高周波増幅回路
【課題】略１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯、ミリ波帯以上で１つの電源を用いて安定的に動作する高周波増幅回路を提供する。
【解決手段】高周波トランジスタ１０１は、ゲート端子１０２側が入力端子１０５に接続され、ドレイン端子１０３側が出力端子１０６に接続されている。２つのソース端子１０４には、ランド１０７を介して抵抗１１１とコンデンサ１１２からなるセルフバイアス回路１１０が接続されている。抵抗１１１及びコンデンサ１１２の他端は、それぞれランド１０８ａ、１０８ｂ及びスルーホール１０９ａ、１０９ｂを介して接地されている。ランド１０８（１０８ａ、１０８ｂ）上における抵抗１１１及びコンデンサ１１２との接続点からスルーホール１０９（１０９ａ、１０９ｂ）までの距離Ｄが好適に調整されている。
【解決手段】高周波トランジスタ１０１は、ゲート端子１０２側が入力端子１０５に接続され、ドレイン端子１０３側が出力端子１０６に接続されている。２つのソース端子１０４には、ランド１０７を介して抵抗１１１とコンデンサ１１２からなるセルフバイアス回路１１０が接続されている。抵抗１１１及びコンデンサ１１２の他端は、それぞれランド１０８ａ、１０８ｂ及びスルーホール１０９ａ、１０９ｂを介して接地されている。ランド１０８（１０８ａ、１０８ｂ）上における抵抗１１１及びコンデンサ１１２との接続点からスルーホール１０９（１０９ａ、１０９ｂ）までの距離Ｄが好適に調整されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信や自動車用レーダ装置等に用いられる高周波増幅回路に関し、特に、略１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯並びにミリ波帯で用いる高周波トランジスタを利用した高周波増幅回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の高周波トランジスタを用いた高周波増幅回路では、高周波トランジスタを高周波で安定的に動作させるために、ゲート端子に負電圧を供給するとともに、ドレイン端子に正電圧を供給することで、ドレインに流れる信号を制御するように構成されたものが従来より知られている。しかし、このような高周波増幅回路では、２種類の電源を必要とするため、高コストになる等の問題があった。
【０００３】
そこで、１つの電源だけで動作させることが可能な高周波増幅回路が、例えば特許文献１乃至３に開示されている。特許文献１乃至３に記載の高周波増幅回路は、いずれもセルフバイアス方式を適用している。セルフバイアス方式を適用した従来の高周波増幅回路の構成例を、図１２に示す。また、図１２に示す構成の高周波増幅回路９００の等価回路を図１３に示す。高周波増幅回路９００は、図１２、１３に示すように、入力端子９０５がＦＥＴ９０１のゲート端子９０２に接続され、出力端子９０６がＦＥＴ９０１のドレイン端子９０３に接続されている。
【０００４】
入力端子９０５とゲート端子９０２との間には、他端が接地された抵抗９０７の一端が接続され、ゲート端子９０２側の直流信号がショートされる。また、出力端子９０６とドレイン端子９０３との間には、インダクタ９０８とコンデンサ９０９とからなるバイアス回路９１０を介して正の電源９１１が接続され、ドレイン端子９０３に正のバイアス電圧を印加している。セルフバイアス方式を適用した高周波増幅回路９００では、ＦＥＴ９０１のソース端子９０４がセルフバイアス回路９１２を介して接地されている。セルフバイアス回路９１２は、抵抗９１３とコンデンサ９１４が並列に接地された構成となっている。
【０００５】
セルフバイアス回路９１２を用いた高周波増幅回路９００では、抵抗９１３にドレイン電流Ｉｄが流れることによって電圧降下が生じる。その結果、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、次式
Ｖｇｓ＝−Ｒｓ×Ｉｄ
で与えられる。ここで、Ｒｓは抵抗９１３の抵抗成分である。これより、ゲート電位は、見かけ上負の電位となる。このようなセルフバイアス回路９１２を用いることで、１つの電源だけで高周波増幅回路９００を動作させることができる。
【０００６】
セルフバイアス回路９１２の抵抗９１３及びコンデンサ９１４は、ＦＥＴ９０１のソース端子９０４との接続にランド９１５を用い、接地側をランド９１６に接続している。ランド９１６は、スルーホール９１７を介して所定の地板に接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−１９５９３６号公報
【特許文献２】特開２００１−０９４３６１号公報
【特許文献３】特開平０９−１８１５４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、セルフバイアス回路に用いる抵抗やコンデンサには、寄生容量が存在しており、抵抗やコンデンサを表面実装するためのランド（信号線路）には、インダクタ成分が存在している。図１３に例示したセルフバイアス回路９１２の等価回路に、寄生容量及びインダクタ成分を追加した等価回路を図１４に示す。同図に示すように、抵抗９１３は、抵抗成分Ｒｓとインダクタ成分（Ｌｒとする）を直列に接続した直列回路、コンデンサ９１４は、キャパシタ成分（Ｃｓとする）とインダクタ成分（Ｌｃとする）を並列に接続した並列回路、ランド９１５、９１６は、分布定数回路理論から、これを１つにまとめて抵抗成分（Ｒとする）とインダクタ成分（Ｌとする）を直列に接続した直列回路、でそれぞれ等価的に表せる。
【０００９】
図１４に示す等価回路は、共振回路を形成している。このように共振回路が形成されると、高周波電流の反射等が起きて安定して接地することができなくなってしまい、増幅回路の動作が不安定となる。このことから、従来より略１０ＧＨｚ以上の高周波帯では、セルフバイアス回路は用いられていない。略１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯からミリ波帯では、通常、高周波トランジスタを利用して増幅回路を安定的に動作させるために、ドレイン側に正電源を接続すると同時に、ゲート側に負電源を接続して用いている。従来の高周波増幅回路では、正の電源のみを用いたセルフバイアス回路を含む増幅回路はソース端子が安定に接地できないという問題があった。
【００１０】
本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、略１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯、ミリ波帯以上で１つの電源を用いて安定的に動作する高周波増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の高周波増幅回路の第１の態様は、ゲート端子が入力端子に接続され、ドレイン端子が出力端子に接続されて略１０ＧＨｚ以上の高周波帯で動作する高周波トランジスタと、一端が前記高周波トランジスタのソース端子に接続され他端が接地されて前記ゲート端子の直流電位を見かけ上接地電位より低くするための第１抵抗と、一端が前記ソース端子に接続され他端が接地されて高周波電流をショートさせるためのコンデンサとが並列に配列されたセルフバイアス回路と、一端が前記ゲート端子側に接続され他端が接地された第２抵抗と、前記ドレイン側に接続されて前記高周波トランジスタを駆動させるための正の直流電源と、前記ドレイン端子から出力される高周波信号が前記直流電源に漏出するのを防止するバイアス回路と、を備え、所定の基板の一方の面に形成されて前記基板の他方の面に形成されたグランドにスルーホールで接続されたランドに前記第1抵抗及び前記コンデンサが接続され、前記第１抵抗及び前記コンデンサと前記ランドとの接続点から前記スルーホールまでの距離Ｄを含むセルフバイアス回路が、高周波増幅回路の安定係数Ｋが所定の使用周波数で１以上となるように調整されていることを特徴とする。
【００１２】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、前記距離Ｄは、事前に作成された周波数の１次式に前記使用周波数を代入することで決定されることを特徴とする。
【００１３】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、前記コンデンサは、前記ランドに電気的に接続された所定の大きさの別のランドを前記グランドと対向するように前記基板の一方の面上に配置して形成されていることを特徴とする。
【００１４】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、前記コンデンサは、前記ランドに電気的に接続されて前記基板の一方の面上に配置された所定の大きさの別のランドと、スルーホールで前記グランドに接続されて前記基板に内蔵された所定の大きさの金属板とを、所定距離だけ離して相互に対向させて形成されていることを特徴とする。
【００１５】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、スルーホールで前記グランドに接続された別のランドが前記ランドに近接して前記基板の一方の面上に配置され、前記コンデンサは、前記ランドの側面と前記別のランドの側面とを所定距離だけ離して所定の面積だけ対向させて形成されていることを特徴とする。
【００１６】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、前記ランドの側面と前記別のランドの側面との間に所定の誘電率を有する誘電体が配置されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、略１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯、ミリ波帯以上で正の電源のみを用いて安定的に動作する高周波増幅回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の構成図である。
【図２】第１実施形態の高周波増幅回路の等価回路図である。
【図３】距離Ｄを変化させたときの周波数対安定係数Ｋの関係を示すグラフである。
【図４】距離Ｄをさらに長くしたときの周波数対安定係数Ｋの関係を示すグラフである。
【図５】周波数１０ＧＨｚのときの距離Ｄ対安定係数Ｋの関係を示すグラフである。
【図６】１０ＧＨｚ以上の周波数に対する距離Ｄ対安定係数Ｋの関係を示すグラフである。
【図７】周波数対距離Ｄの関係を１次近似式と比較した結果を示すグラフである。
【図８】異なる高周波トランジスタ間での距離Ｄの関係示すグラフである。
【図９】第２実施形態の高周波増幅回路２００の構成を示す斜視図である。
【図１０】別の実施形態のコンデンサの構造を示す断面図である。
【図１１】さらに別の実施形態のコンデンサの構造を示す断面図である。
【図１２】セルフバイアス方式を適用した従来の高周波増幅回路の構成図である。
【図１３】従来の高周波増幅回路の等価回路図である。
【図１４】従来のセルフバイアス回路に寄生容量及びインダクタ成分を追加した等価回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の好ましい実施の形態における高周波増幅回路の構成及び高周波増幅回路の製造方法について、図面を参照して以下に詳細に説明する。なお、同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。
【００２０】
（第１実施形態）
本発明の高周波増幅回路の好ましい第１の実施の形態を、図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態の高周波増幅回路の構成図である。同図に示す高周波増幅回路１００は、１０ＧＨｚ以上の高周波帯で使用可能な高周波トランジスタ１０１を用いて構成される。
【００２１】
高周波トランジスタ１０１は、ゲート端子１０２、ドレイン端子１０３、及びソース端子１０４を有している。図１では、一例として高周波トランジスタ１０１が２つのソース端子１０４を有するものを示している。高周波トランジスタ１０１は、これに限定されず、ソース端子１０４を１つだけ有するものや３つ以上の複数有するものを用いてもよい。入力信号の高周波信号（ＲＦ信号）を入力するための入力端子１０５がゲート端子１０２側に接続され、高周波トランジスタ１０１で増幅された信号を出力するための出力端子１０６がドレイン端子１０３側に接続されている。
【００２２】
２つのソース端子１０４には、ランド１０７を介して抵抗１１１とコンデンサ１１２が接続されている。抵抗１１１及びコンデンサ１１２の他端は、それぞれランド１０８ａ、１０８ｂ及びスルーホール１０９ａ、１０９ｂを介して接地されている。この抵抗１１１及びコンデンサ１１２は、セルフバイアス回路１１０を形成している。
【００２３】
図１に示す高周波増幅回路１００の等価回路を用いて、高周波増幅回路１００の構成をさらに詳細に説明する。図２は、図１に示す高周波増幅回路１００の等価回路を示している。本実施形態の高周波増幅回路１００では、入力端子１０５とゲート端子１０２との間に抵抗１１３が接続され、抵抗１１３の他端がランド１１４及びスルーホール１１５を介して接地されている。
【００２４】
また、出力端子１０６とドレイン端子１０３との間には、バイアス回路１１７を介して正の直流電源１１６が接続されている。正の直流電源１１６は、ドレイン端子１０３側に駆動用の正の直流電圧を供給する。また、バイアス回路１１７は、インダクタ１１８とコンデンサ１１９の並列回路で構成され、高周波信号が電源１１６側に漏れ出さないようにしている。高周波トランジスタ１０１のゲート端子１０２側、ドレイン端子１０３側、及びソース端子１０４側のそれぞれには、インピーダンス整合を行うための整合回路（図示せず）が接続される。
【００２５】
ソース端子１０４側にセルフバイアス回路１１０を接続することにより、ゲート端子１０２側にバイアス電源を接続することなく、高周波トランジスタ１０１を増幅回路として動作させることが可能となる。すなわち、図２の等価回路に示すような回路構成とすることにより、ドレイン端子１０３とソース端子１０４間にドレイン電流Ｉｄが流れ、抵抗１１１にドレイン電流が流れることによる電圧降下が生じる。その結果、ゲート端子１０２の電位が、見かけ上グランド電位０Ｖより低くなる。また、他端が接地されたコンデンサ１１２を並列に接続することで、高周波信号をショートさせることができる。
【００２６】
このように構成された高周波増幅回路１００では、セルフバイアス回路１１０を構成する抵抗１１１とコンデンサ１１２に、それぞれチップ抵抗とチップコンデンサが用いられる。そのため、抵抗１１１及びコンデンサ１１２が寄生容量を有している。また、抵抗１１１及びコンデンサ１１２を表面実装するランド１０７、１０８（１０８ａ、１０８ｂ）は、インダクタ成分を有している。図２に示す高周波増幅回路１００の等価回路では、上記のインダクタ成分をインダクタ１２１〜１２３で示している。なお、ランド１０７、１０８については、両者をまとめて抵抗１２４とインダクタ１２３が直列に接続された等価回路で表している。
【００２７】
図２の等価回路に示すようなインダクタ成分１２１〜１２３が生成されると、セルフバイアス回路１１０は共振回路となる。その結果、略１０ＧＨｚ以上の高周波に対しては、高周波信号がコンデンサ１１２からショートされずに反射してしまい、増幅回路として使用周波数で安定に動作しなくなってしまう。
【００２８】
そこで、本実施形態の高周波増幅回路１００では、上記のような共振回路に形成されるセルフバイアス回路１１０に対し、その共振点が高周波増幅回路１００の安定な領域となるように上記のインダクタ成分を調整する。インダクタ成分１２１〜１２３のうち、抵抗１１１及びコンデンサ１１２が有するインダクタ成分１２１及び１２２は、その大きさを容易に調整することはできない。そこで、本実施形態では、ランド１０７、１０８が有するインダクタ成分１２３を調整する。
【００２９】
本実施形態では、インダクタ成分１２３を調整するために、図１に示すランド１０８上における抵抗１１１及びコンデンサ１１２との接続点からスルーホール１０９（１０９ａ、１０９ｂ）までの距離Ｄ（以下では、セルフバイアス回路１１０のスルーホール１０９までの距離Ｄという）を調整する。距離Ｄを変化させると、インダクタ成分１２３が変化する。そこで、距離Ｄを変化させてインダクタ成分１２３を調整することで、セルフバイアス回路１１０の共振点が高周波増幅回路１００の安定な領域となるようにする。
【００３０】
高周波増幅回路１００が使用周波数帯域で安定であるか否かを判定するのに、ローレットの安定係数Ｋを用いることができる。ローレットの安定係数Ｋは、所定の周波数で不安定のときに低下することが知られている。ローレットの安定係数Ｋは、次式のように定義される。
【数１】
上式において、Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２１、Ｓ２２は、Ｓパラメータである。Ｓ１１、Ｓ２２は、それぞれ入力端子側、出力端子側から見た反射係数を表し、Ｓ１２、Ｓ２１は、それぞれ出力側から入力側への逆方向の通過係数、及び入力側から出力側への順方向の通過係数を表している。
【００３１】
ローレットの安定係数Ｋを用いた場合、上式のＫの値が、１以上（Ｋ≧１）のとき無条件安定領域、０より大きく１未満（０＜Ｋ＜１）のとき条件付安定領域、０以下（Ｋ≦０）のとき不安定領域となる。セルフバイアス回路１１０の抵抗１１１とコンデンサ１１２、及びランド１０７、１０８にインダクタ成分１２３が発生すると、共振回路が生成されて入力側の反射係数Ｓ１１と出力側の反射係数Ｓ２２が大きくなる。その結果、式（１）より、Ｋの値は負側に変化する。
【００３２】
そこで、本実施形態の高周波増幅回路の製造方法では、式（１）の安定係数Ｋが１以上となるように、セルフバイアス回路１１０のスルーホール１０９までの距離Ｄを変化させてインダクタ成分１２３の値を調整する。具体的には、距離Ｄが所定の値のとき、所定の高周波信号の進行波と反射波を測定することで、その時のＳパラメータを求めることができる。求めたＳパラメータから、式（１）を用いて安定係数Ｋを算出する。以下同様に、安定係数Ｋが１以上となるまで距離Ｄを変化させていく。
【００３３】
一例として、距離Ｄを、製造上の最小値である０．３５ｍｍから徐々に長くしたときの安定係数Ｋの変化を図３に示す。図３では、横軸を高周波増幅回路１００に入力する高周波信号の周波数ｆ［ＧＨｚ］とし、縦軸に安定係数Ｋを対数目盛で表示している。また、Ｄ＝０．３５、１．３５、３．８５、４．８５．６．８５ｍｍとしたときの安定係数Ｋの変化を、それぞれ符号１１〜１５で示している。同図において、Ｋ＝１のライン（符号１０で示す）以上のＫ≧１のときに、高周波増幅回路１００が無条件安定領域にある。同図より、距離Ｄ＝６．８５ｍｍ（符号１５）のときに、略１０ＧＨｚ以上の周波数の高周波信号に対してＫ≧１となり、安定的に動作することがわかる。
【００３４】
距離Ｄを、６．８５ｍｍから９．８５ｍｍまでさらに長くしていったときの、安定係数Ｋの変化の一例を図４に示す。ここでは、Ｄ＝７．８５、８．８５、９．８５ｍｍの時の安定係数Ｋの変化を、符号１６〜１８で示している。同図に示すように、６．８５ｍｍを超えてさらに長くしていくと、安定係数Ｋが略１０ＧＨｚ近傍で再び不安定領域に入ってしまう。このような結果をもとに、周波数１０ＧＨｚの高周波信号について、距離Ｄに対する安定係数Ｋの変化を表したグラフを図５に示す。同図より、周波数１０ＧＨｚの高周波信号に対し、安定係数Ｋ≧１となる距離Ｄの範囲は、４ｍｍ＜Ｄ＜８ｍｍとなる。また、安定係数Ｋが最も大きくなって安定度が高い距離Ｄは、略７ｍｍとなっている。
【００３５】
つぎに、１０ＧＨｚ以上の異なる周波数に対し、距離Ｄに対する安定係数Ｋの変化を表したグラフを図６に示す。同図では、整合回路を調整して周波数を１０ＧＨｚから１６ＧＨｚまで１ＧＨｚずつ変化させたときの安定係数Ｋの変化を、符号２０〜２６で示している。同図より、周波数が高くなるにつれて、安定係数Ｋが安定領域に入るときの距離Ｄが小さくなっていくことがわかる。
【００３６】
製造メーカの異なる２種類の高周波トランジスタ（ＴＲ１、ＴＲ２とする）をそれぞれ用いた高周波増幅回路について、図６に示すような周波数毎の距離Ｄと安定係数Ｋとの関係を求め、これから高周波信号の周波数と安定係数Ｋが安定領域に入るときの距離Ｄとの関係を求めて比較した結果を図７に示す。ここで、符号３１、３２は、それぞれ高周波トランジスタＴＲ１、ＴＲ２を用いたときの結果を示している。図７より、周波数と距離Ｄとの間に略線形的な関係があることがわかる。同図において、高周波トランジスタＴＲ１の周波数と距離Ｄとの線形的な関係を１次式で近似した結果を符号３０で示す。周波数対距離Ｄの線形的な関係を１次式で近似することにより、高周波信号の周波数からそれに好適な距離Ｄを一次式から一意的に決めることができる。
【００３７】
また、上記の高周波トランジスタＴＲ１の周波数対距離Ｄの関係と、別の製造メーカの高周波トランジスタＴＲ２の周波数対距離Ｄの関係との相関を求めた結果を図８に示す。高周波トランジスタＴＲ１とＴＲ２との相関係数（Ｒ２）は約９８％となり、製造メーカによらずほぼ同様の特性を有していることがわかる。従って、高周波トランジスタの種類や製造メーカを問わず、高周波信号の周波数と距離Ｄとの関係を一次式で近似することができ、この近似式を用いて高周波信号の周波数からそれに好適な距離Ｄを一意的に決めることができる。
【００３８】
上記説明の本実施形態の高周波増幅回路を用いることにより、１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯、ミリ波帯において、セルフバイアス回路を用いてソース側の接地を安定的に行うことができ、セルフバイアス方式の安定した高周波増幅回路を提供することができる。１０ＧＨｚ以上の高周波帯に対してもセルフバイアス方式を用いることが可能となることから、１つの電源だけで動作可能な高周波増幅回路を実現でき、高周波回路の小型化、省エネ化、低コスト化が実現できる。さらに、ソース端子のインダクタ成分を利用した共振回路により高周波トランジスタの種類によらず、セルフバイアス回路を構成することができる。
【００３９】
本発明の別の実施の形態に係る高周波増幅回路を、図９を用いて以下に説明する。図９は、本実施形態の高周波増幅回路２００の構成を示す斜視図である。同図では、高周波増幅回路２００が、所定の基板２０２上に搭載されている状態を示している。基板２０２は、例えば携帯電話に搭載されている基板である。
【００４０】
従来、セルフバイアス回路を構成する抵抗及びコンデサには、表面実装可能な抵抗及び表面実装可能なコンデンサが用いられていた。そのため、それぞれの寄生容量により共振回路が形成され、高周波信号の反射等が起きて安定に接地することができない、といった問題があった。そこで、本実施形態では表面実装可能なコンデンサを用いないでセルフバイアス回路を構成している。これにより、寄生容量の影響を低減することができる。
【００４１】
本実施形態では、第１実施形態で用いられていた図１に示す表面実装コンデンサ１１２を用いず、所定の基板を用いてコンデンサを直接形成して用いる。図９では、第１実施形態のコンデンサ１１２に相当するコンデンサ２１２ａを基板２０２を用いて形成しており、これと抵抗１１１でセルフバイアス回路２１０が形成されている。コンデンサ２１２ａは、基板２０２上に所定の大きさのランド２１３を配置し、基板２０２や空気等を挟んでランド２１３と基板２０２の裏面に形成されているグランド２０３（図示しない）との間で静電容量を持つように形成されている。ランド２１３として、例えばランド１０７を用いるように形成することも可能である。
【００４２】
このように形成されたコンデンサ２１２ａは寄生容量が非常に小さいことから、セルフバイアス回路２１０は、抵抗１１１の寄生容量の影響のみを受ける。その結果、寄生容量の影響を大幅に低減できることから、略１０ＧＨｚ以上の高周波帯において安定に接地できるようになり、共振回路を利用したセルフバイアス回路２１０をもつ、高周波増幅回路１００を容易に安定な動作にできる。
【００４３】
セルフバイアス回路２１０に用いるコンデンサの別の実施形態を、図１０を用いて説明する。図１０は、別の実施形態のコンデンサの構造を示す断面図である。同図に示すコンデンサ２１２ｂは、基板２０２の内部に別の金属板２１４を内蔵している。金属板２１４は、スルーホール２１５でグランド２０３に接続されており、ランド２１３と金属板２１４との間で静電容量を持つように形成されている。
【００４４】
コンデンサ２１２ｂの静電容量Ｃは、次式
【数２】
で与えられる。ここで、εｒは基板２０２の比誘電率、Ｓは金属板２１４の面積（ランド２１３より小さいとしている）、ｄはランド２１３と金属板２１４との距離、を表している。金属板２１４を用いた場合には、式（２）に示すように、金属板２１４の寸法や内蔵位置を変更することで、寄生容量を非常に小さくしながらコンデンサ２１２ｂの容量Ｃを容易に設定することができる。
【００４５】
セルフバイアス回路２１０に用いるコンデンサのさらに別の実施形態を、図１１を用いて説明する。図１１は、さらに別の実施形態のコンデンサの構造を示す断面図である。同図に示すコンデンサ２１２ｃは、ランド１０７に近接させて別のランド２１６を配置することで形成されている。ランド２１６は、スルーホール２１７でグランド２０３に接続されている。ランド１０７と２１６の対向する側面の面積、及びその間の距離を設定することで、寄生容量を非常に小さくしながらコンデンサ２１２ｃの静電容量を設定することができる。ランド１０７と２１６の対向する側面の間に、所定の誘電体２１８を流し込むことで、静電容量を高くすることも可能である。
【００４６】
上記実施形態のコンデンサ２１２ａ、２１２ｂ、２１２ｃのいずれを用いても、セルフバイアス回路２１０の寄生容量を低減することが出来る。その結果、寄生容量の影響を大幅に低減できることから、高周波信号を安定に接地することが出来る。一方直流電流は、上記実施形態のコンデンサ２１２ａ、２１２ｂ、２１２ｃのいずれを用いても通過せず、抵抗１１１によってゲートの直流電位を見かけ上接地電位より低く見せることが出来る。
【００４７】
なお、本実施の形態における記述は、本発明に係る高周波増幅回路の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態における高周波増幅回路の細部構成及び詳細な動作等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【符号の説明】
【００４８】
１００、２００ 高周波増幅回路
１０１ 高周波トランジスタ
１０２ ゲート端子
１０３ ドレイン端子
１０４ ソース端子
１０５ 入力端子
１０６ 出力端子
１０７、１０８ａ、１０８ｂ、１１４、２１３、２１６ ランド
１０９ａ、１０９ｂ、１１５、２１７ スルーホール
１１０、２１０ セルフバイアス回路
１１１、１１３、１２４ 抵抗
１１２、１１９、２１２ａ、２１２ｂ コンデンサ
１１６ 電源
１１７ バイアス回路
１１８、１２１〜１２３ インダクタ
２０２ 基板
２０３ グランド
２１４ 金属板
２１５ スルーホール
２１８ 誘電体
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信や自動車用レーダ装置等に用いられる高周波増幅回路に関し、特に、略１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯並びにミリ波帯で用いる高周波トランジスタを利用した高周波増幅回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の高周波トランジスタを用いた高周波増幅回路では、高周波トランジスタを高周波で安定的に動作させるために、ゲート端子に負電圧を供給するとともに、ドレイン端子に正電圧を供給することで、ドレインに流れる信号を制御するように構成されたものが従来より知られている。しかし、このような高周波増幅回路では、２種類の電源を必要とするため、高コストになる等の問題があった。
【０００３】
そこで、１つの電源だけで動作させることが可能な高周波増幅回路が、例えば特許文献１乃至３に開示されている。特許文献１乃至３に記載の高周波増幅回路は、いずれもセルフバイアス方式を適用している。セルフバイアス方式を適用した従来の高周波増幅回路の構成例を、図１２に示す。また、図１２に示す構成の高周波増幅回路９００の等価回路を図１３に示す。高周波増幅回路９００は、図１２、１３に示すように、入力端子９０５がＦＥＴ９０１のゲート端子９０２に接続され、出力端子９０６がＦＥＴ９０１のドレイン端子９０３に接続されている。
【０００４】
入力端子９０５とゲート端子９０２との間には、他端が接地された抵抗９０７の一端が接続され、ゲート端子９０２側の直流信号がショートされる。また、出力端子９０６とドレイン端子９０３との間には、インダクタ９０８とコンデンサ９０９とからなるバイアス回路９１０を介して正の電源９１１が接続され、ドレイン端子９０３に正のバイアス電圧を印加している。セルフバイアス方式を適用した高周波増幅回路９００では、ＦＥＴ９０１のソース端子９０４がセルフバイアス回路９１２を介して接地されている。セルフバイアス回路９１２は、抵抗９１３とコンデンサ９１４が並列に接地された構成となっている。
【０００５】
セルフバイアス回路９１２を用いた高周波増幅回路９００では、抵抗９１３にドレイン電流Ｉｄが流れることによって電圧降下が生じる。その結果、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、次式
Ｖｇｓ＝−Ｒｓ×Ｉｄ
で与えられる。ここで、Ｒｓは抵抗９１３の抵抗成分である。これより、ゲート電位は、見かけ上負の電位となる。このようなセルフバイアス回路９１２を用いることで、１つの電源だけで高周波増幅回路９００を動作させることができる。
【０００６】
セルフバイアス回路９１２の抵抗９１３及びコンデンサ９１４は、ＦＥＴ９０１のソース端子９０４との接続にランド９１５を用い、接地側をランド９１６に接続している。ランド９１６は、スルーホール９１７を介して所定の地板に接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−１９５９３６号公報
【特許文献２】特開２００１−０９４３６１号公報
【特許文献３】特開平０９−１８１５４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、セルフバイアス回路に用いる抵抗やコンデンサには、寄生容量が存在しており、抵抗やコンデンサを表面実装するためのランド（信号線路）には、インダクタ成分が存在している。図１３に例示したセルフバイアス回路９１２の等価回路に、寄生容量及びインダクタ成分を追加した等価回路を図１４に示す。同図に示すように、抵抗９１３は、抵抗成分Ｒｓとインダクタ成分（Ｌｒとする）を直列に接続した直列回路、コンデンサ９１４は、キャパシタ成分（Ｃｓとする）とインダクタ成分（Ｌｃとする）を並列に接続した並列回路、ランド９１５、９１６は、分布定数回路理論から、これを１つにまとめて抵抗成分（Ｒとする）とインダクタ成分（Ｌとする）を直列に接続した直列回路、でそれぞれ等価的に表せる。
【０００９】
図１４に示す等価回路は、共振回路を形成している。このように共振回路が形成されると、高周波電流の反射等が起きて安定して接地することができなくなってしまい、増幅回路の動作が不安定となる。このことから、従来より略１０ＧＨｚ以上の高周波帯では、セルフバイアス回路は用いられていない。略１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯からミリ波帯では、通常、高周波トランジスタを利用して増幅回路を安定的に動作させるために、ドレイン側に正電源を接続すると同時に、ゲート側に負電源を接続して用いている。従来の高周波増幅回路では、正の電源のみを用いたセルフバイアス回路を含む増幅回路はソース端子が安定に接地できないという問題があった。
【００１０】
本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、略１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯、ミリ波帯以上で１つの電源を用いて安定的に動作する高周波増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の高周波増幅回路の第１の態様は、ゲート端子が入力端子に接続され、ドレイン端子が出力端子に接続されて略１０ＧＨｚ以上の高周波帯で動作する高周波トランジスタと、一端が前記高周波トランジスタのソース端子に接続され他端が接地されて前記ゲート端子の直流電位を見かけ上接地電位より低くするための第１抵抗と、一端が前記ソース端子に接続され他端が接地されて高周波電流をショートさせるためのコンデンサとが並列に配列されたセルフバイアス回路と、一端が前記ゲート端子側に接続され他端が接地された第２抵抗と、前記ドレイン側に接続されて前記高周波トランジスタを駆動させるための正の直流電源と、前記ドレイン端子から出力される高周波信号が前記直流電源に漏出するのを防止するバイアス回路と、を備え、所定の基板の一方の面に形成されて前記基板の他方の面に形成されたグランドにスルーホールで接続されたランドに前記第1抵抗及び前記コンデンサが接続され、前記第１抵抗及び前記コンデンサと前記ランドとの接続点から前記スルーホールまでの距離Ｄを含むセルフバイアス回路が、高周波増幅回路の安定係数Ｋが所定の使用周波数で１以上となるように調整されていることを特徴とする。
【００１２】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、前記距離Ｄは、事前に作成された周波数の１次式に前記使用周波数を代入することで決定されることを特徴とする。
【００１３】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、前記コンデンサは、前記ランドに電気的に接続された所定の大きさの別のランドを前記グランドと対向するように前記基板の一方の面上に配置して形成されていることを特徴とする。
【００１４】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、前記コンデンサは、前記ランドに電気的に接続されて前記基板の一方の面上に配置された所定の大きさの別のランドと、スルーホールで前記グランドに接続されて前記基板に内蔵された所定の大きさの金属板とを、所定距離だけ離して相互に対向させて形成されていることを特徴とする。
【００１５】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、スルーホールで前記グランドに接続された別のランドが前記ランドに近接して前記基板の一方の面上に配置され、前記コンデンサは、前記ランドの側面と前記別のランドの側面とを所定距離だけ離して所定の面積だけ対向させて形成されていることを特徴とする。
【００１６】
本発明の高周波増幅回路の他の態様は、前記ランドの側面と前記別のランドの側面との間に所定の誘電率を有する誘電体が配置されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、略１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯、ミリ波帯以上で正の電源のみを用いて安定的に動作する高周波増幅回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の構成図である。
【図２】第１実施形態の高周波増幅回路の等価回路図である。
【図３】距離Ｄを変化させたときの周波数対安定係数Ｋの関係を示すグラフである。
【図４】距離Ｄをさらに長くしたときの周波数対安定係数Ｋの関係を示すグラフである。
【図５】周波数１０ＧＨｚのときの距離Ｄ対安定係数Ｋの関係を示すグラフである。
【図６】１０ＧＨｚ以上の周波数に対する距離Ｄ対安定係数Ｋの関係を示すグラフである。
【図７】周波数対距離Ｄの関係を１次近似式と比較した結果を示すグラフである。
【図８】異なる高周波トランジスタ間での距離Ｄの関係示すグラフである。
【図９】第２実施形態の高周波増幅回路２００の構成を示す斜視図である。
【図１０】別の実施形態のコンデンサの構造を示す断面図である。
【図１１】さらに別の実施形態のコンデンサの構造を示す断面図である。
【図１２】セルフバイアス方式を適用した従来の高周波増幅回路の構成図である。
【図１３】従来の高周波増幅回路の等価回路図である。
【図１４】従来のセルフバイアス回路に寄生容量及びインダクタ成分を追加した等価回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の好ましい実施の形態における高周波増幅回路の構成及び高周波増幅回路の製造方法について、図面を参照して以下に詳細に説明する。なお、同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。
【００２０】
（第１実施形態）
本発明の高周波増幅回路の好ましい第１の実施の形態を、図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態の高周波増幅回路の構成図である。同図に示す高周波増幅回路１００は、１０ＧＨｚ以上の高周波帯で使用可能な高周波トランジスタ１０１を用いて構成される。
【００２１】
高周波トランジスタ１０１は、ゲート端子１０２、ドレイン端子１０３、及びソース端子１０４を有している。図１では、一例として高周波トランジスタ１０１が２つのソース端子１０４を有するものを示している。高周波トランジスタ１０１は、これに限定されず、ソース端子１０４を１つだけ有するものや３つ以上の複数有するものを用いてもよい。入力信号の高周波信号（ＲＦ信号）を入力するための入力端子１０５がゲート端子１０２側に接続され、高周波トランジスタ１０１で増幅された信号を出力するための出力端子１０６がドレイン端子１０３側に接続されている。
【００２２】
２つのソース端子１０４には、ランド１０７を介して抵抗１１１とコンデンサ１１２が接続されている。抵抗１１１及びコンデンサ１１２の他端は、それぞれランド１０８ａ、１０８ｂ及びスルーホール１０９ａ、１０９ｂを介して接地されている。この抵抗１１１及びコンデンサ１１２は、セルフバイアス回路１１０を形成している。
【００２３】
図１に示す高周波増幅回路１００の等価回路を用いて、高周波増幅回路１００の構成をさらに詳細に説明する。図２は、図１に示す高周波増幅回路１００の等価回路を示している。本実施形態の高周波増幅回路１００では、入力端子１０５とゲート端子１０２との間に抵抗１１３が接続され、抵抗１１３の他端がランド１１４及びスルーホール１１５を介して接地されている。
【００２４】
また、出力端子１０６とドレイン端子１０３との間には、バイアス回路１１７を介して正の直流電源１１６が接続されている。正の直流電源１１６は、ドレイン端子１０３側に駆動用の正の直流電圧を供給する。また、バイアス回路１１７は、インダクタ１１８とコンデンサ１１９の並列回路で構成され、高周波信号が電源１１６側に漏れ出さないようにしている。高周波トランジスタ１０１のゲート端子１０２側、ドレイン端子１０３側、及びソース端子１０４側のそれぞれには、インピーダンス整合を行うための整合回路（図示せず）が接続される。
【００２５】
ソース端子１０４側にセルフバイアス回路１１０を接続することにより、ゲート端子１０２側にバイアス電源を接続することなく、高周波トランジスタ１０１を増幅回路として動作させることが可能となる。すなわち、図２の等価回路に示すような回路構成とすることにより、ドレイン端子１０３とソース端子１０４間にドレイン電流Ｉｄが流れ、抵抗１１１にドレイン電流が流れることによる電圧降下が生じる。その結果、ゲート端子１０２の電位が、見かけ上グランド電位０Ｖより低くなる。また、他端が接地されたコンデンサ１１２を並列に接続することで、高周波信号をショートさせることができる。
【００２６】
このように構成された高周波増幅回路１００では、セルフバイアス回路１１０を構成する抵抗１１１とコンデンサ１１２に、それぞれチップ抵抗とチップコンデンサが用いられる。そのため、抵抗１１１及びコンデンサ１１２が寄生容量を有している。また、抵抗１１１及びコンデンサ１１２を表面実装するランド１０７、１０８（１０８ａ、１０８ｂ）は、インダクタ成分を有している。図２に示す高周波増幅回路１００の等価回路では、上記のインダクタ成分をインダクタ１２１〜１２３で示している。なお、ランド１０７、１０８については、両者をまとめて抵抗１２４とインダクタ１２３が直列に接続された等価回路で表している。
【００２７】
図２の等価回路に示すようなインダクタ成分１２１〜１２３が生成されると、セルフバイアス回路１１０は共振回路となる。その結果、略１０ＧＨｚ以上の高周波に対しては、高周波信号がコンデンサ１１２からショートされずに反射してしまい、増幅回路として使用周波数で安定に動作しなくなってしまう。
【００２８】
そこで、本実施形態の高周波増幅回路１００では、上記のような共振回路に形成されるセルフバイアス回路１１０に対し、その共振点が高周波増幅回路１００の安定な領域となるように上記のインダクタ成分を調整する。インダクタ成分１２１〜１２３のうち、抵抗１１１及びコンデンサ１１２が有するインダクタ成分１２１及び１２２は、その大きさを容易に調整することはできない。そこで、本実施形態では、ランド１０７、１０８が有するインダクタ成分１２３を調整する。
【００２９】
本実施形態では、インダクタ成分１２３を調整するために、図１に示すランド１０８上における抵抗１１１及びコンデンサ１１２との接続点からスルーホール１０９（１０９ａ、１０９ｂ）までの距離Ｄ（以下では、セルフバイアス回路１１０のスルーホール１０９までの距離Ｄという）を調整する。距離Ｄを変化させると、インダクタ成分１２３が変化する。そこで、距離Ｄを変化させてインダクタ成分１２３を調整することで、セルフバイアス回路１１０の共振点が高周波増幅回路１００の安定な領域となるようにする。
【００３０】
高周波増幅回路１００が使用周波数帯域で安定であるか否かを判定するのに、ローレットの安定係数Ｋを用いることができる。ローレットの安定係数Ｋは、所定の周波数で不安定のときに低下することが知られている。ローレットの安定係数Ｋは、次式のように定義される。
【数１】
上式において、Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２１、Ｓ２２は、Ｓパラメータである。Ｓ１１、Ｓ２２は、それぞれ入力端子側、出力端子側から見た反射係数を表し、Ｓ１２、Ｓ２１は、それぞれ出力側から入力側への逆方向の通過係数、及び入力側から出力側への順方向の通過係数を表している。
【００３１】
ローレットの安定係数Ｋを用いた場合、上式のＫの値が、１以上（Ｋ≧１）のとき無条件安定領域、０より大きく１未満（０＜Ｋ＜１）のとき条件付安定領域、０以下（Ｋ≦０）のとき不安定領域となる。セルフバイアス回路１１０の抵抗１１１とコンデンサ１１２、及びランド１０７、１０８にインダクタ成分１２３が発生すると、共振回路が生成されて入力側の反射係数Ｓ１１と出力側の反射係数Ｓ２２が大きくなる。その結果、式（１）より、Ｋの値は負側に変化する。
【００３２】
そこで、本実施形態の高周波増幅回路の製造方法では、式（１）の安定係数Ｋが１以上となるように、セルフバイアス回路１１０のスルーホール１０９までの距離Ｄを変化させてインダクタ成分１２３の値を調整する。具体的には、距離Ｄが所定の値のとき、所定の高周波信号の進行波と反射波を測定することで、その時のＳパラメータを求めることができる。求めたＳパラメータから、式（１）を用いて安定係数Ｋを算出する。以下同様に、安定係数Ｋが１以上となるまで距離Ｄを変化させていく。
【００３３】
一例として、距離Ｄを、製造上の最小値である０．３５ｍｍから徐々に長くしたときの安定係数Ｋの変化を図３に示す。図３では、横軸を高周波増幅回路１００に入力する高周波信号の周波数ｆ［ＧＨｚ］とし、縦軸に安定係数Ｋを対数目盛で表示している。また、Ｄ＝０．３５、１．３５、３．８５、４．８５．６．８５ｍｍとしたときの安定係数Ｋの変化を、それぞれ符号１１〜１５で示している。同図において、Ｋ＝１のライン（符号１０で示す）以上のＫ≧１のときに、高周波増幅回路１００が無条件安定領域にある。同図より、距離Ｄ＝６．８５ｍｍ（符号１５）のときに、略１０ＧＨｚ以上の周波数の高周波信号に対してＫ≧１となり、安定的に動作することがわかる。
【００３４】
距離Ｄを、６．８５ｍｍから９．８５ｍｍまでさらに長くしていったときの、安定係数Ｋの変化の一例を図４に示す。ここでは、Ｄ＝７．８５、８．８５、９．８５ｍｍの時の安定係数Ｋの変化を、符号１６〜１８で示している。同図に示すように、６．８５ｍｍを超えてさらに長くしていくと、安定係数Ｋが略１０ＧＨｚ近傍で再び不安定領域に入ってしまう。このような結果をもとに、周波数１０ＧＨｚの高周波信号について、距離Ｄに対する安定係数Ｋの変化を表したグラフを図５に示す。同図より、周波数１０ＧＨｚの高周波信号に対し、安定係数Ｋ≧１となる距離Ｄの範囲は、４ｍｍ＜Ｄ＜８ｍｍとなる。また、安定係数Ｋが最も大きくなって安定度が高い距離Ｄは、略７ｍｍとなっている。
【００３５】
つぎに、１０ＧＨｚ以上の異なる周波数に対し、距離Ｄに対する安定係数Ｋの変化を表したグラフを図６に示す。同図では、整合回路を調整して周波数を１０ＧＨｚから１６ＧＨｚまで１ＧＨｚずつ変化させたときの安定係数Ｋの変化を、符号２０〜２６で示している。同図より、周波数が高くなるにつれて、安定係数Ｋが安定領域に入るときの距離Ｄが小さくなっていくことがわかる。
【００３６】
製造メーカの異なる２種類の高周波トランジスタ（ＴＲ１、ＴＲ２とする）をそれぞれ用いた高周波増幅回路について、図６に示すような周波数毎の距離Ｄと安定係数Ｋとの関係を求め、これから高周波信号の周波数と安定係数Ｋが安定領域に入るときの距離Ｄとの関係を求めて比較した結果を図７に示す。ここで、符号３１、３２は、それぞれ高周波トランジスタＴＲ１、ＴＲ２を用いたときの結果を示している。図７より、周波数と距離Ｄとの間に略線形的な関係があることがわかる。同図において、高周波トランジスタＴＲ１の周波数と距離Ｄとの線形的な関係を１次式で近似した結果を符号３０で示す。周波数対距離Ｄの線形的な関係を１次式で近似することにより、高周波信号の周波数からそれに好適な距離Ｄを一次式から一意的に決めることができる。
【００３７】
また、上記の高周波トランジスタＴＲ１の周波数対距離Ｄの関係と、別の製造メーカの高周波トランジスタＴＲ２の周波数対距離Ｄの関係との相関を求めた結果を図８に示す。高周波トランジスタＴＲ１とＴＲ２との相関係数（Ｒ２）は約９８％となり、製造メーカによらずほぼ同様の特性を有していることがわかる。従って、高周波トランジスタの種類や製造メーカを問わず、高周波信号の周波数と距離Ｄとの関係を一次式で近似することができ、この近似式を用いて高周波信号の周波数からそれに好適な距離Ｄを一意的に決めることができる。
【００３８】
上記説明の本実施形態の高周波増幅回路を用いることにより、１０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯、ミリ波帯において、セルフバイアス回路を用いてソース側の接地を安定的に行うことができ、セルフバイアス方式の安定した高周波増幅回路を提供することができる。１０ＧＨｚ以上の高周波帯に対してもセルフバイアス方式を用いることが可能となることから、１つの電源だけで動作可能な高周波増幅回路を実現でき、高周波回路の小型化、省エネ化、低コスト化が実現できる。さらに、ソース端子のインダクタ成分を利用した共振回路により高周波トランジスタの種類によらず、セルフバイアス回路を構成することができる。
【００３９】
本発明の別の実施の形態に係る高周波増幅回路を、図９を用いて以下に説明する。図９は、本実施形態の高周波増幅回路２００の構成を示す斜視図である。同図では、高周波増幅回路２００が、所定の基板２０２上に搭載されている状態を示している。基板２０２は、例えば携帯電話に搭載されている基板である。
【００４０】
従来、セルフバイアス回路を構成する抵抗及びコンデサには、表面実装可能な抵抗及び表面実装可能なコンデンサが用いられていた。そのため、それぞれの寄生容量により共振回路が形成され、高周波信号の反射等が起きて安定に接地することができない、といった問題があった。そこで、本実施形態では表面実装可能なコンデンサを用いないでセルフバイアス回路を構成している。これにより、寄生容量の影響を低減することができる。
【００４１】
本実施形態では、第１実施形態で用いられていた図１に示す表面実装コンデンサ１１２を用いず、所定の基板を用いてコンデンサを直接形成して用いる。図９では、第１実施形態のコンデンサ１１２に相当するコンデンサ２１２ａを基板２０２を用いて形成しており、これと抵抗１１１でセルフバイアス回路２１０が形成されている。コンデンサ２１２ａは、基板２０２上に所定の大きさのランド２１３を配置し、基板２０２や空気等を挟んでランド２１３と基板２０２の裏面に形成されているグランド２０３（図示しない）との間で静電容量を持つように形成されている。ランド２１３として、例えばランド１０７を用いるように形成することも可能である。
【００４２】
このように形成されたコンデンサ２１２ａは寄生容量が非常に小さいことから、セルフバイアス回路２１０は、抵抗１１１の寄生容量の影響のみを受ける。その結果、寄生容量の影響を大幅に低減できることから、略１０ＧＨｚ以上の高周波帯において安定に接地できるようになり、共振回路を利用したセルフバイアス回路２１０をもつ、高周波増幅回路１００を容易に安定な動作にできる。
【００４３】
セルフバイアス回路２１０に用いるコンデンサの別の実施形態を、図１０を用いて説明する。図１０は、別の実施形態のコンデンサの構造を示す断面図である。同図に示すコンデンサ２１２ｂは、基板２０２の内部に別の金属板２１４を内蔵している。金属板２１４は、スルーホール２１５でグランド２０３に接続されており、ランド２１３と金属板２１４との間で静電容量を持つように形成されている。
【００４４】
コンデンサ２１２ｂの静電容量Ｃは、次式
【数２】
で与えられる。ここで、εｒは基板２０２の比誘電率、Ｓは金属板２１４の面積（ランド２１３より小さいとしている）、ｄはランド２１３と金属板２１４との距離、を表している。金属板２１４を用いた場合には、式（２）に示すように、金属板２１４の寸法や内蔵位置を変更することで、寄生容量を非常に小さくしながらコンデンサ２１２ｂの容量Ｃを容易に設定することができる。
【００４５】
セルフバイアス回路２１０に用いるコンデンサのさらに別の実施形態を、図１１を用いて説明する。図１１は、さらに別の実施形態のコンデンサの構造を示す断面図である。同図に示すコンデンサ２１２ｃは、ランド１０７に近接させて別のランド２１６を配置することで形成されている。ランド２１６は、スルーホール２１７でグランド２０３に接続されている。ランド１０７と２１６の対向する側面の面積、及びその間の距離を設定することで、寄生容量を非常に小さくしながらコンデンサ２１２ｃの静電容量を設定することができる。ランド１０７と２１６の対向する側面の間に、所定の誘電体２１８を流し込むことで、静電容量を高くすることも可能である。
【００４６】
上記実施形態のコンデンサ２１２ａ、２１２ｂ、２１２ｃのいずれを用いても、セルフバイアス回路２１０の寄生容量を低減することが出来る。その結果、寄生容量の影響を大幅に低減できることから、高周波信号を安定に接地することが出来る。一方直流電流は、上記実施形態のコンデンサ２１２ａ、２１２ｂ、２１２ｃのいずれを用いても通過せず、抵抗１１１によってゲートの直流電位を見かけ上接地電位より低く見せることが出来る。
【００４７】
なお、本実施の形態における記述は、本発明に係る高周波増幅回路の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態における高周波増幅回路の細部構成及び詳細な動作等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【符号の説明】
【００４８】
１００、２００ 高周波増幅回路
１０１ 高周波トランジスタ
１０２ ゲート端子
１０３ ドレイン端子
１０４ ソース端子
１０５ 入力端子
１０６ 出力端子
１０７、１０８ａ、１０８ｂ、１１４、２１３、２１６ ランド
１０９ａ、１０９ｂ、１１５、２１７ スルーホール
１１０、２１０ セルフバイアス回路
１１１、１１３、１２４ 抵抗
１１２、１１９、２１２ａ、２１２ｂ コンデンサ
１１６ 電源
１１７ バイアス回路
１１８、１２１〜１２３ インダクタ
２０２ 基板
２０３ グランド
２１４ 金属板
２１５ スルーホール
２１８ 誘電体
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲート端子が入力端子に接続され、ドレイン端子が出力端子に接続されて高周波帯で動作する高周波トランジスタと、
一端が前記高周波トランジスタのソース端子に接続され他端が接地されて前記ゲート端子の直流電位を見かけ上接地電位より低くするための第１抵抗と、一端が前記ソース端子に接続され他端が接地されて高周波電流をショートさせるためのコンデンサとが並列に配列されたセルフバイアス回路と、
一端が前記ゲート端子側に接続され他端が接地された第２抵抗と、
前記ドレイン側に接続されて前記高周波トランジスタを駆動させるための正の直流電源と、
前記ドレイン端子から出力される高周波信号が前記直流電源に漏出するのを防止するバイアス回路と、を備え、
所定の基板の一方の面に形成されて前記基板の他方の面に形成されたグランドにスルーホールで接続されたランドに前記第1抵抗及び前記コンデンサが接続され、
前記第１抵抗及び前記コンデンサと前記ランドとの接続点から前記スルーホールまでの距離Ｄを含むセルフバイアス回路が、高周波増幅回路の安定係数Ｋが所定の使用周波数で１以上となるように調整されている
ことを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項２】
前記距離Ｄは、事前に作成された周波数の１次式に前記使用周波数を代入することで決定される
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波増幅回路。
【請求項３】
前記コンデンサは、前記ランドに電気的に接続された所定の大きさの別のランドを前記グランドと対向するように前記基板の一方の面上に配置して形成されている
ことを特徴とする請求項１または２に記載の高周波増幅回路。
【請求項４】
前記コンデンサは、前記ランドに電気的に接続されて前記基板の一方の面上に配置された所定の大きさの別のランドと、スルーホールで前記グランドに接続されて前記基板に内蔵された所定の大きさの金属板とを、所定距離だけ離して相互に対向させて形成されている
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高周波増幅回路。
【請求項５】
スルーホールで前記グランドに接続された別のランドが前記ランドに近接して前記基板の一方の面上に配置され、前記コンデンサは、前記ランドの側面と前記別のランドの側面とを所定距離だけ離して所定の面積だけ対向させて形成されている
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高周波増幅回路。
【請求項６】
前記ランドの側面と前記別のランドの側面との間に所定の誘電率を有する誘電体が配置されている
ことを特徴とする請求項５に記載の高周波増幅回路。
【請求項１】
ゲート端子が入力端子に接続され、ドレイン端子が出力端子に接続されて高周波帯で動作する高周波トランジスタと、
一端が前記高周波トランジスタのソース端子に接続され他端が接地されて前記ゲート端子の直流電位を見かけ上接地電位より低くするための第１抵抗と、一端が前記ソース端子に接続され他端が接地されて高周波電流をショートさせるためのコンデンサとが並列に配列されたセルフバイアス回路と、
一端が前記ゲート端子側に接続され他端が接地された第２抵抗と、
前記ドレイン側に接続されて前記高周波トランジスタを駆動させるための正の直流電源と、
前記ドレイン端子から出力される高周波信号が前記直流電源に漏出するのを防止するバイアス回路と、を備え、
所定の基板の一方の面に形成されて前記基板の他方の面に形成されたグランドにスルーホールで接続されたランドに前記第1抵抗及び前記コンデンサが接続され、
前記第１抵抗及び前記コンデンサと前記ランドとの接続点から前記スルーホールまでの距離Ｄを含むセルフバイアス回路が、高周波増幅回路の安定係数Ｋが所定の使用周波数で１以上となるように調整されている
ことを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項２】
前記距離Ｄは、事前に作成された周波数の１次式に前記使用周波数を代入することで決定される
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波増幅回路。
【請求項３】
前記コンデンサは、前記ランドに電気的に接続された所定の大きさの別のランドを前記グランドと対向するように前記基板の一方の面上に配置して形成されている
ことを特徴とする請求項１または２に記載の高周波増幅回路。
【請求項４】
前記コンデンサは、前記ランドに電気的に接続されて前記基板の一方の面上に配置された所定の大きさの別のランドと、スルーホールで前記グランドに接続されて前記基板に内蔵された所定の大きさの金属板とを、所定距離だけ離して相互に対向させて形成されている
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高周波増幅回路。
【請求項５】
スルーホールで前記グランドに接続された別のランドが前記ランドに近接して前記基板の一方の面上に配置され、前記コンデンサは、前記ランドの側面と前記別のランドの側面とを所定距離だけ離して所定の面積だけ対向させて形成されている
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高周波増幅回路。
【請求項６】
前記ランドの側面と前記別のランドの側面との間に所定の誘電率を有する誘電体が配置されている
ことを特徴とする請求項５に記載の高周波増幅回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−２１１５８８（Ｐ２０１１−２１１５８８Ａ）
【公開日】平成２３年１０月２０日（２０１１．１０．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−７８５０５（Ｐ２０１０−７８５０５）
【出願日】平成２２年３月３０日（２０１０．３．３０）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【出願人】（３９１０４５８９７）古河ＡＳ株式会社 (571)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月２０日（２０１１．１０．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月３０日（２０１０．３．３０）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【出願人】（３９１０４５８９７）古河ＡＳ株式会社 (571)
【Ｆターム（参考）】
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