電流形インバータのＰＷＭ制御方法とＰＷＭ信号発生装置およびこれらを用いた電力貯蔵装置
【課題】 電流形インバータの出力電圧・電流中の高調波を低減させる、汎用性のある簡易なＰＷＭパルスパターン発生法を提供し、さらに双方向ＤＣコンバータと電流形インバータを有する電力貯蔵装置を提供する。
【解決手段】 系統線の各相電圧と同期し系統周波数の２倍の周波数を有する三角波からなる変調波Ｗmodと、三角波の第１搬送波Ｓc1とこれと逆位相の第２搬送波Ｓc2とで大きさを比較し、搬送波が大きい部分をそれぞれ各相の第１，第２パルス信号波形ＰW1，ＰW2とし、第１，第２パルス信号波形を系統電圧の１周期毎に切り換えるように組み合わせて第１，第２の中間信号波形Ｐb1，Ｐb2を得て、この第１，第２信号波形と系統の各相電圧に同期し各相電圧と同じ周波数をもつ正弦波信号より大きな出力を持つ部分を各相の上下アームにＰＷＭパルス信号Ｗｐとして供給する。
【解決手段】 系統線の各相電圧と同期し系統周波数の２倍の周波数を有する三角波からなる変調波Ｗmodと、三角波の第１搬送波Ｓc1とこれと逆位相の第２搬送波Ｓc2とで大きさを比較し、搬送波が大きい部分をそれぞれ各相の第１，第２パルス信号波形ＰW1，ＰW2とし、第１，第２パルス信号波形を系統電圧の１周期毎に切り換えるように組み合わせて第１，第２の中間信号波形Ｐb1，Ｐb2を得て、この第１，第２信号波形と系統の各相電圧に同期し各相電圧と同じ周波数をもつ正弦波信号より大きな出力を持つ部分を各相の上下アームにＰＷＭパルス信号Ｗｐとして供給する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流形インバータのＰＷＭ制御方法およびＰＷＭ信号発生装置に関し、特に風力発電など自然エネルギーから得た電力を利用する電力貯蔵装置に使用する電流形インバータのＰＷＭ制御方法とＰＷＭ信号発生装置および電力貯蔵装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
温室効果ガス排出削減のために自然エネルギー導入が推進されている。我が国では欧米と比べて風速変動が激しいため、風力発電の導入が遅れている。連系系統容量に対する風力発電設備容量比が大きくなると風速変動が連系系統の電力品質に影響を及ぼすので、特に導入が期待される離島や過疎地などにおいて風力発電設備容量比が大きいことから導入量に限界が生じる。
電力貯蔵装置を併用することにより、風力発電設備の出力平準化が可能となり、また負荷の時間的偏在が大きく負荷率が悪い我が国においては負荷平準化にも効果がある。
【０００３】
近年、数１０００Ｆ以上という驚異的な静電容量値を持つ電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）素子が出現し、これを用いた二次電池に匹敵する程度のエネルギー密度・出力密度を有する電力貯蔵装置（ＥＣＳ）の開発が進んでいる。
ＥＤＬＣは、サイクル寿命が長く、保守が容易で、環境負荷もないなどの利点を有する。
ＥＣＳの交直変換器として、通常、電圧形インバータが用いられるが、ＥＤＬＣ単セルの耐電圧は３Ｖ以下と低く、さらにエネルギー放出による端子電圧の低下に伴い、ＥＣＳの出力も低下して出力制御を難しくする。また、ＥＤＬＣ素子を直列接続したものでも、直流電流の増加に伴いＥＤＬＣの内部抵抗損失が電流の２乗に比例して増加してしまう。
【０００４】
そこで、電流形インバータを利用する方法を検討する。電流形インバータにも一般に三角波あるいは鋸歯状波を搬送波とするＰＷＭ制御法が用いられる。しかし、相電流の転流および上位アームの２つを同時にオンすることができないという転流スイッチング制約が存在する。転流スイッチング制約を満たすため、普通の基準信号として正弦波を用いる方式ではパルス発生方法が複雑になり、簡易な装置に採用することができない。一方、基準信号として台形波を用いたサブハーモニック方式では、決定方法が比較的簡単で変調度、ＰＷＭパルス数すなわちスイッチング周波数、出力端コンデンサを適度の値に設定することにより高調波低減を達成できる。しかし、サブハーモニック方式における搬送波の形は特殊であって、転流スイッチング制約を満たすために変調波位相と同期させ、またパルス数の変化に応じて搬送波形状を調整するため、複雑な機構が必要となる。
【０００５】
さらに、新エネルギー導入促進策として、上位系統への逆潮流を前提として大規模な風力発電システムを配電系統末端に設置する例も多くなっている。このような分散電源では直流を交流に変換する電力変換器が不可欠である。
しかし、電力変換器によって高調波電流が増加するため供給電力の品質低下をもたらすことから、特に分散電源の集中連系、または離島などの小規模独立系統における逆潮流は障害が多い。したがって、電力変換器の高調波低減は喫緊の要請である。
【０００６】
特許文献１には、自然エネルギーを利用する太陽発電装置や風力発電装置などで得られる直流電力を交流電力に変換して配電線に供給するシステムで、補助電源として化石燃料により運転する発電機と、余剰電力を貯蔵して必要時に供給するキャパシタを備えて、電力の安定供給を可能としたものが開示されている。このシステムで使用されるキャパシタも、電気二重層キャパシタと双方向コンバータで構成されるが、補助電源に切り換える期間のみ配電線に給電するため、電力品質についての配慮は見られない。
【０００７】
また、特許文献２には、直流電源を系統電源に同期した交流電力に変換して系統負荷等に給電する分散型電源装置が開示されている。ここでは、インバータのスイッチング周波数が高いため、地絡漏洩電流を介して他の機器に高周波ノイズの悪影響を与えるおそれがあったので、これを高価なトランスでなく半導体スイッチを用いて電気的に絶縁することによって解決した発明が開示されている。しかし、開示された発明は、高周波ノイズの発生源を改良して高調波を減少させる効果を有するものではない。
【特許文献１】特開２００１−１３６６８１号公報
【特許文献２】特開２００１−０２２４５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明が解決しようとする課題は、電流形インバータの出力電圧・電流に含まれる高調波を低減させることができる、汎用性のある簡易なＰＷＭパルスパターン発生法を提供することであり、さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに電流形インバータを接続した電力貯蔵装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、本発明の三相電流形インバータのＰＷＭ制御方法は、三角波からなる第１搬送波と、第１搬送波と位相が１８０度異なる同じ第２搬送波を用い、系統の各相電圧と同期し系統周波数の２倍の周波数を有する三角波からなる各変調波と前記第１、第２搬送波と大きさを比較し、搬送波の電圧が大きい部分をそれぞれ各相の第１、第２パルス信号波形として出力し、第１パルス信号波形と第２パルス信号波形を系統電圧の１周期毎に切り換えるように組み合わせて第１，第２の信号波形を得て、この第１，第２信号波形と系統の各相電圧に同期し各相電圧と同じ周波数をもつ正弦波信号より大きな出力を持つ部分を各相の上下アームにＰＷＭパルス信号として供給することを特徴とする。
各変調波の振幅は搬送波の振幅の１．５倍以下にしないことが好ましい。
【００１０】
また、上記課題を解決するため、本発明の三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置は、各相毎に、変調波用三角波発生回路と、位相反転器と、１対の比較器と、パルス選択器とを備えて、前記変調波用三角波発生回路が系統電圧と同期し２倍の周波数を有する同期信号を入力して、同期信号に同期し所定の変調度を有する振幅を持つ三角波からなる変調波を発生し、位相反転器が入力される搬送波を反転して反転搬送波を出力し、一方の比較器が変調波と搬送波を入力して比較し搬送波より変調波の電圧が高い部分が出力パルスとなる第１のパルス信号波形を出力し、他方の比較器が変調波と反転搬送波を入力して比較し反転搬送波より変調波の電圧が高い部分が出力パルスとなる第２のパルス信号波形を出力し、パルス選択器が第１，第２パルス信号波形を入力し、さらに系統周波数と同じ周波数を有する第１周期波と半分の周波数を有する第２周期波を入力して、第２周期波の半周期毎に第１，第２パルス信号波形を交替して第１および第２の信号波形とし、第１周期波の半周期毎に第１および第２の信号波形をそれぞれ第１および第２ＰＷＭパルス信号として出力することを特徴とする。
各変調波の振幅は搬送波の振幅の１．５倍以下にしないことが好ましい。
【００１１】
また、上記課題を解決するため、本発明の電力貯蔵装置の運転方法は、キャパシタバンクに双方向直流直流コンバータを接続し、さらに電流形インバータを接続し、トランスを介して系統に接続する電力貯蔵装置において、電流形インバータに対して上に記載したＰＷＭ制御方法を適用することを特徴とする。
さらに、本発明の電力貯蔵装置は、キャパシタバンクに双方向直流直流コンバータを接続し、さらに電流形インバータを接続し、トランスを介して系統に接続する電力貯蔵装置において、電流形インバータのＰＷＭ制御装置に対して上に記載したＰＷＭ信号発生装置を適用することを特徴とする。
なお、キャパシタバンクは、電気二重層キャパシタ素子を組み合わせて構成することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の三相電流形インバータのＰＷＭ制御方法および本発明の三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置は、簡単な論理を使ってパルス周波数、パルス数および位相を可変にした制御パルスを発生することによって、相間で同時にオンしないＰＷＭ制御を行い、電流形インバータにおける転流スイッチング制約を充足することができる。また、高調波含有率の低いインバータ出力を得ることができる。
したがって、風力発電機などの分散型電源装置であって、電気二重層キャパシタなどを使った蓄電器に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを接続し、これに本発明の三相電流形インバータを組み合わせることによって、放電によってキャパシタの出力電圧が低下したときでも定出力を継続することができ内部抵抗損失を低減した電力貯蔵装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、実施例を用いて本発明を詳細に説明する。
図１から図３は本実施例の電流形インバータを適用した電力貯蔵装置を説明する図面、図４から図１０は本実施例の電流形インバータのＰＷＭ制御方法を説明する波形図、図１１から図１４は本実施例に係る電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置を表すブロック図である。
本実施例の電流形インバータのＰＷＭ制御方法は、例えば、風力発電の出力平準化、負荷平準化に使用される電力貯蔵装置などに利用することができるもので、特に電気二重層キャパシタなどの高性能なキャパシタを蓄電素子として利用した装置に最適に適用することができる。
【００１４】
図１は電流形インバータを適用した電流形電力貯蔵装置（ＥＣＳ）の主要回路構成を示すブロック図である。
図１に示した電流形ＥＣＳは、キャパシタバンク１、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２、直流リアクタンス３、電流形インバータ４、出力端コンデンサ５、連系トランス６を備え、系統７に接続して使用される。
キャパシタバンク１の直流電極端子は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２の一方の端子に接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の他方の端子は直流リアクタンス３を介して電流形インバータ４の直流端子に接続される。電流形インバータ４の交流端子は線間に出力端コンデンサ５を備えて連系トランス６の一方の端子に接続され、連系トランス６の他方の端子が系統７のバスに接続される。
出力端コンデンサ５のキャパシタンスＣacと連系トランス６のインダクタンスのフィルタ効果により系統側電圧ｖｔの高調波成分が変化するので、最適な出力端キャパシタンス５を選択することによって高調波含有率を小さくすることができる。
【００１５】
キャパシタンスバンク１は、たとえば、電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）素子を７０個直列に積層したものを５式並列接続して形成した、バンク出力電圧の定格値が１８９Ｖ、定格出力１００ｋＷのものなどが使用できる。
双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、２個のスイッチＳＷ１，ＳＷ２と２個のダイオードＤ１，Ｄ２から構成され、力行時に降圧コンバータとして動作し回生時に昇圧コンバータとして動作する、いわゆる第１−４象限ＤＣ／ＤＣコンバータである。
図２は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２の第１象限の放電時（力行時）の動作を示す動作原理図で、コンバータ２はＳＷ２を閉成し、ＳＷ１とＤ１によって降圧チョッパ回路として動作させている。また、図３は第４象限の充電時（回生時）の動作を示す動作原理図で、コンバータ２はＳＷ１を開成し、ＳＷ２とダイオードＤ２によって昇圧チョッパ回路として動作させている。図３の右側に示した図面は、等価回路図である。
放電時と充電時のいずれも、直流リアクタンス３を通ってインバータに供給される直流電流ｉdcの向きは変わらず、直流電圧の極性が反転するところが異なる。
【００１６】
電流形インバータ４は、３相電流形インバータで、上位アームにＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐの３個のＧＴＯサイリスタ、下位アームにＵｎ，Ｖｎ，Ｗｎの３個のＧＴＯサイリスタが設けられて、パルス発生装置で発生させるＰＷＭパルスにより適宜選択してオンオフし直流電流側と交流電流側を導通することにより、放電時には直流電流ｉdcを入力し３相交流電流ｉｐに変換して系統７側に出力し、充電時には３相交流電流ｉｐを入力し直流電流ｉdcに変換してＤＣ／ＤＣコンバータ２側に出力する。放電時と充電時のいずれにおいてもインバータに通電する直流電流ｉdcの向きは変わらない。
本実施例の電流形インバータ４は、図８から図１３により説明する生成原理に基づいた簡易ＰＷＭパルス発生メカニズムを用いることにより、スイッチング周波数や高調波割合などの条件を変更しても転流スイッチング制約が満たされるようにした、汎用性の高いインバータである。
【００１７】
なお、図４は電流形インバータ４のＧＴＯサイリスタを駆動するパルスを供給して本実施例の簡易ＰＷＭパルス発生メカニズムを実現するＰＷＭパルス発生回路の全体図、図５は搬送波発生回路、図６は変調波発生回路、図７はパルス選択回路を示す回路図である。
図４において、出力端子ＵｐおよびＵｎ、ＶｐおよびＶｎ、ＷｐおよびＷｎは、図１に示した同じ符号を有するＧＴＯサイリスタのスイッチングパルス信号を表す。
３相交流電力の各相は位相が１２０度ずつずれているだけで同じ回路で構成されるので、ここでは、簡単のため、代表としてＷ相の回路について説明する。
図中、Ｓc1は第１搬送波、Ｓc2は第２搬送波、ＷmodはＷアームのＰＷＭ制御に関する変調波である。
【００１８】
ＰＷＭパルス発生回路は、変調波Ｗmodを生成する変調波発生器１１、変調波Ｗmodを第１搬送波Ｓc1と比較して搬送波の電圧が大きい部分を第１パルス信号波形ＰW1として出力する第１比較器１２、第２搬送波Ｓc2と比較して搬送波の電圧が大きい部分を第２パルス信号波形ＰW2として出力する第２比較器１３、第１パルス信号波形ＰW1と第２パルス信号波形ＰW2と東日本では５０Ｈｚ、西日本では６０Ｈｚとされる系統電圧と同期した第１正弦波sin 60Hzとこの正弦波の周波数を１／２にした第２正弦波sin 30Hzを入力して各相各アームに適合するＰＷＭパルスを選択するパルス選択器１４を備える。
【００１９】
なお、各相に共通の補助回路として、設定した周波数を入力して三角波を生成し第１搬送波Ｓc1として出力する搬送波発生回路２１、第１搬送波Ｓc1の位相を反転する反転器２２と反転器の出力を０から１の出力に水準修正して第２搬送波Ｓc2を出力する加算器２３、後に説明する位相指令値αrefで位相修正した系統電圧ｖｔを出力する加算器２５、位相修正後の系統電圧ｖｔと同じ周波数を持った位相信号を各相の変調波発生器１１に供給する演算器２６、系統電圧ｖｔの各相毎に同期した第１正弦波sin60Hzを発生する第１正弦波発生回路２７、系統電圧ｖｔの周波数を１／２演算器２８で半分にしたものを入力して各相毎に同期した第２正弦波sin30Hzを発生する第２正弦波発生回路２９、さらに、変調波の波高を調整するための係数設定器２４などがある。
【００２０】
搬送波発生回路２１は、図５のブロック図に示すように構成され、入力された周波数信号に同期し、０から１の間を往復する三角波を、たとえば１２時３４分丁度など所定の基準時刻に位相を合わせて発生させて第１搬送波Ｓc1として出力する。第２搬送波Ｓc2は第１搬送波Ｓc1を反転器２２と加算器２３を用いて反転させベース位置を修正したものである。
また、変調波発生器１１は、図６のブロック図に示すような回路構成を持ち、対象とする相に対応した位相と搬送波に対する振幅の倍率（変調度）を入力すると、与えられた変調度を持ち、系統電圧と同じ周波数６０Ｈｚ（西日本）を有する三角波で、各相毎に系統電圧と同期した変調波搬送波Ｗmodを出力する。
【００２１】
図８は、搬送波と変調波からパルス信号波形を生成する論理を説明する波形図である。図は、横軸に時間、縦軸に電圧をとって電圧波形変化を表したものである。
第１搬送波Ｓc1と変調波Ｗmodの関係は図８（ａ）の上図に、また第２搬送波Ｓc2と変調波Ｗmodの関係は図８（ｂ）の上図に、それぞれ重ねて示すとおりである。
変調波Ｗmodの振幅は、搬送波に対して調整できるが、図では最も好ましい１．５倍が選択されている。搬送波の位相は適当な基準時刻に対して決められるが、変調波Ｗmodの位相は対象とするＷ位相に対応して決まる。
【００２２】
第１比較器１２は、図８（ａ）の下図に示すように、変調波Ｗmodを第１搬送波Ｓc1と比較して搬送波の電圧が大きい部分でオンするようにした第１パルス信号波形ＰW1を出力する。また、第２比較器１３は、図８（ｂ）の下図に示すように、第２搬送波Ｓc2と比較して搬送波の電圧が大きい部分でオンするようにした第２パルス信号波形ＰW2を出力する。
搬送波の三角波は０に近いほど幅が広がるので、パルス信号波形は、変調波が１に近いほどオン期間が長く、０に近いほどオン期間が短いパルス信号となる。変調度を１．５に選んだものでは、変調波の振幅が搬送波の１．５倍あるため、継続してオン信号を発生する期間が１／３以上確保されている。
【００２３】
第１パルス信号波形ＰW1と第２パルス信号波形ＰW2はパルス選択器１４に供給される。パルス選択器１４は、図７に示すように、第１から第４の切替器３１，３２，３３，３４とゼロ信号発生器３５を備えて、さらに系統電圧と同期した第１正弦波sin60Hzと第２正弦波sin30Hzを入力して、ＧＴＯサイリスタＷｐおよびＷｎのスイッチングパルス信号を生成し、電流形インバータ１４に供給する。切替器は中央の端子に入力された信号と設定された閾値を比較した結果によって、両側の端子に入力された信号の一方を選択して出力する機構を持っている。
図９と図１０を用いて、さらに詳しくパルス生成論理を説明する。図９はパルス信号波形と第２正弦波sin30Hzから中間波形信号を生成する論理を説明する波形図、図１０は中間波形信号と第１正弦波sin60HzからＰＷＭのスイッチングパルス信号を生成する論理を説明する波形図である。
【００２４】
第１切替器３１には第１パルス信号波形ＰW1と第２パルス信号波形ＰW2と第２正弦波sin30Hzが入力され、図９に示されるように、０から１の間で変化する第２正弦波sin30Hzが０．５より大きい半周期分で第１パルス信号波形ＰW1を選択し、０．５より小さい半周期で第２パルス信号波形ＰW2を選択して第１中間波形信号Ｐb1とする。一方、第２切替器３２にも同じ信号が入力されるが、第２正弦波sin30Hzの大きさに基づいて第１切替器３１と逆のパルス信号波形を選択して生成される第２中間波形信号Ｐb2を出力する。
図９の下側の波形図は、点線で囲んだ部分が第１パルス信号波形ＰW1から選択された部分、１点鎖線で囲んだ部分が第２パルス信号波形ＰW2から選択された部分を示し、第２正弦波sin30Hzの半周期毎に、すなわち系統電圧の１周期毎に、相互に交替することが分かる。
【００２５】
また、第３と第４の切替器３３，３４も第１切替器３１と同じ構造を有するが、第３切替器３３には第１正弦波sin60Hzと、ゼロ信号発生器３５で生成された０値を持つゼロ信号と、第１中間波形信号Ｐb1が入力され、図１０（ａ）に示されるように、第１正弦波sin60Hzが０．５より小さい半周期で第１中間波形信号Ｐb1を選択し、０．５より大きい半周期でゼロ信号を選択することにより、Ｗ相の上位アームのＧＴＯサイリスタを駆動するスイッチングパルス信号Ｗｐとして出力する。
また、第４切替器３４には、第１正弦波sin60Hzとゼロ信号と第２中間波形信号Ｐb2が入力され、図１０（ｂ）に示されるように、第３切替器３３とは逆に第１正弦波sin60Hzが０．５より大きい半周期で第２中間波形信号Ｐb2を選択し、０．５より小さい半周期でゼロ信号を選択し、Ｗ相の下位アームのＧＴＯサイリスタを駆動するスイッチングパルス信号Ｗｎとして出力する。
【００２６】
図１１は、第１と第２の搬送波と３相の変調波を一緒に描いた説明図である。
三相交流電気の各相は１２０度ずつ位相がずれているため、図４に示したように、同じ搬送波および同じ逆位相の搬送波に対して各相毎に１２０度ずつ移相した三角波の変調波で切り出してスイッチングパルス信号を生成する。
したがって、特に変調度が１．５の変調波を用いたときには変調波が搬送波の領域に１／３ずつ重なるので、図１１に模式的に示すとおり、ある相において変調波が０になるときに他の相の変調波が搬送波の最大振幅位置を横切るようになっていて、３相は互いに転流期間を共有する。しかも、搬送波も変調波も昇圧と降圧では同じ傾斜を持つ三角波であるから、１相における搬送波と変調波の交差状態は、反対方向に傾斜する変調波と逆相の搬送波の交差状態と同じものになる。
【００２７】
図１２は、三相交流電源のＵ，Ｖ，Ｗ各相について、ＰＷＭパルス信号を同じ時間軸に対して展開した波形図である。
図において、Ｗ相の上位アームパルス信号Ｗｐの始めの転流期間の信号波形と、Ｕ相におけるパルス信号Ｕｐが丁度反転するように選択されていて、Ｖ相のサイリスタは遮断されている。このような選択は、各相のパルス選択器１４において上で説明した方法によって行われる。
次のＵ相とＶ相の転流期間でも互いに信号が反転するように選択されている。以下同様に、転流期間では必ず２つの相間で反転信号を用いて、オン期間が重ならないようになっている。下位アームに関しても同様に転流期間中は２相ずつ互いに反転したパルス信号を与えるように選択されている。
【００２８】
図１３は、図１２に示されたＰＷＭパルスにより制御された交流側三相電流の波形を示す。上段はＵ相の電流ｉｕ、中段はＶ相の電流ｉｖ、下段はＷ相の電流ｉｗを表す。直流電流ｉdcの大きさは２００Ａである。
電流は上位アームと下位アームの通電しているサイリスタを流れる。たとえば、Ｕ相電流ｉｕについてみると、Ｕ相上位アームのパルス信号Ｕｐがオンになっているときは、下位アームのＶ相またはＷ相いずれかのパルス信号Ｖｎ，ＷｎがオンになっているのでＵ相の上位アームを電流が流れ、Ｕ相下位アームのパルス信号Ｕｎがオンになっているときは、上位アームのＶ相またはＷ相いずれかのパルス信号Ｖｐ，ＷｐがオンになっているのでＵ相の下位アームを電流が流れて、結局Ｕ相上位アームＰＷＭパルス信号Ｕｐと下位アームＰＷＭパルス信号Ｕｎがオンになっている期間に電流が流れるので、系列電圧と同期しパルス変調された正弦波状のＵ相電流ｉｕが流れることになる。
他の相についても同様である。
【００２９】
このように、本実施例のＰＷＭパルス発生法によって転流スイッチング制約を満足する電流形インバータに関するＰＷＭパルスを決定することができる。また、本実施例のＰＷＭパルス発生法では、搬送波の周波数を選択することで、パルス数を任意に設定することができる。
なお、変調波の振幅の搬送波の振幅に対する値、すなわち変調度を１．５以下にすると三相交流における転流スイッチング制約を満足することができなくなり、また変調度を１．５より大きくすると高調波成分が急激に増加する。したがって、変調度は１．５に保持することが好ましい。
【００３０】
図１４は、電流形インバータ１４の制御系構成を示すブロック図である。
電流形電力貯蔵装置（ＥＣＳ）の交流側電圧ｖｔおよび電流ｉｅを平衡三相電圧および電流と仮定し、設置母線電圧位相を基準軸としてｄ−ｑ変換を行う。ｄ−ｑ軸座標系で電流形ＥＣＳの出力電力を表すと、（１）式となる。
Ｐｅ＋ｊｑｅ＝ｖｄ・ｉｄ＋ｊｖｄ・ｉｑ＝√３Ｖid＋ｊ√３Ｖiq （１）
直流電流ｉdcと有効電力、無効電力は比例関係にあるので、直流電流指令値ｉdcrefと位相指令値αrefは、（２）式により有効電力操作量ｐim，ｐαmと無効電力操作量ｑim，ｑαmから決定する。なお、操作量を決定するＰＩ制御器と１次遅れフィルタそれぞれのパラメータは試行錯誤により選択した。
αref＝tan-1(ｑαm／ｐαm）
ｉdcref＝√((ｐim)2＋(ｑim)2) （２）
【００３１】
しかし、（２）式により得られるαrefの値は−π／２からπ／２の第１象限と第４象限の領域内に限られるので、π／２から−π／２までの第２象限と第３象限の領域でも使えるように、位相指令値の最終出力α*を、スイッチ回路を用いて通常はαrefの値を取るが、Ｐerefが負の値になったときには（３）式に示す操作を選択するようにした。
α*＝π−αref （３）
こうして決定したＰＷＭ制御における変調波位相指令値α*は、ＰＬＬ(phase locked loop)回路を用いてＥＣＳの設置母線電圧ｖｔと同期を取る。なお、変調波発生器に与えられる変調波周波数指令値ｆmodも、ＰＬＬ回路で設置母線電圧ｖｔと同期を取ったものを用いる。
【００３２】
本実施例の電流形インバータの簡易ＰＷＭパルス発生法の有効性と高調波低減効果を確認するため、フーリエ解析によって、従来用いられている１２０度導通方式電流形インバータおよび２レベル多重化インバータの諸量と比較した。
図１５と図１６は、瞬時シミュレーションによる高調波解析の結果をグラフに表したもので、横軸に高調波次数をプロットし、縦軸に基本波成分の振幅を１００％としたときの電流電圧の振幅をプロットしている。図１５は、図１に示すインバータ出力電流ｉｐ、連系トランス端子電流ｉｆ、系統への供給電流ｉｔにおける高調波成分を表示したもので、図１６は、同じくインバータ出力電圧ｖｐと系統電圧ｖｔにおける高調波成分を示したものである。図中、太線が本実施例における電流形インバータ、破線が２レベル多重化インバータ、点線が１２０度導通方式電流形インバータの結果を示している。
【００３３】
ここで、別途試験に基づいて、本実施例のＰＷＭ方式電流形インバータについては、出力端コンデンサＣacは１０μＦ以上が好ましく、パルス数Ｍは増大するとスイッチング損失が増大することを考慮に入れて、５０（スイッチング周波数約１０ｋＨｚに対応する）から１１０（スイッチング周波数約２０ｋＨｚに対応する）の範囲内にあることが好ましいことが分かっている。そこで、本解析においては、出力端コンデンサＣacは３０μＦ、パルス数Ｍは８０（スイッチング周波数約１５ｋＨｚに対応する）とした。なお、２レベル多重化インバータと１２０度導通方式電流形インバータでは出力端コンデンサＣacを５μＦとした。
【００３４】
図１５から、電流振幅は、１２０度導通方式では、５，７次高調波成分が２０％程度と極端に大きく、高調波次数が大きくなるにつれて徐々に減少するが、６５，６７次になっても振幅が十分減衰しないこと、また多重化方式では、１１，１３次高調波成分に大きな振幅が表れ、次数が大きくなるにつれて徐々に減少するが、やはり５９，６１次になっても１２０度導通方式と同程度の振幅が観察されることなどが読み取れる。
これに対して、本実施例のＰＷＭ方式では、５，７次の低次高調波成分に４％程度の山が見られるが、次数が大きくなるにつれて急激に減衰して、１９，２１次を越えると殆ど振幅が無くなることが分かる。
【００３５】
また、図１６の電圧振幅からは、１２０度導通方式や多重化方式では、低次高調波成分でも４％程度の振幅を有し、次数が上がるにつれて徐々に振幅が増大する傾向が見られるのに対して、本実施例のＰＷＭ方式では、５，７次の低次高調波で１％弱の振幅しか無い上、次数が上がると急速に振幅が減少することが分かる。
このように、本実施例のＰＷＭ制御方式電流形インバータは、従来型と比較して高調波低減効果が著しく優れていることが分かった。
【００３６】
次に、本実施例の電流形インバータのＰＷＭ制御方法およびＰＷＭパルス発生装置を適用した電気二重層キャパシタバンク活用電力貯蔵装置ＥＣＳの性能を確認するため、図１７に示す電力系統モデルを想定したシミュレーションをおこなった。
一般に、風力発電に用いられる発電機は、低コスト、堅牢で、メンテナンスが容易なかご形誘導発電機ＩＧである。しかし、誘導発電機は系統から励磁電流を受け、風エネルギーが風速の３乗に比例することに起因して、設置母線電圧と系統周波数が大きく変動する。
【００３７】
ＥＣＳは、このように不安定な出力品質を平準化するため、６００ｋＶＡ出力の風力発電機ＩＧ端に設置し、風速変動による母線電圧変動と連系線電力動揺を補償し、風力発電設備導入限界量の増加と利用率向上を図る。
母線には２．５ＭＶＡの同期発電機ＳＧから電力が供給されている。母線の主負荷は１．５ＭＷであり、誘導発電機ＩＧとＥＣＳが接続された配電網に接続される負荷は３００ｋＷとする。
風力発電機の出力特性を図１８に示す。図は、横軸に誘導発電機の回転子速度、縦軸に出力電力を取る。誘導発電機の出力電力は回転子回転速度により決定される。また、風車ブレードは高速なピッチ角制御ができないと想定するので、風速変化に応じて風車効率が変化している。
【００３８】
図１７に示すように、配電系統の末端に連係された風力発電機は同一配電網に接続される負荷以上の容量を有するため、風速９ｍ／ｓ以上の運転時には上位系統へ逆潮流する。逆潮流の場合に、インバータから流出する高調波電流の増加に起因して連系系統の電力品質低下が懸念される。
なお、シミュレーションでは、電子二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）のバンク構成を７０セル直列５並列接続とし、セルをＣ＋Ｒ集中定数回路を３層直列接続した分布定数モデルで近似した。各層の抵抗値と静電容量値は、集中定数パラメータに所定の比率を掛けて決定した。
【００３９】
風速変動とＥＤＬＣセルの故障に対する挙動をシミュレーションすることによって、電力貯蔵装置ＥＣＳの有効性を検討する。
シミュレーションシーケンスを下のようにした。
（１）５．０ｓ≦ｔ：周波数１Ｈｚの風速変動
（２）ｔ＝７．０ｓ：ＥＤＬＣのセルが１個故障
（３）７．０ｓ≦ｔ：４並列接続キャパシタバンクで運転。
【００４０】
図１９は、風力発電機の状態を示すグラフである。横軸は４ｓから１２ｓにかけての経過時間を示す。
図１９（ａ）は風速Ｖｗ、図１９（ｂ）は風車の機械的入力トルクＴmech、図１９（ｃ）はロータの回転速度Nの変化を示す。風速は、時刻５ｓの時点で９ｍ／ｓ定速状態から±２ｍ／ｓ変動する状態に変化させている。
図２０から図２４は、シミュレーション結果を示す図面である。いずれも横軸に経過時間をとっている。
【００４１】
図２０（ａ）は系統線の電力Ｐｔ、図２０（ｂ）は系の周波数ｆの変化を示す。実線が簡易ＰＷＭパルス発生法を適用して補償した場合、破線が補償のない場合を示す。周波数ｆは補償により安定性が極めて向上することが分かる。また系統線電力Ｐｔの変化を見ると、補償前にはロータ回転数の変化にしたがって増大している分が、補償によりＥＣＳに分配された結果、系統線電力Ｐｔとしては低下していることが分かる。
図２１（ａ）（ｂ）はそれぞれ風力発電機端母線のｄ−ｑ軸電圧Ｖtd，Ｖtqの変化を示す。実線が簡易ＰＷＭパルス発生法を適用して補償した場合、破線が補償のない場合を示す。発電機端母線電圧の変動が極めてよく抑制されていることが分かる。
【００４２】
図２２（ａ）はＥＣＳの有効出力電力ｐｅ、図２２（ｂ）はＥＣＳの無効出力電力ｑｅの変化を示す。図２０と合わせて検討すると、ＥＣＳの補償により、誘導発電機の出力変動と逆極性の有効電力または無効電力を吸放出することで連系線電力の変動を抑制し、系統周波数が一定に維持されることが分かる。また、図２１と合わせて検討すると、ＥＣＳの無効電力補償によって発電機端母線電圧変動が抑制されることが分かる。
【００４３】
図２３（ａ）はキャパシタバンクの端子電圧ｖbankとＤＣ−ＤＣコンバータの端子電圧ｖdcの変化、図２３（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータの直流電流ｉdcの変化、図２３（ｃ）はキャパシタバンクの貯蔵電力量Ｗの変化を示す。
図２３により、第１−４象限ＤＣコンバータの直流電流ｉdcの制御によってキャパシタバンクに電気エネルギーが充放電されていることが確認できる。たとえば、９．５ｓから１１．５ｓの期間において、直流リンク電圧ｖdcが正であって放電期間なのに、キャパシタバンクの貯蔵電力量Ｗが増加している。
【００４４】
この貯蔵電力量Ｗの増加の原因は、風速Ｖｗがこの期間で大きくなったことに伴って、機械的入力トルクＴmechが増加すると共にＥＣＳ出力の有効電力ｐｅが減少していることによる。有効出力電力ｐｅの減少に伴い直流リアクトルＬdcに流れる直流電流ｉdcが減少し、直流リアクトルＬdcの蓄積エネルギーがキャパシタバンクに充電されることになるからである。
また、貯蔵電力量Ｗの波形には、７．０ｓの時点でＥＤＬＣセルの一つが故障しキャパシタバンクが４並列に減少したため貯蔵電力量が減少したことが表れている。しかし、セルの故障にもかかわらず、７．０ｓ以降においても電力貯蔵装置ＥＣＳは変動補償を継続していることが確認できた。
【００４５】
図２４（ａ）は変動補償時の負荷の瞬時電圧波形ｖL、図２４（ｂ）は変動補償時の風力発電機の連系線の瞬時電流波形ｉｔを示す。
瞬時電流波形ｉｔの歪みが小さいのに対して瞬時電圧波形ｖLの歪みが大きいことが確認できる。図から瞬時電圧波形ｖLの総合歪み率の計算を行って４．７％という結果を得た。これは、家電・汎用品高調波抑制対策ガイドに定められている配電系統の総合電圧歪みの目標値（５％以下）を満たしている。
【００４６】
以上のシミュレーションの結果から、ＰＷＭ方式電流形インバータに本発明の簡易ＰＷＭパルス発生法を用いることにより、高調波成分の小さい電圧・電流を出力できることが分かった。また、本発明を適用した電流形インバータをキャパシタバンクを用いた電力貯蔵装置に組み込むことにより、風速変動にかかわらず風力発電機端母線の周波数・電圧・電流を安定化させることができ、またキャパシタバンクの故障に対しても出力変動および発電機端電圧変動の補償を継続できることが分かった。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明に係る実施例の電流形インバータを適用した電流形電力貯蔵装置（ＥＣＳ）の主要回路構成を示すブロック図である。
【図２】本実施例を用いたＥＣＳにおける双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの第１象限の放電時の動作を示す動作原理図である。
【図３】図２における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの第４象限の充電時の動作を示す動作原理図である。
【図４】本実施例における電流形インバータのＰＷＭパルス発生回路の全体図である。
【図５】本実施例のＰＷＭパルス発生回路における搬送波発生回路の回路図である。
【図６】本実施例のＰＷＭパルス発生回路における変調波発生回路の回路図である。
【図７】本実施例のＰＷＭパルス発生回路におけるパルス選択回路を示す回路図である。
【図８】本実施例においてパルス信号波形を生成する論理を説明する波形図である。
【図９】本実施例において中間波形信号を生成する論理を説明する波形図である。
【図１０】本実施例においてＰＷＭのスイッチングパルス信号を生成する論理を説明する波形図である。
【図１１】本実施例における搬送波と変調波の関係を説明する説明図である。
【図１２】本実施例における三相交流電源の各相について、ＰＷＭパルス信号を同じ時間軸に対して展開した波形図である。
【図１３】図１２に示されたＰＷＭパルスにより制御された交流側三相電流の波形図である。
【図１４】本実施例の電流形インバータの制御系構成を示すブロック図である。
【図１５】本実施例の電流形インバータのシミュレーションにより得た各所の電流の高調波解析図である。
【図１６】本実施例の電流形インバータのシミュレーションにより得た各所の電圧の高調波解析図である。
【図１７】本実施例の電流形インバータをシミュレーションするために想定した電力系統モデルを表すブロック図である。
【図１８】シミュレーションに使用した風力発電機の出力特性を示すグラフである。
【図１９】シミュレーションにおける風力発電機の状態を示すグラフである。
【図２０】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得た系統線電力と系の周波数変化をを示す波形図である。
【図２１】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得た風力発電機端母線のｄ−ｑ軸電圧の変化を示す波形図である。
【図２２】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得たＥＣＳの有効無効出力電力を示す波形図である。
【図２３】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得たキャパシタバンク周りの諸量を示す波形図である。
【図２４】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得た、変動補償時の負荷の瞬時電圧波形と風力発電機の連系線の瞬時電流波形を示す波形図である。
【符号の説明】
【００４８】
１ キャパシタバンク
２ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
３ 直流リアクタンス
４ 電流形インバータ
５ 出力端コンデンサ
６ 連系トランス
７ 系統
１１ 変調波発生器
１２ 第１比較器
１３ 第２比較器
１４ パルス選択器
２１ 搬送波発生回路
２２ 反転器
２３ 加算器
２４ 係数設定器
２５ 加算器
２６ 演算器
２７ 第１正弦波発生回路
２８ １／２演算器
２９ 第２正弦波発生回路
３１ 第１切替器
３２ 第２切替器
３３ 第３切替器
３４ 第４切替器
３５ ゼロ信号発生器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流形インバータのＰＷＭ制御方法およびＰＷＭ信号発生装置に関し、特に風力発電など自然エネルギーから得た電力を利用する電力貯蔵装置に使用する電流形インバータのＰＷＭ制御方法とＰＷＭ信号発生装置および電力貯蔵装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
温室効果ガス排出削減のために自然エネルギー導入が推進されている。我が国では欧米と比べて風速変動が激しいため、風力発電の導入が遅れている。連系系統容量に対する風力発電設備容量比が大きくなると風速変動が連系系統の電力品質に影響を及ぼすので、特に導入が期待される離島や過疎地などにおいて風力発電設備容量比が大きいことから導入量に限界が生じる。
電力貯蔵装置を併用することにより、風力発電設備の出力平準化が可能となり、また負荷の時間的偏在が大きく負荷率が悪い我が国においては負荷平準化にも効果がある。
【０００３】
近年、数１０００Ｆ以上という驚異的な静電容量値を持つ電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）素子が出現し、これを用いた二次電池に匹敵する程度のエネルギー密度・出力密度を有する電力貯蔵装置（ＥＣＳ）の開発が進んでいる。
ＥＤＬＣは、サイクル寿命が長く、保守が容易で、環境負荷もないなどの利点を有する。
ＥＣＳの交直変換器として、通常、電圧形インバータが用いられるが、ＥＤＬＣ単セルの耐電圧は３Ｖ以下と低く、さらにエネルギー放出による端子電圧の低下に伴い、ＥＣＳの出力も低下して出力制御を難しくする。また、ＥＤＬＣ素子を直列接続したものでも、直流電流の増加に伴いＥＤＬＣの内部抵抗損失が電流の２乗に比例して増加してしまう。
【０００４】
そこで、電流形インバータを利用する方法を検討する。電流形インバータにも一般に三角波あるいは鋸歯状波を搬送波とするＰＷＭ制御法が用いられる。しかし、相電流の転流および上位アームの２つを同時にオンすることができないという転流スイッチング制約が存在する。転流スイッチング制約を満たすため、普通の基準信号として正弦波を用いる方式ではパルス発生方法が複雑になり、簡易な装置に採用することができない。一方、基準信号として台形波を用いたサブハーモニック方式では、決定方法が比較的簡単で変調度、ＰＷＭパルス数すなわちスイッチング周波数、出力端コンデンサを適度の値に設定することにより高調波低減を達成できる。しかし、サブハーモニック方式における搬送波の形は特殊であって、転流スイッチング制約を満たすために変調波位相と同期させ、またパルス数の変化に応じて搬送波形状を調整するため、複雑な機構が必要となる。
【０００５】
さらに、新エネルギー導入促進策として、上位系統への逆潮流を前提として大規模な風力発電システムを配電系統末端に設置する例も多くなっている。このような分散電源では直流を交流に変換する電力変換器が不可欠である。
しかし、電力変換器によって高調波電流が増加するため供給電力の品質低下をもたらすことから、特に分散電源の集中連系、または離島などの小規模独立系統における逆潮流は障害が多い。したがって、電力変換器の高調波低減は喫緊の要請である。
【０００６】
特許文献１には、自然エネルギーを利用する太陽発電装置や風力発電装置などで得られる直流電力を交流電力に変換して配電線に供給するシステムで、補助電源として化石燃料により運転する発電機と、余剰電力を貯蔵して必要時に供給するキャパシタを備えて、電力の安定供給を可能としたものが開示されている。このシステムで使用されるキャパシタも、電気二重層キャパシタと双方向コンバータで構成されるが、補助電源に切り換える期間のみ配電線に給電するため、電力品質についての配慮は見られない。
【０００７】
また、特許文献２には、直流電源を系統電源に同期した交流電力に変換して系統負荷等に給電する分散型電源装置が開示されている。ここでは、インバータのスイッチング周波数が高いため、地絡漏洩電流を介して他の機器に高周波ノイズの悪影響を与えるおそれがあったので、これを高価なトランスでなく半導体スイッチを用いて電気的に絶縁することによって解決した発明が開示されている。しかし、開示された発明は、高周波ノイズの発生源を改良して高調波を減少させる効果を有するものではない。
【特許文献１】特開２００１−１３６６８１号公報
【特許文献２】特開２００１−０２２４５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明が解決しようとする課題は、電流形インバータの出力電圧・電流に含まれる高調波を低減させることができる、汎用性のある簡易なＰＷＭパルスパターン発生法を提供することであり、さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに電流形インバータを接続した電力貯蔵装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、本発明の三相電流形インバータのＰＷＭ制御方法は、三角波からなる第１搬送波と、第１搬送波と位相が１８０度異なる同じ第２搬送波を用い、系統の各相電圧と同期し系統周波数の２倍の周波数を有する三角波からなる各変調波と前記第１、第２搬送波と大きさを比較し、搬送波の電圧が大きい部分をそれぞれ各相の第１、第２パルス信号波形として出力し、第１パルス信号波形と第２パルス信号波形を系統電圧の１周期毎に切り換えるように組み合わせて第１，第２の信号波形を得て、この第１，第２信号波形と系統の各相電圧に同期し各相電圧と同じ周波数をもつ正弦波信号より大きな出力を持つ部分を各相の上下アームにＰＷＭパルス信号として供給することを特徴とする。
各変調波の振幅は搬送波の振幅の１．５倍以下にしないことが好ましい。
【００１０】
また、上記課題を解決するため、本発明の三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置は、各相毎に、変調波用三角波発生回路と、位相反転器と、１対の比較器と、パルス選択器とを備えて、前記変調波用三角波発生回路が系統電圧と同期し２倍の周波数を有する同期信号を入力して、同期信号に同期し所定の変調度を有する振幅を持つ三角波からなる変調波を発生し、位相反転器が入力される搬送波を反転して反転搬送波を出力し、一方の比較器が変調波と搬送波を入力して比較し搬送波より変調波の電圧が高い部分が出力パルスとなる第１のパルス信号波形を出力し、他方の比較器が変調波と反転搬送波を入力して比較し反転搬送波より変調波の電圧が高い部分が出力パルスとなる第２のパルス信号波形を出力し、パルス選択器が第１，第２パルス信号波形を入力し、さらに系統周波数と同じ周波数を有する第１周期波と半分の周波数を有する第２周期波を入力して、第２周期波の半周期毎に第１，第２パルス信号波形を交替して第１および第２の信号波形とし、第１周期波の半周期毎に第１および第２の信号波形をそれぞれ第１および第２ＰＷＭパルス信号として出力することを特徴とする。
各変調波の振幅は搬送波の振幅の１．５倍以下にしないことが好ましい。
【００１１】
また、上記課題を解決するため、本発明の電力貯蔵装置の運転方法は、キャパシタバンクに双方向直流直流コンバータを接続し、さらに電流形インバータを接続し、トランスを介して系統に接続する電力貯蔵装置において、電流形インバータに対して上に記載したＰＷＭ制御方法を適用することを特徴とする。
さらに、本発明の電力貯蔵装置は、キャパシタバンクに双方向直流直流コンバータを接続し、さらに電流形インバータを接続し、トランスを介して系統に接続する電力貯蔵装置において、電流形インバータのＰＷＭ制御装置に対して上に記載したＰＷＭ信号発生装置を適用することを特徴とする。
なお、キャパシタバンクは、電気二重層キャパシタ素子を組み合わせて構成することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の三相電流形インバータのＰＷＭ制御方法および本発明の三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置は、簡単な論理を使ってパルス周波数、パルス数および位相を可変にした制御パルスを発生することによって、相間で同時にオンしないＰＷＭ制御を行い、電流形インバータにおける転流スイッチング制約を充足することができる。また、高調波含有率の低いインバータ出力を得ることができる。
したがって、風力発電機などの分散型電源装置であって、電気二重層キャパシタなどを使った蓄電器に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを接続し、これに本発明の三相電流形インバータを組み合わせることによって、放電によってキャパシタの出力電圧が低下したときでも定出力を継続することができ内部抵抗損失を低減した電力貯蔵装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、実施例を用いて本発明を詳細に説明する。
図１から図３は本実施例の電流形インバータを適用した電力貯蔵装置を説明する図面、図４から図１０は本実施例の電流形インバータのＰＷＭ制御方法を説明する波形図、図１１から図１４は本実施例に係る電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置を表すブロック図である。
本実施例の電流形インバータのＰＷＭ制御方法は、例えば、風力発電の出力平準化、負荷平準化に使用される電力貯蔵装置などに利用することができるもので、特に電気二重層キャパシタなどの高性能なキャパシタを蓄電素子として利用した装置に最適に適用することができる。
【００１４】
図１は電流形インバータを適用した電流形電力貯蔵装置（ＥＣＳ）の主要回路構成を示すブロック図である。
図１に示した電流形ＥＣＳは、キャパシタバンク１、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２、直流リアクタンス３、電流形インバータ４、出力端コンデンサ５、連系トランス６を備え、系統７に接続して使用される。
キャパシタバンク１の直流電極端子は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２の一方の端子に接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の他方の端子は直流リアクタンス３を介して電流形インバータ４の直流端子に接続される。電流形インバータ４の交流端子は線間に出力端コンデンサ５を備えて連系トランス６の一方の端子に接続され、連系トランス６の他方の端子が系統７のバスに接続される。
出力端コンデンサ５のキャパシタンスＣacと連系トランス６のインダクタンスのフィルタ効果により系統側電圧ｖｔの高調波成分が変化するので、最適な出力端キャパシタンス５を選択することによって高調波含有率を小さくすることができる。
【００１５】
キャパシタンスバンク１は、たとえば、電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）素子を７０個直列に積層したものを５式並列接続して形成した、バンク出力電圧の定格値が１８９Ｖ、定格出力１００ｋＷのものなどが使用できる。
双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、２個のスイッチＳＷ１，ＳＷ２と２個のダイオードＤ１，Ｄ２から構成され、力行時に降圧コンバータとして動作し回生時に昇圧コンバータとして動作する、いわゆる第１−４象限ＤＣ／ＤＣコンバータである。
図２は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２の第１象限の放電時（力行時）の動作を示す動作原理図で、コンバータ２はＳＷ２を閉成し、ＳＷ１とＤ１によって降圧チョッパ回路として動作させている。また、図３は第４象限の充電時（回生時）の動作を示す動作原理図で、コンバータ２はＳＷ１を開成し、ＳＷ２とダイオードＤ２によって昇圧チョッパ回路として動作させている。図３の右側に示した図面は、等価回路図である。
放電時と充電時のいずれも、直流リアクタンス３を通ってインバータに供給される直流電流ｉdcの向きは変わらず、直流電圧の極性が反転するところが異なる。
【００１６】
電流形インバータ４は、３相電流形インバータで、上位アームにＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐの３個のＧＴＯサイリスタ、下位アームにＵｎ，Ｖｎ，Ｗｎの３個のＧＴＯサイリスタが設けられて、パルス発生装置で発生させるＰＷＭパルスにより適宜選択してオンオフし直流電流側と交流電流側を導通することにより、放電時には直流電流ｉdcを入力し３相交流電流ｉｐに変換して系統７側に出力し、充電時には３相交流電流ｉｐを入力し直流電流ｉdcに変換してＤＣ／ＤＣコンバータ２側に出力する。放電時と充電時のいずれにおいてもインバータに通電する直流電流ｉdcの向きは変わらない。
本実施例の電流形インバータ４は、図８から図１３により説明する生成原理に基づいた簡易ＰＷＭパルス発生メカニズムを用いることにより、スイッチング周波数や高調波割合などの条件を変更しても転流スイッチング制約が満たされるようにした、汎用性の高いインバータである。
【００１７】
なお、図４は電流形インバータ４のＧＴＯサイリスタを駆動するパルスを供給して本実施例の簡易ＰＷＭパルス発生メカニズムを実現するＰＷＭパルス発生回路の全体図、図５は搬送波発生回路、図６は変調波発生回路、図７はパルス選択回路を示す回路図である。
図４において、出力端子ＵｐおよびＵｎ、ＶｐおよびＶｎ、ＷｐおよびＷｎは、図１に示した同じ符号を有するＧＴＯサイリスタのスイッチングパルス信号を表す。
３相交流電力の各相は位相が１２０度ずつずれているだけで同じ回路で構成されるので、ここでは、簡単のため、代表としてＷ相の回路について説明する。
図中、Ｓc1は第１搬送波、Ｓc2は第２搬送波、ＷmodはＷアームのＰＷＭ制御に関する変調波である。
【００１８】
ＰＷＭパルス発生回路は、変調波Ｗmodを生成する変調波発生器１１、変調波Ｗmodを第１搬送波Ｓc1と比較して搬送波の電圧が大きい部分を第１パルス信号波形ＰW1として出力する第１比較器１２、第２搬送波Ｓc2と比較して搬送波の電圧が大きい部分を第２パルス信号波形ＰW2として出力する第２比較器１３、第１パルス信号波形ＰW1と第２パルス信号波形ＰW2と東日本では５０Ｈｚ、西日本では６０Ｈｚとされる系統電圧と同期した第１正弦波sin 60Hzとこの正弦波の周波数を１／２にした第２正弦波sin 30Hzを入力して各相各アームに適合するＰＷＭパルスを選択するパルス選択器１４を備える。
【００１９】
なお、各相に共通の補助回路として、設定した周波数を入力して三角波を生成し第１搬送波Ｓc1として出力する搬送波発生回路２１、第１搬送波Ｓc1の位相を反転する反転器２２と反転器の出力を０から１の出力に水準修正して第２搬送波Ｓc2を出力する加算器２３、後に説明する位相指令値αrefで位相修正した系統電圧ｖｔを出力する加算器２５、位相修正後の系統電圧ｖｔと同じ周波数を持った位相信号を各相の変調波発生器１１に供給する演算器２６、系統電圧ｖｔの各相毎に同期した第１正弦波sin60Hzを発生する第１正弦波発生回路２７、系統電圧ｖｔの周波数を１／２演算器２８で半分にしたものを入力して各相毎に同期した第２正弦波sin30Hzを発生する第２正弦波発生回路２９、さらに、変調波の波高を調整するための係数設定器２４などがある。
【００２０】
搬送波発生回路２１は、図５のブロック図に示すように構成され、入力された周波数信号に同期し、０から１の間を往復する三角波を、たとえば１２時３４分丁度など所定の基準時刻に位相を合わせて発生させて第１搬送波Ｓc1として出力する。第２搬送波Ｓc2は第１搬送波Ｓc1を反転器２２と加算器２３を用いて反転させベース位置を修正したものである。
また、変調波発生器１１は、図６のブロック図に示すような回路構成を持ち、対象とする相に対応した位相と搬送波に対する振幅の倍率（変調度）を入力すると、与えられた変調度を持ち、系統電圧と同じ周波数６０Ｈｚ（西日本）を有する三角波で、各相毎に系統電圧と同期した変調波搬送波Ｗmodを出力する。
【００２１】
図８は、搬送波と変調波からパルス信号波形を生成する論理を説明する波形図である。図は、横軸に時間、縦軸に電圧をとって電圧波形変化を表したものである。
第１搬送波Ｓc1と変調波Ｗmodの関係は図８（ａ）の上図に、また第２搬送波Ｓc2と変調波Ｗmodの関係は図８（ｂ）の上図に、それぞれ重ねて示すとおりである。
変調波Ｗmodの振幅は、搬送波に対して調整できるが、図では最も好ましい１．５倍が選択されている。搬送波の位相は適当な基準時刻に対して決められるが、変調波Ｗmodの位相は対象とするＷ位相に対応して決まる。
【００２２】
第１比較器１２は、図８（ａ）の下図に示すように、変調波Ｗmodを第１搬送波Ｓc1と比較して搬送波の電圧が大きい部分でオンするようにした第１パルス信号波形ＰW1を出力する。また、第２比較器１３は、図８（ｂ）の下図に示すように、第２搬送波Ｓc2と比較して搬送波の電圧が大きい部分でオンするようにした第２パルス信号波形ＰW2を出力する。
搬送波の三角波は０に近いほど幅が広がるので、パルス信号波形は、変調波が１に近いほどオン期間が長く、０に近いほどオン期間が短いパルス信号となる。変調度を１．５に選んだものでは、変調波の振幅が搬送波の１．５倍あるため、継続してオン信号を発生する期間が１／３以上確保されている。
【００２３】
第１パルス信号波形ＰW1と第２パルス信号波形ＰW2はパルス選択器１４に供給される。パルス選択器１４は、図７に示すように、第１から第４の切替器３１，３２，３３，３４とゼロ信号発生器３５を備えて、さらに系統電圧と同期した第１正弦波sin60Hzと第２正弦波sin30Hzを入力して、ＧＴＯサイリスタＷｐおよびＷｎのスイッチングパルス信号を生成し、電流形インバータ１４に供給する。切替器は中央の端子に入力された信号と設定された閾値を比較した結果によって、両側の端子に入力された信号の一方を選択して出力する機構を持っている。
図９と図１０を用いて、さらに詳しくパルス生成論理を説明する。図９はパルス信号波形と第２正弦波sin30Hzから中間波形信号を生成する論理を説明する波形図、図１０は中間波形信号と第１正弦波sin60HzからＰＷＭのスイッチングパルス信号を生成する論理を説明する波形図である。
【００２４】
第１切替器３１には第１パルス信号波形ＰW1と第２パルス信号波形ＰW2と第２正弦波sin30Hzが入力され、図９に示されるように、０から１の間で変化する第２正弦波sin30Hzが０．５より大きい半周期分で第１パルス信号波形ＰW1を選択し、０．５より小さい半周期で第２パルス信号波形ＰW2を選択して第１中間波形信号Ｐb1とする。一方、第２切替器３２にも同じ信号が入力されるが、第２正弦波sin30Hzの大きさに基づいて第１切替器３１と逆のパルス信号波形を選択して生成される第２中間波形信号Ｐb2を出力する。
図９の下側の波形図は、点線で囲んだ部分が第１パルス信号波形ＰW1から選択された部分、１点鎖線で囲んだ部分が第２パルス信号波形ＰW2から選択された部分を示し、第２正弦波sin30Hzの半周期毎に、すなわち系統電圧の１周期毎に、相互に交替することが分かる。
【００２５】
また、第３と第４の切替器３３，３４も第１切替器３１と同じ構造を有するが、第３切替器３３には第１正弦波sin60Hzと、ゼロ信号発生器３５で生成された０値を持つゼロ信号と、第１中間波形信号Ｐb1が入力され、図１０（ａ）に示されるように、第１正弦波sin60Hzが０．５より小さい半周期で第１中間波形信号Ｐb1を選択し、０．５より大きい半周期でゼロ信号を選択することにより、Ｗ相の上位アームのＧＴＯサイリスタを駆動するスイッチングパルス信号Ｗｐとして出力する。
また、第４切替器３４には、第１正弦波sin60Hzとゼロ信号と第２中間波形信号Ｐb2が入力され、図１０（ｂ）に示されるように、第３切替器３３とは逆に第１正弦波sin60Hzが０．５より大きい半周期で第２中間波形信号Ｐb2を選択し、０．５より小さい半周期でゼロ信号を選択し、Ｗ相の下位アームのＧＴＯサイリスタを駆動するスイッチングパルス信号Ｗｎとして出力する。
【００２６】
図１１は、第１と第２の搬送波と３相の変調波を一緒に描いた説明図である。
三相交流電気の各相は１２０度ずつ位相がずれているため、図４に示したように、同じ搬送波および同じ逆位相の搬送波に対して各相毎に１２０度ずつ移相した三角波の変調波で切り出してスイッチングパルス信号を生成する。
したがって、特に変調度が１．５の変調波を用いたときには変調波が搬送波の領域に１／３ずつ重なるので、図１１に模式的に示すとおり、ある相において変調波が０になるときに他の相の変調波が搬送波の最大振幅位置を横切るようになっていて、３相は互いに転流期間を共有する。しかも、搬送波も変調波も昇圧と降圧では同じ傾斜を持つ三角波であるから、１相における搬送波と変調波の交差状態は、反対方向に傾斜する変調波と逆相の搬送波の交差状態と同じものになる。
【００２７】
図１２は、三相交流電源のＵ，Ｖ，Ｗ各相について、ＰＷＭパルス信号を同じ時間軸に対して展開した波形図である。
図において、Ｗ相の上位アームパルス信号Ｗｐの始めの転流期間の信号波形と、Ｕ相におけるパルス信号Ｕｐが丁度反転するように選択されていて、Ｖ相のサイリスタは遮断されている。このような選択は、各相のパルス選択器１４において上で説明した方法によって行われる。
次のＵ相とＶ相の転流期間でも互いに信号が反転するように選択されている。以下同様に、転流期間では必ず２つの相間で反転信号を用いて、オン期間が重ならないようになっている。下位アームに関しても同様に転流期間中は２相ずつ互いに反転したパルス信号を与えるように選択されている。
【００２８】
図１３は、図１２に示されたＰＷＭパルスにより制御された交流側三相電流の波形を示す。上段はＵ相の電流ｉｕ、中段はＶ相の電流ｉｖ、下段はＷ相の電流ｉｗを表す。直流電流ｉdcの大きさは２００Ａである。
電流は上位アームと下位アームの通電しているサイリスタを流れる。たとえば、Ｕ相電流ｉｕについてみると、Ｕ相上位アームのパルス信号Ｕｐがオンになっているときは、下位アームのＶ相またはＷ相いずれかのパルス信号Ｖｎ，ＷｎがオンになっているのでＵ相の上位アームを電流が流れ、Ｕ相下位アームのパルス信号Ｕｎがオンになっているときは、上位アームのＶ相またはＷ相いずれかのパルス信号Ｖｐ，ＷｐがオンになっているのでＵ相の下位アームを電流が流れて、結局Ｕ相上位アームＰＷＭパルス信号Ｕｐと下位アームＰＷＭパルス信号Ｕｎがオンになっている期間に電流が流れるので、系列電圧と同期しパルス変調された正弦波状のＵ相電流ｉｕが流れることになる。
他の相についても同様である。
【００２９】
このように、本実施例のＰＷＭパルス発生法によって転流スイッチング制約を満足する電流形インバータに関するＰＷＭパルスを決定することができる。また、本実施例のＰＷＭパルス発生法では、搬送波の周波数を選択することで、パルス数を任意に設定することができる。
なお、変調波の振幅の搬送波の振幅に対する値、すなわち変調度を１．５以下にすると三相交流における転流スイッチング制約を満足することができなくなり、また変調度を１．５より大きくすると高調波成分が急激に増加する。したがって、変調度は１．５に保持することが好ましい。
【００３０】
図１４は、電流形インバータ１４の制御系構成を示すブロック図である。
電流形電力貯蔵装置（ＥＣＳ）の交流側電圧ｖｔおよび電流ｉｅを平衡三相電圧および電流と仮定し、設置母線電圧位相を基準軸としてｄ−ｑ変換を行う。ｄ−ｑ軸座標系で電流形ＥＣＳの出力電力を表すと、（１）式となる。
Ｐｅ＋ｊｑｅ＝ｖｄ・ｉｄ＋ｊｖｄ・ｉｑ＝√３Ｖid＋ｊ√３Ｖiq （１）
直流電流ｉdcと有効電力、無効電力は比例関係にあるので、直流電流指令値ｉdcrefと位相指令値αrefは、（２）式により有効電力操作量ｐim，ｐαmと無効電力操作量ｑim，ｑαmから決定する。なお、操作量を決定するＰＩ制御器と１次遅れフィルタそれぞれのパラメータは試行錯誤により選択した。
αref＝tan-1(ｑαm／ｐαm）
ｉdcref＝√((ｐim)2＋(ｑim)2) （２）
【００３１】
しかし、（２）式により得られるαrefの値は−π／２からπ／２の第１象限と第４象限の領域内に限られるので、π／２から−π／２までの第２象限と第３象限の領域でも使えるように、位相指令値の最終出力α*を、スイッチ回路を用いて通常はαrefの値を取るが、Ｐerefが負の値になったときには（３）式に示す操作を選択するようにした。
α*＝π−αref （３）
こうして決定したＰＷＭ制御における変調波位相指令値α*は、ＰＬＬ(phase locked loop)回路を用いてＥＣＳの設置母線電圧ｖｔと同期を取る。なお、変調波発生器に与えられる変調波周波数指令値ｆmodも、ＰＬＬ回路で設置母線電圧ｖｔと同期を取ったものを用いる。
【００３２】
本実施例の電流形インバータの簡易ＰＷＭパルス発生法の有効性と高調波低減効果を確認するため、フーリエ解析によって、従来用いられている１２０度導通方式電流形インバータおよび２レベル多重化インバータの諸量と比較した。
図１５と図１６は、瞬時シミュレーションによる高調波解析の結果をグラフに表したもので、横軸に高調波次数をプロットし、縦軸に基本波成分の振幅を１００％としたときの電流電圧の振幅をプロットしている。図１５は、図１に示すインバータ出力電流ｉｐ、連系トランス端子電流ｉｆ、系統への供給電流ｉｔにおける高調波成分を表示したもので、図１６は、同じくインバータ出力電圧ｖｐと系統電圧ｖｔにおける高調波成分を示したものである。図中、太線が本実施例における電流形インバータ、破線が２レベル多重化インバータ、点線が１２０度導通方式電流形インバータの結果を示している。
【００３３】
ここで、別途試験に基づいて、本実施例のＰＷＭ方式電流形インバータについては、出力端コンデンサＣacは１０μＦ以上が好ましく、パルス数Ｍは増大するとスイッチング損失が増大することを考慮に入れて、５０（スイッチング周波数約１０ｋＨｚに対応する）から１１０（スイッチング周波数約２０ｋＨｚに対応する）の範囲内にあることが好ましいことが分かっている。そこで、本解析においては、出力端コンデンサＣacは３０μＦ、パルス数Ｍは８０（スイッチング周波数約１５ｋＨｚに対応する）とした。なお、２レベル多重化インバータと１２０度導通方式電流形インバータでは出力端コンデンサＣacを５μＦとした。
【００３４】
図１５から、電流振幅は、１２０度導通方式では、５，７次高調波成分が２０％程度と極端に大きく、高調波次数が大きくなるにつれて徐々に減少するが、６５，６７次になっても振幅が十分減衰しないこと、また多重化方式では、１１，１３次高調波成分に大きな振幅が表れ、次数が大きくなるにつれて徐々に減少するが、やはり５９，６１次になっても１２０度導通方式と同程度の振幅が観察されることなどが読み取れる。
これに対して、本実施例のＰＷＭ方式では、５，７次の低次高調波成分に４％程度の山が見られるが、次数が大きくなるにつれて急激に減衰して、１９，２１次を越えると殆ど振幅が無くなることが分かる。
【００３５】
また、図１６の電圧振幅からは、１２０度導通方式や多重化方式では、低次高調波成分でも４％程度の振幅を有し、次数が上がるにつれて徐々に振幅が増大する傾向が見られるのに対して、本実施例のＰＷＭ方式では、５，７次の低次高調波で１％弱の振幅しか無い上、次数が上がると急速に振幅が減少することが分かる。
このように、本実施例のＰＷＭ制御方式電流形インバータは、従来型と比較して高調波低減効果が著しく優れていることが分かった。
【００３６】
次に、本実施例の電流形インバータのＰＷＭ制御方法およびＰＷＭパルス発生装置を適用した電気二重層キャパシタバンク活用電力貯蔵装置ＥＣＳの性能を確認するため、図１７に示す電力系統モデルを想定したシミュレーションをおこなった。
一般に、風力発電に用いられる発電機は、低コスト、堅牢で、メンテナンスが容易なかご形誘導発電機ＩＧである。しかし、誘導発電機は系統から励磁電流を受け、風エネルギーが風速の３乗に比例することに起因して、設置母線電圧と系統周波数が大きく変動する。
【００３７】
ＥＣＳは、このように不安定な出力品質を平準化するため、６００ｋＶＡ出力の風力発電機ＩＧ端に設置し、風速変動による母線電圧変動と連系線電力動揺を補償し、風力発電設備導入限界量の増加と利用率向上を図る。
母線には２．５ＭＶＡの同期発電機ＳＧから電力が供給されている。母線の主負荷は１．５ＭＷであり、誘導発電機ＩＧとＥＣＳが接続された配電網に接続される負荷は３００ｋＷとする。
風力発電機の出力特性を図１８に示す。図は、横軸に誘導発電機の回転子速度、縦軸に出力電力を取る。誘導発電機の出力電力は回転子回転速度により決定される。また、風車ブレードは高速なピッチ角制御ができないと想定するので、風速変化に応じて風車効率が変化している。
【００３８】
図１７に示すように、配電系統の末端に連係された風力発電機は同一配電網に接続される負荷以上の容量を有するため、風速９ｍ／ｓ以上の運転時には上位系統へ逆潮流する。逆潮流の場合に、インバータから流出する高調波電流の増加に起因して連系系統の電力品質低下が懸念される。
なお、シミュレーションでは、電子二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）のバンク構成を７０セル直列５並列接続とし、セルをＣ＋Ｒ集中定数回路を３層直列接続した分布定数モデルで近似した。各層の抵抗値と静電容量値は、集中定数パラメータに所定の比率を掛けて決定した。
【００３９】
風速変動とＥＤＬＣセルの故障に対する挙動をシミュレーションすることによって、電力貯蔵装置ＥＣＳの有効性を検討する。
シミュレーションシーケンスを下のようにした。
（１）５．０ｓ≦ｔ：周波数１Ｈｚの風速変動
（２）ｔ＝７．０ｓ：ＥＤＬＣのセルが１個故障
（３）７．０ｓ≦ｔ：４並列接続キャパシタバンクで運転。
【００４０】
図１９は、風力発電機の状態を示すグラフである。横軸は４ｓから１２ｓにかけての経過時間を示す。
図１９（ａ）は風速Ｖｗ、図１９（ｂ）は風車の機械的入力トルクＴmech、図１９（ｃ）はロータの回転速度Nの変化を示す。風速は、時刻５ｓの時点で９ｍ／ｓ定速状態から±２ｍ／ｓ変動する状態に変化させている。
図２０から図２４は、シミュレーション結果を示す図面である。いずれも横軸に経過時間をとっている。
【００４１】
図２０（ａ）は系統線の電力Ｐｔ、図２０（ｂ）は系の周波数ｆの変化を示す。実線が簡易ＰＷＭパルス発生法を適用して補償した場合、破線が補償のない場合を示す。周波数ｆは補償により安定性が極めて向上することが分かる。また系統線電力Ｐｔの変化を見ると、補償前にはロータ回転数の変化にしたがって増大している分が、補償によりＥＣＳに分配された結果、系統線電力Ｐｔとしては低下していることが分かる。
図２１（ａ）（ｂ）はそれぞれ風力発電機端母線のｄ−ｑ軸電圧Ｖtd，Ｖtqの変化を示す。実線が簡易ＰＷＭパルス発生法を適用して補償した場合、破線が補償のない場合を示す。発電機端母線電圧の変動が極めてよく抑制されていることが分かる。
【００４２】
図２２（ａ）はＥＣＳの有効出力電力ｐｅ、図２２（ｂ）はＥＣＳの無効出力電力ｑｅの変化を示す。図２０と合わせて検討すると、ＥＣＳの補償により、誘導発電機の出力変動と逆極性の有効電力または無効電力を吸放出することで連系線電力の変動を抑制し、系統周波数が一定に維持されることが分かる。また、図２１と合わせて検討すると、ＥＣＳの無効電力補償によって発電機端母線電圧変動が抑制されることが分かる。
【００４３】
図２３（ａ）はキャパシタバンクの端子電圧ｖbankとＤＣ−ＤＣコンバータの端子電圧ｖdcの変化、図２３（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータの直流電流ｉdcの変化、図２３（ｃ）はキャパシタバンクの貯蔵電力量Ｗの変化を示す。
図２３により、第１−４象限ＤＣコンバータの直流電流ｉdcの制御によってキャパシタバンクに電気エネルギーが充放電されていることが確認できる。たとえば、９．５ｓから１１．５ｓの期間において、直流リンク電圧ｖdcが正であって放電期間なのに、キャパシタバンクの貯蔵電力量Ｗが増加している。
【００４４】
この貯蔵電力量Ｗの増加の原因は、風速Ｖｗがこの期間で大きくなったことに伴って、機械的入力トルクＴmechが増加すると共にＥＣＳ出力の有効電力ｐｅが減少していることによる。有効出力電力ｐｅの減少に伴い直流リアクトルＬdcに流れる直流電流ｉdcが減少し、直流リアクトルＬdcの蓄積エネルギーがキャパシタバンクに充電されることになるからである。
また、貯蔵電力量Ｗの波形には、７．０ｓの時点でＥＤＬＣセルの一つが故障しキャパシタバンクが４並列に減少したため貯蔵電力量が減少したことが表れている。しかし、セルの故障にもかかわらず、７．０ｓ以降においても電力貯蔵装置ＥＣＳは変動補償を継続していることが確認できた。
【００４５】
図２４（ａ）は変動補償時の負荷の瞬時電圧波形ｖL、図２４（ｂ）は変動補償時の風力発電機の連系線の瞬時電流波形ｉｔを示す。
瞬時電流波形ｉｔの歪みが小さいのに対して瞬時電圧波形ｖLの歪みが大きいことが確認できる。図から瞬時電圧波形ｖLの総合歪み率の計算を行って４．７％という結果を得た。これは、家電・汎用品高調波抑制対策ガイドに定められている配電系統の総合電圧歪みの目標値（５％以下）を満たしている。
【００４６】
以上のシミュレーションの結果から、ＰＷＭ方式電流形インバータに本発明の簡易ＰＷＭパルス発生法を用いることにより、高調波成分の小さい電圧・電流を出力できることが分かった。また、本発明を適用した電流形インバータをキャパシタバンクを用いた電力貯蔵装置に組み込むことにより、風速変動にかかわらず風力発電機端母線の周波数・電圧・電流を安定化させることができ、またキャパシタバンクの故障に対しても出力変動および発電機端電圧変動の補償を継続できることが分かった。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明に係る実施例の電流形インバータを適用した電流形電力貯蔵装置（ＥＣＳ）の主要回路構成を示すブロック図である。
【図２】本実施例を用いたＥＣＳにおける双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの第１象限の放電時の動作を示す動作原理図である。
【図３】図２における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの第４象限の充電時の動作を示す動作原理図である。
【図４】本実施例における電流形インバータのＰＷＭパルス発生回路の全体図である。
【図５】本実施例のＰＷＭパルス発生回路における搬送波発生回路の回路図である。
【図６】本実施例のＰＷＭパルス発生回路における変調波発生回路の回路図である。
【図７】本実施例のＰＷＭパルス発生回路におけるパルス選択回路を示す回路図である。
【図８】本実施例においてパルス信号波形を生成する論理を説明する波形図である。
【図９】本実施例において中間波形信号を生成する論理を説明する波形図である。
【図１０】本実施例においてＰＷＭのスイッチングパルス信号を生成する論理を説明する波形図である。
【図１１】本実施例における搬送波と変調波の関係を説明する説明図である。
【図１２】本実施例における三相交流電源の各相について、ＰＷＭパルス信号を同じ時間軸に対して展開した波形図である。
【図１３】図１２に示されたＰＷＭパルスにより制御された交流側三相電流の波形図である。
【図１４】本実施例の電流形インバータの制御系構成を示すブロック図である。
【図１５】本実施例の電流形インバータのシミュレーションにより得た各所の電流の高調波解析図である。
【図１６】本実施例の電流形インバータのシミュレーションにより得た各所の電圧の高調波解析図である。
【図１７】本実施例の電流形インバータをシミュレーションするために想定した電力系統モデルを表すブロック図である。
【図１８】シミュレーションに使用した風力発電機の出力特性を示すグラフである。
【図１９】シミュレーションにおける風力発電機の状態を示すグラフである。
【図２０】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得た系統線電力と系の周波数変化をを示す波形図である。
【図２１】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得た風力発電機端母線のｄ−ｑ軸電圧の変化を示す波形図である。
【図２２】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得たＥＣＳの有効無効出力電力を示す波形図である。
【図２３】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得たキャパシタバンク周りの諸量を示す波形図である。
【図２４】図１７の電力系統モデルのシミュレーションにより得た、変動補償時の負荷の瞬時電圧波形と風力発電機の連系線の瞬時電流波形を示す波形図である。
【符号の説明】
【００４８】
１ キャパシタバンク
２ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
３ 直流リアクタンス
４ 電流形インバータ
５ 出力端コンデンサ
６ 連系トランス
７ 系統
１１ 変調波発生器
１２ 第１比較器
１３ 第２比較器
１４ パルス選択器
２１ 搬送波発生回路
２２ 反転器
２３ 加算器
２４ 係数設定器
２５ 加算器
２６ 演算器
２７ 第１正弦波発生回路
２８ １／２演算器
２９ 第２正弦波発生回路
３１ 第１切替器
３２ 第２切替器
３３ 第３切替器
３４ 第４切替器
３５ ゼロ信号発生器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三角波からなる第１の搬送波と、該第１搬送波の位相を反転した第２の搬送波を用い、系統の各相電圧と同期し系統周波数の２倍の周波数を有する三角波からなる各相の変調波と前記第１、第２搬送波と大きさを比較し、該搬送波の電圧が高い部分をそれぞれ各相の第１、第２パルス信号波形として出力し、該第１パルス信号波形と第２パルス信号波形を系統電圧の１周期毎に切り換えるように組み合わせて第１，第２の中間信号波形を得て、該第１，第２中間信号波形と系統の各相電圧に同期し各相電圧と同じ周波数をもつ正弦波信号より大きな出力を持つ部分を各相の上下アームにＰＷＭパルス信号として供給することを特徴とする三相電流形インバータのＰＷＭ制御方法。
【請求項２】
前記各変調波の振幅は前記搬送波の振幅の１．５倍以下にしないことを特徴とする請求項１記載の三相電流形インバータのＰＷＭ制御方法。
【請求項３】
キャパシタバンクに双方向直流直流コンバータを接続し、さらに電流形インバータを接続し、トランスを介して系統に接続する電力貯蔵装置において、前記電流形インバータに対して請求項１または２記載のＰＷＭ制御方法を適用することを特徴とする電力貯蔵装置の運転方法。
【請求項４】
前記キャパシタバンクは電気二重層キャパシタ素子を組み合わせて構成したものであることを特徴とする請求項３記載の電力貯蔵装置の運転方法。
【請求項５】
前記双方向直流直流コンバータは、第１−４象限直流直流コンバータであることを特徴とする請求項３または４記載の電力貯蔵装置の運転方法。
【請求項６】
各相毎に、変調波用三角波発生回路と、位相反転器と、１対の比較器と、パルス選択器とを備えて、前記変調波用三角波発生回路が系統電圧と同期し２倍の周波数を有する同期信号を入力して、該同期信号に同期し所定の変調度を有する振幅を持つ三角波からなる変調波を発生し、前記位相反転器が入力される搬送波を反転して反転搬送波を出力し、前記比較器の一方が前記変調波と前記搬送波を入力して比較し該搬送波より該変調波の電圧が高い部分が出力パルスとなる第１のパルス信号波形を出力し、前記比較器の他方が前記変調波と前記反転搬送波を入力して比較し該反転搬送波より該変調波の電圧が高い部分が出力パルスとなる第２のパルス信号波形を出力し、前記パルス選択器が前記第１，第２パルス信号波形を入力し、さらに系統周波数と同じ周波数を有する第１周期波と半分の周波数を有する第２周期波を入力して、該第２周期波の半周期毎に前記第１，第２パルス信号波形を交替して第１および第２の信号波形とし、前記第１周期波の半周期毎に該第１および第２の信号波形をそれぞれ第１および第２ＰＷＭパルス信号として出力することを特徴とする三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置。
【請求項７】
前記変調波の変調度は１．５倍以下にしないことを特徴とする請求項６記載の三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置。
【請求項８】
前記相毎に供給する前記同期信号は、それぞれ１２０度および２４０度位相をシフトして他の２相に供給するものであることを特徴とする請求項６または７記載の三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置。
【請求項９】
キャパシタバンクに双方向直流直流コンバータを接続し、さらに電流形インバータを接続し、トランスを介して系統に接続する電力貯蔵装置において、前記電流形インバータのＰＷＭ制御装置に対して請求項６から８のいずれかに記載のＰＷＭ信号発生装置を適用することを特徴とする電力貯蔵装置。
【請求項１０】
前記電キャパシタバンクは電気二重層キャパシタ素子を組み合わせて構成したものであることを特徴とする請求項９記載の電力貯蔵装置。
【請求項１】
三角波からなる第１の搬送波と、該第１搬送波の位相を反転した第２の搬送波を用い、系統の各相電圧と同期し系統周波数の２倍の周波数を有する三角波からなる各相の変調波と前記第１、第２搬送波と大きさを比較し、該搬送波の電圧が高い部分をそれぞれ各相の第１、第２パルス信号波形として出力し、該第１パルス信号波形と第２パルス信号波形を系統電圧の１周期毎に切り換えるように組み合わせて第１，第２の中間信号波形を得て、該第１，第２中間信号波形と系統の各相電圧に同期し各相電圧と同じ周波数をもつ正弦波信号より大きな出力を持つ部分を各相の上下アームにＰＷＭパルス信号として供給することを特徴とする三相電流形インバータのＰＷＭ制御方法。
【請求項２】
前記各変調波の振幅は前記搬送波の振幅の１．５倍以下にしないことを特徴とする請求項１記載の三相電流形インバータのＰＷＭ制御方法。
【請求項３】
キャパシタバンクに双方向直流直流コンバータを接続し、さらに電流形インバータを接続し、トランスを介して系統に接続する電力貯蔵装置において、前記電流形インバータに対して請求項１または２記載のＰＷＭ制御方法を適用することを特徴とする電力貯蔵装置の運転方法。
【請求項４】
前記キャパシタバンクは電気二重層キャパシタ素子を組み合わせて構成したものであることを特徴とする請求項３記載の電力貯蔵装置の運転方法。
【請求項５】
前記双方向直流直流コンバータは、第１−４象限直流直流コンバータであることを特徴とする請求項３または４記載の電力貯蔵装置の運転方法。
【請求項６】
各相毎に、変調波用三角波発生回路と、位相反転器と、１対の比較器と、パルス選択器とを備えて、前記変調波用三角波発生回路が系統電圧と同期し２倍の周波数を有する同期信号を入力して、該同期信号に同期し所定の変調度を有する振幅を持つ三角波からなる変調波を発生し、前記位相反転器が入力される搬送波を反転して反転搬送波を出力し、前記比較器の一方が前記変調波と前記搬送波を入力して比較し該搬送波より該変調波の電圧が高い部分が出力パルスとなる第１のパルス信号波形を出力し、前記比較器の他方が前記変調波と前記反転搬送波を入力して比較し該反転搬送波より該変調波の電圧が高い部分が出力パルスとなる第２のパルス信号波形を出力し、前記パルス選択器が前記第１，第２パルス信号波形を入力し、さらに系統周波数と同じ周波数を有する第１周期波と半分の周波数を有する第２周期波を入力して、該第２周期波の半周期毎に前記第１，第２パルス信号波形を交替して第１および第２の信号波形とし、前記第１周期波の半周期毎に該第１および第２の信号波形をそれぞれ第１および第２ＰＷＭパルス信号として出力することを特徴とする三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置。
【請求項７】
前記変調波の変調度は１．５倍以下にしないことを特徴とする請求項６記載の三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置。
【請求項８】
前記相毎に供給する前記同期信号は、それぞれ１２０度および２４０度位相をシフトして他の２相に供給するものであることを特徴とする請求項６または７記載の三相電流形インバータのＰＷＭ信号発生装置。
【請求項９】
キャパシタバンクに双方向直流直流コンバータを接続し、さらに電流形インバータを接続し、トランスを介して系統に接続する電力貯蔵装置において、前記電流形インバータのＰＷＭ制御装置に対して請求項６から８のいずれかに記載のＰＷＭ信号発生装置を適用することを特徴とする電力貯蔵装置。
【請求項１０】
前記電キャパシタバンクは電気二重層キャパシタ素子を組み合わせて構成したものであることを特徴とする請求項９記載の電力貯蔵装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２】
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【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【公開番号】特開２００６−４２５０４（Ｐ２００６−４２５０４Ａ）
【公開日】平成１８年２月９日（２００６．２．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−２１９３６９（Ｐ２００４−２１９３６９）
【出願日】平成１６年７月２７日（２００４．７．２７）
【出願人】（５０４１４５３０８）国立大学法人 琉球大学 (100)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年２月９日（２００６．２．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年７月２７日（２００４．７．２７）
【出願人】（５０４１４５３０８）国立大学法人 琉球大学 (100)
【Ｆターム（参考）】
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