エコーキャンセラ
【課題】擬似エコー生成用フィルタの演算量を削減すること。
【解決手段】適応フィルタ１０６ａは、有限個の非零の音源パルス列である線形予測残差ベクトルε（ｔ）をタップ係数Ｈ（ｔ）で演算して白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を生成する。逆フィルタ１０６ｂは、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）を白色化する。加算器１０６ｃは、白色化送信音声信号ｙｗ（ｔ）から白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を減算して白色化残差信号ｅｗ（ｔ）を得る。擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄは、適応フィルタ１０６ａから出力されたタップ係数Ｈ（ｔ）で線形予測残差ベクトルε（ｔ）を演算して白色化擬似エコーｒｗ’（ｔ）を生成する。合成フィルタ１０６ｅは、白色化擬似エコーｒｗ’（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて合成し、擬似エコーｒ（ｔ）を生成する。加算器１０６ｆは、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から擬似エコーｒ（ｔ）を減算して残差信号ｅ（ｔ）を得る。
【解決手段】適応フィルタ１０６ａは、有限個の非零の音源パルス列である線形予測残差ベクトルε（ｔ）をタップ係数Ｈ（ｔ）で演算して白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を生成する。逆フィルタ１０６ｂは、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）を白色化する。加算器１０６ｃは、白色化送信音声信号ｙｗ（ｔ）から白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を減算して白色化残差信号ｅｗ（ｔ）を得る。擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄは、適応フィルタ１０６ａから出力されたタップ係数Ｈ（ｔ）で線形予測残差ベクトルε（ｔ）を演算して白色化擬似エコーｒｗ’（ｔ）を生成する。合成フィルタ１０６ｅは、白色化擬似エコーｒｗ’（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて合成し、擬似エコーｒ（ｔ）を生成する。加算器１０６ｆは、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から擬似エコーｒ（ｔ）を減算して残差信号ｅ（ｔ）を得る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スピーカから出力された音声がマイクロホンに帰還されることによって発生するエコーを消去するためのエコーキャンセラに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来のエコーキャンセラの構成を示すブロック図である。図１において、符号化ディジタル信号（受信信号）は、音声復号回路（ＳＰＤＥＣ）１１でディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）に復号され、ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１２でアナログ受信音声信号に変換され、スピーカ１３から音声として出力される。また、マイクロホン１４に入力されたアナログ送信音声信号は、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１５でディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に変換され、音声符号化回路（ＳＰＣＯＤ）１７で符号化ディジタル信号（送信信号）に変換される。その際、スピーカ１３から出力された音声がマイクロホン１４に帰還されると、エコーが発生する。エコーが発生すると、自分の話した声がスピーカから遅れて聞こえるので、大変耳障りである。また、ハンズフリー電話等においては、エコーの中の特定の周波数成分が増幅されて、ハウリング（発振現象）が起きることもある。
【０００３】
エコーキャンセラ１６は、エコー及びハウリングを防止するための回路であり、離散時刻ｔにおけるディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）をタップ係数Ｈ（ｔ）で演算して擬似エコーｒ（ｔ）を生成する適応フィルタ１６ａと、アナログ・ディジタル変換器１５から出力されるディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から擬似エコーｒ（ｔ）を差し引いて残差信号ｅ（ｔ）を出力する加算器１６ｂで構成される。残差信号ｅ（ｔ）は、送信回線に出力されると共に、適応フィルタ１６ａにタップ係数更新用の信号として与えられる。
【０００４】
マイクロホン１４には、音声ｓ（ｔ）の他、背景雑音ｎ（ｔ）やスピーカ１３からのエコーｄ（ｔ）が入力され、これらがアナログ・ディジタル変換器１５でディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に変換される。ここで、エコーｄ（ｔ）のエコー経路のインパルス応答をｍ次のＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタで近似できると仮定すると、離散時刻ｔにおける適応フィルタ１６ａのタップ係数Ｈ（ｔ）と、適応フィルタ１６ａに入力されるディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）は、それぞれ次の式（１）、（２）のように表される。但し、Ｔはベクトルの転置を表す。
Ｈ（ｔ）＝［ｈ１（ｔ），ｈ２（ｔ），…，ｈｍ（ｔ）］Ｔ・・・（１）
ｘ（ｔ）＝［ｘ（ｔ），ｘ（ｔ−１），…，ｘ（ｔ−ｍ＋１）］Ｔ・・・（２）
【０００５】
これにより、擬似エコーｒ（ｔ）と残差信号ｅ（ｔ）は、次の（３）、（４）のように表される。
ｒ（ｔ）＝Ｈ（ｔ）ＴＸ（ｔ）・・・（３）
ｅ（ｔ）＝ｙ（ｔ）−ｒ（ｔ）・・・（４）
【０００６】
即ち、残差信号ｅ（ｔ）は、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から擬似エコーｒ（ｔ）を差し引いて、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に含まれるエコー成分を抑圧した信号である。
【０００７】
タップ係数Ｈ（ｔ）の更新は、一般に次の式（５）のように表される。なお、式（５）中のμはタップ係数の収束速度を調整するステップサイズであり、更新ベクトルΔＨ（ｔ）は適応アルゴリズムの種類によって異なる。
Ｈ（ｔ＋１）＝Ｈ（ｔ）＋μΔＨ（ｔ）・・・（５）
【０００８】
ところが、図１に示したエコーキャンセラでは、適応フィルタ１６ａに入力されるディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）が、音声のような有色信号（スペクトル分布が一様でない信号）の場合、収束速度が著しく低下するという課題がある。
【０００９】
その解決策として、逆フィルタによって入力信号を白色信号（スペクトル分布が一様な信号）に変換して収束速度を高める方法が提案されている（特許文献１）。
【００１０】
特許文献１のエコーキャンセラは、マイクロホンに入力された自己の音声を白色化する第１の逆フィルタと、スピーカから再生される相手の音声を白色化する第２の逆フィルタとを有し、適応フィルタが、２つの逆フィルタから出力された白色信号を用いて擬似エコーを生成する。
【００１１】
また、非特許文献１には、音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラにおいて、音声符号化技術として線形予測係数及び線形予測残差ベクトルを利用する残差励振線形予測（「Residual Excited Linear Predictive (RELP)」）を用い、受信音声信号を白色化した信号を利用してフィルタのタップ係数を求めること（Figure 1 参照）に代えて、線形予測残差ベクトルに基づいて擬似エコー生成用フィルタによりフィルタのタップ係数を求めること（Figure 2 参照）が示されている（第１３３４頁、「III. ECHO CANCELLATION」及び「IV. VOICE CODEC AND ECHO CANCELLER INTEGRATION」参照）。
【００１２】
非特許文献１のエコーキャンセラは、白色化された線形予測合成音源信号が適応フィルタの入力になるので、受信音声信号を白色化するための逆フィルタを追加する必要がなくなり、特許文献１のエコーキャンセラに比べて、構成を簡略化することができ、収束速度を大幅に向上させることができる。また、非特許文献１のエコーキャンセラは、マルチパルス符号化等を用いて音源の情報圧縮を行った場合、適応フィルタへの入力信号が疎なパルス列となり、値０のサンプルに対する演算を省略することができるため、特許文献１のエコーキャンセラに比べて、適応フィルタの演算量を削減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００２−９４４１９号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】WILSON P.J. et al.，‘An integrated voice codec and echo canceller implemented in a single DSP processor’， IEEE International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Processing，米国，IEEE，１９８６年４月，vol.11，pp.1333-1336
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、上記非特許文献１に開示された従来のエコーキャンセラは、擬似エコー生成用フィルタへの入力信号が合成音声であるので擬似エコー生成用フィルタの演算量を削減することができない。
【００１６】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、フィルタの演算量を削減することができるエコーキャンセラを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明のエコーキャンセラは、線形予測分析によって得られた線形予測係数および線形予測残差ベクトルを受信し、前記線形予測係数により合成フィルタを駆動し、前記線形予測残差ベクトルを合成して受信音声信号を得る音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラであって、送信音声信号を白色化した信号と前記線形予測残差ベクトルとに基づいてフィルタのタップ係数を求めるタップ係数設定手段と、前記タップ係数、前記線形予測係数および前記線形予測残差ベクトルを用いて擬似エコーを生成し、前記擬似エコーを用いて前記送信音声信号に含まれるエコーを抑圧するエコー除去手段と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、マルチパルス符号化等を用いて音源の情報圧縮を行った場合、擬似エコー生成用フィルタへの入力信号も疎なパルス列となり、値０のサンプルに対する演算を省略することができるため、従来のエコーキャンセラに比べて、フィルタの演算量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】従来のエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係るエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態１に係る合成フィルタの一例を示す図
【図４】本発明の実施の形態１に係る逆フィルタの一例を示す図
【図５Ａ】従来のエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図
【図５Ｂ】本発明の実施の形態１に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図
【図６】本発明の実施の形態２に係るエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態２に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１に係るエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。
【００２２】
図２に示すように、ディジタル通信装置は、音声復号回路１０１と、ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１０２と、スピーカ１０３と、マイクロホン１０４と、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１０５と、エコーキャンセラ１０６と、音声符号化回路１０７と、から主に構成される。
【００２３】
音声復号回路１０１は、デマルチプレクサ１０１ａと、音源信号発生回路１０１ｂと、合成フィルタ１０１ｃと、を有する。エコーキャンセラ１０６は、適応フィルタ１０６ａと、逆フィルタ１０６ｂと、加算器１０６ｃと、擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄと、合成フィルタ１０６ｅと、加算器１０６ｆと、を有する。音声符号化回路１０７は、分析フィルタ１０７ａと、音源特性分析回路１０７ｂと、マルチプレクサ１０７ｃと、を有する。
【００２４】
ここで、携帯電話システムや、テレビ電話システムでは、データ伝送量を削減するために、音源の情報量を圧縮する音源符号化処理および圧縮された音源の情報量を伸長する音源復号処理が必ず行われる。音源符号化処理は、ディジタル送信音声信号を１０〜２０ｍｓ程度のフレームに区切り、フレーム毎に線形予測分析を行い、線形予測係数（ＬＰＣ）と線形予測残差信号を求め、線形予測係数と線形予測残差信号とを個別に符号化する処理である。また、音源復号処理は、線形予測係数により合成フィルタを駆動し、線形予測残差ベクトルを合成してディジタル受信音声信号を得る処理である。なお、線形予測係数は、音声のスペクトラム包絡を表すパラメータである。また、線形予測残差ベクトルとは、線形予測残差信号を区分化して伝送した信号を元の連続したデータストリームに戻したものである。
【００２５】
通信相手の装置から送信された符号化ディジタル信号（受信信号）は、線形予測残差ベクトルを符号化した音源特性パラメータと、線形予測係数とから構成され、音声復号回路１０１に入力される。
【００２６】
音声復号回路１０１は、符号化ディジタル信号（受信信号）を復号し、ディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）を得る。デマルチプレクサ１０１ａは、符号化ディジタル信号（受信信号）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）と音源特性パラメータとに分離する。音源信号発生回路１０１ｂは、音源特性パラメータを復号し、線形予測残差ベクトルε（ｔ）を得る。合成フィルタ１０１ｃは、線形予測残差ベクトルε（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて合成し、ディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）を得る。なお、合成フィルタ１０１ｃには、通常、ＰＡＲＣＯＲ（partial auto-correlation coefficient）係数を用いた全極型の格子型フィルタまたはＬＳＰ（line spectrum pair）パラメータを用いたＬＳＰ合成フィルタが用いられる。
【００２７】
ディジタル・アナログ変換器１０２は、音声復号回路１０１から出力されたディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）をアナログ受信音声信号に変換する。アナログ受信音声信号は、スピーカ１０３から音声として出力される。
【００２８】
アナログ・ディジタル変換器１０５は、マイクロホン１０４に入力されたアナログ送信音声信号を、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に変換する。なお、マイクロホン１０４には、音声ｓ（ｔ）の他、背景雑音ｎ（ｔ）やスピーカ１０３からのエコーｄ（ｔ）が入力される。
【００２９】
エコーキャンセラ１０６は、アナログ・ディジタル変換器１０５から出力されたディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から擬似エコーｒ（ｔ）を減算して残差信号ｅ（ｔ）を得る。なお、エコーキャンセラ１０６内部の各構成の詳細な説明は後述する。
【００３０】
音声符号化回路１０７は、エコーキャンセラ１０６から出力された残差信号ｅ（ｔ）を符号化ディジタル信号（送信信号）に変換する。分析フィルタ１０７ａは、残差信号ｅ（ｔ）に対して線形予測分析を行ない、線形予測係数と線形予測残差信号を得る。音源特性分析回路１０７ｂは、ピッチ抽出処理とマルチパス符号化、または、ベクトル量子化等を行うことにより、線形予測残差信号を符号化して音源特性パラメータを得る。線形予測残差信号を符号化することにより、データ伝送量を圧縮することができる。マルチプレクサ１０７ｃは、線形予測係数と音源特性パラメータを多重して符号化ディジタル信号（送信信号）を得る。なお、分析フィルタ１０７ａには、通常、全零型の格子型フィルタが用いられる。
【００３１】
符号化ディジタル信号（送信信号）は、通信相手の装置に送信され、通信相手の装置において音声合成に用いられる。
【００３２】
なお、図２中のデマルチプレクサ１０１ａ、音源信号発生回路１０１ｂ、合成フィルタ１０１ｃ、分析フィルタ１０７ａ、音源特性分析回路１０７ｂおよびマルチプレクサ１０７ｃは、音声圧縮伸長処理のために必要なものであり、本実施の形態のエコーキャンセラを用いるか否かにかかわらず、元々、ディジタル通信装置に備えられているものである。
【００３３】
次に、エコーキャンセラ１０６内部の各構成について、詳細に説明する。
【００３４】
適応フィルタ１０６ａ及び擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄには、音源信号発生回路１０１ｂから出力された線形予測残差ベクトルε（ｔ）が入力される。マルチパス符号化等を用いて音源情報を圧縮した場合、線形予測残差ベクトルε（ｔ）は、有限個の非零の音源パルス列（ごく少数のサンプルのみが０以外の値を有する音源パルス列）となる。
【００３５】
適応フィルタ１０６ａは、離散時刻ｔにおける線形予測残差ベクトルε（ｔ）をタップ係数Ｈ（ｔ）で演算して白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を生成する。また、適応フィルタ１０６ａは、加算器１０６ｃから出力された白色化残差信号ｅｗ（ｔ）を最適値にするようにタップ係数Ｈ（ｔ）の更新を行い、更新後のタップ係数Ｈ（ｔ）を擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄに出力する。
【００３６】
このように、適応フィルタ１０６ａの入力信号を、有限個の非零の音源パルス列である線形予測残差ベクトルε（ｔ）とすることにより、値０のサンプルについての演算を省略することができるので、白色化された受信音声信号を適応フィルタの入力信号とする場合（特許文献１）に比べて、適応フィルタ１０６ａの演算量を低減することができる。
【００３７】
例えば、サンプリング周波数１０ｋＨｚ、有声音の基本周波数１００Ｈｚ／基本周期１０ｍｓ（基本周期内のサンプル数１００）、一周期分の音源信号を１０個の非零のパルスの組み合わせとした場合を考える。この場合、フィルタのタップ長Ｎに対してＮのオーダーの演算量を必要とする適応アルゴリズム用いた時と比較して、演算量が１０／１００＝１／１０に削減される。また、Ｎ２のオーダーの演算量を必要とする適応アルゴリズムでは、演算量が（１０／１００）２＝１／１００に削減される。
【００３８】
なお、適応フィルタ１０６ａの適応アルゴリズムには、一般的にＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズム、ＮＬＭＳ（Normalized ＬＭＳ）アルゴリズム、射影法、ＲＬＳ（逐次最小二乗）アルゴリズム等が用いられる。これらは、新たな信号のサンプル値が入力されるたびに逐次演算を行って徐々にタップ係数が最適値に収束していく適応アルゴリズムである。また、上記のように演算量を大幅に削減することができるので、適応フィルタ１０６ａの適応アルゴリズムに、有限長の入出力信号を用いたブロック処理を行い、一度の演算で最適なタップ係数を求める最小二乗法を用いることができる。
【００３９】
逆フィルタ１０６ｂは、合成フィルタ１０１ｃの逆特性を有し、アナログ・ディジタル変換器１０５から出力されたディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて白色化し、白色化送信音声信号ｙｗ（ｔ）を得る。なお、逆フィルタ１０６ｂには、合成フィルタ１０１ｃが全零型の格子型フィルタである場合には全極型の格子型フィルタが用いられ、合成フィルタ１０１ｃがＬＳＰ合成フィルタである場合には全極型のＬＳＰパラメータを用いたフィルタが用いられる。
【００４０】
加算器１０６ｃは、逆フィルタ１０６ｂから出力された白色化送信音声信号ｙｗ（ｔ）から、適応フィルタ１０６ａから出力された白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を減算して白色化残差信号ｅｗ（ｔ）を得る。
【００４１】
擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄは、単純なＦＩＲフィルタであり、音源信号発生回路１０１ｂから出力された線形予測残差ベクトルε（ｔ）を、適応フィルタ１０６ａから出力されたタップ係数Ｈ（ｔ）で演算して白色化擬似エコーｒｗ’（ｔ）を生成する。
【００４２】
合成フィルタ１０６ｅは、白色化擬似エコーｒｗ’（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて合成し、擬似エコーｒ（ｔ）を生成する。
【００４３】
加算器１０６ｆは、アナログ・ディジタル変換器１０５から出力されたディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から、合成フィルタ１０６ｅから出力された擬似エコーｒ（ｔ）を減算して残差信号ｅ（ｔ）を得る。これにより、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に含まれるエコー成分を抑圧することができる。
【００４４】
次に、合成フィルタ１０１ｃおよび逆フィルタ１０６ｂの一例について説明する。
【００４５】
図３は、合成フィルタ１０１ｃがＬＳＰパラメータを用いたＬＳＰ合成フィルタである場合の一例を示す図であり、図４は、合成フィルタ１０１ｃに図３に示すＬＳＰ合成フィルタを用いた場合の逆フィルタ１０６ｂを示す図である。
【００４６】
図３および図４は、次数が６次の例である。図３および図４中のｚ−１は、サンプル遅延を表し、Ｃｉは、以下の式（６）によりＬＳＰパラメータωｉから求めたフィルタ係数である。
【数１】
【００４７】
図３に示す合成フィルタ１０１ｃは、以下の式（７）の伝達係数ＨＳ（ｚ）を有する。また、図４に示す逆フィルタ１０６ｂは、以下の式（８）の伝達係数ＨＡ（ｚ）を有する。なお、式（７）、（８）の定数Ｐはフィルタの次数であり、式（７）、（８）は次数Ｐが偶数の場合を示す。
【数２】
【数３】
【００４８】
合成フィルタ１０１ｃの伝達係数ＨＳ（ｚ）と逆フィルタ１０６ｂの伝達係数ＨＡ（ｚ）とは、以下の式（９）の関係を有する。
【数４】
【００４９】
次に、図５を用いて、本発明の実施の形態１に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態について、従来技術と対比して説明する。
【００５０】
図５Ａは、従来（非特許文献１）のエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図である。図５Ｂは、本実施の形態に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図である。
【００５１】
図５Ａ及び図５Ｂに示すように、音源信号発生回路にて、情報量が圧縮された音源特性パラメータを復号すると線形予測残差ベクトルが得られる。この線形予測残差ベクトルは、白色信号であり、かつ、ごく少数のサンプルのみが０以外の値を有する音源パルス列（疎なパルス列）である。また、線形予測係数により合成フィルタを駆動して線形予測残差ベクトルを合成すると、合成音声（受信音声信号）が得られる。
【００５２】
図５Ａに示すように、非特許文献１のエコーキャンセラでは、適応フィルタへの入力信号が疎なパルス列であるので適応フィルタの演算量を削減することができる。しかしながら、非特許文献１のエコーキャンセラでは、擬似エコー生成用フィルタへの入力信号が合成音声であるので擬似エコー生成用フィルタの演算量を削減することができない。
【００５３】
一方、図５Ｂに示すように、本実施の形態に係るエコーキャンセラでは、適応フィルタ１０６ａ及び擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄのいずれの入力信号も疎なパルス列であり、次数が大きい（タップ長が長い）擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄの処理の後に、次数が小さい（タップ長が短い）合成フィルタ１０６ｅの処理を行っている。したがって、本実施の形態に係るエコーキャンセラでは、適応フィルタ１０６ａ及び擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄの演算量を削減することができる。
【００５４】
なお、本実施の形態のエコーキャンセラは、非特許文献１のエコーキャンセラに対して合成フィルタ１０６ｅが増えることになるが、合成フィルタ１０６ｅが追加されたことによる演算量の増加よりも、擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄにおいて低減される演算量の方がはるかに大きい。これは、通常、消去すべきエコーの継続時間、すなわち擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄのタップ長が非常に大きいので、擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄのフィルタ次数は合成フィルタ１０６ｅのものに比べて非常に大きくなるからである。例えば、サンプリング周波数が１０ｋＨｚであれば、エコー長が５０ｍｓの擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄのフィルタ次数は５００次であるのに対し、合成フィルタ１０６ｅのフィルタ次数は１０〜１８次程度である。
【００５５】
このように、本実施の形態によれば、マルチパルス符号化等を用いて音源の情報圧縮を行った場合、擬似エコー生成用フィルタへの入力信号も疎なパルス列となり、擬似エコー生成用フィルタにおいて値０のサンプルに対する演算を省略することができるため、従来のエコーキャンセラに比べてフィルタの演算量を削減することができる。
【００５６】
（実施の形態２）
図６は、本発明の実施の形態２に係るエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図６において、図２と共通する構成部分には、図２と同一符号を付し、その詳しい説明を省略する。
【００５７】
図６に示すディジタル通信装置は、エコーキャンセラ２０６の内部構成が、図２のディジタル通信装置のエコーキャンセラ１０６のものと異なる。エコーキャンセラ２０６は、エコーキャンセラ１０６に対して、擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄ及び合成フィルタ１０６ｅを削除し、合成フィルタ２０６ａを追加した構成を採る。
【００５８】
合成フィルタ２０６ａは、適応フィルタ１０６ａで生成された白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて合成し、擬似エコーｒ（ｔ）を生成する。
【００５９】
図７は、本実施の形態に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図である。
【００６０】
図７に示すように、本実施の形態に係るエコーキャンセラでは、適応フィルタ１０６ａへの入力信号が疎なパルス列であるので適応フィルタ１０６ａの演算量を削減することができる。また、本実施の形態に係るエコーキャンセラでは、次数が小さい（タップ長が短い）合成フィルタ２０６ａにより、適応フィルタ１０６ａから出力された白色化擬似エコーを用いて擬似エコーを生成するので、非特許文献１のエコーキャンセラに対してフィルタの演算量を削減することができる。
【００６１】
このように、本実施の形態によれば、マルチパルス符号化等を用いて音源の情報圧縮を行った場合、適応フィルタにおいて疎なパルス列を用いたフィルタ演算により得られた白色化擬似エコーを用いて擬似エコーを生成することができるので、従来のエコーキャンセラに比べてフィルタの演算量を削減することができる。
【００６２】
なお、実施の形態１と実施の形態２とは、次数が小さい合成フィルタを追加することにより、次数が大きいすべてのフィルタ（適応フィルタ、擬似エコー生成用フィルタ）への入力信号を線形予測残差ベクトルとすることができ、マルチパス符号化等を用いて音源情報を圧縮する場合に、フィルタの演算量を削減することができるという共通の効果を有する。
【００６３】
以下、非特許文献１、実施の形態１及び実施の形態２の各方式について、エコーキャンセラの演算量の比較を行う。ここで、適応フィルタおよび擬似エコー生成用フィルタのタップ長をＮ，線形予測分析合成次数をＰ次とする。また、適応フィルタの演算量はタップ長のｋ倍（すなわちｋＮ）、擬似エコー生成用フィルタの演算量はタップ長と等しいＮ、線形予測合成フィルタ及び逆フィルタの演算量は次数と等しいＰとする。また、マルチパルス符号化により線形予測合成音源の情報圧縮をした場合の圧縮比をαとする。なお、一周期Ｍサンプル分の音声を合成する時の合成音源信号のパルス数はαＭ個となる。
【００６４】
＜非特許文献１＞
適応フィルタ αｋＮ
擬似エコー生成用フィルタ Ｎ
逆フィルタ Ｐ
−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
合計 （αｋ＋１）Ｎ＋Ｐ
【００６５】
＜実施の形態１＞
適応フィルタ１０６ａ αｋＮ
擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄ αＮ
逆フィルタ１０６ｂ Ｐ
合成フィルタ１０６ｅ Ｐ
−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
合計 （αｋ＋α）Ｎ＋２Ｐ
【００６６】
＜実施の形態２＞
適応フィルタ１０６ａ αｋＮ
逆フィルタ１０６ｂ Ｐ
合成フィルタ２０６ａ Ｐ
−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
合計 αｋＮ＋２Ｐ
【００６７】
例えば、タップ長Ｎ＝５００，次数Ｐ＝１６，音源情報圧縮比α＝０．１，係数ｋ＝３とすると、演算量は以下の結果となる。なお、ｋの値は、使用する適応アルゴリズムにより異なる。ｋ＝３はＮＬＳＭアルゴリズムを使用した場合の値である。
【００６８】
＜非特許文献１＞
演算量＝（αｋ＋１）Ｎ＋Ｐ
＝（０．１×３＋１）×５００＋１６
＝６６６
【００６９】
＜実施の形態１＞
演算量＝（αｋ＋α）Ｎ＋２Ｐ
＝（０．１×３＋０．１）×５００＋２×１６
＝２３２
【００７０】
＜実施の形態２＞
演算量＝αｋＮ＋２Ｐ
＝０．１×３×５００＋２×１６
＝１８２
【００７１】
上記の結果から明らかなように、実施の形態１及び実施の形態２の方式の方が、非特許文献１よりも演算量を大幅に削減することができる。また、実施の形態２の方式が最も演算量が少ないことが分かる。
【００７２】
なお、本発明は、図２における分析フィルタ１０７ａの線形予測係数出力と合成フィルタ１０１ｃの線形予測係数入力とを短絡し、音源特性分析回路１０７ｂの音源特性パラメータ出力と音源信号発生回路１０１ｂの音源特性パラメータ入力とを短絡した構成の拡声装置のハウリングキャンセラにも適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
本発明は、双方向通信システム（無線電話、有線電話、インターホン、ＴＶ会議システム等）のエコーキャンセラ、ハウリングキャンセラ、拡声装置のハウリングキャンセラ、補聴器のハウリングキャンセラ等に用いるに好適である。
【符号の説明】
【００７４】
１０１ 音声復号回路
１０１ａ デマルチプレクサ
１０１ｂ 音源信号発生回路
１０１ｃ 合成フィルタ
１０２ ディジタル・アナログ変換器
１０３ スピーカ
１０４ マイクロホン
１０５ アナログ・ディジタル変換器
１０６、２０６ エコーキャンセラ
１０６ａ 適応フィルタ
１０６ｂ 逆フィルタ
１０６ｃ 加算器
１０６ｄ 擬似エコー生成用フィルタ
１０６ｅ、２０６ａ 合成フィルタ
１０６ｆ 加算器
１０７ 音声符号化回路
１０７ａ 分析フィルタ
１０７ｂ 音源特性分析回路
１０７ｃ マルチプレクサ
２０６ａ 合成フィルタ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スピーカから出力された音声がマイクロホンに帰還されることによって発生するエコーを消去するためのエコーキャンセラに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来のエコーキャンセラの構成を示すブロック図である。図１において、符号化ディジタル信号（受信信号）は、音声復号回路（ＳＰＤＥＣ）１１でディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）に復号され、ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１２でアナログ受信音声信号に変換され、スピーカ１３から音声として出力される。また、マイクロホン１４に入力されたアナログ送信音声信号は、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１５でディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に変換され、音声符号化回路（ＳＰＣＯＤ）１７で符号化ディジタル信号（送信信号）に変換される。その際、スピーカ１３から出力された音声がマイクロホン１４に帰還されると、エコーが発生する。エコーが発生すると、自分の話した声がスピーカから遅れて聞こえるので、大変耳障りである。また、ハンズフリー電話等においては、エコーの中の特定の周波数成分が増幅されて、ハウリング（発振現象）が起きることもある。
【０００３】
エコーキャンセラ１６は、エコー及びハウリングを防止するための回路であり、離散時刻ｔにおけるディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）をタップ係数Ｈ（ｔ）で演算して擬似エコーｒ（ｔ）を生成する適応フィルタ１６ａと、アナログ・ディジタル変換器１５から出力されるディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から擬似エコーｒ（ｔ）を差し引いて残差信号ｅ（ｔ）を出力する加算器１６ｂで構成される。残差信号ｅ（ｔ）は、送信回線に出力されると共に、適応フィルタ１６ａにタップ係数更新用の信号として与えられる。
【０００４】
マイクロホン１４には、音声ｓ（ｔ）の他、背景雑音ｎ（ｔ）やスピーカ１３からのエコーｄ（ｔ）が入力され、これらがアナログ・ディジタル変換器１５でディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に変換される。ここで、エコーｄ（ｔ）のエコー経路のインパルス応答をｍ次のＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタで近似できると仮定すると、離散時刻ｔにおける適応フィルタ１６ａのタップ係数Ｈ（ｔ）と、適応フィルタ１６ａに入力されるディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）は、それぞれ次の式（１）、（２）のように表される。但し、Ｔはベクトルの転置を表す。
Ｈ（ｔ）＝［ｈ１（ｔ），ｈ２（ｔ），…，ｈｍ（ｔ）］Ｔ・・・（１）
ｘ（ｔ）＝［ｘ（ｔ），ｘ（ｔ−１），…，ｘ（ｔ−ｍ＋１）］Ｔ・・・（２）
【０００５】
これにより、擬似エコーｒ（ｔ）と残差信号ｅ（ｔ）は、次の（３）、（４）のように表される。
ｒ（ｔ）＝Ｈ（ｔ）ＴＸ（ｔ）・・・（３）
ｅ（ｔ）＝ｙ（ｔ）−ｒ（ｔ）・・・（４）
【０００６】
即ち、残差信号ｅ（ｔ）は、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から擬似エコーｒ（ｔ）を差し引いて、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に含まれるエコー成分を抑圧した信号である。
【０００７】
タップ係数Ｈ（ｔ）の更新は、一般に次の式（５）のように表される。なお、式（５）中のμはタップ係数の収束速度を調整するステップサイズであり、更新ベクトルΔＨ（ｔ）は適応アルゴリズムの種類によって異なる。
Ｈ（ｔ＋１）＝Ｈ（ｔ）＋μΔＨ（ｔ）・・・（５）
【０００８】
ところが、図１に示したエコーキャンセラでは、適応フィルタ１６ａに入力されるディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）が、音声のような有色信号（スペクトル分布が一様でない信号）の場合、収束速度が著しく低下するという課題がある。
【０００９】
その解決策として、逆フィルタによって入力信号を白色信号（スペクトル分布が一様な信号）に変換して収束速度を高める方法が提案されている（特許文献１）。
【００１０】
特許文献１のエコーキャンセラは、マイクロホンに入力された自己の音声を白色化する第１の逆フィルタと、スピーカから再生される相手の音声を白色化する第２の逆フィルタとを有し、適応フィルタが、２つの逆フィルタから出力された白色信号を用いて擬似エコーを生成する。
【００１１】
また、非特許文献１には、音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラにおいて、音声符号化技術として線形予測係数及び線形予測残差ベクトルを利用する残差励振線形予測（「Residual Excited Linear Predictive (RELP)」）を用い、受信音声信号を白色化した信号を利用してフィルタのタップ係数を求めること（Figure 1 参照）に代えて、線形予測残差ベクトルに基づいて擬似エコー生成用フィルタによりフィルタのタップ係数を求めること（Figure 2 参照）が示されている（第１３３４頁、「III. ECHO CANCELLATION」及び「IV. VOICE CODEC AND ECHO CANCELLER INTEGRATION」参照）。
【００１２】
非特許文献１のエコーキャンセラは、白色化された線形予測合成音源信号が適応フィルタの入力になるので、受信音声信号を白色化するための逆フィルタを追加する必要がなくなり、特許文献１のエコーキャンセラに比べて、構成を簡略化することができ、収束速度を大幅に向上させることができる。また、非特許文献１のエコーキャンセラは、マルチパルス符号化等を用いて音源の情報圧縮を行った場合、適応フィルタへの入力信号が疎なパルス列となり、値０のサンプルに対する演算を省略することができるため、特許文献１のエコーキャンセラに比べて、適応フィルタの演算量を削減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００２−９４４１９号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】WILSON P.J. et al.，‘An integrated voice codec and echo canceller implemented in a single DSP processor’， IEEE International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Processing，米国，IEEE，１９８６年４月，vol.11，pp.1333-1336
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、上記非特許文献１に開示された従来のエコーキャンセラは、擬似エコー生成用フィルタへの入力信号が合成音声であるので擬似エコー生成用フィルタの演算量を削減することができない。
【００１６】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、フィルタの演算量を削減することができるエコーキャンセラを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明のエコーキャンセラは、線形予測分析によって得られた線形予測係数および線形予測残差ベクトルを受信し、前記線形予測係数により合成フィルタを駆動し、前記線形予測残差ベクトルを合成して受信音声信号を得る音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラであって、送信音声信号を白色化した信号と前記線形予測残差ベクトルとに基づいてフィルタのタップ係数を求めるタップ係数設定手段と、前記タップ係数、前記線形予測係数および前記線形予測残差ベクトルを用いて擬似エコーを生成し、前記擬似エコーを用いて前記送信音声信号に含まれるエコーを抑圧するエコー除去手段と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、マルチパルス符号化等を用いて音源の情報圧縮を行った場合、擬似エコー生成用フィルタへの入力信号も疎なパルス列となり、値０のサンプルに対する演算を省略することができるため、従来のエコーキャンセラに比べて、フィルタの演算量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】従来のエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係るエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態１に係る合成フィルタの一例を示す図
【図４】本発明の実施の形態１に係る逆フィルタの一例を示す図
【図５Ａ】従来のエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図
【図５Ｂ】本発明の実施の形態１に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図
【図６】本発明の実施の形態２に係るエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態２に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１に係るエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。
【００２２】
図２に示すように、ディジタル通信装置は、音声復号回路１０１と、ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１０２と、スピーカ１０３と、マイクロホン１０４と、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１０５と、エコーキャンセラ１０６と、音声符号化回路１０７と、から主に構成される。
【００２３】
音声復号回路１０１は、デマルチプレクサ１０１ａと、音源信号発生回路１０１ｂと、合成フィルタ１０１ｃと、を有する。エコーキャンセラ１０６は、適応フィルタ１０６ａと、逆フィルタ１０６ｂと、加算器１０６ｃと、擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄと、合成フィルタ１０６ｅと、加算器１０６ｆと、を有する。音声符号化回路１０７は、分析フィルタ１０７ａと、音源特性分析回路１０７ｂと、マルチプレクサ１０７ｃと、を有する。
【００２４】
ここで、携帯電話システムや、テレビ電話システムでは、データ伝送量を削減するために、音源の情報量を圧縮する音源符号化処理および圧縮された音源の情報量を伸長する音源復号処理が必ず行われる。音源符号化処理は、ディジタル送信音声信号を１０〜２０ｍｓ程度のフレームに区切り、フレーム毎に線形予測分析を行い、線形予測係数（ＬＰＣ）と線形予測残差信号を求め、線形予測係数と線形予測残差信号とを個別に符号化する処理である。また、音源復号処理は、線形予測係数により合成フィルタを駆動し、線形予測残差ベクトルを合成してディジタル受信音声信号を得る処理である。なお、線形予測係数は、音声のスペクトラム包絡を表すパラメータである。また、線形予測残差ベクトルとは、線形予測残差信号を区分化して伝送した信号を元の連続したデータストリームに戻したものである。
【００２５】
通信相手の装置から送信された符号化ディジタル信号（受信信号）は、線形予測残差ベクトルを符号化した音源特性パラメータと、線形予測係数とから構成され、音声復号回路１０１に入力される。
【００２６】
音声復号回路１０１は、符号化ディジタル信号（受信信号）を復号し、ディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）を得る。デマルチプレクサ１０１ａは、符号化ディジタル信号（受信信号）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）と音源特性パラメータとに分離する。音源信号発生回路１０１ｂは、音源特性パラメータを復号し、線形予測残差ベクトルε（ｔ）を得る。合成フィルタ１０１ｃは、線形予測残差ベクトルε（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて合成し、ディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）を得る。なお、合成フィルタ１０１ｃには、通常、ＰＡＲＣＯＲ（partial auto-correlation coefficient）係数を用いた全極型の格子型フィルタまたはＬＳＰ（line spectrum pair）パラメータを用いたＬＳＰ合成フィルタが用いられる。
【００２７】
ディジタル・アナログ変換器１０２は、音声復号回路１０１から出力されたディジタル受信音声信号ｘ（ｔ）をアナログ受信音声信号に変換する。アナログ受信音声信号は、スピーカ１０３から音声として出力される。
【００２８】
アナログ・ディジタル変換器１０５は、マイクロホン１０４に入力されたアナログ送信音声信号を、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に変換する。なお、マイクロホン１０４には、音声ｓ（ｔ）の他、背景雑音ｎ（ｔ）やスピーカ１０３からのエコーｄ（ｔ）が入力される。
【００２９】
エコーキャンセラ１０６は、アナログ・ディジタル変換器１０５から出力されたディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から擬似エコーｒ（ｔ）を減算して残差信号ｅ（ｔ）を得る。なお、エコーキャンセラ１０６内部の各構成の詳細な説明は後述する。
【００３０】
音声符号化回路１０７は、エコーキャンセラ１０６から出力された残差信号ｅ（ｔ）を符号化ディジタル信号（送信信号）に変換する。分析フィルタ１０７ａは、残差信号ｅ（ｔ）に対して線形予測分析を行ない、線形予測係数と線形予測残差信号を得る。音源特性分析回路１０７ｂは、ピッチ抽出処理とマルチパス符号化、または、ベクトル量子化等を行うことにより、線形予測残差信号を符号化して音源特性パラメータを得る。線形予測残差信号を符号化することにより、データ伝送量を圧縮することができる。マルチプレクサ１０７ｃは、線形予測係数と音源特性パラメータを多重して符号化ディジタル信号（送信信号）を得る。なお、分析フィルタ１０７ａには、通常、全零型の格子型フィルタが用いられる。
【００３１】
符号化ディジタル信号（送信信号）は、通信相手の装置に送信され、通信相手の装置において音声合成に用いられる。
【００３２】
なお、図２中のデマルチプレクサ１０１ａ、音源信号発生回路１０１ｂ、合成フィルタ１０１ｃ、分析フィルタ１０７ａ、音源特性分析回路１０７ｂおよびマルチプレクサ１０７ｃは、音声圧縮伸長処理のために必要なものであり、本実施の形態のエコーキャンセラを用いるか否かにかかわらず、元々、ディジタル通信装置に備えられているものである。
【００３３】
次に、エコーキャンセラ１０６内部の各構成について、詳細に説明する。
【００３４】
適応フィルタ１０６ａ及び擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄには、音源信号発生回路１０１ｂから出力された線形予測残差ベクトルε（ｔ）が入力される。マルチパス符号化等を用いて音源情報を圧縮した場合、線形予測残差ベクトルε（ｔ）は、有限個の非零の音源パルス列（ごく少数のサンプルのみが０以外の値を有する音源パルス列）となる。
【００３５】
適応フィルタ１０６ａは、離散時刻ｔにおける線形予測残差ベクトルε（ｔ）をタップ係数Ｈ（ｔ）で演算して白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を生成する。また、適応フィルタ１０６ａは、加算器１０６ｃから出力された白色化残差信号ｅｗ（ｔ）を最適値にするようにタップ係数Ｈ（ｔ）の更新を行い、更新後のタップ係数Ｈ（ｔ）を擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄに出力する。
【００３６】
このように、適応フィルタ１０６ａの入力信号を、有限個の非零の音源パルス列である線形予測残差ベクトルε（ｔ）とすることにより、値０のサンプルについての演算を省略することができるので、白色化された受信音声信号を適応フィルタの入力信号とする場合（特許文献１）に比べて、適応フィルタ１０６ａの演算量を低減することができる。
【００３７】
例えば、サンプリング周波数１０ｋＨｚ、有声音の基本周波数１００Ｈｚ／基本周期１０ｍｓ（基本周期内のサンプル数１００）、一周期分の音源信号を１０個の非零のパルスの組み合わせとした場合を考える。この場合、フィルタのタップ長Ｎに対してＮのオーダーの演算量を必要とする適応アルゴリズム用いた時と比較して、演算量が１０／１００＝１／１０に削減される。また、Ｎ２のオーダーの演算量を必要とする適応アルゴリズムでは、演算量が（１０／１００）２＝１／１００に削減される。
【００３８】
なお、適応フィルタ１０６ａの適応アルゴリズムには、一般的にＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズム、ＮＬＭＳ（Normalized ＬＭＳ）アルゴリズム、射影法、ＲＬＳ（逐次最小二乗）アルゴリズム等が用いられる。これらは、新たな信号のサンプル値が入力されるたびに逐次演算を行って徐々にタップ係数が最適値に収束していく適応アルゴリズムである。また、上記のように演算量を大幅に削減することができるので、適応フィルタ１０６ａの適応アルゴリズムに、有限長の入出力信号を用いたブロック処理を行い、一度の演算で最適なタップ係数を求める最小二乗法を用いることができる。
【００３９】
逆フィルタ１０６ｂは、合成フィルタ１０１ｃの逆特性を有し、アナログ・ディジタル変換器１０５から出力されたディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて白色化し、白色化送信音声信号ｙｗ（ｔ）を得る。なお、逆フィルタ１０６ｂには、合成フィルタ１０１ｃが全零型の格子型フィルタである場合には全極型の格子型フィルタが用いられ、合成フィルタ１０１ｃがＬＳＰ合成フィルタである場合には全極型のＬＳＰパラメータを用いたフィルタが用いられる。
【００４０】
加算器１０６ｃは、逆フィルタ１０６ｂから出力された白色化送信音声信号ｙｗ（ｔ）から、適応フィルタ１０６ａから出力された白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を減算して白色化残差信号ｅｗ（ｔ）を得る。
【００４１】
擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄは、単純なＦＩＲフィルタであり、音源信号発生回路１０１ｂから出力された線形予測残差ベクトルε（ｔ）を、適応フィルタ１０６ａから出力されたタップ係数Ｈ（ｔ）で演算して白色化擬似エコーｒｗ’（ｔ）を生成する。
【００４２】
合成フィルタ１０６ｅは、白色化擬似エコーｒｗ’（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて合成し、擬似エコーｒ（ｔ）を生成する。
【００４３】
加算器１０６ｆは、アナログ・ディジタル変換器１０５から出力されたディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）から、合成フィルタ１０６ｅから出力された擬似エコーｒ（ｔ）を減算して残差信号ｅ（ｔ）を得る。これにより、ディジタル送信音声信号ｙ（ｔ）に含まれるエコー成分を抑圧することができる。
【００４４】
次に、合成フィルタ１０１ｃおよび逆フィルタ１０６ｂの一例について説明する。
【００４５】
図３は、合成フィルタ１０１ｃがＬＳＰパラメータを用いたＬＳＰ合成フィルタである場合の一例を示す図であり、図４は、合成フィルタ１０１ｃに図３に示すＬＳＰ合成フィルタを用いた場合の逆フィルタ１０６ｂを示す図である。
【００４６】
図３および図４は、次数が６次の例である。図３および図４中のｚ−１は、サンプル遅延を表し、Ｃｉは、以下の式（６）によりＬＳＰパラメータωｉから求めたフィルタ係数である。
【数１】
【００４７】
図３に示す合成フィルタ１０１ｃは、以下の式（７）の伝達係数ＨＳ（ｚ）を有する。また、図４に示す逆フィルタ１０６ｂは、以下の式（８）の伝達係数ＨＡ（ｚ）を有する。なお、式（７）、（８）の定数Ｐはフィルタの次数であり、式（７）、（８）は次数Ｐが偶数の場合を示す。
【数２】
【数３】
【００４８】
合成フィルタ１０１ｃの伝達係数ＨＳ（ｚ）と逆フィルタ１０６ｂの伝達係数ＨＡ（ｚ）とは、以下の式（９）の関係を有する。
【数４】
【００４９】
次に、図５を用いて、本発明の実施の形態１に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態について、従来技術と対比して説明する。
【００５０】
図５Ａは、従来（非特許文献１）のエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図である。図５Ｂは、本実施の形態に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図である。
【００５１】
図５Ａ及び図５Ｂに示すように、音源信号発生回路にて、情報量が圧縮された音源特性パラメータを復号すると線形予測残差ベクトルが得られる。この線形予測残差ベクトルは、白色信号であり、かつ、ごく少数のサンプルのみが０以外の値を有する音源パルス列（疎なパルス列）である。また、線形予測係数により合成フィルタを駆動して線形予測残差ベクトルを合成すると、合成音声（受信音声信号）が得られる。
【００５２】
図５Ａに示すように、非特許文献１のエコーキャンセラでは、適応フィルタへの入力信号が疎なパルス列であるので適応フィルタの演算量を削減することができる。しかしながら、非特許文献１のエコーキャンセラでは、擬似エコー生成用フィルタへの入力信号が合成音声であるので擬似エコー生成用フィルタの演算量を削減することができない。
【００５３】
一方、図５Ｂに示すように、本実施の形態に係るエコーキャンセラでは、適応フィルタ１０６ａ及び擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄのいずれの入力信号も疎なパルス列であり、次数が大きい（タップ長が長い）擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄの処理の後に、次数が小さい（タップ長が短い）合成フィルタ１０６ｅの処理を行っている。したがって、本実施の形態に係るエコーキャンセラでは、適応フィルタ１０６ａ及び擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄの演算量を削減することができる。
【００５４】
なお、本実施の形態のエコーキャンセラは、非特許文献１のエコーキャンセラに対して合成フィルタ１０６ｅが増えることになるが、合成フィルタ１０６ｅが追加されたことによる演算量の増加よりも、擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄにおいて低減される演算量の方がはるかに大きい。これは、通常、消去すべきエコーの継続時間、すなわち擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄのタップ長が非常に大きいので、擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄのフィルタ次数は合成フィルタ１０６ｅのものに比べて非常に大きくなるからである。例えば、サンプリング周波数が１０ｋＨｚであれば、エコー長が５０ｍｓの擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄのフィルタ次数は５００次であるのに対し、合成フィルタ１０６ｅのフィルタ次数は１０〜１８次程度である。
【００５５】
このように、本実施の形態によれば、マルチパルス符号化等を用いて音源の情報圧縮を行った場合、擬似エコー生成用フィルタへの入力信号も疎なパルス列となり、擬似エコー生成用フィルタにおいて値０のサンプルに対する演算を省略することができるため、従来のエコーキャンセラに比べてフィルタの演算量を削減することができる。
【００５６】
（実施の形態２）
図６は、本発明の実施の形態２に係るエコーキャンセラを含むディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図６において、図２と共通する構成部分には、図２と同一符号を付し、その詳しい説明を省略する。
【００５７】
図６に示すディジタル通信装置は、エコーキャンセラ２０６の内部構成が、図２のディジタル通信装置のエコーキャンセラ１０６のものと異なる。エコーキャンセラ２０６は、エコーキャンセラ１０６に対して、擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄ及び合成フィルタ１０６ｅを削除し、合成フィルタ２０６ａを追加した構成を採る。
【００５８】
合成フィルタ２０６ａは、適応フィルタ１０６ａで生成された白色化擬似エコーｒｗ（ｔ）を、線形予測係数Ｌ（ｔ）を用いて合成し、擬似エコーｒ（ｔ）を生成する。
【００５９】
図７は、本実施の形態に係るエコーキャンセラの各フィルタの入力信号の状態を示す図である。
【００６０】
図７に示すように、本実施の形態に係るエコーキャンセラでは、適応フィルタ１０６ａへの入力信号が疎なパルス列であるので適応フィルタ１０６ａの演算量を削減することができる。また、本実施の形態に係るエコーキャンセラでは、次数が小さい（タップ長が短い）合成フィルタ２０６ａにより、適応フィルタ１０６ａから出力された白色化擬似エコーを用いて擬似エコーを生成するので、非特許文献１のエコーキャンセラに対してフィルタの演算量を削減することができる。
【００６１】
このように、本実施の形態によれば、マルチパルス符号化等を用いて音源の情報圧縮を行った場合、適応フィルタにおいて疎なパルス列を用いたフィルタ演算により得られた白色化擬似エコーを用いて擬似エコーを生成することができるので、従来のエコーキャンセラに比べてフィルタの演算量を削減することができる。
【００６２】
なお、実施の形態１と実施の形態２とは、次数が小さい合成フィルタを追加することにより、次数が大きいすべてのフィルタ（適応フィルタ、擬似エコー生成用フィルタ）への入力信号を線形予測残差ベクトルとすることができ、マルチパス符号化等を用いて音源情報を圧縮する場合に、フィルタの演算量を削減することができるという共通の効果を有する。
【００６３】
以下、非特許文献１、実施の形態１及び実施の形態２の各方式について、エコーキャンセラの演算量の比較を行う。ここで、適応フィルタおよび擬似エコー生成用フィルタのタップ長をＮ，線形予測分析合成次数をＰ次とする。また、適応フィルタの演算量はタップ長のｋ倍（すなわちｋＮ）、擬似エコー生成用フィルタの演算量はタップ長と等しいＮ、線形予測合成フィルタ及び逆フィルタの演算量は次数と等しいＰとする。また、マルチパルス符号化により線形予測合成音源の情報圧縮をした場合の圧縮比をαとする。なお、一周期Ｍサンプル分の音声を合成する時の合成音源信号のパルス数はαＭ個となる。
【００６４】
＜非特許文献１＞
適応フィルタ αｋＮ
擬似エコー生成用フィルタ Ｎ
逆フィルタ Ｐ
−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
合計 （αｋ＋１）Ｎ＋Ｐ
【００６５】
＜実施の形態１＞
適応フィルタ１０６ａ αｋＮ
擬似エコー生成用フィルタ１０６ｄ αＮ
逆フィルタ１０６ｂ Ｐ
合成フィルタ１０６ｅ Ｐ
−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
合計 （αｋ＋α）Ｎ＋２Ｐ
【００６６】
＜実施の形態２＞
適応フィルタ１０６ａ αｋＮ
逆フィルタ１０６ｂ Ｐ
合成フィルタ２０６ａ Ｐ
−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
合計 αｋＮ＋２Ｐ
【００６７】
例えば、タップ長Ｎ＝５００，次数Ｐ＝１６，音源情報圧縮比α＝０．１，係数ｋ＝３とすると、演算量は以下の結果となる。なお、ｋの値は、使用する適応アルゴリズムにより異なる。ｋ＝３はＮＬＳＭアルゴリズムを使用した場合の値である。
【００６８】
＜非特許文献１＞
演算量＝（αｋ＋１）Ｎ＋Ｐ
＝（０．１×３＋１）×５００＋１６
＝６６６
【００６９】
＜実施の形態１＞
演算量＝（αｋ＋α）Ｎ＋２Ｐ
＝（０．１×３＋０．１）×５００＋２×１６
＝２３２
【００７０】
＜実施の形態２＞
演算量＝αｋＮ＋２Ｐ
＝０．１×３×５００＋２×１６
＝１８２
【００７１】
上記の結果から明らかなように、実施の形態１及び実施の形態２の方式の方が、非特許文献１よりも演算量を大幅に削減することができる。また、実施の形態２の方式が最も演算量が少ないことが分かる。
【００７２】
なお、本発明は、図２における分析フィルタ１０７ａの線形予測係数出力と合成フィルタ１０１ｃの線形予測係数入力とを短絡し、音源特性分析回路１０７ｂの音源特性パラメータ出力と音源信号発生回路１０１ｂの音源特性パラメータ入力とを短絡した構成の拡声装置のハウリングキャンセラにも適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
本発明は、双方向通信システム（無線電話、有線電話、インターホン、ＴＶ会議システム等）のエコーキャンセラ、ハウリングキャンセラ、拡声装置のハウリングキャンセラ、補聴器のハウリングキャンセラ等に用いるに好適である。
【符号の説明】
【００７４】
１０１ 音声復号回路
１０１ａ デマルチプレクサ
１０１ｂ 音源信号発生回路
１０１ｃ 合成フィルタ
１０２ ディジタル・アナログ変換器
１０３ スピーカ
１０４ マイクロホン
１０５ アナログ・ディジタル変換器
１０６、２０６ エコーキャンセラ
１０６ａ 適応フィルタ
１０６ｂ 逆フィルタ
１０６ｃ 加算器
１０６ｄ 擬似エコー生成用フィルタ
１０６ｅ、２０６ａ 合成フィルタ
１０６ｆ 加算器
１０７ 音声符号化回路
１０７ａ 分析フィルタ
１０７ｂ 音源特性分析回路
１０７ｃ マルチプレクサ
２０６ａ 合成フィルタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
線形予測分析によって得られた線形予測係数および線形予測残差ベクトルを受信し、前記線形予測係数により合成フィルタを駆動し、前記線形予測残差ベクトルを合成して受信音声信号を得る音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラであって、
送信音声信号を白色化した信号と前記線形予測残差ベクトルとに基づいてフィルタのタップ係数を求めるタップ係数設定手段と、
前記タップ係数、前記線形予測係数および前記線形予測残差ベクトルを用いて擬似エコーを生成し、前記擬似エコーを用いて前記送信音声信号に含まれるエコーを抑圧するエコー除去手段と、
を具備するエコーキャンセラ。
【請求項２】
線形予測分析によって得られた線形予測係数および線形予測残差ベクトルを受信し、前記線形予測係数により第１合成フィルタを駆動し、前記線形予測残差ベクトルを合成して受信音声信号を得る音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラであって、
前記線形予測残差ベクトルをタップ係数で演算して第１白色化擬似エコーを生成し、与えられた白色化残差信号に従って前記タップ係数を更新する適応フィルタと、
前記第１合成フィルタと逆特性を有し、前記線形予測係数を用いて、送信音声信号を白色化し、白色化送信音声信号を得る逆フィルタと、
前記白色化送信音声信号から前記第１白色化擬似エコーを減算して白色化残差信号を得る第１の加算器と、
前記線形予測残差ベクトルを、前記適応フィルタで更新された前記タップ係数で演算して第２白色化擬似エコーを生成する擬似エコー生成用フィルタと、
前記第２白色化擬似エコーを、前記線形予測係数を用いて合成し、擬似エコーを生成する第２合成フィルタと、
前記送信音声信号から前記擬似エコーを減算して残差信号を得る第２の加算器と、
を具備するエコーキャンセラ。
【請求項３】
線形予測分析によって得られた線形予測係数および線形予測残差ベクトルを受信し、前記線形予測係数により第１合成フィルタを駆動し、前記線形予測残差ベクトルを合成して受信音声信号を得る音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラであって、
前記線形予測残差ベクトルをタップ係数で演算して白色化擬似エコーを生成し、与えられた白色化残差信号に従って前記タップ係数を更新する適応フィルタと、
前記第１合成フィルタと逆特性を有し、前記線形予測係数を用いて、送信音声信号を白色化し、白色化送信音声信号を得る逆フィルタと、
前記白色化送信音声信号から前記白色化擬似エコーを減算して白色化残差信号を得る第１の加算器と、
前記第１合成フィルタと同一特性を有し、前記白色化擬似エコーを、前記線形予測係数を用いて合成し、擬似エコーを生成する第２合成フィルタと、
前記送信音声信号から前記擬似エコーを減算して残差信号を得る第２の加算器と、
を具備するエコーキャンセラ。
【請求項４】
前記線形予測残差ベクトルは、有限個の非零の音源パルス列である、請求項１から請求項３のいずれかに記載のエコーキャンセラ。
【請求項１】
線形予測分析によって得られた線形予測係数および線形予測残差ベクトルを受信し、前記線形予測係数により合成フィルタを駆動し、前記線形予測残差ベクトルを合成して受信音声信号を得る音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラであって、
送信音声信号を白色化した信号と前記線形予測残差ベクトルとに基づいてフィルタのタップ係数を求めるタップ係数設定手段と、
前記タップ係数、前記線形予測係数および前記線形予測残差ベクトルを用いて擬似エコーを生成し、前記擬似エコーを用いて前記送信音声信号に含まれるエコーを抑圧するエコー除去手段と、
を具備するエコーキャンセラ。
【請求項２】
線形予測分析によって得られた線形予測係数および線形予測残差ベクトルを受信し、前記線形予測係数により第１合成フィルタを駆動し、前記線形予測残差ベクトルを合成して受信音声信号を得る音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラであって、
前記線形予測残差ベクトルをタップ係数で演算して第１白色化擬似エコーを生成し、与えられた白色化残差信号に従って前記タップ係数を更新する適応フィルタと、
前記第１合成フィルタと逆特性を有し、前記線形予測係数を用いて、送信音声信号を白色化し、白色化送信音声信号を得る逆フィルタと、
前記白色化送信音声信号から前記第１白色化擬似エコーを減算して白色化残差信号を得る第１の加算器と、
前記線形予測残差ベクトルを、前記適応フィルタで更新された前記タップ係数で演算して第２白色化擬似エコーを生成する擬似エコー生成用フィルタと、
前記第２白色化擬似エコーを、前記線形予測係数を用いて合成し、擬似エコーを生成する第２合成フィルタと、
前記送信音声信号から前記擬似エコーを減算して残差信号を得る第２の加算器と、
を具備するエコーキャンセラ。
【請求項３】
線形予測分析によって得られた線形予測係数および線形予測残差ベクトルを受信し、前記線形予測係数により第１合成フィルタを駆動し、前記線形予測残差ベクトルを合成して受信音声信号を得る音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラであって、
前記線形予測残差ベクトルをタップ係数で演算して白色化擬似エコーを生成し、与えられた白色化残差信号に従って前記タップ係数を更新する適応フィルタと、
前記第１合成フィルタと逆特性を有し、前記線形予測係数を用いて、送信音声信号を白色化し、白色化送信音声信号を得る逆フィルタと、
前記白色化送信音声信号から前記白色化擬似エコーを減算して白色化残差信号を得る第１の加算器と、
前記第１合成フィルタと同一特性を有し、前記白色化擬似エコーを、前記線形予測係数を用いて合成し、擬似エコーを生成する第２合成フィルタと、
前記送信音声信号から前記擬似エコーを減算して残差信号を得る第２の加算器と、
を具備するエコーキャンセラ。
【請求項４】
前記線形予測残差ベクトルは、有限個の非零の音源パルス列である、請求項１から請求項３のいずれかに記載のエコーキャンセラ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１０−２０６７３１（Ｐ２０１０−２０６７３１Ａ）
【公開日】平成２２年９月１６日（２０１０．９．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５２６８０（Ｐ２００９−５２６８０）
【出願日】平成２１年３月５日（２００９．３．５）
【特許番号】特許第４３９５１９５号（Ｐ４３９５１９５）
【特許公報発行日】平成２２年１月６日（２０１０．１．６）
【出願人】（５９８１５３６４１）有限会社ケプストラム (5)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月１６日（２０１０．９．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月５日（２００９．３．５）
【特許番号】特許第４３９５１９５号（Ｐ４３９５１９５）
【特許公報発行日】平成２２年１月６日（２０１０．１．６）
【出願人】（５９８１５３６４１）有限会社ケプストラム (5)
【Ｆターム（参考）】
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