センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法及び制御装置
【課題】 初期磁極位置角を精度良く推定するようにする。
【解決手段】 本発明のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ１０の初期磁極位置推定方法は、モータ１０の駆動装置１１に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上での高周波によるα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβとして与え、同モータ１０に対し駆動装置１１から供給される交流電流を、前記αβ座標上のα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとして検出し、α軸電流ｉαの振幅とβ軸電流ｉβの振幅との電流振幅偏差Δｉを算出し、駆動装置１１へ出力するα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβを、該電流振幅偏差Δｉをなくすようにフィードバック制御し、該電流振幅偏差Δｉがなくなると初期磁極位置角θを算出するようにした。
【解決手段】 本発明のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ１０の初期磁極位置推定方法は、モータ１０の駆動装置１１に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上での高周波によるα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβとして与え、同モータ１０に対し駆動装置１１から供給される交流電流を、前記αβ座標上のα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとして検出し、α軸電流ｉαの振幅とβ軸電流ｉβの振幅との電流振幅偏差Δｉを算出し、駆動装置１１へ出力するα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβを、該電流振幅偏差Δｉをなくすようにフィードバック制御し、該電流振幅偏差Δｉがなくなると初期磁極位置角θを算出するようにした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁極センサ、位置センサを有しないセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータについての磁極位置推定方法及び装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
背景技術としては、特許文献１に記載された永久磁石形ブラシレスモータの磁極位置推定方法を例示する。図６はこの方法の概念ブロック図であり、この方法では、仮想的な回転座標（γ−δ）軸を導入し、γ軸電流指令値とδ軸誤差電流の積分値との積の符号によって仮想γ軸を時計回りまたは反時計回りにΔθだけ動かし、実際の磁極軸ｄ軸に推定位置角θγを近づけている。そして、δ軸誤差電流の積分値は、実際の磁極軸ｄ軸と推定磁極軸γ軸とが一致してくると値が小さくなり精度が落ちるのでこの処理を２回行い、それぞれの推定位置角θγの差が２０度以内におさまらない場合は再度位置角推定を行うようにしている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１０９６５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところが、従来の磁極位置推定方法には、次の課題がある。
（１）仮想的な回転座標を導入したことにより実際の磁極軸ｄ軸と仮想磁極軸γ軸の差が小さくなったときにδ軸電流誤差の積分値が小さく電流検出時のノイズおよびオフセットの影響を受け、その積分値の符号を利用するために０付近の判定が困難になる。
（２）モータパラメータ変動の影響をなくすために行った積分値の符号の導入によって位置角推定の精度が低くなる。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するために、本発明のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法は、
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御段階と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出段階と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算段階とを含み、
前記制御段階では、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するようにした。
【０００６】
【数３】
【０００７】
ここで、前記角周波数ωhとしては、特に限定されないが、前記駆動装置で正弦波が出力でき、かつできる限り高い周波数（例えば前記モータの最高回転数程度）とすることの望ましい。また、前記α軸電圧指令値ｖα及び前記β軸電圧指令値ｖβの振幅としては、前記モータが回転するようなトルクがかかることがない値であれば特に限定されないが、該モータの定格相電圧の約１０％以下の値とすることを例示する。そして、この前記α軸電圧指令値ｖα及び前記β軸電圧指令値ｖβの振幅に基づいて、前記位置角推定用の交流電流ｉhの振幅や、位置角推定用電圧ｖsd，ｖtdを設定する。
【０００８】
この方法によれば、式（２）に示されるように、モータパラメータを一切含んでおらず、制御指令として与えるパラメータのみで初期磁極位置角を算出することができる。このモータパラメータとは、モータの電気的なパラメータに関し、温度の変化によって変わるモータ巻線の抵抗値、また、同じモータによっても個体差に起因するモータ巻線の抵抗値およびインダクタンスの変動を指している。従って、この方法によれば、原理的にモータパラメータの変動の影響を受けずに初期磁極位置角を精度良く推定することができ、これによりモータ始動時から高いトルクの発生を実現することができる。
【０００９】
また、本発明のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの制御装置は、
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御手段と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出手段と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算手段とを備え、
前記制御手段は、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を前記式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い前記式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するように構成されている。
【００１０】
この制御装置によっても、前記初期磁極位置角推定方法と同様の効果を得ることができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明に係るセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法及び制御装置によれば、原理的にモータパラメータの変動の影響を受けずに初期磁極位置角を精度良く推定することができ、これによりモータ始動時から高いトルクの発生を実現することができるという優れた効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１〜図５は本発明を具体化した一実施形態のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ１０（以下、モータ１０という。）の初期磁極位置推定方法及び制御装置１を示している。この制御装置１は、図１に示すように、モータ１０の駆動装置１１に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβとして与える制御手段２と、駆動装置１１からモータ１０に対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとして検出する電流検出手段３と、α軸電流ｉαの振幅とβ軸電流ｉβの振幅との電流振幅偏差Δｉを算出する電流振幅偏差演算手段４とを備えている。モータ１０は複数相の交流電流で駆動されるものであり、本例では３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流電流で駆動されるものを使用している。図２は、この３相モータ１０の回転子位置と静止座標系のαβ座標軸及び回転座標系のｄｑ座標軸との関係を示している。駆動装置１１は、直流電力から任意周波数の３相交流電力に変換するＰＷＭインバータとなっており、この駆動装置１１へ供給する直流電力は、３相電源１２の３相交流電力が３相電源整流器１３により整流されてなっている。３相電源整流器１３の出力端子間には、直流電圧平滑化用コンデンサ１４が接続されている。
【００１３】
電流検出手段３は、モータ１０のＵ相及びＶ相に供給される交流電流ｉｕ，ｉｖを検出し、これをαβ座標上のα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβに変換するように構成されている。
【００１４】
電流振幅偏差演算手段４は、α軸電流ｉαの振幅値｜ｉα｜maxと、β軸電流ｉβの振幅値｜ｉβ｜maxとを用い、電流振幅偏差Δｉ＝｜ｉα｜max−｜ｉβ｜maxを出力する。
【００１５】
制御手段２は、α軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβを式（１）で示される高周波電圧で与える電圧指令部８と、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（Δｉ＞０）は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（Δｉ＜０）は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させるｖsd制御部６及びｖtd制御部７を備えており、電圧指令部８、ｖsd制御部６及びｖtd制御部７により、電流振幅偏差Δｉをなくすようにフィードバック制御するように構成されている。本例では、ｖsd制御部６及びｖtd制御部７におけるｖtd，ｖsdの増減方法として、ｖtd，ｖsdからなるベクトル＜ｖd＞＝［ｖsd，ｖtd］＝ｖdｅｊθdを定義することにより、電圧が大きくならないように｜ｖd｜＝√（ｖsd２＋ｖtd２）が一定値以下になるように制限し、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（Δｉ＞０）は、θdを増加させることによってｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（Δｉ＜０）は、θdを減少させることによってｖtdに対してｖsdを相対的に増加させる方法を採用している。
【００１６】
また、制御手段２は、電流振幅偏差Δｉがなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角θを算出する位置角演算手段５を備えている。なお、式（２）におけるｎが、１（Ｎ極）又は３（Ｓ極）のいずれであるかを判別する方法については、公知の判別方法を適宜採用することができる。この判別方法として、本例では、電源電圧Ｖdcを増加させたとき、ｉα（又はｉβ）の正半波の振幅iαPmaxと負半波の振幅iαNmaxの増加分の大小を比較して、iαPmaxの増加分が大きいときはｎ＝１（N極側）、iαNmaxの増加分が大きいときはｎ＝３（S極側）と判別する方法を採用している。
【００１７】
次に、式（２）の導出方法について説明する。まず、静止座標系の電圧電流方程式は、式（３）で示される。
【００１８】
【数４】
【００１９】
式（１）と式（３）を比較すると、電流振幅偏差Δｉが０、即ち｜ｉα｜max＝｜ｉβ｜maxのとき、式（４）が得られる。
【００２０】
【数５】
【００２１】
式（４）に回転行列を掛けて整理すると、式（５）が得られ、この式から式（２）が導出されるのである。
【００２２】
【数６】
【００２３】
次に、本発明の制御装置１の制御処理について、同装置を使用して実施する初期磁極位置推定方法とともに、図３に示すフローチャートを参照しながら説明する。まず、制御手段２の電圧指令部８における初期設定として、直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖdcを検出し、この電圧ｖdcに基づいてα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβの振幅を決定するとともに、これに基づいて位置角推定用の交流電流ｉh及び位置推定用電圧振幅ｖdを決定し、さらに、θdの初期値として例えば４５度を設定する（ステップＳ５０）。次いで、制御手段２の電圧指令部８により、式（１）で示される高周波による電圧指令値ｖα、ｖβを算出し、駆動装置１１へ出力する（ステップＳ５１）。次いで、電流検出手段３により、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを検出する（ステップＳ５２）。次いで、このα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを用い、電流振幅偏差演算手段４により電流振幅偏差Δｉを算出する（ステップＳ５３）。次いで、ｖsd制御部６及びｖtd制御部７により、それぞれ電流振幅偏差Δｉをチェックし、電流振幅偏差Δｉが０より大きければ（ステップＳ５４，Ｓ５５）、θdを増加することによってｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ（ステップＳ５６）、ステップＳ５１に戻り、電流振幅偏差Δｉが０より小さければ（ステップＳ５４，Ｓ５５）、θdを減少することによってｖtdに対してｖsdを相対的に増加させ（ステップＳ５７）、ステップＳ５１に戻る。また、位置角演算手段５により電流振幅偏差Δｉをチェックし、Δｉが０になっていると（ステップＳ５４）、電流振幅偏差Δｉがなくなっているときのｖtd及びｖsdを用いるとともに、公知の判別方法によりｎが、１（Ｎ極）又は３（Ｓ極）のいずれであるかを判別することにより、式（２）に基づいて初期磁極位置角θを算出し、本処理を終了する。
【００２４】
このように本初期磁極位置推定方法は、モータ１０の駆動装置１１に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβとして与える制御段階（ステップＳ５１，Ｓ５４〜Ｓ５８）と、駆動装置１１からモータ１０に対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとして検出する電流検出段階（ステップＳ５２）と、α軸電流ｉαの振幅とβ軸電流ｉβの振幅との電流振幅偏差Δｉを算出する電流振幅偏差演算段階（ステップＳ５３）とを含んでいる。そして、前記制御段階では、α軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβを式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに（ステップＳ５１）、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（ステップＳ５４，Ｓ５５）は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ（ステップＳ５６）、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（ステップＳ５４，Ｓ５５）は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させる（ステップＳ５７）ことにより、電流振幅偏差Δｉをなくすようにフィードバック制御し、電流振幅偏差Δｉがなくなると（ステップＳ５４）、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角θを算出する（ステップＳ５８）ようにしている。
【００２５】
以上のように構成された本例の制御装置１及び初期磁極位置推定方法によれば、式（２）に示されるように、モータパラメータを一切含んでおらず、制御指令として与えるパラメータのみで初期磁極位置角θを算出することができる。このため、原理的にモータパラメータの変動の影響を受けずに初期磁極位置角θを精度良く推定することができ、これによりモータ始動時から高いトルクの発生を実現することができる。
【００２６】
なお、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、例えば本発明を、３相以外の複数相のモータに対して適用する等、発明の趣旨から逸脱しない範囲で適宜変更して具体化することもできる。
【実施例】
【００２７】
本実施例は、定格相電圧２００[Ｖ]のモータ１９について初期磁極位置角θを推定した例を示している。このモータ１９は、電機子巻線抵抗Ｒ＝３[Ω]，ｄｑ座標上のｄ軸インダクタンスＬd＝０．０１２[Ｈ]，同ｑ軸インダクタンスＬq＝０．０１８[Ｈ]となっており、図４に示すインダクタンス特性を備えている。本実施例では、直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖdc＝２８[Ｖ]、電圧指令値Ｖ（ｖα及びｖβの振幅）＝５[Ｖ]、位置角推定用の交流電流の角周波数ωh＝２００[Ｈｚ]、同交流電流の振幅ｉh＝０．１[Ａ]、位置推定用電圧振幅ｖd=２[Ｖ]とした。
【００２８】
ここで、３相電源整流器１３の出力部分の直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖdc＝２８[Ｖ]としたのは、電源投入時または待機電力削減モードからの復帰時において、直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖdcが比較的低い状態（２８[Ｖ]）では、図５に示すように、駆動装置１１の出力電流ｉα，ｉβを正確に制御でき、さらに磁極位置角の推定精度を高めることができるからである。また、電圧指令値Ｖ＝５[Ｖ]としたのは、このＶは本発明による位置角推定時にモータ１９が回転するようなトルクがかかることがないように、モータ１９の定格相電圧２００[Ｖ]の約１０％以下の値とすることが望ましいからである。また、角周波数ωh＝２００[Ｈｚ]としたのは、このωhは駆動装置１１におけるＰＷＭ制御で正弦波が出力でき、かつできる限り高い周波数であることが望ましいからであり、本例ではモータ１９の最高回転数程度である１００[Ｈｚ]〜３００[Ｈｚ]程度となるようにした。また、電流指令値ｉh＝０．１[Ａ]としたのは、モータ１９のインダクタンスＬd（０．０１２[Ｈ]）とＬq（０．０１８[Ｈ]）から式（１）右辺の２項のみを考慮すると電流指令値ｉhの最大値ｉhm＝Ｖ／{ωh（Ｌd＋Ｌq）／２}＝０．２６５[Ａ]となり、実際には式（１）右辺の１項および３項による電流もあるので、これ以下の値に電流指令値ｉhを設定したものである。また、位置推定用電圧振幅ｖd＝２[Ｖ]としたのは、電圧指令値Ｖ＝５[Ｖ]に対して流れる電流の振幅がｉhmであるとすると、式（３）の第２項のＬd−Ｌqによる電圧の振幅はｉhm×ωh×（Ｌd−Ｌq）／２＝１[Ｖ]となり、ｖdは、この電圧以上から電圧指令値Ｖである５[Ｖ]以下の電圧となるように設定した。
【００２９】
本実施例についての推定結果を表１に示す。このように、本発明によれば、初期磁極位置角θの推定精度が約±３度となり、初期磁極位置角を精度良く推定できた。
【００３０】
【表１】
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明を具体化した一実施形態に係るセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの制御装置の概念ブロック図である。
【図２】同モータとして例示する３相モータの回転子位置と静止座標系のαβ座標軸及び回転座標系のｄｑ座標軸との関係を示す図である。
【図３】同制御装置の制御処理の流れを示すフローチャートである。
【図４】実施例で使用したモータのインダクタンス特性を示す図である。
【図５】実施例におけるモータのα相及びβ相に供給されるモータ電流を示す図であり、（ａ）が制御前、（ｂ）が制御後（電流振幅偏差Δｉがなくなった状態）のモータ電流を示している。
【図６】従来の磁極位置推定方法の概念ブロック図である。
【符号の説明】
【００３２】
１ 制御装置
２ 電流検出手段
３ 電流振幅偏差演算手段
４ 制御手段
５ 位置角演算手段
６ ｖsd制御部
７ ｖtd制御部
８ 電圧指令部
１０ モータ
１１ 駆動装置
１２ ３相電源
１３ ３相電源整流器
１４ 直流電圧平滑用コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁極センサ、位置センサを有しないセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータについての磁極位置推定方法及び装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
背景技術としては、特許文献１に記載された永久磁石形ブラシレスモータの磁極位置推定方法を例示する。図６はこの方法の概念ブロック図であり、この方法では、仮想的な回転座標（γ−δ）軸を導入し、γ軸電流指令値とδ軸誤差電流の積分値との積の符号によって仮想γ軸を時計回りまたは反時計回りにΔθだけ動かし、実際の磁極軸ｄ軸に推定位置角θγを近づけている。そして、δ軸誤差電流の積分値は、実際の磁極軸ｄ軸と推定磁極軸γ軸とが一致してくると値が小さくなり精度が落ちるのでこの処理を２回行い、それぞれの推定位置角θγの差が２０度以内におさまらない場合は再度位置角推定を行うようにしている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１０９６５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところが、従来の磁極位置推定方法には、次の課題がある。
（１）仮想的な回転座標を導入したことにより実際の磁極軸ｄ軸と仮想磁極軸γ軸の差が小さくなったときにδ軸電流誤差の積分値が小さく電流検出時のノイズおよびオフセットの影響を受け、その積分値の符号を利用するために０付近の判定が困難になる。
（２）モータパラメータ変動の影響をなくすために行った積分値の符号の導入によって位置角推定の精度が低くなる。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するために、本発明のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法は、
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御段階と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出段階と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算段階とを含み、
前記制御段階では、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するようにした。
【０００６】
【数３】
【０００７】
ここで、前記角周波数ωhとしては、特に限定されないが、前記駆動装置で正弦波が出力でき、かつできる限り高い周波数（例えば前記モータの最高回転数程度）とすることの望ましい。また、前記α軸電圧指令値ｖα及び前記β軸電圧指令値ｖβの振幅としては、前記モータが回転するようなトルクがかかることがない値であれば特に限定されないが、該モータの定格相電圧の約１０％以下の値とすることを例示する。そして、この前記α軸電圧指令値ｖα及び前記β軸電圧指令値ｖβの振幅に基づいて、前記位置角推定用の交流電流ｉhの振幅や、位置角推定用電圧ｖsd，ｖtdを設定する。
【０００８】
この方法によれば、式（２）に示されるように、モータパラメータを一切含んでおらず、制御指令として与えるパラメータのみで初期磁極位置角を算出することができる。このモータパラメータとは、モータの電気的なパラメータに関し、温度の変化によって変わるモータ巻線の抵抗値、また、同じモータによっても個体差に起因するモータ巻線の抵抗値およびインダクタンスの変動を指している。従って、この方法によれば、原理的にモータパラメータの変動の影響を受けずに初期磁極位置角を精度良く推定することができ、これによりモータ始動時から高いトルクの発生を実現することができる。
【０００９】
また、本発明のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの制御装置は、
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御手段と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出手段と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算手段とを備え、
前記制御手段は、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を前記式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い前記式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するように構成されている。
【００１０】
この制御装置によっても、前記初期磁極位置角推定方法と同様の効果を得ることができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明に係るセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法及び制御装置によれば、原理的にモータパラメータの変動の影響を受けずに初期磁極位置角を精度良く推定することができ、これによりモータ始動時から高いトルクの発生を実現することができるという優れた効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１〜図５は本発明を具体化した一実施形態のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ１０（以下、モータ１０という。）の初期磁極位置推定方法及び制御装置１を示している。この制御装置１は、図１に示すように、モータ１０の駆動装置１１に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβとして与える制御手段２と、駆動装置１１からモータ１０に対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとして検出する電流検出手段３と、α軸電流ｉαの振幅とβ軸電流ｉβの振幅との電流振幅偏差Δｉを算出する電流振幅偏差演算手段４とを備えている。モータ１０は複数相の交流電流で駆動されるものであり、本例では３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流電流で駆動されるものを使用している。図２は、この３相モータ１０の回転子位置と静止座標系のαβ座標軸及び回転座標系のｄｑ座標軸との関係を示している。駆動装置１１は、直流電力から任意周波数の３相交流電力に変換するＰＷＭインバータとなっており、この駆動装置１１へ供給する直流電力は、３相電源１２の３相交流電力が３相電源整流器１３により整流されてなっている。３相電源整流器１３の出力端子間には、直流電圧平滑化用コンデンサ１４が接続されている。
【００１３】
電流検出手段３は、モータ１０のＵ相及びＶ相に供給される交流電流ｉｕ，ｉｖを検出し、これをαβ座標上のα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβに変換するように構成されている。
【００１４】
電流振幅偏差演算手段４は、α軸電流ｉαの振幅値｜ｉα｜maxと、β軸電流ｉβの振幅値｜ｉβ｜maxとを用い、電流振幅偏差Δｉ＝｜ｉα｜max−｜ｉβ｜maxを出力する。
【００１５】
制御手段２は、α軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβを式（１）で示される高周波電圧で与える電圧指令部８と、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（Δｉ＞０）は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（Δｉ＜０）は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させるｖsd制御部６及びｖtd制御部７を備えており、電圧指令部８、ｖsd制御部６及びｖtd制御部７により、電流振幅偏差Δｉをなくすようにフィードバック制御するように構成されている。本例では、ｖsd制御部６及びｖtd制御部７におけるｖtd，ｖsdの増減方法として、ｖtd，ｖsdからなるベクトル＜ｖd＞＝［ｖsd，ｖtd］＝ｖdｅｊθdを定義することにより、電圧が大きくならないように｜ｖd｜＝√（ｖsd２＋ｖtd２）が一定値以下になるように制限し、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（Δｉ＞０）は、θdを増加させることによってｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（Δｉ＜０）は、θdを減少させることによってｖtdに対してｖsdを相対的に増加させる方法を採用している。
【００１６】
また、制御手段２は、電流振幅偏差Δｉがなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角θを算出する位置角演算手段５を備えている。なお、式（２）におけるｎが、１（Ｎ極）又は３（Ｓ極）のいずれであるかを判別する方法については、公知の判別方法を適宜採用することができる。この判別方法として、本例では、電源電圧Ｖdcを増加させたとき、ｉα（又はｉβ）の正半波の振幅iαPmaxと負半波の振幅iαNmaxの増加分の大小を比較して、iαPmaxの増加分が大きいときはｎ＝１（N極側）、iαNmaxの増加分が大きいときはｎ＝３（S極側）と判別する方法を採用している。
【００１７】
次に、式（２）の導出方法について説明する。まず、静止座標系の電圧電流方程式は、式（３）で示される。
【００１８】
【数４】
【００１９】
式（１）と式（３）を比較すると、電流振幅偏差Δｉが０、即ち｜ｉα｜max＝｜ｉβ｜maxのとき、式（４）が得られる。
【００２０】
【数５】
【００２１】
式（４）に回転行列を掛けて整理すると、式（５）が得られ、この式から式（２）が導出されるのである。
【００２２】
【数６】
【００２３】
次に、本発明の制御装置１の制御処理について、同装置を使用して実施する初期磁極位置推定方法とともに、図３に示すフローチャートを参照しながら説明する。まず、制御手段２の電圧指令部８における初期設定として、直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖdcを検出し、この電圧ｖdcに基づいてα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβの振幅を決定するとともに、これに基づいて位置角推定用の交流電流ｉh及び位置推定用電圧振幅ｖdを決定し、さらに、θdの初期値として例えば４５度を設定する（ステップＳ５０）。次いで、制御手段２の電圧指令部８により、式（１）で示される高周波による電圧指令値ｖα、ｖβを算出し、駆動装置１１へ出力する（ステップＳ５１）。次いで、電流検出手段３により、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを検出する（ステップＳ５２）。次いで、このα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを用い、電流振幅偏差演算手段４により電流振幅偏差Δｉを算出する（ステップＳ５３）。次いで、ｖsd制御部６及びｖtd制御部７により、それぞれ電流振幅偏差Δｉをチェックし、電流振幅偏差Δｉが０より大きければ（ステップＳ５４，Ｓ５５）、θdを増加することによってｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ（ステップＳ５６）、ステップＳ５１に戻り、電流振幅偏差Δｉが０より小さければ（ステップＳ５４，Ｓ５５）、θdを減少することによってｖtdに対してｖsdを相対的に増加させ（ステップＳ５７）、ステップＳ５１に戻る。また、位置角演算手段５により電流振幅偏差Δｉをチェックし、Δｉが０になっていると（ステップＳ５４）、電流振幅偏差Δｉがなくなっているときのｖtd及びｖsdを用いるとともに、公知の判別方法によりｎが、１（Ｎ極）又は３（Ｓ極）のいずれであるかを判別することにより、式（２）に基づいて初期磁極位置角θを算出し、本処理を終了する。
【００２４】
このように本初期磁極位置推定方法は、モータ１０の駆動装置１１に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβとして与える制御段階（ステップＳ５１，Ｓ５４〜Ｓ５８）と、駆動装置１１からモータ１０に対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとして検出する電流検出段階（ステップＳ５２）と、α軸電流ｉαの振幅とβ軸電流ｉβの振幅との電流振幅偏差Δｉを算出する電流振幅偏差演算段階（ステップＳ５３）とを含んでいる。そして、前記制御段階では、α軸電圧指令値ｖα及びβ軸電圧指令値ｖβを式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに（ステップＳ５１）、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（ステップＳ５４，Ｓ５５）は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ（ステップＳ５６）、α軸電流ｉαの方がβ軸電流ｉβより大きい場合（ステップＳ５４，Ｓ５５）は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させる（ステップＳ５７）ことにより、電流振幅偏差Δｉをなくすようにフィードバック制御し、電流振幅偏差Δｉがなくなると（ステップＳ５４）、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角θを算出する（ステップＳ５８）ようにしている。
【００２５】
以上のように構成された本例の制御装置１及び初期磁極位置推定方法によれば、式（２）に示されるように、モータパラメータを一切含んでおらず、制御指令として与えるパラメータのみで初期磁極位置角θを算出することができる。このため、原理的にモータパラメータの変動の影響を受けずに初期磁極位置角θを精度良く推定することができ、これによりモータ始動時から高いトルクの発生を実現することができる。
【００２６】
なお、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、例えば本発明を、３相以外の複数相のモータに対して適用する等、発明の趣旨から逸脱しない範囲で適宜変更して具体化することもできる。
【実施例】
【００２７】
本実施例は、定格相電圧２００[Ｖ]のモータ１９について初期磁極位置角θを推定した例を示している。このモータ１９は、電機子巻線抵抗Ｒ＝３[Ω]，ｄｑ座標上のｄ軸インダクタンスＬd＝０．０１２[Ｈ]，同ｑ軸インダクタンスＬq＝０．０１８[Ｈ]となっており、図４に示すインダクタンス特性を備えている。本実施例では、直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖdc＝２８[Ｖ]、電圧指令値Ｖ（ｖα及びｖβの振幅）＝５[Ｖ]、位置角推定用の交流電流の角周波数ωh＝２００[Ｈｚ]、同交流電流の振幅ｉh＝０．１[Ａ]、位置推定用電圧振幅ｖd=２[Ｖ]とした。
【００２８】
ここで、３相電源整流器１３の出力部分の直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖdc＝２８[Ｖ]としたのは、電源投入時または待機電力削減モードからの復帰時において、直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖdcが比較的低い状態（２８[Ｖ]）では、図５に示すように、駆動装置１１の出力電流ｉα，ｉβを正確に制御でき、さらに磁極位置角の推定精度を高めることができるからである。また、電圧指令値Ｖ＝５[Ｖ]としたのは、このＶは本発明による位置角推定時にモータ１９が回転するようなトルクがかかることがないように、モータ１９の定格相電圧２００[Ｖ]の約１０％以下の値とすることが望ましいからである。また、角周波数ωh＝２００[Ｈｚ]としたのは、このωhは駆動装置１１におけるＰＷＭ制御で正弦波が出力でき、かつできる限り高い周波数であることが望ましいからであり、本例ではモータ１９の最高回転数程度である１００[Ｈｚ]〜３００[Ｈｚ]程度となるようにした。また、電流指令値ｉh＝０．１[Ａ]としたのは、モータ１９のインダクタンスＬd（０．０１２[Ｈ]）とＬq（０．０１８[Ｈ]）から式（１）右辺の２項のみを考慮すると電流指令値ｉhの最大値ｉhm＝Ｖ／{ωh（Ｌd＋Ｌq）／２}＝０．２６５[Ａ]となり、実際には式（１）右辺の１項および３項による電流もあるので、これ以下の値に電流指令値ｉhを設定したものである。また、位置推定用電圧振幅ｖd＝２[Ｖ]としたのは、電圧指令値Ｖ＝５[Ｖ]に対して流れる電流の振幅がｉhmであるとすると、式（３）の第２項のＬd−Ｌqによる電圧の振幅はｉhm×ωh×（Ｌd−Ｌq）／２＝１[Ｖ]となり、ｖdは、この電圧以上から電圧指令値Ｖである５[Ｖ]以下の電圧となるように設定した。
【００２９】
本実施例についての推定結果を表１に示す。このように、本発明によれば、初期磁極位置角θの推定精度が約±３度となり、初期磁極位置角を精度良く推定できた。
【００３０】
【表１】
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明を具体化した一実施形態に係るセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの制御装置の概念ブロック図である。
【図２】同モータとして例示する３相モータの回転子位置と静止座標系のαβ座標軸及び回転座標系のｄｑ座標軸との関係を示す図である。
【図３】同制御装置の制御処理の流れを示すフローチャートである。
【図４】実施例で使用したモータのインダクタンス特性を示す図である。
【図５】実施例におけるモータのα相及びβ相に供給されるモータ電流を示す図であり、（ａ）が制御前、（ｂ）が制御後（電流振幅偏差Δｉがなくなった状態）のモータ電流を示している。
【図６】従来の磁極位置推定方法の概念ブロック図である。
【符号の説明】
【００３２】
１ 制御装置
２ 電流検出手段
３ 電流振幅偏差演算手段
４ 制御手段
５ 位置角演算手段
６ ｖsd制御部
７ ｖtd制御部
８ 電圧指令部
１０ モータ
１１ 駆動装置
１２ ３相電源
１３ ３相電源整流器
１４ 直流電圧平滑用コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御段階と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出段階と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算段階とを含み、
前記制御段階では、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するようにしたセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法。
【数１】
【請求項２】
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御手段と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出手段と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算手段とを備え、
前記制御手段は、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するように構成されたセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの制御装置。
【数２】
【請求項１】
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御段階と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出段階と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算段階とを含み、
前記制御段階では、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するようにしたセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法。
【数１】
【請求項２】
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御手段と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出手段と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算手段とを備え、
前記制御手段は、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖsdに対してｖtdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖtdに対してｖsdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖtd及びｖsdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するように構成されたセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの制御装置。
【数２】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００８−２９５１１３（Ｐ２００８−２９５１１３Ａ）
【公開日】平成２０年１２月４日（２００８．１２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１３４８６３（Ｐ２００７−１３４８６３）
【出願日】平成１９年５月２２日（２００７．５．２２）
【出願人】（８０６００００１１）財団法人岡山県産業振興財団 (12)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１２月４日（２００８．１２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年５月２２日（２００７．５．２２）
【出願人】（８０６００００１１）財団法人岡山県産業振興財団 (12)
【Ｆターム（参考）】
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