイッチング可能で、かつ、負荷に供給する交流電流の周波数を調整することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−９２７４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、この特許文献に開示された電力逆変換回路は、負荷に供給する電力の量を調整することができない。
【０００７】
よって、複数の負荷に流れる電力の量を個別に制御する場合に、直流電源から負荷までのすべてのシステムが負荷と同数必要になる。例えば、近接する同一のラインに複数の誘導加熱用の負荷コイルが接続されており、それぞれのコイル電流を別々に制御したい場合がある。しかし、この構成では、この電力逆変換回路に加え、負荷毎に直流電源が必要であり、構成が大きくなり、経済性に乏しくなる。
【０００８】
この発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、供給電力を調整可能で、かつ、回路規模の小さい電力逆変換装置及び電力逆変換方法を提供することを目的とする。
また、この発明は、１つの電源から複数の負荷に並列に電力を供給可能で、かつ、供給電力を調整可能な電力逆変換装置及び電力逆変換方法を提供することを他の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力逆変換装置は、
直流電圧源に直列に接続される直流リアクトルと、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に前記直流電圧源と前記直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を固定とし、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を可変とする、
ことを特徴とする。
【００１０】
例えば、前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である。
【００１１】
例えば、前記制御回路は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数と等しい周波数で前記複数の自己消弧型素子をオン・オフする。
【００１２】
例えば、前記制御回路は、前記一方のペアのデューティ比を０．５とし、他方のペアのデューティ比を０．５以下で可変とする。
【００１３】
また、前記制御回路は、出力する信号の周波数を調整する機能をさらに備えてもよい。
【００１４】
例えば、前記磁気エネルギー回生スイッチは複数あり、複数の前記磁気エネルギー回生スイッチはそれぞれ異なる誘導性負荷に接続され、
前記制御手段は、各前記磁気エネルギー回生スイッチ毎に、前記第１乃至第４の自己消弧型素子に出力する信号を制御する。
【００１５】
例えば、前記自己消弧型素子は逆導通型半導体スイッチであって、前記ダイオードは、前記逆導通型半導体スイッチの寄生ダイオードである。
【００１６】
例えば、本発明は誘導加熱装置に用いられる。
【００１７】
例えば、本発明はモータ制御装置に用いられる。
【００１８】
また、上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る電力逆変換方法は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に直流電圧源と直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力し、かつ、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を固定とし、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を可変とする、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、回路規模の小さい構成で、電力を調整することができる。
更に、本発明によれば、１つの電源から複数の負荷に並列に電力を供給可能で、かつ、供給電力を調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】この発明の一実施形態にかかる電力逆変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】（ａ）乃至（ｄ）は図１に示す電力逆変換装置のゲート信号の例を示す図である。
【図３Ａ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｂ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｃ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｄ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｅ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｆ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｇ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｈ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図４】図１に示す電力逆変換装置のゲート信号と電流・電圧との関係例を示す図である。
【図５】図１に示す電力逆変換装置のゲート信号と電流・電圧との関係例を示す図である。
【図６】図１に示す電力逆変換装置のゲート信号のデューティ比を変化させた場合の電流・電圧の変化を示す図である。
【図７】図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。
【図８】図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。
【図９】図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。
【図１０】図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態に係る電力逆変換装置を、図面を参照しつつ説明する。
【００２２】
本実施形態に係る電力逆変換装置は、１つの直流電源から供給される電力を、交流電力に変換して、複数の負荷に並列に供給可能で、かつ、複数の負荷への供給電力を個別に制御可能なものである。
【００２３】
以下、並列に配置されたｎ個（ｎは２以上の自然数）の負荷に交流電力を供給する例を説明する。
【００２４】
図１に示すように、本実施の形態に係る電力逆変換装置１は、全負荷に共通に配置されたと直流電源２と、第ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の負荷ＬＤｉに配置された駆動回路１０ｉとから構成される。
直流電源２は、交流電源１１と全波整流回路１２と平滑コンデンサＣＣとから構成される。
駆動回路１０ｉは、直流リアクトルＬｄｃｉと、磁気エネルギー回生スイッチＢｉと、制御回路１３ｉとから構成される。
【００２５】
磁気エネルギー回生スイッチＢｉは４つの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉと、コンデンサＣＭｉと、から構成される。
磁気エネルギー回生スイッチＢｉの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉは、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉと、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉに並列に接続されたスイッチ部ＳＵｉ，ＳＸｉ，ＳＶｉ，ＳＹｉと、スイッチ部ＳＵｉ，ＳＸｉ，ＳＶｉ，ＳＹｉに配置されたゲートＧＵｉ，ＧＸｉ，ＧＶｉ，ＧＹｉと、から構成される。
【００２６】
磁気エネルギー回生スイッチＢｉの、交流端子ＡＣ１ｉにはダイオード部ＤＵｉのアノードとダイオード部ＤＸｉのカソードとが、直流端子ＤＣＰｉにはダイオード部ＤＵｉのカソードとダイオード部ＤＹｉのカソードとコンデンサＣＭｉの正極とが、直流端子ＤＣＮｉにはダイオード部ＤＸｉのアノードとダイオード部ＤＹｉのアノードとコンデンサＣＭｉの負極とが、交流端子ＡＣ２ｉにはダイオード部ＤＶｉのアノードとダイオード部ＤＹｉのカソードとが接続されている。
また、直流端子ＤＣＰｉと直流端子ＤＣＮｉの間には直流電源２と直流リアクトルＬｄｃｉの直列回路が接続され、交流端子ＡＣ１ｉと交流端子ＡＣ２ｉの間には、負荷ＬＤｉが接続されている。
【００２７】
交流電源１１の出力は、全波整流回路１２に入力されている。
負荷ＬＤｉ用の、電流平滑用の直流リアクトルＬｄｃｉは、その一端が全波整流回路１２の正の出力端と平滑コンデンサＣＣの接続ノードに共通に接続されている。
【００２８】
交流電源１１は、所定周波数で所定電圧の交流電圧を出力する。
全波整流回路１２は、例えば、ダイオードブリッジ回路等から構成され、交流電源１１の出力電圧を全波整流して脈流の直流脈流電圧を出力する。
平滑コンデンサＣＣは、全波整流回路１２の出力する脈流電圧を平滑化し、直流電圧源として機能する。平滑コンデンサＣＣの容量は、コンデンサＣＭｉの総和よりも大きいことが望ましい。
【００２９】
負荷ＬＤｉは、例えば、誘導加熱コイル、モータ等の誘導性負荷から構成される。負荷ＬＤｉは、インダクタＬｉと抵抗Ｒｉの直列回路で表される。
なお、負荷ＬＤｉのインダクタンスや抵抗は互いに異なっても良い。
【００３０】
磁気エネルギー回生スイッチＢｉの逆導通型逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉのオン・オフは、スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉのオン・オフが切り替わることによって、切り替わる。
スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉは、ゲートＧＵｉ、ＧＸｉ、ＧＶｉ、ＧＹｉにオン信号が入力されるとオンになり、オフ信号が入力されるとオフになる。
スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉがオンになると、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉが短絡され、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉがオンになる。スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉがオフになると、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉが機能し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ，ＳＷＸｉ，ＳＷＶｉ，ＳＷＹｉはオフになる。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉは、例えば、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
【００３１】
制御回路１３ｉは、磁気エネルギー回生スイッチＢｉを構成する４つのスイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉのゲートＧＵｉ，ＧＸｉ，ＧＶｉ，ＧＹｉに、図２（ａ）〜（ｄ）に示すゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＹｉを供給する。ゲート信号はそれぞれハイレベルとローレベルの信号から構成され、ハイレベルはオン信号、ローレベルはオフ信号として機能する。
【００３２】
図２（ａ），（ｂ）に示すように、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉとは、例えば、予め設定された周波数ｆを有し、そのデューティ比が０．５（１８０°オン）の信号であり、互いにほぼ逆相の信号である。ただし、ゲート信号ＳＧＵｉ又はＳＧＶｉの一方がハイレベルからローレベルに変化した期間ΔＴの間は、ゲート信号ＳＧＵｉ又はＳＧＶｉの他方はローレベルからハイレベルに変化しない。逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＶｉとが同時にオンし、負荷ＬＤｉの両端が短絡する事態を防止するためのである。
【００３３】
図２（ａ）乃至図２（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＹｉは、ゲート信号ＳＧＵｉと同一周波数で同期した信号で、ゲート信号ＳＧＸｉは、ゲート信号ＳＧＶｉと同一周波数で同期した信号である。ただし、ゲート信号ＳＧＹｉとＳＧＸｉとのデューティ比は、０．５以下であり、制御回路１３ｉのつまみ１３ａｉの調整に伴って可変である。
【００３４】
コンデンサＣＭｉの容量Ｃと、負荷ＬＤｉのインダクタＬｉのインダクタンスＬとの共振周波数ｆｒは、ｆｒ＝１／［２π√（Ｃ・Ｌ）］である。ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉの周波数ｆは、この共振周波数ｆｒ以下の周波数に設定される。また、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉがオン・オフするタイミングで、負荷電流ＩＬＤｉが最大値となるように、コンデンサＣＭｉの容量が調整されることが望ましい。
なお、本実施例では、コンデンサＣＭｉと負荷ＬＤｉのインダクタＬｉの共振の周期がゲート信号の周期の９５％になるように、コンデンサＣＭｉの容量は調整されている。
【００３５】
次に、上記構成の電力逆変換装置１の動作を説明する。
【００３６】
各駆動回路１０ｉの動作は共通である。
各駆動回路１０ｉの直流リアクトルＬｄｃｉは、直流電源２から出力された電力（電流）を安定的に駆動回路１０ｉ内に供給する。
【００３７】
制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉを、スイッチ部ＳＵｉ、ＳＶｉ、ＳＸｉ、ＳＹｉに供給する。前述のように、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉは同一の周波数を有し、ＳＧＵｉとＳＧＶｉとはデューティ比がほぼ０．５で、ＳＧＸｉとＳＧＹｉはつまみ１３ａｉによって調整された０．５以下のデューティ比を有する。
【００３８】
制御回路１３ｉにおいて、ゲート信号ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉのデューティ比が例えば０．５の場合、負荷ＬＤｉを流れる電流は、図３Ａ乃至図３Ｆの矢印に示すように流れる。
以下、初期状態が、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉはオフ信号で、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉはオン信号で、電流が後述する図３Ｆの経路で流れている時刻Ｔ１０の状態である、として説明する。
なお、理解を容易にするために、図３Ａ乃至図３Ｆにおいて、交流電源１１と全波整流回路１２は表記していない。
【００３９】
（時刻Ｔ１１−Ｔ１２）
時刻Ｔ１１になると、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉとをオフ信号からオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオン信号からオフ信号に切り替える。逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＸｉはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＹｉはオフに切り替わる。
電流は、図３Ａに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４０】
（時刻Ｔ１２−Ｔ１３）
インダクタＬｉとの共振によって、コンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ１２においてコンデンサＣＭｉは放電を始め、電流は図３Ｂに示すように流れ始める。電流は、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４１】
（時刻Ｔ１３−Ｔ１４）
コンデンサＣＭの両端電圧が略０になる時刻Ｔ１３において、電流は図３Ｃに示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ１ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとを介して交流端子ＡＣ２ｉを通るルートと、交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとオフの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉとを介して交流端子ＡＣ２ｉを通るルートと、の２つのルートで負荷ＬＤｉに流れる。
【００４２】
（時刻Ｔ１４−Ｔ１５）
時刻Ｔ１４になると、制御回路１３ｉは、予め設定された周波数ｆにより、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオフ信号からオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉをオン信号からオフ信号に切り替える。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＹｉはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＸｉはオフに切り替わる。
電流は、図３Ｄに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４３】
（時刻Ｔ１５−Ｔ１６）
インダクタＬｉとの共振によってコンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ１５において、コンデンサＣＭｉは放電をし始める。電流は図３Ｅに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４４】
（時刻Ｔ１６−Ｔ１７）
コンデンサＣＭｉの両端電圧が略０になる時刻Ｔ１６において、電流は図３Ｆに示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ２ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとを介して交流端子ＡＣ１ｉを通るルートと、交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉとオフの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとを介して交流端子ＡＣ１ｉを通るルートと、の２つのルートで負荷ＬＤｉに流れる。
【００４５】
時刻Ｔ１７において制御回路１３ｉは、予め設定された周波数ｆにより、再びゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＶｉをオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオフ信号に切り替える。
【００４６】
上述の動作を繰り返すことにより、図４に示すような交流電流が負荷ＬＤｉに流れる。図４は、ゲート信号ＳＧＶｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＵｉ，ＳＧＹｉのオン信号・オフ信号の切り替わりに伴う負荷ＬＤｉの電流ＩＬＤｉ，電圧ＶＬＤｉと、コンデンサＣＭｉの電圧Ｖｃｍの関係を示すもので、図中のＴ１０乃至Ｔ１７は上述のＴ１０乃至Ｔ１７に対応する。
ゲート信号ＳＧＵｉ，ＳＧＶｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＹｉの切り替わりに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃｍが充放電を繰り返し、コンデンサ電圧Ｖｃｍが負荷電圧ＶＬＤｉとして負荷ＬＤｉに印加され、交流電流が負荷ＬＤｉに流れることがわかる。しかも、負荷ＬＤｉ、各逆導通型半導体スイッチにかかる電圧がほぼ０のタイミングで逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えられるので、いわゆるソフトスイッチングが可能となる。
【００４７】
制御回路１３ｉの出力するゲート信号ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉのデューティ比が、例えば０．４の時、電流は、図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｄ，図３Ｅ，図３Ｇ，図３Ｈに示すように流れる。
以下、初期状態はゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＹｉとＳＧＸｉはオフ信号で、ゲート信号ＳＧＵｉはオン信号で、電流が後述する図３Ｈの経路で流れている時刻Ｔ２０の状態である、として説明する。
【００４８】
（時刻Ｔ２１−Ｔ２２）
時刻Ｔ２１になると、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉとをオフ信号からオン信号に、ゲート信号ＳＧＵｉをオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＹｉはオフ信号を保持する。逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＸｉはオンに、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉはオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉはオフまま変化しない。
電流は、図３Ａに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４９】
（時刻Ｔ２２−Ｔ２３）
インダクタＬｉとの共振によってコンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ２２において、コンデンサＣＭｉは放電を始め、電流は図３Ｂに示すように流れ始める。電流は、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００５０】
（時刻Ｔ２３−Ｔ２４）
時刻Ｔ２３になると、設定されたデューティ比によって、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＸｉをオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＶｉはオン信号のままに、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉとをオフ信号のままにする。逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＵｉとＳＷＹｉとはオン・オフを保持し、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉがオフに切り替わる。電流は図３Ｇに示すように、交流端子ＡＣ１ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉに流れる。コンデンサＣＭｉの電圧はほとんど変動しない。
【００５１】
（時刻Ｔ２４−Ｔ２５）
時刻Ｔ２４になると、予め設定された周波数ｆにより、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオフ信号からオン信号に、ゲート信号ＳＧＶｉをオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＸｉはオフ信号のままにする。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＹｉはオンに、逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉはオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉはオフを保持する。
電流は、図３Ｄに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００５２】
（時刻Ｔ２５−Ｔ２６）
インダクタＬｉとの共振によって、コンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ２５において、コンデンサＣＭｉは放電をし始め、電流は図３Ｅに示すよう流れる。電流は、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。
コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００５３】
（時刻Ｔ２６−Ｔ２７）
時刻Ｔ２６になると、制御回路１３ｉは、設定されたデューティ比によって、ゲート信号ＳＧＹｉをオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＵｉはオン信号のまま、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉとをオフ信号のままにする。逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＶｉとＳＷＸｉとはオン・オフを保持し、逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉがオフに切り替わる。
電流は図３Ｈに示すように、交流端子ＡＣ２ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り負荷ＬＤｉに流れる。コンデンサＣＭｉの電圧はほとんど変動しない。
【００５４】
時刻Ｔ２７において制御回路１３ｉは、予め設定された周波数ｆにより、再び、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＶｉとをオン信号に、ゲート信号ＳＧＵｉをオフ信号に切り替える。ゲート信号ＳＧＹｉはオフ信号を保持される。
【００５５】
上述の動作を繰り返すことによって、図５に示すような交流電流が負荷ＬＤｉに流れる。図５は、ゲート信号ＳＧＶｉ，ＳＧＵｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＹｉのオン信号・オフ信号の切り替わりに伴う負荷ＬＤｉの電流ＩＬＤｉ・電圧ＶＬＤｉと、コンデンサＣＭｉの電圧Ｖｃｍの関係を示すもので、図中のＴ２０乃至Ｔ２７は上述のＴ２０乃至Ｔ２７に対応する。
上述したように、ゲート信号ＳＧＵｉ，ＳＧＶｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＹｉの切り替わりに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃｍが負荷ＬＤｉに順方向で印加される・逆方向で印加される・印加されない状態が切り替わり、それに伴い交流電流が負荷ＬＤｉに流れることがわかる。
この場合、いわゆるソフトスイッチングではなくなるが、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ，ＳＷＶｉ，ＳＷＸｉ，ＳＷＹｉにかかる印加電圧は小さく、大きな損失は発生しない。
【００５６】
ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比が０．５の場合と０．４の場合の負荷ＬＤｉの電流・電圧を比べると、図６（ａ）〜（ｄ）のようになる。
【００５７】
図６（ａ），図６（ｂ）は、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉのデューティ比を図６（ｄ）に示すように０．５とした場合と、図６（ｃ）に示すようにゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比を０．５でゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．４とした場合との、負荷ＬＤｉに印加される電圧と負荷ＬＤｉに流れる電流との関係をに示したものである。
【００５８】
ここで、図６（ａ）と（ｂ）において、実線は、デューティ比が全て０．５とした場合のもの、破線は、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比を０．５、ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．４とした場合のものである。
【００５９】
図６（ａ）に示す実線の負荷電圧ＶＬＤｉ１と破線の負荷電圧ＶＬＤｉ２の対比から、負荷電圧がデューティ比により抑制されているのが確認できる。同様に、図６（ａ）に示す実線の負荷電流ＩＬＤｉ１と破線の負荷電流ＩＬＤｉ２とから、負荷電圧の抑制に伴って負荷電流も少なくなっていることが確認される。また、図６（ａ）と（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５とすると、負荷電圧がほぼ０でスイッチングされており、ソフトスイッチングが実現されている。一方、図６（ａ）と（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＵｉよりもＳＧＹｉを先にオフ信号にすると、ソフトスイッチングという特性は、失われるが、比較的低い電圧でスイッチングすることができている。
【００６０】
このように、負荷ＬＤｉに流れる電流は、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５から減少させるにつれて減少する。このため、負荷ＬＤｉに供給される電力も、減少する。即ち、負荷ＬＤｉに供給する電力を、つまみ１３ａｉを操作して、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５以下の範囲で調整することで調整することができる。
【００６１】
また、平滑コンデンサＣＣの容量が各コンデンサＣＭｉの容量に比較して大きいため、各駆動回路１０ｉには、安定的に電力が供給され、各駆動回路１０ｉを互いに独立して駆動することができ、各負荷ＬＤｉに供給する電力を個別に調整することが可能となる。
【００６２】
以上説明したように、本実施の形態の電力逆変換装置１によれば、ゲート信号のデューティ比をそれぞれ制御することで、１つの電流源から複数の負荷ＬＤｉに個別に電力を供給することができる。また、ゲート信号のデューティ比の制御により、負荷ＬＤｉに供給する電力を個別に制御することが可能となる。
【００６３】
なお、図７に示すように、負荷電流ＩＬＤｉを測定する電流（電力）測定装置２１ｉを取り付け、測定値を制御回路１３ｉにフィードバックし、制御回路１３ｉが所定の電流値（電力値）が得られるように、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を制御するようにしてもよい。
【００６４】
また、図８に示すように、交流電源１１と全波整流回路１２と平滑コンデンサＣＣに代えて、１つの直流電源２２を使用してもよい。
【００６５】
また、上記実施の形態では、磁気エネルギー回生スイッチＢｉを構成する逆導通型半導体スイッチのうち、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとＳＷＹｉに供給するゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を制御したが、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとＳＷＹｉに供給するゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５に固定し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＶｉに供給するゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比を制御してもよい。ただし、電圧の低い側のスイッチ部のゲート信号、即ち、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を制御する方が望ましい。
【００６６】
また、図９に示すように、駆動回路１０ｉにおいて、磁気エネルギー回生スイッチＢｉの直流端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に配置されたコンデンサＣＭｉの代わりに、交流端子ＡＣ１ｉ−ＡＣ２ｉ間に無極性のコンデンサＣＰｉを接続してもよい。ゲート信号等に変更は必要ない。
磁気エネルギー回生スイッチＢｉの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ，ＳＷＶｉ，ＳＷＸｉ，ＳＷＹｉのオン・オフの切り替わりに伴い、直流電源２から交流端子ＡＣ１ｉあるいはＡＣ２ｉを介して供給される電力によって、インダクタＬｉとコンデンサＣＰｉは共振を繰り返す。
この場合、図３Ａ，Ｂ，Ｄ，Ｅで説明した流路での共振が、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を介さずに繰り返されるため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に電流負担が減少する。そのため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の寿命が延びる。
もちろんコンデンサＣＰｉとコンデンサＣＭｉとの両方を備えることも可能である。この場合のインダクタＬｉとコンデンサとの共振周波数は、コンデンサＣＭｉとコンデンサＣＰｉとの合成容量とインダクタＬｉのインダクタンスによって定まる。
【００６７】
さらに、例えば図１０に示すような、寄生振動を減衰させる振動抑制回路２０を配置してもよい。
【００６８】
また、各逆導通型半導体スイッチは、スイッチ部とダイオード部の組み合わせに限定されない。その他、回路構成等は適宜変更可能である。
実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。
【００６９】
また上記実施例では、共振周波数ｆｒがゲート信号の周波数ｆより小さい場合を例に説明したが、共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆとが等しくてもよいし、大きくてもよい。ただし、共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆの２倍以下であることがこのましい。特に、共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆとが略等しいことが好ましい。
共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆとが等しい場合、図３Ｃ及び図３Ｆに示した経路で流れる電流がなく、効率よくコンデンサＣＭｉと負荷ＬＤｉのインダクタＬｉを効率よく共振させることができる。
【００７０】
なお負荷ＬＤｉの種類は、誘導性負荷であればその種類や組み合わせは任意である。
例えば、本発明は出力の違う複数のモータを制御するモータ制御装置に用いることができる。
この場合、使用したいモータに接続された磁気エネルギー回生スイッチの逆導通型半導体スイッチに入力するゲート信号のデューティ比を制御して供給する電力を定格に近づけ、磁気エネルギー回生スイッチから使用しないモータに供給される電力を少なくする。ただし、使用しないモータを完全に停止させることなく低速で運転すると、停止状態のモータを再始動させる際のモータへの負担が少なくなり、駆動がスムーズになる。
また、本発明は１つの電源と複数の誘導加熱装置との間に接続して用いることも効果的である。
この場合、本発明によって、それぞれの誘導加熱装置に所望の周波数で所望の電力を供給することができる。これにより、誘導加熱装置の加熱対象の加熱部分や加熱の強さを制御することができる。
【符号の説明】
【００７１】
１ 電力逆変換装置
２，２２ 直流電源
１０ｉ 駆動回路
１１ 交流電源
１２ 全波整流回路
１３ｉ 制御回路
１３ａｉ つまみ
２０ｉ 振動抑制回路
２１ｉ 電流計又は電力計
Ｂｉ 磁気エネルギー回生スイッチ
Ｌｄｃｉ（ｉ＝１〜ｎ） 直流リアクトル
ＬＤｉ 負荷
Ｌｉ インダクタ
Ｒｉ 抵抗
ＣＣ 平滑コンデンサ
ＣＭｉ、ＣＰｉ コンデンサ
ＳＷＵｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＹｉ 逆導通型半導体スイッチ
ＳＵｉ、ＳＶｉ、ＳＸｉ、ＳＹｉ スイッチ部
ＤＵｉ、ＤＶｉ、ＤＸｉ、ＤＹｉ ダイオード部
ＧＵｉ、ＧＶｉ、ＧＸｉ、ＧＹｉ ゲート
ＤＣＰｉ、ＤＣＮｉ 直流端子
ＡＣ１ｉ、ＡＣ２ｉ 交流端子
ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉ ゲート信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力逆変換装置及び電力逆変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導性負荷に、交流電流を供給する電源装置は多数発明され、利用されている。特に、大電力・高周波応用に関しては、スイッチング損失が無視できないため、ソフトスイッチングを行うようにスイッチング制御されることが求められてきた。
【０００３】
しかし、ソフトスイッチングを実現するためには、スイッチング素子に掛かる電圧（又は電流）が０の時にスイッチングするため、電圧または電流を監視する受動的な制御になってしまう。そのため、可変周波数を実現したり、すべての動作ポイントにおいて高効率を実現したりするのは難しい。
【０００４】
このような問題を解決することが可能な技術が特許文献１に開示されている。この文献に開示された電力逆変換回路は、コンデンサと４つの逆導通型半導体スイッチとから構成される磁気エネルギー回生スイッチを用いて、直流電源から、所望の周波数の交流電流を負荷に供給する。この電力逆変換回路は、フルブリッジ型ＭＥＲＳの４つの逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えることにより、フルブリッジ型ＭＥＲＳのコンデンサと誘導性負荷のインダクタとを直列共振させ、コンデンサに発生した電圧により誘導性負荷に交流電流を供給する回路である。
この電力逆変換回路は、精密な制御なしに４つの逆導通型半導体スイッチをソフトスイッチング可能で、かつ、負荷に供給する交流電流の周波数を調整することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−９２７４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、この特許文献に開示された電力逆変換回路は、負荷に供給する電力の量を調整することができない。
【０００７】
よって、複数の負荷に流れる電力の量を個別に制御する場合に、直流電源から負荷までのすべてのシステムが負荷と同数必要になる。例えば、近接する同一のラインに複数の誘導加熱用の負荷コイルが接続されており、それぞれのコイル電流を別々に制御したい場合がある。しかし、この構成では、この電力逆変換回路に加え、負荷毎に直流電源が必要であり、構成が大きくなり、経済性に乏しくなる。
【０００８】
この発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、供給電力を調整可能で、かつ、回路規模の小さい電力逆変換装置及び電力逆変換方法を提供することを目的とする。
また、この発明は、１つの電源から複数の負荷に並列に電力を供給可能で、かつ、供給電力を調整可能な電力逆変換装置及び電力逆変換方法を提供することを他の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力逆変換装置は、
直流電圧源に直列に接続される直流リアクトルと、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に前記直流電圧源と前記直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を固定とし、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を可変とする、
ことを特徴とする。
【００１０】
例えば、前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である。
【００１１】
例えば、前記制御回路は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数と等しい周波数で前記複数の自己消弧型素子をオン・オフする。
【００１２】
例えば、前記制御回路は、前記一方のペアのデューティ比を０．５とし、他方のペアのデューティ比を０．５以下で可変とする。
【００１３】
また、前記制御回路は、出力する信号の周波数を調整する機能をさらに備えてもよい。
【００１４】
例えば、前記磁気エネルギー回生スイッチは複数あり、複数の前記磁気エネルギー回生スイッチはそれぞれ異なる誘導性負荷に接続され、
前記制御手段は、各前記磁気エネルギー回生スイッチ毎に、前記第１乃至第４の自己消弧型素子に出力する信号を制御する。
【００１５】
例えば、前記自己消弧型素子は逆導通型半導体スイッチであって、前記ダイオードは、前記逆導通型半導体スイッチの寄生ダイオードである。
【００１６】
例えば、本発明は誘導加熱装置に用いられる。
【００１７】
例えば、本発明はモータ制御装置に用いられる。
【００１８】
また、上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る電力逆変換方法は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に直流電圧源と直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力し、かつ、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を固定とし、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を可変とする、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、回路規模の小さい構成で、電力を調整することができる。
更に、本発明によれば、１つの電源から複数の負荷に並列に電力を供給可能で、かつ、供給電力を調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】この発明の一実施形態にかかる電力逆変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】（ａ）乃至（ｄ）は図１に示す電力逆変換装置のゲート信号の例を示す図である。
【図３Ａ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｂ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｃ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｄ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｅ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｆ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｇ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３Ｈ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図４】図１に示す電力逆変換装置のゲート信号と電流・電圧との関係例を示す図である。
【図５】図１に示す電力逆変換装置のゲート信号と電流・電圧との関係例を示す図である。
【図６】図１に示す電力逆変換装置のゲート信号のデューティ比を変化させた場合の電流・電圧の変化を示す図である。
【図７】図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。
【図８】図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。
【図９】図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。
【図１０】図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態に係る電力逆変換装置を、図面を参照しつつ説明する。
【００２２】
本実施形態に係る電力逆変換装置は、１つの直流電源から供給される電力を、交流電力に変換して、複数の負荷に並列に供給可能で、かつ、複数の負荷への供給電力を個別に制御可能なものである。
【００２３】
以下、並列に配置されたｎ個（ｎは２以上の自然数）の負荷に交流電力を供給する例を説明する。
【００２４】
図１に示すように、本実施の形態に係る電力逆変換装置１は、全負荷に共通に配置されたと直流電源２と、第ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の負荷ＬＤｉに配置された駆動回路１０ｉとから構成される。
直流電源２は、交流電源１１と全波整流回路１２と平滑コンデンサＣＣとから構成される。
駆動回路１０ｉは、直流リアクトルＬｄｃｉと、磁気エネルギー回生スイッチＢｉと、制御回路１３ｉとから構成される。
【００２５】
磁気エネルギー回生スイッチＢｉは４つの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉと、コンデンサＣＭｉと、から構成される。
磁気エネルギー回生スイッチＢｉの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉは、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉと、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉに並列に接続されたスイッチ部ＳＵｉ，ＳＸｉ，ＳＶｉ，ＳＹｉと、スイッチ部ＳＵｉ，ＳＸｉ，ＳＶｉ，ＳＹｉに配置されたゲートＧＵｉ，ＧＸｉ，ＧＶｉ，ＧＹｉと、から構成される。
【００２６】
磁気エネルギー回生スイッチＢｉの、交流端子ＡＣ１ｉにはダイオード部ＤＵｉのアノードとダイオード部ＤＸｉのカソードとが、直流端子ＤＣＰｉにはダイオード部ＤＵｉのカソードとダイオード部ＤＹｉのカソードとコンデンサＣＭｉの正極とが、直流端子ＤＣＮｉにはダイオード部ＤＸｉのアノードとダイオード部ＤＹｉのアノードとコンデンサＣＭｉの負極とが、交流端子ＡＣ２ｉにはダイオード部ＤＶｉのアノードとダイオード部ＤＹｉのカソードとが接続されている。
また、直流端子ＤＣＰｉと直流端子ＤＣＮｉの間には直流電源２と直流リアクトルＬｄｃｉの直列回路が接続され、交流端子ＡＣ１ｉと交流端子ＡＣ２ｉの間には、負荷ＬＤｉが接続されている。
【００２７】
交流電源１１の出力は、全波整流回路１２に入力されている。
負荷ＬＤｉ用の、電流平滑用の直流リアクトルＬｄｃｉは、その一端が全波整流回路１２の正の出力端と平滑コンデンサＣＣの接続ノードに共通に接続されている。
【００２８】
交流電源１１は、所定周波数で所定電圧の交流電圧を出力する。
全波整流回路１２は、例えば、ダイオードブリッジ回路等から構成され、交流電源１１の出力電圧を全波整流して脈流の直流脈流電圧を出力する。
平滑コンデンサＣＣは、全波整流回路１２の出力する脈流電圧を平滑化し、直流電圧源として機能する。平滑コンデンサＣＣの容量は、コンデンサＣＭｉの総和よりも大きいことが望ましい。
【００２９】
負荷ＬＤｉは、例えば、誘導加熱コイル、モータ等の誘導性負荷から構成される。負荷ＬＤｉは、インダクタＬｉと抵抗Ｒｉの直列回路で表される。
なお、負荷ＬＤｉのインダクタンスや抵抗は互いに異なっても良い。
【００３０】
磁気エネルギー回生スイッチＢｉの逆導通型逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉのオン・オフは、スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉのオン・オフが切り替わることによって、切り替わる。
スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉは、ゲートＧＵｉ、ＧＸｉ、ＧＶｉ、ＧＹｉにオン信号が入力されるとオンになり、オフ信号が入力されるとオフになる。
スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉがオンになると、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉが短絡され、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉがオンになる。スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉがオフになると、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉが機能し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ，ＳＷＸｉ，ＳＷＶｉ，ＳＷＹｉはオフになる。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉは、例えば、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
【００３１】
制御回路１３ｉは、磁気エネルギー回生スイッチＢｉを構成する４つのスイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉのゲートＧＵｉ，ＧＸｉ，ＧＶｉ，ＧＹｉに、図２（ａ）〜（ｄ）に示すゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＹｉを供給する。ゲート信号はそれぞれハイレベルとローレベルの信号から構成され、ハイレベルはオン信号、ローレベルはオフ信号として機能する。
【００３２】
図２（ａ），（ｂ）に示すように、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉとは、例えば、予め設定された周波数ｆを有し、そのデューティ比が０．５（１８０°オン）の信号であり、互いにほぼ逆相の信号である。ただし、ゲート信号ＳＧＵｉ又はＳＧＶｉの一方がハイレベルからローレベルに変化した期間ΔＴの間は、ゲート信号ＳＧＵｉ又はＳＧＶｉの他方はローレベルからハイレベルに変化しない。逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＶｉとが同時にオンし、負荷ＬＤｉの両端が短絡する事態を防止するためのである。
【００３３】
図２（ａ）乃至図２（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＹｉは、ゲート信号ＳＧＵｉと同一周波数で同期した信号で、ゲート信号ＳＧＸｉは、ゲート信号ＳＧＶｉと同一周波数で同期した信号である。ただし、ゲート信号ＳＧＹｉとＳＧＸｉとのデューティ比は、０．５以下であり、制御回路１３ｉのつまみ１３ａｉの調整に伴って可変である。
【００３４】
コンデンサＣＭｉの容量Ｃと、負荷ＬＤｉのインダクタＬｉのインダクタンスＬとの共振周波数ｆｒは、ｆｒ＝１／［２π√（Ｃ・Ｌ）］である。ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉの周波数ｆは、この共振周波数ｆｒ以下の周波数に設定される。また、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉがオン・オフするタイミングで、負荷電流ＩＬＤｉが最大値となるように、コンデンサＣＭｉの容量が調整されることが望ましい。
なお、本実施例では、コンデンサＣＭｉと負荷ＬＤｉのインダクタＬｉの共振の周期がゲート信号の周期の９５％になるように、コンデンサＣＭｉの容量は調整されている。
【００３５】
次に、上記構成の電力逆変換装置１の動作を説明する。
【００３６】
各駆動回路１０ｉの動作は共通である。
各駆動回路１０ｉの直流リアクトルＬｄｃｉは、直流電源２から出力された電力（電流）を安定的に駆動回路１０ｉ内に供給する。
【００３７】
制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉを、スイッチ部ＳＵｉ、ＳＶｉ、ＳＸｉ、ＳＹｉに供給する。前述のように、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉは同一の周波数を有し、ＳＧＵｉとＳＧＶｉとはデューティ比がほぼ０．５で、ＳＧＸｉとＳＧＹｉはつまみ１３ａｉによって調整された０．５以下のデューティ比を有する。
【００３８】
制御回路１３ｉにおいて、ゲート信号ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉのデューティ比が例えば０．５の場合、負荷ＬＤｉを流れる電流は、図３Ａ乃至図３Ｆの矢印に示すように流れる。
以下、初期状態が、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉはオフ信号で、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉはオン信号で、電流が後述する図３Ｆの経路で流れている時刻Ｔ１０の状態である、として説明する。
なお、理解を容易にするために、図３Ａ乃至図３Ｆにおいて、交流電源１１と全波整流回路１２は表記していない。
【００３９】
（時刻Ｔ１１−Ｔ１２）
時刻Ｔ１１になると、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉとをオフ信号からオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオン信号からオフ信号に切り替える。逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＸｉはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＹｉはオフに切り替わる。
電流は、図３Ａに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４０】
（時刻Ｔ１２−Ｔ１３）
インダクタＬｉとの共振によって、コンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ１２においてコンデンサＣＭｉは放電を始め、電流は図３Ｂに示すように流れ始める。電流は、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４１】
（時刻Ｔ１３−Ｔ１４）
コンデンサＣＭの両端電圧が略０になる時刻Ｔ１３において、電流は図３Ｃに示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ１ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとを介して交流端子ＡＣ２ｉを通るルートと、交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとオフの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉとを介して交流端子ＡＣ２ｉを通るルートと、の２つのルートで負荷ＬＤｉに流れる。
【００４２】
（時刻Ｔ１４−Ｔ１５）
時刻Ｔ１４になると、制御回路１３ｉは、予め設定された周波数ｆにより、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオフ信号からオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉをオン信号からオフ信号に切り替える。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＹｉはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＸｉはオフに切り替わる。
電流は、図３Ｄに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４３】
（時刻Ｔ１５−Ｔ１６）
インダクタＬｉとの共振によってコンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ１５において、コンデンサＣＭｉは放電をし始める。電流は図３Ｅに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４４】
（時刻Ｔ１６−Ｔ１７）
コンデンサＣＭｉの両端電圧が略０になる時刻Ｔ１６において、電流は図３Ｆに示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ２ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとを介して交流端子ＡＣ１ｉを通るルートと、交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉとオフの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとを介して交流端子ＡＣ１ｉを通るルートと、の２つのルートで負荷ＬＤｉに流れる。
【００４５】
時刻Ｔ１７において制御回路１３ｉは、予め設定された周波数ｆにより、再びゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＶｉをオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオフ信号に切り替える。
【００４６】
上述の動作を繰り返すことにより、図４に示すような交流電流が負荷ＬＤｉに流れる。図４は、ゲート信号ＳＧＶｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＵｉ，ＳＧＹｉのオン信号・オフ信号の切り替わりに伴う負荷ＬＤｉの電流ＩＬＤｉ，電圧ＶＬＤｉと、コンデンサＣＭｉの電圧Ｖｃｍの関係を示すもので、図中のＴ１０乃至Ｔ１７は上述のＴ１０乃至Ｔ１７に対応する。
ゲート信号ＳＧＵｉ，ＳＧＶｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＹｉの切り替わりに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃｍが充放電を繰り返し、コンデンサ電圧Ｖｃｍが負荷電圧ＶＬＤｉとして負荷ＬＤｉに印加され、交流電流が負荷ＬＤｉに流れることがわかる。しかも、負荷ＬＤｉ、各逆導通型半導体スイッチにかかる電圧がほぼ０のタイミングで逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えられるので、いわゆるソフトスイッチングが可能となる。
【００４７】
制御回路１３ｉの出力するゲート信号ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉのデューティ比が、例えば０．４の時、電流は、図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｄ，図３Ｅ，図３Ｇ，図３Ｈに示すように流れる。
以下、初期状態はゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＹｉとＳＧＸｉはオフ信号で、ゲート信号ＳＧＵｉはオン信号で、電流が後述する図３Ｈの経路で流れている時刻Ｔ２０の状態である、として説明する。
【００４８】
（時刻Ｔ２１−Ｔ２２）
時刻Ｔ２１になると、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉとをオフ信号からオン信号に、ゲート信号ＳＧＵｉをオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＹｉはオフ信号を保持する。逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＸｉはオンに、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉはオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉはオフまま変化しない。
電流は、図３Ａに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００４９】
（時刻Ｔ２２−Ｔ２３）
インダクタＬｉとの共振によってコンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ２２において、コンデンサＣＭｉは放電を始め、電流は図３Ｂに示すように流れ始める。電流は、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００５０】
（時刻Ｔ２３−Ｔ２４）
時刻Ｔ２３になると、設定されたデューティ比によって、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＸｉをオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＶｉはオン信号のままに、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉとをオフ信号のままにする。逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＵｉとＳＷＹｉとはオン・オフを保持し、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉがオフに切り替わる。電流は図３Ｇに示すように、交流端子ＡＣ１ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉに流れる。コンデンサＣＭｉの電圧はほとんど変動しない。
【００５１】
（時刻Ｔ２４−Ｔ２５）
時刻Ｔ２４になると、予め設定された周波数ｆにより、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオフ信号からオン信号に、ゲート信号ＳＧＶｉをオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＸｉはオフ信号のままにする。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＹｉはオンに、逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉはオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉはオフを保持する。
電流は、図３Ｄに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００５２】
（時刻Ｔ２５−Ｔ２６）
インダクタＬｉとの共振によって、コンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ２５において、コンデンサＣＭｉは放電をし始め、電流は図３Ｅに示すよう流れる。電流は、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。
コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
【００５３】
（時刻Ｔ２６−Ｔ２７）
時刻Ｔ２６になると、制御回路１３ｉは、設定されたデューティ比によって、ゲート信号ＳＧＹｉをオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＵｉはオン信号のまま、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉとをオフ信号のままにする。逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＶｉとＳＷＸｉとはオン・オフを保持し、逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉがオフに切り替わる。
電流は図３Ｈに示すように、交流端子ＡＣ２ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り負荷ＬＤｉに流れる。コンデンサＣＭｉの電圧はほとんど変動しない。
【００５４】
時刻Ｔ２７において制御回路１３ｉは、予め設定された周波数ｆにより、再び、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＶｉとをオン信号に、ゲート信号ＳＧＵｉをオフ信号に切り替える。ゲート信号ＳＧＹｉはオフ信号を保持される。
【００５５】
上述の動作を繰り返すことによって、図５に示すような交流電流が負荷ＬＤｉに流れる。図５は、ゲート信号ＳＧＶｉ，ＳＧＵｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＹｉのオン信号・オフ信号の切り替わりに伴う負荷ＬＤｉの電流ＩＬＤｉ・電圧ＶＬＤｉと、コンデンサＣＭｉの電圧Ｖｃｍの関係を示すもので、図中のＴ２０乃至Ｔ２７は上述のＴ２０乃至Ｔ２７に対応する。
上述したように、ゲート信号ＳＧＵｉ，ＳＧＶｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＹｉの切り替わりに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃｍが負荷ＬＤｉに順方向で印加される・逆方向で印加される・印加されない状態が切り替わり、それに伴い交流電流が負荷ＬＤｉに流れることがわかる。
この場合、いわゆるソフトスイッチングではなくなるが、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ，ＳＷＶｉ，ＳＷＸｉ，ＳＷＹｉにかかる印加電圧は小さく、大きな損失は発生しない。
【００５６】
ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比が０．５の場合と０．４の場合の負荷ＬＤｉの電流・電圧を比べると、図６（ａ）〜（ｄ）のようになる。
【００５７】
図６（ａ），図６（ｂ）は、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉのデューティ比を図６（ｄ）に示すように０．５とした場合と、図６（ｃ）に示すようにゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比を０．５でゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．４とした場合との、負荷ＬＤｉに印加される電圧と負荷ＬＤｉに流れる電流との関係をに示したものである。
【００５８】
ここで、図６（ａ）と（ｂ）において、実線は、デューティ比が全て０．５とした場合のもの、破線は、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比を０．５、ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．４とした場合のものである。
【００５９】
図６（ａ）に示す実線の負荷電圧ＶＬＤｉ１と破線の負荷電圧ＶＬＤｉ２の対比から、負荷電圧がデューティ比により抑制されているのが確認できる。同様に、図６（ａ）に示す実線の負荷電流ＩＬＤｉ１と破線の負荷電流ＩＬＤｉ２とから、負荷電圧の抑制に伴って負荷電流も少なくなっていることが確認される。また、図６（ａ）と（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５とすると、負荷電圧がほぼ０でスイッチングされており、ソフトスイッチングが実現されている。一方、図６（ａ）と（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＵｉよりもＳＧＹｉを先にオフ信号にすると、ソフトスイッチングという特性は、失われるが、比較的低い電圧でスイッチングすることができている。
【００６０】
このように、負荷ＬＤｉに流れる電流は、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５から減少させるにつれて減少する。このため、負荷ＬＤｉに供給される電力も、減少する。即ち、負荷ＬＤｉに供給する電力を、つまみ１３ａｉを操作して、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５以下の範囲で調整することで調整することができる。
【００６１】
また、平滑コンデンサＣＣの容量が各コンデンサＣＭｉの容量に比較して大きいため、各駆動回路１０ｉには、安定的に電力が供給され、各駆動回路１０ｉを互いに独立して駆動することができ、各負荷ＬＤｉに供給する電力を個別に調整することが可能となる。
【００６２】
以上説明したように、本実施の形態の電力逆変換装置１によれば、ゲート信号のデューティ比をそれぞれ制御することで、１つの電流源から複数の負荷ＬＤｉに個別に電力を供給することができる。また、ゲート信号のデューティ比の制御により、負荷ＬＤｉに供給する電力を個別に制御することが可能となる。
【００６３】
なお、図７に示すように、負荷電流ＩＬＤｉを測定する電流（電力）測定装置２１ｉを取り付け、測定値を制御回路１３ｉにフィードバックし、制御回路１３ｉが所定の電流値（電力値）が得られるように、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を制御するようにしてもよい。
【００６４】
また、図８に示すように、交流電源１１と全波整流回路１２と平滑コンデンサＣＣに代えて、１つの直流電源２２を使用してもよい。
【００６５】
また、上記実施の形態では、磁気エネルギー回生スイッチＢｉを構成する逆導通型半導体スイッチのうち、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとＳＷＹｉに供給するゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を制御したが、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとＳＷＹｉに供給するゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５に固定し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＶｉに供給するゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比を制御してもよい。ただし、電圧の低い側のスイッチ部のゲート信号、即ち、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を制御する方が望ましい。
【００６６】
また、図９に示すように、駆動回路１０ｉにおいて、磁気エネルギー回生スイッチＢｉの直流端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に配置されたコンデンサＣＭｉの代わりに、交流端子ＡＣ１ｉ−ＡＣ２ｉ間に無極性のコンデンサＣＰｉを接続してもよい。ゲート信号等に変更は必要ない。
磁気エネルギー回生スイッチＢｉの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ，ＳＷＶｉ，ＳＷＸｉ，ＳＷＹｉのオン・オフの切り替わりに伴い、直流電源２から交流端子ＡＣ１ｉあるいはＡＣ２ｉを介して供給される電力によって、インダクタＬｉとコンデンサＣＰｉは共振を繰り返す。
この場合、図３Ａ，Ｂ，Ｄ，Ｅで説明した流路での共振が、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を介さずに繰り返されるため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に電流負担が減少する。そのため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の寿命が延びる。
もちろんコンデンサＣＰｉとコンデンサＣＭｉとの両方を備えることも可能である。この場合のインダクタＬｉとコンデンサとの共振周波数は、コンデンサＣＭｉとコンデンサＣＰｉとの合成容量とインダクタＬｉのインダクタンスによって定まる。
【００６７】
さらに、例えば図１０に示すような、寄生振動を減衰させる振動抑制回路２０を配置してもよい。
【００６８】
また、各逆導通型半導体スイッチは、スイッチ部とダイオード部の組み合わせに限定されない。その他、回路構成等は適宜変更可能である。
実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。
【００６９】
また上記実施例では、共振周波数ｆｒがゲート信号の周波数ｆより小さい場合を例に説明したが、共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆとが等しくてもよいし、大きくてもよい。ただし、共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆの２倍以下であることがこのましい。特に、共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆとが略等しいことが好ましい。
共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆとが等しい場合、図３Ｃ及び図３Ｆに示した経路で流れる電流がなく、効率よくコンデンサＣＭｉと負荷ＬＤｉのインダクタＬｉを効率よく共振させることができる。
【００７０】
なお負荷ＬＤｉの種類は、誘導性負荷であればその種類や組み合わせは任意である。
例えば、本発明は出力の違う複数のモータを制御するモータ制御装置に用いることができる。
この場合、使用したいモータに接続された磁気エネルギー回生スイッチの逆導通型半導体スイッチに入力するゲート信号のデューティ比を制御して供給する電力を定格に近づけ、磁気エネルギー回生スイッチから使用しないモータに供給される電力を少なくする。ただし、使用しないモータを完全に停止させることなく低速で運転すると、停止状態のモータを再始動させる際のモータへの負担が少なくなり、駆動がスムーズになる。
また、本発明は１つの電源と複数の誘導加熱装置との間に接続して用いることも効果的である。
この場合、本発明によって、それぞれの誘導加熱装置に所望の周波数で所望の電力を供給することができる。これにより、誘導加熱装置の加熱対象の加熱部分や加熱の強さを制御することができる。
【符号の説明】
【００７１】
１ 電力逆変換装置
２，２２ 直流電源
１０ｉ 駆動回路
１１ 交流電源
１２ 全波整流回路
１３ｉ 制御回路
１３ａｉ つまみ
２０ｉ 振動抑制回路
２１ｉ 電流計又は電力計
Ｂｉ 磁気エネルギー回生スイッチ
Ｌｄｃｉ（ｉ＝１〜ｎ） 直流リアクトル
ＬＤｉ 負荷
Ｌｉ インダクタ
Ｒｉ 抵抗
ＣＣ 平滑コンデンサ
ＣＭｉ、ＣＰｉ コンデンサ
ＳＷＵｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＹｉ 逆導通型半導体スイッチ
ＳＵｉ、ＳＶｉ、ＳＸｉ、ＳＹｉ スイッチ部
ＤＵｉ、ＤＶｉ、ＤＸｉ、ＤＹｉ ダイオード部
ＧＵｉ、ＧＶｉ、ＧＸｉ、ＧＹｉ ゲート
ＤＣＰｉ、ＤＣＮｉ 直流端子
ＡＣ１ｉ、ＡＣ２ｉ 交流端子
ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉ ゲート信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源に直列に接続される直流リアクトルと、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に前記直流電圧源と前記直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を固定とし、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を可変とする、
ことを特徴とする電力逆変換装置。
【請求項２】
前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数と等しい周波数で前記複数の自己消弧型素子をオン・オフする、
ことを特徴とする請求項２に記載の電力逆変換装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記一方のペアのデューティ比を０．５とし、他方のペアのデューティ比を０．５以下で可変とする、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力逆変換装置。
【請求項５】
前記制御回路は、出力する信号の周波数を調整する機能をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力逆変換装置。
【請求項６】
前記磁気エネルギー回生スイッチは複数あり、複数の前記磁気エネルギー回生スイッチはそれぞれ異なる誘導性負荷に接続され、
前記制御手段は、各前記磁気エネルギー回生スイッチ毎に、前記第１乃至第４の自己消弧型素子に出力する信号を制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力逆変換装置。
【請求項７】
前記自己消弧型素子は逆導通型半導体スイッチであって、前記ダイオードは、前記逆導通型半導体スイッチの寄生ダイオードである、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力逆変換装置。
【請求項８】
請求項１乃至７の何れか１項に記載の電力逆変換装置を用いた誘導加熱装置。
【請求項９】
請求項１乃至７の何れか１項に記載の電力逆変換装置を用いたモータ制御装置。
【請求項１０】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に直流電圧源と直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力し、かつ、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を固定とし、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を可変とする、
ことを特徴とする電力逆変換方法。
【請求項１】
直流電圧源に直列に接続される直流リアクトルと、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に前記直流電圧源と前記直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を固定とし、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を可変とする、
ことを特徴とする電力逆変換装置。
【請求項２】
前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数と等しい周波数で前記複数の自己消弧型素子をオン・オフする、
ことを特徴とする請求項２に記載の電力逆変換装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記一方のペアのデューティ比を０．５とし、他方のペアのデューティ比を０．５以下で可変とする、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力逆変換装置。
【請求項５】
前記制御回路は、出力する信号の周波数を調整する機能をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力逆変換装置。
【請求項６】
前記磁気エネルギー回生スイッチは複数あり、複数の前記磁気エネルギー回生スイッチはそれぞれ異なる誘導性負荷に接続され、
前記制御手段は、各前記磁気エネルギー回生スイッチ毎に、前記第１乃至第４の自己消弧型素子に出力する信号を制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力逆変換装置。
【請求項７】
前記自己消弧型素子は逆導通型半導体スイッチであって、前記ダイオードは、前記逆導通型半導体スイッチの寄生ダイオードである、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力逆変換装置。
【請求項８】
請求項１乃至７の何れか１項に記載の電力逆変換装置を用いた誘導加熱装置。
【請求項９】
請求項１乃至７の何れか１項に記載の電力逆変換装置を用いたモータ制御装置。
【請求項１０】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に直流電圧源と直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力し、かつ、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を固定とし、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比を可変とする、
ことを特徴とする電力逆変換方法。
【図１】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図３Ｃ】
【図３Ｄ】
【図３Ｅ】
【図３Ｆ】
【図３Ｇ】
【図３Ｈ】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図３Ｃ】
【図３Ｄ】
【図３Ｅ】
【図３Ｆ】
【図３Ｇ】
【図３Ｈ】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１１−１４７３００（Ｐ２０１１−１４７３００Ａ）
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−７５０８（Ｐ２０１０−７５０８）
【出願日】平成２２年１月１５日（２０１０．１．１５）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１月１５日（２０１０．１．１５）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
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