トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ
【課題】強い反射を利用するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいて、低リップルな特性を備えたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを提供することにある。
【解決手段】トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の入力側の特性インピーダンスを１／Ｇｒｆｏｕｔ、出力側の特性インピーダンスを１／Ｇｉｆｉｎとして、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の電極を形成した。その特性インピーダンスを持つ入出力終端とトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３との間に、各々１個のインダクタと２個のコンデンサとを含む入力側整合回路２及び出力側整合回路４を設けた。
【解決手段】トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の入力側の特性インピーダンスを１／Ｇｒｆｏｕｔ、出力側の特性インピーダンスを１／Ｇｉｆｉｎとして、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の電極を形成した。その特性インピーダンスを持つ入出力終端とトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３との間に、各々１個のインダクタと２個のコンデンサとを含む入力側整合回路２及び出力側整合回路４を設けた。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信分野で利用される弾性表面波フィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、弾性表面波フィルタ（以降、ＳＡＷフィルタと称す）は無線通信分野で広く利用されている。そのＳＡＷ（Surface Accoustic Wave）フィルタにおいては、温度安定性（以降、温度特性と称す）に優れる水晶や、温度特性は悪いものの電気機械結合係数が高く広帯域なデバイスを実現できるリチウムタンタレート（以降、ＬＴと称す）やリチウムナイオベート（以降、ＬＮと称す）が利用されることが多かった。また、温度特性が比較的良好で、更に電気機械結合係数も比較的高い圧電材料として四ホウ酸リチウム（以降、ＬＢＯと称す）があり、ＳＡＷデバイスへの利用が進められている。
【０００３】
また、昨今の無線通信の高速大容量化によりそのＩＦ段に用いるＩＦ（Intermediate Frequency）フィルタにおいても広帯域な特性が求められている。ＩＦフィルタには一般に急峻なフィルタ特性、高い減衰特性が要求され、デジタル通信機器用では群遅延の平坦性も重要となる。これらのフィルタには、減衰量及び群遅延の平坦性に優れるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタが多く利用されてきたが、このトランスバーサル型ＳＡＷフィルタは一般にフィルタの挿入損失が大きい欠点があった。
【０００４】
この挿入損失に関しては一方向性電極の採用により低損失化が進んでいる。一方向性電極として最もよく利用されているものの一つにＤＡＲＴがある。このＤＡＲＴに関しては非特許文献１に詳しく述べられている。
【０００５】
従来のトランスバーサル型ＳＡＷ−ＩＦフィルタの圧電材料には、温度特性に優れた水晶が多く利用されてきた。しかし、広帯域伝送のニーズに伴い、温度特性が比較的良好であり、広帯域な特性を得ることが可能なＬＢＯへの展開がＩＦフィルタにおいても進んでいる。特に、水晶では実現が難しく、ＬＴ、ＬＮでは温度特性が問題となる中帯域デバイスにおいては高い優位性がある。
【０００６】
ＬＢＯのウェハ方位（カットアングル）は幾つか知られているが、温度特性が優れるオイラー角表示で（４５°、９０°、９０°）のカット及びそれと同一のカットである（１３５°、９０°、９０°）のカットでのレーリー（Rayleigh Waves）ＳＡＷを利用したものが最も多く用いられている。そのカットアングルは結晶の（１，１，０）面に相当し、ウエハの製造の点でも利点がある。製造条件によって最適なカットアングルが変わるため、実際にはそのカットアングルから若干変えたものも多く利用されている。
【０００７】
オイラー角（４５°、θ°、９０°）のθを９０°より幾分変えたものが報告されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。これら（４５°、９０°、９０°）から若干アングルを変えたＬＢＯは、（１，１，０）方位付近の利用であること、レーリーＳＡＷを利用するカットである点で同類のものと判断できる。このＬＢＯは電極部におけるＳＡＷの反射が大きく、一方向性の強度（方向性度）を高くとれる。そのため、ＳＡＷフィルタを低損失にすることにより適している。
【０００８】
特許文献３ではＬＢＯ基板を用いた一方向性電極の最適な電極形状に関して述べている。その最適な電極形状とは、波長λ0の区間に、幅がλ0／８の２本の電極指と、幅が０．２６λ0〜０．３３λ0の１本の反射電極指の組み合わせであり、電極膜厚は１．０％λ0〜２．０％λ0が良いと示されている。ここで、λ0はＳＡＷデバイスのＩＤＴ（Inter Digital Transduser）電極上を伝搬するＳＡＷの位相速度とＳＡＷデバイスの中心周波数Ｆ0との比から決まるＳＡＷの実効的な波長である。λ0はＩＤＴ電極の電極ピッチと等しいが、近年のＳＡＷデバイスは複数の電極ピッチが混在しているため、複数の電極ピッチの平均値に比較的近い値となる。
【０００９】
ＳＡＷフィルタは、入出力端子がそれぞれ１本の伝送線路で構成されるアンバランス動作で用いられることが多かった。近年の通信システムの無線部においては、位相の１８０°反転した２本の伝送線路を用いて外部からのノイズの影響を抑圧するバランス伝送が多く用いられている。ＩＦ−ＳＡＷフィルタも入力を２端子、出力を２端子とするバランス動作で用いられることが多くなっている。また、無線部においてＩＦ−ＳＡＷフィルタの前段にはＲＦミキサーやアンプ、もしくはそれらが１チップ化されたＲＦ−ＩＣ（Radio Frequency-Integrated Circuits）が利用される。一般な無線機器における伝送線路の特性インピーダンスは５０Ωが用いられることが多い。
【００１０】
しかし、ＩＦ−ＳＡＷフィルタの前段に用いられる部品においては、それらからＩＦ段への出力インピーダンス（以下、Ｚｒｆｏｕｔと示す）は５０Ωではない場合が多い。その出力インピーダンスの逆数であるアドミタンスをＹｒｆｏｕｔとすると、Ｙｒｆｏｕｔは位相を考慮して、１／Ｚｒｆｏｕｔ＝Ｙｒｆｏｕｔ＝Ｇｒｆｏｕｔ＋ｊＢｒｆｏｕｔと複素数で表される。その実数部Ｇｒｆｏｕｔはコンダクタンス、虚数部Ｂｒｆｏｕｔはサセプタンスと呼ばれる。アンバランス動作の部品ではコンダクタンスの逆数 １／Ｇｒｆｏｕｔは多くは５０〜５００Ω程度である。まれに１０００Ω程度まで高まる部品もある。バランス動作部品ではその２倍となり、多くは１００〜１０００Ωであり、まれに２０００Ω程度まで高まる部品もある。また、そのサセプタンスは容量性となる場合が常である。ここで、サセプタンスが容量性とは、Ｂｒｆｏｕｔが負であることとなる。このインピーダンス（アドミタンス）は部品メーカーの設計思想により決まり、メーカー毎に異なることが一般的である。
【００１１】
ＩＦ−ＳＡＷフィルタの後段にはアンプやＩＦミキサー、もしくはそれらが１チップ化されたＩＦ−ＩＣが利用される。その入力アドミタンスは位相を考慮してＹｉｆｉｎ＝Ｇｉｆｉｎ＋ｊＢｉｆｉｎと複素数で表される。アンバランス動作の部品では１／Ｇｉｆｉｎは多くは５０〜５００Ω程度であり、まれに１０００Ωまで高まる部品もある。バランス動作部品ではアンバランス動作部品のほぼ２倍となり、多くは１００〜１０００Ωであり、まれに２０００Ω程度まで高まる部品もある。また、そのサセプタンスは容量性となる場合が常である。このインピーダンス（アドミタンス）は部品メーカーの設計思想により決まり、メーカー毎に異なることが一般的である。
【００１２】
特許文献４には共振子型ＲＦ−ＳＡＷフィルタにおいて入力側ＩＤＴ電極の対数と出力側ＩＤＴ電極の対数を違えて、各々インピーダンスの異なる不平衡（アンバランス）入力と平衡（バランス）出力動作させる技術が示されている。このようにすることで、そのＲＦ−ＳＡＷフィルタの前後段部品とインピーダンス整合させることによって、部品間のエネルギー損失なしに高周波信号を伝送させることができる。
【００１３】
ここで出力インピーダンスがＺ＝Ｒ＋ｊＸ（もしくはＹ＝Ｇ＋ｊＢ）である部品とインピーダンス整合するためには、その後段に、入力インピーダンスがその共役複素数であるＺ＝Ｒ＋ｊ（−Ｘ）（もしくはＹ＝Ｇ＋ｊ（−Ｂ））の部品を接続する必要がある。共役複素数の関係にない場合には、それらの部品間にインダクタ（コイル）やコンデンサ（キャパシタ）等のリアクタンス素子による整合回路を設けてインピーダンス変換する必要がある。
【００１４】
ＲＦフィルタに多く用いられる共振子型ＳＡＷフィルタでは、インピーダンスを調整する形成自由度がある。しかし、ＩＦ−ＳＡＷフィルタに多く用いられるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの場合には、そのインピーダンスはフィルタの伝達応答によってほぼ決まり、前後段のインピーダンスに合わせる形成自由度はない。
【００１５】
フィルタの中心周波数Ｆ0における入力側インピーダンスをＺｉｎとし、アドミタンスをＹｉｎとし、Ｙｉｎ＝１／Ｚｉｎ＝Ｇｉｎ＋ｊ２πｆｏＣｉｎと記す。フィルタの中心周波数Ｆ0における出力側のインピーダンスをＺｏｕｔとし、アドミタンスをＹｏｕｔとし、Ｙｏｕｔ＝１／Ｚｏｕｔ＝Ｇｏｕｔ＋ｊ２πｆｏＣｏｕｔと記す。ここで、Ｇｉｎ、Ｇｏｕｔはフィルタのコンダクタンスであり、放射コンダクタンスと呼ばれる。Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔはフィルタの静電容量である。
【００１６】
少なくともトランスバーサル型ＳＡＷフィルタは常に容量性であり、同じく容量性である前後段部品とは誘導性であるインダクタなしではインピーダンス整合することは不可能である。コンダクタンスについても前後段部品のコンダクタンスと一致させることは現実的には不可能である。そのため、共振子型ＳＡＷフィルタにおいて特許文献４に示されているように、電極対数を調整して所望のインピーダンスを実現することはトランスバーサル型ＳＡＷフィルタでは不可能である。少なくとも、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ単体でサセプタンス成分をゼロ、もしくは誘導性にすることは不可能である。
【００１７】
ＩＦフィルタの入力端子は前段部品（ＲＦミキサーやアンプ、もしくはそれらが１チップ化されたＲＦ−ＩＣ）の出力端子に接続されるが、前述のとおり、その出力インピーダンスと共役複素の関係にある入力インピーダンスを実現するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを形成することは現実的には不可能である。そこで、少なくとも１個のインダクタ、場合によっては更に複数のコンデンサを用いたリアクタンス素子回路を前段部品とＳＡＷフィルタ間に設けて、インピーダンス変換を行うことが行われる。
【００１８】
ＩＦフィルタの出力端子は後段部品（アンプやＩＦミキサー、もしくはそれらが１チップ化されたＩＦ−ＩＣ（Intermediate Frequency-Integrated Circuits））の入力端子に接続されるが、前述のとおり、その入力インピーダンスと共役複素の関係にある出力インピーダンスを実現するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを形成することは現実的には不可能である。そこで、少なくとも１個のインダクタ、場合によっては更に複数のコンデンサを用いたリアクタンス素子回路を後段部品とＳＡＷフィルタ間に設けて、インピーダンス変換を行うことが行われる。
【００１９】
特許文献５には入出力ＩＤＴ電極の対数を違えて対数の比に制約をかけた反射重み付け一方向性トランスバーサル型ＳＡＷフィルタが示されている。すなわち、入力端子に電気的に接続される入力ＩＤＴ電極の対数と出力端子に電気的に接続される出力ＩＤＴ電極の対数とを適切に調整することで、フィルタの挿入損失を大幅に低減する効果が示されている。しかし、前後段のインピーダンスとの関係については開示されていない。
【００２０】
ＤＡＲＴ電極を用いて反射を部分的に間引くことで反射に重み付けを行いフィルタの周波数応答を制御する手法が開示されている（例えば、非特許文献１）。
【００２１】
一方、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタのカットオフ特性をさらに急峻にするために、上述のような反射の重み付けに加えて、ＩＤＴ電極に励振の「間引き重み付け」を施す手法も考案されている。
【００２２】
また、特許文献６には、方向性の異なるＤＡＲＴ基本区間ＩＤＴ電極を組み合わせて、ＩＤＴ電極内部に幾つかの局所的な共振キャビティを生じさせ、ＩＤＴ電極全体としては一方向性を持たせた変換器、即ち内部共振型一方向性変換器（ＲＳＰＵＤＴ）を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの形成手法が開示されている。このＲＳＰＵＤＴをＩＤＴ電極に用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタは、挿入損失が低減すると共に伝送特性が改善されるという特徴がある。つまり、このＩＤＴ電極内は方向性の異なる３つのグループのＤＡＲＴから構成されている。
【００２３】
特許文献６に示されている図中右方への伝搬方向を順方向、左方への伝搬方向を逆方向とすれば、順方向のＤＡＲＴ基本区間ＩＤＴ電極を５０λ0分配した第１のグループと、逆方向のＤＡＲＴ基本区間ＩＤＴ電極を４０λ0分配した第２のグループと、更に順方向のＤＡＲＴ基本区間ＩＤＴ電極を２０λ0分配した第３のグループとからなるＩＤＴ電極を用いてトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを構成した例と、その伝達応答が示されている。
【００２４】
この特許文献６のｆｉｇ．１１には、ＩＤＴ電極の位置（ＳＡＷの伝搬方向）を横軸にＤＡＲＴ（ＳＰＵＤＴ）の反射係数縦軸にとったグラフが図示されている。反射の重み付けを施したＩＤＴ電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタが例示されている。同図から、この特許文献６では、ＩＤＴ電極に反射係数が正の部分と、反射係数が負の部分と、零の部分とが存在する。
【００２５】
ここで反射の正負について簡単に説明する。これまでは正と零の反射重み付けを施したフィルタが一般的であったが上記特許文献６の発明は、これと比べ、挿入損失が７．４ｄＢから６．５ｄＢに低減されること、群遅延時間偏差が２００ｎｓｅｃから１００ｎｓｅｃに半減されること、第２のサイドローブの減衰量が大きく確保されること、通過帯域が広がること等の特徴を有すると記されている。
【００２６】
特許文献５、特許文献７には１１種類の電極の組み合わせによってそのＲＳＰＵＤＴの最適な電極構成を実現できることが示されている。図１０は、その１１種類の電極の構造を示す。
実際には、この１１種類の電極すべてが用いられるとは限らず、所望の周波数応答を実現する最低限の種類の電極が利用される。
【００２７】
【特許文献１】特開平成１０−１１７１２２号公報
【特許文献２】特許第３４２６９３０号明細書
【特許文献３】特開２００３−１２４７７８号公報
【特許文献４】特開２００４−０４８６７５号公報
【特許文献５】特開２００４−２０１２３４号公報
【特許文献６】米国特許第５７０３４２７号明細書（ｆｉｇ．１１）
【特許文献７】特開２００４−２３５６７６号公報
【非特許文献１】T.Kodama, H.Kawabata, Y.Yasuhara and H.Sato: “Design of Low-loss SAW Filters Employing Distributed Acoustic ReflectionTransducers”, IEEE Ultrason.Symp.Proc., pp.59-64 (1986).
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
特性インピーダンスが５０Ωにおいてトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを形成することが多かった。近年、前後段部品のバランス動作化も進み、それらの１／Ｇが５０Ωより高くなる傾向にある。５０Ω系の特性インピーダンスで形成し、５０Ω系の特性インピーダンスの元で評価した際に比較的低リップルでも、１／Ｇが高い実際の環境ではリップルが大きくなる問題が生じた。
【００２９】
オイラー角表示で（４５°、９０°、９０°）付近のカットのＬＢＯを用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいてはその強い反射を利用し、一方向性電極を用いた低損失フィルタが実現されている。しかし、形成時のインピーダンスと無線機器におけるインピーダンス環境が異なると、整合回路を設けているにもかかわらず、その強い反射によって強いリップルが生じる問題があった。
【００３０】
水晶基板を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいても、２％λ0の電極膜厚やＡｌより密度の高い電極材料でＩＤＴ電極を構成した場合には強いリップルを生じさせる。このように強い一方向性度を持つ一方向性電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいては実際の環境を考慮した形成技術の確立が課題であった。
【００３１】
本発明は、このような従来の問題点に着目してなされたもので、その目的は、強い反射を利用するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいて、低リップルな特性を備えたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
上記課題を解決するために、本発明では、圧電基板上に入力側ＩＤＴ電極と出力側ＩＤＴ電極とを少なくとも備える電極を有するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタと、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの前段に設けられてなるリアクタンス素子を含む入力側整合回路と、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの後段に設けられてなるリアクタンス素子を含む出力側整合回路とを備え、入力側整合回路に接続されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの入力側ＩＤＴ電極の対数と、出力側整合回路に接続されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの出力側ＩＤＴ電極の対数とが異なることを要旨とする。
【００３３】
これによれば、入力側整合回路に接続されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの入力側ＩＤＴ電極の対数と、出力側整合回路に接続されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの出力側ＩＤＴ電極の対数と、が異なることによって、低リップルな特性を備えたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下、本発明を具体化した実施例について図面に従って説明する。
【実施例１】
【００３５】
図１は、本実施例のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの構成を示す平面図を示す。圧電基板１１上に入力側ＩＤＴ電極１２と出力側ＩＤＴ電極１３が設けられ、入力側ＩＤＴ電極１２と出力側ＩＤＴ電極１３との間の電磁結合を弱めるため、その間にシールド電極１４が形成される。図中、黒で塗りつぶされている部分はアルミニウム（Ａｌ）でなる各電極である。入力側ＩＤＴ電極１２及び出力側ＩＤＴ電極１３は、ボンディングワイヤ１６にて外部端子と接続される。シールド電極１４もまたボンディングワイヤ１６にて外部のグランド端子に接続される。さらに、圧電基板１１の長辺方向（表面波伝搬方向）の端部に吸音材１５を塗布して不要反射波を抑圧している。
【００３６】
図２は、本実施例の一方向性電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの構成を示す平面図を示す。圧電基板２１上に一方向性電極を部分的に配置した入力側ＩＤＴ電極２２及び出力側ＩＤＴ電極２３を形成し、入力側ＩＤＴ電極２２と出力側ＩＤＴ電極２３との間の電磁結合を弱めるためにシールド電極２４を形成している。
【００３７】
図３は、一方向性電極の一種であるＤＡＲＴ電極の基本区間を示す模式図である。
一方向性電極の一種であるＤＡＲＴ電極２０が圧電基板１１，２１に形成されている。図中左端を原点とした場合、それぞれの電極指中心座標ｄ１，ｄ２，ｄ３と、電極指幅ｗ１，ｗ２，ｗ３を図に示した値のように設定する。すなわち、伝搬する表面波の波長λ0で表すと、ｄ１＝０．２５λ0、ｄ２＝０．６２５λ0、ｄ３＝０．８７５λ0、ｗ１＝３λ0／８、ｗ２＝λ0／８、ｗ３＝λ0／８である。
【００３８】
このＤＡＲＴ電極２０の基本区間の反射中心の電極指中心座標ｄ１は（（λ0／４）／λ0）×２π＝９０°となり、励振中心の電極指中心座標ｄ２は（０．６２５λ0／λ0）×２π＝２２５°付近となり、水晶やＬＢＯなどの圧電基板１１，２１に数％λ0程度のアルミニウム電極で構成するときには図中右方へ表面波を強く励振できる。尚、電極指幅ｗ１，ｗ２，ｗ３は常に図３に示した値が良いわけではなく、電極膜厚等により最適な値へと僅かに変更される。製造バラツキも考慮すると、実際にはｗ１＝３λ0／８±０．０２５λ0（０．３５λ0〜０．４０λ0）、ｗ２＝λ0／８±０．０２５λ0（０．１０λ0〜０．１５λ0）、ｗ３＝λ0／８±０．０２５λ0（０．１０λ0〜０．１５λ0）の範囲となる。
【００３９】
図４は、ＤＡＲＴ電極と反射間引き電極βとの構造の比較を示す模式図である。
反射間引き電極βは、ＤＡＲＴ電極αと比較した場合、反射の機能を持つ電極指幅ｗ１をほぼλ0／８幅の２本の電極で分割した構造を持つ。反射間引き電極βの４本の電極はほぼλ0／４間隔で配置され、このとき反射作用がなくなる。このため、部分的に反射を間引いて反射に複雑な重み付けを行う場合は、ＤＡＲＴ電極αと反射間引き電極βとを組み合わせて利用する。
【００４０】
図５は、ＤＡＲＴ電極と反射間引き電極βとを配置したトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの模式図である。ＩＤＴ電極３１の中にＤＡＲＴ電極αと反射間引き電極βが配置されている。１λ0長さの電極区間毎に、それぞれＤＡＲＴ電極αと反射間引き電極βとで構成されていて、一方向性の機能を有している。
【００４１】
図６（ａ）は、ＲＳＰＵＤＴを用いたＳＡＷフィルタ（ＲＳＰＵＤＴフィルタ）の構成を示す模式図である。
ＳＡＷフィルタは、入力端子、出力端子がそれぞれ１本の伝送線路で構成され、アンバランス動作するようになっている。ＳＡＷフィルタを含むＲＦ部においては、位相の１８０°反転した２本の伝送線路を用いて外部からのノイズの影響を抑圧するバランス伝送が多く用いられている。ＳＡＷフィルタもバランス伝送に対応して動作させる必要があり、その場合は入力を２端子、出力を２端子とする必要がある。
【００４２】
図６（ｂ）は、バランス終端に対応したＲＳＰＵＤＴフィルタの模式図である。
ＲＳＰＵＤＴフィルタに限らず、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタや方向性電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタに関してもバランス動作させる場合は同様の構成となる。
【００４３】
図７は、本実施例の通信機器の構成を示す模式図である。通信機器１００は、前段部品１と、入力側整合回路２と、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３と、出力側整合回路４と、後段部品５と、それらの各構成部材を電気的に接続する接続部１０とで構成されている。矢印Ａの方向に通信の信号が伝播される。前段部品１の出力アドミタンス６はＹｒｆｏｕｔ＝Ｇｒｆｏｕｔ＋ｊＢｒｆｏｕｔで示される。また、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の入力アドミタンス７はＹｉｎ＝Ｇｉｎ＋ｊ２πｆｏＣｉｎで示される。トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の出力アドミタンス８はＹｏｕｔ＝Ｇｏｕｔ＋ｊ２πｆｏＣｏｕｔで示される。後段部品５の入力アドミタンス９はＹｉｆｉｎ＝Ｇｉｆｉｎ＋ｊＢｉｆｉｎで示される。
【００４４】
トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３は、圧電基板上に入力側ＩＤＴ電極と出力側ＩＤＴ電極とを少なくとも備える電極を有している。入力側ＩＤＴ電極と出力側ＩＤＴ電極との一部分に一方向性電極を少なくとも含んでいる。圧電基板は、Ｘカットのリチウムタンタレート（ＬＴ）、（４５°、９０°、９０°）付近のカットの四ホウ酸リチウム（ＬＢＯ）又は水晶等の圧電作用を有する材質であれば特に限定しない。
【００４５】
特に、ＬＢＯ基板を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタでは広帯域な特性が得られ、更に方向性度の高い一方向性電極の利用により比較的低損失な特性を得ることができる。ただし、ＬＢＯに限らず、水晶基板においても電極膜厚を厚くしたり、電極材料に密度の高い金属を選択することで同様の方向性度が得られ、比較的低損失な特性を実現できる。すなわち、電極膜厚を２％λ0より大きくしたり、それ以下の膜厚でもアルミニウム（Ａｌ）より密度の高い電極材料を用いれば圧電基板が水晶であっても十分な方向性度が得られる。
【００４６】
本実施例は、前段部品１の出力アドミタンス６をＹｒｆｏｕｔ＝Ｇｒｆｏｕｔ＋ｊＢｒｆｏｕｔとし、後段部品５の入力アドミタンス９をＹｉｆｉｎ＝Ｇｉｆｉｎ＋ｊＢｉｆｉｎとして、（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にある通信機器に使用されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタである。具体的には、前段部品１の出力はバランス動作であり、１／Ｇｒｆｏｕｔは５００Ωであり、後段部品５の入力はバランス動作であり、１／Ｇｉｆｉｎは２５０Ωである。
【００４７】
特性インピーダンスが５０Ωの場合のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタと比較して説明する。本実施例の通信機器はアンバランス動作であり、１／Ｇｒｆｏｕｔは２５０Ω、１／Ｇｉｆｉｎは１２５Ωであり、５０Ωの場合との差はバランス動作ほど大きくない。そのため、５０Ωの場合と比較して２５０Ωと１２５Ωとの場合はリップルが増大するものの、極端な劣化までにはならない。すなわち、５０Ωの場合のリップル０．５ｄＢに対して、１／Ｇｒｆｏｕｔ＝２５０Ω、１／Ｇｉｆｉｎ＝１２５Ωではリップル０．７ｄＢに劣化する。
【００４８】
また、１／Ｇｒｆｏｕｔ＝５００Ω、１／Ｇｉｆｉｎ＝２５０Ωの場合においてのリップルは１ｄＢ近くまで劣化する。この劣化度合いは反射の強さにも依存し、反射が強く、入力側整合回路２及び出力側整合回路４に対する感度が高い場合にはより顕著に現れる。
【００４９】
そこで、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の入力側の特性インピーダンスを１／Ｇｒｆｏｕｔ、出力側の特性インピーダンスを１／Ｇｉｆｉｎとして、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の電極を形成した。その特性インピーダンスを持つ入出力終端とトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３との間に、各々１個のインダクタと２個のコンデンサとを含む入力側整合回路２及び出力側整合回路４を設けた。
【００５０】
また、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３は、圧電基板にＬＢＯの（４５°、９０°、９０°）を用い、図５に示した一方向性のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ及び図６に示したＲＳＰＵＤＴフィルタの構造とした。入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、Ｎ１＝６０、Ｎ２＝１０２、（Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）＝０．３７）として形成した第１のフィルタと、Ｎ１＝１０２、Ｎ２＝６０、（Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）＝０．６３）として形成した第２のフィルタとで構成した。ここで、入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１はトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の入力端子に電気的に接続される入力側ＩＤＴ電極の対数であり、出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２はトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の出力端子に電気的に接続される出力側ＩＤＴ電極の対数であり、Ｎ１＝６０とは６０λ0長さ相当のＩＤＴ電極である。
【００５１】
図８は、本実施例の通過帯域の伝達応答を示すグラフである。
トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の前段には１個のインダクタと複数のコンデンサとを備えてインピーダンスをトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３に整合する入力側整合回路２を設けて、１／Ｇｒｆｏｕｔにインピーダンスを整合した。トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の後段には１個のインダクタと複数のコンデンサとを備えてインピーダンスをトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３に整合する出力側整合回路４を設けて、１／Ｇｉｆｉｎにインピーダンスを整合した。
【００５２】
第１のフィルタの通過帯域の伝達応答を破線で示し、第２のフィルタの通過帯域の伝達応答を実線で示す。第１のフィルタは挿入損失約９ｄＢ、リップル０．９４ｄＢであり、第２のフィルタは挿入損失約８．５ｄＢ、リップル０．５１ｄＢであった。第２のフィルタは第１のフィルタより約０．５ｄＢ程度低損失であり、リップルも０．４ｄＢ程度良化している。
【００５３】
第１のフィルタ及び第２のフィルタともに前段のインピーダンス、後段のインピーダンスそれぞれに入力側整合回路２及び出力側整合回路４を設けて整合しているため、不整合によるエネルギー損失はない。また、第１のフィルタ及び第２のフィルタともに圧電基板、ＩＤＴ電極の総対数Ｎ（Ｎ＝（Ｎ１＋Ｎ２））、等のフィルタの電気的特性を決める条件は同じである。それにもかかわらず、電気的な性能に大きな差が生じている。
【００５４】
この理由について説明する。Ｇｉｎ＝Ｇｒｆｏｕｔの場合、入力側整合回路２及び出力側整合回路４のインダクタはトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の静電容量（Ｃｉｎ）を打ち消すためだけに利用される。一方、Ｇｉｎ≠Ｇｒｆｏｕｔの場合には、入力側整合回路２及び出力側整合回路４のインダクタはトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の静電容量を打ち消すだけでなく、インピーダンス変換するためにも利用される。インピーダンス変換の際にはコンデンサを入力側整合回路２及び出力側整合回路４に加える必要があり、その容量分が少なからず加わる。
【００５５】
従って、インピーダンス変換する際のインダクタは、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の静電容量に加えて、入力側整合回路２及び出力側整合回路４の容量成分をも打ち消す必要が生じる。ここで、打ち消す総容量成分をＣとし、打ち消すためのインダクタのインダクタンスをＬとすれば、Ｌ＝１／（４π２ｆｏ２Ｃ）となり、総容量成分Ｃが大きい程、インダクタンスＬは小さくする必要がある。しかし、一般に、インダクタンスＬの値が小さくなると入力側整合回路２及び出力側整合回路４はインダクタの寄生抵抗分の影響を受け易くなる。例えば、インダクタを入力側整合回路２及び出力側整合回路４の並列腕に設けた場合には、等価的に並列に２πｆｏＱＬの寄生抵抗が加わることになる。
【００５６】
ここで、インダクタの性能指数Ｑは、回路のＩＦ周波数帯においては数１０程度の値をとることが多い。この寄生抵抗はインダクタンスＬに比例しているため、インダクタンスＬが小さいほど小さな抵抗となり、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の抵抗分（ここでは、１／Ｇ）が大きい場合には、本来トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３に供給されるべき電力がより抵抗が小さいインダクタの寄生抵抗で消費されることになる。従って、Ｇｉｎ≠Ｇｒｆｏｕｔの場合にはインダクタンスＬが低下し、その寄生抵抗値が小さくなることで入力側整合回路２及び出力側整合回路４に影響を与えるようになり、更にトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の抵抗分が大きいほどその影響が強くなる。
【００５７】
励振電極を間引いていないＩＤＴ電極においてはその抵抗分は入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１及び出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２に反比例する。トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３においては伝達応答を良好とするため、少なからず励振電極を間引いているため入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１及び出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２と抵抗分が反比例するとは限らない。しかしながら、入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１及び出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２が少ないときに抵抗分が高まると、入力側整合回路２及び出力側整合回路４での消費電力が高まることでトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の挿入損失が劣化する。入力側整合回路２及び出力側整合回路４での消費電力を最小とするためにはＧｒｆｏｕｔとＧｉｎとのコンダクタンス差を小さくし、ＧｉｆｉｎとＧｏｕｔとのコンダクタンス差を小さくすれば良い。
【００５８】
（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）においては、Ｎ１＜Ｎ２とすることで（１／Ｇｉｎ）＜（１／Ｇｏｕｔ）となり、ＧｒｆｏｕｔとＧｉｎとの差、ＧｉｆｉｎとＧｏｕｔとの差は比較的に縮まる。逆に、Ｎ１＞Ｎ２の場合には、（１／Ｇｉｎ）＞（１／Ｇｏｕｔ）となり、ＧｒｆｏｕｔとＧｉｎとの差とＧｉｆｉｎとＧｏｕｔとの差の一方は近くなるものの、もう一方は差が大きく開くことになる。そのもう一方の大きく開いた差が挿入損失を指数的に増大させるとともに、入力側整合回路２及び出力側整合回路４の感度を高めることでリップルを増大させるならば、第１のフィルタと第２のフィルタで生じた結果が説明されることとなる。
【００５９】
図９は、電極対数を変えた場合の対数とリップルとの関係を示すグラフである。
（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の条件においては総対数Ｎに対する入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１の割合いＮ１／（Ｎ１＋Ｎ２）は０．４５以下においてリップルが小さくなる。もちろん、この結果より、逆の条件、すなわち（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）ではＮ１／（Ｎ１＋Ｎ２）が０．５５以上においてリップルが小さくなる。（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の条件で、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）は０．３０〜０．４５においてリップルが小さくなる。逆の条件、すなわち（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）では、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）は０．５５〜０．７０においてリップルが小さくなる。
【００６０】
前述した（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の場合の他に、（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＞（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）においても同様の結果となる。すなわち、後段のインピーダンスが前段のインピーダンスより高い場合にはトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の出力側のインピーダンスを入力側のインピーダンスより高くしてインピーダンス差のバランスをとることが必要である。尚、アドミタンスの絶対値｜Ｙ｜は、｜Ｙ｜＝（Ｇ2＋Ｂ2）0.5で表される。
【００６１】
以下、実施例１の効果を記載する。
（１）中心周波数Ｆ0が５００ＭＨｚ以下、特に３００ＭＨｚ以下の低結合材料を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいて低リップルな特性を達成することができる。
【００６２】
上記実施例以外の変形例は、以下の通りである。
（変形例１）上記通信機器１００が高周波回路部を備えている場合は、（１／Ｇｒｆｏｕｔ）及び（１／Ｇｉｆｉｎ）は、アンバランス動作時に５０〜５００Ω、バランス動作時に１００〜１０００Ωであることが多い。ＬＮ等の高結合材料を用いたフィルタの場合は、コンダクタンスはこの範囲に入るように形成すればよい。従って、フィルタの性能は入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１又は出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２の大小に、さほど影響を受けない。一方、結合係数の比較的低いＸカットのＬＴ、ＬＢＯ、水晶を材料に用いたフィルタではコンダクタンスは低下し、その逆数が数キロΩになることもまれではない。このようなフィルタにおいては、前後段のコンダクタンスに合わせて入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１、出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２を適切に割り振ることによって、求める性能を得ることができる。
【００６３】
それらＸカットＬＴ、ＬＢＯ、水晶基板において、強い反射を利用した一方向性電極を用いたフィルタは整合回路に対する感度が高いため、低リップルな特性を得るには、入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１と出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２とを適切に割り振ることが大変重要になる。例えば、５００ＭＨｚ以下、特に３００ＭＨｚ以下のようにフィルタの中心周波数Ｆ0が低くなるとフィルタの１／Ｇが高まるためこの効果が顕著になる。バランス動作では前段部品及び後段部品のインピーダンスが高まるので、入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１、出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２を適切に割り振ることによって、低リップルな特性を備えたフィルタを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本実施例に係わる、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの構成を示す平面図。
【図２】本実施例に係わる、一方向性電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの構成を示す平面図。
【図３】本実施例に係わる、一方向性電極の一種であるＤＡＲＴの基本区間を示す模式図。
【図４】本実施例に係わる、ＤＡＲＴと反射間引き電極βとの構造の比較を示す模式図。
【図５】本実施例に係わる、一方向性電極ＤＡＲＴが部分的に配置されたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの模式図。
【図６】（ａ）は、本実施例に係わる、ＲＳＰＵＤＴを用いたＳＡＷフィルタ（ＲＳＰＵＤＴフィルタ）の構成を示す模式図、（ｂ）は、本実施例に係わる、バランス終端に対応したＲＳＰＵＤＴフィルタの模式図。
【図７】本実施例に係わる、通信機器の構成を示す模式図。
【図８】本実施例に係わる、通過帯域の伝達応答を示すグラフ。
【図９】本実施例に係わる、電極対数を変えた場合の対数とリップルとの関係を示すグラフ。
【図１０】従来例に係わる、電極構成を示す模式図。
【符号の説明】
【００６５】
１…前段部品、２…入力側整合回路、３…トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ、４…出力側整合回路、５…後段部品、６，８…出力アドミタンス、７，９…入力アドミタンス、１０…接続部、１１，２１…圧電基板、１２，２２…入力側ＩＤＴ電極、１３，２３…出力側ＩＤＴ電極、１４，２４…シールド電極、１５…吸音材、１６…ボンディングワイヤ、２０，α…ＤＡＲＴ電極、３１…ＩＤＴ電極、１００…通信機器、Ａ…矢印、Ｃ…総容量成分、ｄ１，ｄ２，ｄ３…電極指中心座標、Ｆ0…中心周波数、Ｌ…インダクタンス、Ｎ…総対数、Ｎ１…入力側ＩＤＴ電極対数、Ｎ２…出力側ＩＤＴ電極対数、Ｑ…性能指数、ｗ１，ｗ２，ｗ３…電極指幅、β…反射間引き電極、λ0…波長。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信分野で利用される弾性表面波フィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、弾性表面波フィルタ（以降、ＳＡＷフィルタと称す）は無線通信分野で広く利用されている。そのＳＡＷ（Surface Accoustic Wave）フィルタにおいては、温度安定性（以降、温度特性と称す）に優れる水晶や、温度特性は悪いものの電気機械結合係数が高く広帯域なデバイスを実現できるリチウムタンタレート（以降、ＬＴと称す）やリチウムナイオベート（以降、ＬＮと称す）が利用されることが多かった。また、温度特性が比較的良好で、更に電気機械結合係数も比較的高い圧電材料として四ホウ酸リチウム（以降、ＬＢＯと称す）があり、ＳＡＷデバイスへの利用が進められている。
【０００３】
また、昨今の無線通信の高速大容量化によりそのＩＦ段に用いるＩＦ（Intermediate Frequency）フィルタにおいても広帯域な特性が求められている。ＩＦフィルタには一般に急峻なフィルタ特性、高い減衰特性が要求され、デジタル通信機器用では群遅延の平坦性も重要となる。これらのフィルタには、減衰量及び群遅延の平坦性に優れるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタが多く利用されてきたが、このトランスバーサル型ＳＡＷフィルタは一般にフィルタの挿入損失が大きい欠点があった。
【０００４】
この挿入損失に関しては一方向性電極の採用により低損失化が進んでいる。一方向性電極として最もよく利用されているものの一つにＤＡＲＴがある。このＤＡＲＴに関しては非特許文献１に詳しく述べられている。
【０００５】
従来のトランスバーサル型ＳＡＷ−ＩＦフィルタの圧電材料には、温度特性に優れた水晶が多く利用されてきた。しかし、広帯域伝送のニーズに伴い、温度特性が比較的良好であり、広帯域な特性を得ることが可能なＬＢＯへの展開がＩＦフィルタにおいても進んでいる。特に、水晶では実現が難しく、ＬＴ、ＬＮでは温度特性が問題となる中帯域デバイスにおいては高い優位性がある。
【０００６】
ＬＢＯのウェハ方位（カットアングル）は幾つか知られているが、温度特性が優れるオイラー角表示で（４５°、９０°、９０°）のカット及びそれと同一のカットである（１３５°、９０°、９０°）のカットでのレーリー（Rayleigh Waves）ＳＡＷを利用したものが最も多く用いられている。そのカットアングルは結晶の（１，１，０）面に相当し、ウエハの製造の点でも利点がある。製造条件によって最適なカットアングルが変わるため、実際にはそのカットアングルから若干変えたものも多く利用されている。
【０００７】
オイラー角（４５°、θ°、９０°）のθを９０°より幾分変えたものが報告されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。これら（４５°、９０°、９０°）から若干アングルを変えたＬＢＯは、（１，１，０）方位付近の利用であること、レーリーＳＡＷを利用するカットである点で同類のものと判断できる。このＬＢＯは電極部におけるＳＡＷの反射が大きく、一方向性の強度（方向性度）を高くとれる。そのため、ＳＡＷフィルタを低損失にすることにより適している。
【０００８】
特許文献３ではＬＢＯ基板を用いた一方向性電極の最適な電極形状に関して述べている。その最適な電極形状とは、波長λ0の区間に、幅がλ0／８の２本の電極指と、幅が０．２６λ0〜０．３３λ0の１本の反射電極指の組み合わせであり、電極膜厚は１．０％λ0〜２．０％λ0が良いと示されている。ここで、λ0はＳＡＷデバイスのＩＤＴ（Inter Digital Transduser）電極上を伝搬するＳＡＷの位相速度とＳＡＷデバイスの中心周波数Ｆ0との比から決まるＳＡＷの実効的な波長である。λ0はＩＤＴ電極の電極ピッチと等しいが、近年のＳＡＷデバイスは複数の電極ピッチが混在しているため、複数の電極ピッチの平均値に比較的近い値となる。
【０００９】
ＳＡＷフィルタは、入出力端子がそれぞれ１本の伝送線路で構成されるアンバランス動作で用いられることが多かった。近年の通信システムの無線部においては、位相の１８０°反転した２本の伝送線路を用いて外部からのノイズの影響を抑圧するバランス伝送が多く用いられている。ＩＦ−ＳＡＷフィルタも入力を２端子、出力を２端子とするバランス動作で用いられることが多くなっている。また、無線部においてＩＦ−ＳＡＷフィルタの前段にはＲＦミキサーやアンプ、もしくはそれらが１チップ化されたＲＦ−ＩＣ（Radio Frequency-Integrated Circuits）が利用される。一般な無線機器における伝送線路の特性インピーダンスは５０Ωが用いられることが多い。
【００１０】
しかし、ＩＦ−ＳＡＷフィルタの前段に用いられる部品においては、それらからＩＦ段への出力インピーダンス（以下、Ｚｒｆｏｕｔと示す）は５０Ωではない場合が多い。その出力インピーダンスの逆数であるアドミタンスをＹｒｆｏｕｔとすると、Ｙｒｆｏｕｔは位相を考慮して、１／Ｚｒｆｏｕｔ＝Ｙｒｆｏｕｔ＝Ｇｒｆｏｕｔ＋ｊＢｒｆｏｕｔと複素数で表される。その実数部Ｇｒｆｏｕｔはコンダクタンス、虚数部Ｂｒｆｏｕｔはサセプタンスと呼ばれる。アンバランス動作の部品ではコンダクタンスの逆数 １／Ｇｒｆｏｕｔは多くは５０〜５００Ω程度である。まれに１０００Ω程度まで高まる部品もある。バランス動作部品ではその２倍となり、多くは１００〜１０００Ωであり、まれに２０００Ω程度まで高まる部品もある。また、そのサセプタンスは容量性となる場合が常である。ここで、サセプタンスが容量性とは、Ｂｒｆｏｕｔが負であることとなる。このインピーダンス（アドミタンス）は部品メーカーの設計思想により決まり、メーカー毎に異なることが一般的である。
【００１１】
ＩＦ−ＳＡＷフィルタの後段にはアンプやＩＦミキサー、もしくはそれらが１チップ化されたＩＦ−ＩＣが利用される。その入力アドミタンスは位相を考慮してＹｉｆｉｎ＝Ｇｉｆｉｎ＋ｊＢｉｆｉｎと複素数で表される。アンバランス動作の部品では１／Ｇｉｆｉｎは多くは５０〜５００Ω程度であり、まれに１０００Ωまで高まる部品もある。バランス動作部品ではアンバランス動作部品のほぼ２倍となり、多くは１００〜１０００Ωであり、まれに２０００Ω程度まで高まる部品もある。また、そのサセプタンスは容量性となる場合が常である。このインピーダンス（アドミタンス）は部品メーカーの設計思想により決まり、メーカー毎に異なることが一般的である。
【００１２】
特許文献４には共振子型ＲＦ−ＳＡＷフィルタにおいて入力側ＩＤＴ電極の対数と出力側ＩＤＴ電極の対数を違えて、各々インピーダンスの異なる不平衡（アンバランス）入力と平衡（バランス）出力動作させる技術が示されている。このようにすることで、そのＲＦ−ＳＡＷフィルタの前後段部品とインピーダンス整合させることによって、部品間のエネルギー損失なしに高周波信号を伝送させることができる。
【００１３】
ここで出力インピーダンスがＺ＝Ｒ＋ｊＸ（もしくはＹ＝Ｇ＋ｊＢ）である部品とインピーダンス整合するためには、その後段に、入力インピーダンスがその共役複素数であるＺ＝Ｒ＋ｊ（−Ｘ）（もしくはＹ＝Ｇ＋ｊ（−Ｂ））の部品を接続する必要がある。共役複素数の関係にない場合には、それらの部品間にインダクタ（コイル）やコンデンサ（キャパシタ）等のリアクタンス素子による整合回路を設けてインピーダンス変換する必要がある。
【００１４】
ＲＦフィルタに多く用いられる共振子型ＳＡＷフィルタでは、インピーダンスを調整する形成自由度がある。しかし、ＩＦ−ＳＡＷフィルタに多く用いられるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの場合には、そのインピーダンスはフィルタの伝達応答によってほぼ決まり、前後段のインピーダンスに合わせる形成自由度はない。
【００１５】
フィルタの中心周波数Ｆ0における入力側インピーダンスをＺｉｎとし、アドミタンスをＹｉｎとし、Ｙｉｎ＝１／Ｚｉｎ＝Ｇｉｎ＋ｊ２πｆｏＣｉｎと記す。フィルタの中心周波数Ｆ0における出力側のインピーダンスをＺｏｕｔとし、アドミタンスをＹｏｕｔとし、Ｙｏｕｔ＝１／Ｚｏｕｔ＝Ｇｏｕｔ＋ｊ２πｆｏＣｏｕｔと記す。ここで、Ｇｉｎ、Ｇｏｕｔはフィルタのコンダクタンスであり、放射コンダクタンスと呼ばれる。Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔはフィルタの静電容量である。
【００１６】
少なくともトランスバーサル型ＳＡＷフィルタは常に容量性であり、同じく容量性である前後段部品とは誘導性であるインダクタなしではインピーダンス整合することは不可能である。コンダクタンスについても前後段部品のコンダクタンスと一致させることは現実的には不可能である。そのため、共振子型ＳＡＷフィルタにおいて特許文献４に示されているように、電極対数を調整して所望のインピーダンスを実現することはトランスバーサル型ＳＡＷフィルタでは不可能である。少なくとも、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ単体でサセプタンス成分をゼロ、もしくは誘導性にすることは不可能である。
【００１７】
ＩＦフィルタの入力端子は前段部品（ＲＦミキサーやアンプ、もしくはそれらが１チップ化されたＲＦ−ＩＣ）の出力端子に接続されるが、前述のとおり、その出力インピーダンスと共役複素の関係にある入力インピーダンスを実現するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを形成することは現実的には不可能である。そこで、少なくとも１個のインダクタ、場合によっては更に複数のコンデンサを用いたリアクタンス素子回路を前段部品とＳＡＷフィルタ間に設けて、インピーダンス変換を行うことが行われる。
【００１８】
ＩＦフィルタの出力端子は後段部品（アンプやＩＦミキサー、もしくはそれらが１チップ化されたＩＦ−ＩＣ（Intermediate Frequency-Integrated Circuits））の入力端子に接続されるが、前述のとおり、その入力インピーダンスと共役複素の関係にある出力インピーダンスを実現するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを形成することは現実的には不可能である。そこで、少なくとも１個のインダクタ、場合によっては更に複数のコンデンサを用いたリアクタンス素子回路を後段部品とＳＡＷフィルタ間に設けて、インピーダンス変換を行うことが行われる。
【００１９】
特許文献５には入出力ＩＤＴ電極の対数を違えて対数の比に制約をかけた反射重み付け一方向性トランスバーサル型ＳＡＷフィルタが示されている。すなわち、入力端子に電気的に接続される入力ＩＤＴ電極の対数と出力端子に電気的に接続される出力ＩＤＴ電極の対数とを適切に調整することで、フィルタの挿入損失を大幅に低減する効果が示されている。しかし、前後段のインピーダンスとの関係については開示されていない。
【００２０】
ＤＡＲＴ電極を用いて反射を部分的に間引くことで反射に重み付けを行いフィルタの周波数応答を制御する手法が開示されている（例えば、非特許文献１）。
【００２１】
一方、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタのカットオフ特性をさらに急峻にするために、上述のような反射の重み付けに加えて、ＩＤＴ電極に励振の「間引き重み付け」を施す手法も考案されている。
【００２２】
また、特許文献６には、方向性の異なるＤＡＲＴ基本区間ＩＤＴ電極を組み合わせて、ＩＤＴ電極内部に幾つかの局所的な共振キャビティを生じさせ、ＩＤＴ電極全体としては一方向性を持たせた変換器、即ち内部共振型一方向性変換器（ＲＳＰＵＤＴ）を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの形成手法が開示されている。このＲＳＰＵＤＴをＩＤＴ電極に用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタは、挿入損失が低減すると共に伝送特性が改善されるという特徴がある。つまり、このＩＤＴ電極内は方向性の異なる３つのグループのＤＡＲＴから構成されている。
【００２３】
特許文献６に示されている図中右方への伝搬方向を順方向、左方への伝搬方向を逆方向とすれば、順方向のＤＡＲＴ基本区間ＩＤＴ電極を５０λ0分配した第１のグループと、逆方向のＤＡＲＴ基本区間ＩＤＴ電極を４０λ0分配した第２のグループと、更に順方向のＤＡＲＴ基本区間ＩＤＴ電極を２０λ0分配した第３のグループとからなるＩＤＴ電極を用いてトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを構成した例と、その伝達応答が示されている。
【００２４】
この特許文献６のｆｉｇ．１１には、ＩＤＴ電極の位置（ＳＡＷの伝搬方向）を横軸にＤＡＲＴ（ＳＰＵＤＴ）の反射係数縦軸にとったグラフが図示されている。反射の重み付けを施したＩＤＴ電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタが例示されている。同図から、この特許文献６では、ＩＤＴ電極に反射係数が正の部分と、反射係数が負の部分と、零の部分とが存在する。
【００２５】
ここで反射の正負について簡単に説明する。これまでは正と零の反射重み付けを施したフィルタが一般的であったが上記特許文献６の発明は、これと比べ、挿入損失が７．４ｄＢから６．５ｄＢに低減されること、群遅延時間偏差が２００ｎｓｅｃから１００ｎｓｅｃに半減されること、第２のサイドローブの減衰量が大きく確保されること、通過帯域が広がること等の特徴を有すると記されている。
【００２６】
特許文献５、特許文献７には１１種類の電極の組み合わせによってそのＲＳＰＵＤＴの最適な電極構成を実現できることが示されている。図１０は、その１１種類の電極の構造を示す。
実際には、この１１種類の電極すべてが用いられるとは限らず、所望の周波数応答を実現する最低限の種類の電極が利用される。
【００２７】
【特許文献１】特開平成１０−１１７１２２号公報
【特許文献２】特許第３４２６９３０号明細書
【特許文献３】特開２００３−１２４７７８号公報
【特許文献４】特開２００４−０４８６７５号公報
【特許文献５】特開２００４−２０１２３４号公報
【特許文献６】米国特許第５７０３４２７号明細書（ｆｉｇ．１１）
【特許文献７】特開２００４−２３５６７６号公報
【非特許文献１】T.Kodama, H.Kawabata, Y.Yasuhara and H.Sato: “Design of Low-loss SAW Filters Employing Distributed Acoustic ReflectionTransducers”, IEEE Ultrason.Symp.Proc., pp.59-64 (1986).
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
特性インピーダンスが５０Ωにおいてトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを形成することが多かった。近年、前後段部品のバランス動作化も進み、それらの１／Ｇが５０Ωより高くなる傾向にある。５０Ω系の特性インピーダンスで形成し、５０Ω系の特性インピーダンスの元で評価した際に比較的低リップルでも、１／Ｇが高い実際の環境ではリップルが大きくなる問題が生じた。
【００２９】
オイラー角表示で（４５°、９０°、９０°）付近のカットのＬＢＯを用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいてはその強い反射を利用し、一方向性電極を用いた低損失フィルタが実現されている。しかし、形成時のインピーダンスと無線機器におけるインピーダンス環境が異なると、整合回路を設けているにもかかわらず、その強い反射によって強いリップルが生じる問題があった。
【００３０】
水晶基板を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいても、２％λ0の電極膜厚やＡｌより密度の高い電極材料でＩＤＴ電極を構成した場合には強いリップルを生じさせる。このように強い一方向性度を持つ一方向性電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいては実際の環境を考慮した形成技術の確立が課題であった。
【００３１】
本発明は、このような従来の問題点に着目してなされたもので、その目的は、強い反射を利用するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいて、低リップルな特性を備えたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
上記課題を解決するために、本発明では、圧電基板上に入力側ＩＤＴ電極と出力側ＩＤＴ電極とを少なくとも備える電極を有するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタと、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの前段に設けられてなるリアクタンス素子を含む入力側整合回路と、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの後段に設けられてなるリアクタンス素子を含む出力側整合回路とを備え、入力側整合回路に接続されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの入力側ＩＤＴ電極の対数と、出力側整合回路に接続されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの出力側ＩＤＴ電極の対数とが異なることを要旨とする。
【００３３】
これによれば、入力側整合回路に接続されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの入力側ＩＤＴ電極の対数と、出力側整合回路に接続されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの出力側ＩＤＴ電極の対数と、が異なることによって、低リップルな特性を備えたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下、本発明を具体化した実施例について図面に従って説明する。
【実施例１】
【００３５】
図１は、本実施例のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの構成を示す平面図を示す。圧電基板１１上に入力側ＩＤＴ電極１２と出力側ＩＤＴ電極１３が設けられ、入力側ＩＤＴ電極１２と出力側ＩＤＴ電極１３との間の電磁結合を弱めるため、その間にシールド電極１４が形成される。図中、黒で塗りつぶされている部分はアルミニウム（Ａｌ）でなる各電極である。入力側ＩＤＴ電極１２及び出力側ＩＤＴ電極１３は、ボンディングワイヤ１６にて外部端子と接続される。シールド電極１４もまたボンディングワイヤ１６にて外部のグランド端子に接続される。さらに、圧電基板１１の長辺方向（表面波伝搬方向）の端部に吸音材１５を塗布して不要反射波を抑圧している。
【００３６】
図２は、本実施例の一方向性電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの構成を示す平面図を示す。圧電基板２１上に一方向性電極を部分的に配置した入力側ＩＤＴ電極２２及び出力側ＩＤＴ電極２３を形成し、入力側ＩＤＴ電極２２と出力側ＩＤＴ電極２３との間の電磁結合を弱めるためにシールド電極２４を形成している。
【００３７】
図３は、一方向性電極の一種であるＤＡＲＴ電極の基本区間を示す模式図である。
一方向性電極の一種であるＤＡＲＴ電極２０が圧電基板１１，２１に形成されている。図中左端を原点とした場合、それぞれの電極指中心座標ｄ１，ｄ２，ｄ３と、電極指幅ｗ１，ｗ２，ｗ３を図に示した値のように設定する。すなわち、伝搬する表面波の波長λ0で表すと、ｄ１＝０．２５λ0、ｄ２＝０．６２５λ0、ｄ３＝０．８７５λ0、ｗ１＝３λ0／８、ｗ２＝λ0／８、ｗ３＝λ0／８である。
【００３８】
このＤＡＲＴ電極２０の基本区間の反射中心の電極指中心座標ｄ１は（（λ0／４）／λ0）×２π＝９０°となり、励振中心の電極指中心座標ｄ２は（０．６２５λ0／λ0）×２π＝２２５°付近となり、水晶やＬＢＯなどの圧電基板１１，２１に数％λ0程度のアルミニウム電極で構成するときには図中右方へ表面波を強く励振できる。尚、電極指幅ｗ１，ｗ２，ｗ３は常に図３に示した値が良いわけではなく、電極膜厚等により最適な値へと僅かに変更される。製造バラツキも考慮すると、実際にはｗ１＝３λ0／８±０．０２５λ0（０．３５λ0〜０．４０λ0）、ｗ２＝λ0／８±０．０２５λ0（０．１０λ0〜０．１５λ0）、ｗ３＝λ0／８±０．０２５λ0（０．１０λ0〜０．１５λ0）の範囲となる。
【００３９】
図４は、ＤＡＲＴ電極と反射間引き電極βとの構造の比較を示す模式図である。
反射間引き電極βは、ＤＡＲＴ電極αと比較した場合、反射の機能を持つ電極指幅ｗ１をほぼλ0／８幅の２本の電極で分割した構造を持つ。反射間引き電極βの４本の電極はほぼλ0／４間隔で配置され、このとき反射作用がなくなる。このため、部分的に反射を間引いて反射に複雑な重み付けを行う場合は、ＤＡＲＴ電極αと反射間引き電極βとを組み合わせて利用する。
【００４０】
図５は、ＤＡＲＴ電極と反射間引き電極βとを配置したトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの模式図である。ＩＤＴ電極３１の中にＤＡＲＴ電極αと反射間引き電極βが配置されている。１λ0長さの電極区間毎に、それぞれＤＡＲＴ電極αと反射間引き電極βとで構成されていて、一方向性の機能を有している。
【００４１】
図６（ａ）は、ＲＳＰＵＤＴを用いたＳＡＷフィルタ（ＲＳＰＵＤＴフィルタ）の構成を示す模式図である。
ＳＡＷフィルタは、入力端子、出力端子がそれぞれ１本の伝送線路で構成され、アンバランス動作するようになっている。ＳＡＷフィルタを含むＲＦ部においては、位相の１８０°反転した２本の伝送線路を用いて外部からのノイズの影響を抑圧するバランス伝送が多く用いられている。ＳＡＷフィルタもバランス伝送に対応して動作させる必要があり、その場合は入力を２端子、出力を２端子とする必要がある。
【００４２】
図６（ｂ）は、バランス終端に対応したＲＳＰＵＤＴフィルタの模式図である。
ＲＳＰＵＤＴフィルタに限らず、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタや方向性電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタに関してもバランス動作させる場合は同様の構成となる。
【００４３】
図７は、本実施例の通信機器の構成を示す模式図である。通信機器１００は、前段部品１と、入力側整合回路２と、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３と、出力側整合回路４と、後段部品５と、それらの各構成部材を電気的に接続する接続部１０とで構成されている。矢印Ａの方向に通信の信号が伝播される。前段部品１の出力アドミタンス６はＹｒｆｏｕｔ＝Ｇｒｆｏｕｔ＋ｊＢｒｆｏｕｔで示される。また、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の入力アドミタンス７はＹｉｎ＝Ｇｉｎ＋ｊ２πｆｏＣｉｎで示される。トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の出力アドミタンス８はＹｏｕｔ＝Ｇｏｕｔ＋ｊ２πｆｏＣｏｕｔで示される。後段部品５の入力アドミタンス９はＹｉｆｉｎ＝Ｇｉｆｉｎ＋ｊＢｉｆｉｎで示される。
【００４４】
トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３は、圧電基板上に入力側ＩＤＴ電極と出力側ＩＤＴ電極とを少なくとも備える電極を有している。入力側ＩＤＴ電極と出力側ＩＤＴ電極との一部分に一方向性電極を少なくとも含んでいる。圧電基板は、Ｘカットのリチウムタンタレート（ＬＴ）、（４５°、９０°、９０°）付近のカットの四ホウ酸リチウム（ＬＢＯ）又は水晶等の圧電作用を有する材質であれば特に限定しない。
【００４５】
特に、ＬＢＯ基板を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタでは広帯域な特性が得られ、更に方向性度の高い一方向性電極の利用により比較的低損失な特性を得ることができる。ただし、ＬＢＯに限らず、水晶基板においても電極膜厚を厚くしたり、電極材料に密度の高い金属を選択することで同様の方向性度が得られ、比較的低損失な特性を実現できる。すなわち、電極膜厚を２％λ0より大きくしたり、それ以下の膜厚でもアルミニウム（Ａｌ）より密度の高い電極材料を用いれば圧電基板が水晶であっても十分な方向性度が得られる。
【００４６】
本実施例は、前段部品１の出力アドミタンス６をＹｒｆｏｕｔ＝Ｇｒｆｏｕｔ＋ｊＢｒｆｏｕｔとし、後段部品５の入力アドミタンス９をＹｉｆｉｎ＝Ｇｉｆｉｎ＋ｊＢｉｆｉｎとして、（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にある通信機器に使用されるトランスバーサル型ＳＡＷフィルタである。具体的には、前段部品１の出力はバランス動作であり、１／Ｇｒｆｏｕｔは５００Ωであり、後段部品５の入力はバランス動作であり、１／Ｇｉｆｉｎは２５０Ωである。
【００４７】
特性インピーダンスが５０Ωの場合のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタと比較して説明する。本実施例の通信機器はアンバランス動作であり、１／Ｇｒｆｏｕｔは２５０Ω、１／Ｇｉｆｉｎは１２５Ωであり、５０Ωの場合との差はバランス動作ほど大きくない。そのため、５０Ωの場合と比較して２５０Ωと１２５Ωとの場合はリップルが増大するものの、極端な劣化までにはならない。すなわち、５０Ωの場合のリップル０．５ｄＢに対して、１／Ｇｒｆｏｕｔ＝２５０Ω、１／Ｇｉｆｉｎ＝１２５Ωではリップル０．７ｄＢに劣化する。
【００４８】
また、１／Ｇｒｆｏｕｔ＝５００Ω、１／Ｇｉｆｉｎ＝２５０Ωの場合においてのリップルは１ｄＢ近くまで劣化する。この劣化度合いは反射の強さにも依存し、反射が強く、入力側整合回路２及び出力側整合回路４に対する感度が高い場合にはより顕著に現れる。
【００４９】
そこで、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の入力側の特性インピーダンスを１／Ｇｒｆｏｕｔ、出力側の特性インピーダンスを１／Ｇｉｆｉｎとして、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の電極を形成した。その特性インピーダンスを持つ入出力終端とトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３との間に、各々１個のインダクタと２個のコンデンサとを含む入力側整合回路２及び出力側整合回路４を設けた。
【００５０】
また、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３は、圧電基板にＬＢＯの（４５°、９０°、９０°）を用い、図５に示した一方向性のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ及び図６に示したＲＳＰＵＤＴフィルタの構造とした。入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、Ｎ１＝６０、Ｎ２＝１０２、（Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）＝０．３７）として形成した第１のフィルタと、Ｎ１＝１０２、Ｎ２＝６０、（Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）＝０．６３）として形成した第２のフィルタとで構成した。ここで、入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１はトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の入力端子に電気的に接続される入力側ＩＤＴ電極の対数であり、出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２はトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の出力端子に電気的に接続される出力側ＩＤＴ電極の対数であり、Ｎ１＝６０とは６０λ0長さ相当のＩＤＴ電極である。
【００５１】
図８は、本実施例の通過帯域の伝達応答を示すグラフである。
トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の前段には１個のインダクタと複数のコンデンサとを備えてインピーダンスをトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３に整合する入力側整合回路２を設けて、１／Ｇｒｆｏｕｔにインピーダンスを整合した。トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の後段には１個のインダクタと複数のコンデンサとを備えてインピーダンスをトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３に整合する出力側整合回路４を設けて、１／Ｇｉｆｉｎにインピーダンスを整合した。
【００５２】
第１のフィルタの通過帯域の伝達応答を破線で示し、第２のフィルタの通過帯域の伝達応答を実線で示す。第１のフィルタは挿入損失約９ｄＢ、リップル０．９４ｄＢであり、第２のフィルタは挿入損失約８．５ｄＢ、リップル０．５１ｄＢであった。第２のフィルタは第１のフィルタより約０．５ｄＢ程度低損失であり、リップルも０．４ｄＢ程度良化している。
【００５３】
第１のフィルタ及び第２のフィルタともに前段のインピーダンス、後段のインピーダンスそれぞれに入力側整合回路２及び出力側整合回路４を設けて整合しているため、不整合によるエネルギー損失はない。また、第１のフィルタ及び第２のフィルタともに圧電基板、ＩＤＴ電極の総対数Ｎ（Ｎ＝（Ｎ１＋Ｎ２））、等のフィルタの電気的特性を決める条件は同じである。それにもかかわらず、電気的な性能に大きな差が生じている。
【００５４】
この理由について説明する。Ｇｉｎ＝Ｇｒｆｏｕｔの場合、入力側整合回路２及び出力側整合回路４のインダクタはトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の静電容量（Ｃｉｎ）を打ち消すためだけに利用される。一方、Ｇｉｎ≠Ｇｒｆｏｕｔの場合には、入力側整合回路２及び出力側整合回路４のインダクタはトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の静電容量を打ち消すだけでなく、インピーダンス変換するためにも利用される。インピーダンス変換の際にはコンデンサを入力側整合回路２及び出力側整合回路４に加える必要があり、その容量分が少なからず加わる。
【００５５】
従って、インピーダンス変換する際のインダクタは、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の静電容量に加えて、入力側整合回路２及び出力側整合回路４の容量成分をも打ち消す必要が生じる。ここで、打ち消す総容量成分をＣとし、打ち消すためのインダクタのインダクタンスをＬとすれば、Ｌ＝１／（４π２ｆｏ２Ｃ）となり、総容量成分Ｃが大きい程、インダクタンスＬは小さくする必要がある。しかし、一般に、インダクタンスＬの値が小さくなると入力側整合回路２及び出力側整合回路４はインダクタの寄生抵抗分の影響を受け易くなる。例えば、インダクタを入力側整合回路２及び出力側整合回路４の並列腕に設けた場合には、等価的に並列に２πｆｏＱＬの寄生抵抗が加わることになる。
【００５６】
ここで、インダクタの性能指数Ｑは、回路のＩＦ周波数帯においては数１０程度の値をとることが多い。この寄生抵抗はインダクタンスＬに比例しているため、インダクタンスＬが小さいほど小さな抵抗となり、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の抵抗分（ここでは、１／Ｇ）が大きい場合には、本来トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３に供給されるべき電力がより抵抗が小さいインダクタの寄生抵抗で消費されることになる。従って、Ｇｉｎ≠Ｇｒｆｏｕｔの場合にはインダクタンスＬが低下し、その寄生抵抗値が小さくなることで入力側整合回路２及び出力側整合回路４に影響を与えるようになり、更にトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の抵抗分が大きいほどその影響が強くなる。
【００５７】
励振電極を間引いていないＩＤＴ電極においてはその抵抗分は入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１及び出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２に反比例する。トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３においては伝達応答を良好とするため、少なからず励振電極を間引いているため入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１及び出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２と抵抗分が反比例するとは限らない。しかしながら、入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１及び出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２が少ないときに抵抗分が高まると、入力側整合回路２及び出力側整合回路４での消費電力が高まることでトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の挿入損失が劣化する。入力側整合回路２及び出力側整合回路４での消費電力を最小とするためにはＧｒｆｏｕｔとＧｉｎとのコンダクタンス差を小さくし、ＧｉｆｉｎとＧｏｕｔとのコンダクタンス差を小さくすれば良い。
【００５８】
（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）においては、Ｎ１＜Ｎ２とすることで（１／Ｇｉｎ）＜（１／Ｇｏｕｔ）となり、ＧｒｆｏｕｔとＧｉｎとの差、ＧｉｆｉｎとＧｏｕｔとの差は比較的に縮まる。逆に、Ｎ１＞Ｎ２の場合には、（１／Ｇｉｎ）＞（１／Ｇｏｕｔ）となり、ＧｒｆｏｕｔとＧｉｎとの差とＧｉｆｉｎとＧｏｕｔとの差の一方は近くなるものの、もう一方は差が大きく開くことになる。そのもう一方の大きく開いた差が挿入損失を指数的に増大させるとともに、入力側整合回路２及び出力側整合回路４の感度を高めることでリップルを増大させるならば、第１のフィルタと第２のフィルタで生じた結果が説明されることとなる。
【００５９】
図９は、電極対数を変えた場合の対数とリップルとの関係を示すグラフである。
（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の条件においては総対数Ｎに対する入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１の割合いＮ１／（Ｎ１＋Ｎ２）は０．４５以下においてリップルが小さくなる。もちろん、この結果より、逆の条件、すなわち（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）ではＮ１／（Ｎ１＋Ｎ２）が０．５５以上においてリップルが小さくなる。（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の条件で、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）は０．３０〜０．４５においてリップルが小さくなる。逆の条件、すなわち（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）では、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）は０．５５〜０．７０においてリップルが小さくなる。
【００６０】
前述した（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の場合の他に、（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＞（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）においても同様の結果となる。すなわち、後段のインピーダンスが前段のインピーダンスより高い場合にはトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ３の出力側のインピーダンスを入力側のインピーダンスより高くしてインピーダンス差のバランスをとることが必要である。尚、アドミタンスの絶対値｜Ｙ｜は、｜Ｙ｜＝（Ｇ2＋Ｂ2）0.5で表される。
【００６１】
以下、実施例１の効果を記載する。
（１）中心周波数Ｆ0が５００ＭＨｚ以下、特に３００ＭＨｚ以下の低結合材料を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタにおいて低リップルな特性を達成することができる。
【００６２】
上記実施例以外の変形例は、以下の通りである。
（変形例１）上記通信機器１００が高周波回路部を備えている場合は、（１／Ｇｒｆｏｕｔ）及び（１／Ｇｉｆｉｎ）は、アンバランス動作時に５０〜５００Ω、バランス動作時に１００〜１０００Ωであることが多い。ＬＮ等の高結合材料を用いたフィルタの場合は、コンダクタンスはこの範囲に入るように形成すればよい。従って、フィルタの性能は入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１又は出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２の大小に、さほど影響を受けない。一方、結合係数の比較的低いＸカットのＬＴ、ＬＢＯ、水晶を材料に用いたフィルタではコンダクタンスは低下し、その逆数が数キロΩになることもまれではない。このようなフィルタにおいては、前後段のコンダクタンスに合わせて入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１、出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２を適切に割り振ることによって、求める性能を得ることができる。
【００６３】
それらＸカットＬＴ、ＬＢＯ、水晶基板において、強い反射を利用した一方向性電極を用いたフィルタは整合回路に対する感度が高いため、低リップルな特性を得るには、入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１と出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２とを適切に割り振ることが大変重要になる。例えば、５００ＭＨｚ以下、特に３００ＭＨｚ以下のようにフィルタの中心周波数Ｆ0が低くなるとフィルタの１／Ｇが高まるためこの効果が顕著になる。バランス動作では前段部品及び後段部品のインピーダンスが高まるので、入力側ＩＤＴ電極対数Ｎ１、出力側ＩＤＴ電極対数Ｎ２を適切に割り振ることによって、低リップルな特性を備えたフィルタを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本実施例に係わる、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの構成を示す平面図。
【図２】本実施例に係わる、一方向性電極を用いたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの構成を示す平面図。
【図３】本実施例に係わる、一方向性電極の一種であるＤＡＲＴの基本区間を示す模式図。
【図４】本実施例に係わる、ＤＡＲＴと反射間引き電極βとの構造の比較を示す模式図。
【図５】本実施例に係わる、一方向性電極ＤＡＲＴが部分的に配置されたトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの模式図。
【図６】（ａ）は、本実施例に係わる、ＲＳＰＵＤＴを用いたＳＡＷフィルタ（ＲＳＰＵＤＴフィルタ）の構成を示す模式図、（ｂ）は、本実施例に係わる、バランス終端に対応したＲＳＰＵＤＴフィルタの模式図。
【図７】本実施例に係わる、通信機器の構成を示す模式図。
【図８】本実施例に係わる、通過帯域の伝達応答を示すグラフ。
【図９】本実施例に係わる、電極対数を変えた場合の対数とリップルとの関係を示すグラフ。
【図１０】従来例に係わる、電極構成を示す模式図。
【符号の説明】
【００６５】
１…前段部品、２…入力側整合回路、３…トランスバーサル型ＳＡＷフィルタ、４…出力側整合回路、５…後段部品、６，８…出力アドミタンス、７，９…入力アドミタンス、１０…接続部、１１，２１…圧電基板、１２，２２…入力側ＩＤＴ電極、１３，２３…出力側ＩＤＴ電極、１４，２４…シールド電極、１５…吸音材、１６…ボンディングワイヤ、２０，α…ＤＡＲＴ電極、３１…ＩＤＴ電極、１００…通信機器、Ａ…矢印、Ｃ…総容量成分、ｄ１，ｄ２，ｄ３…電極指中心座標、Ｆ0…中心周波数、Ｌ…インダクタンス、Ｎ…総対数、Ｎ１…入力側ＩＤＴ電極対数、Ｎ２…出力側ＩＤＴ電極対数、Ｑ…性能指数、ｗ１，ｗ２，ｗ３…電極指幅、β…反射間引き電極、λ0…波長。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電基板上に入力側ＩＤＴ電極と出力側ＩＤＴ電極とを少なくとも備える電極を有するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタと、
前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの前段に設けられてなるリアクタンス素子を含む入力側整合回路と、
前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの後段に設けられてなるリアクタンス素子を含む出力側整合回路とを備え、
前記入力側整合回路に接続される前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの前記入力側ＩＤＴ電極の対数と、前記出力側整合回路に接続される前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの前記出力側ＩＤＴ電極の対数と、が異なることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記入力側整合回路の更に前段に設けられてなる前段部品と、前記出力側整合回路の更に後段に設けられてなる後段部品とをさらに備え、前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの中心周波数における前記前段部品の出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）のコンダクタンス（Ｇｒｆｏｕｔ）の逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）が５０Ωとは異なり、前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの中心周波数における前記後段部品の入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）のコンダクタンス（Ｇｉｆｉｎ）の逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）が５０Ωとは異なることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）が５０Ωより高く、前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）が５０Ωより高いことを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．４５であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項５】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．５５≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項６】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＜（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．４５であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項７】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＞（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．５５≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項８】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）及び前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＜（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．６２≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項９】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、及び前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＞（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．３８であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、及び前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＜（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．５５≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．７０であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１１】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、及び前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＞（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．３０≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．４５であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１２】
請求項１乃至請求項１１のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記前段部品の出力端子がバランス動作であり、かつ／もしくは、前記後段部品の入力端子がバランス動作であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１３】
請求項１乃至請求項１２のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記入力側ＩＤＴ電極と前記出力側ＩＤＴ電極との一部分に一方向性電極を少なくとも含むことを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１４】
ＲＳＰＵＤＴの手法を利用したことを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１５】
請求項１乃至請求項１４のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記圧電基板がＸカットのリチウムタンタレート（ＬＴ）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１６】
請求項１乃至請求項１４のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記圧電基板が（４５°、９０°、９０°）付近のカットの四ホウ酸リチウム（ＬＢＯ）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１７】
請求項１乃至請求項１４のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記圧電基板が水晶であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１８】
請求項１乃至請求項１７のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記電極の電極材料がアルミニウムであり、前記電極の膜厚が波長λ0の２％より大きいことを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１９】
請求項１乃至請求項１７のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記電極の電極材料がアルミニウムより密度の高い電極材料を用い、前記圧電基板が水晶であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項２０】
請求項１乃至請求項１９のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記中心周波数が５００ＭＨｚ以下であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項２１】
請求項１乃至請求項１９のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記中心周波数が３００ＭＨｚ以下であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１】
圧電基板上に入力側ＩＤＴ電極と出力側ＩＤＴ電極とを少なくとも備える電極を有するトランスバーサル型ＳＡＷフィルタと、
前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの前段に設けられてなるリアクタンス素子を含む入力側整合回路と、
前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの後段に設けられてなるリアクタンス素子を含む出力側整合回路とを備え、
前記入力側整合回路に接続される前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの前記入力側ＩＤＴ電極の対数と、前記出力側整合回路に接続される前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの前記出力側ＩＤＴ電極の対数と、が異なることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記入力側整合回路の更に前段に設けられてなる前段部品と、前記出力側整合回路の更に後段に設けられてなる後段部品とをさらに備え、前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの中心周波数における前記前段部品の出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）のコンダクタンス（Ｇｒｆｏｕｔ）の逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）が５０Ωとは異なり、前記トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの中心周波数における前記後段部品の入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）のコンダクタンス（Ｇｉｆｉｎ）の逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）が５０Ωとは異なることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）が５０Ωより高く、前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）が５０Ωより高いことを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．４５であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項５】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．５５≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項６】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＜（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．４５であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項７】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＞（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．５５≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項８】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）及び前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＜（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．６２≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項９】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、及び前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＞（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．３８であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＜（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、及び前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＜（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．５５≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．７０であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１１】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記逆数（１／Ｇｒｆｏｕｔ）と前記逆数（１／Ｇｉｆｉｎ）とが（１／Ｇｒｆｏｕｔ）＞（１／Ｇｉｆｉｎ）の関係にあり、及び前記出力アドミタンス（Ｙｒｆｏｕｔ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）と前記入力アドミタンス（Ｙｉｆｉｎ）の絶対値の逆数（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）とが（１／｜Ｙｒｆｏｕｔ｜）＞（１／｜Ｙｉｆｉｎ｜）の関係にあり、前記入力側ＩＤＴ電極の対数をＮ１とし、前記出力側ＩＤＴ電極の対数をＮ２とするとき、０．３０≦Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）≦０．４５であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１２】
請求項１乃至請求項１１のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記前段部品の出力端子がバランス動作であり、かつ／もしくは、前記後段部品の入力端子がバランス動作であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１３】
請求項１乃至請求項１２のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記入力側ＩＤＴ電極と前記出力側ＩＤＴ電極との一部分に一方向性電極を少なくとも含むことを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１４】
ＲＳＰＵＤＴの手法を利用したことを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１５】
請求項１乃至請求項１４のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記圧電基板がＸカットのリチウムタンタレート（ＬＴ）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１６】
請求項１乃至請求項１４のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記圧電基板が（４５°、９０°、９０°）付近のカットの四ホウ酸リチウム（ＬＢＯ）であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１７】
請求項１乃至請求項１４のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記圧電基板が水晶であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１８】
請求項１乃至請求項１７のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記電極の電極材料がアルミニウムであり、前記電極の膜厚が波長λ0の２％より大きいことを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項１９】
請求項１乃至請求項１７のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記電極の電極材料がアルミニウムより密度の高い電極材料を用い、前記圧電基板が水晶であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項２０】
請求項１乃至請求項１９のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記中心周波数が５００ＭＨｚ以下であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【請求項２１】
請求項１乃至請求項１９のいずれか一項に記載のトランスバーサル型ＳＡＷフィルタであって、前記中心周波数が３００ＭＨｚ以下であることを特徴とするトランスバーサル型ＳＡＷフィルタ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２００７−２１４６２３（Ｐ２００７−２１４６２３Ａ）
【公開日】平成１９年８月２３日（２００７．８．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２９２６７（Ｐ２００６−２９２６７）
【出願日】平成１８年２月７日（２００６．２．７）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年８月２３日（２００７．８．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年２月７日（２００６．２．７）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
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